特開 2023-141397 電圧型インバータの制御装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2023141397

(43)【公開日】2023-10-05

(54)【発明の名称】電圧型インバータの制御装置

(51)【国際特許分類】

   H02P 27/08 20060101AFI20230928BHJP

   H02P 21/22 20160101ALI20230928BHJP

   H02P 21/14 20160101ALI20230928BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20230928BHJP

【ＦＩ】

H02P27/08

H02P21/22

H02P21/14

H02M7/48 F

【審査請求】未請求

【請求項の数】4

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022047706

(22)【出願日】2022-03-24

(71)【出願人】

【識別番号】000006105

【氏名又は名称】株式会社明電舎

(74)【代理人】

【識別番号】100086232

【弁理士】

【氏名又は名称】小林 博通

(74)【代理人】

【識別番号】100092613

【弁理士】

【氏名又は名称】富岡 潔

(74)【代理人】

【識別番号】100104938

【弁理士】

【氏名又は名称】鵜澤 英久

(74)【代理人】

【識別番号】100210240

【弁理士】

【氏名又は名称】太田 友幸

(72)【発明者】

【氏名】山本 康弘

(72)【発明者】

【氏名】滝口 昌司

【テーマコード（参考）】

5H505

5H770

【Ｆターム（参考）】

5H505BB04

5H505BB09

5H505CC01

5H505EE41

5H505EE49

5H505GG04

5H505GG08

5H505HB02

5H505JJ04

5H505JJ22

5H505JJ24

5H505JJ25

5H505JJ28

5H505LL22

5H505LL41

5H770AA05

5H770BA01

5H770DA03

5H770DA41

5H770EA01

5H770EA04

5H770EA21

5H770GA17

5H770HA02Y

5H770HA07Z

(57)【要約】

【課題】電流制御系に対して６次高調波の過変調方式を適用した電圧型インバータの制御装置において、過変調領域でも安定性や応答性の低下を抑制する。
【解決手段】６次高調波重畳推定部６０は、ｄ軸ｑ軸電圧指令値の振幅Ｖ１と位相φｖに基づいて６次補正成分の振幅値ΔＶｘ，ΔＶｙを求め、補正電圧成分ΔＶｘ６ｃ，ΔＶｙ６ｓを求め、補正後電圧指令Ｖｘ，Ｖｙを求める。また、６次高調波重畳推定部６０は、高調波電流推定値ΔＩＨｄｑを生成する。減算補正部７２は、ｄ軸ｑ軸電流検出値Ｉｄｑから高調波電流推定値ΔＩＨｄｑを減算して補正ｄ軸ｑ軸電流検出値Ｉｄｑ＿ｃｏｍｐを出力する。トルク・電流制御部は、ｄ軸ｑ軸電流指令値Ｉｄｑ＊と補正ｄ軸ｑ軸電流検出値Ｉｄｑ＿ｃｏｍｐとの偏差に基づいてｄ軸ｑ軸電圧指令値Ｖ１ｄｑを出力する。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

三相フルブリッジ接続されたスイッチング素子を有し、直流電圧を三相交流電圧に変換する電圧型インバータの制御装置であって、
ｄ軸ｑ軸電流指令値と補正ｄ軸ｑ軸電流検出値との偏差に基づいてｄ軸ｑ軸電圧指令値を出力するトルク・電流制御部と、
前記ｄ軸ｑ軸電圧指令値の振幅に基づいて制限後振幅Ｖ１Ｌｉｍを求め、
（１２）式、（１３）式に基づいて６次補正成分の振幅値を求め、
前記ｄ軸ｑ軸電圧指令値の位相φｖに基づいて位相角θｖを求め、
（１４）式、（１５）式により補正電圧成分を求め、
（２７）式、（２８）式により補正後電圧指令を求め、
（２０）式～（２４）式により高調波電流推定値を生成する６次高調波重畳推定部と、
ｄ軸ｑ軸電流検出値から前記高調波電流推定値を減算して前記補正ｄ軸ｑ軸電流検出値を出力する減算補正部と、
を備え、
前記補正後電圧指令に基づいて、前記スイッチング素子のゲート信号を生成することを特徴とする電圧型インバータの制御装置。

【数12】

【数13】

【数14】

【数15】

【数20】

【数21】

【数22】

【数23】

【数24】

【数27】

【数28】

ΔＶｘ６，ΔＶｙ６：６次補正成分の振幅値
Ｖ１Ｌｉｍ：制限後振幅
ＶＤＢ：ＤＢ電圧
ＶＢ：飽和電圧
ΔＶｘ６ｃ，ΔＶｙ６ｓ：補正電圧成分
θｖ：固定座標から見た電圧の位相角
Δλｘ６：Ｘ軸高調波磁束
Δλｙ６：Ｙ軸高調波磁束
ωｒ：速度検出値
ｔ：時間
Δλ６ｄ：ｄ軸高調波磁束
Δλ６ｑ：ｑ軸高調波磁束
φｖ：回転座標から見た電圧の位相
ΔＩＨｄ：ｄ軸高調波電流推定値
ΔＩＨｑ：ｑ軸高調波電流推定値
Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス
Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス
Ｖｘ，Ｖｙ：補正後電圧指令
ｍａｘ：正方向に大きな値を選択する関数
ｍｉｎ：負方向に大きな値を選択する関数

【請求項2】

前記トルク・電流制御部は積分制御を行う積分演算器を有し、
前記ｄ軸ｑ軸電圧指令値の振幅が上限値を超過した場合に、超過電圧に基づいて前記積分演算器をフィードバック補償することを特徴とする請求項１記載の電圧型インバータの制御装置。

【請求項3】

前記ｄ軸ｑ軸電圧指令値の振幅が限界電圧を超過した場合、ｑ軸電流指令値と補正ｑ軸電流検出値との偏差に基づいてｄ軸電流指令値を補正することを特徴とする請求項２記載の電圧型インバータの制御装置。

【請求項4】

（５）式、（６）式によってｄ軸補正電流を生成し、
補正前ｄ軸電流指令値から前記ｄ軸補正電流を減算して前記ｄ軸電流指令値を出力する減算器と、
前記補正前ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流指令値に基づいて補正係数を生成するＩｑ補正部と、
前記ｄ軸電流指令値に基づいてｑ軸電流制限値を出力するＩ１制限部と、
補正前ｑ軸電流指令値に前記補正係数を乗算する乗算器と、
前記乗算器の出力を前記ｑ軸電流制限値に制限してｑ軸電流指令値として出力する電流制限部と、
を備えたことを特徴とする請求項３記載の電圧型インバータの制御装置。

【数5】

【数6】

ΔＩＦＢｄ：ｄ軸補正電流
τｉ：積分時定数
τＬＰ：減衰時定数
ｓ：ラプラス演算子
Ｉｑ＊：ｑ軸電流指令値
Ｉｑ＿ｃｏｍｐ：補正ｑ軸電流検出値
Ｓｏｖ：ｄ軸ｑ軸電圧指令値の振幅が限界電圧を超過した場合にｏｎ、それ以外はｏｆｆとなる飽和信号

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、インバータ装置などを対象としており、可変電圧・可変周波数の交流電圧を発生するためのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式を利用した電流制御に関する。

【背景技術】

【0002】

ＰＷＭ方式では、直流電源のＰ・Ｎ電位をパルス状に交互に出力し、このパルス幅を変化させて交流電圧を出力している。しかし、電圧指令が大きくなるとパルスＯＮ／ＯＦＦの時間比率が拡大して狭いパルスが生じるようになり、パルス幅が零に達するとＰＷＭ変調限界（電圧飽和）となる。交流波形の場合には、電圧飽和以上の電圧を発生させるため高次高調波を許容して、台形波や方形波（１パルス波形）などを適用して基本波成分を拡大することも行われており、これは「過変調（方式）」と呼ばれている。

【0003】

従来の過変調方式として、非同期ＰＷＭ領域では台形変調などが、同期ＰＷＭ領域では１パルス制御などが適用されている。ところが、この過変調方式を電流制御系に適用すると電流の高調波成分が外乱要因となる問題が生じ、これを対策するためには高調波電流の予測など複雑な制御系が必要になる。また、同期ＰＷＭである１パルス制御なら高調波を簡単に推定できるが、周波数が低く非同期ＰＷＭが必要な領域には適用できない。

【0004】

本願発明では従来の台形波変調を適用していた非同期ＰＷＭ領域の特性を改善する。具体的には、高調波の周波数成分を限定できる「６次高調波重畳による過変調方式」を電流制御と組み合わせることにより、従来の電流制御系を流用できる簡単な構成の制御方式を説明する。

【0005】

（モータ・インバータ・制御の全体構成）
先行技術を応用した一例として、交流モータ可変速駆動システムを図１３に示す。これは、制御対象であるモータ１を直流電源３およびインバータ２により駆動している。

【0006】

制御演算部１１は、トルク・電流制御部４、ＰＷＭ指令・零相変調部５を有する。トルク・電流制御部４は、トルク指令値Ｔｒｑ＿ｃｍｄ、速度検出値ωｒ、三相電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいて入力電圧指令Ｖａ，Ｖｂを出力する。ＰＷＭ指令・零相変調部５は、入力電圧指令Ｖａ，Ｖｂ、直流電源電圧Ｖｄｃに基づいて零相変調後のＰＷＭ指令Ｋｚｕ，Ｋｚｖ，Ｋｚｗを出力する。ＰＷＭ生成部１２ではキャリア発生部６とＰＷＭ生成部７などによりスイッチング素子を制御するゲート信号Ｇｕ，Ｇｘ，Ｇｖ，Ｇｙ，Ｇｗ，Ｇｚを出力する。

【0007】

検出装置としては、電流検出部８と、回転子位置検出部９と、速度検出部１０などを使用する。速度検出部１０では位置検出位相θｒの微分演算によって速度検出値ωｒを算出する。

【0008】

図１４は、インバータ２の主回路構成を示している。インバータ２は６個のスイッチング素子ＳＷｕ，ＳＷｘ，ＳＷｖ，ＳＷｙ，ＳＷｗ，ＳＷｚを三相フルブリッジ接続した一般的な電圧型三相インバータである。このインバータ２の直流電源電圧をＶｄｃ、直流電圧の正側を「Ｐ電位」、負側を「Ｎ電位」とし、三相出力端子をＵ，Ｖ，Ｗと定義する。電源電圧は交流電圧を整流したものなどである。

【0009】

［零相変調とモータ・インバータ・制御の全体構成］
図１３のＰＷＭ指令・零相変調部５の詳細構成例を図１５に示す。入力電圧指令Ｖａ，Ｖｂは固定座標の直交二軸成分として与える。これを二相／三相変換部４０で（１）式により三相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。

