特開 2023-136443 擬似共振スイッチング電源装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2023136443

(43)【公開日】2023-09-29

(54)【発明の名称】擬似共振スイッチング電源装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20230922BHJP

   H02M 3/28 20060101ALI20230922BHJP

【ＦＩ】

H02M3/155 Q

H02M3/28 Q

【審査請求】未請求

【請求項の数】7

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022042113

(22)【出願日】2022-03-17

(71)【出願人】

【識別番号】000106276

【氏名又は名称】サンケン電気株式会社

(72)【発明者】

【氏名】吉永 充達

(72)【発明者】

【氏名】中野 利浩

【テーマコード（参考）】

5H730

【Ｆターム（参考）】

5H730AA04

5H730AS04

5H730AS11

5H730BB14

5H730BB43

5H730BB57

5H730BB61

5H730CC01

5H730DD04

5H730EE02

5H730EE07

5H730EE57

5H730EE58

5H730EE59

5H730FD01

5H730FD11

5H730FD18

5H730FD24

5H730FF09

5H730FF19

5H730FG05

(57)【要約】

【課題】擬似共振スイッチング電源装置のボトム検出の精度を上げる。
【解決手段】擬似共振スイッチング電源装置１の制御部１０は、リアクトルＬ１の２次巻線ｎ２の巻線電圧Ｖ１４と基準電圧Ｖｒｅｆ２とを比較するコンパレータＣＰ１と、コンパレータＣＰ１の出力信号のエッジを検出してボトム信号を出力するボトム検出部１３を有し、ボトム検出部１３は初回のボトム検出後に基準電圧Ｖｒｅｆ２の電圧値を下限値まで変化させて、巻線電圧Ｖ１４のリンギング電圧と可変された基準電圧とが交差するようにしたことを特徴とする。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

リンギング電圧と基準電圧とを比較することでリンギング電圧のボトムを検出してボトム信号を出力するボトム検出部を有し、
軽負荷時には前記ボトム検出回路で検出したボトムタイミングに合わせてスイッチングオン動作に入る擬似共振スイッチング電源装置の制御回路であって、
前記リンギング電圧に応じて、前記基準電圧の電圧値を変化させて、前記リンギング電圧と可変された前記基準電圧とが交差するようにしたことを特徴とする擬似共振スイッチング電源装置の制御回路。

【請求項2】

前記基準電圧の電圧値は、前記リンギング電圧と前記基準電圧の初期設定電圧とが交差した以降に経過時間に比例させて、前記初期設定電圧より低い第２の設定電圧まで変化させることを特徴とする請求項１記載の擬似共振スイッチング電源装置の制御回路。

【請求項3】

前記基準電圧の電圧値は、前記リンギング電圧と前記基準電圧の初期設定電圧とが交差し、以降のボトムを検出する毎に、前記初期設定電圧より低い第２の設定電圧まで段階的に変化させることを特徴とする請求項１記載の擬似共振スイッチング電源装置の制御回路。

【請求項4】

前記基準電圧の電圧値は、前記リンギング電圧と前記基準電圧の初期設定電圧とが交差した以降に経過時間に比例させて、前記初期設定電圧より高い第３の設定電圧まで変化させることを特徴とする請求項１記載の擬似共振スイッチング電源装置の制御回路。

【請求項5】

前記基準電圧の電圧値は、前記リンギング電圧と前記基準電圧の初期設定電圧とが交差し、以降のボトムを検出する毎に、前記初期設定電圧より高い第３の設定電圧まで段階的に変化させることを特徴とする請求項１記載の擬似共振スイッチング電源装置の制御回路。

