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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2023100161
(43)【公開日】2023-07-18
(54)【発明の名称】電力変換システム
(51)【国際特許分類】
H02M 7/48 20070101AFI20230710BHJP
H02M 7/493 20070101ALI20230710BHJP
【ＦＩ】
H02M7/48 E
H02M7/493
【審査請求】未請求
【請求項の数】3
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2022000646
(22)【出願日】2022-01-05
(71)【出願人】
【識別番号】000002945
【氏名又は名称】オムロン株式会社
(71)【出願人】
【識別番号】304021288
【氏名又は名称】国立大学法人長岡技術科学大学
(74)【代理人】
【識別番号】110002860
【氏名又は名称】弁理士法人秀和特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】馬渕 雅夫
(72)【発明者】
【氏名】小林 健二
(72)【発明者】
【氏名】平島 正裕
(72)【発明者】
【氏名】上松 武
(72)【発明者】
【氏名】岡田 亘
(72)【発明者】
【氏名】村田 彩
(72)【発明者】
【氏名】伊東 淳一
(72)【発明者】
【氏名】日下 佳祐
(72)【発明者】
【氏名】近藤 小春
【テーマコード（参考）】
5H770
【Ｆターム（参考）】
5H770BA11
5H770CA05
5H770CA06
5H770DA01
5H770DA22
5H770DA30
5H770HA02Y
5H770HA02Z
5H770HA03Y
5H770HA15Y
5H770JA10X
5H770JA13Y
5H770KA01Y
(57)【要約】
【課題】ゼロクロス付近の無効電流を抑制し、出力波形の安定化する。
【解決手段】並列接続された複数の電力変換装置から負荷に給電可能な電力変換システムにおいて、電力変換装置は、スイッチング素子のオンオフにより直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、オンオフを制御する制御部と、インバータ部の出力電力を平滑化するフィルタリアクトルとフィルタコンデンサを含むフィルタ部と、負荷に出力される出力電流を計測する出力電流計測部と、フィルタリアクトルを流れる電流を計測するリアクトル電流計測部と、フィルタコンデンサの出力電圧を計測する出力電圧計測部と、を備え、制御部は、出力電圧指令値に基づいてインバータ部から出力されるインバータ電圧の指令値を生成する電圧制御部と、出力電流及びスイッチング素子を制御する際のデッドタイムに起因するデッドタイム誤差電圧の少なくともいずれかを補償する外乱オブザーバと、を有する。
【選択図】図３
【解決手段】並列接続された複数の電力変換装置から負荷に給電可能な電力変換システムにおいて、電力変換装置は、スイッチング素子のオンオフにより直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、オンオフを制御する制御部と、インバータ部の出力電力を平滑化するフィルタリアクトルとフィルタコンデンサを含むフィルタ部と、負荷に出力される出力電流を計測する出力電流計測部と、フィルタリアクトルを流れる電流を計測するリアクトル電流計測部と、フィルタコンデンサの出力電圧を計測する出力電圧計測部と、を備え、制御部は、出力電圧指令値に基づいてインバータ部から出力されるインバータ電圧の指令値を生成する電圧制御部と、出力電流及びスイッチング素子を制御する際のデッドタイムに起因するデッドタイム誤差電圧の少なくともいずれかを補償する外乱オブザーバと、を有する。
【選択図】図３
【特許請求の範囲】
【請求項1】
並列に接続された複数の電力変換装置から負荷に電力を供給可能な電力変換システムにおいて、
前記電力変換装置は、
スイッチング素子のオンオフにより直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、
前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御部と、
前記インバータ部から出力される電力を平滑化するフィルタリアクトルとフィルタコンデンサを含むフィルタ部と、
前記フィルタ部を介して負荷に出力される出力電流を計測する出力電流計測部と、
前記フィルタリアクトルを流れるリアクトル電流を計測するリアクトル電流計測部と、
前記フィルタコンデンサの電圧である出力電圧を計測する出力電圧計測部と、
を備え、
前記制御部は、
出力電圧指令値に基づいて前記インバータ部から出力されるインバータ電圧の指令値を生成する電圧制御部と、
前記出力電流及び前記スイッチング素子を制御する際のデッドタイムに起因するデッドタイム誤差電圧の少なくともいずれかを補償する外乱オブザーバと、
を有することを特徴とする電力変換システム。
前記電力変換装置は、
スイッチング素子のオンオフにより直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、
前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御部と、
前記インバータ部から出力される電力を平滑化するフィルタリアクトルとフィルタコンデンサを含むフィルタ部と、
前記フィルタ部を介して負荷に出力される出力電流を計測する出力電流計測部と、
前記フィルタリアクトルを流れるリアクトル電流を計測するリアクトル電流計測部と、
前記フィルタコンデンサの電圧である出力電圧を計測する出力電圧計測部と、
を備え、
前記制御部は、
出力電圧指令値に基づいて前記インバータ部から出力されるインバータ電圧の指令値を生成する電圧制御部と、
前記出力電流及び前記スイッチング素子を制御する際のデッドタイムに起因するデッドタイム誤差電圧の少なくともいずれかを補償する外乱オブザーバと、
を有することを特徴とする電力変換システム。
【請求項2】
前記外乱オブザーバは、
前記出力電流を補償する電流外乱オブザーバと、
前記デッドタイム誤差電圧を補償する電圧外乱オブザーバと、
を含むことを特徴とする請求項１に記載の電力変換システム。
前記出力電流を補償する電流外乱オブザーバと、
前記デッドタイム誤差電圧を補償する電圧外乱オブザーバと、
を含むことを特徴とする請求項１に記載の電力変換システム。
【請求項3】
前記外乱オブザーバは、
前記出力電流及び前記デッドタイム誤差電圧を補償する統合外乱オブザーバであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換システム。
前記出力電流及び前記デッドタイム誤差電圧を補償する統合外乱オブザーバであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、商用電力系統に連系するととともに自立運転時に並列運転可能な複数の電力変換装置を含む電力変換システムに関する。
【背景技術】
【0002】
従来、商用電力系統と連系するとともに，自立運転時には，複数の電力変換装置により，複数の蓄電池や太陽電池等の分散型電源を並列で運転するシステムが提案されている。
このように複数の電力変換装置を並列運転する際の電圧制御において、特にゼロクロス付近で無効電流の発生が見られ、電力効率が低下していた。このような無効電流の発生を抑制するため、出力電流の特定の周波数以外の高調波成分を検出して出力電圧指令値を補正することで、デッドタイムやインダクタンスの誤差による無効電流の発生を抑制する電圧制御が提案されている（例えば，特許文献１参照）。
このように複数の電力変換装置を並列運転する際の電圧制御において、特にゼロクロス付近で無効電流の発生が見られ、電力効率が低下していた。このような無効電流の発生を抑制するため、出力電流の特定の周波数以外の高調波成分を検出して出力電圧指令値を補正することで、デッドタイムやインダクタンスの誤差による無効電流の発生を抑制する電圧制御が提案されている（例えば，特許文献１参照）。