【0010】

【数1】

【0011】

さらに、除算器４１、４２、４３で三相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを直流電源電圧の１／２成分（Ｖｄｃ／２）を基準として正規化（除算）した係数Ｋｕ，Ｋｖ，Ｋｗに変換して零相変調前のＰＷＭ指令としている。

【0012】

一般的には、モータ巻線の中性点が開放されているので、零相電圧成分（三相同一の電圧成分）を加えても零相電流成分は発生しないことを利用して、出力電圧を約１５％拡大できるように零相電圧を加算補正部４５，４６，４７で補正する零相変調が適用されている。

【0013】

この零相変調は零相変調部４４にて生成しており、「３次高調波成分を重畳する方法」や「三相電圧の最大振幅相と最小振幅相の振幅を等しくさせる方法（ｍｉｎ－ｍａｘ法）」などがある。

【0014】

代表的なものは図１６（ａ）の（Ｋｚｕ３，Ｋｚｖ３，Ｋｚｗ３）で示される（ｍｉｎ－ｍａｘ法）であり、以降はこれを「三相変調」と呼ぶ。この零相変調により、零相変調前のＰＷＭ指令Ｋｕに比べて零相変調後のＰＷＭ指令Ｋｚｕ３は最大振幅が約１５％だけ小さくなっており、言い換えると出力可能な電圧指令を約１５％拡大することができる。

【0015】

これ以外にも、図１６（ｂ）の（Ｋｚｕ２，Ｋｚｖ２，Ｋｚｗ２）の波形例のように、位相の６０°区間ごとに、交互に最大振幅相の電位を直流電源のＰ電位に、最小振幅相の電位を直流電源のＮ電位に一致させる零相変調方法も用いられており、これを以降では「二相変調」と呼ぶことにする。

【0016】

これも出力可能な電圧を約１５％増加できるが、さらにＰＷＭのスイッチング回数を約２／３に削減できる特徴がある。しかし、スイッチング回数の低減には一長一短があり、インバータのスイッチング損失は低減できるが、電流リプルが増加するので負荷機の銅損や鉄損が増加する課題もある。

【0017】

二相変調には６０°区間のセクタ切替の制約があるので応答性を要求しない動力システムに利用されており、三相変調はこの制約が無いので高速応答が要求されるサーボシステムなどに適用されている。三相変調と二相変調のどちらを適用しても理論的な出力電圧の上限は等しく、線間電圧の実効値で表すと「Ｖｄｃ／√２」が限界となる。

【0018】

比較器４８ｕ，４８ｖ，４８ｗで零相変調後のＰＷＭ指令Ｋｚｕ，Ｋｚｖ，Ｋｚｗと三角波キャリア信号Ｃｒｙとを比較してＰＷＭパルス信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを生成する。実際の半導体スイッチング素子には動作遅延があるので、短絡防止期間生成部４９ｕ，４９ｖ，４９ｗで上下アームの対となるゲート信号には短絡防止期間（デッドタイム）が挿入される。そのためＰＷＭパルス幅についてもこのデッドタイム相当の最小幅を確保するか、もしくは完全なパルス休止状態にしないと正確なＰＷＭ出力つまり電圧制御ができなくなる。このパルスの下限幅を「ＰＷＭの最小パルス幅」と呼ぶことにする。この制限を実現するためには、図１６に示すように、三角波キャリア信号Ｃｒｙと比較する三相ＰＷＭ指令の波形に対して禁止帯域ΔＫｄｂを設定する必要がある。

【0019】

図１６（ａ）の三相変調では、最大振幅が（Ｖｄｃ／２－ΔＫｄｂ：片振幅）を超過しないように制限しており、これにより出力可能な最大電圧が低減してしまう。

【0020】

図１６（ａ）と同じ電圧指令を二相変調したものが図１６（ｂ）であり、三相ＰＷＭ指令のどれか一相は常にＰ電位またはＮ電位に張り付けてあるため、禁止帯域ΔＫｄｂよりも広い幅でスキップできている。つまり、二相変調の方が出力可能な最大電圧を高くしたい場合には有利である。

【0021】

図１６（ａ）の三相変調の波形を固定座標の直交二軸電圧ベクトルに逆変換してみると、図１７のような電圧空間ベクトルの出力可能領域として表現できる。図１７において、ＶＢは理想的なＰＷＭで出力可能な飽和電圧であり、ＶＤＢはＰＷＭの最小パルス幅を確保できる実用的な出力電圧である。

【0022】

図１６（ａ）の禁止帯域ΔＫｄｂに対応するものは図１７では電圧余裕幅ΔＶｄｂに相当する。これは、出力可能な六角形の電圧空間において、外周部に禁止帯域が存在しており、高調波（波形歪）の無い正弦波として出力可能な電圧振幅は、禁止帯域に内接する円の半径であるＶＤＢが限界となる。以降ではＶＤＢをＤＢ電圧と呼ぶ。

【0023】

図１６（ｂ）の二相変調の波形でも同様に禁止帯域が存在するが、図１７の電圧余裕幅ΔＶｄｂは三相変調に比べて１／２の幅になるので、出力可能な電圧振幅が増加する。

【0024】

［電流制御系の構成例（従来例１）］
図１３の全体構成で示した「トルク・電流制御部４」の一般的な構成例を図１８に示す。これは、回転子の位置検出位相θｒと同期した回転座標系にて直交二軸成分（ｄ軸、ｑ軸）として取り扱うものであり、このｄｑ座標系であれば、定常の交流電圧や交流電流を直流量として取り扱うことができる。

【0025】

電流指令値生成部２１では、トルク指令値Ｔｒｑ＿ｃｍｄと速度検出値ωｒを入力として、事前試験などによって作成したテーブル読み出しなどにより（補正前）ｄ軸，ｑ軸電流指令値ＩｄＴ，ＩｑＴ（ベクトルＩｄｑＴ）をｄ軸ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊として出力する。

【0026】

以降では、直交二軸成分をベクトルに簡略して表現する場合には、太線として表現する。縦長の四角形が二軸要素とベクトルの変換部であり、ベクトルの乗算や加算および積分は各要素に対して演算を適用するものである。このベクトル成分には、添え字「ｄｑ（ｄ，ｑ）、ｘｙ（ｘ，ｙ），ａｂ（ａ，ｂ））」を付記して明示する。三相成分（ｕ，ｖ，ｗ）も同様に太線と添え字「ｕｖｗ」により簡略化して表現する。

【0027】

図１８の三相電流検出値Ｉｕｖｗ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）は、三相／二相変換部２６において、直交二軸成分への変換と位置検出位相θｒによる回転座標変換を組み合わせた（２）式により回転座標系の直交二軸成分のｄ軸ｑ軸電流検出値Ｉｄｑ（Ｉｄ，Ｉｑ）に変換する。

【0028】

【数2】

【0029】

トルク・電流制御部は、例えば、減算器２２と、比例演算器２３と、積分演算器２４と、加算器２５と、を備え、ＰＩ制御を行う。減算器２２でｄ軸ｑ軸電流指令値Ｉｄｑ＊とｄ軸ｑ軸電流検出値Ｉｄｑとの電流偏差ΔＩｄｑを算出する。比例演算器２３は、電流偏差ΔＩｄｑに対して、比例ゲインＫＰｃを乗算して比例成分ＶＰｄｑを出力する。積分演算器２４は、比例成分ＶＰｄｑを時定数ＴＩｃで積分演算して積分成分ＶＩｄｑを出力する。加算器２５は、比例成分ＶＰｄｑに積分成分ＶＩｄｑを加算してＰＩ制御出力ＶＰＩｄｑを出力する。

【0030】

さらに、非干渉制御部２７ではｄ軸ｑ軸電流検出値Ｉｄｑと速度検出値ωｒより、モータモデルを使用して起電力相当電圧ＶＦＦｄｑを計算する。加算器２８は、起電力相当電圧ＶＦＦｄｑにＰＩ制御出力ＶＰＩｄｑを加算補正してｄ軸ｑ軸電圧指令値Ｖ１ｄｑを出力することにより電流制御の応答性と安定性を改善している。

【0031】

ｄｑ座標から出力するｄ軸ｑ軸電圧指令値Ｖ１ｄｑは「（２）式の逆変換」である逆回転座標変換と二相／三相変換により固定座標の二軸成分（入力電圧指令Ｖａ，Ｖｂ）に変換することができる。ここでは、後述する電圧飽和処理を適用しやすいように、まず極座標変換部２９で（３）式によりｄ軸ｑ軸電圧指令値Ｖ１ｄｑをＲ（振幅Ｖ１）とφ（位相φｖ）に変換する。

【0032】

【数3】

【0033】

位相φｖは、回転座標から見た電圧位相となる。

【0034】

加算器３０は、位置検出位相θｒに位相φｖを加算して位相角θｖとして出力する。θｖは固定座標からみた電圧ベクトルの位相角である。逆極座標変換部３１は、位相角（θｖ＝θｒ＋φｖ）により（４）式にて固定座標の二軸成分（入力電圧指令）Ｖａ，Ｖｂに逆変換する。以降では、極座標変換部２９の出力は、振幅Ｖ１と同相をＸ軸、直交軸をＹ軸とするＸＹ座標として取り扱うことにする。

【0035】

【数4】

【0036】

［電流制御系に電圧飽和機能を追加した構成例（従来例２）］
図１９は、図１８の電流制御系に対して、上限値ＶＭＡＸを上限とする飽和電圧処理を追加した場合の構成例である。最小パルス幅を確保するためには、図１７に示したＤＢ電圧ＶＤＢを上限値ＶＭＡＸとして設定すればよい。

【0037】

飽和電圧時の電流制御系への補償処理には多種多様な方式があるが、ここでは比較的に簡単な２種類のループを追加した構成例を示している。

【0038】

一つ目の補償ループは、極座標変換部２９の振幅Ｖ１を飽和関数部３２で上限値ＶＭＡＸに制限する。減算器３３は飽和関数部３２の入出力の偏差である超過電圧ΔＶ１を求める。

【0039】

逆極座標変換部３４にて超過電圧ΔＶ１を位相φｖでｄｑ軸超過電圧ΔＶｄｑに変換する。積分演算器２４はｄｑ軸超過電圧ΔＶｄｑを用いて値を補正する構成を追加したものである。

【0040】

この超過電圧をフィードバックする構成は「自動整合形ＰＩ制御（非特許文献２）」と呼ばれており、「電圧飽和時の異常積分の抑制」や「電圧飽和解除後のアンチワインドアップ対策」として利用されている。異常積分対策には積分を停止させる方法もあるが、直流電圧が低下して飽和が発生する場合にはこの自動整合形ＰＩ制御の方が適している。これ以外に特許文献１のような改良した方法もあるが、ｄｑ軸超過電圧ΔＶｄｑに相当する成分をフィードバックする原理は共通である。

