特開 2023-123250 充電制御方法及び充電制御システム

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2023123250

(43)【公開日】2023-09-05

(54)【発明の名称】充電制御方法及び充電制御システム

(51)【国際特許分類】

   H02J 7/00 20060101AFI20230829BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20230829BHJP

   B60L 50/60 20190101ALI20230829BHJP

   B60L 53/14 20190101ALI20230829BHJP

   B60L 53/24 20190101ALI20230829BHJP

   B60L 58/10 20190101ALI20230829BHJP

   B60L 9/18 20060101ALI20230829BHJP

【ＦＩ】

H02J7/00 L

H02M7/48 E

B60L50/60

B60L53/14

B60L53/24

B60L58/10

B60L9/18 J

【審査請求】未請求

【請求項の数】6

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022027219

(22)【出願日】2022-02-24

(71)【出願人】

【識別番号】000003997

【氏名又は名称】日産自動車株式会社

(71)【出願人】

【識別番号】304021288

【氏名又は名称】国立大学法人長岡技術科学大学

(74)【代理人】

【識別番号】110002468

【氏名又は名称】弁理士法人後藤特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】菅野 雄一郎

(72)【発明者】

【氏名】芳賀 仁

(72)【発明者】

【氏名】伊藤 洋介

【テーマコード（参考）】

5G503

5H125

5H770

【Ｆターム（参考）】

5G503AA01

5G503BA01

5G503BB01

5G503DA08

5G503FA06

5G503GB06

5H125AA01

5H125AC12

5H125AC24

5H125BA01

5H125BB00

5H125BC01

5H125BC21

5H125DD02

5H125EE02

5H125EE13

5H770AA09

5H770BA02

5H770CA01

5H770CA06

5H770DA03

5H770DA10

5H770DA41

5H770EA01

5H770HA02Y

5H770HA03W

5H770HA07Z

5H770JA17W

5H770JA17Z

5H770KA01Z

(57)【要約】

【課題】モータ駆動用のインバータを力率改善回路として機能させて充電を行う際の意図しないモータトルクの発生を抑制する。
【解決手段】モータ駆動用のインバータ２を力率改善回路として機能させて充電を行う際に、バッテリ１の出力電圧に相当する直流出力電圧Ｖ_ｄｃを検出し、モータ３の各相の相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを検出し、所定の直流電圧指令値Ｖ_ｄｃ ^＊と検出した直流電圧Ｖ_ｄｃの差に基づいてバッテリ１の充電電流指令値ｉ_ｄｃ ^＊を算出し、充電電流指令値ｉ_ｄｃ ^＊に基づいてモータ３の各相の相電流指令値ｉ_ｕ ^＊，ｉ_ｖ ^＊，ｉ_ｗ ^＊を定め、検出された相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを相電流指令値ｉ_ｕ ^＊，ｉ_ｖ ^＊，ｉ_ｗ ^＊に相成分ごとに個別にフィードバックすることでインバータ２のＰＷＭ信号を生成する。
【選択図】図５

【特許請求の範囲】

【請求項1】

バッテリと、前記バッテリから供給される電力を変換する電力変換装置と、前記電力変換装置における前記バッテリとの接続側に設けられる第１接続端子と、変換された電力が供給されるモータと、前記モータの中性点に設けられる第２接続端子と、を備えたモータ制御システムで実行され、前記第１接続端子及び前記第２接続端子に接続される充電用電源から前記バッテリへの充電を所定の制御信号に基づく前記電力変換装置の操作で制御する充電制御方法であって、
前記バッテリの出力電圧に相当する直流出力電圧を検出し、
前記モータの各相の相電流を検出し、
所定の直流電圧指令値と検出した前記直流出力電圧の差に基づいて、前記バッテリの充電電流指令値を算出し、
前記充電電流指令値に基づいて、前記モータの各相の相電流指令値を定め、
検出された前記相電流を前記相電流指令値に相成分ごとに個別にフィードバックすることで前記制御信号を生成する、
充電制御方法。

【請求項2】

請求項１に記載の充電制御方法であって、
前記充電用電源の出力電圧である電源電圧を検出し、
前記相電流指令値の各相成分を、
検出した前記電源電圧から電源位相を演算し、
前記充電電流指令値を振幅成分とし前記電源位相を位相成分とする交流電流指令値を演算し、
前記交流電流指令値を前記モータの相数で除することで算出する、
充電制御方法。

【請求項3】

請求項２に記載の充電制御方法であって、
前記交流電流指令値を、
前記電源位相に同期する基準正弦波を生成し、
前記充電電流指令値に前記基準正弦波を乗じることで求める、
充電制御方法。

【請求項4】

請求項１～３の何れか１項に記載の充電制御方法であって、
前記電力変換装置は、前記バッテリに対して順に並列に接続される平滑コンデンサ及びモータ駆動用パワーモジュールを含み、
前記平滑コンデンサは、相互に直列に接続された２つのコンデンサ素子を含み、
前記モータ駆動用パワーモジュールは、前記モータの各相に応じてそれぞれ設けられた一対のスイッチング素子を含み、
前記第１接続端子を、２つの前記コンデンサ素子の間に設定される中間電位点に構成するとともに前記充電用電源のコールド側に接続し、
前記第２接続端子を前記充電用電源のホット側に接続し、
前記制御信号を、検出した前記相電流と前記相電流指令値の相成分ごとの偏差をゼロとする前記モータ駆動用パワーモジュールのスイッチングパターンに基づいて定める、
充電制御方法。

【請求項5】

請求項１～３の何れか１項に記載の充電制御方法であって、
前記電力変換装置は、前記バッテリに対して順に並列に接続される平滑コンデンサ、充電時用パワーモジュール、及びモータ駆動用パワーモジュールを含み、
前記モータ駆動用パワーモジュールは、前記モータの各相に応じてそれぞれ設けられた一対のスイッチング素子を含み、
前記充電時用パワーモジュールは、相互に直列に接続された一対のスイッチング素子を含み、
前記第１接続端子を、前記充電時用パワーモジュールの一対のスイッチング素子の間に設定される中間電位点に構成するとともに前記充電用電源のコールド側に接続し、
前記第２接続端子を前記充電用電源のホット側に接続し、
前記制御信号を、
検出した前記相電流と前記相電流指令値の相成分ごとの偏差をゼロとする前記モータ駆動用パワーモジュールのスイッチングパターン、及び
前記モータ駆動用パワーモジュールのスイッチングに同期させた前記充電時用パワーモジュールのスイッチングパターンに基づいて定める、
充電制御方法。

