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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2023131878
(43)【公開日】2023-09-22
(54)【発明の名称】モータ制御装置
(51)【国際特許分類】
H02P 27/08 20060101AFI20230914BHJP
H02M 7/48 20070101ALI20230914BHJP
【ＦＩ】
H02P27/08
H02M7/48 F
【審査請求】未請求
【請求項の数】4
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2022036881
(22)【出願日】2022-03-10
(71)【出願人】
【識別番号】000000538
【氏名又は名称】株式会社コロナ
(74)【代理人】
【識別番号】100104329
【弁理士】
【氏名又は名称】原田 卓治
(74)【代理人】
【識別番号】100175019
【弁理士】
【氏名又は名称】白井 健朗
(74)【代理人】
【識別番号】100195648
【弁理士】
【氏名又は名称】小林 悠太
(72)【発明者】
【氏名】川上 学
(72)【発明者】
【氏名】宮尾 豪
(72)【発明者】
【氏名】松野 泰聖
(72)【発明者】
【氏名】野水 清貴
【テーマコード（参考）】
5H505
5H770
【Ｆターム（参考）】
5H505AA04
5H505AA06
5H505BB04
5H505CC05
5H505DD03
5H505DD06
5H505EE30
5H505EE41
5H505EE49
5H505GG02
5H505GG04
5H505HA09
5H505HA10
5H505HB01
5H505JJ03
5H505JJ16
5H505JJ17
5H505JJ23
5H505JJ24
5H505JJ29
5H505LL14
5H505LL22
5H505LL41
5H770AA05
5H770BA05
5H770DA03
5H770DA41
5H770EA01
5H770EA13
5H770HA02Y
(57)【要約】
【課題】簡易な制御で、１シャント方式でのモータ電流の検出タイミングを確保しつつ、キャリア周波数に起因する雑音を低減することができるモータ制御装置を提供する。
【解決手段】モータ制御装置の電流取得部４０は、第１信号がオンで第２及び第３信号がオフの第１期間と、第１及び第２信号がオンで第３信号がオフの第２期間とで母線電流の値を取得する。ＰＷＭ信号生成部８０は、第１シフト量に応じて第１信号がシフトされ、第２シフト量に応じて第２信号がシフトされ、設定条件を満たす場合には、第１シフト量及び第２シフト量の少なくともいずれかに応じて第１信号及び第２信号の少なくともいずれかがシフトされるか否かにかかわらず、複数周期毎に、第１信号及び第２信号のうち少なくとも第１信号が設定シフト量に応じてシフトされた三相のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐを出力する。
【選択図】図２
【解決手段】モータ制御装置の電流取得部４０は、第１信号がオンで第２及び第３信号がオフの第１期間と、第１及び第２信号がオンで第３信号がオフの第２期間とで母線電流の値を取得する。ＰＷＭ信号生成部８０は、第１シフト量に応じて第１信号がシフトされ、第２シフト量に応じて第２信号がシフトされ、設定条件を満たす場合には、第１シフト量及び第２シフト量の少なくともいずれかに応じて第１信号及び第２信号の少なくともいずれかがシフトされるか否かにかかわらず、複数周期毎に、第１信号及び第２信号のうち少なくとも第１信号が設定シフト量に応じてシフトされた三相のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐを出力する。
【選択図】図２
【特許請求の範囲】
【請求項1】
直流電源から出力された直流電圧を用いてモータを駆動するインバータを介し、前記モータの動作を制御するモータ制御装置であって、
所定の周期のキャリア波を生成するキャリア波生成手段と、
前記キャリア波と、前記モータの各相に対応する三相の電圧指令値とに基づいて三相のＰＷＭ信号を生成し、前記インバータに前記三相のＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ信号生成手段と、
前記直流電源と前記インバータの間に流れる電流の値を、繰り返される電流取得期間の中で取得する電流取得手段と、を備え、
前記キャリア波の１波形分の期間をキャリア期間とすると、前記電流取得期間は、前記キャリア期間毎の後半、又は、前記キャリア期間毎の前半であり、
前記キャリア期間における前記三相のＰＷＭ信号のうち、オンの期間が最も長いものを第１信号とし、オンの期間が前記第１信号の次に長いものを第２信号とし、オフの期間が最も長いものを第３信号とすると、
前記電流取得手段は、前記電流取得期間の中における、前記第１信号がオンで前記第２信号及び前記第３信号がオフである第１期間と、前記第１信号及び前記第２信号がオンで前記第３信号がオフである第２期間とで前記電流の値を取得し、
前記第１期間及び前記第２期間を予測し、その予測結果に応じて、前記キャリア波と前記三相の電圧指令値から定まる基準位置に対して前記第１信号及び前記第２信号の少なくともいずれかを時間軸方向にシフトさせる場合のシフト量を算出するシフト量算出手段をさらに備え、
前記シフト量算出手段は、
予測した前記第１期間が予め定められた特定の長さ未満である場合は、前記第１期間を前記特定の長さとする前記第１信号に対する前記シフト量である第１シフト量を算出し、
予測した前記第２期間が前記特定の長さ未満である場合は、前記第２期間を前記特定の長さとする前記第２信号に対する前記シフト量である第２シフト量を算出し、
さらに、前記第１シフト量及び前記第２シフト量の少なくともいずれかを算出したか否かにかかわらず、予め定められた設定条件を満たす場合には、前記第１信号及び前記第２信号の少なくともいずれかに対する前記シフト量である設定シフト量を算出し、
前記ＰＷＭ信号生成手段は、
前記三相の電圧指令値に応じて定まる前記第１信号、前記第２信号及び前記第３信号の各々のデューティ比が保たれた前記三相のＰＷＭ信号であって、
前記第１シフト量が算出された場合には、前記第１シフト量に応じて前記第１信号がシフトされ、
前記第２シフト量が算出された場合には、前記第２シフト量に応じて前記第２信号がシフトされ、
さらに、前記設定条件を満たす場合には、前記第１シフト量及び前記第２シフト量の少なくともいずれかに応じて前記第１信号及び前記第２信号の少なくともいずれかがシフトされるか否かにかかわらず、複数周期毎に、前記第１信号及び前記第２信号のうち少なくとも前記第１信号が前記設定シフト量に応じてシフトされた前記三相のＰＷＭ信号を出力する、
モータ制御装置。
所定の周期のキャリア波を生成するキャリア波生成手段と、
前記キャリア波と、前記モータの各相に対応する三相の電圧指令値とに基づいて三相のＰＷＭ信号を生成し、前記インバータに前記三相のＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ信号生成手段と、
前記直流電源と前記インバータの間に流れる電流の値を、繰り返される電流取得期間の中で取得する電流取得手段と、を備え、
前記キャリア波の１波形分の期間をキャリア期間とすると、前記電流取得期間は、前記キャリア期間毎の後半、又は、前記キャリア期間毎の前半であり、
前記キャリア期間における前記三相のＰＷＭ信号のうち、オンの期間が最も長いものを第１信号とし、オンの期間が前記第１信号の次に長いものを第２信号とし、オフの期間が最も長いものを第３信号とすると、
前記電流取得手段は、前記電流取得期間の中における、前記第１信号がオンで前記第２信号及び前記第３信号がオフである第１期間と、前記第１信号及び前記第２信号がオンで前記第３信号がオフである第２期間とで前記電流の値を取得し、
前記第１期間及び前記第２期間を予測し、その予測結果に応じて、前記キャリア波と前記三相の電圧指令値から定まる基準位置に対して前記第１信号及び前記第２信号の少なくともいずれかを時間軸方向にシフトさせる場合のシフト量を算出するシフト量算出手段をさらに備え、
前記シフト量算出手段は、
予測した前記第１期間が予め定められた特定の長さ未満である場合は、前記第１期間を前記特定の長さとする前記第１信号に対する前記シフト量である第１シフト量を算出し、
予測した前記第２期間が前記特定の長さ未満である場合は、前記第２期間を前記特定の長さとする前記第２信号に対する前記シフト量である第２シフト量を算出し、
さらに、前記第１シフト量及び前記第２シフト量の少なくともいずれかを算出したか否かにかかわらず、予め定められた設定条件を満たす場合には、前記第１信号及び前記第２信号の少なくともいずれかに対する前記シフト量である設定シフト量を算出し、
前記ＰＷＭ信号生成手段は、
前記三相の電圧指令値に応じて定まる前記第１信号、前記第２信号及び前記第３信号の各々のデューティ比が保たれた前記三相のＰＷＭ信号であって、
前記第１シフト量が算出された場合には、前記第１シフト量に応じて前記第１信号がシフトされ、
前記第２シフト量が算出された場合には、前記第２シフト量に応じて前記第２信号がシフトされ、
さらに、前記設定条件を満たす場合には、前記第１シフト量及び前記第２シフト量の少なくともいずれかに応じて前記第１信号及び前記第２信号の少なくともいずれかがシフトされるか否かにかかわらず、複数周期毎に、前記第１信号及び前記第２信号のうち少なくとも前記第１信号が前記設定シフト量に応じてシフトされた前記三相のＰＷＭ信号を出力する、
モータ制御装置。
【請求項2】
前記モータ制御装置は、三相変調方式で前記インバータを制御し、
