特開 2023-129106 電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2023129106

(43)【公開日】2023-09-14

(54)【発明の名称】電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20230907BHJP

【ＦＩ】

H02M7/48 F

【審査請求】未請求

【請求項の数】3

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022033896

(22)【出願日】2022-03-04

(71)【出願人】

【識別番号】000180025

【氏名又は名称】山洋電気株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001416

【氏名又は名称】弁理士法人信栄事務所

(72)【発明者】

【氏名】降幡 賢

(72)【発明者】

【氏名】柳沢 実

【テーマコード（参考）】

5H770

【Ｆターム（参考）】

5H770AA05

5H770CA02

5H770CA06

5H770CA10

5H770DA03

5H770DA41

5H770EA01

5H770EA21

5H770EA27

5H770GA13

5H770GA17

5H770KA01W

5H770KA01Y

(57)【要約】

【課題】二相変調の相を切り替える間の、三相変調を行う時間幅を最適化した電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換装置１は、三相交流電源９１と交流負荷９２に接続され、コンバータ回路Ｃと、平滑回路Ｓと、直流回路Ｄと、インバータ回路Ｉと、コンバータ制御部１２と、インバータ制御部１３と、を備える。前記コンバータ回路Ｃと前記インバータ回路Ｉの制御期間の１８０°周期は、二相変調方式によりＰＷＭ制御する二相変調制御期間と、三相変調方式によりＰＷＭ制御する三相変調制御期間からなり、第一共振周期を、前記入力フィルタと前記直流フィルタと前記出力フィルタの共振周期と定義し、第二共振周期を、前記直流フィルタと前記出力フィルタの共振周期と定義した時、前記三相変調制御期間は、第一共振周期の３／８以上、５／８以下、または、第二共振周期の３／８以上、５／８以下に設定される。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

三相交流電源に接続され、前記三相交流電源からの交流を直流に変換するコンバータ回路と、
前記コンバータ回路の直流出力端子に接続され、コンデンサからなる平滑回路と、
前記コンバータ回路の前記直流出力端子に接続され、かつ、前記平滑回路と並列に接続され、直流電源からなる直流回路と、
前記平滑回路の直流出力端子、および、前記直流回路の直流出力端子に接続され、前記平滑回路からの直流、または、前記直流回路からの直流を交流に変換して交流負荷に出力するインバータ回路と、
前記コンバータ回路を二相変調方式または三相変調方式によりＰＷＭ制御するコンバータ制御部と
前記インバータ回路を二相変調方式または三相変調方式によりＰＷＭ制御するインバータ制御部と、
を備え、
前記コンバータ回路及び前記インバータ回路は、スイッチング素子からなる三相のフルブリッジ回路で構成され、
前記コンバータ回路は入力フィルタを有し、
前記直流回路は直流フィルタを有し、
前記インバータ回路は出力フィルタを有し、
前記コンバータ回路及び前記インバータ回路の制御期間の１８０°周期は、二相変調方式によりＰＷＭ制御する二相変調制御期間と、三相変調方式によりＰＷＭ制御する三相変調制御期間からなり、
第一共振周期を、前記入力フィルタと前記直流フィルタと前記出力フィルタの共振周期と定義し、
第二共振周期を、前記直流フィルタと前記出力フィルタの共振周期と定義した時、
前記三相変調制御期間は、第一共振周期の３／８以上、５／８以下、または、第二共振周期の３／８以上、５／８以下に設定される、
電力変換装置。

【請求項2】

前記入力フィルタと前記直流フィルタと前記出力フィルタは、それぞれフィルタコンデンサおよびフィルタリアクトルからなる、請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項3】

前記三相変調制御期間は、前記コンバータ回路に前記三相交流電源が入力される場合は、前記第一共振周期の３／８以上、５／８以下であり、前記コンバータ回路に前記三相交流電源が入力されない場合は、前記第二共振周期の３／８以上、５／８以下である、請求項１または２に記載の電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電力変換装置に関する。

【背景技術】

【0002】

従来技術として、非絶縁型の無停電電源装置であり、二相変調方式と三相変調方式とを切り替えてＰＷＭ制御を行う電力変換装置が知られている。

【0003】

例えば、特許文献１には、インバータ回路のスイッチング素子をオフする二相変調方式でのＰＷＭ制御を行い、二相変調の相を切り替える間に、三相変調方式でのＰＷＭ制御を行う電力変換装置が開示されている。これにより、二相変調の相の切り替え時における出力交流波形の歪を低減している。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開平０９－１４９６６０号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