【請求項6】

バッテリと、前記バッテリから供給される電力を変換する電力変換装置と、前記電力変換装置における前記バッテリとの接続側に設けられる第１接続端子と、変換された電力が供給されるモータと、前記モータの中性点に設けられる第２接続端子と、前記電力変換装置の動作を制御する制御装置と、を備えたモータ制御システムを含み、前記制御装置が、前記第１接続端子及び前記第２接続端子に接続される充電用電源から前記バッテリへの充電を所定の制御信号に基づく前記電力変換装置の操作で制御する充電制御システムであって、
前記バッテリの出力電圧に相当する直流出力電圧を検出する直流電圧検出装置と、
前記モータの各相の相電流を検出する相電流検出装置と、
前記制御装置は、
所定の直流電圧指令値と検出した前記直流出力電圧の差に基づいて、前記バッテリの充電電流指令値を算出し、
前記充電電流指令値に基づいて、前記モータの各相の相電流指令値を定め、
検出された前記相電流を前記相電流指令値に相成分ごとに個別にフィードバックすることで前記制御信号を生成する、
充電制御システム。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、複数の相を有するモータを駆動するためのインバータを利用して、モータを駆動するバッテリを充電する充電制御方法及び充電制御システムに関する。

【背景技術】

【0002】

特許文献１には、モータ駆動用のインバータを力率改善回路として利用する際に、モータの線間電圧がゼロになるように各スイッチング素子のスイッチングを制御することで、充電中にモータ巻線に電流が流れないようにする充電制御方法が記載されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】特開２０２０－０５８１７８号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

しかしながら、特許文献１の充電制御方法では、各スイッチング素子の個体差、或いはモータの各相におけるインダクタンスの違いなどに起因した相電流のばらつきが生じることで充電中にモータ巻線に電流が流れ、意図しないトルクを発生させることがある。

【0005】

したがって、本発明の目的は、モータ駆動用のインバータを力率改善回路として機能させて充電を行う際の意図しないモータトルクの発生を抑制し得る充電制御方法及び充電制御システムを提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0006】

本発明のある態様によれば、バッテリと、バッテリから供給される電力を変換する電力変換装置と、電力変換装置におけるバッテリとの接続側に設けられる第１接続端子と、変換された電力が供給されるモータと、モータの中性点に設けられる第２接続端子と、を備えたモータ制御システムで実行され、第１接続端子及び第２接続端子に接続される充電用電源からバッテリへの充電を所定の制御信号に基づく電力変換装置の操作で制御する充電制御方法が提供される。

【0007】

この充電制御方法では、バッテリの出力電圧に相当する直流出力電圧を検出し、モータの各相の相電流を検出する。また、所定の直流電圧指令値と検出した直流出力電圧の差に基づいてバッテリの充電電流指令値を算出し、充電電流指令値に基づいてモータの各相の相電流指令値を定め、検出された相電流を相電流指令値に相成分ごとに個別にフィードバックすることで制御信号を生成する。

【発明の効果】

【0008】

本発明によれば、モータ駆動用のインバータを力率改善回路として機能させて充電を行う際の意図しないモータトルクの発生を抑制することができる。

【図面の簡単な説明】

【0009】

【図1】図１は、第１実施形態のモータ制御システムの構成を示すブロック図である。

【図2】図２は、各動作モード、各リレーの状態、及びスイッチング周波数の関係を説明する図である。

【図3】図３は、スイッチング素子の静特性を示すグラフである。

【図4】図４は、（Ａ）モータ駆動時、及び（Ｂ）充電時における相電圧及び線間電圧の原則的な遷移を示すタイミングチャートである。

【図5】図５は、第１実施形態の制御回路の構成を示すブロック図である。

【図6】図６は、第２実施形態のモータ制御システムの構成を示すブロック図である。

【図7】図７は、第２実施形態の制御回路の構成を示すブロック図である。

【図8】図８は、第３実施形態のモータ制御システムの構成を示すブロック図である。

【図9】図９は、第４実施形態のモータ制御システムの構成を示すブロック図である。

【図10】図１０は、比較例の制御回路の構成を示すブロック図である。

【図11】図１１は、比較例による制御結果を示すタイミングチャートである。

【図12】図１２は、実施例による制御結果を示すタイミングチャートである。

【発明を実施するための形態】

【0010】

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。

【0011】

［第１実施形態］
図１は、本実施形態のモータ制御システム１００の構成を示すブロック図である。図示のように、モータ制御システム１００は、バッテリ１、電力変換装置としてのインバータ２、モータ３、及び車両コントローラ４等を備える。

【0012】

すなわち、モータ制御システム１００は、バッテリ１を電力源とし、インバータ２を介してモータ３を駆動するシステムである。モータ制御システム１００は、例えば、電動車両（ＥＶ）やプラグインハイブリッド車両（ＰＨＥＶ）等に搭載される。

【0013】

バッテリ１は、モータ３の駆動電力源として機能する直流電源である。本実施形態では、バッテリ１は、リチウムイオン二次電池等の車載用の高電圧バッテリとして構成される。

【0014】

インバータ２は、モータ３を駆動するときに、バッテリ１が出力する直流電力を交流電力に変換してモータ３に供給する電力変換装置である。インバータ２の構成については詳細を後述する。

【0015】

モータ３は、三相交流の埋込磁石型同期電動機（IPMSM: interior permanent magnet synchronous motor）により構成され、車両の走行駆動源として機能する。

【0016】

車両コントローラ４は、車両の動作及びモータ制御システム１００の動作を統括的に制御するためのコンピュータである。特に、車両コントローラ４は、車両のアクセル開度Ａｐｏ等に応じてモータ３のトルク指令値Ｔ^＊を定めて、インバータ２に出力する。

【0017】

本実施形態のモータ制御システム１００は上記のようにモータ３を駆動する他、バッテリ１を外部電源５によって充電する際にインバータ２を力率改善回路（ＰＦＣ）として利用する充電制御システムとしても機能する。このため、モータ制御システム１００は、外部電源５（商用の交流電源など）を接続するための接続端子である外部電源端子６と、ＤＣ／ＤＣコンバータ７と、を備える。

【0018】

外部電源５は、商用の交流電源である。本実施形態においては、外部電源５は、単相交流電源であり、例えば１００ボルト電源または２００ボルト電源である。

【0019】

外部電源端子６は、外部電源５によってバッテリ１を充電するときに、インバータ２を介して外部電源５をバッテリ１に接続する。また、外部電源端子６は、第１端子６ａと第２端子６ｂとを備える。第１端子６ａは、外部電源５のホット側（非接地側）に接続され、第２端子６ｂは外部電源５のコールド側（接地側）に接続される。