【請求項6】

前記擬似共振スイッチング電源装置の制御回路は、デジタル制御であることを特徴とする請求項１乃至５項記載の擬似共振スイッチング電源装置の制御回路。

【請求項7】

前記擬似共振スイッチング電源装置の制御回路は集積回路で構成されたことを特徴とする請求項１乃至６項記載の擬似共振スイッチング電源装置の制御機能を備えた半導体装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は負荷の軽重によってスイッチング周波数が変動する擬似共振スイッチング電源装置に関し、特に軽負荷時における擬似共振スイッチング電源装置のスイッチング損失を低減する技術に関する。

【背景技術】

【0002】

従来の擬似共振スイッチング電源装置の制御回路として、特許文献１に記載された軽負荷時にボトム検出回路で検出したボトムタイミングに合わせてスイッチングオン動作に入る擬似共振スイッチング電源装置の制御回路が知られている。この制御回路は、軽負荷時においてボトム検出回路がボトムを検出できなくなる前に、ボトム検出が所定回数に達したときに、ボトム検出信号に代わるダミー信号をカウントする機能を備えたことを特徴としている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】特許６０３７２０７号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

しかしながら、特許文献１に記載されたスイッチング電源装置にあっては、ダミー信号を生成する発振器を備える必要があり、かつ、あらかじめ決めた周波数でリンギング周波数に対応させる必要があった。このため、ダミー信号に基づいても正確なボトムタイミングが取れない可能性があった。
また、制御回路のボトム検出からターンオン信号を出力するまでの処理時間が長い場合、予めその処理時間を見込んでボトム手前のリンギング波形で検出する必要がある。
本発明は、リンギング波形のボトムで正確にターンオンすることができるスイッチング電源装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0005】

上記課題を解決するために、本発明は、リンギング電圧と基準電圧とを比較することでボトムを検出してボトム検出信号を出力するボトム検出回路を有し、
軽負荷時には前記ボトム検出回路で検出したボトムタイミングに合わせてスイッチングオン動作に入る擬似共振スイッチング電源装置の制御回路であって、
前記リンギング電圧に応じて、前記基準電圧の電圧値を変化させて、前記リンギング電圧と可変された前記基準電圧とが交差するようにしたことを特徴とする。

【発明の効果】

【0006】

本発明によれば、リンギング電圧が時間経過とともに減衰するのに合わせて、基準電圧の電圧値を下限値まで変化させることで、制御回路の処理時間を考慮したボトムタイミングを確実に検出することができる。
また、擬似共振スイッチング電源装置の制御回路の回路規模を大きくせずに、ボトム検出を確実に行えることができる。

【図面の簡単な説明】

【0007】

【図1】本発明の実施例１のスイッチング電源装置の回路ブロック図である。

【図2】本発明の実施例１のスイッチング電源装置の閾値可変電圧の特性図の一例を示す図である。

【図3】本発明の実施例１の擬似共振スイッチング電源装置１における軽負荷条件での各部動作波形を示す図である。

【図4】本発明の実施例１のスイッチング電源装置の応用例を示す回路ブロック図である。

【図5】図４に示すスイッチング電源装置の閾値可変電圧の特性図の一例を示す図である。

【図6】本発明の実施例２のスイッチング電源装置の回路ブロック図である。

【図7】本発明の実施例１のスイッチング電源装置の擬似共振とボトムスキップ制御を説明するためのタイミングチャートである。

【発明を実施するための形態】

【0008】

以下、本発明のスイッチング電源装置のいくつかの実施の形態を図面を参照しながら詳
細に説明する。

【実施例0009】

図１は本発明の実施例１の擬似共振スイッチング電源装置の回路図である。
図１に示す擬似共振スイッチング電源装置１は、交流電源ＡＣからの交流電圧を全波整流して直流電圧に変換し、負荷であるＬＥＤ４０に流れるＩｌｅｄ電流を外部調光装置３０からの信号に基づき調整するよう前記直流電圧を擬似共振スイッチング回路を介して制御を行うスイッチング電源装置を示す。
図１に示す擬似共振スイッチング電源装置１において、全波整流回路ＤＢが交流電源ＡＣからの交流電圧を全波整流して全波整流電圧Ｖｉｎを抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との直列回路の両端に出力する。交流電源１と全波整流回路ＤＢとからなる構成を、バッテリ等のように直流入力電圧を出力する直流電源とみなすこともできる。

