特開 2023-127250 コンバータ

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2023127250

(43)【公開日】2023-09-13

(54)【発明の名称】コンバータ

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/12 20060101AFI20230906BHJP

【ＦＩ】

H02M7/12 G

H02M7/12 A

【審査請求】未請求

【請求項の数】2

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022030917

(22)【出願日】2022-03-01

(71)【出願人】

【識別番号】505461072

【氏名又は名称】東芝キヤリア株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110000567

【氏名又は名称】弁理士法人サトー

(72)【発明者】

【氏名】加藤 慶一

(72)【発明者】

【氏名】金森 正樹

(72)【発明者】

【氏名】山本 健太

【テーマコード（参考）】

5H006

【Ｆターム（参考）】

5H006AA02

5H006CA02

5H006CA07

5H006CB01

5H006CB08

5H006CC02

5H006DB01

5H006DC02

5H006DC05

5H006FA01

5H006FA02

5H006GA01

(57)【要約】

【課題】駆動用電源を供給している負荷が動作中にコンバータのスイッチング素子を再起動する際に、安定した状態で起動できるコンバータを提供する。
【解決手段】実施形態のコンバータは、負荷を運転する電源を生成するもので、正側及び負側直流母線間にコンデンサを直列に接続してなる平滑コンデンサと、三相交流電源の各相端子と前記正側及び負側直流母線との間に接続される全波整流回路と、各相端子よりコンデンサの接続点に至る通電経路に配置されるスイッチング素子と、三相交流電源より入力される電流を検出する電流検出部と、三相交流電源の電圧位相を検出する電圧位相検出部と、電圧位相と電流とに基づいて前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記負荷を運転している状態で前記スイッチング素子の動作を停止させた後、前記スイッチング素子の動作を再起動させる際に、前記三相交流電源の電圧位相に対して出力する電圧の位相を進める。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

負荷を運転する電源を生成するもので、
正側及び負側直流母線間にコンデンサを直列に接続してなる平滑コンデンサと、
三相交流電源の各相端子と前記正側及び負側直流母線との間に接続される全波整流回路と、
前記各相端子より前記コンデンサの接続点に至る通電経路に配置されるスイッチング素子と、
前記三相交流電源より入力される電流を検出する電流検出部と、
前記三相交流電源の電圧位相を検出する電圧位相検出部と、
前記電圧位相と前記電流とに基づいて前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記負荷を運転している状態で前記スイッチング素子の動作を停止させた後、前記スイッチング素子の動作を再起動させる際に、前記三相交流電源の電圧位相に対して出力する電圧の位相を進めるコンバータ。

【請求項2】

正側及び負側直流母線間にコンデンサを直列に接続してなる平滑コンデンサと、
三相交流電源の各相端子と前記正側及び負側直流母線との間に接続される全波整流回路と、
前記各相端子より前記コンデンサの接続点に至る通電経路に配置されるスイッチング素子と、
前記三相交流電源より入力される電流を検出する電流検出部と、
前記三相交流電源の電圧位相を検出する電圧位相検出部と、
前記電圧位相と前記電流とに基づいて前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記負荷を運転している状態で前記スイッチング素子の動作を停止させた後、前記電流の値が閾値を下回ると前記スイッチング素子の動作を再起動させるコンバータ。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明の実施形態は、三相交流電源を整流して負荷に直流電力を供給するコンバータに関する。

【背景技術】

【0002】

例えばVIENNA整流器と称されるようなマルチレベル変換器は、電気自動車や航空機器に搭載されるバッテリの充電回路のように、電気回路の体積が小さく且つ高調波電流が少ないことが要求されるＡＣ－ＤＣ変換回路に適用されている。マルチレベル変換器を採用することで、リアクトルやＥＭＩフィルタのように比較的体積が大きい部品の小型化を図ることができる。

【0003】

VIENNA整流器の回路構成は複数存在するが、例えば特許文献１には、ダイオードブリッジ、スイッチング素子及びダイオードで構成されたものが開示されている。以下、これをダイオードブリッジ型と称する。ダイオードブリッジ型は、スイッチング素子の数が他の回路構成に比較して少ないため、当該素子を駆動する回路も簡素化できる。また、各部品に印加される電圧は、２レベル型の変換器に比較して半分になるため、回路素子の耐圧の観点からも有利な構成である。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】欧州特許第０６６０４９８号明細書