前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記設定条件を満たす場合には、二周期毎に、前記第１信号及び前記第２信号のうち少なくとも前記第１信号が前記設定シフト量に応じてシフトされた前記三相のＰＷＭ信号を出力する、
請求項１に記載のモータ制御装置。
前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記設定条件を満たす場合には、二周期毎に、前記第１信号及び前記第２信号のうち少なくとも前記第１信号が前記設定シフト量に応じてシフトされた前記三相のＰＷＭ信号を出力する、
請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項3】
前記モータは、コンプレッサ用のモータであり、
前記モータ制御装置は、
前記直流電圧を用いてファンモータを駆動するファンモータ駆動回路と、
前記モータ及び前記ファンモータの回転数を取得し、取得した前記モータ及び前記ファンモータの回転数に応じて前記設定条件を満たすか否かを判別する判別手段と、をさらに備え、
前記モータの回転数の閾値として、０よりも大きい第１閾値と、前記第１閾値よりも大きい第２閾値が予め定められ、
前記ファンモータの回転数の閾値として、０よりも大きい第３閾値と、前記第３閾値よりも大きい第４閾値が予め定められ、
前記判別手段は、
前記モータの回転数が前記第２閾値以上で、且つ、前記ファンモータの回転数が前記第４閾値以上である第１の場合に前記設定条件を満たさないと判別し、
前記第１の場合以外の第２の場合に前記設定条件を満たすと判別し、
前記第１閾値をＦ１、前記第２閾値をＦ２、前記第３閾値をｆ１、前記第４閾値をｆ２、前記判別手段が取得した前記モータの回転数をＸ、前記判別手段が取得した前記ファンモータの回転数をｘ、前記設定シフト量の予め定められた最大値をβとすると、
前記シフト量算出手段は、
下記［数１］に基づいてＹを算出するとともに、下記［数２］に基づいてｙを算出し、
Ｙ≠ｙの場合は、Ｙとｙのいずれか大きい方を前記設定シフト量として算出し、
Ｙ＝ｙの場合は、Ｙ又はｙを前記設定シフト量として算出する、
請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
前記モータ制御装置は、
前記直流電圧を用いてファンモータを駆動するファンモータ駆動回路と、
前記モータ及び前記ファンモータの回転数を取得し、取得した前記モータ及び前記ファンモータの回転数に応じて前記設定条件を満たすか否かを判別する判別手段と、をさらに備え、
前記モータの回転数の閾値として、０よりも大きい第１閾値と、前記第１閾値よりも大きい第２閾値が予め定められ、
前記ファンモータの回転数の閾値として、０よりも大きい第３閾値と、前記第３閾値よりも大きい第４閾値が予め定められ、
前記判別手段は、
前記モータの回転数が前記第２閾値以上で、且つ、前記ファンモータの回転数が前記第４閾値以上である第１の場合に前記設定条件を満たさないと判別し、
前記第１の場合以外の第２の場合に前記設定条件を満たすと判別し、
前記第１閾値をＦ１、前記第２閾値をＦ２、前記第３閾値をｆ１、前記第４閾値をｆ２、前記判別手段が取得した前記モータの回転数をＸ、前記判別手段が取得した前記ファンモータの回転数をｘ、前記設定シフト量の予め定められた最大値をβとすると、
前記シフト量算出手段は、
下記［数１］に基づいてＹを算出するとともに、下記［数２］に基づいてｙを算出し、
Ｙ≠ｙの場合は、Ｙとｙのいずれか大きい方を前記設定シフト量として算出し、
Ｙ＝ｙの場合は、Ｙ又はｙを前記設定シフト量として算出する、
請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
【数1】
【数2】
【請求項4】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、
前記シフト量が算出された場合に、前記シフト量に応じた値を前記三相の電圧指令値に加減算して得られる三相の調整後電圧指令値を算出する調整手段と、
前記調整手段によって算出された前記三相の調整後電圧指令値を、前記キャリア波で変調することで前記三相のＰＷＭ信号を生成して出力する出力手段と、を備える、
請求項１～３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
前記シフト量が算出された場合に、前記シフト量に応じた値を前記三相の電圧指令値に加減算して得られる三相の調整後電圧指令値を算出する調整手段と、
前記調整手段によって算出された前記三相の調整後電圧指令値を、前記キャリア波で変調することで前記三相のＰＷＭ信号を生成して出力する出力手段と、を備える、
請求項１～３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、モータ制御装置に関する。
【背景技術】
【0002】
例えば、特許文献１には、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に基づき、モータを駆動するインバータのスイッチング回路を制御する制御装置が記載されている。この制御装置は、所定の周波数のキャリア波で電圧指令値を変調してパルス波形を生成する変調手段と、１周期毎のパルス波形のデューティ比を保持した状態で時間軸方向に移動させて変形させる波形変形手段と、を備え、波形変形手段により変形されたパルス波形に基づいてＰＷＭ信号を生成する。この制御装置は、このようにパルス波形を変形させることで、キャリア波の周波数（以下、キャリア周波数）に対して、ＰＷＭ信号の周波数（以下、スイッチング周波数）をずらし、キャリア周波数に起因する雑音の抑制を試みている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0003】
【特許文献1】特許第４９９９８０５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
ここで、インバータで駆動されるモータに流れる三相の電流（以下、モータ電流）の検出方式として「１シャント方式」が知られている。１シャント方式では、インバータと直流電源との間に接続される１つのシャント抵抗を用いて、三相それぞれのモータ電流を、タイミングを見計らって検出する。
【0005】
特許文献１に記載の技術では、パルス波形の１周期毎の移動距離を、乱数を用いて決定する手法を用いているため、制御手法が複雑であり、また、１シャント方式でのモータ電流の検出タイミングを確保できない虞がある。
【0006】
本発明は、上記実状を鑑みてなされたものであり、簡易な制御で、１シャント方式でのモータ電流の検出タイミングを確保しつつ、キャリア周波数に起因する雑音を低減することができるモータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0007】
上記目的を達成するため、本発明に係るモータ制御装置は、
直流電源から出力された直流電圧を用いてモータを駆動するインバータを介し、前記モータの動作を制御するモータ制御装置であって、
所定の周期のキャリア波を生成するキャリア波生成手段と、
前記キャリア波と、前記モータの各相に対応する三相の電圧指令値とに基づいて三相のＰＷＭ信号を生成し、前記インバータに前記三相のＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ信号生成手段と、
前記直流電源と前記インバータの間に流れる電流の値を、繰り返される電流取得期間の中で取得する電流取得手段と、を備え、
前記キャリア波の１波形分の期間をキャリア期間とすると、前記電流取得期間は、前記キャリア期間毎の後半、又は、前記キャリア期間毎の前半であり、
前記キャリア期間における前記三相のＰＷＭ信号のうち、オンの期間が最も長いものを第１信号とし、オンの期間が前記第１信号の次に長いものを第２信号とし、オフの期間が最も長いものを第３信号とすると、
前記電流取得手段は、前記電流取得期間の中における、前記第１信号がオンで前記第２信号及び前記第３信号がオフである第１期間と、前記第１信号及び前記第２信号がオンで前記第３信号がオフである第２期間とで前記電流の値を取得し、
前記第１期間及び前記第２期間を予測し、その予測結果に応じて、前記キャリア波と前記三相の電圧指令値から定まる基準位置に対して前記第１信号及び前記第２信号の少なくともいずれかを時間軸方向にシフトさせる場合のシフト量を算出するシフト量算出手段をさらに備え、
前記シフト量算出手段は、
予測した前記第１期間が予め定められた特定の長さ未満である場合は、前記第１期間を前記特定の長さとする前記第１信号に対する前記シフト量である第１シフト量を算出し、
予測した前記第２期間が前記特定の長さ未満である場合は、前記第２期間を前記特定の長さとする前記第２信号に対する前記シフト量である第２シフト量を算出し、
さらに、前記第１シフト量及び前記第２シフト量の少なくともいずれかを算出したか否かにかかわらず、予め定められた設定条件を満たす場合には、前記第１信号及び前記第２信号の少なくともいずれかに対する前記シフト量である設定シフト量を算出し、
前記ＰＷＭ信号生成手段は、
前記三相の電圧指令値に応じて定まる前記第１信号、前記第２信号及び前記第３信号の各々のデューティ比が保たれた前記三相のＰＷＭ信号であって、
前記第１シフト量が算出された場合には、前記第１シフト量に応じて前記第１信号がシフトされ、
前記第２シフト量が算出された場合には、前記第２シフト量に応じて前記第２信号がシフトされ、
さらに、前記設定条件を満たす場合には、前記第１シフト量及び前記第２シフト量の少なくともいずれかに応じて前記第１信号及び前記第２信号の少なくともいずれかがシフトされるか否かにかかわらず、複数周期毎に、前記第１信号及び前記第２信号のうち少なくとも前記第１信号が前記設定シフト量に応じてシフトされた前記三相のＰＷＭ信号を出力する。