【0020】

ＤＣ／ＤＣコンバータ７は、外部電源５によってバッテリ１を充電するときに、降圧チョッパとして機能する。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ７は、インバータ２から入力される直流電力を、バッテリ１の充電に適した電圧に降圧して、バッテリ１に供給する。本実施形態においては、ＤＣ／ＤＣコンバータ７はいわゆる絶縁型である。

【0021】

リレー８は、車両コントローラ４から入力されるリレー駆動信号Ｓ_ＲＤに基づいて、インバータ２、ＤＣ／ＤＣコンバータ７、及びバッテリ１の接続状態を切り替えるスイッチである。リレー８がオンのとき、バッテリ１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７を介さず、実質的にインバータ２に直接的（直列）に接続する。リレー８がオフのとき、バッテリ１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７を介してインバータ２に接続する。

【0022】

そして、モータ制御システム１００では、インバータ２を用いたモータ駆動時の動作モード（以下、モータ駆動モードという）、及びインバータ２を用いた外部電源５による充電時の動作モード（以下、充電動作モードという）の一方を選択的に実行する。

【0023】

特に、モータ駆動モードではリレー８がオンにされ、及び充電動作モードではオフにされるようにリレー駆動信号Ｓ_ＲＤが生成される。

【0024】

＜インバータの構成＞
図示のように、インバータ２は、モータ駆動用パワーモジュールとしてのパワーモジュール１０ｕ～１０ｗ、駆動回路１１、及び制御回路１２を備える。

【0025】

パワーモジュール１０ｕ～１０ｗは、モータ駆動モードにおいて、バッテリ１から入力される直流電力を三相交流電力に変換してモータ３の各相（Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相）に入力する。一方、パワーモジュール１０ｕ～１０ｗは、充電動作モードにおいて、外部電源５から入力される交流電力を直流電力に整流してバッテリ１に入力する。

【0026】

パワーモジュール１０ｕ～１０ｗは、モータ３の各相のそれぞれに対応して設けられた一対のアームから成るレグを複数含む。より具体的に、Ｕ相パワーモジュール１０ｕはモータ３のＵ相に接続され、Ｕ相スイッチング素子Ｔｒ１とＵ相還流ダイオードＤ１からなる上アームと、Ｕ相スイッチング素子Ｔｒ２とＵ相還流ダイオードＤ２からなる下アームと、を備える。同様に、Ｖ相パワーモジュール１０ｖは、モータ３のＶ相に接続され、Ｖ相スイッチング素子Ｔｒ３とＶ相還流ダイオードＤ３からなる上アームと、Ｖ相スイッチング素子Ｔｒ４とＶ相還流ダイオードＤ４からなる下アームと、を備える。さらに、モータ３のＷ相に接続され、Ｗ相スイッチング素子Ｔｒ５とＷ相還流ダイオードＤ５からなる上アームと、Ｗ相スイッチング素子Ｔｒ６とＷ相還流ダイオードＤ６からなる下アームと、を備える。各スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の半導体スイッチにより構成される。なお、１つのレグを構成する上アームと下アームは、原則として、交流電力の極性に応じて一方がオンになり、他方はオフになる。

【0027】

駆動回路１１は、各スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６を駆動する（オン又はオフに操作する）ための回路である。特に、駆動回路１１は、制御回路１０で生成される制御信号（ＰＷＭ信号）に基づき、当該ＰＷＭ信号によって定められたデューティ比（スイッチングパターン）にしたがい、各スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６を駆動する。

【0028】

また、本実施形態においては、駆動回路１１は、充電時にバッテリ１及び外部電源５からの入力電力を検出する入力電力検出回路としても機能する。具体的には、駆動回路１１は、バッテリ１からパワーモジュール１０ｕ～１０ｗに印加される直流電圧Ｖ_ｄｃを検出する。さらに、駆動回路１１は、充電時に外部電源５からパワーモジュール１０ｕ～１０ｗに印加される交流電圧ｖ_ａｃ（すなわち、外部電源５の出力電圧）を検出する。検出された直流電圧Ｖ_ｄｃ及び交流電圧ｖ_ａｃは、制御回路１２に入力される。

【0029】

制御回路１２は、上記ＰＷＭ信号を生成して駆動回路１１に出力する。より具体的に、制御回路１２は、モータ駆動時において、トルク指令値Ｔ^＊、モータ３の各相に流れる電流（以下、相電流という）ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ、直流電圧Ｖ_ｄｃ、及びモータ３の回転子の位置を表す回転子位置信号Ｒｐｏｓに基づいて、ＰＷＭ信号を生成する。このＰＷＭ信号に基づいて各スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６を駆動することで、モータ３の出力トルクをトルク指令値Ｔ^＊に応じた値に調節することができる。なお、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、各相に設けられた電流センサ１３によって検出（サンプリング）される。また、モータ３の回転子の位置を表す回転子位置信号Ｒｐｏｓは、レゾルバ１４によって検出される。

【0030】

さらに、制御回路１２は、充電時（充電動作モードの実行時）には、外部電源５からバッテリ１の充電を制御する制御装置としても機能する。すなわち、制御回路１２は、モータ３の駆動を制御する駆動制御装置であり、かつ、外部電源５によるバッテリ１の充電を制御する充電制御装置である。したがって、制御回路１２は、モータ駆動モード及び充電モードの動作におけるインバータ２の動作を予め定められた所定の制御周期で定期的に実行するようにプログラムされる。なお、制御回路１２による充電時の制御に関する詳細は後述する。

【0031】

上記の他、バッテリ１の充電動作を行うために、インバータ２は、平滑コンデンサ２１、リレー２２、フィルタコンデンサ２４、ＥＭＩ（Electro Magnetic Interference）フィルタ２５、及びリレー２６を含む。

【0032】

平滑コンデンサ２１は、外部電源５から入力される交流電力をパワーモジュール１０ｕ～１０ｗによって整流して得た直流電力を平滑化する。平滑コンデンサ２１は、パワーモジュール１０ｕ～１０ｗとバッテリ１の間に、これらと並列に接続される。特に、本実施形態の平滑コンデンサ２１は、互いに直列に接続された２つのコンデンサ素子２１ａ，２１ｂにより構成される。

【0033】

また、本実施形態では、２つのコンデンサ素子２１ａ，２１ｂの間に設けられる中間電位点が第１接続端子Ｐ１として構成され、外部電源５のコールド側、すなわち第２端子６ｂに接続される。

