ホーム > 特許ランキング > 株式会社富士通ゼネラル
知財求人 - 知財ポータルサイト「IP Force」
(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2023142967
(43)【公開日】2023-10-06
(54)【発明の名称】モータ制御装置及びモータ制御方法
(51)【国際特許分類】
H02P 21/22 20160101AFI20230928BHJP
H02P 27/08 20060101ALI20230928BHJP
【ＦＩ】
H02P21/22
H02P27/08
【審査請求】未請求
【請求項の数】11
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2022050122
(22)【出願日】2022-03-25
(71)【出願人】
【識別番号】000006611
【氏名又は名称】株式会社富士通ゼネラル
(74)【代理人】
【識別番号】110003339
【氏名又は名称】弁理士法人南青山国際特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】石原 佑理
【テーマコード（参考）】
5H505
【Ｆターム（参考）】
5H505AA04
5H505AA06
5H505CC01
5H505DD03
5H505DD08
5H505EE41
5H505EE49
5H505GG02
5H505GG04
5H505GG06
5H505HB01
5H505JJ03
5H505JJ04
5H505JJ12
5H505JJ16
5H505JJ17
5H505JJ22
5H505JJ24
5H505JJ25
5H505JJ26
5H505KK06
5H505LL14
5H505LL22
5H505LL24
5H505MM16
(57)【要約】
【課題】モータを安定して精度よく制御すること。
【解決手段】
本発明の一形態に係るモータ制御装置は、モータのベクトル制御を行うモータ制御装置であって、駆動部と、電流検出部と、電流変換部と、電流近似部と、制御部とを具備する。前記駆動部は、前記ベクトル制御の制御指令値に基づいて前記モータを駆動する。前記電流検出部は、前記モータに流れるモータ電流を単一のシャント抵抗を用いて検出する。前記電流変換部は、前記モータ電流を前記ベクトル制御に用いる電流成分に変換する。前記電流近似部は、前記ベクトル制御の制御周期ごとに、前記電流成分に基づいて前記電流成分の近似線を算出し、当該近似線に基づいて前記電流成分の近似値を算出する。前記制御部は、前記制御周期ごとに、前記近似値に基づいて前記制御指令値を算出する。
【選択図】図２
【解決手段】
本発明の一形態に係るモータ制御装置は、モータのベクトル制御を行うモータ制御装置であって、駆動部と、電流検出部と、電流変換部と、電流近似部と、制御部とを具備する。前記駆動部は、前記ベクトル制御の制御指令値に基づいて前記モータを駆動する。前記電流検出部は、前記モータに流れるモータ電流を単一のシャント抵抗を用いて検出する。前記電流変換部は、前記モータ電流を前記ベクトル制御に用いる電流成分に変換する。前記電流近似部は、前記ベクトル制御の制御周期ごとに、前記電流成分に基づいて前記電流成分の近似線を算出し、当該近似線に基づいて前記電流成分の近似値を算出する。前記制御部は、前記制御周期ごとに、前記近似値に基づいて前記制御指令値を算出する。
【選択図】図２
【特許請求の範囲】
【請求項1】
モータのベクトル制御を行うモータ制御装置であって、
前記ベクトル制御の制御指令値に基づいて前記モータを駆動する駆動部と、
前記モータに流れるモータ電流を単一のシャント抵抗を用いて検出する電流検出部と、
前記モータ電流を前記ベクトル制御に用いる電流成分に変換する電流変換部と、
前記ベクトル制御の制御周期ごとに、前記電流成分に基づいて前記電流成分の近似線を算出し、当該近似線に基づいて前記電流成分の近似値を算出する電流近似部と、
前記制御周期ごとに、前記近似値に基づいて前記制御指令値を算出する制御部と
を備えたモータ制御装置。
前記ベクトル制御の制御指令値に基づいて前記モータを駆動する駆動部と、
前記モータに流れるモータ電流を単一のシャント抵抗を用いて検出する電流検出部と、
前記モータ電流を前記ベクトル制御に用いる電流成分に変換する電流変換部と、
前記ベクトル制御の制御周期ごとに、前記電流成分に基づいて前記電流成分の近似線を算出し、当該近似線に基づいて前記電流成分の近似値を算出する電流近似部と、
前記制御周期ごとに、前記近似値に基づいて前記制御指令値を算出する制御部と
を備えたモータ制御装置。
【請求項2】
請求項１に記載のモータ制御装置であって、
前記駆動部は、前記制御指令値に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成部と、前記ＰＷＭ信号に基づいて前記モータに電力を供給する電力供給部とを有し、
前記制御周期は、前記ＰＷＭ信号のキャリア周期を基準として設定される
モータ制御装置。
前記駆動部は、前記制御指令値に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成部と、前記ＰＷＭ信号に基づいて前記モータに電力を供給する電力供給部とを有し、
前記制御周期は、前記ＰＷＭ信号のキャリア周期を基準として設定される
モータ制御装置。
【請求項3】
請求項２に記載のモータ制御装置であって、
前記制御周期は、前記キャリア周期の１倍から５倍までの範囲で設定される
モータ制御装置。
前記制御周期は、前記キャリア周期の１倍から５倍までの範囲で設定される
モータ制御装置。
【請求項4】
請求項２又は３に記載のモータ制御装置であって、
前記電流検出部は、前記モータ電流を前記キャリア周期ごとに検出する
モータ制御装置。
前記電流検出部は、前記モータ電流を前記キャリア周期ごとに検出する
モータ制御装置。
【請求項5】
請求項４に記載のモータ制御装置であって、
前記ＰＷＭ生成部は、前記モータ電流を検出可能となるように、前記ＰＷＭ信号のパルス位置を調整し、
前記電流検出部は、前記パルス位置に応じたタイミングで前記モータ電流を検出する
モータ制御装置。
前記ＰＷＭ生成部は、前記モータ電流を検出可能となるように、前記ＰＷＭ信号のパルス位置を調整し、
前記電流検出部は、前記パルス位置に応じたタイミングで前記モータ電流を検出する
モータ制御装置。
【請求項6】
請求項１から５のうちいずれか１項に記載のモータ制御装置であって、
前記近似線は、前記電流成分を用いて最小二乗法により算出された回帰直線である
モータ制御装置。
前記近似線は、前記電流成分を用いて最小二乗法により算出された回帰直線である
モータ制御装置。
【請求項7】
請求項１から６のうちいずれか１項に記載のモータ制御装置であって、
前記電流近似部は、前記制御周期よりも長い期間における前記電流成分に基づいて、前記近似線を算出する
モータ制御装置。
前記電流近似部は、前記制御周期よりも長い期間における前記電流成分に基づいて、前記近似線を算出する
モータ制御装置。
【請求項8】
請求項１から７のうちいずれか１項に記載のモータ制御装置であって、
前記電流変換部は、前記モータ電流をｄ軸電流及びｑ軸電流に変換し、