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

このようなダイオードブリッジ型の変換器からなるコンバータは、スイッチング素子の駆動を停止させると全波整流器として動作する。したがって、コンバータの動作に異常が発生した際に、スイッチング素子の駆動を一時的に停止させても、コンバータより駆動用電源が供給されている負荷となるインバータがモータ等を駆動しているとすれば、スイッチング素子の停止にかかわらずモータの駆動状態を維持できる。特に空気調和機等の設備機器においては、モータによって駆動される圧縮機が頻繁に停止すると、利用者にとって不快な環境となり、非常に不都合である。このため、運転中の圧縮機モータをできるだけ停止させずに継続して運転することが望まれる。この点において、このタイプのコンバータの採用は好適である。

【0006】

そして、スイッチング素子が停止後、所定の条件を満たせばスイッチング素子の動作を復帰させることが可能である。例えば、コンバータの直流出力電圧が過昇圧状態となった際にスイッチング動作を停止させ、直流出力電圧が所定値まで低下した段階でスイッチング動作を再開することが想定される。

【0007】

しかしながら、ダイオードブリッジ型のコンバータは、上下アームがダイオードであるため上下アームの通流ができない。このため、スイッチング素子が停止した状態では、図８に示すように、三相電源側に設けられたリアクトルＬによって電源電圧Ｖｓと電流ＪｗＬＩとの位相がθだけずれた力率が「１」から外れた状態となる。このような状態でコンバータを起動すると、電源電圧位相を基準としたスイッチング制御と実際に流れている電流ＪｗＬＩとの間でタイミングがずれて、制御が不安定になり、再び過電流等の異常が生じてコンバータを再停止させなければならなくなる。このようなコンバータのスイッチング素子の頻繁な運転・停止は、コンバータ及び負荷の耐久性を低下させるおそれがあり好ましくない。また、停止中は力率が１から外れた運転となるため、電源利用率が低下してしまう。
そこで、駆動用電源を供給している負荷が動作中にコンバータのスイッチング素子を再起動する際に、安定した状態で起動できるコンバータを提供する。

【課題を解決するための手段】

【0008】

実施形態のコンバータは、負荷を運転する電源を生成するもので、正側及び負側直流母線間にコンデンサを直列に接続してなる平滑コンデンサと、三相交流電源の各相端子と前記正側及び負側直流母線との間に接続される全波整流回路と、各相端子よりコンデンサの接続点に至る通電経路に配置されるスイッチング素子と、三相交流電源より入力される電流を検出する電流検出部と、三相交流電源の電圧位相を検出する電圧位相検出部と、電圧位相と電流とに基づいて前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記負荷を運転している状態で前記スイッチング素子の動作を停止させた後、前記スイッチング素子の動作を再起動させる際に、前記三相交流電源の電圧位相に対して出力する電圧の位相を進める。

【0009】

また、実施形態のコンバータの制御回路は、前記負荷を運転している状態で前記スイッチング素子の動作を停止させた後、前記電流の値が閾値を下回ると前記スイッチング素子の動作を再起動させる。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】第１実施形態であり、コンバータの構成を示す回路図及び機能ブロック図

【図2】制御回路の処理内容を中心に示すフローチャート

【図3】第１実施形態の制御を適用しない場合の各信号の波形を示す図

【図4】第１実施形態の制御を適用した場合の各信号の波形を示す図

【図5】第２実施形態であり、制御回路の処理内容を中心に示すフローチャート

【図6】第２実施形態の制御を適用した場合の各信号の波形を示す図

【図7】第３実施形態であり、制御回路の処理内容を中心に示すフローチャート

【図8】コンバータ停止中の電流位相を説明する図

【発明を実施するための形態】

【0011】

（第１実施形態）
以下、第１実施形態のコンバータについて説明する。図１に示すように、三相交流電源１のＲ，Ｓ及びＴ相出力端子は、コンバータ２７のリアクトル２Ｒ，２Ｓ及び２Ｔを介して双方向性のスイッチング回路３Ｒ，３Ｓ及び３Ｔの交流入力端子の一方にそれぞれ接続されている。正側直流母線４ａには、正側ダイオード５Ｒａ，５Ｓａ，５Ｔａのカソードが共通に接続され、負側直流母線４ｂには、負側ダイオード５Ｒｂ，５Ｓｂ，５Ｔｂのアノードが共通に接続されている。尚、スイッチング回路３Ｒ，３Ｓ及び３Ｔの構成は対称であるから、以下で特に相を区別する必要がない限り、符号にＲ，Ｓ，Ｔを付さずに説明する。

【0012】

スイッチング回路３は、４個のダイオード６をブリッジ接続した全波整流回路のカソード側とアノード側との間に、スイッチング素子として例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７を接続して構成されている。２個のダイオード６を直列に接続した共通接続点が、交流入力端子となっている。スイッチング回路３の直流出力端子の電源側は、正側ダイオード５ａのアノードに接続され、同グランド側は負側ダイオード５ｂのカソードに接続されている。