【0034】

リレー２２は、外部電源５のホット側とモータ３の中性点に構成される第２接続端子Ｐ２との間の接続／遮断を切り替えるノーマルオープンリレーである。リレー２２のオン／オフは、車両コントローラ４から入力されるリレー駆動信号（図示しない）によって制御される。リレー２２は、モータ駆動時にオフにされ、充電時にオンにされる。

【0035】

特に、第２接続端子Ｐ２が外部電源５のホット側に直列に接続され、フィルタコンデンサ２４が外部電源５に対して並列に接続される。このため、モータ３の零相インダクタンス及びフィルタコンデンサ２４からなるＬＣ回路により、充電時の各スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６の動作によって発生するノイズが低減される。さらに、ＥＭＩフィルタ２５は、外部電源端子６における電磁ノイズの発生及び侵入を抑える。なお、駆動回路１１は、フィルタコンデンサ２４の両端電圧を、外部電源５の出力電圧に相当する交流電圧ｖ_ａｃとして検出する。

【0036】

リレー２６は、外部電源５のコールド側と第１接続端子Ｐ１との間の接続／遮断を切り替えるノーマルオープンリレーである。リレー２６のオン／オフは、車両コントローラ４から入力されるリレー駆動信号（図示しない）によって制御される。リレー２６は、モータ駆動時にオフにされ、充電時にオンにされる。

【0037】

図２は、各動作モード、各リレーの状態、及びスイッチング周波数の関係を説明する図である。図示のように、車両の運転を開始する時刻ｔ１から運転が終了する時刻ｔ２の間は、モータ駆動モードが実行される。このため、直流電源側（すなわちバッテリ１側）のリレー８はオンにされ、交流電源側（すなわち外部電源端子６側）のリレー２２，２６はオフにされる。また、モータ駆動モードでは、パワーモジュール１０ｕ～１０ｗのスイッチング周波数は、充電動作モードを実行する際よりも低く設定される。これは、モータ駆動時におけるインバータ２及びモータ３の電力損失を低減するためである。なお、モータ駆動モードにおけるスイッチング周波数は特定の数値に限定されるものではないが、例えば約１０ｋＨｚに設定される。

【0038】

また、運転終了後の時刻ｔ３に充電動作モードを開始してその後の時刻ｔ４にこれを終了させる場合、時刻ｔ３～ｔ４において、直流電源側のリレー８はオフにされ交流電源側のリレー２２，２６はオンにされる。また、充電動作モードにおけるスイッチング周波数は、モータ駆動モードを実行する際よりも高く設定される。なお、充電動作モードにおけるスイッチング周波数は特定の数値に限定されるものではないが、例えば約６０ｋＨｚに設定される。

【0039】

図３は、各スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６の静特性を示すグラフである。図示のように、充電時の最大電流Ｉｃ１及び最大電圧Ｖｅｃ（ｓａｔ）１は、モータ駆動時の最大電流Ｉｃ２及び最大電圧Ｖｅｃ（ｓａｔ）２よりも小さい。このため、パワーモジュール１０ｕ～１０ｗの動作点がその能力に対して十分な余裕がある。したがって、充電時においては、スイッチング周波数を高くしても、インバータ２の力率改善動作を低損失で行うことができる。このため、上記のように、充電動作モードでは、スイッチング周波数はモータ駆動モードのときよりも高く設定される。

【0040】

図４は、（Ａ）モータ駆動時、及び（Ｂ）充電時における相電圧及び線間電圧の原則的な遷移を示すタイミングチャートである。図４（Ａ）に示すように、モータ駆動時においては、制御回路１２は、トルク指令値Ｔ^＊等に応じて、モータ３が要求されたトルクを発生させるように、各相に印加する電圧（以下、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗという）を制御する。すなわち、制御回路１２は、各相の相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗはそれぞれに遷移する。その結果、各相の線間電圧Ｖｕ－ｖ，Ｖｕ－ｗ，Ｖｗ－ｕは図示のように遷移する。なお、図４の横軸は時刻であり、一点鎖線で示す周期はモータ制御システム１００の制御周期である。

【0041】

また、充電時には、制御回路１２は、複数のスイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６がオン及び／又はオフする動作タイミングを同期させる同期制御をする。このため、図４（Ｂ）に示すように、充電時においては、理想的な系において各相の線間電圧Ｖｕ－ｖ，Ｖｕ－ｗ，Ｖｗ－ｕはいずれもゼロとなる。一方で、同期制御におけるスイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６のデューティ比を適切に調節することで、バッテリ１の充電電力を所望の値に制御することができる。

【0042】

しかしながら、充電時に、種々の要因で各相間にアンバランス電流が発生することがある。具体的には、各スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６の個体差に応じたターンオフ又はターンオンタイミングのずれ、パワー半導体のオン抵抗のばらつき、さらには、モータ３における各相間のインダクタンスのばらつきが要因となって各相間のアンバランス電流を生じ得る。そして、充電時に各相間のアンバランス電流が生じると、モータ３に電流が流れ意図しないトルクの発生をもたらす。その結果、充電時にモータ３の作動に起因する振動が車体に伝達され、音振の要因となる。したがって、本実施形態では、充電時における意図しないモータトルクの発生を抑制するべく、以下で説明する充電制御を実行する。

【0043】

図５は、本実施形態の充電制御方法を実行する制御回路１２の構成を示すブロック図である。図示のように、制御回路１２は、充電電流指令値算出部５０と、基準正弦波生成部５２と、相電流指令値算出部５４と、電流制御部５６と、ＰＷＭ制御部５８と、を有する。

【0044】

充電電流指令値算出部５０は、直流電圧指令値Ｖ_ｄｃ ^＊及び直流電圧Ｖ_ｄｃを入力として、充電電流指令値ｉ_ｄｃ ^＊を算出する。なお、直流電圧指令値Ｖ_ｄｃ ^＊は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７の出力電圧の指令値であり、バッテリ１の目標充電電力及び充電率などに応じて適宜定められる。また、充電電流指令値ｉ_ｄｃ ^＊は、直流電圧指令値Ｖ_ｄｃ ^＊に応じたバッテリ１の充電電流の目標値に相当する。

【0045】

具体的に、充電電流指令値算出部５０は、ローパスフィルタ処理した直流電圧Ｖ_ｄｃと直流電圧指令値Ｖ_ｄｃ ^＊との偏差がゼロとなるように、フィードバック制御（ＰＩ制御）を実行することで充電電流指令値ｉ_ｄｃ ^＊を演算する。充電電流指令値算出部５０は、求めた充電電流指令値ｉ_ｄｃ ^＊を相電流指令値算出部５４に出力する。なお、ローパスフィルタの時定数は、バッテリ１、ＤＣ／ＤＣコンバータ７、及び平滑コンデンサ２１を含む直流電力系の応答特性を考慮し直流電圧Ｖ_ｄｃの検出値からノイズ成分を除去する観点から好適な値に設定される。