前記電流近似部は、前記ｄ軸電流の検出値に基づいて、前記ｄ軸電流の近似線と前記ｄ軸電流の近似値とを算出し、前記ｑ軸電流の検出値に基づいて、前記ｑ軸電流の近似線と前記ｑ軸電流の近似値とを算出する
モータ制御装置。
前記電流変換部は、前記モータ電流をｄ軸電流及びｑ軸電流に変換し、
前記電流近似部は、前記ｄ軸電流の検出値に基づいて、前記ｄ軸電流の近似線と前記ｄ軸電流の近似値とを算出し、前記ｑ軸電流の検出値に基づいて、前記ｑ軸電流の近似線と前記ｑ軸電流の近似値とを算出する
モータ制御装置。
【請求項9】
請求項１から９のうちいずれか１項に記載のモータ制御装置であって、
前記モータ制御装置は、空気調和機に搭載されたファンを駆動するファンモータ、又は空気調和器に搭載されたコンプレッサを駆動するコンプレッサモータを制御する
モータ制御装置。
前記モータ制御装置は、空気調和機に搭載されたファンを駆動するファンモータ、又は空気調和器に搭載されたコンプレッサを駆動するコンプレッサモータを制御する
モータ制御装置。
【請求項10】
請求項１０に記載のモータ制御装置であって、
前記モータ制御装置は、空気調和機に搭載されたファンを駆動するファンモータを制御し、
前記制御周期は、前記空気調和機に搭載されたコンプレッサを駆動するコンプレッサモータを制御するための周期に設定される
モータ制御装置。
前記モータ制御装置は、空気調和機に搭載されたファンを駆動するファンモータを制御し、
前記制御周期は、前記空気調和機に搭載されたコンプレッサを駆動するコンプレッサモータを制御するための周期に設定される
モータ制御装置。
【請求項11】
ベクトル制御の制御指令値に基づいてモータを駆動し、
前記モータに流れるモータ電流を単一のシャント抵抗を用いて検出し、
前記モータ電流を前記ベクトル制御に用いる電流成分に変換し、
前記ベクトル制御の制御周期ごとに、前記電流成分に基づいて前記電流成分の近似線を算出し、当該近似線に基づいて前記電流成分の近似値を算出し、
前記制御周期ごとに、前記近似値に基づいて前記制御指令値を算出する
モータ制御方法。
前記モータに流れるモータ電流を単一のシャント抵抗を用いて検出し、
前記モータ電流を前記ベクトル制御に用いる電流成分に変換し、
前記ベクトル制御の制御周期ごとに、前記電流成分に基づいて前記電流成分の近似線を算出し、当該近似線に基づいて前記電流成分の近似値を算出し、
前記制御周期ごとに、前記近似値に基づいて前記制御指令値を算出する
モータ制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、モータのベクトル制御を行うモータ制御装置及びモータ制御方法に関する。
【背景技術】
【0002】
モータのベクトル制御では、モータのｄ軸電流及びｑ軸電流を制御対象として、各電流値をそれぞれ設定することでモータの回転が制御される。例えばｄ軸電流及びｑ軸電流の目標値に応じて、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相についての電圧指令値が設定され、各電圧指令値に応じて各相に対応するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号が生成される。これらのＰＷＭ信号によりインバータのスイッチング制御が行われ、インバータからは各相に電圧指令値に応じた電圧が印加される。この結果、各相には印加された電圧に対応する電流が流れる。これらの電流をモータに供給することで、モータの回転が制御される。
【0003】
近年では、モータの回転位置等を検出するセンサを設けずにモータを制御するセンサレスベクトル制御が開発されている。この方法では、モータに流れる電流を検出し、その検出値を用いてモータのｄ軸電流及びｑ軸電流の目標値が設定される。
【0004】
モータに流れる電流を検出する方式として、１シャント抵抗を用いた電流検出方式が挙げられる。例えばインバータに接続された１つのシャント抵抗に流れる電流を適切なタイミングで検出することで、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相に流れる電流が検出される。この方式では、電流の検出器が１つだけでよいため、装置の簡素化を図ることが可能である。
【0005】
なお、１シャント抵抗を用いた電流検出方式では、各相のＰＷＭ信号の状態によっては、必要な電流検出ができない場合がある。例えば、３相全てがＯＮ又はＯＦＦである場合には、電流を検出することができない。逆に、１相又は２相がＯＮである場合には、対応する相の電流を検出することが可能となる。このため、１シャント抵抗を用いて電流を検出する場合には、目的の電流を検出できるようにＰＷＭ信号のパルスを調整するパルスシフト処理が実行される。
【0006】
例えば、特許文献１には、ＰＷＭ信号のパルス幅（デューティ設定値）に基づいて、各相のパルスを配置するパルスシフト処理について記載されている。この処理では、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相が、デューティ設定値の大きさの順に、最大相、中間相、及び最小相に設定される。そして、中間相を基準として、最大相のパルスの位相を進め、最小相のパルスの位相を遅らせる処理が行われる。これにより、例えば最大相だけがＯＮの期間や、最大相及び中間層がＯＮである期間を意図的に作り出すことが可能となり、各相の電流を個別に検出することが可能となっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0007】
【特許文献1】特開２０１０－２７９１４１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0008】
一般に３相交流で駆動するモータには、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相のそれぞれに、１２０°ずつ位相がずれた交流電圧が入力される。この３相交流電圧では、最も高い電圧を持つ最大相と、中間の電圧を持つ中間相と、最も低い電圧を持つ最小相とが６０°の間隔で順次入れ替わる。このため、この３相交流電圧を生成するためのＰＷＭ信号でも、６０°の間隔で各相のＰＷＭパルスの幅の大小関係が入れ替わることになる。
【0009】
例えば特許文献１のように、パルスの幅を基準にパルスの位置を設定するパルスシフト処理では、各相のパルスの幅の大小関係が入れ替わると、各相のパルスの位置が入れ替えられる。この場合、パルスの位置を入れ替える前後で、パルスの立ち上がりのタイミングに差が生じるため、電流の検出値が影響をうけてしまう（例えば検出される電流値が急激に変化する）ことがある。
この他にも、電流を検出するタイミングを変化させた場合や、モータに係る負荷の状況等に応じて、電流の検出値が急激に変化するといった事態が起こり得る。
この他にも、電流を検出するタイミングを変化させた場合や、モータに係る負荷の状況等に応じて、電流の検出値が急激に変化するといった事態が起こり得る。
【0010】
このように、急激に変化した検出値をフィードバックした場合、制御対象である電流値が振動するハンチング現象等が発生する可能性がある。この結果、ベクトル制御の精度が低下するだけでなく、モータの制御が安定しなくなる。このため、モータを安定して精度よく制御する技術が求められている。
【0011】