【0013】

直流母線４ａ，４ｂ間には、２個のコンデンサ８ａ及び８ｂの直列回路からなる平滑コンデンサ８が接続されている。スイッチング回路３の他方の交流入力端子は、コンデンサ８ａ及び８ｂの共通接続点に接続されている。以上の直流母線４ａ，４ｂ間に接続されている回路素子が、コンバータ主回路９を構成している。尚、コンデンサの数は２個に限るわけではなく、コンデンサ８ａ、８ｂの各々が複数のコンデンサの並列接続や直列接続回路で構成されていても良い。

【0014】

各スイッチング回路３のＦＥＴ７は、コンバータ２７の制御回路である制御演算装置１０によりスイッチング制御される。電圧位相検出部に相当する電源位相検出装置１１の入力端子は、三相交流電源１の各相出力端子に接続されている。電源位相検出装置１１は、三相交流電源１より入力される電圧の位相θを検出して制御演算装置１０に出力する。電源位相検出装置１１は、通常交流電源の零クロスタイミングを検出する検出回路と、何れかの相の零クロスタイミングの間隔、つまり時間を１８０°に分割してカウントすることで、その時点の位相θを決定する。

【0015】

リアクトル２Ｒ、２Ｔとスイッチング回路３Ｒ、３Ｔの交流入力端子との間には、電流検出部である電流センサ１２Ｒ、１２Ｔが配置されている。電流センサ１２Ｒ、１２Ｔは、検出した交流電流ｉ_Ｌ２，ｉ_Ｌ１を制御演算装置１０に出力する。制御演算装置１０は、三相電流の合計が「０」になることを利用し、ｉ_Ｌ3＝―（ｉ_Ｌ１＋ｉ_Ｌ２）の演算により、残りの一相の電流値を算出する。尚、三相全てに電流センサを設けて、演算することなしに直接三相分の電流値を検出して、制御演算装置１０に入力しても良い。電圧センサ１３は、直流母線４ａ，４ｂ間の電圧ｖ_ＤＣを検出し、電圧センサ１４は、コンデンサ８ｂの電圧ｖ_Ｃ１を検出して制御演算装置１０に入力する。

【0016】

制御演算装置１０のａｂｃ／ｄｑ変換回路１５は、電源電圧位相θに基づいて三相電流ｉ_Ｌ２，ｉ_Ｌ１及びｉ_Ｌ３をｄｑ軸座標上の電流ｉ_ｑ，ｉ_ｄに変換して出力する。電流ｉ_ｑ，ｉ_ｄは、減算器１６ｑ，１６ｄを介してＰＩ制御器１７ｑ，１７ｄに入力される。減算器１６ｑには減算値として「０」が与えられており、減算器１６ｄには、減算値としてＰＩ制御器１８の出力信号が与えられている。

【0017】

ＰＩ制御器１８の前段には減算器１９があり、減算器１９は、コンバータ主回路９の出力電圧指令値Ｖ_{ＤＣ＿ｒｅｆ}と、電圧センサ１３が検出した電圧ｖ_ＤＣの差分をＰＩ制御器１８に入力する。ＰＩ制御器１８は、その差分に対して比例積分制御を行い、制御結果をｄ軸電流指令値ｉ_{ｄ＿ｒｅｆ}として減算器１６ｄに入力する。これにより、コンバータ２７の出力直流電圧ｖ_ＤＣが、電圧指令値Ｖ_{ＤＣ＿ｒｅｆ}となるようにフィードバック制御される。

【0018】

ＰＩ制御器１７ｑ，１７ｄの出力は、ｑ軸、ｄ軸電圧指令となってｄｑ／ａｂｃ変換器２０に入力される。ｄｑ／ａｂｃ変換器２０は、電源位相θに基づいて、ｄｑ軸座標上の電圧ｖ_ｑ，ｖ_ｄを三相電圧に変換して減算器２２Ｒ，２２Ｓ，２２に出力する。