直流電源から出力された直流電圧を用いてモータを駆動するインバータを介し、前記モータの動作を制御するモータ制御装置であって、
所定の周期のキャリア波を生成するキャリア波生成手段と、
前記キャリア波と、前記モータの各相に対応する三相の電圧指令値とに基づいて三相のＰＷＭ信号を生成し、前記インバータに前記三相のＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ信号生成手段と、
前記直流電源と前記インバータの間に流れる電流の値を、繰り返される電流取得期間の中で取得する電流取得手段と、を備え、
前記キャリア波の１波形分の期間をキャリア期間とすると、前記電流取得期間は、前記キャリア期間毎の後半、又は、前記キャリア期間毎の前半であり、
前記キャリア期間における前記三相のＰＷＭ信号のうち、オンの期間が最も長いものを第１信号とし、オンの期間が前記第１信号の次に長いものを第２信号とし、オフの期間が最も長いものを第３信号とすると、
前記電流取得手段は、前記電流取得期間の中における、前記第１信号がオンで前記第２信号及び前記第３信号がオフである第１期間と、前記第１信号及び前記第２信号がオンで前記第３信号がオフである第２期間とで前記電流の値を取得し、
前記第１期間及び前記第２期間を予測し、その予測結果に応じて、前記キャリア波と前記三相の電圧指令値から定まる基準位置に対して前記第１信号及び前記第２信号の少なくともいずれかを時間軸方向にシフトさせる場合のシフト量を算出するシフト量算出手段をさらに備え、
前記シフト量算出手段は、
予測した前記第１期間が予め定められた特定の長さ未満である場合は、前記第１期間を前記特定の長さとする前記第１信号に対する前記シフト量である第１シフト量を算出し、
予測した前記第２期間が前記特定の長さ未満である場合は、前記第２期間を前記特定の長さとする前記第２信号に対する前記シフト量である第２シフト量を算出し、
さらに、前記第１シフト量及び前記第２シフト量の少なくともいずれかを算出したか否かにかかわらず、予め定められた設定条件を満たす場合には、前記第１信号及び前記第２信号の少なくともいずれかに対する前記シフト量である設定シフト量を算出し、
前記ＰＷＭ信号生成手段は、
前記三相の電圧指令値に応じて定まる前記第１信号、前記第２信号及び前記第３信号の各々のデューティ比が保たれた前記三相のＰＷＭ信号であって、
前記第１シフト量が算出された場合には、前記第１シフト量に応じて前記第１信号がシフトされ、
前記第２シフト量が算出された場合には、前記第２シフト量に応じて前記第２信号がシフトされ、
さらに、前記設定条件を満たす場合には、前記第１シフト量及び前記第２シフト量の少なくともいずれかに応じて前記第１信号及び前記第２信号の少なくともいずれかがシフトされるか否かにかかわらず、複数周期毎に、前記第１信号及び前記第２信号のうち少なくとも前記第１信号が前記設定シフト量に応じてシフトされた前記三相のＰＷＭ信号を出力する。
【0008】
前記モータ制御装置は、三相変調方式で前記インバータを制御し、
前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記設定条件を満たす場合には、二周期毎に、前記第１信号及び前記第２信号のうち少なくとも前記第１信号が前記設定シフト量に応じてシフトされた前記三相のＰＷＭ信号を出力する、ようにしてもよい。
前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記設定条件を満たす場合には、二周期毎に、前記第１信号及び前記第２信号のうち少なくとも前記第１信号が前記設定シフト量に応じてシフトされた前記三相のＰＷＭ信号を出力する、ようにしてもよい。
【0009】
前記モータは、コンプレッサ用のモータであり、
前記モータ制御装置は、
前記直流電圧を用いてファンモータを駆動するファンモータ駆動回路と、
前記モータ及び前記ファンモータの回転数を取得し、取得した前記モータ及び前記ファンモータの回転数に応じて前記設定条件を満たすか否かを判別する判別手段と、をさらに備え、
前記モータの回転数の閾値として、０よりも大きい第１閾値と、前記第１閾値よりも大きい第２閾値が予め定められ、
前記ファンモータの回転数の閾値として、０よりも大きい第３閾値と、前記第３閾値よりも大きい第４閾値が予め定められ、
前記判別手段は、
前記モータの回転数が前記第２閾値以上で、且つ、前記ファンモータの回転数が前記第４閾値以上である第１の場合に前記設定条件を満たさないと判別し、
前記第１の場合以外の第２の場合に前記設定条件を満たすと判別し、
前記第１閾値をＦ１、前記第２閾値をＦ２、前記第３閾値をｆ１、前記第４閾値をｆ２、前記判別手段が取得した前記モータの回転数をＸ、前記判別手段が取得した前記ファンモータの回転数をｘ、前記設定シフト量の予め定められた最大値をβとすると、
前記シフト量算出手段は、
下記［数１］に基づいてＹを算出するとともに、下記［数２］に基づいてｙを算出し、
Ｙ≠ｙの場合は、Ｙとｙのいずれか大きい方を前記設定シフト量として算出し、
Ｙ＝ｙの場合は、Ｙ又はｙを前記設定シフト量として算出する、ようにしてもよい。
前記モータ制御装置は、
前記直流電圧を用いてファンモータを駆動するファンモータ駆動回路と、
前記モータ及び前記ファンモータの回転数を取得し、取得した前記モータ及び前記ファンモータの回転数に応じて前記設定条件を満たすか否かを判別する判別手段と、をさらに備え、
前記モータの回転数の閾値として、０よりも大きい第１閾値と、前記第１閾値よりも大きい第２閾値が予め定められ、
前記ファンモータの回転数の閾値として、０よりも大きい第３閾値と、前記第３閾値よりも大きい第４閾値が予め定められ、
前記判別手段は、
前記モータの回転数が前記第２閾値以上で、且つ、前記ファンモータの回転数が前記第４閾値以上である第１の場合に前記設定条件を満たさないと判別し、
前記第１の場合以外の第２の場合に前記設定条件を満たすと判別し、
前記第１閾値をＦ１、前記第２閾値をＦ２、前記第３閾値をｆ１、前記第４閾値をｆ２、前記判別手段が取得した前記モータの回転数をＸ、前記判別手段が取得した前記ファンモータの回転数をｘ、前記設定シフト量の予め定められた最大値をβとすると、
前記シフト量算出手段は、
下記［数１］に基づいてＹを算出するとともに、下記［数２］に基づいてｙを算出し、
Ｙ≠ｙの場合は、Ｙとｙのいずれか大きい方を前記設定シフト量として算出し、
Ｙ＝ｙの場合は、Ｙ又はｙを前記設定シフト量として算出する、ようにしてもよい。
【数1】
【数2】
【0010】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、
前記シフト量が算出された場合に、前記シフト量に応じた値を前記三相の電圧指令値に加減算して得られる三相の調整後電圧指令値を算出する調整手段と、
前記調整手段によって算出された前記三相の調整後電圧指令値を、前記キャリア波で変調することで前記三相のＰＷＭ信号を生成して出力する出力手段と、を備える、ようにしてもよい。
前記シフト量が算出された場合に、前記シフト量に応じた値を前記三相の電圧指令値に加減算して得られる三相の調整後電圧指令値を算出する調整手段と、
前記調整手段によって算出された前記三相の調整後電圧指令値を、前記キャリア波で変調することで前記三相のＰＷＭ信号を生成して出力する出力手段と、を備える、ようにしてもよい。
【発明の効果】
【0011】
本発明によれば、簡易な制御で、１シャント方式でのモータ電流の検出タイミングを確保しつつ、キャリア周波数に起因する雑音を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【0012】
【図1】本発明の一実施形態に係るモータ制御装置の構成を示す図。
【図2】同上実施形態に係る制御回路の主要機能を示すブロック図。
【図3】（ａ）は同上実施形態に係る電流取得期間を説明するための図であり、（ｂ）は変形例に係る電流取得期間を説明するための図。
【図4】同上実施形態に係るキャリア波と三相のＰＷＭ信号の関係を示す図。
【図5】（ａ）～（ｃ）は同上実施形態に係るＰＷＭ信号のシフト量及びシフト方向を説明するための図。
【図6】同上実施形態に係る三相の電圧指令値に対する各エリアを説明するための図。
【図9】（ａ）～（ｃ）は同上実施形態に係る設定条件を説明するための図。
【図10】（ａ）は比較例に係るスイッチング周波数の分布を示す図であり、（ｂ）及び（ｃ）は実施例に係るスイッチング周波数の分布を示す図。
【図11】（ａ）は比較例に係るスイッチング周波数の分布を示す図であり、（ｂ）及び（ｃ）は実施例に係るスイッチング周波数の分布を示す図。
【発明を実施するための形態】
【0013】
本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。
【0014】
モータ制御装置１００は、図１に示すように、直流電源３と、コンプレッサ用のモータＭ１を駆動するインバータ１０と、ファンモータＭ２を駆動するファンモータ駆動回路２０と、電流検出回路２１と、制御回路３０と、を備える。
【0015】
直流電源３は、インバータ１０に直流電圧を出力する。直流電源３は、例えば、商用電源等の交流電源による交流電圧を直流電圧に変換して出力するコンバータから構成される。
【0016】
インバータ１０は、スイッチング回路１１と、制御回路３０からのＰＷＭ（（Pulse Width Modulation）信号（スイッチング制御信号）に応じてスイッチング回路１１を駆動する駆動部１２と、を備える。
【0017】