【0041】

もう一つの補償ループは、電圧飽和検出部３５により飽和信号Ｓｏｖを出力する。飽和信号Ｓｏｖはｄ軸ｑ軸電圧指令値の振幅Ｖ１が上限値ＶＭＡＸを超過した場合にｏｎ、それ以外はｏｆｆとなる。電圧飽和時には飽和制限部３６において、電流偏差ΔＩｄｑを入力として「ｄ軸電流指令値を補正するｄ軸補正電流ΔＩＦＢｄ」を生成する。

【0042】

飽和制限部３６の代表的な簡単な構成例を（５）式と（６）式にラプラス式（演算子：ｓ）を使って示す。電圧飽和時は（５）式にて電流偏差（Ｉｑ^*－Ｉｑ＿ｃｏｍｐ）を時間積分してｄ軸補正電流ΔＩＦＢｄを算出する。電圧飽和ではない場合には（６）式にて、一次遅れ関数で零値に減衰させてｄ軸補正電流ΔＩＦＢｄを算出する。減算補正部３７で（７）式のように補正前ｄ軸電流指令値ＩｄＴからｄ軸補正電流ΔＩＦＢｄを減算してｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を出力する。ここで、τｉは積分時定数、τＬＰは減衰時定数であり、これらは調整値である。

【0043】

【数5】

【0044】

【数6】

【0045】

【数7】

【0046】

（７）式によりｄ軸電流指令値Ｉｄ＊が変化すると発生トルクが変動し、ｄ軸とｑ軸を合成した電流振幅が電流制限値ＩＭＡＸを超過する可能性もある。

【0047】

そこで、「Ｉｑ補正部１３」にて（８）式によりｑ軸電流の補正係数ＫＩｑを計算する。ゲイン補正部３８は補正前ｑ軸電流指令値ＩｑＴに補正係数ＫＩｑを乗算してトルク変動を抑制する。ここで、λｄ０は永久磁石による鎖交磁束成分（設定値）であり、誘導機の場合には二次鎖交磁束に相当する成分である。また、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンスである。

【0048】

【数8】

【0049】

また、インバータの電流指令の電流制限値ＩＭＡＸの制限を考慮し、「Ｉ１制限部１４」は（９）式にてｑ軸電流制限値ＩＭＡＸｑを計算する。電流制限部３９は、（１０）式のようにｑ軸電流指令値をｑ軸電流制限値±ＩＭＡＸｑ以内に制限してｑ軸電流指令値Ｉｑ＊としている。

【0050】

【数9】

【0051】

【数10】

【0052】

ここで、「ｍｉｎ（ｘ１，ｘ２）」は要素（ｘ１とｘ２）のうち負方向に大きな値を選択する関数であり、「ｍａｘ（ｘ１，ｘ２）」は要素（ｘ１とｘ２）のうち正方向に大きな値を選択する関数である。

【0053】

上記の電圧飽和時のｄ軸補正電流は「指令を修正して電流偏差を縮小する効果」と「トルクや有効電力の減少量を抑制する効果」を兼ねており、ｄ軸電流を負方向に増加させればモータの起電力が低減するので、電圧制限時でもｑ軸電圧余裕が得られる原理を利用している。

【0054】

非特許文献４ではこの原理を「誘導機のベクトル制御」に適用しており、この場合は二次磁束指令を補正している。図１３では「永久磁石同期電動機のベクトル制御」を想定しているので、ｄ軸電流を負方向に増加させる「弱め界磁制御」として動作させているが、モータ側の起電力を低減させる原理は共通である。

【0055】

以上の図１８と図１９が、基礎となる電流制御の構成例である。ここではモータ駆動の例を示したが、電力系統制御用の機器でも「系統同期検出による周波数や位相」を利用すれば同様に構成できる。

【0056】

［６次高調波による過変調方式（従来例３）］
以降の実施例では、図１８や図１９の電流制御系に対して、下記のような「６次高調波重畳による過変調方式」を組み合わせる。これは、図１６（ｂ）の二相変調方式の波形を、図２４のように、禁止帯域ΔＫｄｂの余裕幅を維持しながら、２段目のレベルに沿って台形波状に電圧を増加させる方式であり、この波形はｄｑ軸の電圧指令に６次高調波成分を加算するだけで実現できる。

【0057】

この過変調方式は図１３のトルク・電流制御部４に適用するものであり、図１８や図１９の逆極座標変換部３１の部分を図２０の６次高調波補正部５０の部分に置き換えただけである。

【0058】

図２０の構成は、極座標変換部２９でｄ軸ｑ軸電圧指令値Ｖ１ｄｑを極座標変換して振幅Ｖ１と位相φｖに変換したものに、６次高調波の補正電圧成分ΔＶｘ６ｃ，ΔＶｙ６ｓの直交二軸成分を加算するものである。

【0059】

まず、振幅Ｖ１を飽和関数部３２により制限したものを制限後振幅Ｖ１Ｌｉｍとする。６次高調波の補正電圧成分は制限後振幅Ｖ１Ｌｉｍ（Ｖ１）と同相成分である補正電圧成分ΔＶｘ６ｃ（Ｘ軸）とそれに直交した補正電圧成分ΔＶｙ６ｓ（Ｙ軸）として生成する。Ｘ軸成分は制限後振幅Ｖ１Ｌｉｍに対して補正電圧成分ΔＶｘ６ｃを加算補正して補正後電圧指令Ｖｘとする。また、Ｙ軸成分は補正電圧成分ΔＶｙ６ｓを補正後電圧指令Ｖｙとする。逆回転座標変換部５８で（１１）式により、補正後電圧指令Ｖｘ，Ｖｙを位相角（θｒ＋φｖ＝θｖ）で逆回転座標変換し、固定座標の入力電圧指令Ｖａ，Ｖｂに変換している。

【0060】

【数11】

【0061】

補正電圧成分ΔＶｘ６ｃ，ΔＶｙ６ｓは、６次補正部５１，乗算器５２，５３，５４，５５，５６のブロックで生成されているが、この部分の説明は数式で表現する。

【0062】

以降の式で使用する電圧成分は、「定格の直流電圧Ｖｄｃ０による電圧限界（飽和電圧）ＶＢ＝Ｖｄｃ０／√２」で正規化したものとする。図１７に示した「ＤＢ電圧ＶＤＢ」を過変調の開始レベルとした場合、６次補正部５１は、（１２）式と（１３）式により６次補正成分の振幅値ΔＶｘ６，ΔＶｙ６を計算する。

【0063】

【数12】

【0064】

【数13】

【0065】

ここで、（１２）式の「ｍａｘ（ｘ１，ｘ２）」は要素（ｘ１とｘ２）の正方向に大きな値を選択する関数であり、制限後振幅Ｖ１ＬｉｍがＤＢ電圧ＶＤＢに対して超過した場合のみ６次補正成分の振幅値ΔＶｘ６を計算している。この振幅値ΔＶｘ６に連動して振幅値ΔＶｙ６も（１３）式により計算する。「ｍｉｎ（ｘ１，ｘ２）」は要素（ｘ１とｘ２）の負方向に大きな値を選択する関数であり、ここでは正方向の上限を零に設定している。

【0066】

次に、（１４）式および（１５）式のように乗算器５２で位相角θｖに６を乗算して６次位相（６×θｖ）を算出し、乗算器５３，５４の内部で余弦波ｃｏｓ（６×θｖ）や正弦波ｓｉｎ（６×θｖ）を計算する。乗算器５５，５６で振幅値ΔＶｘ６、ΔＶｙ６に余弦波ｃｏｓ（６×θｖ）、正弦波ｓｉｎ（６×θｖ）を乗算して、図２０の補正電圧成分ΔＶｘ６ｃ，ΔＶｙ６ｓに相当する成分を計算する。

【0067】

【数14】

【0068】

【数15】

【0069】

（１２）式と（１３）式の特性をグラフとして示したものが図２１であり、図２１（ａ）は電圧超過量（振幅値）ΔＶｘ６の発生を、図２１（ｂ）は６次高調波の各振幅値ΔＶｘ６，ΔＶｙ６の特性を示している。

【0070】

振幅値ΔＶｘ６については未飽和領域では零であり、ＤＢ電圧ＶＤＢに対する超過電圧に比例している。振幅値ΔＶｙ６については（１３）式の切片までは零であり、これ以上では傾き（－３．０４）で負方向に増加している。ＶＣは過変調を適用できる限界電圧であり、６次高調波のみ加算する方法では拡大限界は約１．０６倍であるので「ＶＣ≒１．０６×ＶＤＢ」になる。図２０の飽和関数部３２の上限値ＶＭＡＸにはこの限界電圧ＶＣを設定している。

【0071】

上記のような６次高調波を重畳すれば、制限後振幅Ｖ１ＬｉｍがＤＢ電圧ＶＤＢを超過しても限界電圧ＶＣまでは、指令に応じた基本波電圧成分を出力可能になる。また、詳細説明は省略するが図２４のように禁止帯域ΔＫｄｂの余裕幅つまり最小パルス幅の制限も維持できているので、狭小パルスのパルス欠けに起因する異常な電流リプルも発生しない。

【0072】

厳密には振幅値ΔＶｘ６と振幅値ΔＶｙ６が等しくない場合には±６次の高調波成分になり、これを固定座標系の三相成分に変換すると＋７次と－５次の高調波成分になる。それでも２種類の周波数成分だけであり、台形変調と比較すると１１次や１３次のような高い周波数成分が発生しないという特徴がある。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0073】

【特許文献1】特許第３７５２８０４号

【特許文献2】特許第６２２１８１５号

【非特許文献】

【0074】

【非特許文献1】Ｓ．Ｌｅｒｄｕｄｏｍｓａｋ，道木慎二，大熊繁，「インバータの過変調領域で動作可能なＰＭＳＭの電流制御系」，電気学会論文誌Ｄ，Ｖｏｌ．１３０，Ｎｏ．５，ｐｐ．５７９－５８９，（２０１０）

【非特許文献2】須田信英，「ＰＩＤ制御則について」，システム制御／情報，Ｖｏｌ．４２，Ｎｏ．１，ｐｐ．２－６，１９９８

【非特許文献3】高橋健治，大石潔，上町俊幸，「ｄ軸電圧を優先した埋込型永久磁石同期モータの一駆動法」，電気学会論文誌Ｄ，Ｖｏｌ．１３１，Ｎｏ．９，ｐｐ．１１０３－１１１１，（２０１１）

【非特許文献4】中沢洋介，戸田伸一，安岡育雄，「電圧固定モードでの誘導電動機ベクトル制御」，電気学会論文誌Ｄ，Ｖｏｌ．１１８，Ｎｏ．９，ｐｐ．１０７１－１０８０，（１９９８）