以上のような事情に鑑み、本発明の目的は、モータを安定して精度よく制御することが可能なモータ制御装置及びモータ制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0012】
本発明の一形態に係るモータ制御装置は、モータのベクトル制御を行うモータ制御装置であって、駆動部と、電流検出部と、電流変換部と、電流近似部と、制御部とを具備する。
前記駆動部は、前記ベクトル制御の制御指令値に基づいて前記モータを駆動する。
前記電流検出部は、前記モータに流れるモータ電流を単一のシャント抵抗を用いて検出する。
前記電流変換部は、前記モータ電流を前記ベクトル制御に用いる電流成分に変換する。
前記電流近似部は、前記ベクトル制御の制御周期ごとに、前記電流成分に基づいて前記電流成分の近似線を算出し、当該近似線に基づいて前記電流成分の近似値を算出する。
前記制御部は、前記制御周期ごとに、前記近似値に基づいて前記制御指令値を算出する。
前記駆動部は、前記ベクトル制御の制御指令値に基づいて前記モータを駆動する。
前記電流検出部は、前記モータに流れるモータ電流を単一のシャント抵抗を用いて検出する。
前記電流変換部は、前記モータ電流を前記ベクトル制御に用いる電流成分に変換する。
前記電流近似部は、前記ベクトル制御の制御周期ごとに、前記電流成分に基づいて前記電流成分の近似線を算出し、当該近似線に基づいて前記電流成分の近似値を算出する。
前記制御部は、前記制御周期ごとに、前記近似値に基づいて前記制御指令値を算出する。
【0013】
このモータ制御装置では、ベクトル制御の制御周期ごとに、１シャント抵抗電流検出の結果を用いてベクトル制御に用いる電流成分の近似線が算出される。この近似線を用いて算出した近似値により、ベクトル制御の制御指令値が算出される。近似線を用いることで、電流の検出値が急激に変化した場合でも、フィードバックする値を安定させることができるため、モータを安定して精度よく制御することが可能となる。
【0014】
前記駆動部は、前記制御指令値に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成部と、前記ＰＷＭ信号に基づいて前記モータに電力を供給する電力供給部とを有してもよい。この場合、前記制御周期は、前記ＰＷＭ信号のキャリア周期を基準として設定されてもよい。
【0015】
前記制御周期は、前記キャリア周期の１倍から５倍までの範囲で設定されてもよい。
【0016】
前記電流検出部は、前記モータ電流を前記キャリア周期ごとに検出してもよい。
【0017】
前記ＰＷＭ生成部は、前記モータ電流を検出可能となるように、前記ＰＷＭ信号のパルス位置を調整してもよい。この場合、前記電流検出部は、前記パルス位置に応じたタイミングで前記モータ電流を検出してもよい。
【0018】
前記近似線は、前記電流成分を用いて最小二乗法により算出された回帰直線であってもよい。
【0019】
前記電流近似部は、前記制御周期よりも長い期間における前記電流成分に基づいて、前記近似線を算出してもよい。
【0020】
前記電流変換部は、前記モータ電流をｄ軸電流及びｑ軸電流に変換してもよい。この場合、前記電流近似部は、前記ｄ軸電流の検出値に基づいて、前記ｄ軸電流の近似線と前記ｄ軸電流の近似値とを算出し、前記ｑ軸電流の検出値に基づいて、前記ｑ軸電流の近似線と前記ｑ軸電流の近似値とを算出してもよい。
【0021】
前記モータ制御装置は、空気調和機に搭載されたファンを駆動するファンモータ、又は空気調和器に搭載されたコンプレッサを駆動するコンプレッサモータを制御してもよい。
【0022】
前記モータ制御装置は、空気調和機に搭載されたファンを駆動するファンモータを制御してもよい。この場合、前記制御周期は、前記空気調和機に搭載されたコンプレッサを駆動するコンプレッサモータを制御するための周期に設定されてもよい。
【0023】
本発明の一形態に係るモータ制御方法は、ベクトル制御の制御指令値に基づいてモータを駆動することを含む。
前記モータに流れるモータ電流を単一のシャント抵抗を用いて検出する。
前記モータ電流を前記ベクトル制御に用いる電流成分に変換する。
前記ベクトル制御の制御周期ごとに、前記電流成分に基づいて前記電流成分の近似線を算出し、当該近似線に基づいて前記電流成分の近似値を算出する。
前記制御周期ごとに、前記近似値に基づいて前記制御指令値を算出する。
前記モータに流れるモータ電流を単一のシャント抵抗を用いて検出する。
前記モータ電流を前記ベクトル制御に用いる電流成分に変換する。
前記ベクトル制御の制御周期ごとに、前記電流成分に基づいて前記電流成分の近似線を算出し、当該近似線に基づいて前記電流成分の近似値を算出する。
前記制御周期ごとに、前記近似値に基づいて前記制御指令値を算出する。
【0024】
本発明によれば、モータを安定して精度よく制御することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【0025】
【図1】本実施形態に係るモータ制御装置を搭載した空気調和機の構成例を示す模式図である。
【図2】モータ制御装置の構成例を示すブロック図である。
【図3】モータの座標軸の定義を示す模式図である。
【図4】ＩＰＭ及び電流検出回路の構成例を示す模式的な回路図である。
【図5】パルスシフトについて説明するための模式図である。
【図6】モータ電流の波形とＰＷＭパルスとの関係を示す模式的なグラフである。
【図7】パルスシフトに伴うモータ電流の変化の一例を示す模式図である。
【図8】モータ制御装置の動作の一例を示すフローチャートである。
【図9】近似線及び近似値の算出処理の一例を示す模式図である。
【発明を実施するための形態】
【0026】
以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態を説明する。
【0027】
［空気調和機］
図１は、本実施形態に係るモータ制御装置を搭載した空気調和機の構成例を示す模式図である。図１に示すように、空気調和機１００は、室内機１と、室外機２とを有する。
室内機１は、建造物内の室内空間等に設置して用いられる。室内機１は、室内熱交換器１０と、室内送風機１１とを有する。
室外機２は、室内機１が設置された建造物の屋外等に設置して用いられ、冷媒を循環させる冷媒配管を介して室内機１と接続される。室外機２は、室外熱交換器２０と、圧縮機２１と、減圧器（膨張弁）２２と、流路切替器（四方弁）２３と、ファン２４と、モータ２５と、モータ制御装置３０とを有する。
図１は、本実施形態に係るモータ制御装置を搭載した空気調和機の構成例を示す模式図である。図１に示すように、空気調和機１００は、室内機１と、室外機２とを有する。
室内機１は、建造物内の室内空間等に設置して用いられる。室内機１は、室内熱交換器１０と、室内送風機１１とを有する。
室外機２は、室内機１が設置された建造物の屋外等に設置して用いられ、冷媒を循環させる冷媒配管を介して室内機１と接続される。室外機２は、室外熱交換器２０と、圧縮機２１と、減圧器（膨張弁）２２と、流路切替器（四方弁）２３と、ファン２４と、モータ２５と、モータ制御装置３０とを有する。
【0028】