スイッチング回路１１は、直列接続された一対のスイッチング素子を、Ｕ，Ｖ，Ｗの三相分有する。スイッチング回路１１は、上アームのスイッチング素子１ｕ，１ｖ，１ｗと、下アームのスイッチング素子２ｕ，２ｖ，２ｗと、を有する。一対のスイッチング素子１ｕ，２ｕはＵ相に対応する。一対のスイッチング素子１ｖ，２ｖはＶ相に対応する。一対のスイッチング素子１ｗ，２ｗはＷ相に対応する。上アームの各スイッチング素子１ｕ，１ｖ，１ｗの両端には、還流ダイオードＤ１ｕ，Ｄ１ｖ，Ｄ１ｗが接続されている。下アームの各スイッチング素子２ｕ，２ｖ，２ｗの両端には、還流ダイオードＤ２ｕ，Ｄ２ｖ，Ｄ２ｗが接続されている。なお、スイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の公知のものを適宜採用でき、その種類は任意である。
【0018】
インバータ１０は、制御回路３０から出力されるＰＷＭ信号に従って各スイッチング素子をオン／オフすることにより、直流電圧をＵ，Ｖ，Ｗの３相の出力電圧に変換して、駆動対象であるコンプレッサ用のモータＭ１の３つのモータ端子に印加する。インバータ１０は、例えば、ＩＰＭ（Intelligent Power Module）から構成される。
【0019】
モータＭ１は、空気調和機のコンプレッサ装置２００に設けられる三相ブラシレスモータである。コンプレッサ装置２００は、モータＭ１と、モータＭ１の回転によって駆動される図示せぬコンプレッサとを備える。
【0020】
ファンモータ駆動回路２０は、直流電源３が出力する直流電圧を用いて空気調和機のファンを回転させるファンモータＭ２を駆動する。ファンモータ駆動回路２０は、３対のスイッチング素子を備えた周知の構成である。例えば、ファンモータＭ２は、三相ブラシレスモータである。
【0021】
電流検出回路２１は、直流電源３とインバータ１０との間に接続されたシャント抵抗Ｒを有し、シャント抵抗Ｒを用いて母線電流を検出する。モータ制御装置１００は、このシャント抵抗Ｒを用い、１シャント方式でモータ電流を検出する。シャント抵抗Ｒには、モータ電流である三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、ＰＷＭ信号に応じた母線電流が流れる。このとき、シャント抵抗Ｒの両端に電圧降下が生じる。電流検出回路２１は、この電圧降下の大きさとシャント抵抗Ｒの抵抗値とから、シャント抵抗Ｒに流れる母線電流を検出し、母線電流の値を示す検出信号Ｓｉを制御回路３０へ出力する。シャント抵抗Ｒは、例えば、直流電源３におけるＮ側（－側）の端子とインバータ１０との間のＤＣラインに挿入されている。なお、シャント抵抗Ｒは、直流電源３におけるＰ側（＋側）の端子とインバータ１０との間のＤＣラインに挿入されていても良い。
【0022】
制御回路３０は、空気調和機の一部又は全体の動作を制御するマイクロコンピュータから構成され、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）等を備える。ＲＯＭは、ＣＰＵの処理手順を定めるとともに、コンピュータを後述の各部として機能させるプログラム、種々の固定データを予め記憶する。ＲＡＭは、各種の演算結果などを一時的に記憶する。
【0023】
制御回路３０は、図２に示すように、主な機能として、電流取得部４０と、三相電流演算部５０と、ベクトル制御部６０と、キャリア波生成部７０と、ＰＷＭ信号生成部８０と、シフト量算出部９０と、判別部９１と、を備える。
【0024】
電流取得部４０は、直流電源３とインバータ２の間に流れる電流（母線電流）の値を後述の電流取得期間Ｐの中で取得する構成である。電流取得部４０は、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換部４１と、Ａ／Ｄ変換制御部４２と、を備える。
【0025】
Ａ／Ｄ変換部４１は、電流検出回路２１から入力された検出信号Ｓｉを、Ａ／Ｄ変換制御部４２によって定められたタイミングでデジタル信号に変換する。そして、Ａ／Ｄ変換部４１は、当該デジタル信号を三相電流演算部５０へ出力する。
【0026】
Ａ／Ｄ変換制御部４２は、Ａ／Ｄ変換部４１によるＡ／Ｄ変換のタイミングを制御する。当該タイミングは、図３（ａ）に示すように、繰り返される電流取得期間Ｐの中における後述の第１期間Ｐ１及び第２期間Ｐ２である。本実施形態では、後述のキャリア期間Ｓｃ毎の後半が電流取得期間Ｐである。なお、変形例として、図３（ｂ）に示すようにキャリア期間Ｓｃ毎の前半が電流取得期間Ｐであってもよい。以下では、キャリア期間Ｓｃ毎の後半が電流取得期間Ｐであるとして説明を進める。
【0027】
電流取得部４０のＡ／Ｄ変換部４１は、電流取得期間Ｐの中の第１期間Ｐ１及び第２期間Ｐ２で、直流電源３とインバータ１０の間に流れる電流（母線電流）の値を取得する。Ａ／Ｄ変換部４１は、電流取得期間Ｐの中の第１期間Ｐ１及び第２期間Ｐ２のそれぞれで、三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのうち、二相分の電流を取得する。
【0028】
三相電流演算部５０は、電流取得期間Ｐの中でＡ／Ｄ変換部４１が取得した二相分のモータ電流から、キルヒホッフの第１法則を用いて、三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを演算（再現）する。
【0029】
ベクトル制御部６０は、周知のベクトル制御演算を実行し、外部から与えられたモータＭ１の回転速度指令ω０と、三相電流演算部５０が演算した三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとに基づき、三相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を算出する。
【0030】
なお、ベクトル制御部６０は、後述のｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄの値と、後述のｑ軸電圧指令値Ｖｑ及びｄ軸電圧指令値Ｖｄとに基づき、モータＭ１の角度θ（回転位置）を推定可能である。角度θは、モータＭ１のロータの磁極位置に相当する。また、ベクトル制御部６０は、図示せぬ電圧センサからモータＭ１の端子電圧の上限値である最大電圧を取得可能である。また、ベクトル制御部６０は、角度θを時間微分することで回転速度ωを推定可能である。
【0031】
ベクトル制御部６０は、主な機能として、電流変換部６１と、二軸電流指令値演算部６２と、電圧指令値演算部６３と、を備える。
【0032】
電流変換部６１は、三相電流演算部５０によって演算された三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、角度θに基づいて、２相のｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄに座標変換する。ｑ軸電流ＩｑはモータＭ１のトルク成分であり、ｄ軸電流ＩｄはモータＭ１の磁束成分である。
【0033】
二軸電流指令値演算部６２は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊及びｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を算出する。例えば、二軸電流指令値演算部６２は、モータＭ１の回転速度ω（推定値）を、外部から与えられたモータＭ１の回転速度指令ω０に一致させるべくｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を演算するフィードバック制御を行う。そして、二軸電流指令値演算部６２は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に対応したｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を演算する。ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に対するｄ軸電流指令値Ｉｄ＊の設定により、電流ベクトルを最小の電流で最大のトルクが得られるように制御する最大トルク制御、モータＭ１の磁束を減少させることでモータＭ１の誘起電圧を抑えてモータＭ１の回転速度を上げる弱め磁束制御等の各種制御が可能となる。二軸電流指令値演算部６２は、回転速度ω及び前記の最大電圧と、予めＲＯＭに記憶されたデータ（テーブルデータ、最大トルク制御、弱め磁束制御の各理論に従う式を示すデータ等）とに基づきｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を算出する。
【0034】
電圧指令値演算部６３は、フィードバック制御を実行し、ｑ軸電流Ｉｑの値をｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に一致させるためのｑ軸電圧指令値Ｖｑ、及び、ｄ軸電流Ｉｄの値をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊に一致させるためのｄ軸電圧指令値Ｖｄを演算する。当該フィードバック制御は、例えばＰＩ制御であるが、ＰＤ制御、ＰＩＤ制御等であってもよい。二軸電流指令値演算部６２が実行するフィードバック制御についても同様である。そして、電圧指令値演算部６３は、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ及びｄ軸電圧指令値Ｖｄを、角度θに基づいて、三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の各々の経時変化は、図６に示すように正弦波状である。
【0035】
キャリア波生成部７０は、発振回路により生成された所定周波数のクロックに基づいて、図３（ａ）、図４に示すように、所定の周期の三角波をキャリア波Ｃｗとして生成する。キャリア波Ｃｗの周波数は、例えば、５ｋＨｚ（周期は２００μｓ）である。以下、キャリア波Ｃｗの１波形分の期間を、キャリア期間Ｓｃと呼ぶ。
【0036】