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0075】

［最小パルス幅の問題点］
図２４の「６次高調波重畳による波形」と図１６の「従来の三相変調や二相変調の波形」とを、比較しやすいように一括表示したものが図２３である。振幅は（Ｖ１＝Ｖｄｃ／√２＞ＶＤＢ）として最小パルス幅の制限を超過させてあり、各相（１２０°位相差）に異なる変調方法の波形を表示してある。
（１）Ｋｚｕ：図２４の６次高調波重畳による波形であり、全域で禁止帯域ΔＫｄｂをスキップできている。
（２）Ｋｚｖ３：三相変調を適用したものであり、２個の山状の頂点部分（点線部）は禁止帯域ΔＫｄｂを通過している。
（３）Ｋｚｗ２：二相変調を適用したものであり、台形状の上底両端に禁止帯域ΔＫｄｂを通過する部分（点線部）がある。

【0076】

この比較結果は、従来の零相変調方式のままでは、電圧指令がＤＢ電圧ＶＤＢを超過すると「最小パルス幅」を維持することができないという問題を示している。

【0077】

［過変調方式の問題点］
先行技術の過変調方式として、図２２に台形変調の波形例を示す。これは、三相正弦波形（Ｋｕ）の振幅を過剰に拡大してＫｕ＊とする。そして、このＫｕ＊を出力可能電圧（±Ｖｄｃ／２、ＰＷＭパルスの振幅）で制限（飽和処理）することにより台形状の波形Ｋｕ＊＊，Ｋｖ＊＊，Ｋｗ＊＊に整形するものである。この波形には３つの課題ある。

【0078】

まず、５次・７次以外にも１１次や１３次およびそれ以上の多数の高次高調波を含むので、高調波電流などにより負荷機の損失が増加してしまう。

【0079】

次に、前述のように平坦部の両端には最小パルス幅を満足できない領域が存在するので、異常な電流リプルが発生することがある。

【0080】

最後に、「過剰な振幅拡大と飽和制限の構成」では電圧指令と実際のＰＷＭ出力とでは基本波成分が一致しない危険性がある。この基本波成分の誤差は電流制御系の外乱要因となり、制御品質を低下させる。

【0081】

最小パルス幅を満足させる方法として、基本波周期とキャリア周期を整数倍に連動させた「同期ＰＷＭ」を適用する方法もある。予め狭小パルスが発生しないパルスパターンを設計してテーブル化しておけばよい。

【0082】

しかし、周波数が高くパルス数が少ない場合には問題ないが、周波数が低くなりパルス数が多くなってくるとテーブル数の限界などにより同期ＰＷＭは適用できなくなる。低い周波数域でも過変調を適用したい場合には、「非同期ＰＷＭ」に適用できる過変調方式が必要になる。

【0083】

［電流制御系への外乱成分としての問題点］
図２２の台形変調では最大相と最小相の両方が飽和している期間があり、この時には図１７の六角形（内接円半径ＶＢ相当）の外周辺上を電圧ベクトルが移動する。交流の三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗにて電圧飽和が生じるが、これをｄｑ座標に逆変換すると６次で脈動することになる。

【0084】

そのため、電流制御の積分項に前述の「自動整合形のＰＩ制御」を適用しようとしても、フィードバック成分自体に脈動が含まれていることが問題になる。この問題に対して非特許文献３では、固定座標のベクトル空間で特殊な電圧飽和処理を適用しているが、かなり複雑な構成になっている。

【0085】

さらに、非特許文献１に示されているように、電流波形に含まれる高調波成分も問題になる。電流検出値に含まれている高次電流成分が、電流制御（ＰＩ制御）により増幅されると不安定要因となる。

【0086】

この対策として、６次以上の高調波を高域遮断フィルタなどにより抑制する方法があるが、フィルタ部で生じる遅延時間により電流制御の応答が制約される。そのため、非特許文献１ではインバータモデルやモータモデルを使用して、過変調時の高調波電流を推定し、電流検出値から高調波成分を除去する補正方法を提案している。

【0087】

しかし、この予測には高速かつ複雑な演算が必要であり、汎用的な実用性は高くない。もし、同期ＰＷＭを適用できれば、６０°区間の電圧波形が予測できるので、比較的簡単に高調波電流を推定することもできるが、非同期ＰＷＭにてかつ台形変調などを適用する場合には正確な推定が困難になる。

【0088】

以上示したようなことから、電流制御系に対して６次高調波の過変調方式を適用した電圧型インバータの制御装置において、過変調領域でも安定性や応答性の低下を抑制することが課題となる。

【課題を解決するための手段】

【0089】

本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、三相フルブリッジ接続されたスイッチング素子を有し、直流電圧を三相交流電圧に変換する電圧型インバータの制御装置であって、ｄ軸ｑ軸電流指令値と補正ｄ軸ｑ軸電流検出値との偏差に基づいてｄ軸ｑ軸電圧指令値を出力するトルク・電流制御部と、前記ｄ軸ｑ軸電圧指令値の振幅に基づいて制限後振幅Ｖ１Ｌｉｍを求め、
（１２）式、（１３）式に基づいて６次補正成分の振幅値を求め、前記ｄ軸ｑ軸電圧指令値の位相φｖに基づいて位相角θｖを求め、（１４）式、（１５）式により補正電圧成分を求め、（２７）式、（２８）式により補正後電圧指令を求め、（２０）式～（２４）式により高調波電流推定値を生成する６次高調波重畳推定部と、ｄ軸ｑ軸電流検出値から前記高調波電流推定値を減算して前記補正ｄ軸ｑ軸電流検出値を出力する減算補正部と、を備え、前記補正後電圧指令に基づいて、前記スイッチング素子のゲート信号を生成することを特徴とする。

【0090】

【数12】

【0091】

【数13】

【0092】

【数14】

【0093】

【数15】

【0094】

【数20】

【0095】

【数21】

【0096】

【数22】

【0097】

【数23】

【0098】

【数24】

【0099】

【数27】

【0100】

【数28】

【0101】

ΔＶｘ６，ΔＶｙ６：６次補正成分の振幅値
Ｖ１Ｌｉｍ：制限後振幅
ＶＤＢ：ＤＢ電圧
ＶＢ：飽和電圧
ΔＶｘ６ｃ，ΔＶｙ６ｓ：補正電圧成分
θｖ：固定座標から見た電圧の位相角
Δλｘ６：Ｘ軸高調波磁束
Δλｙ６：Ｙ軸高調波磁束
ωｒ：速度検出値
ｔ：時間
Δλ６ｄ：ｄ軸高調波磁束
Δλ６ｑ：ｑ軸高調波磁束
φｖ：回転座標から見た電圧の位相
ΔＩＨｄ：ｄ軸高調波電流推定値
ΔＩＨｑ：ｑ軸高調波電流推定値
Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス
Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス
Ｖｘ，Ｖｙ：補正後電圧指令
ｍａｘ：正方向に大きな値を選択する関数
ｍｉｎ：負方向に大きな値を選択する関数。

【0102】

また、その一態様として、前記トルク・電流制御部は積分制御を行う積分演算器を有し、前記ｄ軸ｑ軸電圧指令値の振幅が上限値を超過した場合に、超過電圧に基づいて前記積分演算器をフィードバック補償することを特徴とする。

【0103】

また、その一態様として、前記ｄ軸ｑ軸電圧指令値の振幅が限界電圧を超過した場合、ｑ軸電流指令値と補正ｑ軸電流検出値との偏差に基づいてｄ軸電流指令値を補正することを特徴とする。

【0104】

また、その一態様として、（５）式、（６）式によってｄ軸補正電流を生成し、補正前ｄ軸電流指令値から前記ｄ軸補正電流を減算して前記ｄ軸電流指令値を出力する減算器と、前記補正前ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流指令値に基づいて補正係数を生成するＩｑ補正部と、前記ｄ軸電流指令値に基づいてｑ軸電流制限値を出力するＩ１制限部と、補正前ｑ軸電流指令値に前記補正係数を乗算する乗算器と、前記乗算器の出力を前記ｑ軸電流制限値に制限してｑ軸電流指令値として出力する電流制限部と、を備えたことを特徴とする。

【0105】

【数5】

【0106】

【数6】

【0107】

ΔＩＦＢｄ：ｄ軸補正電流
τｉ：積分時定数
τＬＰ：減衰時定数
ｓ：ラプラス演算子
Ｉｑ＊：ｑ軸電流指令値
Ｉｑ＿ｃｏｍｐ：補正ｑ軸電流検出値
Ｓｏｖ：ｄ軸ｑ軸電圧指令値の振幅が限界電圧を超過した場合にｏｎ、それ以外はｏｆｆとなる飽和信号。

【発明の効果】

【0108】

本発明によれば、電流制御系に対して６次高調波の過変調方式を適用した電圧型インバータの制御装置において、過変調領域でも安定性や応答性の低下を抑制することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【0109】

【図1】実施形態１におけるトルク・電流制御部を示す図。

【図2】６次高調波重畳推定部を示すブロック図。

【図3】実施形態２，３におけるトルク・電流制御部を示す図。

【図4】実施形態１～３を適用したシステムの加速特性図。

【図5】実施形態１～３を適用したシステムの加速特性図（拡大図）。

【図6】実施形態１～３を適用したシステムの三相電圧・電流特性図（拡大図）。

【図7】実施形態１～３を適用したシステムの高調波電流の推定特性図（拡大図）。

【図8】実施形態１～３を適用したシステムの高調波電流の補償特性図（拡大図）。

【図9】実施形態１のみを適用したシステムの加速特性図（Ｖｄｃ＝１００％時）。

【図10】実施形態１，２を適用したシステムの加速特性図（Ｖｄｃ＝１００％時）。

【図11】実施形態１，２を適用したシステムの加速特性図（Ｖｄｃ＝９０％低下時）。

【図12】実施形態１～３を適用したシステムの加速特性図（Ｖｄｃ＝９０％低下時）。

【図13】電圧型インバータの制御装置の全体構成の一例を示す図。

【図14】電圧型インバータの主回路構成を示す図。

【図15】ＰＷＭ指令・零相変調部およびＰＷＭ生成部の構成例を示す図。

【図16】零相変調方式（三相変調・二相変調）と狭小パルスを防止するための禁止帯域を示す図。

【図17】電圧空間ベクトルの狭小パルスを防止するための電圧指令の禁止帯域を示す図。

【図18】トルク・電流制御部の基本構成を示す図（従来例１）。

【図19】トルク・電流制御部の基本構成を示す図（従来例２）。

【図20】６次高調波補正部を示す図（従来例３）。

【図21】電圧飽和領域での過変調に適用する６次補正成分の振幅値を示す図。

【図22】振幅拡大と飽和処理による疑似台形波の過変調方式を示す図。

【図23】６次高調波重畳による過変調および他の変調方式の波形の比較図。

【図24】６次高調波重畳による過変調に二相変調を適用した場合の三相波形例を示す図（従来例３）。

【発明を実施するための形態】

【0110】

以下、本願発明における電圧型インバータの制御装置の実施形態１～３を図１～図１２に基づいて詳述する。

【0111】

［実施形態１］
実施形態１～３は、図１４に示す三相フルブリッジ接続されたスイッチング素子を有し、直流電圧を三相交流電圧に変換する電圧型インバータを制御対象としている。図１４に示すように、直流電源ＤＣの正極Ｐと負極Ｎの間にはスイッチング素子ＳＷｕ，ＳＷｘが直列接続される。また、直流電源ＤＣの正極Ｐと負極Ｎの間にはスイッチング素子ＳＷｖ，ＳＷｙが直列接続される。また、直流電源ＤＣの正極Ｐと負極Ｎの間にはスイッチング素子ＳＷｗ，ＳＷｚが直列接続される。スイッチング素子ＳＷｕ，ＳＷｘの接続点、スイッチング素子ＳＷｖ，ＳＷｙの接続点、スイッチング素子ＳＷｗ，ＳＷｚの接続点はＵ相、Ｖ相、Ｗ相として負荷装置に接続される。ここで、直流電圧をＶｄｃとする。制御装置では、スイッチング素子ＳＷｕ，ＳＷｙ，ＳＷｗ，ＳＷｘ，ＳＷｙ，ＳＷｚのゲート信号Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗ，Ｇｘ，Ｇｙ，Ｇｚを生成して電圧型インバータを制御する。