【0003】
一方で、電力変換装置の電圧制御系の具体的な構成において、フィードバック制御を適用した場合には、マイコンやＤＳＰ等のコントローラや検出回路の遅れ等により、制御応答の増加が制限されることも指摘されていた（例えば、非特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0004】
【特許文献1】特許第６７３９６４９号公報
【非特許文献】
【0005】
【非特許文献1】永井悟司、伊東淳一、「小型ＬＣフィルタを有する単相系統連系インバータのセミオープンループ制御に基づく自立運転」ＰＥ－１８－０４７、ＰＳＥ－１８－０２３、ＳＰＣ－１８－０６８、２０１８年３月６日
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0006】
本発明は、上記のような問題に鑑みてなされたものであり、ゼロクロス付近の無効電流を抑制し、出力波形の安定化が可能な電力変換システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0007】
上記の課題を解決するための本発明は、
並列に接続された複数の電力変換装置から負荷に電力を供給可能な電力変換システムにおいて、
前記電力変換装置は、
スイッチング素子のオンオフにより直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、
前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御部と、
前記インバータ部から出力される電力を平滑化するフィルタリアクトルとフィルタコンデンサを含むフィルタ部と、
前記フィルタ部を介して負荷に出力される出力電流を計測する出力電流計測部と、
前記フィルタリアクトルを流れるリアクトル電流を計測するリアクトル電流計測部と、
前記フィルタコンデンサの電圧である出力電圧を計測する出力電圧計測部と、
を備え、
前記制御部は、
前記出力電圧指令値に基づいて前記インバータ部から出力されるインバータ電圧の指令値を生成する電圧制御部と、
前記出力電流及び前記スイッチング素子を制御する際のデッドタイムに起因するデッドタイム誤差電圧の少なくともいずれかを補償する外乱オブザーバと、
を有することを特徴とする電力変換システム。
並列に接続された複数の電力変換装置から負荷に電力を供給可能な電力変換システムにおいて、
前記電力変換装置は、
スイッチング素子のオンオフにより直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、
前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御部と、
前記インバータ部から出力される電力を平滑化するフィルタリアクトルとフィルタコンデンサを含むフィルタ部と、
前記フィルタ部を介して負荷に出力される出力電流を計測する出力電流計測部と、
前記フィルタリアクトルを流れるリアクトル電流を計測するリアクトル電流計測部と、
前記フィルタコンデンサの電圧である出力電圧を計測する出力電圧計測部と、
を備え、
前記制御部は、
前記出力電圧指令値に基づいて前記インバータ部から出力されるインバータ電圧の指令値を生成する電圧制御部と、
前記出力電流及び前記スイッチング素子を制御する際のデッドタイムに起因するデッドタイム誤差電圧の少なくともいずれかを補償する外乱オブザーバと、
を有することを特徴とする電力変換システム。
【0008】
これによれば、電力変換システムを構成する電力変換装置において、出力電流の出力電圧に対する影響を外乱とみなして、外乱オブザーバにより出力電流を推定して補償することにより、ゼロクロス付近を含め安定した出力電圧波形が得られる。また、同様に、デッドタイムに起因するデッドタイム誤差電圧の出力電圧に対する影響を外乱とみなして、外乱オブザーバによりデッドタイム誤差電圧を推定して補償することにより、安定した出力電圧波形が得られる。このように、出力電流及びデッドタイム誤差電圧の少なくともいずれかを補償する外乱オブザーバを設けることにより、各電力変換装置において、安定した出力電圧波形が得られ、出力電圧歪みが改善される。各電力変換装置の制御部は、出力電流のみを補償する外乱オブザーバを有してもよいし、デッドタイム誤差電圧のみを補償する外乱オブザーバを有してもよいし、出力電流とデッドタイム誤差電圧のそれぞれ又は両者を補償する外乱オブザーバを有してもよい。また、このような電力変換装置によって構成される電力変換システムでは、電力変換装置間のゼロクロス付近の無効電流を抑制することができる。
【0009】
また、本発明において、
前記外乱オブザーバは、
前記出力電流を補償する電流外乱オブザーバと、
前記デッドタイム誤差電圧を補償する電圧外乱オブザーバと、
を含むようにしてもよい。
前記外乱オブザーバは、
前記出力電流を補償する電流外乱オブザーバと、
前記デッドタイム誤差電圧を補償する電圧外乱オブザーバと、
を含むようにしてもよい。
【0010】
これによれば、外乱オブザーバにより出力電流を推定して補償するとともに、外乱オブザーバによりデッドタイム誤差電圧を推定して補償することにより、各電力変換装置において安定した出力電圧波形が得られる。また、このような電力変換装置によって構成される電力変換システムでは、電力変換装置間の無効電流を抑制・低減することができる。
【0011】
また、本発明において、
前記外乱オブザーバは、
前記出力電流及び前記デッドタイム誤差電圧を補償する統合外乱オブザーバであるようにしてもよい。
前記外乱オブザーバは、
前記出力電流及び前記デッドタイム誤差電圧を補償する統合外乱オブザーバであるようにしてもよい。
【0012】
これによれば、統合外乱オブザーバにより出力電流及びデッドタイム誤差電圧を推定して補償することにより、各電力変換装置において、安定した出力電圧波形が得られる。また、出力電流とデッドタイム誤差電圧に対して個別の外乱オブザーバを設けるのではなく統合外乱オブザーバを設けることにより、制御部の設計の効率化、計算処理の簡略化を図ることもできる。また、このような電力変換装置によって構成される電力変換システムでは、電力変換装置間の無効電流を抑制することができる。
【発明の効果】
【0013】
本発明によれば、ゼロクロス付近の無効電流を抑制し、出力波形の安定化が可能な電力変換システムを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【0014】
【図1】本発明の実施例に係る電力変換システムの概略構成を示す図である。
【図2】本発明の実施例に係るパワーコンディショナの制御系の概略構成を示す図である。
【図3】本発明の実施例１に係る制御系を示すブロック線図である。
【図4】本発明の実施例１に係る制御系の構成を説明する図である。
【図5】本発明の実施例１に係る制御系の構成を説明する図である。
【図6】本発明の実施例１に係る制御系における各部の波形を示すグラフである。
【図7】本発明の実施例２に係る制御系を示すブロック線図である。
【図8】本発明の実施例３に係る制御系を示すブロック線図である。
【図9】本発明の実施例３に係る制御系の構成を説明するためのグラフである。
【図10】本発明の実施例３に係る制御系における各部の波形を示すグラフである。
【図11】本発明の実施例３に係る制御系の効果を説明するグラフである。
【図12】本発明の実施例４に係る制御系を示すブロック線図である。
【図13】本発明の実施例４に係る制御系の効果を説明するグラフである。
【図14】本発明の実施例５に係る電力変換システムの概略構成を示す図である。
【図15】本発明の実施例５に係る制御系の効果を説明するグラフである。
【発明を実施するための形態】
【0015】
〔適用例〕
以下、本発明の適用例について、図面を参照しつつ説明する。
以下、本発明の適用例について、図面を参照しつつ説明する。
【0016】