例えば、暖房運転時には、室外機２の圧縮機２１から吐出された高温高圧の冷媒（ガス冷媒）が流路切替器２３を介して室内機１の室内熱交換器１０に流入する。室内熱交換器１０（凝縮器）で空気と熱交換した高圧の冷媒は、凝縮して液化する。その後、高圧の液冷媒は、室外機２の減圧器２２を通過することによって減圧され、低温低圧の気液二相冷媒となり室外熱交換器２０へ流入する。室外熱交換器２０（蒸発器）で外気と熱交換した冷媒は気化する。その後、低圧の冷媒は、流路切替器２３を介して圧縮機２１に吸入される。
【0029】
また例えば、冷房運転時には、室外機２の圧縮機２１から吐出された高温高圧の冷媒が流路切替器２３を介して室外熱交換器２０に流入する。室外熱交換器２０（凝縮器）で外気と熱交換した高圧のガス冷媒は凝縮して液化する。その後、高圧の液冷媒は、室外機２の減圧器２２を通過することによって減圧され、低温低圧の気液二相冷媒となり、室内機１の室内熱交換器１０へ流入する。室内熱交換器１０（蒸発器）では空気と熱交換した冷媒は気化する。その後、低圧のガス冷媒は、流路切替器２３を介して圧縮機２１に吸入される。
【0030】
ファン２４は、例えば羽根車の回転に応じて気流を生成するプロペラファンであり、モータ２５の回転子に固定されて図示しない吹き出し口に向けて配置される。
モータ２５は、空気調和機１００に搭載されたファン２４を駆動する。モータ２５は、回転子（ロータ）に永久磁石を使用し、固定子に巻線を配置した永久磁石同期モータ（ＰＭ同期モータ）である。モータ２５にはＵ相、Ｖ相、及びＷ相の３相の巻線が設けられ、各相の巻線には駆動回路３１から出力された交流電圧が印加される。モータ２５の具体的な構成は限定されず、任意の形式の永久磁石モータが用いられてよい。
モータ２５は、空気調和機１００に搭載されたファン２４を駆動する。モータ２５は、回転子（ロータ）に永久磁石を使用し、固定子に巻線を配置した永久磁石同期モータ（ＰＭ同期モータ）である。モータ２５にはＵ相、Ｖ相、及びＷ相の３相の巻線が設けられ、各相の巻線には駆動回路３１から出力された交流電圧が印加される。モータ２５の具体的な構成は限定されず、任意の形式の永久磁石モータが用いられてよい。
【0031】
モータ２５がファン２４を回転させることで、室外空気は室外熱交換器２０を通過し冷媒と熱交換する。熱交換された冷気または暖気の気流は室外機２から吹き出される。室外熱交換器２０を通過する気流の流量は、ファン２４の回転数、すなわちモータ２５の回転数に応じて調整される。
本実施形態では、モータ２５は、ファンモータに相当する。以下では、モータ制御装置３０によりモータ２５が制御される構成について説明する。なお、モータ２５は圧縮機２１を駆動するコンプレッサモータでもよく、モータ制御装置３０はコンプレッサモータの制御装置でもよい。
本実施形態では、モータ２５は、ファンモータに相当する。以下では、モータ制御装置３０によりモータ２５が制御される構成について説明する。なお、モータ２５は圧縮機２１を駆動するコンプレッサモータでもよく、モータ制御装置３０はコンプレッサモータの制御装置でもよい。
【0032】
モータ制御装置３０は、電源３から供給される電力をもとにモータ２５を回転させ、モータ２５の回転動作を制御する装置である。
具体的には、モータ制御装置３０は、モータ２５のベクトル制御を行う。ベクトル制御では、モータ２５の固定子に設けられた巻線に流す電流を、モータ２５の回転子に磁束を発生させる電流成分（ｄ軸電流）と、回転子にトルクを発生する電流成分（ｑ軸電流）とに分けて、それぞれの電流成分が独立に制御される。なお、本実施形態では、モータ制御装置３０がモータ２５としてファンモータのベクトル制御を行う場合について説明するが、他のモータのベクトル制御に本技術を適用することも可能である。
図１に示すように、モータ制御装置３０は、駆動回路３１と、演算回路３２と、電流検出回路３３と、ＤＣ検出回路３４とを有する。
具体的には、モータ制御装置３０は、モータ２５のベクトル制御を行う。ベクトル制御では、モータ２５の固定子に設けられた巻線に流す電流を、モータ２５の回転子に磁束を発生させる電流成分（ｄ軸電流）と、回転子にトルクを発生する電流成分（ｑ軸電流）とに分けて、それぞれの電流成分が独立に制御される。なお、本実施形態では、モータ制御装置３０がモータ２５としてファンモータのベクトル制御を行う場合について説明するが、他のモータのベクトル制御に本技術を適用することも可能である。
図１に示すように、モータ制御装置３０は、駆動回路３１と、演算回路３２と、電流検出回路３３と、ＤＣ検出回路３４とを有する。
【0033】
駆動回路３１は、モータ２５を駆動するインバータ駆動回路である。駆動回路３１は、電源３から供給された直流電圧を３相の交流電圧として出力し、モータ２５の各相に印加する。
駆動回路３１は、ベクトル制御の制御指令値に基づいてモータ２５を駆動する。ここで制御指令値とは、モータ２５を制御するためパラメータの指令値である。例えば、モータ２５のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に供給する電圧値についての指令値が制御指令値として駆動回路３１に入力される。駆動回路３１は、制御指令値が示す電圧を各相に印加する。この電圧に応じてモータ２５の各相に電流が流れることでモータ２５が駆動する。
また駆動回路３１では、モータ２５に印加する電圧は、パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）信号を用いて制御される。また制御指令値は、ＰＷＭ信号の幅（Ｄｕｔｙ）を指定するＤｕｔｙ指令値となる。
駆動回路３１は、ベクトル制御の制御指令値に基づいてモータ２５を駆動する。ここで制御指令値とは、モータ２５を制御するためパラメータの指令値である。例えば、モータ２５のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に供給する電圧値についての指令値が制御指令値として駆動回路３１に入力される。駆動回路３１は、制御指令値が示す電圧を各相に印加する。この電圧に応じてモータ２５の各相に電流が流れることでモータ２５が駆動する。
また駆動回路３１では、モータ２５に印加する電圧は、パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）信号を用いて制御される。また制御指令値は、ＰＷＭ信号の幅（Ｄｕｔｙ）を指定するＤｕｔｙ指令値となる。
【0034】
演算回路３２は、モータ２５の制御に必要な演算処理を行う回路である。演算回路３２は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）やメモリ等を搭載したコンピュータを用いて構成される。
演算回路３２には、電流検出回路３３及びＤＣ検出回路３４の検出値や、空気調和機１００の室内機１から送信されたコマンドや設定値等が入力される。こられの入力に応じて、モータ２５のベクトル制御を行うための制御指令値が算出される。ここでは、モータ２５の各相に供給する電圧値を表すＤｕｔｙ指令値が算出される。
演算回路３２には、電流検出回路３３及びＤＣ検出回路３４の検出値や、空気調和機１００の室内機１から送信されたコマンドや設定値等が入力される。こられの入力に応じて、モータ２５のベクトル制御を行うための制御指令値が算出される。ここでは、モータ２５の各相に供給する電圧値を表すＤｕｔｙ指令値が算出される。
【0035】
電流検出回路３３は、モータ２５に流れるモータ電流を単一のシャント抵抗３５を用いて検出する回路である。電流検出回路３３の検出結果は、演算回路３２に出力される。