【0112】

制御装置の全体構成は図１３と同様である。また、ＰＷＭ指令・零相変調部５およびＰＷＭ生成部７は、図１５と同様である。本実施形態１は、トルク・電流制御部４を図１８から図１に変更したものである。図１８と同様の箇所については同じ符号を付してその説明を省略する。

【0113】

図１に示した本実施形態１のトルク・電流制御部４の基本構成は、「図１８の従来例１の電流制御系」と「図２０の６次高調波重畳による過変調方式」を組み合わせたものであり、これに対して「電流検出値に含まれている過変調に起因する高調波成分を除去する機能」を追加する。

【0114】

本実施形態１で追加した構成の主要部分は、６次高調波重畳推定部６０の内部に組み込んだ「高調波電流推定値ΔＩＨｄｑの推定演算」と、「ｄ軸，ｑ軸電流検出値Ｉｄｑから高調波電流推定値ΔＩＨｄｑを減算する減算補正部７２」である。これにより、６次高調波成分を抑制した補正ｄ軸ｑ軸電流検出値Ｉｄｑ＿ｃｏｍｐが得られる。

【0115】

さらに、サンプル値系で実装するなどＰＷＭ発生部に遅延時間が生じる場合には、推定演算結果に遅延補償部７１を挿入して時間を整合させたのち減算補正部７２に入力してもよい。これにより６次高調波除去機能の精度が改善する。例えば、ＰＷＭ発生部の遅延時間を補償するために電圧指令の位相を進み補償部７０で進み補正する場合には、位相進み相当の遅延時間を遅延補償部７１に設定して高調波位相を整合させるものである。

【0116】

６次高調波重畳推定部６０の構成を図２に示す。なお、図２は、図２０の６次高調波補正部５０の部分を拡張したものに相当する。

【0117】

６次高調波重畳推定部６０の内部に追加した高調波電流の推定演算は、図２の下部のような構成例とする。上部は図２０と同様であるため説明を省略する。「電圧指令や速度検出値ωｒの変化が少ない」ものと仮定して、「過変調のために重畳する６次高調波電圧成分が定常状態」と近似すると、高調波電流を「交流理論を用いた近似式」で推定することができる。これは、本来なら「電圧の積分演算」を適用する部分を、インピーダンスによる演算式で代用して簡素化するものである。

【0118】

まず、定常状態と近似したので、（１４）式と（１５）式の「位相角θｖ」を「速度検出値ωｒと時間ｔの積」に置換すれば（１６）式と（１７）式になる。もし、非突極性のモータでありｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑが等しい場合（Ｌｄ＝Ｌｑ＝Ｌ）には、（１６）式と（１７）式の時間積分は９０°位相が遅れた（１８）式と（１９）式のような正弦波と負の余弦波として表すことができる。

【0119】

【数16】

【0120】

【数17】

【0121】

【数18】

【0122】

【数19】

【0123】

しかし、突極性のモータ（Ｌｄ≠Ｌｑ）の場合には、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑを除算する前にＸＹ座標からｄｑ座標に変換しておく必要がある。そこでまず、高調波電圧の積分演算部を、Ｘ軸高調波磁束Δλｘ６（ｔ）については（２０）式の定常式で近似し、同様にＹ軸高調波磁束Δλｙ６（ｔ）も（２１）式により近似する。

【0124】

【数20】

【0125】

【数21】

【0126】

図２では、乗算器６１で６次高調波成分の振幅値ΔＶｘ６にｓｉｎ（６・ωｒ・ｔ）を乗算し、除算器６２で６・ωｒで除算した値がＸ軸高調波磁束Δλｘ６（ｔ）となる。また、乗算器６３で６次高調波成分の振幅値ΔＶｙ６に－ｃｏｓ（６・ωｒ・ｔ）を乗算し、除算器６４で６・ωｒで除算した値がＹ軸高調波磁束Δλｙ６（ｔ）となる。

【0127】

そして、ＸＹ軸の高調波磁束を座標変換部６５で（２２）式にてｄｑ座標軸に逆回転座標変換する。次に、除算器６６，６７において各軸のｄ軸，ｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑで除算すれば高調波電流推定値となり、（２３）式によりｄ軸高調波電流推定値ΔＩＨｄ（ｔ）が、（２４）式によりｑ軸高調波電流推定値ΔＩＨｑ（ｔ）が得られる。これらをベクトル表現したものが、図１で使用する高調波電流推定値ΔＩＨｄｑに相当する。

【0128】

【数22】

【0129】

【数23】

【0130】

【数24】

【0131】

図１では、減算補正部７２でｄ軸ｑ軸電流検出値Ｉｄｑからこの高調波電流推定値ΔＩＨｄｑを減算補正することにより、高調波成分を除去した補正ｄ軸ｑ軸電流検出値Ｉｄｑ＿ｃｏｍｐを得るものであり、これを電流制御のＰＩ制御を構成する比例演算器２３，積分演算器２４や非干渉制御部２７に使用している。

【0132】

電流制御を三角波キャリア信号Ｃｒｙの半周期に同期させたサンプル値系（サンプル周期Ｔｓ）として実装する場合には、電圧成分をＰＷＭ波形に変換して出力し、その影響が電流検出値としてサンプルされるまでに「約１．５・Ｔｓ」の遅延が生じる。

【0133】

進み補償部７０で（２５）式のようにこの遅延分「１．５・Ｔｓ」を補正した場合には、遅延補償部７１で高調波電流の推定にも「１．５・Ｔｓ」相当を挿入して時間の整合を取り、遅延補償後の高調波電流推定値ΔＩＨｄｑ＿ｄｌｙとして出力する。この遅延補正「１．５・Ｔｓ」の構成例としては、（２６）式のように１回遅延と２回遅延の平均などで近似すればよい。ここで、「ｚ＾（－１）」は１回遅延、「ｚ＾（－２）」は２回遅延を表現する遅延演算子である。

【0134】

【数25】

【0135】

【数26】

【0136】

図２の上段では図２０と同様に、６次補正部５１は、飽和関数部３２の出力である制限後振幅Ｖ１ＬｉｍとＤＢ電圧ＶＤＢに基づいて（１２）式、（１３）式により６次補正成分の振幅値ΔＶｘ６，ΔＶｙ６を計算する。そして、乗算器５５、５６において（１４）式、（１５）式により補正電圧成分ΔＶｘ６ｃ（θｖ）、ΔＶｙ６ｓ（θｖ）が演算される。この補正電圧成分ΔＶｘ６ｃ（θｖ），ΔＶｙ６ｓ（θｖ）に基づいて、以下の（２７）式、（２８）式により補正後電圧指令Ｖｘ，Ｖｙを演算する。これを位相角θｖ（＝θｒ＋φｖ）による逆回転座標変換によって固定座標系（ａｂ軸）の入力電圧指令Ｖａ，Ｖｂに変換する。

【0137】

【数27】

【0138】

【数28】

【0139】

さらに、図１５に示すように、二相三相変換により三相交流の電圧指令（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に変換する。これ以降は、従来のＰＷＭ生成方法を適用するものであり、「直流電源電圧による正規化」や「零相変調として二相変調」を適用したのち、最後にキャリア信号と大小比較してスイッチング素子ＳＷｕ，ＳＷｘ、ＳＷｖ、ＳＷｙ、ＳＷｗ、ＳＷｚのゲート信号Ｇｕ，Ｇｘ，Ｇｖ，Ｇｙ，Ｇｗ，Ｇｚを生成する。以上が本実施形態１の構成例である。

【0140】

［作用・動作の説明］
図３には実施形態１と後述する実施形態２および実施形態３の全機能が組み込まれており、この数値シミュレーションにより調べた動作例が図４である。本実施形態１については、この動作例の一部を利用して作用を説明する。

【0141】

図４は永久磁石同期電動機（ＰＭモータ）をベクトル制御した場合の特性を調べたものであり、トルク指令値Ｔｒｑ＿ｃｍｄとして「台形状パターン（０．１～０．６ｓ期間）」を与えたときの加速動作の波形である。

【0142】

ここでキャリア周波数は固定させ、非同期ＰＷＭとして動作させた。トルクや電流はモータの基底速度の定格値を基準に正規化しており、電圧だけは定格の直流電源電圧Ｖｄｃ０と整合させたいので、電圧の正規化基準を飽和電圧ＶＢ＝Ｖｄｃ０／√２に設定してある。

【0143】

また、図３の電流指令値生成部２１内に組み込む電流指令テーブルには、電圧が飽和電圧ＶＢより低ければ「最大トルク制御（電流振幅が最小となる条件）」に設定し、それ以外では電圧を飽和電圧ＶＢにするようにｄ軸電流を負方向に移動させｑ軸電流を低減させた条件に設定している。この電流指令であれば理想上は飽和電圧ＶＢを超えないはずであるが、実際には最小パルス幅の制限や過渡時のオーバーシュートが存在するし、直流電源電圧Ｖｄｃが低下した場合にも電圧飽和が発生する。

【0144】

最小パルス幅を確保するための電圧余裕幅ΔＶｄｂは５％（二相変調時）に設定したので、過変調開始電圧は「ＶＤＢ＝０．９５ｐ．ｕ．」となり、過変調にて拡大した最大出力電圧は「ＶＣ（ＶＭＡＸ）≒１．０６×０．９５＝１．００７ｐ．ｕ．」となる。