図１は、本発明が適用される電力変換システム１の概略構成図である。電力変換システム１は、複数のパワーコンディショナ１００等が並列接続され、通常時は商用電力系統３００と連系して運転されるが、商用電力系統３００からの電力供給が停止されると、負荷４００に電力を供給する自立運転が可能である。
【0017】
本発明は、上述のような電力変換システム１を構成する第１パワーコンディショナ１００に含まれる第１インバータの制御部１０２において実現される制御系に好適に適用することができる。
【0018】
図３は、本発明の適用例である制御系の構成を示す。図３の右上に破線で囲まれた領域はインバータを示すモデルである。減算器１０において、入力されたインバータ電圧指令値ｖｉｎｖ
＊から、デッドタイム誤差電圧ｖＴｄが減算され、インバータ電圧ｖｉｎｖが出力される。インバータ電圧ｖｉｎｖから、減算器１１において出力電圧ｖＣが減算され、リアクトル電圧ｖＬが出力される。リアクトル電圧ｖＬに対して積分器１２において積分ゲイン１／Ｌによる積分制御を行う。積分器１２から出力されるリアクトル電流ｉＬは減算器１３に入力される。減算器１３において、リアクトル電流ｉＬから出力電流ｉｏｕｔが減算される。減算器１３の出力に対して積分器１４において積分ゲイン１／Ｃによる積分制御が行われ、出力電圧ｖＣが出力される。
【0019】
積分器１２から出力されたリアクトル電流ｉＬに対して、積分器２４において積分ゲイン１／Ｃによる積分制御を行う。減算器２５において、積分器２４の出力からは出力電圧ｖＣが減算される。減算器２５から出力される電圧偏差推定値ｖｄｉｆ
ｅｓｔに対しては、微分器２６において微分ゲインＬＣによる２階の微分制御が行われ、さらに、２次フィルタ２７によりフィルタ処理を行い、リアクトル電圧に変換された出力電流推定値ｓＬｉｏｕｔ
ｅｓｔを出力する。フィルタ２７から出力されたリアクトル電圧推定値ｓＬｉｏｕｔ
ｅｓｔは加算器２８に入力され、出力電圧指令値ｖＣ
＊と加算され、加算器２８からはインバータ電圧指令値ｖｉｎｖ
＊が出力される。
【0020】
図３に示す制御系において、デッドタイムを設けない場合の出力電圧指令値ｖＣ
＊、インバータ電圧指令値ｖｉｎｖ
＊、出力電圧ｖＣを図６上段に示し、同じくデッドタイムを設けない場合の電圧変換された出力電流推定値ｓＬｉｏｕｔ
ｅｓｔを図６下段に示す。図６上段では、出力電圧指令値ｖＣ
＊を実線、インバータ電圧指令値ｖｉｎｖ
＊を破線、出力電圧ｖＣを一点鎖線で示すが、出力電圧ｖＣは出力電圧指令値ｖＣ
＊に追従し、出力電
圧指令値ｖＣ ＊とインバータ電圧指令値ｖｉｎｖ ＊とが一致するため、３つの値を示す曲線が重なっている。また、図６下段に示すように電圧変換された出力電流推定値ｓＬｉｏｕｔ ｅｓｔの波形も安定している。このように、図２に示す制御系をインバータに適用したパワーコンディショナにおいては、デッドタイムを設けない場合には、図６に示すように、出力電圧指令値ｖＣ ＊に、出力電圧ｖＣが追従し、安定した電圧波形が出力される。
圧指令値ｖＣ ＊とインバータ電圧指令値ｖｉｎｖ ＊とが一致するため、３つの値を示す曲線が重なっている。また、図６下段に示すように電圧変換された出力電流推定値ｓＬｉｏｕｔ ｅｓｔの波形も安定している。このように、図２に示す制御系をインバータに適用したパワーコンディショナにおいては、デッドタイムを設けない場合には、図６に示すように、出力電圧指令値ｖＣ ＊に、出力電圧ｖＣが追従し、安定した電圧波形が出力される。
【0021】
〔実施例１〕
以下では、本発明の実施例１に係るインバータを含む電力変換システム１について、図面を用いて、より詳細に説明する。ただし、この実施例に記載されている装置及びシステムの構成は各種条件により適宜変更されるべきものである。すなわち、この発明の範囲を以下の実施例に限定する趣旨のものではない。
以下では、本発明の実施例１に係るインバータを含む電力変換システム１について、図面を用いて、より詳細に説明する。ただし、この実施例に記載されている装置及びシステムの構成は各種条件により適宜変更されるべきものである。すなわち、この発明の範囲を以下の実施例に限定する趣旨のものではない。
【0022】
図１は、複数のパワーコンディショナを含む電力変換システム１の概略構成図である。図１には第１パワーコンディショナ１００及び第２パワーコンディショナ２００を含む電力変換システム１を示しているが、電力変換システム１を構成するパワーコンディショナの台数はこれに限られず、３台以上の適宜の台数のパワーコンディショナを含んで電力変換システム１を構成することができる。図１では、第１パワーコンディショナ１００について、第１インバータ１０１を含む内部構成の概略を示している。第２パワーコンディショナも同様にインバータその他の構成を有するが詳細な説明は省略する。ここでは、第１パワーコンディショナ１００及び第２パワーコンディショナ２００がそれぞれ本発明の電力変換装置に対応し、電力変換システム１が本発明の電力変換システムに対応する。
【0023】
第１パワーコンディショナ１００及び第２パワーコンディショナ２００は接続線５００ａ及び５００ｂにより並列に接続され、通常の連系運転時には、商用電力系統３００に連系して運転され、商用電力系統３００からの電力供給が停止した自立運転時には場合には、負荷４００に対して電力を供給する。電力変換システム１から電力の供給を受ける負荷４００の構成は特に限定されず、線形負荷及び非線形負荷のいずれか又は両方を含んでもよい。第１インバータ１０１は、直流電源Ｓｄ１から入力された直流電力を交流電力に変換して出力する。第１パワーコンディショナ１００及び第２パワーコンディショナ２００に直流電力を入力する直流電源Ｓｄ１及びＳｄ２は、蓄電池、太陽電池、燃料電池等の直流電力を出力可能な分散型電源であってもよいし、交流電力を直流電力に変換して出力する電力変換装置であってもよい。第１インバータ１０１は、スイッチング素子のオンオフを制御することにより、直流電源Ｓｄ１から入力された直流電力を交流電力に変換して出力する。スイッチング素子を直列に接続したレグを組み合わせて構成されるスイッチング回路の構成は特に限定されない。スイッチング素子の半導体材料としては、ガリウムナイトライド（ＧａＮ）、シリコン（Ｓｉ）、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）等を用いることができるが、これらに限定されない。また、スイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等を用いることができる。ここでは、第１インバータ１０１が本発明のインバータ部に対応する。
【0024】
第１インバータ１０１の出力は、出力線１０１ａ及び１０１ｂにより系統３００に供給され、また、接続線５００ａ及び５００ｂを介して負荷４００に供給される。第１インバータ１０１の出力線１０１ａにはリアクトルＬが直列に接続され、一端が第１インバータ１０１に接続されたリアクトルＬの他端側では、出力線１０１ａと１０１ｂとの間にコンデンサＣが接続されている。リアクトルＬ及びコンデンサＣの出力端側には、出力線１０１ａに直列に出力リアクトルＬｏが接続されている。出力リアクトルＬｏの負荷側において、出力線１０１ａ及び１０１ｂには、接続線５００ａ及び５００ｂを介して、第２インバータ２０１の出力線２０１ａ及び２０１ｂが並列に接続される。電力変換システム１には、リアクトルＬのリアクトル電流ｉＬを計測する電流センサ１０３、コンデンサＣの電
圧である出力電圧ｖＣを計測する電圧センサ１０４、出力リアクトルＬの出力電流ｉｏｕｔを計測する電流センサ１０５が設けられている。リアクトルＬ及びコンデンサＣは、第１インバータ１０１から出力される電力を平滑化するフィルタ部１０６を構成する。ここでは、リアクトルＬ及びコンデンサＣが、本発明のフィルタリアクトル及びフィルタコンデンサにそれぞれ対応する。また、フィルタ部１０６が本発明のフィルタ部に対応する。また、電流センサ１０３、電圧センサ１０４、電流センサ１０５は、本発明のリアクトル電流計測部、出力電圧計測部、出力電流計測部にそれぞれ対応する。