【0046】

基準正弦波生成部５２は、交流電圧ｖ_ａｃを入力として基準正弦波ｓｉｎθ_ｅを生成する。具体的に、基準正弦波生成部５２は、交流電圧ｖ_ａｃの位相（電源位相θ_ｅ）を推定し、当該電源位相θ_ｅを位相成分とする正弦波を基準正弦波ｓｉｎθ_ｅとして生成する。基準正弦波生成部５２は、例えば、位相同期回路により構成することができる。そして、基準正弦波生成部５２は、求めた基準正弦波ｓｉｎθ_ｅを相電流指令値算出部５４に出力する。

【0047】

相電流指令値算出部５４は、充電電流指令値ｉ_ｄｃ ^＊及び基準正弦波ｓｉｎθ_ｅを入力として、各相の相電流指令値ｉ_ｘ ^＊，ｉ_ｖ ^＊，ｉ_ｗ ^＊を算出する。具体的に、相電流指令値算出部５４は、先ず、充電電流指令値ｉ_ｄｃ ^＊に基準正弦波ｓｉｎθ_ｅを乗じることで交流電流指令値ｉ_ａｃ ^＊を演算する。すなわち、交流電流指令値ｉ_ａｃ ^＊は、充電電流指令値ｉ_ｄｃ ^＊を振幅成分として電源位相θ_ｅを位相成分とする値として定まる。そして、相電流指令値算出部５４は、交流電流指令値ｉ_ａｃ ^＊に１／３を乗じて（相数である３で除して）得られた値を、各相の相電流指令値ｉ_ｕ ^＊，ｉ_ｖ ^＊，ｉ_ｗ ^＊として算出する。そして、相電流指令値算出部５４は、求めた相電流指令値ｉ_ｕ ^＊，ｉ_ｖ ^＊，ｉ_ｗ ^＊を電流制御部５６に出力する。

【0048】

電流制御部５６は、検出された相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ及び相電流指令値ｉ_ｕ ^＊，ｉ_ｖ ^＊，ｉ_ｗ ^＊を入力として、三相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を算出する。特に、電流制御部５６は、Ｕ相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、Ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ ^＊、及びＷ相電圧指令値ｖ_ｗ ^＊をそれぞれ個別に演算するＵ相電流制御部５６ｕ、Ｖ相電流制御部５６ｖ、及びＷ相電圧指令値５６ｗを有する。

【0049】

Ｕ相電流制御部５６ｕは、ローパスフィルタ処理したＵ相電流指令値ｉ_ｕ ^＊と、検出したＵ相電流ｉ_ｕと、の偏差がゼロとなるように、フィードバック制御（ＰＩ制御）を実行することでＵ相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊を演算する。同様のロジックにより、Ｖ相電流制御部５６ｖ及びＷ相電圧指令値５６ｗは、それぞれ、Ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ ^＊及びＷ相電圧指令値ｖ_ｗ ^＊を演算する。なお、各三相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に適用されるそれぞれのローパスフィルタの時定数は、各相の応答特性を考慮してノイズ成分を低減する観点から適切な値に定められる。特に、各ローパスフィルタの時定数は、各相に応じて相互に異なる値に設定されても良い。

【0050】

そして、電流制御部５６は、求めた三相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊をＰＷＭ制御部５８に出力する。

【0051】

ＰＷＭ制御部５８は、直流電圧Ｖ_ｄｃ及び電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を入力としてＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号に基づいて駆動回路１１を操作して各スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６を駆動する。

【0052】

具体的に、ＰＷＭ制御部５８は、直流電圧Ｖ_ｄｃに対するそれぞれの電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊の比として得られる各相の変調率と、適宜定められた周波数及びパルス幅を有するキャリア波と、の大小比較結果に基づいて各スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６のデューティ比を定め、これをＰＷＭ信号とする。

【0053】

より詳細には、ＰＷＭ制御部５８は、Ｕ相変調率とキャリア波の大小比較結果に応じて、適宜デットタイムを設けつつ、各Ｕ相スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２の一方がオンデューティであるときに他方がオフデューティとなるように、Ｕ相ゲート信号Ｓ_ＵＨ，Ｓ_ＵＬを生成する。同様のロジックにより、ＰＷＭ制御部５８は、Ｖ相ゲート信号Ｓ_ＶＨ，Ｓ_ＶＬ、及びＷ相ゲート信号Ｓ_ＷＨ，Ｓ_ＷＬを生成する。そして、ＰＷＭ制御部５８は、各ゲート信号Ｓ_ＵＨ，Ｓ_ＵＬ，Ｓ_ＶＨ，Ｓ_ＶＬ，Ｓ_ＷＨ，Ｓ_ＷＬを含むＰＷＭ信号を生成する。

【0054】

図５で説明した制御ロジックによれば、バッテリ１（ＤＣ／ＤＣコンバータ７）の要求充電電流に相当する充電電流指令値ｉ_ｄｃ ^＊をモータ３の相数（すなわち３相）に応じて均等に振り分けた値が各相電流指令値ｉ_ｕ ^＊，ｉ_ｖ ^＊，ｉ_ｗ ^＊の振幅値として定められることとなる。また、それぞれの相電流指令値ｉ_ｕ ^＊，ｉ_ｖ ^＊，ｉ_ｗ ^＊の位相は、電源位相θ_ｅに同期するように定められることとなる。このため、それぞれの相電流指令値ｉ_ｕ ^＊，ｉ_ｖ ^＊，ｉ_ｗ ^＊はそれらの振幅及び位相が相互に一致するように定められる。そして、このように定められた相電流指令値ｉ_ｕ ^＊，ｉ_ｖ ^＊，ｉ_ｗ ^＊に対して検出された相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗが相成分ごとにフィードバックされることで、ＰＷＭ信号が生成されることとなる。したがって、このように生成されたＰＷＭ信号を用いることで、各スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６のスイッチングパターン（オン／オフタイミング）を好適に同期させることができる。結果として、各相の特性のばらつきに依らずに充電時の相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの相互バランスをより確実に保つことができ、モータ３に電流が流れることによる意図しないトルク出力を抑制することができる。