電力変換装置に、停電や瞬断が発生した際に電力供給を継続するための直流電源（蓄電池）が組み込まれている構成では、入力フィルタ、出力フィルタ、直流回路の直流フィルタが振動し、直流フィルタに多大なリップル電流が流れる恐れがある。特許文献１の構成のように、二相変調の相を切り替える間に、三相変調方式でのＰＷＭ制御を行うと、直流フィルタに流れる電流を抑制できる。しかしながら、三相変調を行う時間幅（以下、三相変調制御期間ともいう）によって、直流フィルタに流れるリップル電流の値が変動するため、三相変調を行う時間幅を最適化する必要がある。

【0006】

そこで、本発明は、二相変調の相を切り替える間の、三相変調制御期間を最適化した電力変換装置を提供する。

【課題を解決するための手段】

【0007】

本実施形態に係る一側面に係る電力変換装置は、
三相交流電源に接続され、前記三相交流電源からの交流を直流に変換するコンバータ回路と、
前記コンバータ回路の直流出力端子に接続され、コンデンサからなる平滑回路と、
前記コンバータ回路の前記直流出力端子に接続され、かつ、前記平滑回路と並列に接続され、直流電源からなる直流回路と、
前記平滑回路の直流出力端子、および、前記直流回路の直流出力端子に接続され、前記平滑回路からの直流、または、前記直流回路からの直流を交流に変換して交流負荷に出力するインバータ回路と、
前記コンバータ回路を二相変調方式または三相変調方式によりＰＷＭ制御するコンバータ制御部と、
前記インバータ回路を二相変調方式または三相変調方式によりＰＷＭ制御するインバータ制御部と、
を備え、
前記コンバータ回路及び前記インバータ回路は、スイッチング素子からなる三相のフルブリッジ回路で構成され、
前記コンバータ回路は入力フィルタを有し、
前記直流回路は直流フィルタを有し、
前記インバータ回路は出力フィルタを有し、
前記コンバータ回路及び前記インバータ回路の制御期間の１８０°周期は、二相変調方式によりＰＷＭ制御する二相変調制御期間と、三相変調方式によりＰＷＭ制御する三相変調制御期間からなり、
第一共振周期を、前記入力フィルタと前記直流フィルタと前記出力フィルタの共振周期と定義し、
第二共振周期を、前記直流フィルタと前記出力フィルタの共振周期と定義した時、
前記三相変調制御期間は、第一共振周期の３／８以上、５／８以下、または、第二共振周期の３／８以上、５／８以下に設定される。

【発明の効果】

【0008】

本発明によれば、二相変調の相を切り替える間の、三相変調制御期間を最適化し、直流フィルタに流れるリップル電流の値の変動を抑制することができる。

【図面の簡単な説明】

【0009】

【図1】本実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す回路図である。

【図2】本実施形態に係るコンバータ制御部の回路構成を示すブロック図である。

【図3】本実施形態に係るインバータ制御部の回路構成を示すブロック図である。

【図4】本実施形態に係るインバータ制御部の内部信号波形を示す図である。

【図5】本実施形態に係るインバータ回路の各相の出力電圧を合算した波形を示す図である。

【図6】本実施形態に係る通常動作時の高調波周波数に対する等価回路である。

【図7】図６の等価回路を整理した等価回路である。

【図8】本実施形態に係る蓄電池動作時の高調波周波数に対する等価回路である。

【図9】図８の等価回路を整理した等価回路である。

【図10】三相変調制御期間を０に設定した場合、通常動作で直流フィルタに流れるリップル電流波形である。

【図11】三相変調制御期間をフィルタ回路の第一共振周期の１／２に設定した場合、通常動作で直流フィルタに流れるリップル電流波形である。

【図12】三相変調制御期間に対する通常動作時のリップル電流の大きさを示した図である。

【発明を実施するための形態】

【0010】

以下、本実施形態について図面を参照しながら説明する。尚、実施形態の説明において既に説明された部材と同一の参照番号を有する部材については、説明の便宜上、その説明は省略する。また、本図面に示された各部材の寸法は、説明の便宜上、実際の各部材の寸法とは異なる場合がある。