ＰＷＭ信号生成部８０は、キャリア波生成部７０が生成したキャリア波Ｃｗと、モータＭ１の各相に対応する三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とに基づき、モータＭ１の各相に対応する三相のＰＷＭ信号を生成し、インバータ１０に出力する。
【0037】
ＰＷＭ信号生成部８０は、電圧指令値調整部８１と、ＰＷＭ信号出力部８２と、を備える。
【0038】
電圧指令値調整部８１は、後述のシフト量算出部９０によってシフト量が算出された場合に、当該シフト量に応じた値を三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に加減算して得られる三相の調整後電圧指令値Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊を算出する。
【0039】
ＰＷＭ信号出力部８２は、三相の調整後電圧指令値Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊と、キャリア波Ｃｗのレベルを比較することで、三相のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐを生成し、出力する。なお、電圧指令値調整部８１によって指令値が調整されなかった場合は、ＰＷＭ信号出力部８２は、三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とキャリア波Ｃｗのレベルを比較することで、三相のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐを生成し、出力する。出力されるＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐは、モータＭ１のＵ－Ｖ相間電圧、Ｖ－Ｗ相間電圧、Ｗ－Ｕ相間電圧の各相間電圧の平均電圧が正弦波状に変調された出力電圧となるように、キャリア期間Ｓｃ内でのそれぞれのデューティ比が異なる。本実施形態のモータ制御装置１００は、三相変調方式でインバータ１０を制御する。
【0040】
ここで、ＰＷＭ信号出力部８２によって生成され、出力される三相のＰＷＭ信号は、インバータ１０の上アーム（スイッチング素子１ｕ，１ｖ，１ｗ）駆動用の三相のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐの他、インバータ１０の下アーム（スイッチング素子２ｕ，２ｖ，２ｗ）駆動用の三相のＰＷＭ信号Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎ（図示せず）も含む。Ｕ相に着目すれば、Ｕｐのオン／オフに応じて上アームのスイッチング素子１ｕがオン／オフされ、Ｕｎのオン／オフに応じて下アームのスイッチング素子２ｕがオン／オフされる。Ｖ，Ｗ相についても同様である。下アーム駆動用のＰＷＭ信号Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎは、上アーム駆動用のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐの極性を反転させ、必要に応じてデッドタイムを付加しただけのものであるため、本開示では、主に、上アーム駆動用のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐを三相のＰＷＭ信号として取り扱う。
【0041】
図４は、電圧指令値調整部８１によって指令値が調整されない場合に、三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をキャリア波Ｃｗで変調して生成される三相のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐを示す。本実施形態では、ＰＷＭ信号出力部８２は、一の相の電圧指令値よりも、キャリア波Ｃｗの値が大きい場合に当該一の相のＰＷＭ信号がオンとなり、キャリア波Ｃｗの値が小さい場合に当該一の相のＰＷＭ信号がオフとなる、三相のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐを生成する。なお、キャリア波Ｃｗの周波数は、三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の周波数よりも十分高いため、図４では、三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を直線状に近似的に表した。
【0042】
以下では、一のキャリア期間Ｓｃにおける三相のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐのうち、オンの期間が最も長いものを第１信号Ｓ１とし、オンの期間が第１信号Ｓ１の次に長いものを第２信号Ｓ２とし、オフの期間が最も長いものを第３信号Ｓ３とする。図４は、第１信号Ｓ１がＷｐ、第２信号Ｓ２がＶｐ、第３信号Ｓ３がＵｐである例を示している。実際は、三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に応じて、三相のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐと、第１～第３信号Ｓ１～Ｓ３との対応関係は変化していく。
【0043】
また、図４は、図３（ａ）のように繰り返される電流取得期間Ｐのうち、一の電流取得期間Ｐを示す。以下では、一の電流取得期間Ｐの中において、第１信号Ｓ１がオンで第２信号Ｓ２及び第３信号Ｓ３がオフである期間を第１期間Ｐ１とし、第１信号Ｓ１及び第２信号Ｓ２がオンで第３信号Ｓ３がオフである期間を第２期間Ｐ２とする。
【0044】
電流取得部４０は、第１期間Ｐ１及び第２期間Ｐ２の各々で母線電流の値を取得する。図４に示す第１期間Ｐ１においては、上アームではスイッチング素子１ｗのみがオンしている状態となる。この状態では、モータＭ１へ流入する方向を電流の正の方向とすれば、母線電流はＩｗとなる。また、図４に示す第２期間Ｐ２においては、下アームではスイッチング素子２ｕのみがオンしている状態となる。この状態では、モータＭ１へ流入する方向を電流の正の方向とすれば、母線電流は－Ｉｕとなる。残りのＶ相については、キルヒホッフの第１法則により、Ｉｖ＝－（Ｉｗ－Ｉｕ）で求めることができる。このような手法により、一の電流取得期間Ｐの中で電流取得部４０が取得する二相分のモータ電流から、前述の三相電流演算部５０は、三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ（モータ電流）を演算（再現）する。
【0045】
また、以下では、電圧指令値調整部８１によって指令値が調整されない場合に、三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をキャリア波Ｃｗで変調して生成される第１信号Ｓ１、第２信号Ｓ２、第３信号Ｓ３を、特に、第１基準信号Ｓｂ１、第２基準信号Ｓｂ２、第３基準信号Ｓｂ３と呼ぶ。図４の例では、第１信号Ｓ１と第１基準信号Ｓｂ１が一致し、第２信号Ｓ２と第２基準信号Ｓｂ２が一致し、第３信号Ｓ３と第３基準信号Ｓｂ３が一致する。
【0046】
また、キャリア波Ｃｗと、指令値が調整されない三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とから定まる時間軸方向における位置を基準位置Ｂｔとする。基準位置Ｂｔは、後述のようにＰＷＭ信号を時間軸方向にシフトする際の基準を示し、キャリア期間Ｓｃ内における位置であれば任意に設定可能であるが、説明の理解を容易とするため、本実施形態ではキャリア期間Ｓｃの中心位置とする。つまり、基準位置Ｂｔは、第１基準信号Ｓｂ１、第２基準信号Ｓｂ２及び第３基準信号Ｓｂ３の時間軸方向における中心位置である。
【0047】
図４に示す例では、キャリア波Ｃｗが最小値を示してから次に最小値を示すまでの「Λ」状の波形が、１波形分のキャリア波Ｃｗである。
なお、制御回路３０の設定によっては、キャリア波Ｃｗと電圧指令値の比較手法が逆の場合もある。この場合、一の相の電圧指令値よりも、キャリア波Ｃｗの値が小さい場合に当該一の相のＰＷＭ信号がオンとなり、キャリア波Ｃｗの値が大きい場合に当該一の相のＰＷＭ信号がオフとなる。このように、図４の例とは比較関係が逆の場合には、キャリア波Ｃｗが最大値を示してから次に最大値を示すまでの「Ｖ」状の波形を、１波形分のキャリア波Ｃｗと考えればよい。いずれの場合においても、キャリア波Ｃｗの１波形分の期間であるキャリア期間Ｓｃ内において、電圧指令値に応じたデューティ比の１周期分の三相のＰＷＭ信号が生成される。
なお、制御回路３０の設定によっては、キャリア波Ｃｗと電圧指令値の比較手法が逆の場合もある。この場合、一の相の電圧指令値よりも、キャリア波Ｃｗの値が小さい場合に当該一の相のＰＷＭ信号がオンとなり、キャリア波Ｃｗの値が大きい場合に当該一の相のＰＷＭ信号がオフとなる。このように、図４の例とは比較関係が逆の場合には、キャリア波Ｃｗが最大値を示してから次に最大値を示すまでの「Ｖ」状の波形を、１波形分のキャリア波Ｃｗと考えればよい。いずれの場合においても、キャリア波Ｃｗの１波形分の期間であるキャリア期間Ｓｃ内において、電圧指令値に応じたデューティ比の１周期分の三相のＰＷＭ信号が生成される。
【0048】
シフト量算出部９０は、第１期間Ｐ１及び第２期間Ｐ２を予測し、その予測結果に応じて、基準位置Ｂｔに対して第１信号Ｓ１及び第２信号Ｓ２の少なくともいずれかを時間軸方向にシフトさせる場合のシフト量を算出する。
【0049】