ここでモータ電流とは、モータ２５を駆動する駆動電流であり、モータ２５の巻線に流れる電流である。本実施形態では、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の各相の巻線に流れるＵ相電流、Ｖ相電流、及びＷ相電流が、モータ電流として検出される。
ここでモータ電流とは、モータ２５を駆動する駆動電流であり、モータ２５の巻線に流れる電流である。本実施形態では、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の各相の巻線に流れるＵ相電流、Ｖ相電流、及びＷ相電流が、モータ電流として検出される。
【0036】
図１に示すように、シャント抵抗３５は、駆動回路３１（より詳しくは、図４に示すＩＰＭ４１のＧＮＤ側配線６１）とＧＮＤとの間に接続される。また電流検出回路３３は、シャント抵抗３５にかかる電圧を増幅する増幅回路や増幅回路の出力をＡＤ変換するＡＤコンバータ等を用いて構成される。
電流検出回路３３により増幅された電圧及びシャント抵抗３５の抵抗値からシャント抵抗３５に流れる電流が検出される。このシャント抵抗３５に流れる電流がモータ電流となる。シャント抵抗３５を用いてモータ電流を検出する方法については、後に詳しく説明する。
本実施形態では、電流検出回路３３とシャント抵抗３５とにより電流検出部が構成される。
電流検出回路３３により増幅された電圧及びシャント抵抗３５の抵抗値からシャント抵抗３５に流れる電流が検出される。このシャント抵抗３５に流れる電流がモータ電流となる。シャント抵抗３５を用いてモータ電流を検出する方法については、後に詳しく説明する。
本実施形態では、電流検出回路３３とシャント抵抗３５とにより電流検出部が構成される。
【0037】
ＤＣ検出回路３４は、電源３の電圧値を検出する回路である。すなわち、ＤＣ検出回路３４は、モータ２５に給電する直流電圧を検出する。ＤＣ検出回路３４の検出結果は、演算回路３２に出力される。
例えば、電源３に供給される外部電源の電圧や負荷の変動等により電源３の電圧値が変化する場合があり得る。このような場合、演算回路３２ではＤＣ検出回路３４の検出結果を用いて制御指令値が調整される。これにより電源３の電圧が変化してもモータ２５を安定して駆動することが可能である。
例えば、電源３に供給される外部電源の電圧や負荷の変動等により電源３の電圧値が変化する場合があり得る。このような場合、演算回路３２ではＤＣ検出回路３４の検出結果を用いて制御指令値が調整される。これにより電源３の電圧が変化してもモータ２５を安定して駆動することが可能である。
【0038】
［モータ制御装置］
図２は、モータ制御装置３０の構成例を示すブロック図である。図３は、モータ２５の座標軸の定義を示す模式図である。以下では、図２及び図３を参照して、モータ制御装置３０の各部の詳細な構成について説明する。
図２は、モータ制御装置３０の構成例を示すブロック図である。図３は、モータ２５の座標軸の定義を示す模式図である。以下では、図２及び図３を参照して、モータ制御装置３０の各部の詳細な構成について説明する。
【0039】
まず以下の説明に使用する座標軸について説明する。図３にはモータ２５の回転子に設けられた永久磁石５が模式的に図示されている。永久磁石５はモータ２５の回転軸（Ｚ軸）と直交するように配置される。ここで、永久磁石５のＮ極の方向（Ｎ極側が＋方向）をｄ軸とし、ｄ軸と直交する軸をｑ軸とする。なおｄ軸方向に磁束を発生させるｄ軸電流は、回転子に磁束を発生させる電流成分となる。またｑ軸方向に磁束を発生させるｑ軸電流は、モータ２５の回転子にトルクを発生する電流成分となる。
またθｅが電気角で表した回転子の推定位置（Ｕ軸を基準とした推定角度）であり、ωｅが電気角で表した回転子の推定角速度であるものとする。また、Ｚ軸はｄ軸とｑ軸との双方に直交する仮想軸であるものとする。
またθｅが電気角で表した回転子の推定位置（Ｕ軸を基準とした推定角度）であり、ωｅが電気角で表した回転子の推定角速度であるものとする。また、Ｚ軸はｄ軸とｑ軸との双方に直交する仮想軸であるものとする。
【0040】
図２に示すように、モータ制御装置３０は、上記した駆動回路３１、演算回路３２、及び電流検出回路３３を有する。また演算回路３２は、機能ブロックとして、３相－２相変換器３６、電流近似部３７、モータ位置検出部３８、及び電圧指令生成部３９を有する。演算回路３２の各機能ブロックは、専用のＩＣ等を用いて構成されてもよい。
なお図２では、ＤＣ検出回路３４の図示が省略されている。
なお図２では、ＤＣ検出回路３４の図示が省略されている。
【0041】
駆動回路３１は、固定座標系（ＵＶＷ座標系）における電圧指令ベクトル（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）、すなわちＵ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊を電圧指令生成部３９（２相－３相変換器５６）から受け、モータ２５を駆動するための直流電圧Ｖｄｃを電源３から受ける。本実施形態では、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊は、ベクトル制御の制御指令値である。
また駆動回路３１は、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊、及び直流電圧Ｖｄｃに応じて、３相の交流電圧をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の巻線を介してモータ２５へ供給することにより、モータ２５を駆動する。
具体的には、駆動回路３１は、ＰＷＭ変調器４０及びインテリジェントパワーモジュール（ＩＰＭ）４１を有する。
また駆動回路３１は、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊、及び直流電圧Ｖｄｃに応じて、３相の交流電圧をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の巻線を介してモータ２５へ供給することにより、モータ２５を駆動する。
具体的には、駆動回路３１は、ＰＷＭ変調器４０及びインテリジェントパワーモジュール（ＩＰＭ）４１を有する。
【0042】
ＰＷＭ変調器４０は、電圧指令生成部３９から受けた制御指令値（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊）をそれぞれＰＷＭ信号に変換してＩＰＭ４１へ供給する。例えば各指令値に応じたパルス幅が設定されたＰＷＭ信号が生成される。本実施形態では、ＰＷＭ変調器４０は、制御指令値に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成部に相当する。
【0043】
ＩＰＭ４１は、複数のスイッチング素子（図４参照）を有し、ＰＷＭ信号をＰＷＭ変調器４０から受け、ＰＷＭ信号に従って複数のスイッチング素子を所定のタイミングでスイッチング動作させることで電力変換動作を行い、生成された３相の交流電圧をモータ２５へ供給することにより、モータ２５を駆動する。本実施形態では、ＩＰＭ４１は、ＰＷＭ信号に基づいてモータ２５に電力を供給する電力供給部に相当する。