【0011】

図１は、本実施形態に係る電力変換装置１の回路構成を示す図である。図１に示すように、電力変換装置１の装置入力端子３１ａ～３１ｃには、三相交流電源９１が接続され、電力変換装置１の装置出力端子７１ａ～７１ｃには、インバータ回路Ｉから出力される三相交流が供給される交流負荷９２が接続される。電力変換装置１は、入力フィルタＦ１と、コンバータ回路Ｃと、平滑回路Ｓと、インバータ回路Ｉと、出力フィルタＦ２と、直流フィルタＦ３と、直流回路Ｄと、コンバータ制御部１２と、インバータ制御部１３と、を備える。

【0012】

入力フィルタＦ１は、入力フィルタコンデンサ２ａ～２ｃと、入力フィルタリアクトル３ａ～３ｃと、を有する。入力フィルタリアクトル３ａ～３ｃの一方の端子は、電力変換装置１の装置入力端子３１ａ～３１ｃにそれぞれ接続される。入力フィルタリアクトル３ａ～３ｃの他方の端子は、コンバータ回路Ｃの三相（ｒ相，ｓ相，ｔ相）の交流入力端子４１ａ～４１ｃにそれぞれ接続される。

【0013】

入力フィルタコンデンサ２ａ～２ｃの一方の端子は、入力フィルタリアクトル３ａ～３ｃにおける装置入力端子３１ａ～３１ｃ側の端子にそれぞれ接続される。入力フィルタコンデンサ２ａ～２ｃの他方の端子は、中性線ｎ１にそれぞれ接続される。入力フィルタＦ１は、三相交流電源９１からの三相交流をコンバータ回路Ｃに通過させるとともに、コンバータ回路Ｃで発生するキャリア周波数（ＰＷＭ制御方式におけるパルス幅変調周期を決定する周波数）の信号が三相交流電源９１に流れ込むのを防止する。

【0014】

コンバータ回路Ｃは、三相ブリッジ接続された６個の半導体スイッチング素子４ａ～４ｆを有する。半導体スイッチング素子４ａ～４ｆは、例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）と、逆並列された還流ダイオードとから構成される。コンバータ回路Ｃは、三相（ｒ相，ｓ相，ｔ相）のフルブリッジ回路で構成される。コンバータ回路Ｃは、三相交流電源９１から入力される三相交流を直流に変換する。

【0015】

平滑回路Ｓは、コンバータ回路Ｃの平滑コンデンサ５を有する。平滑コンデンサ５は、例えば、電解コンデンサであり、コンバータ回路Ｃの直流出力端子４２ａ、４２ｂに接続される。平滑コンデンサ５は、コンバータ回路Ｃの出力を平滑化する。

【0016】

インバータ回路Ｉは、三相ブリッジ接続された６個の半導体スイッチング素子６ａ～６ｆを有する。半導体スイッチング素子６ａ～６ｆは、例えば、ＩＧＢＴと、逆並列された還流ダイオードとから構成される。インバータ回路Ｉは、三相（ｕ相，ｖ相，ｗ相）のフルブリッジ回路で構成される。インバータ回路Ｉは、直流入力端子６１ａ、６１ｂが平滑コンデンサ５の両極端子、および、直流フィルタリアクトル９ａ、９ｂの一方の端子にそれぞれ接続される。インバータ回路Ｉは、半導体スイッチング素子６ａ～６ｆのスイッチング動作により、平滑回路Ｓからの直流（コンバータ回路Ｃが出力する直流）を交流に変換する、または、直流回路Ｄからの直流を交流に変換する。

【0017】

出力フィルタＦ２は、出力フィルタリアクトル７ａ～７ｃと、出力フィルタコンデンサ８ａ～８ｃと、を有する。出力フィルタリアクトル７ａ～７ｃの一方の端子は、三相（ｕ相，ｖ相，ｗ相）のインバータ回路Ｉの交流出力端子６２ａ～６２ｃにそれぞれ接続される。出力フィルタリアクトル７ａ～７ｃの他方の端子は、電力変換装置１の装置出力端子７１ａ～７１ｃにそれぞれ接続される。

【0018】

出力フィルタコンデンサ８ａ～８ｃの一方の端子は、出力フィルタリアクトル７ａ～７ｃにおける装置出力端子７１ａ～７１ｃ側の端子にそれぞれ接続される。出力フィルタコンデンサ８ａ～８ｃの他方の端子は、中性線ｎ１にそれぞれ接続される。出力フィルタＦ２は、インバータ回路Ｉから出力される交流を交流負荷９２に通過させるとともに、インバータ回路Ｉで発生するキャリア周波数の信号が交流負荷９２に流れ込むのを防止する。