【0145】

図４の最上段にて、Ｔｒｑ＿ｃｍｄはトルク指令値、Ｔｒｑ＿ｍはモータ発生トルクであり、ωｒはモータの速度検出値である。適切な電流テーブルが設定されているので電圧飽和は少なく、電圧飽和時にトルクの追従誤差が生じているもののほぼ全域でモータ発生トルクＴｒｑ＿ｍがトルク指令値Ｔｒｑ＿ｃｍｄに追従できている。

【0146】

２段目は、電流制御出力のｄ軸ｑ軸電圧指令値Ｖ１ｄ，Ｖ１ｑおよび振幅Ｖ１を波線で示し、電圧飽和を適用した制限後振幅Ｖ１Ｌｉｍおよび制御には利用していないが制限後振幅Ｖ１Ｌｉｍをｄｑ座標に変換した制限後ｄ軸振幅ＶｄＬｉｍ，制限後ｑ軸振幅ＶｑＬｉｍを実線で示している。０．３２ｓ付近から過変調状態（Ｖ１＞ＶＤＢ）に移行しており、高調波の増加に従ってモータ発生トルクＴｒｑ＿ｍのリプル幅も増加している。そして、０．３３ｓ以降の制限後振幅Ｖ１Ｌｉｍと振幅Ｖ１が一致していない期間が電圧飽和状態（Ｖ１＞ＶＭＡＸ）に相当しており、飽和直後の各電圧成分に超過成分が現れている。

【0147】

３段目はモータ電流であり、ｄｑ軸座標成分Ｉｄ＿ｍ，Ｉｑ＿ｍと参考用の回転ベクトルの振幅成分Ｉ１＿ｍとが描いてある。この電流波形はサンプル前の実電流なので、ＰＷＭリプルや±６次の高調波成分を含んでおり、この図では分解能が不足しているので幅の広い波形になっている。さらに参考として実施形態３のｄ軸補正電流ΔＩＦＢｄも追記してある。

【0148】

４段目には三相交流電圧の代わりに、キャリア比較器の入力成分である零相変調後のＰＷＭ指令Ｋｚｕ，Ｋｚｖ，Ｋｚｗを示した。この零相変調後のＰＷＭ指令Ｋｚｕ，Ｋｚｖ，Ｋｚｗの波形は、電圧指令が低いうちは三相変調として動作しているが、電圧指令が上昇すると最小パルス幅を確保できなくなるため二相変調に切り替わっている。

【0149】

本実施形態１の電流検出値から高調波成分を除去する機能は、この過変調期間の全域で作用している。この動作説明は、図４の「拡大図１」の部分に着目して説明する。この部分の時間軸を拡大したものが図５であり、同じ拡大期間の過変調動作を図６に、電流の高調波除去動作を図７に示す。

【0150】

図５の４段目は図４の４段目と同じ零相変調後のＰＷＭ指令Ｋｚｕ，Ｋｚｖ，Ｋｚｗであり、電圧余裕が確保できなくなる０．３１３ｓ付近で三相変調から二相変調に切り替わっている。二相変調になると６０ｄｅｇのセクタ期間にて交互にＰ・Ｎ電位に張り付くようになり、さらに電圧が上昇すると、過変調が作用するようになり最小パルス幅相当の禁止帯域ΔＫｄｂだけ低いレベル付近の波形が台形状に膨らむことにより基本波成分を増加させている。

【0151】

この二相変調では、特許文献２で示されているように、セクタ切り替え時に発生する電流リプルを抑制するために「半キャリア周期だけ特殊な切替パターンを挿入」してある。特許文献２では切替パターンに「三相変調」を採用していたが、電圧飽和しないように「一相変調（最大相と最小相を両方ともＰＮ電位に固定）」に変更した。

【0152】

しかし、「三相変調」とは異なり「一相変調」は誤差成分を含むので、その次の半キャリア周期にて電圧余裕のある相を利用して誤差電圧分を補償した。これにより図５のＰＷＭ指令にはＰＮ電位直後にパルス状の波形が生じているが、これは最小パルス幅を確保して、かつ、異常な電流外乱（オフセット発生）を回避するために必要な処理である。これについては本実施形態１の動作原理と直接には関係しないので詳細な説明は省略する。

【0153】

図５の３段目に示した電流波形は、最初は６０ｄｅｇ周期で包絡線が変化するＰＷＭリプル波形だけが重畳している。しかし、過変調が動作すると６次高調波電圧が重畳されるので、電流はＰＷＭリプルに６次で脈動する成分が重畳された波形になる。

【0154】

そして、過変調の上限である電圧飽和（Ｖ１≧ＶＭＡＸ）に達すると、６次の脈動幅は一定になる。以降は、速度が上昇するので低減トルク指令に移行し、電流指令テーブルの出力である補正前ｄ軸電流指令値ＩｄＴ（図５ではｄ軸電流指令値Ｉｄ＊）が負方向に増加を、補正前ｑ軸電流指令値ＩｑＴ（図５ではｑ軸電流指令値Ｉｑ＊）が零方向に減少を始めている。この電流波形より、過変調のために６次高調波電圧を重畳すると、電流にも６次高調波が生じることを確認できる。本実施形態１では電流検出値からこの高調波成分を除去するものであり、その機能を説明する。

【0155】

まず、過変調時の電圧や電流の三相成分の挙動を示したものが図６であり、図５と同じ「拡大図１」の期間の動作である。

【0156】

１段目の成分は参考として図４や図５と共通なものを示した。

【0157】

２段目は電圧の高調波成分を含んだ零相変調前のＰＷＭ指令Ｋｕ，Ｋｖ，Ｋｗである。また、（１４）式と（１５）式の補正電圧成分ΔＶｘ６ｃ，ΔＶｙ６ｓに相当する三相交流成分も示したいので、三相交流への変換とＶｄｃ０／２の正規化を適用し、その代表としてＵ相の６次高調波成分ΔＫｕ６を描いてある。

【0158】

これから、制限後振幅Ｖ１Ｌｉｍの増加に応じて三相交流の高次成分も増加することが確認できる。回転座標系では±６次高調波成分を重畳したが、これを三相交流に変換すると（＋７次／－５次）成分になるため、６次高調波成分ΔＫｕ６は「－５次と＋７次の歪が加わった波形」になっている。２段目以降では三相成分が交差するため紛らわしいので、ｕ相波形のみ太線で示している。

【0159】

３段目は図５の４段目と同じ零相変調（二相変調）後のＰＷＭ指令Ｋｚｕ，Ｋｚｖ，Ｋｚｗである。

【0160】

４段目が三相の電流波形Ｉｕ＿ｍ，Ｉｖ＿ｍ，Ｉｗ＿ｍであり、高調波電圧により（＋７次／－５次）成分の歪が重畳されている。これをｄｑ座標に変換したものが図５のＩｄ＿ｍ，Ｉｑ＿ｍに相当する。これより、電流波形には（＋７次／－５次）成分の周波数成分しか含んでいないので、波形歪も少ないことが確認できる。

【0161】

以上が、実施形態１で使用する「６次高調波重畳形の過変調方式」とそれにより生じる「電流の高調波歪」についての説明であり、以降にて本実施形態１で実現する「電流検出値から高調波成分を除去する機能」の動作や作用について説明する。

【0162】

本実施形態１で説明する６次高調波重畳推定部６０は図２に記載されており、これに対応する動作波形例が図７である。ここでも１段目は図５と共通とした。

【0163】

２段目は６次高調波電圧成分であり、（１２）式と（１３）式の振幅値ΔＶｘ６，ΔＶｙ６は包絡線（点線）に相当し、（１４）式および（１５）式にて正弦波や余弦波の６次高調波に変調したものが補正電圧成分ΔＶｘ６ｃ，ΔＶｙ６ｓである。

【0164】

３段目は、補正電圧成分Ｖｘ６ｃの時間積分を（２０）式で近似したＸ軸高調波磁束Δλｘ６と、同様に補正電圧成分ΔＶｙ６ｓの時間積分を（２１）式で近似したＹ軸高調波磁束Δλｙ６である。積分作用があるので、電圧波形より９０ｄｅｇだけ位相が遅れた正弦波になっている。

【0165】

４段目が（２２）式にてＸＹ軸の高調波磁束をｄｑ座標軸に逆回転座標変換したｄ軸高調波磁束Δλｄ６とｑ軸高調波磁束Δλｑ６であり、これを（２３）式と（２４）式のようにｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑで除算すると、５段目のような推定したいｄ軸高調波電流推定値ΔＩＨｄとｑ軸高調波電流推定値ΔＩＨｑになる。

【0166】

このｄ軸高調波電流推定値ΔＩＨｄ，ｑ軸高調波電流推定値ΔＩＨｑを利用して、電流検出値から高調波成分を除去する動作を示したものが図８である。１段目は図５の１段目と共通、２段目は図５の３段目の電流波形と共通である。

【0167】

図８の３段目は、ｄ軸成分の電流のみをまとめたものであり、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｄ軸電流検出値Ｉｄ、および高調波成分を減算補正した（図３の減算補正部７２の出力）補正ｄ軸電流検出値Ｉｄ＿ｃｏｍｐを描いている。これにより、ｄ軸電流検出値Ｉｄと補正ｄ軸電流検出値Ｉｄ＿ｃｏｍｐを比較すると、過変調に起因する高調波成分が大幅に抑制できていることが確認できる。

【0168】

４段目も同様に、ｑ軸成分の電流のみをまとめたものであり、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊、ｑ軸電流検出値Ｉｑ、および高調波成分を減算補正した（図３の減算補正部７２の出力）補正ｑ軸電流検出値Ｉｑ＿ｃｏｍｐであり、同様に高調波成分が大幅に抑制できている。

【0169】

実際には、「連続系とサンプル値系の誤差やキャリア比較時に生じる微小な誤差電圧」による歪や、「二相変調のセクタ切り替え時に挿入した一相変調」による微小リプルが残存しているが、それでも高調波成分の大半を除去できている。また高調波を除去した波形にはムダ時間も生じていないので、電流制御への影響も少ないことが想定できる。

【0170】

以上が、本実施形態１の動作・作用であり、電流検出値から過変調成分を除去できれば、電流制御により増幅されることが無くなるし、非干渉電圧の外乱要因にもならない。さらに、ムダ時間も増加しないので電流制御ゲインを高く設定でき、後述する実施形態２や実施形態３にて実装する電圧飽和時の動作にも干渉しなくなる。