【0010】

抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との直列回路の両端には、リアクトルＬ１とスイッチング素子Ｑ１との直列回路が接続される。スイッチング素子Ｑ１は、ＭＯＳＦＥＴからなり、スイッチング素子Ｑ１のドレイン－ソース間には、ダイオードＤ１とコンデンサＣ２との直列回路が接続される。コンデンサＣ２の両端には抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６との直列回路が接続される。

【0011】

このスイッチング電源装置は、交流電源ＡＣからの交流電圧を整流して直流入力電圧に変換し、直流入力電圧をリアクトルＬ１とスイッチング素子Ｑ１との直列回路を介してスイッチングすることにより得られた電圧をダイオードＤ１とコンデンサＣ２との整流平滑回路により整流平滑して所定の出力電圧Ｖｏｕｔを得る。
出力電圧Ｖｏｕｔには、ＬＥＤ４０が接続される。ＬＥＤ４０に流れる電流Ｉｌｅｄは外部調光装置３０の指令値により制御部１０を介して調光される。

【0012】

制御部１０は、マイクロ・コントロール・ユニット（ＭＣＵ）からなり、直流入力電圧Ｖｉｎを抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とにより分圧した入力電圧信号と、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６とにより分圧した出力電圧信号と、前述の各信号からスイッチング素子Ｑ１のオン時間を演算し、得られたオン時間に基づきスイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御することにより、出力電圧を所定値にさせるとともに、力率を改善する。

【0013】

制御部１０は、アナログデジタル変換器ＡＤＣ１，ＡＤＣ２、ＡＤＣ３、フィードバック制御部１１、コンパレータ１２、ボトム計数１３、ボトムスキップ制御部１４、ＰＷＭ波形形成部１５、基準電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２を備えている。

【0014】

アナログデジタル変換器ＡＤＣ１は、全波整流電圧Ｖｉｎを抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とで分圧した電圧をデジタル値Ｖ１１に変換してボトムスキップ制御部１４に出力する。

【0015】

アナログデジタル変換器ＡＤＣ２は、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６とで分圧した電圧をデジタル値Ｖ１２に変換してフィードバック制御部１１とボトムスキップ制御部１４に出力する。

【0016】

アナログデジタル変換器ＡＤＣ３は、ＬＥＤ電流Ｉｌｅｄを検出した抵抗Ｒ７の電圧をデジタル値Ｖ１３に変換してフィードバック制御部１１に出力する。

【0017】

コンパレータ１２は、リアクトルＬ１のリンギング波形のボトムタイミングを検出する役割を担い、リアクトルＬ１の２次巻線ｎ２の巻線電圧がダイオードＤ２、抵抗Ｒ３、Ｒ４を介して入力される。

【0018】

フィードバック制御部１１は、アナログデジタル変換器ＡＤＣ２からの出力電圧Ｖｏｕｔに基づくデジタル値Ｖ１２またはアナログデジタル変換器ＡＤＣ３からのＬＥＤ電流Ｉｌｅｄに基づくデジタル値Ｖ１３のいずれか電圧の大きい方と基準値Ｖｒｅｆとの誤差に基づき、次のスイッチング周期におけるスイッチング素子Ｑ１のオン時間を算出する。（定常動作では、ＡＤＣ３からのＬＥＤ電流Ｉｌｅｄに基づくデジタル値Ｖ１３と基準値Ｖｒｅｆとの誤差に基づきオン時間を算出する。）オン時間の制御は、比例積分（ＰＩ）制御で行い、応答時間を遅くすることで、図７に示すように、直流入力電圧Ｖｉｎの一周期でのオン時間（例えば時刻ｔ1～ｔ２、ｔ３～ｔ４）が一定となるようにしている。