圧である出力電圧ｖＣを計測する電圧センサ１０４、出力リアクトルＬの出力電流ｉｏｕｔを計測する電流センサ１０５が設けられている。リアクトルＬ及びコンデンサＣは、第１インバータ１０１から出力される電力を平滑化するフィルタ部１０６を構成する。ここでは、リアクトルＬ及びコンデンサＣが、本発明のフィルタリアクトル及びフィルタコンデンサにそれぞれ対応する。また、フィルタ部１０６が本発明のフィルタ部に対応する。また、電流センサ１０３、電圧センサ１０４、電流センサ１０５は、本発明のリアクトル電流計測部、出力電圧計測部、出力電流計測部にそれぞれ対応する。
【0025】
ここでは、第１インバータ１０１から出力線１０１ａ及び１０１ｂを介して出力されるインバータ電圧をｖｉｎｖ、リアクトルＬの電圧であるリアクトル電圧をｖＬ、リアクトルＬの電流であるリアクトル電流をｉＬ、コンデンサＣの電圧であるコンデンサ電圧をｖＣ、出力リアクトルＬｏの電流である出力電流をｉｏｕｔと表記している。並列に接続される第２パワーコンディショナ２００等も同様に構成されるため、特に言及する場合を除き、第１パワーコンディショナ１００及び第１インバータ１０１を代表させ、各パワーコンディショナを区別するための添え字を省略して説明する。
【0026】
図２に、第１インバータ１０１制御系のブロック図を含む電力変換システム１の概略構成を示す。具体的には、第１インバータ１０１及びこれを制御する制御部１０２によって構成される。制御部１０２は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを含む
コンピュータ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＡＳＩＣ（Application Specific
Integrated Circuit）等を含んで構成することができる。各部の機能の一部又は全部は
、ハードウェアにおいてソフトウェアを実行することにより実現されてもよいし、専用のハードウェアによって実現されてもよい。
コンピュータ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＡＳＩＣ（Application Specific
Integrated Circuit）等を含んで構成することができる。各部の機能の一部又は全部は
、ハードウェアにおいてソフトウェアを実行することにより実現されてもよいし、専用のハードウェアによって実現されてもよい。
【0027】
制御部１０２は、仮想インピーダンス制御部１２１、電力演算部１２２、ドループ制御部１２３、電圧指令値生成部１２４、電圧制御オープンループ１２５、ＰＷＭ信号生成部１２６を含む。Ｚｌｉｎｅ１及びＺｌｉｎｅ２は、それぞれ第１インバータ１０１及び第２インバータ２０１それぞれの出力インピーダンスであり、例えば図１に示す出力リアクトルＬｏに対応するが、これに限られない。
【0028】
垂下制御部１０２１は、電力演算部１２２、ドループ制御部１２３及び電圧指令値生成部１２４を含み、並列接続された各パワーコンディショナの負荷バランスを調整する垂下制御を行う機能ブロックである。電力演算部１２２が出力電圧ｖｃ及び出力電流ｉｏｕｔの計測値から有効電力及び無効電力を計算する。ドループ制御部１２３は、所定のドループ特性に基づき、有効電力の変動分に応じて出力電圧指令値の周波数ω、無効電流の変動分に応じて出力電圧指令値の振幅Ｅを決定する。電圧指令値生成部１２４は、このように決定された周波数ω及び振幅Ｅに基づいて、出力電圧指令値ｖＣ
＊を生成する。
【0029】
仮想インピーダンス制御部１２１は、出力電流ｉｏｕｔに基づいて垂下制御の性能を改善する機能ブロックであり、各インバータの出力インピーダンスを誘導性になるように制御する。
【0030】
電圧制御系１０２２は、電圧制御オープンループ１２５、ＰＷＭ信号生成部１２６、第１インバータ１０１、リアクトルＬ、コンデンサＣを含む。所望の電圧を出力する制御系である。垂下制御部１０２１と仮想インピーダンス制御部１２１により生成された電圧指令値に追従するように、第１インバータ１０１を構成するスイッチング素子を駆動するＰＭＷ波形のデューティを決定する。以下に説明する制御系は、この電圧制御系１０２２の電圧制御オープンループ１２５の構成を具体化したものである。
【0031】
図３のブロック線図において、上側の破線で囲まれた領域は、インバータ（例えば、図
１に示す第１インバータ１０１）の動作を表すモデルである。減算器１０において、入力されたインバータ電圧指令値ｖｉｎｖ ＊から、デッドタイム誤差電圧ｖＴｄが減算され、インバータ電圧ｖｉｎｖが出力される。ここで、デッドタイムは、例えば第１インバータを構成するレグにおいて、上側アームのスイッチング素子と直列に接続された下側アームのスイッチング素子とを交互にオンオフする際に、両スイッチング素子が同時にオンするのを防止するために、一方のスイッチング素子がオフされてから他方のスイッチング素子がオンされるまでに設けられる両スイッチング素子がオフとなる期間である。このようなデッドタイムにより生じるインバータ電圧に生じるデッドタイム誤差電圧ｖＴｄを図１では、等価抵抗で示している。入力されたインバータ電圧ｖｉｎｖから、減算器１１において出力電圧ｖＣが減算され、リアクトル電圧ｖＬが出力される。このリアクトル電圧ｖＬに対して積分器１２において積分ゲイン１／Ｌによる積分制御を行う。積分器１２から出力されるリアクトル電流ｉＬは減算器１３に入力される。減算器１３において、リアクトル電流ｉＬから出力電流ｉｏｕｔが減算される。減算器１３の出力に対して積分器１４において積分ゲイン１／Ｃによる積分制御が行われ、出力電圧ｖＣが出力される。
１に示す第１インバータ１０１）の動作を表すモデルである。減算器１０において、入力されたインバータ電圧指令値ｖｉｎｖ ＊から、デッドタイム誤差電圧ｖＴｄが減算され、インバータ電圧ｖｉｎｖが出力される。ここで、デッドタイムは、例えば第１インバータを構成するレグにおいて、上側アームのスイッチング素子と直列に接続された下側アームのスイッチング素子とを交互にオンオフする際に、両スイッチング素子が同時にオンするのを防止するために、一方のスイッチング素子がオフされてから他方のスイッチング素子がオンされるまでに設けられる両スイッチング素子がオフとなる期間である。このようなデッドタイムにより生じるインバータ電圧に生じるデッドタイム誤差電圧ｖＴｄを図１では、等価抵抗で示している。入力されたインバータ電圧ｖｉｎｖから、減算器１１において出力電圧ｖＣが減算され、リアクトル電圧ｖＬが出力される。このリアクトル電圧ｖＬに対して積分器１２において積分ゲイン１／Ｌによる積分制御を行う。積分器１２から出力されるリアクトル電流ｉＬは減算器１３に入力される。減算器１３において、リアクトル電流ｉＬから出力電流ｉｏｕｔが減算される。減算器１３の出力に対して積分器１４において積分ゲイン１／Ｃによる積分制御が行われ、出力電圧ｖＣが出力される。
【0032】
このような構成のインバータに対して、本実施例に係る制御系は以下のように構成される。
積分器１２から出力されたリアクトル電流ｉＬに対して、積分器２４において積分ゲイン１／Ｃによる積分制御を行う。また、減算器２５において、積分器２４の出力からは出力電圧ｖＣが減算される。減算器２５から出力される電圧偏差推定値ｖｄｉｆ ｅｓｔに対しては、微分器２６において微分ゲインＬＣによる２階の微分制御が行われ、さらに、２次標準形の伝達関数で表される２次フィルタ２７によりフィルタ処理を行い、リアクトル電圧に変換された出力電流推定値ｓＬｉｏｕｔ ｅｓｔを出力する。フィルタ２７から出力されたリアクトル電圧推定値ｓＬｉｏｕｔ ｅｓｔは加算器２８に入力され、出力電圧指令値ｖＣ ＊と加算され、加算器２８からはインバータ電圧指令値ｖｉｎｖ ＊が出力される。ここでは、積分器２４、減算器２５、微分器２６及びフィルタ２７により、出力電流ｉｏｕｔを補償する外乱オブザーバ２が構成される。ここでは、加算器２８を含め、入力された出力電圧指令値ｖＣ ＊に対してインバータ電圧指令値ｖｉｎｖ ＊を出力するオープンループが、本発明の電圧制御部に相当する。また、外乱オブザーバ２が本発明の外乱オブザーバ及び電流外乱オブザーバに対応する。