【0055】

以上説明した本実施形態の構成及び作用効果をまとめて説明する。

【0056】

本実施形態では、バッテリ１と、バッテリ１から供給される電力を変換する電力変換装置（インバータ２）と、インバータ２におけるバッテリ１との接続側に設けられる第１接続端子Ｐ１と、変換された電力が供給されるモータ３と、モータ３の中性点に設けられる第２接続端子Ｐ２と、を備えたモータ制御システム１００で実行され、第１接続端子Ｐ１及び第２接続端子Ｐ２に接続される充電用電源（外部電源５）からバッテリ１への充電を所定の制御信号（ＰＷＭ信号）に基づくインバータ２の操作で制御する充電制御方法が提供される。

【0057】

この充電制御方法では、バッテリ１の出力電圧に相当する直流出力電圧（直流電圧Ｖ_ｄｃ）を検出し、モータ３の各相の相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを検出する。そして、所定の直流電圧指令値Ｖ_ｄｃ ^＊と検出した直流電圧Ｖ_ｄｃの差に基づいてバッテリ１の充電電流の指令値である充電電流指令値ｉ_ｄｃ ^＊を算出し（充電電流指令値算出部５０）、当該充電電流指令値ｉ_ｄｃ ^＊に基づいてモータ３の各相の相電流指令値ｉ_ｕ ^＊，ｉ_ｖ ^＊，ｉ_ｗ ^＊を定める（相電流指令値算出部５４）。さらに、検出された相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを相電流指令値ｉ_ｕ ^＊，ｉ_ｖ ^＊，ｉ_ｗ ^＊に相成分ごとに個別にフィードバックすることでＰＷＭ信号を生成する（電流制御部５６及びＰＷＭ制御部５８）。

【0058】

これにより、モータ３の零相インダクタンスを利用してインバータ２を力率改善回路として機能させる充電制御において、各相の特性のばらつきに依らずにモータ３の各相に流れる電流（相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ）の波形を相互に等しくすることができる。すなわち、充電時における各相のアンバランス電流を解消することができる。したがって、充電時の意図しないモータ３のトルク出力を低減することができる。

【0059】

また、本実施形態では、外部電源５の出力電圧である電源電圧（交流電圧ｖ_ａｃ）を検出する。そして、検出した交流電圧ｖ_ａｃから電源位相θ_ｅを演算し（基準正弦波生成部５２）、充電電流指令値ｉ_ｄｃ ^＊を振幅成分及び電源位相θ_ｅを位相成分とする交流電流指令値ｉ_ａｃ ^＊を演算し、演算した交流電流指令値ｉ_ａｃ ^＊をモータ３の相数（本実施形態では３）で除することにより、相電流指令値ｉ_ｕ ^＊，ｉ_ｖ ^＊，ｉ_ｗ ^＊の各相成分を算出する。特に、本実施形態では、電源位相θ_ｅに同期する基準正弦波ｓｉｎθ_ｅを生成し、充電電流指令値ｉ_ｄｃ ^＊に基準正弦波ｓｉｎθ_ｅを乗じることで交流電流指令値ｉ_ａｃ ^＊を求める（相電流指令値算出部５４）。

【0060】

これにより、充電電流指令値ｉ_ｄｃ ^＊及び交流電圧ｖ_ａｃを入力として相電流指令値ｉ_ｕ ^＊，ｉ_ｖ ^＊，ｉ_ｗ ^＊を定めるための具体的な演算ロジックが実現される。

【0061】

さらに、本実施形態のインバータ２は、バッテリ１に対して順に並列に接続される平滑コンデンサ２１及びモータ駆動用パワーモジュール（パワーモジュール１０ｕ～１０ｗ）を含む。また、平滑コンデンサ２１は、相互に直列に接続された２つのコンデンサ素子２１ａ，２１ｃを含む。さらに、パワーモジュール１０ｕ～１０ｗは、モータ３の各相に応じてそれぞれ設けられた一対のスイッチング素子（Ｔｒ１，Ｔｒ２）、（Ｔｒ３，Ｔｒ４）、（Ｔｒ５，Ｔｒ６）を含む。特に、第１接続端子Ｐ１を、２つのコンデンサ素子２１ａ，２１ｃの間に設定される中間電位点に構成するとともに外部電源５のコールド側に接続する。また、第２接続端子Ｐ２を外部電源５のホット側に接続する。

【0062】

そして、ＰＷＭ信号を、検出した相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗと相電流指令値ｉ_ｕ ^＊，ｉ_ｖ ^＊，ｉ_ｗ ^＊との偏差をゼロとするパワーモジュール１０ｕ～１０ｗのスイッチングパターンに基づいて定める。

【0063】

これにより、充電時にインバータ２を力率改善回路として利用する際に意図しないモータトルク出力を低減する機能、及びモータ駆動時にインバータ２を駆動アクチュエータとして適切に動作させる機能の双方を両立させることのできる、具体的なシステム構成及び制御ロジックが実現される。

【0064】

また、本実施形態では、上記充電制御方法の実行に適した充電制御システムが提供される。この充電制御システムは、バッテリ１と、バッテリ１から供給される電力を変換する電力変換装置（インバータ２）と、インバータ２におけるバッテリ１との接続側に設けられる第１接続端子Ｐ１と、変換された電力が供給されるモータ３と、モータ３の中性点に設けられる第２接続端子Ｐ２と、インバータ２の動作を制御する制御装置（制御回路１２）と、を備えたモータ制御システム１００を含む。そして、制御回路１２は、第１接続端子Ｐ１及び第２接続端子Ｐ２に接続される充電用電源（外部電源５）からバッテリ１への充電を所定の制御信号（ＰＷＭ信号）に基づくインバータ２の操作で制御する。

【0065】

特に、この充電制御システムは、バッテリ１の出力電圧に相当する直流出力電圧（直流電圧Ｖ_ｄｃ）を検出する直流電圧検出装置（駆動回路１１）と、モータ３の各相の相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを検出する相電流検出装置（電流センサ１３）と、を備える。そして、制御回路１２は、所定の直流電圧指令値Ｖ_ｄｃ ^＊と検出した直流電圧Ｖ_ｄｃの差に基づいてバッテリ１の充電電流指令値ｉ_ｄｃ ^＊を算出し（充電電流指令値算出部５０）、充電電流指令値ｉ_ｄｃ ^＊に基づいてモータ３の各相の相電流指令値ｉ_ｕ ^＊，ｉ_ｖ ^＊，ｉ_ｗ ^＊を定める（基準正弦波生成部５２及び相電流指令値算出部５４）。さらに、検出された相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを相電流指令値ｉ_ｕ ^＊，ｉ_ｖ ^＊，ｉ_ｗ ^＊に相成分ごとに個別にフィードバックすることでＰＷＭ信号を生成する（電流制御部５６及びＰＷＭ制御部５８）。