【0044】
電流検出回路３３は、単一のシャント抵抗３５を用いて、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の各相の巻線に流れるモータ電流（Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、及びＷ相電流ｉｗ）を検出する。電流検出回路３３は、各相の電流値をＡＤ変換してデジタルコンピュータで制御可能な信号としてモータ位置検出部３８へ供給する。
【0045】
後述するように、単一のシャント抵抗３５を用いた電流検出では、検出のタイミングによって、Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、及びＷ相電流ｉｗのうちのいずれかの電流値が検出される。検出される電流値の種類は、検出時のＰＷＭ信号の状態で決まる。電流検出回路３３では、例えば検出のタイミング等を適宜制御することで、Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、及びＷ相電流ｉｗのうち少なくとも２つの電流値を検出する。検出された２つの電流値をもとに、残りの電流値を算出することが可能である。
【0046】
次に演算回路３２の各機能ブロックについて説明する。
３相－２相変換器（ｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ）３６は、Ｕ相電流ｉｕ、Ｗ相電流ｉｗ、Ｖ相電流ｉｖのうち、２つの電流値を電流検出回路３３から受け、それらの電流値をもとに残りの相の電流値を算出する。また３相－２相変換器３６は、回転子の推定位置（電気回転角度θｅ）を積分器４４から受け、固定座標系（ＵＶＷ座標系）における電流ベクトル（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を回転座標系（ｄ－ｑ座標系）における電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）へ変換する。回転座標系（ｄ－ｑ座標系）は、図３に示す互いに交差するｄ軸とｑ軸とを有する。
３相－２相変換器（ｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ）３６は、Ｕ相電流ｉｕ、Ｗ相電流ｉｗ、Ｖ相電流ｉｖのうち、２つの電流値を電流検出回路３３から受け、それらの電流値をもとに残りの相の電流値を算出する。また３相－２相変換器３６は、回転子の推定位置（電気回転角度θｅ）を積分器４４から受け、固定座標系（ＵＶＷ座標系）における電流ベクトル（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を回転座標系（ｄ－ｑ座標系）における電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）へ変換する。回転座標系（ｄ－ｑ座標系）は、図３に示す互いに交差するｄ軸とｑ軸とを有する。
【0047】
なお、電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）における各成分は、検出された電流ベクトル（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）から変換されたものなので、検出値と見做すことができる。以下では、単にｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑと記載する。
ベクトル制御では、例えばｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑを対象としてフィードバック制御が行われる。従って、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑは、ベクトル制御に用いる電流成分となる。このように、３相－２相変換器３６は、モータ電流をベクトル制御に用いる電流成分に変換する。本実施形態では、３相－２相変換器３６は、電流変換部に相当する。
３相－２相変換器３６は、モータ電流を変換した電流成分（ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑ）を電流近似部３７へ出力する。
ベクトル制御では、例えばｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑを対象としてフィードバック制御が行われる。従って、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑは、ベクトル制御に用いる電流成分となる。このように、３相－２相変換器３６は、モータ電流をベクトル制御に用いる電流成分に変換する。本実施形態では、３相－２相変換器３６は、電流変換部に相当する。
３相－２相変換器３６は、モータ電流を変換した電流成分（ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑ）を電流近似部３７へ出力する。
【0048】
電流近似部３７は、ベクトル制御の制御周期Ｔごとに、電流成分に基づいて電流成分の近似線を算出し、当該近似線に基づいて電流成分の近似値を算出する。具体的には、電流近似部３７は、３相－２相変換器３６により変換された電流成分を図示しない電流成分記憶部に記憶し、制御周期Ｔごとに、電流成分記憶部に記憶された電流成分の値に基づいて近似線を算出する。
ここで近似線とは、時間（位相）の経過とともに変化する電流成分を近似的に表す線である。近似線は、直線でもよいし、曲線でもよい。例えば近似線として回帰直線が用いられる。また例えば、指数近似曲線、累乗近似曲線、対数近似曲線等が用いられてもよい。この他、任意の関数を利用した近似線が用いられてよい。
これらの近似線は、例えば電流成分の変化傾向や、近似線の算出に用いるデータ区間等に応じて適切なものを選択すればよい。本実施形態では、後述するように、最小二乗法により算出された回帰直線が用いられる。
ここで近似線とは、時間（位相）の経過とともに変化する電流成分を近似的に表す線である。近似線は、直線でもよいし、曲線でもよい。例えば近似線として回帰直線が用いられる。また例えば、指数近似曲線、累乗近似曲線、対数近似曲線等が用いられてもよい。この他、任意の関数を利用した近似線が用いられてよい。
これらの近似線は、例えば電流成分の変化傾向や、近似線の算出に用いるデータ区間等に応じて適切なものを選択すればよい。本実施形態では、後述するように、最小二乗法により算出された回帰直線が用いられる。
【0049】
またベクトル制御の制御周期Ｔは、制御指令値を用いてモータ２５の制御を行う周期である。電流近似部３７では、制御周期Ｔごとに、電流成分の近似線及び近似値が算出される。
本実施形態では、制御周期Ｔは、上記したＰＷＭ変調器４０により生成されるＰＷＭ信号のキャリア周期を基準として設定される。ＰＷＭ信号は、１つのキャリアに設定するパルス幅を変調した信号である。従って、ＰＷＭ信号のキャリア周期は、モータ２５に供給する電圧を調整する最小の時間単位となる。