【0019】

これにより、入力電流ＩＩＮの平均値は、直流入力電圧Ｖｉｎに比例した形となるため、力率改善効果も得られる。

【0020】

ボトムスキップ制御部１４は、スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔｏｎと直流入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔ（またはＬＥＤ電流Ｉｌｅｄ）とに基づき、次のスイッチング周期におけるスイッチング素子Ｑ１のオフ時間Ｔｏｆｆを算出する。

【0021】

昇圧タイプで且つ臨界モード（リアクトルＬ１に流れる電流がゼロとなるモード）時のスイッチング素子Ｑ１のボトムスキップ制御部１４の演算処理の詳細を説明する。オン時間をＴｏｎとしたとき、リアクトルＬ１に流れる電流ピークＩｐは式（１）で求められる。

【0022】

Ｉｐ＝Ｖｉｎ×Ｔｏｎ／Ｌ …（１）
Ｖｉｎは直流入力電圧、ＬはリアクトルＬ１（1次巻線ｎ１）のインダクタンス値である。

【0023】

電流ピークがＩｐのとき、臨界モード動作となるためのオフ時間Ｔｏｆｆは式（２）で
求められる。

【0024】

Ｉｐ－（Ｖｏｕｔ－Ｖｉｎ）×Ｔｏｆｆ／Ｌ＝０
Ｉｐ＝（Ｖｏｕｔ－Ｖｉｎ）×Ｔｏｆｆ／Ｌ
Ｔｏｆｆ＝Ｉｐ／（Ｖｏｕｔ－Ｖｉｎ）／Ｌ
＝（Ｖｉｎ×Ｔｏｎ／Ｌ）／（Ｖｏｕｔ－Ｖｉｎ）／Ｌ
＝（Ｖｉｎ×Ｔｏｎ）／（Ｖｏｕｔ－Ｖｉｎ） …（２）
（２）式から、リアクトル電流がゼロとなるタイミングは、直流入力電圧Ｖｉｎと出力電
圧Ｖｏｕｔとの差、電流のピーク値Ｉｐとインダクタンス値Ｌにより決定される。また、
臨界モードにおける電流のピーク値Ｉｐは、直流入力電圧Ｖｉｎとオン時間Ｔｏｎとイン
ダクタンス値Ｌにより決定される。

【0025】

従って、リアクトル電流がゼロとなるタイミングは、直流入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖ
ｏｕｔとオン時間Ｔｏｎとから求めることができる。
従って、ボトムスキップ制御部１４は、スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔｏｎと直流入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとから、リアクトル電流がゼロとなるタイミングを求めることで、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間を算出することができる。

【0026】

ボトムスキップ制御部１４は、本発明の演算部・制御部に相当し、算出されたオフ時間とオン時間とを合計したスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周期Ｔに基づきスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数ｆを算出する。なお、軽負荷の場合には、算出されたスイッチング周波数ｆと基準周波数との比較結果に基づき、基準周波数となるようにスイッチング素子Ｑ１を制御する。

【0027】

例えば、外部調光装置３０の指令値によりＬＥＤ４０に流れる電流Ｉｌｅｄが微小電流に設定されると、スイッチング電源装置１は軽負荷状態になり、ボトムスキップ制御部１４にて算出されるスイッチング周波数ｆは上昇してしまう。ここで、ボトムスキップ制御部１４は、算出された周波数が予め設定された基準周波数を超えた場合に、基準周波数をベースに算出された周期となるように調整を行う。これにより、基準周波数をベースに算出された周期に対して実際のオフ時間は短いにもかかわらず長いオフ時間が与えられる。その結果、スイッチング素子Ｑ１の両端電圧（ドレイン－ソース間電圧）Ｖｄｓにおいてリンギングが発生することになる。ここで、ボトムスキップ制御部１４は外部調光装置３０の指令値および直流入力電圧Ｖｉｎを基に1回乃至複数回のボトムスキップ数を設定し、ボトム計数部からのボトムを検出した信号をカウントしてスイッチング素子Ｑ１のターンオンを行う。