【0066】

［第２実施形態］
以下、第２実施形態について説明する。なお、第１実施形態と同様の要素には同一の符号を付し、その説明を適宜省略する。

【0067】

図６は、本実施形態のモータ制御システム２００の構成を示すブロック図である。図示のように、モータ制御システム２００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７と各相のパワーモジュール１０ｕ～１０ｗとの間に、追加パワーモジュール３１が設けられる。

【0068】

追加パワーモジュール３１は、スイッチング素子Ｔｒ７及び還流ダイオードＤ７からなる上アームと、スイッチング素子Ｔｒ８及び還流ダイオードＤ８からなる下アームと、によって構成される。また、モータ制御システム２００では、追加パワーモジュール３１の各スイッチング素子Ｔｒ７，Ｔｒ８の間に設定される中間電位点に第１接続端子Ｐ１が設けられる。すなわち、追加パワーモジュール３１内に設定される第１接続端子Ｐ１が、リレー２６及びＥＭＩフィルタ２５を介して外部電源５のコールド側に接続される。

【0069】

なお、既に説明したように、モータ駆動時にはリレー２６がオフとされるため、追加パワーモジュール３１は、インバータ２による当該モータ駆動時の電流制御に影響を与えない。特に、追加パワーモジュール３１にはモータ駆動時の大電流は流れない。このため、追加パワーモジュール３１は、各相のパワーモジュール１０ｕ～１０ｗに比べてより定格電流の低い半導体素子により構成することができ、製造コストの低減を図ることができる。また、追加パワーモジュール３１に第１接続端子Ｐ１を設定したことで、平滑コンデンサ２１を単一のコンデンサ素子２１ａにより構成することができるので、さらなる製造コストの低減を図ることができる。

【0070】

次に、本実施形態の制御回路１２による処理について説明する。

【0071】

図７は、本実施形態の充電制御方法を実行する制御回路１２の構成を示すブロック図である。特に、本実施形態の制御回路１２では、ＰＷＭ制御部５８により生成されるＰＷＭ信号が、各相のスイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６を駆動するためのゲート信号Ｓ_ＵＨ，Ｓ_ＵＬ，Ｓ_ＶＨ，Ｓ_ＶＬ，Ｓ_ＷＨ，Ｓ_ＷＬに加え、追加パワーモジュール３１のスイッチング素子Ｔｒ７，Ｔｒ８を駆動するためのゲート信号Ｓ_ＡＨ，Ｓ_ＡＬを含む点で第１実施形態と異なる。

【0072】

ＰＷＭ制御部５８は、スイッチング素子Ｔｒ７，Ｔｒ８のスイッチングパターンがスイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６のスイッチングパターンに同期するようにゲート信号Ｓ_ＡＨ，Ｓ_ＡＬを定める。特に、ＰＷＭ制御部５８は、スイッチング素子Ｔｒ７，Ｔｒ８が、各相のスイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６の中でデューティ比が最も大きい相に合わせて動作するようにゲート信号Ｓ_ＡＨ，Ｓ_ＡＬを定める。

【0073】

例えば、ＰＷＭ制御部５８は、Ｕ相のデューティ比が最も大きい場合には、スイッチング素子Ｔｒ７，Ｔｒ８のオン／オフが、それぞれ、Ｕ相パワーモジュール１０ｕにおけるスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２のオン／オフに同期するようにゲート信号Ｓ_ＡＨ，Ｓ_ＡＬを定める。なお、Ｖ相のデューティ比又はＷ相のデューティ比が最も大きい場合も、同様のロジックでゲート信号Ｓ_ＡＨ，Ｓ_ＡＬを定めることができる。これにより、追加パワーモジュール３１のスイッチング素子Ｔｒ７，Ｔｒ８が、各相のスイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６（特にデューティ比が最も大きい相の素子）に同期して駆動することとなる。

【0074】

なお、本実施形態において充電電流指令値算出部５０で用いられるローパスフィルタの時定数は、バッテリ１、ＤＣ／ＤＣコンバータ７、コンデンサ素子２１ａ、及び追加パワーモジュール３１を含む直流電力系の応答特性を考慮し直流電圧Ｖ_ｄｃの検出値からノイズ成分を除去する観点から好適な値に設定される。

【0075】

以上説明した本実施形態のモータ制御システム２００では、インバータ２は、バッテリ１に対して順に並列に接続される平滑コンデンサ２１、充電時用パワーモジュール（追加パワーモジュール３１）、及びモータ駆動用パワーモジュール（パワーモジュール１０ｕ～１０ｗ）を含む。また、パワーモジュール１０ｕ～１０ｗは、モータ３の各相に応じてそれぞれ設けられた一対のスイッチング素子（Ｔｒ１，Ｔｒ２）、（Ｔｒ３，Ｔｒ４）、（Ｔｒ５，Ｔｒ６）を含む。さらに、追加パワーモジュール３１は、相互に直列に接続された一対のスイッチング素子（Ｔｒ１，Ｔｒ２）を含む。

【0076】

特に、第１接続端子Ｐ１を、追加パワーモジュール３１の一対のスイッチング素子（Ｔｒ１，Ｔｒ２）の間に設定される中間電位点に構成するとともに外部電源５のコールド側に接続する。一方、第２接続端子Ｐ２を外部電源５のホット側に接続する。

【0077】

そして、ＰＷＭ信号を、検出した相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗと相電流指令値ｉ_ｕ ^＊，ｉ_ｖ ^＊，ｉ_ｗ ^＊との偏差をゼロとするパワーモジュール１０ｕ～１０ｗのスイッチングパターン、及び当該パワーモジュール１０ｕ～１０ｗのスイッチングに同期させた追加パワーモジュール３１のスイッチングパターンに基づいて定める。

【0078】

これにより、充電時にインバータ２を力率改善回路として利用する際に意図しないモータトルク出力を低減する機能、及びモータ駆動時にインバータ２を駆動アクチュエータとして適切に動作させる機能の双方を両立させつつ、製造コストのさらなる低減を可能とするシステム構成及び制御ロジックが実現される。

【0079】

［第３実施形態］
以下、第３実施形態について説明する。なお、第１又は第２実施形態と同様の要素には同一の符号を付し、その説明を省略する。

【0080】

図８は、本実施形態のモータ制御システム３００の構成を示すブロック図である。図示のように、モータ制御システム３００は、第１実施形態のモータ制御システム１００の構成をベースとして、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ７に代え、非絶縁且つ双方向型のＤＣ／ＤＣコンバータ４０が設けられる。