【0171】

［効果］
ＰＷＭ波形の最小パルス幅を制限するために、ＰＷＭの出力可能な飽和電圧ＶＢに対して電圧余裕幅ΔＶｄｂを持たせたＤＢ電圧ＶＤＢを設定し、電圧指令をこのＤＢ電圧ＶＤＢに制限することが行われている。これに対して、「６次高調波重畳による過変調方式」を適用すれば、最小パルス幅の制限条件を維持しながら、出力電圧を（約１．０６×ＶＤＢ）に拡大できる。

【0172】

最小パルス幅が維持できれば、狭小パルスが欠ける際に生じる異常な電流リプルが生じ無くなり、負荷装置の異常な電磁音などの抑制効果が得られる。この過変調方式であれば、±６次成分（固定座標系では＋７次，－５次）のみ重畳するだけなので、「台形波による過変調方式」よりも高調波の実効値が低減でき、負荷装置の銅損や鉄損なども少なくなる。

【0173】

これ以外に、電流制御系に台形方式などの過変調方式を適用する場合には、過変調のために重畳した高調波電圧による電流の高調波成分が問題になり、電流検出値に含まる高調波を電流制御が増幅すると発振などの異常が発生する。発振防止のために６次成分を除去する高域遮断フィルタを適用した場合には、今度は遅延時間が発生するため電流制御の応答を高く設定することができない。

【0174】

本実施形態１を適用すれば、過変調にて重畳した高調波電圧成分により生じる高調波電流成分を推定し、これを電流検出値から減算補正することにより、電流検出値から基本波成分のみを抽出することができる。

【0175】

そこで、「６次高調波重畳による過変調方式を組み込んだ電流制御系」に本実施形態１を組み合わせれば、高調波成分の発振を防止でき、またフィルタの遅延時間も生じ無いので電流制御ゲインを低減する必要もなくなる。この電流検出値から抽出した基本波成分は、非干渉制御（図１の非干渉制御部２７）の入力信号としても適用することができ、これにより電流制御系全体を安定化させることができる。

【0176】

さらに、電流高調波成分の推定が「簡単に実現できる」ことも特徴である。この過変調方式では、電圧高調波が±６次の２成分のみでありその振幅はほぼ一定である。そのため、電圧指令などが急変しないと仮定できれば、電圧積分などの複雑な演算を使用しなくてもよく、簡単な交流理論の式で推定することができる。

【0177】

もし、同期ＰＷＭを利用した過変調方式であれば、ＰＷＭパルスのパターンが固定なので高調波電流の推定も比較的に容易であるが、これは非同期ＰＷＭの場合には適用できない。特に、周波数が低い領域ではテーブル長などの制限により同期ＰＷＭを適用できないことが多い。これに対して、本実施形態１の方式なら非同期ＰＷＭでも動作できることも長所である。

【0178】

制御性能以外にも、従来の電流制御に対して簡単に追加改造できる利点もある。この過変調方式は、既存の電流制御に対して、電流制御とＰＷＭ変調との中間に「６次高調波成分を重畳する過変調機能」を追加するだけで構成できる。

【0179】

さらにこの追加機能の内部に本実施形態１の「高調波電流成分の推定機能」を組み込むことができ、電流検出値からその推定値を減算するだけで高調波除去機能も得られる。このように既存の電流制御系（ＰＩ演算や非干渉制御）とは分離した構成として実装でき、電流制御系を改造する必要もないので、「本実施形態１を適用するための開発期間も短くてよい」という効果も得られる。

【0180】

［実施形態２］
実施形態１では、電流制御系（例えば図１８）の電流検出値に、過変調に起因する高調波成分の補償機能を追加した。しかし実用的な電流制御には、図１９のように「超過電圧の検出３３」や、「ＰＩ制御の異常積分対策である自動整合形フィードバック部（逆極座標変換部）３４」や、「ｄ軸やｑ軸の飽和制限部３６」などの電圧飽和時の対策が追加されている。

【0181】

「この図１９の構成に対して実施形態１の過変調機能を図３に示すように組み合わせること」を、本実施形態２と実施形態３にて説明する。過変調による高調波の影響を受けないように、本実施形態２では「ＰＩ制御の異常積分対策（自動整合形ＰＩ制御）」を追加し、実施形態３では「ｄ軸とｑ軸の電流指令の補正」を追加する方法を説明する。

【0182】

本実施形態２にて付加する過変調機能は図３のように、飽和関数部３２出力の制限後振幅Ｖ１Ｌｉｍに対して実施形態１と同様に６次高調波重畳推定部６０を追加して実装する。制限後振幅Ｖ１ＬｉｍがＤＢ電圧ＶＤＢを超えて過変調になると６次高調波重畳推定部６０の内部にて６次高調波が重畳されるが、それでも制限後振幅Ｖ１Ｌｉｍに相当する基本波電圧が出力できているので電流制御は継続して正常に動作し続ける。

【0183】

図２１に示した過変調の限界電圧ＶＣを飽和関数部３２の上限値ＶＭＡＸに設定しておく。減算器３３は振幅Ｖ１から制限後振幅Ｖ１Ｌｉｍを減算して超過電圧ΔＶ１を出力する。すなわち、振幅Ｖ１が上限値ＶＭＡＸを超過すると超過電圧ΔＶ１が生じる。

【0184】

これを逆極座標変換部３４において位相φｖで逆回転座標変換したｄｑ軸超過電圧ΔＶｄｑに変換したのち積分演算器２４にフィードバック補償することにより異常積分を抑制する。積分補正の簡単な構成としては、ｄｑ軸超過電圧ΔＶｄｑに補正速度に相当するゲインを乗算してから、この乗算値を積分演算器２４の比例成分ＶＰｄｑから減算補正するなどとすればよい。

【0185】

過変調機能を実装する６次高調波重畳推定部６０に入力される制限後振幅Ｖ１Ｌｉｍにはまだ高調波成分は含まれていないので、自動整合機能をこの構成にすると、［発明が解決しようとする課題］にて台形波変調の課題として示した「電圧飽和時には、ｄｑ軸に逆変換した出力電圧成分に６次脈動が発生する」という問題が生じない。

【0186】

また、６次高調波を重畳したことにより生じる高調波電流についても、実施形態１を適用して「電流検出値から６次高調波を除去した基本波成分」として取り扱ってある。これらにより、電流制御の入力と出力の信号をともに６次高調波を含まない構成にできる。

【0187】

［作用・動作の説明］
本実施形態２と後述する実施形態３の必要性を示すために、実施形態１のみ適用し本実施形態２と実施形態３を適用していない場合の動作を図９に示す。動作条件は図４と同じ設定にしてある。

【0188】

ここで、電流についてはＰＩ演算の動作を分かりやすくするため、３段目の電流波形は高調波を除去した補正ｄ軸電流検出値Ｉｄ＿ｃｏｍｐ、補正ｑ軸電流検出値Ｉｑ＿ｃｏｍｐに変更している。そのため、ＰＷＭリプルや過変調による６次高調波成分が含まれていない波形として示されている。

【0189】

これに対して、実施形態１だけでなく本実施形態２も適用したものが図１０であり、本実施形態２による作用を示している。

【0190】

図９では本実施形態２、つまり「電流制御の積分項に対する自動整合形のフィードバック」を適用していないので、電圧飽和（Ｖ１＞ＶＭＡＸ）が発生している期間（０．３３～０．５２ｓ付近）において電流制御（ＰＩ演算）の積分演算器２４（図３）が異常積分してしまう問題が生じている。そのため、波線で示したｄ軸電圧指令値Ｖ１ｄとｑ軸電圧指令値Ｖ１ｑおよび振幅Ｖ１が異常な値になっている。

【0191】

電流指令テーブルは上限電圧を考慮して適切に設定しており、制限後振幅Ｖ１Ｌｉｍ（ＶｄＬｉｍとＶｑＬｉｍ）はほぼ飽和電圧に制限されているので、電流指令と実電流との偏差は少ないが、飽和終了後（０．５２ｓ付近）には電流波形に歪が生じている。さらに異常積分した電圧成分が積分時定数で減衰するまでに時間を要しており、図４に比べて飽和終了時刻が大幅に遅れている。そのため、この期間に電流指令が急変しても直ぐに追従することはできない。

【0192】

本実施形態２ではこの対策として図３の積分演算器２４に対する自動整合型のフィードバック補正を構成している。飽和関数部３２の入出力に基づいて減算器３３により超過電圧ΔＶ１を計算し、それを逆極座標変換部３４によるｄｑ軸超過電圧ΔＶｄｑに変換する。この超過電圧ΔＶ１が減衰するよう積分成分ＶＩｄｑに対して補正する。

【0193】

本実施形態２を適用した動作例が図１０であり、電圧飽和期間（０．３３～０．４１ｓ付近）において振幅Ｖ１を上限値ＶＭＡＸ付近まで減衰させることができており、ｄ軸電圧指令値Ｖ１ｄと制限後ｄ軸振幅ＶｄＬｉｍの偏差およびｑ軸電圧指令値Ｖ１ｑと制限後ｑ軸振幅ＶｑＬｉｍの偏差（異常積分）も小さくなっている。

【0194】

また、図９の飽和終了後（０．５２ｓ付近）に生じていた電流波形の歪（ワインドアップ現象）も、図１０では発生していない。

【0195】

この図は電流制御の入出力信号に着目しているので、過変調のために重畳した６次高調波成分は描かれていないが、実際のモータに作用するＰＷＭ指令や電流検出値には図４のような高調波成分が含まれている。

【0196】

逆にいえば、実施形態１で示した「過変調方式」と「高調波電流の除去機能」を適用したので、図１０のようにあたかも過変調による高調波が存在していないように取り扱えるようになった。この電流制御と高調波補償とを分離した構成にできたことにより、ＰＩ制御の積分に対する自動整合フィードバックにも高調波成分が含まれず安定に動作できるようになる。

【0197】

本実施形態２にもまだ課題が残っており、直流電源電圧Ｖｄｃが低下した場合にはトルク低下が大きく、また過電流が発生する可能性もある。その例が図１１であり、図１０に対して直流電源電圧Ｖｄｃを定格値Ｖｄｃ０の９０％に低減した場合の特性である。

【0198】

電流制御系では直流電圧（０．９×Ｖｄｃ０）を検出しており、上限値ＶＭＡＸもこれに応じて修正する。これにより、図１１での２段目の制限後振幅Ｖ１Ｌｉｍが直流電源電圧Ｖｄｃ０時の上限値ＶＭＡＸの０．９倍に制限され、電圧不足により電流偏差も大きくなる。

【0199】

その結果、モータ発生トルクＴｒｑ＿ｍの低下量が大きくなるし、電流指令テーブルが想定した上限電圧まで電圧が出力できないため制御不能になっているので電流の異常な振動が発生してしまい０．６２ｓあたりで過電流レベルに達している。