【0028】

ボトムスキップ制御部１４は、スイッチング素子Ｑ１のオフ時に両端電圧（ドレイン－ソース間電圧）Ｖｄｓが減衰振動する際のボトムタイミングを図1に示すリアクトルＬ１の２次巻線ｎ２から、抵抗Ｒ３、Ｒ４を介して信号Ｖ１４を得る。このリアクトルＬ１の２次巻線ｎ２の信号Ｖ１４は、コンパレータ１２の非反転端子に入力される。コンパレータ１２の反転端子には基準電圧Ｖｒｅｆ２が接続されている。ここで、信号Ｖ１４は基準電圧Ｖｒｅｆ２と比較され、比較された結果がボトム検出信号としてボトム計数部１３へ出力される。ボトム計数部１３は、ボトム検出信号のダウンエッジを検出してボトム計数をカウントするとともに、ボトムスキップ制御部１４へボトムタイミング信号として出力する。

【0029】

ＰＷＭ波形形成部１８は、ボトムスキップ制御部１４からの信号に基づきＰＷＭ信号を
生成し、生成されたＰＷＭ信号をドライバ（Ｄｒｖ）２０を介してスイッチング素子Ｑ１
のゲートに出力する。

【0030】

ここで図２に示すように、ボトム計数部１３は、ボトム検出信号の初回のダウンエッジを検出した直後に基準電圧Ｖｒｅｆ２を減衰させて、コンパレータ１２の閾値を変化させる。
この基準電圧Ｖｒｅｆ２は、図２（ａ）、（ｃ）に示すようなボトム検出信号の初回のダウンエッジを検出した直後からの経過時間とともに初期値から変化させ、下限値となる所定のＭｉｎ電圧まで低下させる。
あるいは、図２（ｂ）、（ｄ）に示すようなボトム検出信号の初回のダウンエッジを検出した直後から経過時間または初回からのボトム計数のカウントとともに基準電圧Ｖｒｅｆ２の電圧を所定の閾値分だけ段階的に変化させ、下限値となる所定のＭｉｎ電圧まで低下させる。
すなわち、ボトム計数部１３は、図２（ｃ）、（ｄ）に示すようにスイッチング素子Ｑ１のオフ時に両端電圧（ドレイン－ソース間電圧）Ｖｄｓが減衰振動する際のリンギング電圧の減衰とともに、コンパレータ１２の閾値（Ｖｒｅｆ２）を変化させていくことで、リンギング電圧に沿ったボトム検出を確実に行うことができる。また、リンギング電圧の減衰に伴ってコンパレータ１２の閾値（Ｖｒｅｆ２）を変化させていくので、閾値（Ｖｒｅｆ２）の初期値を高い状態からスタートできるのでノイズに対する誤検出も少なくなる利点がある。
また、基準電圧Ｖｒｅｆ２の可変動作は、マイクロ・コントロール・ユニット（ＭＣＵ）を使うことで特別な回路を使用することなく設定できるので、回路規模を大きくせずに実現可能である。

【0031】

図３は、本発明の実施例１の擬似共振スイッチング電源装置１における軽負荷条件での各部動作波形を示す図である。図３に示す波形の上からリアクトルＬ１の２次巻線ｎ２電圧波形、信号Ｖ１４波形、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流波形を示す。
リアクトルＬ１の２次巻線ｎ２電圧のリンギングの減衰の傾斜に対して、信号Ｖ１４のリンギングの減衰の傾斜は少し大きくなっている。
参考までに、図３の信号Ｖ１４波形上に基準電圧Ｖｒｅｆ２のリニアに減衰する傾斜を記載しているが、設定においては基準電圧Ｖｒｅｆ２の傾斜を信号Ｖ１４の傾斜に合わせて補正することが望ましい。