【0019】

直流フィルタＦ３は、直流フィルタリアクトル９ａ、９ｂと、直流フィルタコンデンサ１０ａ、１０ｂと、を有する。直流回路Ｄは、直流電源（蓄電池）１１を有する。直流フィルタリアクトル９ａ、９ｂの一方の端子は、インバータ回路Ｉの直流入力端子６１ａ、６１ｂにそれぞれ接続される。直流フィルタリアクトル９ａ、９ｂの他方の端子は、直流フィルタコンデンサ１０ａ、１０ｂ、および、直流電源１１にそれぞれ接続される。

【0020】

直流回路Ｄは、平滑回路Ｓと並列に接続され、停電や瞬断が発生した際に交流負荷９２への電力供給を継続するように構成される。具体的には、電力変換装置１の通常動作時は、平滑回路Ｓからの直流（コンバータ回路Ｃが出力する直流）がインバータ回路Ｉに入力される。電力変換装置１の蓄電池動作時は、直流回路Ｄからの直流がインバータ回路Ｉに入力される。

【0021】

図２は、本実施形態に係るコンバータ制御部１２の回路構成を示す図である。コンバータ制御部１２は、コンバータ変調指令生成部１２１と、第１二相変調制御部１２２と、第１ＰＷＭ信号生成部１２３と、二相変調用信号生成部１２４と、を有し、コンバータ回路Ｃの半導体スイッチング素子４ａ～４ｆを所望の状態にスイッチング制御する。

【0022】

コンバータ変調指令生成部１２１は、三相交流電源９１から三相交流が入力され、三相交流正弦波からなるコンバータ変調指令信号Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔを生成し、第１二相変調制御部１２２へ出力する。二相変調用信号生成部１２４は、三相交流電源９１から三相交流が入力され、コンバータ二相変調用信号ＡＣ１～ＡＣ６を生成し、第１二相変調制御部１２２へ出力する。第１二相変調制御部１２２には、コンバータ変調指令生成部１２１からコンバータ変調指令信号Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔが入力され、二相変調用信号生成部１２４からコンバータ二相変調用信号ＡＣ１～ＡＣ６が入力される。さらに第１二相変調制御部１２２は、コンバータ二相変調指令信号Ｖｒ’、Ｖｓ’、Ｖｔ’を生成して第１ＰＷＭ信号生成部１２３へ出力する。

【0023】

第１ＰＷＭ信号生成部１２３は、コンパレータ１２３ａとキャリア信号生成部１２３ｂと、を有する。コンパレータ１２３ａには、コンバータ二相変調指令信号Ｖｒ’、Ｖｓ’、Ｖｔ’と、キャリア信号生成部１２３ｂで生成される三角波等のキャリア信号Ｖｃが入力され、両者を比較して、ＰＷＭ駆動信号Ｖｇｒ、Ｖｇｓ、Ｖｇｔを出力する。ＰＷＭ駆動信号Ｖｇｒとその反転信号／Ｖｇｒ、ＰＷＭ駆動信号Ｖｇｓとその反転信号／Ｖｇｓ、ＰＷＭ駆動信号Ｖｇｔとその反転信号／Ｖｇｔは、それぞれコンバータ回路Ｃの半導体スイッチング素子４ａ～４ｆのゲートに入力される。つまり、ＰＷＭ駆動信号Ｖｇｒ、Ｖｇｓ、Ｖｇｔは、コンバータ二相変調指令信号Ｖｒ’、Ｖｓ’、Ｖｔ’がキャリア信号Ｖｃよりも大きい場合に上側の半導体スイッチング素子４ａ，４ｃ，４ｅをオン、下側の半導体スイッチング素子４ｂ，４ｄ，４ｆをオフする波形である。また、コンバータ二相変調指令信号Ｖｒ’、Ｖｓ’、Ｖｔ’がキャリア信号Ｖｃよりも小さい場合に下側の半導体スイッチング素子４ｂ，４ｄ，４ｆをオン、上側の半導体スイッチング素子４ａ，４ｃ，４ｅをオフする波形である。