積分器１２から出力されたリアクトル電流ｉＬに対して、積分器２４において積分ゲイン１／Ｃによる積分制御を行う。また、減算器２５において、積分器２４の出力からは出力電圧ｖＣが減算される。減算器２５から出力される電圧偏差推定値ｖｄｉｆ ｅｓｔに対しては、微分器２６において微分ゲインＬＣによる２階の微分制御が行われ、さらに、２次標準形の伝達関数で表される２次フィルタ２７によりフィルタ処理を行い、リアクトル電圧に変換された出力電流推定値ｓＬｉｏｕｔ ｅｓｔを出力する。フィルタ２７から出力されたリアクトル電圧推定値ｓＬｉｏｕｔ ｅｓｔは加算器２８に入力され、出力電圧指令値ｖＣ ＊と加算され、加算器２８からはインバータ電圧指令値ｖｉｎｖ ＊が出力される。ここでは、積分器２４、減算器２５、微分器２６及びフィルタ２７により、出力電流ｉｏｕｔを補償する外乱オブザーバ２が構成される。ここでは、加算器２８を含め、入力された出力電圧指令値ｖＣ ＊に対してインバータ電圧指令値ｖｉｎｖ ＊を出力するオープンループが、本発明の電圧制御部に相当する。また、外乱オブザーバ２が本発明の外乱オブザーバ及び電流外乱オブザーバに対応する。
【0033】
このような制御系の構成の技術的意義について、以下に説明する。
図４は、図３でも説明したインバータの動作をモデル化した部分のみを示すブロック線図である。ここでは、減算器１０において、入力されたインバータ電圧指令値ｖｉｎｖ ＊から、デッドタイム誤差電圧ｖＴｄが減算され、インバータ電圧ｖｉｎｖが出力される。さらに、減算器１１において、入力されたインバータ電圧ｖｉｎｖから出力電圧ｖＣが減算されて、リアクトル電圧ｖＬが出力される。このリアクトル電圧ｖＬに対して積分器１２において積分ゲイン１／Ｌによる積分制御が行われる。すなわち、この積分器１２においてリアクトル電圧ｖＬを積分することによりリアクトル電流ｉＬが得られる。このようにして積分器１２から出力されたリアクトル電流ｉＬが減算器１３に入力される。減算器１３において、リアクトル電流ｉＬから出力電流ｉｏｕｔが減算されて、コンデンサ電流ｉＣが得られる。この減算器１３の結果に対して積分器１４において積分ゲイン１／Ｃによる積分制御が行われる。すなわち、この積分器１４において、コンデンサ電流ｉＣを積分することによりコンデンサ電圧である出力電圧ｖＣが出力される。出力電流ｉｏｕｔは、実際には精度よく検出することは難しい。このため、出力電流ｉｏｕｔを外乱電流と考え、出力電流ｉｏｕｔを打ち消す外乱オブザーバを構成する。
図４は、図３でも説明したインバータの動作をモデル化した部分のみを示すブロック線図である。ここでは、減算器１０において、入力されたインバータ電圧指令値ｖｉｎｖ ＊から、デッドタイム誤差電圧ｖＴｄが減算され、インバータ電圧ｖｉｎｖが出力される。さらに、減算器１１において、入力されたインバータ電圧ｖｉｎｖから出力電圧ｖＣが減算されて、リアクトル電圧ｖＬが出力される。このリアクトル電圧ｖＬに対して積分器１２において積分ゲイン１／Ｌによる積分制御が行われる。すなわち、この積分器１２においてリアクトル電圧ｖＬを積分することによりリアクトル電流ｉＬが得られる。このようにして積分器１２から出力されたリアクトル電流ｉＬが減算器１３に入力される。減算器１３において、リアクトル電流ｉＬから出力電流ｉｏｕｔが減算されて、コンデンサ電流ｉＣが得られる。この減算器１３の結果に対して積分器１４において積分ゲイン１／Ｃによる積分制御が行われる。すなわち、この積分器１４において、コンデンサ電流ｉＣを積分することによりコンデンサ電圧である出力電圧ｖＣが出力される。出力電流ｉｏｕｔは、実際には精度よく検出することは難しい。このため、出力電流ｉｏｕｔを外乱電流と考え、出力電流ｉｏｕｔを打ち消す外乱オブザーバを構成する。
【0034】
図５は、出力電流ｉｏｕｔを打ち消す外乱オブザーバを備えた制御系の一例を示すブロック線図である。微分器１８において微分ゲインＣによる微分制御が行われ、さらに伝達関数ωｓ／（ｓ＋ωｓ）で表されるローパスフィルタ１９においてフィルタ処理された出
力電圧ｖＣが、減算器２０において、伝達関数ωｓ／（ｓ＋ωｓ）で表されるローパスフィルタ１７によりフィルタ処理されたリアクトル電流ｉＬから減算される。ここでは、減算器２０から出力される出力電流推定値ｉｏｕｔ ｅｓｔに対し、微分器２１において微分ゲインＬによる微分制御を行い、電圧に変換している。微分器２１の出力に対しては、伝達関数ωｓｓ／（ｓ＋ωｓｓ）で表されるローパスフィルタ２２によるフィルタ処理が行われる。そして、ローパスフィルタ２２から出力されたリアクトル電圧推定値ｓＬｉｏｕｔ ｅｓｔが加算器２３に入力され、出力電圧指令値ｖＣ ＊と加算され、インバータ電圧指令値ｖｉｎｖ ＊が出力される。ここでは、ローパスフィルタ１７、微分器１８、ローパスフィルタ１９、減算器２０、微分器２１、ローパスフィルタ２２によって外乱オブザーバ２ａが構成される。外乱オブザーバ２ａによって、推定された出力電流推定値ｉｏｕｔ ｅｓｔが電圧に変換されて出力される。
力電圧ｖＣが、減算器２０において、伝達関数ωｓ／（ｓ＋ωｓ）で表されるローパスフィルタ１７によりフィルタ処理されたリアクトル電流ｉＬから減算される。ここでは、減算器２０から出力される出力電流推定値ｉｏｕｔ ｅｓｔに対し、微分器２１において微分ゲインＬによる微分制御を行い、電圧に変換している。微分器２１の出力に対しては、伝達関数ωｓｓ／（ｓ＋ωｓｓ）で表されるローパスフィルタ２２によるフィルタ処理が行われる。そして、ローパスフィルタ２２から出力されたリアクトル電圧推定値ｓＬｉｏｕｔ ｅｓｔが加算器２３に入力され、出力電圧指令値ｖＣ ＊と加算され、インバータ電圧指令値ｖｉｎｖ ＊が出力される。ここでは、ローパスフィルタ１７、微分器１８、ローパスフィルタ１９、減算器２０、微分器２１、ローパスフィルタ２２によって外乱オブザーバ２ａが構成される。外乱オブザーバ２ａによって、推定された出力電流推定値ｉｏｕｔ ｅｓｔが電圧に変換されて出力される。
【0035】
図５に示す制御系では、２次フィルタでは、ωｓとωｓｓは別々の設計が必要となる。このため、簡単化のためにωｓとωｓｓとして、２次標準形であるωｓ
２／（ｓ２＋２ξωｓｓ＋ωｓ
２）を２次フィルタ２７として適用することにより、図３に示すような制御系を構成している。
【0036】
図３に示す制御系では、出力電流ｉｏｕｔと同様に外乱として扱うことができるデッドタイム誤差電圧ｖＴｄについては、これを打ち消すための外乱オブザーバを構成していない。図３に示す制御系において、デッドタイムを設けない、すなわちデッドタイム誤差電圧ｖＴｄが発生しない場合の出力電圧指令値ｖＣ
＊、インバータ電圧指令値ｖｉｎｖ
＊、出力電圧ｖＣを図６上段に示し、同じくデッドタイムを設けない場合の電圧変換された出力電流推定値ｓＬｉｏｕｔ
ｅｓｔを図６下段に示す。図６上段では、出力電圧指令値ｖＣ
＊を実線、インバータ電圧指令値ｖｉｎｖ
＊を破線、出力電圧ｖＣを一点鎖線で示すが、出力電圧ｖＣは出力電圧指令値ｖＣ
＊に追従し、出力電圧指令値ｖＣ
＊とインバータ電圧指令値ｖｉｎｖ
＊とが一致するため、３つの値を示す曲線が重なっている。また、図６下段に示すように電圧変換された出力電流推定値ｓＬｉｏｕｔ
ｅｓｔの波形も安定している。このように、図２に示す制御系をインバータに適用したパワーコンディショナにおいては、デッドタイムを設けない場合には、図６に示すように、出力電圧指令値ｖＣ
＊に、出力電圧ｖＣが追従し、ゼロクロス付近を含め安定した電圧波形が出力され、出力電圧の歪みが改善される。このように安定した電圧波形の出力が可能な第１インバータ１０１を含む第１パワーコンディショナ１００と同様の制御系を有するパワーコンディショナを複数台並列接続して構成された電力変換システム１では、各パワーコンディショナから安定した電圧波形が出力されるので、商用電力系統３００から解列されて負荷に電力を供給する自立運転時においても、ゼロクロス付近の無効電流（横流）の発生を抑制・低減することができ、直流電源の電力を効率よく利用することができる。
【0037】
【0038】
従って、実施例２では、外乱であるデッドタイム誤差電圧ｖＴｄ
ｅｓｔを打ち消すよう