【0019】

続いて、直列接続されたコンデンサ８ａ、８ｂの各電圧を均一化、すなわちバランスさせるための処理が実施される。この処理では、電圧センサ１４が検出した電圧ｖ_Ｃ１は、乗算器２３で係数「２」が乗じられて減算器２４に入力される。減算器２４では、電圧ｖ_ＤＣより電圧ｖ_Ｃ１の２倍値が減算されて、その減算結果は、ゲイン付与部２５においてゲインＫが乗じられ、減算器２２Ｒ，２２Ｓ，２２Ｔに入力される。減算器２２では、ｄｑ／ａｂｃ変換器２０の出力よりゲイン付与部２５の出力が減算されて、ＰＷＭ信号生成部２６に入力される。ここで、電圧ｖ_ＤＣと、電圧ｖ_Ｃ１の２倍値とが同じであれば、両コンデンサ８ａ、ｂの電圧はバランスしているため、ゲインＫによる加算はない。一方、コンデンサ８ａ、ｂの電圧がバランスしていなければ、その電圧差（ｖ_ＤＣ―ｖ_Ｃ１×２）にゲインＫを掛けた値が減算される。尚、ここでは、一例として電圧ｖ_ＤＣと電圧ｖ_Ｃ１を検出して比較したが、各コンデンサ８ａ，８ｂそれぞれの電圧、電圧ｖ_Ｃ１と電圧ｖ_Ｃ２を検出し、両電圧が一致するよう制御しても良い。

【0020】

ＰＷＭ信号生成部２６では、減算器２２からの入力を三相電圧指令値として、搬送波信号との比較を行うことで三相電圧ＰＷＭ信号を生成し、ゲートにゲート駆動信号として出力する。これにより、各相ＦＥＴ７のオン・オフ動作が制御される。尚、この三相電圧ＰＷＭ信号の生成過程において、コンバータ２７は整流型であることから、三相電圧指令値がマイナスとならないよう、絶対値に変換されて搬送波信号との比較が行われる。以上がコンバータ２７を構成している。尚、コンバータ２７が生成した直流電源は、負荷たるモータを運転する駆動回路の一例である、図示しないインバータに駆動用電源として供給されている。また、このインバータによって駆動されるモータは冷凍サイクル中の回転式圧縮機の圧縮機構を駆動する。さらに、この冷凍サイクルは、空気調和機やヒートポンプ給湯器等に組み込まれている。

【0021】

次に、本実施形態の作用について説明する。図２に示すように、制御演算装置１０は、電流センサ１２による過電流や、電圧センサ１３による過電圧等の異常を検出すると（Ｓ１；Ｙｅｓ）、コンバータ主回路９のＦＥＴ７を全てＯＦＦにして動作を停止させる（Ｓ２）。そして、検出された異常が解消するまでは（Ｓ３；Ｎｏ）その状態を継続する。この時、インバータは動作を継続している。このため、圧縮機及び冷凍サイクルは運転を継続している。

【0022】

異常が解消すると（Ｓ３；Ｙｅｓ）、コンバータ２７は再起動を行う。再起動時には、電源位相検出装置１１により検出されている位相θに対して、位相αだけ電圧位相を進めてＦＥＴ７によるスイッチングを開始し、コンバータ２７を運転する（Ｓ４）。その再起動後に異常が検出されなければ（Ｓ５；Ｎｏ）、進み位相αが徐々に「０」になるようにＦＥＴ７をスイッチング制御する（Ｓ６）。再起動後に異常が検出されれば（Ｓ５；Ｙｅｓ）ステップＳ２に戻る。進み位相αが「０」になるまでは（Ｓ７；Ｎｏ）ステップＳ５に戻り、進み位相αが「０」になると（Ｙｅｓ）再起動処理を終了し、通常の連続運転が実施される。

【0023】

図３は、コンバータに異常が発生してスイッチング制御を一旦停止させた後、本実施形態の制御を適用せずに、つまり電圧位相を進めることなくコンバータを再起動させた場合の各信号波形を示す。再起動時に、Ｒ相電圧のゼロクロス点付近でＲ相のデューティ値を示す波形に乱れが生じている。この影響によって、コンバータの動作が不安定になっており、ｄ軸電流指令値ｉ_{ｄ＿ｒｅｆ}とｄ軸電流ｉ_ｄとの差が次第に増大して制御が発散し、最終的に同図中、横軸の時間が１．１の時点で制御が破綻し、コンバータ２７の運転が停止している。

【0024】

これに対して、図４に示す本実施形態の制御を適用した場合には、位相角θに進み位相量、例えば進み位相角１０°を加えることで力率が「１」に近い状態でコンバータ２７の再起動ができ、その後もＲ相デューティ波形に乱れが生じることなく、安定した制御が継続されている。尚、図３及び図４では、ＰＷＭ信号生成部２６が二相変調のＰＷＭ信号を生成させた例で示しているが、三相変調によるＰＷＭ信号を生成させても同様である。