【0024】

図３は、本実施形態に係るインバータ制御部１３の回路構成を示す図である。インバータ制御部１３は、インバータ変調指令生成部１３１と、第２二相変調制御部１３２と、第２ＰＷＭ信号生成部１３３と、二相変調用信号生成部１３４と、インバータ正弦波リファレンス生成部１３５を有し、インバータ回路Ｉの半導体スイッチング素子６ａ～６ｆを所望の状態にスイッチング制御する。

【0025】

インバータ変調指令生成部１３１は、インバータ正弦波リファレンス生成部１３５で生成される理想正弦波が入力され、三相交流正弦波からなるインバータ変調指令信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成し、第２二相変調制御部１３２へ出力する。二相変調用信号生成部１３４は、インバータ正弦波リファレンス生成部１３５から理想正弦波が入力され、インバータ二相変調用信号ＡＩ１～ＡＩ６を生成し、第２二相変調制御部１３２へ出力する。第２二相変調制御部１３２には、インバータ変調指令生成部１３１からインバータ変調指令信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが入力、二相変調用信号生成部１３４からインバータ二相変調用信号ＡＩ１～ＡＩ６が入力される。第２二相変調制御部１３２は、二相変調指令信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’を生成して、第２ＰＷＭ信号生成部１３３へ出力する。

【0026】

第２ＰＷＭ信号生成部１３３の構成は、図２に示すコンバータ制御部１２の第１ＰＷＭ信号生成部１２３と同様の構成であるため、説明を省略する。

【0027】

図４は、本実施形態に係るインバータ制御部１３の内部信号波形を示す図である。図４において、上段にインバータ変調指令信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを、中段にインバータ二相変調用信号ＡＩ１～ＡＩ６を、下段にインバータ二相変調指令信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’を示す。

【0028】

インバータ変調指令信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、互いに位相が１２０°ずれた三相交流正弦波である。インバータ二相変調用信号ＡＩ１～ＡＩ６は、インバータ変調指令信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを二相変調するための信号である。インバータ二相変調指令信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’は、インバータ変調指令信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗがインバータ二相変調用信号ＡＩ１～ＡＩ６に基づいて部分的に二相変調された信号である。
具体的には、インバータ二相変調指令信号Ｖｕ’は、インバータ二相変調用信号ＡＩ１がＨｉｇｈとなる二相変調制御期間ｔ１において、インバータ変調指令信号ＶｕがＨｉｇｈに固定された信号である。またインバータ二相変調指令信号Ｖｕ’は、インバータ二相変調用信号ＡＩ４がＨｉｇｈとなる二相変調制御期間ｔ１において、インバータ変調指令信号ＶｕがＬｏｗに固定された信号である。
同様に、インバータ二相変調指令信号Ｖｖ’は、インバータ二相変調用信号ＡＩ２がＨｉｇｈとなる二相変調制御期間ｔ２において、インバータ変調指令信号ＶｖがＨｉｇｈに固定された信号である。またインバータ二相変調指令信号Ｖｖ’は、インバータ二相変調用信号ＡＩ５がＨｉｇｈとなる二相変調制御期間ｔ２において、インバータ変調指令信号ＶｖがＬｏｗに固定された信号である。
同様に、インバータ二相変調指令信号Ｖｗ’は、インバータ二相変調用信号ＡＩ３がＨｉｇｈとなる二相変調制御期間ｔ２において、インバータ変調指令信号ＶｗがＨｉｇｈに固定された信号である。またインバータ二相変調指令信号Ｖｗ’は、インバータ二相変調用信号ＡＩ５がＨｉｇｈとなる二相変調制御期間ｔ２において、インバータ変調指令信号ＶｗがＬｏｗに固定された信号である。

【0029】

図４に示すように、インバータ二相変調指令信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’は、二相変調制御期間ｔ１、ｔ２、ｔ３において三相のうちいずれか一相がＨｉｇｈまたはＬｏｗに固定され、残りの二相が変調する二相変調信号である。またインバータ二相変調指令信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’は、三相変調制御期間ｔｒ１、ｔｒ２、ｔｒ３において、三相が全て変調する三相変調信号である。なお、三相変調制御期間ｔｒ１は二相変調制御期間ｔ１と二相変調制御期間ｔ３との間であり、三相変調制御期間ｔｒ２は二相変調制御期間ｔ２と二相変調制御期間ｔ１との間であり、三相変調制御期間ｔｒ３は二相変調制御期間ｔ３と二相変調制御期間ｔ２との間である。