な外乱オブザーバ３を備える制御系として、図７のブロック線図に示す制御系を構成する。図７に示すように、減算器３５において、伝達関数ωｆ／（ｓ＋ωｆ）で表されるローパスフィルタによってフィルタ処理されたインバータ電圧指令値ｖｉｎｖ ＊から、伝達関数ωｆ／（ｓ＋ωｆ）で表されるローパスフィルタによってフィルタ処理された出力電圧ｖＣと、微分ゲインＬによる微分処理が行われ、伝達関数ωｆ／（ｓ＋ωｆ）で表されるローパスフィルタによってフィルタ処理されたリアクトル電流ｉＬが減算される。減算器３５からはデッドタイム誤差電圧推定値ｖＴｄ ｅｓｔが出力され、加算器３６において、出力電圧指令値ｖＣ ＊と加算される。ここでは、ローパスフィルタ３１は再帰演算を回避するために設けられ、ローパスフィルタ３３は微分器３２によるノイズを回避するために設けられ、ローパスフィルタ３４は、ローパスフィルタ３１及びローパスフィルタ３３と演算タイミングを合わせるために設けられている。ここでは、ローパスフィルタ３１、微分器３２、ローパスフィルタ３３、ローパスフィルタ３４、減算器３５によって、外乱オブザーバ３が構成される。本実施例の外乱オブザーバ３によって、デッドタイム誤差電圧推定値ｖＴｄ ｅｓｔが推定される。ここでは、外乱オブザーバ３が、本発明の外乱オブザーバ及び電圧外乱オブザーバに対応する。
な外乱オブザーバ３を備える制御系として、図７のブロック線図に示す制御系を構成する。図７に示すように、減算器３５において、伝達関数ωｆ／（ｓ＋ωｆ）で表されるローパスフィルタによってフィルタ処理されたインバータ電圧指令値ｖｉｎｖ ＊から、伝達関数ωｆ／（ｓ＋ωｆ）で表されるローパスフィルタによってフィルタ処理された出力電圧ｖＣと、微分ゲインＬによる微分処理が行われ、伝達関数ωｆ／（ｓ＋ωｆ）で表されるローパスフィルタによってフィルタ処理されたリアクトル電流ｉＬが減算される。減算器３５からはデッドタイム誤差電圧推定値ｖＴｄ ｅｓｔが出力され、加算器３６において、出力電圧指令値ｖＣ ＊と加算される。ここでは、ローパスフィルタ３１は再帰演算を回避するために設けられ、ローパスフィルタ３３は微分器３２によるノイズを回避するために設けられ、ローパスフィルタ３４は、ローパスフィルタ３１及びローパスフィルタ３３と演算タイミングを合わせるために設けられている。ここでは、ローパスフィルタ３１、微分器３２、ローパスフィルタ３３、ローパスフィルタ３４、減算器３５によって、外乱オブザーバ３が構成される。本実施例の外乱オブザーバ３によって、デッドタイム誤差電圧推定値ｖＴｄ ｅｓｔが推定される。ここでは、外乱オブザーバ３が、本発明の外乱オブザーバ及び電圧外乱オブザーバに対応する。
【0039】
このように、制御系に外乱であるデッドタイム誤差電圧ｖＴｄ
ｅｓｔを打ち消すような外乱オブザーバ３を設けることにより、インバータ電圧ｖｉｎｖに、デッドタイムによって生じる電圧誤差を補償することにより、出力電圧指令値ｖＣ
＊に出力電圧ｖＣが追従し、ゼロクロス付近を含め安定した電圧波形が出力される。このように安定した電圧波形の出力が可能な第１インバータ１０１を含む第１パワーコンディショナ１００と同様の制御系を有するパワーコンディショナを複数台並列接続して構成された電力変換システム１では、各パワーコンディショナから安定した電圧波形が出力されるので、商用電力系統３００から解列されて負荷に電力を供給する自立運転時においても、ゼロクロス付近の無効電流（横流）の発生を抑制・低減することができ、直流電源の電力を効率よく利用することができる。
【0040】
【0041】
図８に示すように、実施例３に係る制御系は、実施例１に係る外乱オブザーバ２と実施例３に係る外乱オブザーバ３の両者を備える。加算器３５から出力されるデッドタイム誤差電圧推定値ｖＴｄ
ｅｓｔと、２次フィルタ４０から出力される電圧変換された出力電流推定値ｓＬｉｏｕｔ
ｅｓｔとが加算器４１において加算され、加算器４１の出力が加算器４２に入力されて出力電圧指令値ｖＣ
＊と加算される。
【0042】
図３に示した制御系、すなわち出力電流ｉｏｕｔを補償する外乱オブザーバ２のみを備える制御系では、デッドタイム５００ｎｓを設定すると、各波形は図９に示すようになる。図９の上段は、デッドタイム誤差電圧ｖＴｄが発生する場合の出力電圧指令値ｖＣ
＊、インバータ電圧指令値ｖｉｎｖ
＊、出力電圧ｖＣを示し、図９の中段は、電圧変換された出力電流推定値ｓＬｉｏｕｔ
ｅｓｔを示し、図９の下段は、リアクトル電流ｉＬを示す。このように、デッドタイムによる電圧誤差が発生すると出力電圧ｖＣが出力電圧指令値ｖＣ
＊に追従しない。このとき、出力電圧指令値ｖＣ
＊はインバータ電圧指令値ｖｉｎｖ
＊と一致する。図９からは、リアクトル電流ｉＬリプルのゼロクロス期間Ｔｚｃ１及びＴｚｃ２ではデッドタイムに起因する電圧誤差が認められないことが分かる。従って、従来のようなデッドタイム電圧誤差補償を追加するだけでは過補償となってしまうため、リアクトル電流ｉＬリプルを考慮したデッドタイム電圧誤差が必要とされていた。
【0043】
そこで、本実施例（及び実施例２）では、デッドタイム誤差電圧ｖＴｄを外乱とみなし
た外乱オブザーバ３によるデッドタイム誤差電圧の補償を行っている。
図１０上段に、デッドタイムを設けた場合の本実施例の制御系における出力電圧指令値ｖＣ ＊、インバータ電圧指令値ｖｉｎｖ ＊、出力電圧ｖＣを示し、図１０下段に外乱オブザーバ２による出力電流ｉｏｕｔ補償と、外乱オブザーバ３によるデッドタイム誤差電圧ｖＴｄ補償を加算した加えたｖＴｄ ｅｓｔ＋ｓＬｉｏｕｔ ｅｓｔを示す。ここでは、デッドタイムＴｄを５００ｎｓ、ＬＣ共振周波数ｆＬＣを１２．６ｋＨｚとしている。図１０に示されるように、出力電圧ｖＣは出力電圧指令値ｖＣ ＊に追従しており、デッドタイムによる電圧誤差が補償されていること分かる。このとき、ＴＨＤ（出力電圧ひずみ率）は３．８％であった。このようにゼロクロス付近を含め安定した電圧波形の出力が可能な第１インバータを含む第１パワーコンディショナと同様の制御系を有するパワーコンディショナを複数台並列接続して構成された電力変換システム１では、各パワーコンディショナから安定した電圧波形が出力されるので、商用電力系統３００から解列されて負荷に電力を供給する自立運転時においても、ゼロクロス付近の無効電流（横流）の発生を抑制・低減することができ、直流電源の電力を効率よく利用することができる。
た外乱オブザーバ３によるデッドタイム誤差電圧の補償を行っている。
図１０上段に、デッドタイムを設けた場合の本実施例の制御系における出力電圧指令値ｖＣ ＊、インバータ電圧指令値ｖｉｎｖ ＊、出力電圧ｖＣを示し、図１０下段に外乱オブザーバ２による出力電流ｉｏｕｔ補償と、外乱オブザーバ３によるデッドタイム誤差電圧ｖＴｄ補償を加算した加えたｖＴｄ ｅｓｔ＋ｓＬｉｏｕｔ ｅｓｔを示す。ここでは、デッドタイムＴｄを５００ｎｓ、ＬＣ共振周波数ｆＬＣを１２．６ｋＨｚとしている。図１０に示されるように、出力電圧ｖＣは出力電圧指令値ｖＣ ＊に追従しており、デッドタイムによる電圧誤差が補償されていること分かる。このとき、ＴＨＤ（出力電圧ひずみ率）は３．８％であった。このようにゼロクロス付近を含め安定した電圧波形の出力が可能な第１インバータを含む第１パワーコンディショナと同様の制御系を有するパワーコンディショナを複数台並列接続して構成された電力変換システム１では、各パワーコンディショナから安定した電圧波形が出力されるので、商用電力系統３００から解列されて負荷に電力を供給する自立運転時においても、ゼロクロス付近の無効電流（横流）の発生を抑制・低減することができ、直流電源の電力を効率よく利用することができる。
【0044】
実施例１で説明した図３に示す制御系のように、出力電流ｉｏｕｔを補償する外乱オブザーバ２のみを備えた制御系において、２次フィルタ２７の伝達関数をＧ２で表したとき、電流外乱抑圧特性は以下の式で表される。
【数2】
【0045】
式（２）のＧ２に具体的な伝達関数を代入して整理すると、