具体的に、シフト量算出部９０は、予測した第１期間Ｐ１が予め定められた特定の長さ未満である場合は、第１期間Ｐ１を特定の長さとする第１信号Ｓ１に対するシフト量である第１シフト量を算出する。また、シフト量算出部９０は、予測した第２期間Ｐ２が特定の長さ未満である場合は、第２期間を特定の長さとする第２信号Ｓ２に対するシフト量である第２シフト量を算出する。
この特定の長さは、電流取得部４０が母線電流の値を安定して取得可能な時間として予めＲＯＭに記憶され、本実施形態では１０μｓである。この１０μｓという値は、制御回路３０のＡ／Ｄ変換及び演算時間で５～６μｓ、母線電流が安定するまでの時間で１～２μｓ、それにマージンを加味した合計値として設定されている。つまり、電流取得部４０は、第１期間Ｐ１及び第２期間Ｐ２の各々の開始時点から、６～８μｓ経過したタイミングで母線電流を取得することになる。なお、特定の長さは、電流取得部４０が母線電流の値を安定して取得可能な時間であれば、１０μｓに限られず任意に設定可能である。
この特定の長さは、電流取得部４０が母線電流の値を安定して取得可能な時間として予めＲＯＭに記憶され、本実施形態では１０μｓである。この１０μｓという値は、制御回路３０のＡ／Ｄ変換及び演算時間で５～６μｓ、母線電流が安定するまでの時間で１～２μｓ、それにマージンを加味した合計値として設定されている。つまり、電流取得部４０は、第１期間Ｐ１及び第２期間Ｐ２の各々の開始時点から、６～８μｓ経過したタイミングで母線電流を取得することになる。なお、特定の長さは、電流取得部４０が母線電流の値を安定して取得可能な時間であれば、１０μｓに限られず任意に設定可能である。
【0050】
具体的に、シフト量算出部９０は、シフト対象の一周期分のＰＷＭ信号が出力される前（例えば、当該ＰＷＭ信号の前の周期）に、キャリア波Ｃｗと三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊から定まる第１期間Ｐ１及び第２期間Ｐ２を予測する。より具体的に言えば、シフト量算出部９０は、第１基準信号Ｓｂ１、第２基準信号Ｓｂ２及び第３基準信号Ｓｂ３から定まる第１期間Ｐ１及び第２期間Ｐ２を予測する。
【0051】
シフト量算出部９０が第１シフト量を算出した場合、第１基準信号Ｓｂ１を第１シフト量だけシフトさせたものが第１信号Ｓ１であると考えることができる。また、シフト量算出部９０が第２シフト量を算出した場合、第２基準信号Ｓｂ２を第２シフト量だけシフトさせたものが第２信号Ｓ２であると考えることができる。なお、本実施形態では、ＰＷＭ信号をシフトさせる場合においても、第３信号Ｓ３はシフトさせない。つまり、本実施形態の第３信号Ｓ３は、常に第３基準信号Ｓｂ３と同義である。
【0052】
【0053】
以下では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のうち、第１信号Ｓ１に対応する相を「第１相」とし、第２信号Ｓ２に対応する相を「第２相」とし、第３信号Ｓ３に対応する相を「第３相」とすると共に、次のように記号を定義する。
ａｎ：第２基準信号Ｓｂ２がオンからオフになる時点と第３基準信号Ｓｂ３がオンからオフになる時点との差、又は、第２基準信号Ｓｂ２がオフからオンになる時点と第３基準信号Ｓｂ３がオフからオンになる時点との差。
ｂｎ：第１基準信号Ｓｂ１がオンからオフになる時点と第２基準信号Ｓｂ２がオンからオフになる時点との差、又は、第１基準信号Ｓｂ１がオフからオンになる時点と第２基準信号Ｓｂ２がオフからオンになる時点との差。
ｃｎ：第２相のＰＷＭ信号のシフト量（第２シフト量）
ｄｎ：第１相のＰＷＭ信号のシフト量（第１シフト量）
ａｎ：第２基準信号Ｓｂ２がオンからオフになる時点と第３基準信号Ｓｂ３がオンからオフになる時点との差、又は、第２基準信号Ｓｂ２がオフからオンになる時点と第３基準信号Ｓｂ３がオフからオンになる時点との差。
ｂｎ：第１基準信号Ｓｂ１がオンからオフになる時点と第２基準信号Ｓｂ２がオンからオフになる時点との差、又は、第１基準信号Ｓｂ１がオフからオンになる時点と第２基準信号Ｓｂ２がオフからオンになる時点との差。
ｃｎ：第２相のＰＷＭ信号のシフト量（第２シフト量）
ｄｎ：第１相のＰＷＭ信号のシフト量（第１シフト量）
【0054】
なお、上記記号のインデックスｎは、１，２であり、ある周期のＰＷＭ信号のインデックスｎを１とし、それに続く周期のＰＷＭ信号のインデックスｎを２とする。また、ｂｎ及びａｎを「相間差」と呼ぶ。具体的に、ｂｎは第１相と第２相の相間差であり、ａｎは第２相と第３相の相間差である。また、シフト方向などを説明する際に、時間が進む方向を「右」側とし、この逆方向を「左」側とする。これに対応して、一のキャリア期間Ｓｃの後半で母線電流の値を取得することを「右側取得」と呼び、一のキャリア期間Ｓｃの前半で母線電流の値を取得することを「左側取得」と呼ぶこともある。
【0055】
まず、相間差が１０μｓ以上の場合、つまり、ｂｎ及びａｎが特定の長さ以上の場合（ｂｎ≧１０μｓ、ａｎ≧１０μｓ）は、電圧指令値が比較的大きい場合に相当する。この場合、第１シフト量ｄｎは０、第２シフト量ｃｎは０である。なお、シフト量算出部９０がシフト量を算出した場合とは、本稿では、当該シフト量が０より大きい場合を指す。当該シフト量は、第１シフト量、第２シフト量だけでなく、後述の設定シフト量も含む。実際には、シフト量算出部９０は、制御上、シフト量を「０（ゼロ）」と算出してもよいことは勿論である。
【0056】
相間差が１０μｓ未満の場合、つまり、ｂｎ及びａｎが特定の長さ未満の場合（ｂｎ＜１０μｓ、ａｎ＜１０μｓ）は、電圧指令値が比較的小さい場合に相当する。
図５（ａ）は、図３（ａ）に対応して、一のキャリア期間Ｓｃ毎の後半が電流取得期間Ｐである例を示す。つまり、繰り返し「右側取得」が行われる例である。
図５（ａ）の例では、時間軸方向で隣り合うＰＷＭ信号において、ｄｎ＝１０－ｂｎ＋ｃｎが成り立ち、ｃｎ＝１０－ａｎが成り立つ。この場合に出力されるＰＷＭ信号において、第１信号Ｓ１は第１基準信号Ｓｂ１（あるいは基準位置Ｂｔ）に対して第１シフト量であるｄｎだけ右側にシフトした波形となり、第２信号Ｓ２は第２基準信号Ｓｂ２（あるいは基準位置Ｂｔ）に対して第２シフト量であるｃｎだけ右側にシフトした波形となる。
図５（ａ）は、図３（ａ）に対応して、一のキャリア期間Ｓｃ毎の後半が電流取得期間Ｐである例を示す。つまり、繰り返し「右側取得」が行われる例である。
図５（ａ）の例では、時間軸方向で隣り合うＰＷＭ信号において、ｄｎ＝１０－ｂｎ＋ｃｎが成り立ち、ｃｎ＝１０－ａｎが成り立つ。この場合に出力されるＰＷＭ信号において、第１信号Ｓ１は第１基準信号Ｓｂ１（あるいは基準位置Ｂｔ）に対して第１シフト量であるｄｎだけ右側にシフトした波形となり、第２信号Ｓ２は第２基準信号Ｓｂ２（あるいは基準位置Ｂｔ）に対して第２シフト量であるｃｎだけ右側にシフトした波形となる。
【0057】
図５（ａ）の状態では、第１～第３基準信号Ｓｂ１～Ｓｂ３の周期をＴとし、結果として出力されるＰＷＭ信号における第１信号Ｓ１、第２信号Ｓ２の周期をＴ１とすれば、以下の式が成り立つ。
第１信号Ｓ１の周期Ｔ１：Ｔ１＝Ｔ－ｄ１＋ｄ２
第２信号Ｓ２の周期Ｔ１：Ｔ１＝Ｔ－ｃ１＋ｃ２
したがって、図５（ａ）で隣り合う第１信号Ｓ１の周波数は、１／（Ｔ－ｄ１＋ｄ２）となり、図５（ａ）で隣り合う第２信号Ｓ２の周波数は、１／（Ｔ－ｃ１＋ｃ２）となる。なお、第１～第３基準信号Ｓｂ１～Ｓｂ３の周期Ｔは、キャリア波Ｃｗの周期及びキャリア期間Ｓｃと同じ長さである。
第１信号Ｓ１の周期Ｔ１：Ｔ１＝Ｔ－ｄ１＋ｄ２
第２信号Ｓ２の周期Ｔ１：Ｔ１＝Ｔ－ｃ１＋ｃ２
したがって、図５（ａ）で隣り合う第１信号Ｓ１の周波数は、１／（Ｔ－ｄ１＋ｄ２）となり、図５（ａ）で隣り合う第２信号Ｓ２の周波数は、１／（Ｔ－ｃ１＋ｃ２）となる。なお、第１～第３基準信号Ｓｂ１～Ｓｂ３の周期Ｔは、キャリア波Ｃｗの周期及びキャリア期間Ｓｃと同じ長さである。
【0058】
シフト量算出部９０は、以上のように第１シフト量及び第２シフト量の少なくともいずれかを算出したか否かにかかわらず、予め定められた設定条件を満たす場合には、第１信号Ｓ１及び第２信号Ｓ２の少なくともいずれかに対するシフト量である設定シフト量αを算出する。なお、設定条件については、判別部９１とともに説明する。設定シフト量αが算出された場合、二周期毎に、第１信号Ｓ１及び第２信号Ｓ２の少なくともいずれかが設定シフト量αだけシフトされたＰＷＭ信号が出力される。
ここで言う「二周期毎」とは、キャリア期間Ｓｃの１つ置きに相当する。つまり、一のキャリア期間Ｓｃの電流取得期間Ｐで設定シフト量αに応じてシフトされたＰＷＭ信号が出力された場合、続くキャリア期間Ｓｃの電流取得期間Ｐでは設定シフト量αに応じたシフトをＰＷＭ信号に施さない。また、一のキャリア期間Ｓｃの電流取得期間Ｐで設定シフト量αに応じたシフトをＰＷＭ信号に施さない場合、続くキャリア期間Ｓｃの電流取得期間Ｐで設定シフト量αに応じてシフトされたＰＷＭ信号が出力される。
ここで言う「二周期毎」とは、キャリア期間Ｓｃの１つ置きに相当する。つまり、一のキャリア期間Ｓｃの電流取得期間Ｐで設定シフト量αに応じてシフトされたＰＷＭ信号が出力された場合、続くキャリア期間Ｓｃの電流取得期間Ｐでは設定シフト量αに応じたシフトをＰＷＭ信号に施さない。また、一のキャリア期間Ｓｃの電流取得期間Ｐで設定シフト量αに応じたシフトをＰＷＭ信号に施さない場合、続くキャリア期間Ｓｃの電流取得期間Ｐで設定シフト量αに応じてシフトされたＰＷＭ信号が出力される。
【0059】
ここで、図５（ｂ）、（ｃ）を参照しつつ、設定シフト量αを考慮したシフト量の考え方について説明する。
【0060】
図５（ｂ）の左側のＰＷＭ信号について説明する。この例では、第１信号Ｓ１は、第１基準信号Ｓｂ１（あるいは基準位置Ｂｔ）に対して第１シフト量ｄ１に加えて設定シフト量αだけ右側にシフトした波形である。また、第２信号Ｓ２は、第２基準信号Ｓｂ２（あるいは基準位置Ｂｔ）に対して第２シフト量ｃ１に加えて設定シフト量αだけ右側にシフトした波形である。一方、図５（ｂ）の右側のＰＷＭ信号は、図５（ａ）の状態と同じである。