【0200】

また、電源電圧の低下により電流偏差が大きくなると、「自動整合形フィードバックの対策」を適用しても、ＰＩ演算の比例項が残るため、３段目の電流波形に示すように電流偏差を零付近まで抑制することはできない。そのため、図１１では電圧飽和期間は（０．３２～０．７２ｓ付近）と大幅に長くなっており、直ぐに電圧飽和から抜け出すことができなくなっている。

【0201】

次の、実施形態３では、この図１１の課題についての対策方法を適用する。

【0202】

［効果］
実用的な電流制御には、「電圧飽和時の異常積分対策」が実装されている。

【0203】

本実施形態２では、この「電圧飽和時の異常積分対策」の機能を有する制御系に対して、実施形態１の過変調方式と高調波電流の除去機能を適用した。

【0204】

「台形波による過変調方式」を適用する場合には、電圧飽和が三相成分に対して適用されるため、電圧超過量つまり電流指令の出力と飽和処理後の偏差電圧をｄｑ座標上に変換すると、６次の整数倍の高調波電圧成分が現れる。そのため、これをｄｑ座標系で構成した「自動整合形のＰＩ制御」に適用すると、ＰＩ制御の出力にも６次の整数倍の高調波成分が発生する課題があった。

【0205】

これに対して、実施形態１を適用すれば電流制御は基本波成分だけで取り扱える。したがって、電流制御出力部（過変調部の前段）に電圧飽和検出を適用すれば、飽和超過量は基本波成分のみになる。

【0206】

これを利用して、本実施形態２では「自動整合形のＰＩ制御」を構成するので、ＰＩ制御出力に６次脈動が生じることはなく、安定な「電圧飽和時の異常積分対策」を実現できる。

【0207】

［実施形態３］
振幅Ｖ１が上限値ＶＭＡＸを超過して電圧飽和状態になると実電流が電流指令に追従できなくなるため、指令が想定していたトルクや有効電力を発生できなくなる。この対策として、本実施形態３では、ｄ軸とｑ軸の電流指令を補正して、無効電流による負荷起電力の降下成分を利用して、電流偏差の抑制とトルクの低減量を少なくする改善方法を説明する。

【0208】

本実施形態３の構成例は「実施形態１と実施形態２を組み合わせた基本構成（図３）」の一部分として既に図３に示されている。対象部分は、電圧飽和検出部３５、飽和制限部３６、ｄ軸電流指令値の減算補正部３７、Ｉｑ補正部１３、Ｉ１制限部１４、ｑ軸電流指令値のゲイン補正部３８、電流制限部３９の部分であり、これらは［背景技術］で説明した図１９と同じ動作をする。

【0209】

もし、モータが鉄心の磁気飽和などによる非線形性が強いときには、図３のゲイン補正部３８と電流制限部３９の部分の代りに、トルク指令値Ｔｒｑ＿ｃｍｄと速度検出値ωｒにｄ軸電流指令値Ｉｄ＊も入力として追加し、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を出力とする三次元テーブルを作成して対処することもできる。

【0210】

電圧飽和検出部３５出力の飽和信号Ｓｏｖや電流偏差ΔＩｄｑにより飽和制限部３６でｄ軸補正電流ΔＩＦＢｄを計算する。減算補正部３７で補正前ｄ軸電流指令値ＩｄＴからｄ軸補正電流ΔＩＦＢｄを減算補正してｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を得る。また、トルク精度を維持するためのゲイン補正部３８と、過電流制限のための電流制限部３９の動作は、すでに［背景技術］で説明しているのでここでは省略する。

【0211】

過変調を適用すると、電圧飽和検出部３５の出力である飽和信号Ｓｏｖに高調波による異常検出が生じる危険性があったが、電流制御と過変調の６次高調波重畳推定部６０を分離した構成であれば、基本波成分である振幅Ｖ１を使用することにより高調波の影響を排除できる。

【0212】

電流偏差ΔＩｄｑについても高調波成分が重畳する危険性があったが、実施形態１を利用して電流検出値から高調波電流を除去した補正ｄ軸ｑ軸電流検出値Ｉｄｑ＿ｃｏｍｐを生成でき、ｄ軸ｑ軸電流指令値Ｉｄｑ＊とこの補正ｄ軸ｑ軸電流検出値Ｉｄｑ＿ｃｏｍｐとの偏差を飽和制限部３６に使用すれば過変調に起因する高調波の影響をなくすことができる。

【0213】

［作用・動作の説明］
実施形態２の図１１で示した課題を対策するために本実施形態３を追加すると、図１２のように直流電源電圧Ｖｄｃの低下時の特性が改善できる。本実施形態３は「実施形態１の出力ＰＷＭ電圧の過変調と検出電流の高調波除去」や「実施形態２の電圧飽和処理」などと組み合わせて構成するものであり、電圧飽和時のトルクは低下するものの低下量も安定性も大幅に改善できている。また、電圧飽和期間が（０．３１～０．３５ｓ付近）と短くなっている。

【0214】

図１１と同様に図１２も電圧飽和レベルを直流電源電圧Ｖｄｃ０の上限値ＶＭＡＸから０．９倍に下げた条件であるので、２段目の制限後振幅Ｖ１Ｌｉｍが低めに制限されている。そのため、電圧飽和開始時には、３段目のｄ軸とｑ軸の電流偏差が拡大（Ｉｄ＊－Ｉｄ＿ｃｏｍｐ，Ｉｑ＊－Ｉｑ＿ｃｏｍｐ）し、１段目のモータ発生トルクＴｒｑ＿ｍもトルク指令値Ｔｒｑ＿ｃｍｄに対して低下を始める。しかし、本実施形態３を適用すれば、この電流偏差が小さくなるように電流指令の方を修正するので、それ以降の挙動に改善効果が表れている。

【0215】

まず、図３の減算器２２の出力である電流偏差ΔＩｄｑのうち、ｑ軸成分ΔＩｑ＝（Ｉｑ＊－Ｉｑ＿ｃｏｍｐ）を用いて飽和制限部３６にて（５）式の積分が実行され、３段目に示すようなｄ軸補正電流ΔＩＦＢｄが生成される。

【0216】

減算補正部３７でｄ軸補正電流ΔＩＦＢｄによりｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を負方向に増加させる。これにより弱め界磁電流を増加させて、モータのｑ軸起電力が減少することによりｑ軸電流を操作する電圧余裕を確保する作用が得られる。

【0217】

突極性のモータ（Ｌｄ≠Ｌｑ）の場合には、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊が変化すると出力トルクも変動するので、トルク指令値Ｔｒｑ＿ｃｍｄと一致させるようにゲイン補正部３８で（８）式の補正係数ＫＩｑによりｑ軸電流指令値Ｉｑ＊も補正する。これにより電圧制限状態では、電流振幅が増加するが、それでもトルクは指令まで復帰できるようになる。図１２にて、（０．３３～０．３５ｓ付近）の電流偏差が減少しトルク低下が回復している期間がこの作用に相当している。

【0218】

電圧飽和から脱すると、ｄ軸補正電流ΔＩＦＢｄは不要になるので零に戻したい。そこで、（６）式のように非飽和時は零に向かって一次遅れで減衰させる。

【0219】

しかし、速度上昇が継続しているので、電流指令テーブルの補正前ｄ軸電流指令値ＩｄＴが負方向に増加を続けると、今度は３段目のＩ１＿ｃｏｍｐが電流制限値ＩＭＡＸに達するので、電流不足によりトルクの追従は不可能になる。

【0220】

この場合には、過電流が発生しないように、トルクよりも電圧を優先して制御したいのでｄ軸電流指令値Ｉｄ＊にはｄ軸補正電流ΔＩＦＢｄの成分を継続して補償させておき、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊の方に新たな制限を加える。この制限機能は電流制限値ＩＭＡＸを維持するためのものであり、Ｉ１制限部１４でｄ軸電流指令値Ｉｄ＊から（９）式によりｑ軸電流制限値ＩＭＡＸｑを計算する。電流制限部３９で（１０）式にてｑ軸電流指令値Ｉｑ＊をｑ軸電流制限値ＩＭＡＸｑで制限することにより実現している。

【0221】

図１２において、この電流制限はＩ１＿ｃｏｍｐがＩＭＡＸ（１ｐ．ｕ．）に達している期間で作用しており、直流電源電圧Ｖｄｃ０の上限値ＶＭＡＸの０．９倍は維持されているが、モータ発生トルクＴｒｑ＿ｍはトルク指令値Ｔｒｑ＿ｃｍｄに対して減少した状態になる。

【0222】

それでも、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を適切に補正しているので、電流制限値ＩＭＡＸの範囲内でよりトルク指令に近づくように補正できているし、電流やトルクに大きな振動も現れない。また、電流指令を修正していることにより、早期に電圧飽和状態から脱することができ、またその後の電流波形の歪も発生していない。

【0223】

トルク指令が不連続に変化する（０．５５ｓ付近）でも電流やトルクに歪が生じているが、これは、電流指令の急変によりまた電圧飽和が発生したからであり、ここでも直ぐに電流指令を補正して安定化できている。

【0224】

以上が、実施形態１と実施形態２および実施形態３のすべてを組み合わせた場合の動作と作用である。

【0225】

［効果］
実用的な電流制御には、「電圧飽和時の異常積分対策」だけでなく、「電圧飽和時には電流指定を修正して電圧制限を維持しながらトルク（有効電力）を補正する機能」なども実装されている。これは電圧飽和時に、電流制御内のｑ軸電流偏差を情報源として、ｄ軸とｑ軸の電流指令を補正するが、電圧飽和の入力信号に高調波が含まれると「電圧飽和状態の検出信号」はＯＮ／ＯＦＦが頻繁に切り替わるようになり、また電流検出値に高調波成分が存在するとｑ軸電流偏差を経由して、ｄ軸やｑ軸の電流指令にも高次成分が現れてくる。

【0226】

「６次高調波成分を重畳する過変調機能」と実施形態１を適用すれば、電流制御の出力電圧には高調波は含まれないので「電圧飽和状態」が正確かつ安定に検出できる。また、電流検出値から高調波脈動成分を除去できているので、「ｑ軸電流偏差によるｄ軸とｑ軸電流指令の補正」も脈動のない基本波相当の直流成分で動作する。

【0227】

これにより、高調波外乱を含まない安定な「電圧制限とトルク（有効電力）の調整機能、電流偏差の抑制機能」が実現でき、補正後の電流指令値もあたかも過変調が適用されていないような挙動を継続することができる。

【0228】

以上本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

【符号の説明】

【0229】

２１…電流指令値生成部
２２…減算器
２３…比例演算器
２４…積分演算器
２５…加算器
６０…６次高調波重畳推定部
７０…進み補償部
７１…遅延補償部
７２…減算補正部

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【図22】

【図23】

【図24】