となる。ここで、図１１（Ａ）は、ζ＝０．１、ＬＣ共振周波数１２．６ｋＨｚ、カットオフ周波数ｆｓを１～１０ｋＨｚの範囲で可変としたとき、電流外乱抑圧特性（式（４））のゲインを示したボード線図である。図１１（Ａ）において一点鎖線は、外乱オブザーバ２を設けない場合の電流外乱抑圧特性のゲインを示す。図１１（Ａ）において実線で示したのは、外乱オブザーバ２を設けた場合の電流外乱抑圧特性のゲインを示す。矢印の方向はカットオフ周波数ｆｓが大きくなる場合のゲインの変化を示している。図１１（Ａ）から分かるように、外乱オブザーバ２を設けることにより、制御系の外乱抑圧ゲインを低減できている。また、カットオフ周波数ｆｓが大きいほど、外乱オブザーバ２の性能が高いが、ＬＣ共振成分が電圧指令値に重畳するため、両者はトレードオフの関係にあることが分かる。
【数3】
となる。ここで、図１１（Ａ）は、ζ＝０．１、ＬＣ共振周波数１２．６ｋＨｚ、カットオフ周波数ｆｓを１～１０ｋＨｚの範囲で可変としたとき、電流外乱抑圧特性（式（４））のゲインを示したボード線図である。図１１（Ａ）において一点鎖線は、外乱オブザーバ２を設けない場合の電流外乱抑圧特性のゲインを示す。図１１（Ａ）において実線で示したのは、外乱オブザーバ２を設けた場合の電流外乱抑圧特性のゲインを示す。矢印の方向はカットオフ周波数ｆｓが大きくなる場合のゲインの変化を示している。図１１（Ａ）から分かるように、外乱オブザーバ２を設けることにより、制御系の外乱抑圧ゲインを低減できている。また、カットオフ周波数ｆｓが大きいほど、外乱オブザーバ２の性能が高いが、ＬＣ共振成分が電圧指令値に重畳するため、両者はトレードオフの関係にあることが分かる。
【0046】
また、実施例２で説明した図７に示す制御系のように、デッドタイム誤差電圧ｖＴｄを補償する外乱オブザーバ３のみを備えた制御において、ローパスフィルタ３１の伝達関数をＧ１で表したとき、電圧外乱抑圧特性は以下の式で表される。
上述の電流外乱抑圧特性（式（２））と電圧外乱抑圧特性（式（３））の２つの外乱抑圧特性は干渉しないので、図８に示す実施例３に係る制御系において外乱オブザーバ２及び外乱オブザーバ３を別々に設計することができる。
【数4】
【0047】
式（４）のＧ１に具体的な伝達関数を代入して整理すると、
となる。ここで、図１１（Ｂ）は、ＬＣ共振周波数１２．６ｋＨｚ、カットオフ周波数ｆｆを１～１０ｋＨｚの範囲で可変としたとき、電圧外乱抑圧特性（式（５））のゲインを示したボード線図である。図１１（Ｂ）において一点鎖線は、外乱オブザーバ３を設けない場合の電圧外乱抑圧特性のゲインを示す。図１１（Ｂ）において実線で示したのは、外乱オブザーバ３を設けた場合の電圧外乱抑圧特性のゲインを示す。矢印の方向はカットオフ周波数ｆｆが大きくなる場合のゲインの変化を示している。図１１（Ｂ）から分かるように、外乱オブザーバ３を設けることにより、制御系の外乱抑圧ゲインを低減できている。また、カットオフ周波数ｆｆが大きいほど、外乱オブザーバ２の性能が高いが、ＬＣ共振成分が電圧指令値に重畳するため、両者はトレードオフの関係にあることが分かる。
【数5】
となる。ここで、図１１（Ｂ）は、ＬＣ共振周波数１２．６ｋＨｚ、カットオフ周波数ｆｆを１～１０ｋＨｚの範囲で可変としたとき、電圧外乱抑圧特性（式（５））のゲインを示したボード線図である。図１１（Ｂ）において一点鎖線は、外乱オブザーバ３を設けない場合の電圧外乱抑圧特性のゲインを示す。図１１（Ｂ）において実線で示したのは、外乱オブザーバ３を設けた場合の電圧外乱抑圧特性のゲインを示す。矢印の方向はカットオフ周波数ｆｆが大きくなる場合のゲインの変化を示している。図１１（Ｂ）から分かるように、外乱オブザーバ３を設けることにより、制御系の外乱抑圧ゲインを低減できている。また、カットオフ周波数ｆｆが大きいほど、外乱オブザーバ２の性能が高いが、ＬＣ共振成分が電圧指令値に重畳するため、両者はトレードオフの関係にあることが分かる。
【0048】
〔実施例４〕
以下に、実施例４に係るインバータの制御ついて説明する。実施例４に係る制御系は、実施例３において別々に設けられていた外乱オブザーバ２と外乱オブザーバ３を統合したものである。ここでは、外乱オブザーバ２と外乱オブザーバ３を統合するために、ωｆ＝ωｓ＝ωＣのようにカットオフ周波数ωＣに統一している。
また、デッドタイム誤差電圧ｖＴｄを補償するローパスフィルタ３１、３３、３４を２次フィルタに変更している。
以下に、実施例４に係るインバータの制御ついて説明する。実施例４に係る制御系は、実施例３において別々に設けられていた外乱オブザーバ２と外乱オブザーバ３を統合したものである。ここでは、外乱オブザーバ２と外乱オブザーバ３を統合するために、ωｆ＝ωｓ＝ωＣのようにカットオフ周波数ωＣに統一している。
また、デッドタイム誤差電圧ｖＴｄを補償するローパスフィルタ３１、３３、３４を２次フィルタに変更している。
【0049】
このようにして、出力電流ｉｏｕｔを補償する外乱オブザーバと、デッドタイム誤差電圧ｖＴｄを補償する外乱オブザーバと統合した外乱オブザーバ４を備えた制御系を図１２に示す。ここでは、インバータ電圧指令値ｖｉｎｖ
＊に対して、伝達関数ωＣ
２／（ｓ２＋２ξωＣｓ＋ωＣ
２）で表される２次ローパスフィルタ４３によりフィルタ処理を行う。そして、出力電圧ｖＣに対して微分ゲインＬＣによる２階の微分制御と比例ゲイン１の比例制御を行い、さらに、伝達関数ωＣ
２／（ｓ２＋２ξωＣｓ＋ωＣ
２）で表される２次フィルタ４５によるフィルタ処理が行われる。そして、減算器４６において、２次ローパスフィルタ４３から出力されるｖｉｎｖ＋ｖＴｄから、２次フィルタ４５から出力されるｖｉｎｖ－ｅｓｔを減算し、出力されたｖＴｄ－ｓＬｉｏｕｔ
ｅｓｔが加算器４７に入力され、出力電圧指令値ｖＣ
＊と加算される。このようにして、制御系では、デッドタイム誤差電圧ｖＴｄと出力電流に起因する電圧ｓＬｉｏｕｔが外乱として補償される。実施例４に係る制御系では、１次ローパスフィルタと２次ローパスフィルタが必要であった、統合前の実施例３に比して、２次ローパスフィルタ４３及び４５のみで構成されるので、設計項目及び計算回数を低減することができる。また、実施例３と同様に、ゼロクロス付近を含め安定した電圧波形の出力が可能な第１インバータ１０１を含む第１パワーコンディショナ１００と同様の制御系を有するパワーコンディショナを複数台並列接続して構成された電力変換システム１では、各パワーコンディショナから安定した電圧波形が出力されるので、商用電力系統３００から解列されて負荷に電力を供給する自立運転時においても、ゼロクロス付近の無効電流（横流）の発生を抑制・低減することができ、直流電源の電力を効率よく利用することができる。ここでは、外乱オブザーバ４が、本発明の外乱オブザーバ及び統合外乱オブザーバに対応する。
【0050】
ここで、２次ローパスフィルタ４３及び４５の伝達関数をＧ３で表したとき、電流外圧特性は以下の式で表される。
式（６）に具体的な伝達関数Ｇ３を代入して整理すると、
となる。ここで、図１３（Ａ）は、ζ＝０．１、ＬＣ共振周波数１２．６ｋＨｚ、カットオフ周波数ｆｃを１～１０ｋＨｚの範囲で可変としたとき、電流外乱抑圧特性（式（７））のゲインを示したボード線図である。図１３（Ａ）において一点鎖線は、外乱オブザーバ４を設けない場合の電流外乱抑圧特性のゲインを示す。図１３（Ａ）において実線で示したのは、外乱オブザーバ２を設けた場合の電流外乱抑圧特性のゲインを示す。矢印の方向はカットオフ周波数ｆｃが大きくなる場合のゲインの変化を示している。図１３（Ａ）から分かるように、外乱オブザーバ４を設けることにより、制御系の外乱抑圧ゲインを低減できている。
【数6】
式（６）に具体的な伝達関数Ｇ３を代入して整理すると、
【数7】
となる。ここで、図１３（Ａ）は、ζ＝０．１、ＬＣ共振周波数１２．６ｋＨｚ、カットオフ周波数ｆｃを１～１０ｋＨｚの範囲で可変としたとき、電流外乱抑圧特性（式（７））のゲインを示したボード線図である。図１３（Ａ）において一点鎖線は、外乱オブザーバ４を設けない場合の電流外乱抑圧特性のゲインを示す。図１３（Ａ）において実線で示したのは、外乱オブザーバ２を設けた場合の電流外乱抑圧特性のゲインを示す。矢印の方向はカットオフ周波数ｆｃが大きくなる場合のゲインの変化を示している。図１３（Ａ）から分かるように、外乱オブザーバ４を設けることにより、制御系の外乱抑圧ゲインを低減できている。
【0051】
また、電圧外乱抑圧特性は以下の式で表される。
式（８）に具体的な伝立つ関数Ｇ３を代入して整理すると、