【0061】
図５（ｂ）の状態では、第１～第３基準信号Ｓｂ１～Ｓｂ３の周期をＴとし、結果として出力されるＰＷＭ信号における第１信号Ｓ１、第２信号Ｓ２の周期をＴ１とすれば、以下の式が成り立つ。
第１信号Ｓ１の周期Ｔ１：Ｔ１＝Ｔ－ｄ１＋ｄ２－α
第２信号Ｓ２の周期Ｔ１：Ｔ１＝Ｔ－ｃ１＋ｃ２－α
したがって、図５（ｂ）で隣り合う第１信号Ｓ１の周波数は、１／（Ｔ－ｄ１＋ｄ２－α）となり、図５（ｂ）で隣り合う第２信号Ｓ２の周波数は、１／（Ｔ－ｃ１＋ｃ２－α）となる。
第１信号Ｓ１の周期Ｔ１：Ｔ１＝Ｔ－ｄ１＋ｄ２－α
第２信号Ｓ２の周期Ｔ１：Ｔ１＝Ｔ－ｃ１＋ｃ２－α
したがって、図５（ｂ）で隣り合う第１信号Ｓ１の周波数は、１／（Ｔ－ｄ１＋ｄ２－α）となり、図５（ｂ）で隣り合う第２信号Ｓ２の周波数は、１／（Ｔ－ｃ１＋ｃ２－α）となる。
【0062】
図５（ｃ）の右側のＰＷＭ信号について説明する。この例では、第１信号Ｓ１は、第１基準信号Ｓｂ１（あるいは基準位置Ｂｔ）に対して第１シフト量ｄ２に加えて設定シフト量αだけ右側にシフトした波形である。また、第２信号Ｓ２は、第２基準信号Ｓｂ２（あるいは基準位置Ｂｔ）に対して第２シフト量ｃ２に加えて設定シフト量αだけ右側にシフトした波形である。一方、図５（ｃ）の右側のＰＷＭ信号は、図５（ａ）の状態と同じである。
【0063】
図５（ｃ）の状態では、第１～第３基準信号Ｓｂ１～Ｓｂ３の周期をＴとし、結果として出力されるＰＷＭ信号における第１信号Ｓ１、第２信号Ｓ２の周期をＴ１とすれば、以下の式が成り立つ。
第１信号Ｓ１の周期Ｔ１：Ｔ１＝Ｔ－ｄ１＋ｄ２＋α
第２信号Ｓ２の周期Ｔ１：Ｔ１＝Ｔ－ｃ１＋ｃ２＋α
したがって、図５（ｃ）で隣り合う第１信号Ｓ１の周波数は、１／（Ｔ－ｄ１＋ｄ２＋α）となり、図５（ｃ）で隣り合う第２信号Ｓ２の周波数は、１／（Ｔ－ｃ１＋ｃ２＋α）となる。
第１信号Ｓ１の周期Ｔ１：Ｔ１＝Ｔ－ｄ１＋ｄ２＋α
第２信号Ｓ２の周期Ｔ１：Ｔ１＝Ｔ－ｃ１＋ｃ２＋α
したがって、図５（ｃ）で隣り合う第１信号Ｓ１の周波数は、１／（Ｔ－ｄ１＋ｄ２＋α）となり、図５（ｃ）で隣り合う第２信号Ｓ２の周波数は、１／（Ｔ－ｃ１＋ｃ２＋α）となる。
【0064】
後述の設定条件を満たす場合、設定シフト量αによるシフトは、ＰＷＭ信号の二周期毎（キャリア期間Ｓｃの１つ置き）に行われる。そのため、図５（ｂ）の右側のＰＷＭ信号は、図５（ｃ）の左側のＰＷＭ信号に相当する。あるいは、図５（ｃ）の右側のＰＷＭ信号は、図５（ｂ）の右側のＰＷＭ信号に相当すると考えることもできる。
【0065】
なお、図５（ｂ）、（ｃ）の例では、ｄｎ，ｃｎが０より大きいように示されているが、ｄｎ，ｃｎが０である場合もある。
【0066】
また、図５（ｂ）、（ｃ）の例では、第１相及び第２相ともにαでシフトされているが、第１相のみαでシフトするパターンも採用できる。これを考慮すると、時間軸方向で隣り合うＰＷＭ信号のうち、先の信号と後の信号のいずれかをαでシフトするパターンとしては、図８（ａ）に示すパターン１～４となる。
パターン１：先の信号の第１相及び第２相ともにαでシフト。
パターン２：後の信号の第１相及び第２相ともにαでシフト。
パターン３：先の信号の第１相のみαでシフト。
パターン４：後の信号の第１相のみαでシフト。
なお、先の信号と後の信号のいずれかで、第２相のみαでシフトするパターンは、相間差を保てなくなる虞があるので、上記パターンには含めていない。
パターン１：先の信号の第１相及び第２相ともにαでシフト。
パターン２：後の信号の第１相及び第２相ともにαでシフト。
パターン３：先の信号の第１相のみαでシフト。
パターン４：後の信号の第１相のみαでシフト。
なお、先の信号と後の信号のいずれかで、第２相のみαでシフトするパターンは、相間差を保てなくなる虞があるので、上記パターンには含めていない。
【0067】
以上のようにシフト量算出部９０によって算出されるシフト量に応じて、ＰＷＭ信号生成部８０は、以下のように、三相のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐを出力する。
【0068】
ＰＷＭ信号生成部８０は、（ｉ）三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に応じて定まる第１信号Ｓ１、第２信号Ｓ２及び第３信号Ｓ３の各々のデューティ比が保たれた三相のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐであって、（ｉｉ）第１シフト量が算出された場合には、第１シフト量に応じて第１信号Ｓ１がシフトされ、（ｉｉｉ）第２シフト量が算出された場合には、第２シフト量に応じて第２信号Ｓ２がシフトされ、（ｉｖ）さらに、後述の設定条件を満たす場合には、第１シフト量及び第２シフト量の少なくともいずれかに応じて第１信号Ｓ１及び第２信号Ｓ２の少なくともいずれかがシフトされるか否かにかかわらず、二周期毎に、第１信号Ｓ１及び第２信号Ｓ２のうち少なくとも第１信号Ｓ１が設定シフト量αに応じてシフトされた三相のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐを出力する。
【0069】
なお、第１信号Ｓ１が設定シフト量αに応じてシフトされる場合のシフト方向は、第１期間Ｐ１を長くする方向であり、第１シフト量によるシフト方向と同じである。また、第２信号Ｓ２が設定シフト量αに応じてシフトされる場合のシフト方向は、第２期間Ｐ２を長くする方向であり、第２シフト量によるシフト方向と同じである。本実施形態は、「右側取得」の例であるため、各シフト量によるシフト方向は、全て右方向である。
【0070】
電圧指令値調整部８１は、シフト量算出部９０によって算出されたシフト量でのシフトを実現すべく、当該シフト量に応じた値を三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に加減算することで、三相の調整後電圧指令値Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊を算出する。つまり、ＰＷＭ信号生成部８０は、三相の調整後電圧指令値Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊をキャリア波Ｃｗで変調することで、シフト量に応じてシフトされた三相のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐを生成し出力する。
【0071】
ここで、図６に示すように、三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の一周期分の位相を考えた場合に、６０°毎に現れるエリア（期間）をＡ～Ｆとする。このようにエリアを定義した場合、Ｕ相のＰＷＭ信号Ｕｐに対するシフト量のパターンを図７にまとめる。図から理解できるように、ＰＷＭ信号Ｕｐは、エリアＡ，Ｂで第１信号Ｓ１となり、エリアＣ，Ｆで第２信号Ｓ２となり、エリアＤ，Ｅで第３信号Ｓ３となる。図示しないが、ＰＷＭ信号Ｖｐは、エリアＣ，Ｄで第１信号Ｓ１となり、エリアＥ，Ｂで第２信号Ｓ２となり、エリアＦ，Ａで第３信号Ｓ３となる。また、ＰＷＭ信号Ｗｐは、エリアＥ，Ｆで第１信号Ｓ１となり、エリアＡ，Ｄで第２信号Ｓ２となり、エリアＢ，Ｃで第３信号Ｓ３となる。
【0072】
図８（ｂ）は、図６に示すエリア毎における上記実施形態（実施例）によるスイッチング周波数を、他の例（シフトなし、比較例）とともに示した表である。「実施例」の項では、パターン１とパターン２が交互に実施される場合の周波数の変化と、パターン３とパターン４が交互に実施される場合の周波数の変化を示した。「シフトなし」では、キャリア周波数がそのままスイッチング周波数となる。「比較例」は、設定シフト量αが存在しない場合の例である。図８（ｂ）の表を参照すると、「実施例」は「比較例」に比べ、瞬時のスイッチング周波数を意図的に変化させることができていることが分かる。
【0073】
図２に戻って、判別部９１は、コンプレッサ用のモータＭ１及びファンモータＭ２の回転数を取得し、取得したモータＭ１及びファンモータＭ２の回転数に応じて設定条件を満たすか否かを判別する。なお、判別部９１がモータＭ１及びファンモータＭ２の回転数を取得するとは、外部から当該回転数の実測値を取得することだけでなく、制御回路３０の機能で推定した当該回転数の推定値を取得または算出することを含む。当該回転数の取得または算出手法は、公知の手法を適宜採用できる。例えば、判別部９１は、ベクトル制御部６０から取得した回転速度ω、又は、ベクトル制御部６０と同様の手法で推定した回転速度ωを、モータＭ１の回転数としてもよい。また、判別部９１は、ファンモータＭ２の各相に流れる電流を検出する電流センサ（図示せず）から取得した値に基づいてファンモータＭ２の回転数（回転速度）を推定してもよい。
【0074】
ここで、空気調和機のコンプレッサ用のモータＭ１、ファンモータＭ２の回転数が比較的高い場合には、相対的に、ユーザは、キャリア周波数に起因する雑音が気にならなくなる。この特性を考慮し、設定条件は以下のようにして予め定められる。
【0075】
図９（ａ）に示すように、モータＭ１の回転数をＸとすると、回転数Ｘの閾値として、０よりも大きい第１閾値Ｆ１と、第１閾値Ｆ１よりも大きい第２閾値Ｆ２が予め定められている。また、図９（ｂ）に示すように、ファンモータＭ２の回転数をｙとすると、回転数ｙの閾値として、０よりも大きい第３閾値ｆ１と、第３閾値ｆ１よりも大きい第４閾値ｆ２が予め定められている。
【0076】
判別部９１は、モータＭ１の回転数Ｘが第２閾値Ｆ１以上で、且つ、ファンモータＭ２の回転数ｘが第４閾値ｆ２以上である第１の場合に設定条件を満たさないと判別する。つまり、第１の場合とは、Ｆ２≦Ｘ、且つ、ｆ２≦ｘの場合である。この場合、図９（ｃ）に示すように、設定シフト量αは０（ゼロ）である。