制御周期Ｔは、キャリア周期の整数倍に設定される。例えばキャリア周期の数倍の期間が制御周期Ｔとして設定される。この場合、キャリア周期に近い周期で、近似線を使った制御が行われるため、高精度な制御を安定して実現することが可能となる。
本実施形態では、制御周期Ｔは、上記したＰＷＭ変調器４０により生成されるＰＷＭ信号のキャリア周期を基準として設定される。ＰＷＭ信号は、１つのキャリアに設定するパルス幅を変調した信号である。従って、ＰＷＭ信号のキャリア周期は、モータ２５に供給する電圧を調整する最小の時間単位となる。
制御周期Ｔは、キャリア周期の整数倍に設定される。例えばキャリア周期の数倍の期間が制御周期Ｔとして設定される。この場合、キャリア周期に近い周期で、近似線を使った制御が行われるため、高精度な制御を安定して実現することが可能となる。
【0050】
例えば、電流近似部３７は、３相－２相変換器３６から受けたｄ軸電流ｉｄをｄ軸電流データとして逐次記憶し、ｄ軸電流ｉｄの近似線である近似線λｄを算出し、近似線λｄからｄ軸電流ｉｄの近似値であるｄ軸電流近似値ｉｄ'を算出する。
また電流近似部３７は、３相－２相変換器３６から受けたｑ軸電流ｉｑをｑ軸電流データとして逐次記憶し、ｑ軸電流ｉｑの近似線である近似線λｑを算出し、近似線λｑからｑ軸電流ｉｑの近似値であるｑ軸電流近似値ｉｑ'を算出する。
電流近似部３７は、電流成分の近似値（ｄ軸電流近似値ｉｄ'及びｑ軸電流近似値ｉｑ'）をモータ位置検出部３８及び電圧指令生成部３９にそれぞれ出力する。
また電流近似部３７は、３相－２相変換器３６から受けたｑ軸電流ｉｑをｑ軸電流データとして逐次記憶し、ｑ軸電流ｉｑの近似線である近似線λｑを算出し、近似線λｑからｑ軸電流ｉｑの近似値であるｑ軸電流近似値ｉｑ'を算出する。
電流近似部３７は、電流成分の近似値（ｄ軸電流近似値ｉｄ'及びｑ軸電流近似値ｉｑ'）をモータ位置検出部３８及び電圧指令生成部３９にそれぞれ出力する。
【0051】
モータ位置検出部３８は、電流成分の近似値（ｄ軸電流近似値ｉｄ'及びｑ軸電流近似値ｉｑ'）を電流近似部３７から受け、モータ２５の回転子の電気回転角度θｅ、推定角速度ωｅ、及び機械角速度ωｍを算出する。以下で説明する電気回転角度θｅ、推定角速度ωｅ、機械角速度ωｍは、電流成分の近似値から算出した推定値である。
図２に示すように、モータ位置検出部３８は、軸誤差演算処理部４２、ＰＬＬ制御器４３、積分器４４、ローパスフィルタ４５、及び変換器４６を含む。
図２に示すように、モータ位置検出部３８は、軸誤差演算処理部４２、ＰＬＬ制御器４３、積分器４４、ローパスフィルタ４５、及び変換器４６を含む。
【0052】
軸誤差演算処理部４２は、ｄ軸電流近似値ｉｄ'及びｑ軸電流近似値ｉｑ'を電流近似部３７から受け、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を電圧指令生成部３９から受け、ｄ軸電流近似値ｉｄ'、ｑ軸電流近似値ｉｑ'、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊に応じて、回転子の実際の位置と推定位置とのズレである軸誤差Δθを求め、ＰＬＬ制御器４３へ出力する。
【0053】
ＰＬＬ制御器４３は、軸誤差Δθに応じて、直前に推定した推定角速度ωｅを修正する。ＰＬＬ制御器４３は、修正された推定角速度ωｅを積分器４４、ローパスフィルタ４５、及び非干渉化制御器５３へ出力する。ＰＬＬ制御器４３は、積分器及び比例器を有するＰＩ制御器を用いて実現される。
【0054】
積分器４４は、推定角速度ωｅを積分することにより、固定座標系（ＵＶＷ座標系）における回転子の推定位置として電気回転角度θｅを算出し、３相－２相変換器３６及び電圧指令生成部３９へそれぞれ出力する。
【0055】
ローパスフィルタ４５は、修正ノイズが多い場合にその修正ノイズを除去するため、推定角速度ωｅに対してローパスフィルタ処理を施す。ローパスフィルタ４５は、処理後の推定角速度ωｅを変換器４６へ出力する。
【0056】
変換器４６は、固定座標系（ＵＶＷ座標系）における推定角速度ωｅを極対数Ｐｎ（Ｐｎをモータ極対数とする）で割る（極対数の逆数１／Ｐｎをかける）ことにより、機械角で表したロータの機械角速度ωｍを求め、電圧指令生成部３９へ出力する。
【0057】
電圧指令生成部３９は、ｄ軸電流近似値ｉｄ'及びｑ軸電流近似値ｉｑ'を電流近似部３７から受け、電気回転角度θｅ及び機械角速度ωｍをモータ位置検出部３８から受け、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊及び機械角速度指令値ωｍ＊を外部（例えば、図示しない上位のコントローラ）から受け、ｄ軸電流近似値ｉｄ'、ｑ軸電流近似値ｉｑ'、電気回転角度θｅ、機械角速度ωｍ、ｄ軸電流指令値ｉｄ、及び機械角速度指令値ωｍ＊に応じて、制御指令値（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊）を生成する。
【0058】
電圧指令生成部３９は、減算器４７、速度制御器４８、減算器４９、減算器５０、ｄ軸電流制御器５１、ｑ軸電流制御器５２、非干渉化制御器５３、減算器５４、加算器５５、及び２相－３相変換器（ｄ－ｑ／ｕ，ｖ，ｗ）５６を備える。
【0059】
減算器４７は、機械角速度指令値ωｍ＊を外部から受け、推定値である機械角速度ωｍをモータ位置検出部３８から受け、機械角速度指令値ωｍ＊から機械角速度ωｍを減算し、減算結果を角速度差分として速度制御器４８へ出力する。
【0060】
速度制御器４８は、例えば、積分器及び比例器を有し、角速度差分に応じて、積分器及び比例器を用いてｑ軸電流指令値ｉｑ＊を生成する。
【0061】
減算器４９は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊を外部から受け、ｄ軸電流近似値ｉｄ'を電流近似部３７から受け、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊からｄ軸電流近似値ｉｄ'を減算し、その減算結果をｄ軸電流制御器５１へ出力する。
【0062】
減算器５０は、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊を速度制御器４８から受け、ｑ軸電流近似値ｉｑ'を電流近似部３７から受け、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊からｑ軸電流近似値ｉｑ'を減算し、その減算結果をｑ軸電流制御器５２へ出力する。
【0063】
ｄ軸電流制御器５１は、例えば、積分器及び比例器を有し、減算器４９からの出力に応じて、積分器及び比例器を用いてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊を生成する。
【0064】
ｑ軸電流制御器５２は、例えば、積分器及び比例器を有し、減算器５０からの出力に応じて、積分器及び比例器を用いてｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊を生成する。
【0065】