【0030】

また、二相変調制御期間ｔ１、ｔ２、ｔ３は、それぞれ位相６０°－Δθに相当する時間であり、三相変調制御期間ｔｒ１、ｔｒ２、ｔｒ３は、それぞれ位相Δθに相当する時間である。したがって、インバータ制御部１３は、位相１８０°周期の制御期間において、二相変調制御期間ｔ１、ｔ２、ｔ３では二相変調方式によりＰＷＭ制御を、三相変調制御期間ｔｒ１、ｔｒ２、ｔｒ３では三相変調方式によりＰＷＭ制御を行う。

【0031】

本実施形態において、三相変調制御期間ｔｒ１、ｔｒ２、ｔｒ３は、以下に説明する第一共振周期Ｔ１または第二共振周期Ｔ２に基づいてそれぞれ設定される。二相変調制御期間ｔ１、ｔ２、ｔ３は、位相６０°に相当する時間から上記設定された三相変調制御期間ｔｒ１、ｔｒ２、ｔｒ３を減算した値がそれぞれ設定される。

【0032】

本実施形態に係るインバータ制御部１３がインバータ回路Ｉを二相変調方式または三相変調方式によりＰＷＭ制御する構成について、図４を用いて説明した。本実施形態に係るコンバータ制御部１２も、同様にコンバータ回路Ｃを二相変調方式または三相変調方式によりＰＷＭ制御する構成であってもよい。

【0033】

図５は、本実施形態に係るインバータ回路Ｉの各相の出力電圧を合算した波形を示す図である。図５に示すように、インバータ回路Ｉの各相の基本波（商用成分の波形）は合算されると０Ｖとなり、結果として三相変調制御期間ｔｒ１、ｔｒ２、ｔｒ３の電圧は０Ｖとなり、二相変調制御期間ｔ１、ｔ２、ｔ３の電圧はＨｉｇｈまたはＬｏｗの波形が残る。さらに、インバータ回路Ｉの各相の出力電圧を合算した波形は、二相変調制御期間ｔ１、ｔ２、ｔ３から三相変調制御期間ｔｒ１、ｔｒ２、ｔｒ３へ移る時に、または、三相変調制御期間ｔｒ１、ｔｒ２、ｔｒ３から二相変調制御期間ｔ１、ｔ２、ｔ３へ移る時に、大きく変動する。

【0034】

図６は、三相交流電源９１から交流負荷９２へ電力を供給する通常動作時の高調波周波数に対する等価回路である。図６に示すように、等価回路は、入力フィルタＦ１の入力フィルタコンデンサ２ａ～２ｃと入力フィルタリアクトル３ａ～３ｃ、出力フィルタＦ２の出力フィルタコンデンサ８ａ～８ｃと出力フィルタリアクトル７ａ～７ｃ、直流フィルタＦ３の直流フィルタコンデンサ１０ａ、１０ｂと直流フィルタリアクトル９ａ、９ｂ、から構成される。
図６において、符号Ｃ’はコンバータ回路Ｃの各相の出力電圧を合算した波形を表し、符号Ｉ’はインバータ回路Ｉの各相の出力電圧を合算した波形（図５に示した波形）を表す。図５に示す変動する電圧波形が、図６に示す等価回路に印加されることで高調波電流が流れる。

【0035】

図７は、図６の等価回路におけるコンバータ回路Ｃの各相の出力電圧を合算した波形Ｃ’とインバータ回路Ｉの各相の出力電圧を合算した波形Ｉ’を一つにまとめて整理した等価回路である。なお、コンバータ回路Ｃの各相の出力電圧を合算した波形Ｃ’と、コンバータ回路Ｃの各相の出力電圧を合算した波形Ｉ’は、ほぼ同等の電圧波形である。入力フィルタＦ１の入力フィルタリアクトル３ａ～３ｃのインダクタンスＬ３ａ～Ｌ３ｃと、出力フィルタＦ２の出力フィルタリアクトル７ａ～７ｃのインダクタンスＬ７ａ～Ｌ７ｃは、通常同じ値であるため、Ｌａｃ１＝Ｌ３ａ／６と合成できる。同様に、Ｆ１の入力フィルタコンデンサ２ａ～２ｃのキャパシタンスＣ２ａ～Ｃ２ｃと、出力フィルタＦ２の出力フィルタコンデンサ８ａ～８ｃのキャパシタンスＣ８ａ～Ｃ８ｃは、同じ値であるため、Ｃａｃ１＝Ｃ２ａ×６と合成できる。直流フィルタＦ３についても、Ｐ側とＮ側のフィルタの値は同じであるため、直流フィルタリアクトル９ａ、９ｂのインダクタンスＬ９ａ、Ｌ９ｂはＬｄｃ１＝Ｌ９ａ／２、直流フィルタＦ３の直流フィルタコンデンサ１０ａ、１０ｂのキャパシタンスＣ１０ａ、Ｃ１０ｂは、Ｃｄｃ１＝Ｃ１０ａ×２と合成できる。
コンバータ回路Ｃの各相の出力電圧を合算した波形Ｃ’、または、インバータ回路Ｉの各相の出力電圧を合算した波形Ｉ’の電圧波形が、図７に示す等価回路に印加されることで高調波電流が流れる。なお、高調波電流の大きさは、三相変調制御期間ｔｒ１、ｔｒ２、ｔｒ３によって異なる。