【0077】
一方、判別部９１は、第１の場合以外の第２の場合に設定条件を満たすと判別する。つまり、第２の場合とは、モータＭ１の回転数Ｘが第２閾値Ｆ２未満（Ｘ＜Ｆ２）と、ファンモータＭ２の回転数ｘが第４閾値ｆ２未満（ｘ＜ｆ２）との少なくともいずれかを満たす場合である。
【0078】
判別部９１によって設定条件を満たすと判別された場合、シフト量算出部９０は、設定シフト量αの予め定められた最大値をβとすると、下記［数３］に基づいてＹを算出するとともに、下記［数４］に基づいてｙを算出する。そして、シフト量算出部９０は、Ｙ≠ｙの場合は、Ｙとｙのいずれか大きい方を設定シフト量αとして算出し、Ｙ＝ｙの場合は、Ｙ又はｙを設定シフト量αとして算出する。
【0079】
【数3】
【0080】
【数4】
【0081】
図９（ａ）は［数３］に従うグラフであり、図９（ｂ）は［数４］に従うグラフである。図９（ｃ）は、回転数Ｘ、ｘの条件に応じて算出される設定シフト量αの値を示す。なお、第１閾値Ｆ１と第３閾値ｆ１は異なっていても同じでもよい。また、第２閾値Ｆ２と第４閾値ｆ２は異なっていても同じでもよい。また、最大値βは、キャリア期間Ｓｃの１／４以下の長さであれば任意に設定可能である。
【0082】
図１０（ａ）～（ｃ）は、図８（ｂ）で説明した比較例及び実施例のシミュレーション結果である。図１０（ａ）～（ｃ）では、周波数５ｋＨｚのキャリア波Ｃｗを用い、電圧指令値として±５Ｖピークの正弦波を用いた。この電圧指令値では、相間差ｂｎ，ａｎが１０μｓ未満の場合に相当する。また、実施例１はパターン１とパターン２が交互に出現する例であり、実施例２はパターン３とパターン４が交互に出現する例であり、ともに設定シフト量αを１０μｓとした。なお、このシミュレーション結果は、Ｕ相のものであるが、Ｖ相、Ｗ相についても同様に考えることができる。
【0083】
図１０（ａ）に示す比較例では、スイッチング周波数が時間に対してほぼ変化せず、また、スイッチング周波数の発生頻度を見ても、キャリア波Ｃｗの周波数とあまり変化していないことが分かる。一方、図１０（ｂ）に示す実施例１では、電圧周期の２／３の範囲で、キャリア周波数に対して約±２５０Ｈｚの可変が実現できていることが分かる。また、図１０（ｃ）に示す実施例２では、電圧周期の１／３の範囲で、キャリア周波数に対して約±２５０Ｈｚの可変が実現できていることが分かる。
【0084】
図１１（ａ）～（ｃ）は、周波数５ｋＨｚのキャリア波Ｃｗを用い、電圧指令値として±１００Ｖピークの正弦波を用いた場合の比較例及び実施例のシミュレーション結果である。この電圧指令値では、相間差ｂｎ，ａｎが１０μｓ以上の場合に相当する。なお、電圧ピーク以外の条件は図１０と同様である。また、このシミュレーション結果は、Ｕ相のものであるが、Ｖ相、Ｗ相についても同様に考えることができる。
【0085】
図１１（ａ）に示す比較例では、スイッチング周波数が時間に対してほぼ変化せず、また、スイッチング周波数の発生頻度を見ても、キャリア波Ｃｗの周波数とあまり変化していないことが分かる。一方、図１１（ｂ）に示す実施例１では、電圧周期の２／３の範囲で、キャリア周波数に対して約±２５０Ｈｚの可変が実現できていることが分かる。また、図１１（ｃ）に示す実施例２では、電圧周期の１／３の範囲で、キャリア周波数に対して約±２５０Ｈｚの可変が実現できていることが分かる。
【0086】
以上のように、本実施形態のモータ制御装置１００によれば、１シャント方式でのモータ電流の検出タイミングを確保しつつ、結果として出力されるＰＷＭ信号の周波数（スイッチング周波数）を瞬時的に変化させることができる。これにより、キャリア周波数に起因する雑音を低減することができる。また、これを実現するための演算は上記のように単純であるため、モータ制御装置１００による制御は簡易である。さらに、本実施形態のモータ制御装置１００は、設定条件を満たす場合にのみ設定シフトαを考慮したＰＷＭ信号のシフトを実行するため、キャリア周波数に起因する雑音を特に低減する必要がない場合に、制御の安定性が損なわれることを防止できる。
【0087】
なお、本発明は以上の実施形態及び図面によって限定されるものではない。本発明の要旨を変更しない範囲で、適宜、変更（構成要素の削除も含む）を加えることが可能である。
【0088】
以上では、三相変調方式でインバータ１０を制御する例を示したが、モータ制御装置１００は、二相変調方式でインバータ１０を制御してもよい。二相変調方式の場合、一のキャリア期間Ｓｃにおける第３信号Ｓ３は、常時オフ（デューティ比が０）となる。この場合、第２期間Ｐ２が特定の長さ未満となる事態は生じないと考えられるため、シフト量算出部９０は第２シフト量を０とすればよい（第２シフト量を算出しなければよい）。この点以外は上記と同様の手法で、１シャント方式でのモータ電流の検出タイミングを確保しつつ、キャリア周波数に起因する雑音を低減することができる。
【0089】
図３（ｂ）に示すように、キャリア期間Ｓｃ毎の前半が電流取得期間Ｐであってもよい。この場合、「左側取得」となるため、各シフト量によるシフト方向は、全て左方向である。また、以上では、キャリア波Ｃｗが三角波の例を示したが、キャリア期間Ｓｃの中で上記の各シフト量に応じたＰＷＭ信号のシフトが可能である限りにおいては、キャリア波Ｃｗは三角波に限られず、のこぎり波などであってもよい。
【0090】
以上では、パターン１とパターン２が交互に出現する例（第１相及び第２相ともにαでシフト）と、パターン３とパターン４が交互に出現する例（第１相のみαでシフト）を示したが、パターンの組み合わせはこれに限られない。パターン１とパターン４が交互に出現するようにしてもよいし、パターン３とパターン２が交互に出現するようにしてもよい。
【0091】
以上では、二周期毎（キャリア期間Ｓｃの１つ置き）に、第１信号Ｓ１及び第２信号Ｓ２のうち少なくとも第１信号Ｓ１が設定シフト量αに応じてシフトされた三相のＰＷＭ信号を出力する例を示したが、これに限られない。ＰＷＭ信号生成部８０は、キャリア期間Ｓｃの２つ置き、３つ置きといった複数周期毎に、第１信号Ｓ１及び第２信号Ｓ２のうち少なくとも第１信号Ｓ１が設定シフト量αに応じてシフトされた三相のＰＷＭ信号を出力するようにしてもよい。こうした場合でも、スイッチング周波数をキャリア周波数に対してずらすことができるため、キャリア周波数に起因する雑音を低減することができる。
【0092】
以上では、電圧指令値調整部８１で電圧指令値を加減算することで、前記の条件を満たす三相のＰＷＭ信号を生成して出力する例を示したが、これに限られない。ＰＷＭ信号生成部８０は、三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をそのままキャリア波Ｃｗで変調したＰＷＭ信号として、基準ＰＷＭ信号をまず生成し、生成した基準ＰＷＭ信号を、各シフト量及びシフト方向に応じて時間軸方向にシフトさせることでＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐを生成し、インバータ１０へ出力してもよい。
【0093】
以上では、上記動作を実現するプログラムが制御回路３０のＲＯＭに予め記憶されているものとしたが、着脱自在の記録媒体により配布・提供されてもよい。また、当該プログラムは、制御回路３０と接続された他の機器からダウンロードされるものであってもよい。また、制御回路３０は、他の機器と電気通信ネットワークなどを介して各種データの交換を行うことによりプログラムに従う各処理を実行してもよい。
【0094】
以上の説明では、本発明の理解を容易にするために、公知の技術的事項の説明を適宜省略した。
【0095】
本発明の実施の形態を説明したが、この実施の形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。この実施の形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。この実施の形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【0096】
１００…モータ制御装置、３…直流電源
１０…インバータ、Ｍ１…モータ
２０…ファンモータ駆動回路、Ｍ２…ファンモータ
２１…電流検出回路、Ｒ…シャント抵抗、Ｓｉ…検出信号
３０…制御回路
４０…電流取得部、４１…Ａ／Ｄ変換部、４２…Ａ／Ｄ変換制御部
５０…三相電流演算部
６０…ベクトル制御部
６１…電流変換部、６２…二軸電流指令値演算部、６３…電圧指令値演算部
７０…キャリア波生成部、Ｃｗ…キャリア波、Ｓｃ…キャリア期間
８０…ＰＷＭ信号生成部
８１…電圧指令値調整部、８２…ＰＷＭ信号出力部
９０…シフト量算出部
９１…判別部
Ｓ１…第１信号、Ｓ２…第２信号、Ｓ３…第３信号
Ｓｂ１…第１基準信号、Ｓｂ２…第２基準信号、Ｓｂ３…第３基準信号
Ｐ…電流取得期間、Ｐ１…第１期間、Ｐ２…第２期間、Ｂｔ…基準位置
１０…インバータ、Ｍ１…モータ
２０…ファンモータ駆動回路、Ｍ２…ファンモータ
２１…電流検出回路、Ｒ…シャント抵抗、Ｓｉ…検出信号
３０…制御回路
４０…電流取得部、４１…Ａ／Ｄ変換部、４２…Ａ／Ｄ変換制御部
５０…三相電流演算部
６０…ベクトル制御部
６１…電流変換部、６２…二軸電流指令値演算部、６３…電圧指令値演算部
７０…キャリア波生成部、Ｃｗ…キャリア波、Ｓｃ…キャリア期間
８０…ＰＷＭ信号生成部
８１…電圧指令値調整部、８２…ＰＷＭ信号出力部
９０…シフト量算出部
９１…判別部
Ｓ１…第１信号、Ｓ２…第２信号、Ｓ３…第３信号
Ｓｂ１…第１基準信号、Ｓｂ２…第２基準信号、Ｓｂ３…第３基準信号
Ｐ…電流取得期間、Ｐ１…第１期間、Ｐ２…第２期間、Ｂｔ…基準位置
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