【0025】

以上のように本実施形態によれば、コンバータ２７は、モータを運転するインバータに供給する駆動用電源を生成する。コンバータ主回路９は、正側及び負側直流母線４ａ，４ｂ間にコンデンサ８ａ及び８ｂを直列に接続してなる平滑コンデンサ８と、三相交流電源１の各相端子と直流母線４ａ，４ｂとの間に接続される、ダイオード６をブリッジ接続した全波整流回路と、前記各相端子よりコンデンサ８ａ及び８ｂの共通接続点に至る通電経路に配置されるＦＥＴ７とを備える。

【0026】

また、コンバータ２７は、三相交流電源１より入力される電流を検出する電流センサ１２と、三相交流電源１の電圧位相を検出する電源位相検出装置１１と、電圧位相と電流とに基づいてＦＥＴ７をスイッチング制御する制御演算装置１０とを備える。制御演算装置１０は、インバータがモータを運転している状態で前記制御を停止させた後、制御を再起動させる際に、三相交流電源１の電圧位相に対して出力する電圧の位相を進める。これにより、力率が「１」に近い状態でコンバータ２７を再起動することができ、安定した制御を継続できる。

【0027】

（第２実施形態）
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。図５に示すように、第２実施形態では、ステップＳ１～Ｓ３を実行すると、その時点で電流センサ９により検出されている電流値ｉが閾値ｉｓ以上か否かを判断する（Ｓ１１）。電流値ｉが閾値ｉｓ以上であれば（Ｙｅｓ）、制御演算装置１０は、インバータを制御している装置に、出力周波数Ａを徐々に低下させるように指示を与える（Ｓ１２）。そして、電流値ｉが閾値ｉｓ未満となったか否かを判断する（Ｓ１３）。ここで「Ｎｏ」と判断するとステップＳ１２に戻る。

【0028】

電流値ｉが閾値ｉｓ未満になるか（Ｓ１３；Ｙｅｓ）、又はステップＳ１１で「Ｎｏ」と判断すると、入力電流の位相に対して出力する電圧の位相を進めることなく、すなわち、α＝０でコンバータ主回路９のＦＥＴ７のスイッチング制御を開始し、コンバータ２７を再起動する（Ｓ１４）。

【0029】

図６に示すように、Ｒ相の入力電流の振幅が図４に示したものより小さくなった段階でコンバータ２７を再起動させると、図４と同様に力率が「１」に近い状態でコンバータ２７の再起動ができている。

【0030】

以上のように第２実施形態によれば、制御演算装置１０は、インバータがモータを運転している状態でコンバータ２７の制御を停止させた後に、交流電源１よりに入力される実効値の電流値ｉが閾値ｉｓよりも大きいと、コンバータ２７は停止状態を継続し、電流値ｉが閾値ｉｓを下回ると、位相を進めることなくコンバータ２７を再起動させる。これにより、コンバータ２７の安定した再起動が可能となる。

【0031】

但し、この方法では、入力される電流値ｉが閾値ｉｓよりも小さくなるまで、コンバータ２７が起動できないため、その間は力率の低下が発生し、効率が低下した状態での運転を行うことになる。このような効率が低下した運転時間を低減するため、コンバータ２７の負荷であるインバータで駆動されるモータの回転数を一時的に低下させ、主体的に電流ｉを減少させて、コンバータ２７を起動させる制御を組み合わせても良い。

【0032】

（第３実施形態）
図７に示すように、第３実施形態では、第２実施形態と同様にステップＳ１～Ｓ３及びＳ１１を実行し、ここで「Ｎｏ」、すなわち電流値ｉが小、と判断すると位相ずれなしでコンバータ２７を起動するステップＳ１４を実行する。一方、「Ｙｅｓ」、電流値ｉが大、と判断すると、第１実施形態のステップＳ４と同様に、位相αだけ電圧位相を進めてＦＥＴ７によるスイッチングを開始してコンバータ２７を再起動するが、位相αを以下のように可変設定する（Ｓ１５）。
α＝Ｂ×（ｉ－ｉｓ）
Ｂは比例係数であり、電流値ｉが閾値ｉｓとの差に応じて位相αを設定する。それから、第２実施形態と同様に、ステップＳ５～Ｓ７を実行する。このように電流値ｉに応じて進み位相を変更することで、状況に置応じてさらに安定した再起動が可能となる。

【0033】

（その他の実施形態）
スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴに限らない。
コンバータ主回路の構成は図示したものに限らず、VIENNA整流器と称されるものであれば適用が可能である。

【0034】

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

【符号の説明】

【0035】

図面中、１は三相交流電源、３はスイッチング回路、４ａ，４ｂは直流母線、７はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ、８は平滑コンデンサ、９はコンバータ主回路、１０は制御回路、１１は電源位相検出装置、１２は電流センサ、１３及び１４は電圧センサを示す。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】