【0081】

ＤＣ／ＤＣコンバータ４０は、例えば、リアクトル４１とパワーモジュールとから構成される。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０を構成するパワーモジュールは、スイッチング素子Ｔｒ９及び還流ダイオードＤ９からなる上アームと、スイッチング素子Ｔｒ１０及び還流ダイオードＤ１０からなる下アームと、によって構成される。

【0082】

このように構成されるモータ制御システム３００においても、第１実施形態と同様に、充電時におけるモータ３の意図しないトルクの発生を抑制し得る充電制御方法を実行することができる。特に、モータ制御システム３００では、非絶縁且つ双方向型のＤＣ／ＤＣコンバータ４０を採用したことで、リレー８の数が削減されるなどの回路構成の簡素化及び小型化が図られる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０は、充電時には上記実施形態と同様に降圧チョッパとして機能させ、モータ駆動時には昇圧コンバータとして機能させることができる。このため、充電時における電力調整を可能としつつ、モータ駆動時にはモータ３の出力を向上させることもできる。

【0083】

［第４実施形態］
以下、第４実施形態について説明する。なお、第１～第３実施形態の何れかと同様の要素には同一の符号を付し、その説明を省略する。

【0084】

図９は、本実施形態のモータ制御システム４００の構成を示すブロック図である。モータ制御システム４００は、外部電源５が三相交流電源であるときに適用される回路構成である。特に、モータ制御システム４００では、外部電源５のＵ相は第１端子６ａに接続され、外部電源５のＷ相は第２端子６ｂに接続される。そして、外部電源端子６には、外部電源５のＶ相を接続する第３端子６ｃが追加されている。

【0085】

また、モータ３の中性点（第２接続端子Ｐ２）とフィルタコンデンサ２４の間にリアクトル２３が介在される。さらに、リレー２６は、外部電源５のＶ相及びＷ相にそれぞれ設ける。この他、外部電源５のＶ相に新たに電流センサ４２が追加されている。そして、制御回路１２は、モータ駆動時にはモータ３のＵ相及びＶ相の相電流ｉｕ，ｉｖからＷ相の相電流ｉｗを演算により算出し、充電時には電流センサ４２で検出する外部電源５のＶ相の電流（図示しない）を参照する。なお、本実施形態において、基準正弦波生成部５２は、三相の交流電圧ｖ_ａｃのＵ相、Ｖ相、及びＷ相の少なくとも一つの位相を上記電源位相θ_ｅとして基準正弦波を生成する。

【0086】

さらに、モータ制御システム４００では、パワーモジュール１０ｕ～１０ｗの他に、パワーモジュール４３が追加され、外部電源５のＶ相に接続される。パワーモジュール４３は、スイッチング素子Ｔｒ１１及び還流ダイオードＤ１１からなる上アームと、スイッチング素子Ｔｒ１２及び還流ダイオードＤ１２からなる下アームと、から構成される。なお、パワーモジュール４３は、充電時に動作させ、モータ駆動時には動作させない。このため、パワーモジュール４３は充電時に要求される電流及び電圧に耐久すれば足りるので、パワーモジュール１０ｕ～１０ｗよりも小規模のものでよい。また、充電時における電流のみを検出することを想定した電流センサ４２についても、モータ駆動時の電流検出を想定した電流センサ１３に比べて小型に構成することができる。

【0087】

したがって、このように構成されるモータ制御システム４００では、外部電源５として三相交流電源が用いられる場合において、充電時におけるモータ３の意図しないトルクの発生を抑制し得る充電制御方法の実行に適したシステム構成が実現される。

【0088】

［制御結果］
以下では、上記実施形態の構成（実施例）による制御結果を比較例の構成による制御結果と比較しつつ説明する。なお、比較対象の明確化のため、実施例と比較例の間で共通する構成には同一の符号を付す。

【0089】

（比較例）
上記第１実施形態に係るモータ制御システム１００と同様のシステム構成において、充電動作モードを図５で説明したものとは異なる制御ロジックにより行った。

【0090】

図１０は、比較例における充電制御方法を実行する制御回路１２の構成を示すブロック図である。図示のように、比較例では、相電流指令値算出部５４が、演算した交流電流指令値ｉ_ａｃ ^＊をそのまま電流制御部５６に出力する。電流制御部５６は、検出された相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの和ｉ_ａｃと交流電流指令値ｉ_ａｃ ^＊との偏差がゼロとなるように、フィードバック制御（ＰＩ制御）を実行することでＵ相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、Ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ ^＊、及びＷ相電圧指令値ｖ_ｗ ^＊を全て演算する。そして、ＰＷＭ制御部５８は、このように演算された電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊及び直流電圧Ｖ_ｄｃからＰＷＭ信号を生成し、当該ＰＷＭ信号に基づいて各スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６の同期制御を行う。

【0091】

図１１は、比較例による制御結果を示すタイミングチャートである。図示のように、比較例では充電動作モードにおいて、一定以上の大きさを持つモータ３のトルク出力が発生している。これは、各スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６の個体差（オン抵抗のばらつきなど）や各相のインダクタンスの違いに起因して三相間のアンバランス電流が発生したことによるものと考えられる。

【0092】

（実施例）
上記第１実施形態に係るモータ制御システム１００のシステム構成において、充電動作モードを図５で説明した制御ロジックにより行った。

【0093】

図１２は、実施例による制御結果を示すタイミングチャートである。図示のように、実施例では充電動作モードにおいて、発生するトルク出力の大きさが一定以下に抑えられている。これは、図５で説明した制御ロジックにより、三相間のアンバランス電流が解消されたことによるものと考えられる。

【0094】

以上、本発明の各実施形態について説明したが、上記各実施形態で説明した構成は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を限定する趣旨ではない。例えば、上記各実施形態では、外部電源５が交流電源である場合を前提とする充電制御を想定している。しかしながら、これに限られず、外部電源５が直流電源である場合にも、必要な変更を行うことで適用が可能である。このような変更としては、例えば、基準正弦波生成部５２を設けず、充電電流指令値ｉ_ｄｃ ^＊をそのまま各相電流指令値ｉ_ｕ ^＊，ｉ_ｖ ^＊，ｉ_ｗ ^＊の振幅として振り分けるなどが挙げられる。

【符号の説明】

【0095】

１ バッテリ、２ インバータ、３ モータ、５ 外部電源、１１、駆動回路、１２ 制御回路、５０ 充電電流指令値算出部、５２ 基準正弦波生成部、５４ 相電流指令値算出部、５６ 電流制御部、５８ ＰＷＭ制御部

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】