【0032】

図４は、本発明の実施例１のスイッチング電源装置の応用例を示す回路ブロック図である。
また、図５は、図４に示すスイッチング電源装置の閾値可変電圧の特性図の一例である。
応用例の図４と図１とが異なる点は、図４が、図１のリアクトルＬ１の２次巻線ｎ２の極性を反転し、負電圧となる信号を基準電圧（Ｖｒｅｆ１など）で抵抗Ｒ４を介して正バイアスすることでボトム信号を得るものである。なお、その他の同一構成となる部分に関しては同じ符号で表示する。
ここで、図５に示すように、ボトム計数部１３は、ボトム検出信号の初回のダウンエッジを検出した直後に基準電圧Ｖｒｅｆ２を増加させて、コンパレータ１２の閾値を変化させる。
この基準電圧Ｖｒｅｆ２は、図５（ａ）に示すようなボトム検出信号の初回のダウンエッジを検出した直後からの経過時間とともに初期値から変化させ、上限値となる所定のＭａｘ電圧まで上昇させる。
あるいは、図５（ｂ）に示すようなボトム検出信号の初回のダウンエッジを検出した直後から経過時間または初回からのボトム計数のカウントとともに基準電圧Ｖｒｅｆ２の電圧を所定の閾値分だけ段階的に変化させ、上限値となる所定のＭａｘ電圧まで上昇させる。
これにより、図２と同様に正確なボトムタイミングを検出することができる。

【実施例0033】

図６は、本発明の実施例２のスイッチング電源装置の回路ブロック図である。
図６に示す擬似共振スイッチング電源装置１ｂは、非絶縁バックコンバータ構成の実施例１に対して、非絶縁バックコンバータ構成を絶縁型のフライバックコンバータ構成に置き換えたものである。同一構成となる部分に関しては同じ符号で表示するものとする。

【0034】

図６に示す擬似共振スイッチング電源装置１ｂは、図１のリアクトルＬ１をトランスＴ１に置き換えたものである。それに伴い1次側回路においては、トランスＴ１の1次巻線Ｐ１のリセットを行うためのスナバ回路（ダイオードＤ３、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ８）が追加されている。また、リアクトルＬ１の２次巻線ｎ２に対してトランスＴ１の３次巻線Ｐ２が対応する。制御部１０ｂにおいては、制御部１０と比較してアナログデジタル変換器ＡＤＣ３が削除され、アナログデジタル変換器ＡＤＣ２が２次側フィードバック制御部からのフィードバック信号をフォトカプラＰＣ１を介して誤差信号を一括して受信する。

【0035】

トランスＴ１の２次巻線Ｓ１に接続されるダイオードＤ１、コンデンサＣ２からなる整流平滑回路は実施例１と同様になる。２次側回路において実施例１と異なるのは、絶縁構成となるために、２次側フィードバック制御部５０、基準電圧Ｖｒｅｆ３およびフォトカプラＰＣ１が新たに追加されている。２次側フィードバック制御部５０は、基準値Ｖｒｅｆ３に対して出力電圧ＶｏｕｔないしはＬＥＤ電流Ｉｌｅｄのいずれか大きいほうの検出信号が比較され、フィードバック信号として出力される。２次側フィードバック制御部５０から出力されるフィードバック信号は、新たに追加されたフォトカプラＰＣ１を介して、１次側の制御部１０ａのアナログデジタル変換器ＡＤＣ２に送信される。

【0036】

実施例２のフライバックコンバータ構成においても、軽負荷状態において、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間にトランスＴ１の１次巻線Ｐ１はリンギング電圧を生じ、これによりトランスＴ１の３次巻線Ｐ２に相似のリンギング電圧が発生するため、実施例１と同様の効果を得られる。

【0037】

なお、本発明は、実施例１及び実施例２の擬似共振スイッチング電源装置に限定されるものではない。