【0036】

図７に示す等価回路の第一共振周期Ｔ１を、入力フィルタＦ１と直流フィルタＦ３と出力フィルタＦ２の共振周期と定義する。具体的には第一共振周期Ｔ１は、以下の式で定義する。

【数1】

【0037】

図８は、直流回路Ｄから交流負荷９２へ電力を供給する蓄電池動作時の高調波周波数に対する等価回路である。図８に示すように、等価回路は、出力フィルタＦ２の出力フィルタコンデンサ８ａ～８ｃと出力フィルタリアクトル７ａ～７ｃ、直流フィルタＦ３の直流フィルタリアクトル９ａ、９ｂと直流フィルタコンデンサ１０ａ、１０ｂから構成される。
図５に示したインバータ回路Ｉの各相の出力電圧を合算した波形が印加されることで、等価回路に高調波電流が流れる。

【0038】

図９は、図８の等価回路を整理した等価回路である。出力フィルタＦ２の出力フィルタリアクトル７ａ～７ｃのインダクタンスＬ７ａ～Ｌ７ｃは、通常同じ値であるため、Ｌａｃ２＝Ｌ７ａ／３と合成できる。同様に、Ｆ２の出力フィルタコンデンサ８ａ～８ｃのキャパシタンスＣ８ａ～Ｃ８ｃは、同じ値であるため、Ｃａｃ２＝Ｃ８ａ×３と合成できる。直流フィルタＦ３についても、Ｐ側とＮ側のフィルタの値は、同じであるため、直流フィルタリアクトル９ａ、９ｂのインダクタンスＬ９ａ、Ｌ９ｂはＬｄｃ２＝Ｌ９ａ／２、直流フィルタＦ３の直流フィルタコンデンサ１０ａ、１０ｂのキャパシタンスＣ１０ａ、Ｃ１０ｂは、Ｃｄｃ２＝Ｃ１０ａ×２と合成できる。
インバータ回路Ｉの各相の出力電圧を合算した波形Ｉ’の電圧波形が、図９に示す等価回路に印加されることで、高調波電流が流れる。なお、高調波電流の大きさは、三相変調制御期間ｔｒ１、ｔｒ２、ｔｒ３によって異なる。

【0039】

図９に示す等価回路の第二共振周期Ｔ２を、直流フィルタＦ３と出力フィルタＦ２の共振周期と定義する。具体的には第二共振周期Ｔ２は、以下の式で定義する。

【数2】

【0040】

図１０は、本実施形態の比較対象として、三相変調制御期間ｔｒ１、ｔｒ２、ｔｒ３を０と設定した場合、通常動作時に直流フィルタＦ３に流れるリップル電流波形である。三相変調制御期間ｔｒ１、ｔｒ２、ｔｒ３を０と設定しているため、電力変換装置１は、三相変調方式でのＰＷＭ制御を行わず、二相変調方式でのＰＷＭ制御のみを行う。

【0041】

図１１は、本実施形態において、三相変調制御期間ｔｒ１、ｔｒ２、ｔｒ３をフィルタ回路の第一共振周期Ｔ１の１／２と設定した場合、通常動作で直流フィルタＦ３に流れるリップル電流波形である。