となる。ここで、図１３（Ｂ）は、ＬＣ共振周波数１２．６ｋＨｚ、カットオフ周波数ｆｃを１～１０ｋＨｚの範囲で可変としたとき、電圧外乱抑圧特性（式（９））のゲインを示したボード線図である。図１３（Ｂ）において一点鎖線は、外乱オブザーバ４を設けない場合の電圧外乱抑圧特性のゲインを示す。図１３（Ｂ）において実線で示したのは、外乱オブザーバ３を設けた場合の電圧外乱抑圧特性のゲインを示す。矢印の方向はカットオフ周波数ｆｃが大きくなる場合のゲインの変化を示している。図１３（Ｂ）から分かるように、電圧外乱抑圧特性について、２次ローパスフィルタ４３及び４５を適用することにより、電圧外乱抑圧ゲインの大幅な低減が可能となった。従って、本実施例では、負荷電流の４０次までの高調波を考慮し、カットオフ周波数ｆｃを２ｋＨｚに設定している。
【数8】
式（８）に具体的な伝立つ関数Ｇ３を代入して整理すると、
【数9】
となる。ここで、図１３（Ｂ）は、ＬＣ共振周波数１２．６ｋＨｚ、カットオフ周波数ｆｃを１～１０ｋＨｚの範囲で可変としたとき、電圧外乱抑圧特性（式（９））のゲインを示したボード線図である。図１３（Ｂ）において一点鎖線は、外乱オブザーバ４を設けない場合の電圧外乱抑圧特性のゲインを示す。図１３（Ｂ）において実線で示したのは、外乱オブザーバ３を設けた場合の電圧外乱抑圧特性のゲインを示す。矢印の方向はカットオフ周波数ｆｃが大きくなる場合のゲインの変化を示している。図１３（Ｂ）から分かるように、電圧外乱抑圧特性について、２次ローパスフィルタ４３及び４５を適用することにより、電圧外乱抑圧ゲインの大幅な低減が可能となった。従って、本実施例では、負荷電流の４０次までの高調波を考慮し、カットオフ周波数ｆｃを２ｋＨｚに設定している。
【0052】
〔実施例５〕
以下に、実施例５に係るインバータの制御について説明する。図１４は、実施例５に係る複数のインバータが並列接続された電力変換システム１の概略構成を示す。第１インバ
ータ１０１及び第２インバータ２０１は、実施例４に係るインバータの制御系を備える。ここでは、第１インバータ１０１及び第２インバータ２０１には、非線形負荷の例であるダイオード整流器４０１が接続されている。
以下に、実施例５に係るインバータの制御について説明する。図１４は、実施例５に係る複数のインバータが並列接続された電力変換システム１の概略構成を示す。第１インバ
ータ１０１及び第２インバータ２０１は、実施例４に係るインバータの制御系を備える。ここでは、第１インバータ１０１及び第２インバータ２０１には、非線形負荷の例であるダイオード整流器４０１が接続されている。
【0053】
図１５（Ａ）の上段は、外乱オブザーバを設けない場合の第１インバータ１０１の出力電圧ｖａｃを示し、図１５（Ａ）の下段は、同じく外乱オブザーバを設けない場合の、電力変換システムの出力電流ｉａｃを実線、第１インバータ１０１の出力電流ｉａｃ１を点線、第２インバータの出力電流ｉａｃ２を破線、ｉａｃ１－ｉａｃ２をグレーの実線でそれぞれ示している。
これに対して、図１５（Ｂ）の上段は外乱オブザーバを設けた場合の第１インバータ１０１の出力電圧ｖａｃを示し、図１５（Ａ）の下段は、同じく外乱オブザーバを設けた場合の、電力変換システムの出力電流ｉａｃを実線、第１インバータ１０１の出力電流ｉａｃ１を点線、第２インバータの出力電流ｉａｃ２を破線、ｉａｃ１－ｉａｃ２をグレーの実線でそれぞれ示している。
これに対して、図１５（Ｂ）の上段は外乱オブザーバを設けた場合の第１インバータ１０１の出力電圧ｖａｃを示し、図１５（Ａ）の下段は、同じく外乱オブザーバを設けた場合の、電力変換システムの出力電流ｉａｃを実線、第１インバータ１０１の出力電流ｉａｃ１を点線、第２インバータの出力電流ｉａｃ２を破線、ｉａｃ１－ｉａｃ２をグレーの実線でそれぞれ示している。
【0054】
図１５（Ｂ）に示すように外乱オブザーバを設けることにより、出力電圧ｖａｃの歪みが改善しており、安定した出力波形が得られている。ＴＨＤは７．３％から３．７％へと減少している。ここでは、Ｌｏ＝０．８ｍＨ、Ｃｏ＝１１ｍＦ、Ｒ＝６８Ω、Ｐ（電力）＝１ｋＷに設定している。
【0055】
このように安定した電圧波形の出力が可能な第１インバータ１０１を含む第１パワーコンディショナ１００と同様の制御系を有するパワーコンディショナを複数台並列接続して構成された電力変換システム１では、各パワーコンディショナからゼロクロス付近を含め安定した電圧波形が出力されるので、商用電力系統３００から解列されて非線形負荷に電力を供給する自立運転時においても、ゼロクロス付近の無効電流（横流）の発生を抑制・低減することができ、直流電源の電力を効率よく利用することができる。
【0056】
＜付記１＞
並列に接続された複数の電力変換装置（１００、２００）から負荷（４００、４０１）に電力を供給可能な電力変換システム（１）において、
前記電力変換装置（１００、２００）は、
スイッチング素子のオンオフにより直流電力を交流電力に変換するインバータ部（１０１）と、
前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御部（１０２）と、
前記インバータ部（１０１）から出力される電力を平滑化するフィルタリアクトル（Ｌ）とフィルタコンデンサ（Ｃ）を含むフィルタ部（１０６）と、
前記フィルタ部（１０６）を介して負荷（４００、４０１）に出力される出力電流を計測する出力電流計測部（１０５）と、
前記フィルタリアクトル（Ｌ）を流れるリアクトル電流を計測するリアクトル電流計測部（１０３）と、
前記フィルタコンデンサ（Ｃ）の電圧である出力電圧を計測する出力電圧計測部（１０４）と、
を備え、
前記制御部（１０２）は、
出力電圧指令値に基づいて前記インバータ部から出力されるインバータ電圧の指令値を生成する電圧制御部（１２５）と、
前記出力電流及び前記スイッチング素子を制御する際のデッドタイムに起因するデッドタイム誤差電圧の少なくともいずれかを補償する外乱オブザーバ（２、３、４）と、
を有することを特徴とする電力変換システム（１）。
並列に接続された複数の電力変換装置（１００、２００）から負荷（４００、４０１）に電力を供給可能な電力変換システム（１）において、
前記電力変換装置（１００、２００）は、
スイッチング素子のオンオフにより直流電力を交流電力に変換するインバータ部（１０１）と、
前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御部（１０２）と、
前記インバータ部（１０１）から出力される電力を平滑化するフィルタリアクトル（Ｌ）とフィルタコンデンサ（Ｃ）を含むフィルタ部（１０６）と、
前記フィルタ部（１０６）を介して負荷（４００、４０１）に出力される出力電流を計測する出力電流計測部（１０５）と、
前記フィルタリアクトル（Ｌ）を流れるリアクトル電流を計測するリアクトル電流計測部（１０３）と、
前記フィルタコンデンサ（Ｃ）の電圧である出力電圧を計測する出力電圧計測部（１０４）と、
を備え、
前記制御部（１０２）は、
出力電圧指令値に基づいて前記インバータ部から出力されるインバータ電圧の指令値を生成する電圧制御部（１２５）と、
前記出力電流及び前記スイッチング素子を制御する際のデッドタイムに起因するデッドタイム誤差電圧の少なくともいずれかを補償する外乱オブザーバ（２、３、４）と、
を有することを特徴とする電力変換システム（１）。
【符号の説明】
【0057】
１ ：電力変換システム
２，２ａ，３，４ ：外乱オブザーバ
１００ ：第１パワーコンディショナ
１０１ ：第１インバータ
１０３，１０５ ：電流センサ
１０４ ：電圧センサ
１０６ ：フィルタ部
２００ ：第２パワーコンディショナ
２０１ ：第２インバータ
Ｌ ：リアクトル
Ｃ ：コンデンサ
２，２ａ，３，４ ：外乱オブザーバ
１００ ：第１パワーコンディショナ
１０１ ：第１インバータ
１０３，１０５ ：電流センサ
１０４ ：電圧センサ
１０６ ：フィルタ部
２００ ：第２パワーコンディショナ
２０１ ：第２インバータ
Ｌ ：リアクトル
Ｃ ：コンデンサ
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】