【0042】

図１０、図１１を比較すると、二相変調方式でのＰＷＭ制御のみを行う場合よりも、二相変調の相を切り替える間に、三相変調方式でのＰＷＭ制御を行う場合の方が、二相変調の相を切り替える間に直流フィルタＦ３に流れるリップル電流を１／２以下に抑制できることが分かる。

【0043】

図１２は、三相変調制御期間ｔｒ１、ｔｒ２、ｔｒ３に対する通常動作時のリップル電流の大きさを示した図である。図１２に示すように、三相変調制御期間ｔｒ１、ｔｒ２、ｔｒ３をそれぞれフィルタ回路の第一共振周期Ｔ１の３／８以上、５／８以下に設定することで、二相変調の相を切り替える間に直流フィルタＦ３に流れるリップル電流を抑制できる。さらに、三相変調制御期間ｔｒ１、ｔｒ２、ｔｒ３をフィルタ回路の第一共振周期Ｔ１の１／２に設定することで、二相変調の相を切り替える間に直流フィルタＦ３に流れるリップル電流を最も抑制できる。

【0044】

図１０～図１２では、通常動作において、二相変調の相を切り替える間に直流フィルタＦ３に流れるリップル電流特性を説明したが、蓄電池動作時でも同様のリップル電流特性となる。つまり、二相変調方式でのＰＷＭ制御のみ行う場合よりも、二相変調の相を切り替える間に、三相変調方式でのＰＷＭ制御を行う場合の方が、直流フィルタＦ３に流れるリップル電流を抑制できる。また、三相変調制御期間ｔｒ１、ｔｒ２、ｔｒ３をフィルタ回路の第二共振周期Ｔ２の３／８以上、５／８以下に設定することで、二相変調の相を切り替える間に直流フィルタＦ３に流れるリップル電流を抑制できる。さらに、三相変調制御期間ｔｒ１、ｔｒ２、ｔｒ３をフィルタ回路の第二共振周期Ｔ２の１／２に設定することで、二相変調の相を切り替える間に直流フィルタＦ３に流れるリップル電流を最も抑制できる。

【0045】

以上、本実施形態について説明をしたが、本実施形態に係る技術的範囲が本実施形態の説明によって限定的に解釈されるべきではないのは言うまでもない。本実施形態は単なる一例であって、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内において、様々な実施形態の変更が可能であることが当業者によって理解されるところである。本実施形態に係る技術的範囲は特許請求の範囲に記載された発明の範囲及びその均等の範囲に基づいて定められるべきである。

【符号の説明】

【0046】

１：電力変換装置
２ａ～２ｃ：入力フィルタコンデンサ
３ａ～３ｃ：入力フィルタリアクトル
４ａ～４ｆ：半導体スイッチング素子
５：平滑コンデンサ
６ａ～６ｆ：半導体スイッチング素子
７ａ～７ｃ：出力フィルタリアクトル
８ａ～８ｃ：出力フィルタコンデンサ
９ａ、９ｂ：直流フィルタリアクトル
１０ａ、１０ｂ：直流フィルタコンデンサ
１１：直流電源（蓄電池）
１２：コンバータ制御部
１３：インバータ制御部
１２１：コンバータ変調指令生成部
１３１：インバータ変調指令生成部
１２２：第１二相変調制御部
１３２：第２二相変調制御部
１２３：第１ＰＷＭ信号生成部
１３３：第２ＰＷＭ信号生成部
１２３ａ，１３３ａ：コンパレータ
１２３ｂ，１３３ｂ：キャリア信号生成部
１２４，１３４：二相変調用信号生成部
１３５：インバータ正弦波リファレンス生成部
３１ａ～３１ｃ：装置入力端子
４１ａ～４１ｃ：交流入力端子
４２ａ～４２ｂ：直流出力端子
６１ａ～６１ｂ：直流入力端子
６２ａ～６２ｃ：交流出力端子
７１ａ～７１ｃ：装置出力端子
９１：三相交流電源
９２：交流負荷
Ｃ：コンバータ回路
Ｉ：インバータ回路
Ｄ：直流回路
Ｆ１：入力フィルタ
Ｆ２：出力フィルタ
Ｆ３：直流フィルタ
Ｌａｃ１、Ｌｄｃ１、Ｌａｃ２、Ｌｄｃ２：合成インダクタンス
Ｃａｃ１、Ｃｄｃ１、Ｃａｃ２、Ｃｄｃ２：合成キャパシタンス
ｎ１：中性線
Ｓ：平滑回路

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】