非干渉化制御器５３は、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊とｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊とを非干渉化する。具体的には、非干渉化制御器５３は、ｄ軸電流近似値ｉｄ'を電流近似部３７から受け、推定角速度ωｅをＰＬＬ制御器４３から受け、ｄ軸電流近似値ｉｄ'に応じて、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊を非干渉化するための非干渉化補正値Ｖｑａを求め、非干渉化補正値Ｖｑａを加算器５５へ出力する。また、非干渉化制御器５３は、ｑ軸電流近似値ｉｑ'を電流近似部３７から受け、推定角速度ωｅをＰＬＬ制御器４３から受け、ｑ軸電流近似値ｉｑ'に応じて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊を非干渉化するための非干渉化補正値Ｖｄａを求め、非干渉化補正値Ｖｄａを減算器５４へ出力する。
【0066】
減算器５４は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊をｄ軸電流制御器５１から受け、非干渉化補正値Ｖｄａを非干渉化制御器５３から受け、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊から非干渉化補正値Ｖｄａを減算し、その減算結果を非干渉化後のｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊として２相－３相変換器５６及び軸誤差演算処理部４２に出力する。
【0067】
加算器５５は、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊をｑ軸電流制御器５２から受け、非干渉化補正値Ｖｑａを非干渉化制御器５３から受け、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊と非干渉化補正値Ｖｑａとを加算し、その加算結果を非干渉化後のｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊として２相－３相変換器５６及び軸誤差演算処理部４２に出力する。
【0068】
２相－３相変換器（ｄ－ｑ／ｕ，ｖ，ｗ）５６は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を減算器５４から受け、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を加算器５５から受け、電気回転角度θｅを積分器４４から受け、例えば、電気回転角度θｅに応じて、回転座標系（ｄ－ｑ座標系）における電圧指令ベクトル（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を固定座標系（ＵＶＷ座標系）における電圧指令ベクトル（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）へ変換する。
【0069】
このように、本実施形態では、電流近似部３７により算出された近似値（ｄ軸電流近似値ｉｄ'及びｑ軸電流近似値ｉｑ'）をもとに、モータ位置検出部３８及び電圧指令生成部３９により、制御指令値である電圧指令ベクトル（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）が算出される。この処理は、ベクトル制御の制御周期Ｔで実行される。すなわち、モータ位置検出部３８及び電圧指令生成部３９は、ベクトル制御の制御周期Ｔごとに、近似値に基づいて制御指令値を算出する。本実施形態では、モータ位置検出部３８及び電圧指令生成部３９が共動することで、制御部が実現される。
【0070】
［１シャント抵抗電流検出］
図４は、ＩＰＭ４１及び電流検出回路３３の構成例を示す模式的な回路図である。
ＩＰＭ４１は、電源側配線６０と、ＧＮＤ側配線６１と、Ｕ相用スイッチ部６２ｕと、Ｖ相用スイッチ部６２ｖと、Ｗ相用スイッチ部６２ｗとを有する。電源側配線６０は、電源３の出力端子に接続される。ＧＮＤ側配線６１は、シャント抵抗３５を介してＧＮＤに接続される。
モータ２５は、Ｕ相巻線６３ｕと、Ｖ相巻線６３ｖと、Ｗ相巻線６３ｗとを有する。各巻線の一端は中性点６４に接続され、他端は各スイッチ部に接続される。
シャント抵抗３５は、ＧＮＤ側配線６１とＧＮＤとの間に接続される。
電流検出回路３３は、シャント抵抗３５の両端に接続され、シャント抵抗３５に発生する電圧を検出することでシャント抵抗３５を流れる電流を検出する。
図４は、ＩＰＭ４１及び電流検出回路３３の構成例を示す模式的な回路図である。
ＩＰＭ４１は、電源側配線６０と、ＧＮＤ側配線６１と、Ｕ相用スイッチ部６２ｕと、Ｖ相用スイッチ部６２ｖと、Ｗ相用スイッチ部６２ｗとを有する。電源側配線６０は、電源３の出力端子に接続される。ＧＮＤ側配線６１は、シャント抵抗３５を介してＧＮＤに接続される。
モータ２５は、Ｕ相巻線６３ｕと、Ｖ相巻線６３ｖと、Ｗ相巻線６３ｗとを有する。各巻線の一端は中性点６４に接続され、他端は各スイッチ部に接続される。
シャント抵抗３５は、ＧＮＤ側配線６１とＧＮＤとの間に接続される。
電流検出回路３３は、シャント抵抗３５の両端に接続され、シャント抵抗３５に発生する電圧を検出することでシャント抵抗３５を流れる電流を検出する。
【0071】
まずＩＰＭ４１の回路構成について説明する。
Ｕ相用スイッチ部６２ｕは、第１スイッチ素子６５ｕと、第２スイッチ素子６６ｕと、第１ダイオード６７ｕと、第２ダイオード６８ｕとを有する。第１スイッチ素子６５ｕ及び第２スイッチ素子６６ｕはこの順番で電源側配線６０とＧＮＤ側配線６１との間に接続される。また第１ダイオード６７ｕ及び第２ダイオード６８ｕはこの順番で電源側配線６０とＧＮＤ側配線６１との間に接続される。Ｕ相巻線６３ｕの中性点６４と反対側の端子は、第１スイッチ素子６５ｕ及び第２スイッチ素子６６ｕの接続点と、第１ダイオード素子６７ｕ及び第２ダイオード素子６８ｕの接続点とに接続される。
Ｕ相用スイッチ部６２ｕは、第１スイッチ素子６５ｕと、第２スイッチ素子６６ｕと、第１ダイオード６７ｕと、第２ダイオード６８ｕとを有する。第１スイッチ素子６５ｕ及び第２スイッチ素子６６ｕはこの順番で電源側配線６０とＧＮＤ側配線６１との間に接続される。また第１ダイオード６７ｕ及び第２ダイオード６８ｕはこの順番で電源側配線６０とＧＮＤ側配線６１との間に接続される。Ｕ相巻線６３ｕの中性点６４と反対側の端子は、第１スイッチ素子６５ｕ及び第２スイッチ素子６６ｕの接続点と、第１ダイオード素子６７ｕ及び第２ダイオード素子６８ｕの接続点とに接続される。
【0072】
Ｖ相用スイッチ部６２ｖは、第１スイッチ素子６５ｖと、第２スイッチ素子６６ｖと、第１ダイオード６７ｖと、第２ダイオード６８ｖとを有する。Ｖ相用スイッチ部６２ｖは、Ｕ相用スイッチ部６２ｕと同様に構成され、各スイッチ素子の接続点及び各ダイオードの接続点がＶ相巻線６３ｖの中性点６４と反対側の端子に接続される。
またＷ相用スイッチ部６２ｗは、第１スイッチ素子６５ｗと、第２スイッチ素子６６ｗと、第１ダイオード６７ｗと、第２ダイオード６８ｗとを有する。Ｗ相用スイッチ部６２ｗは、Ｕ相用スイッチ部６２ｕ（Ｖ相用スイッチ部６２ｖ）と同様に構成され、各スイッチ素子の接続点及び各ダイオードの接続点がＷ相巻線６３ｗの中性点６４と反対側の端子に接続される。
またＷ相用スイッチ部６２ｗは、第１スイッチ素子６５ｗと、第２スイッチ素子６６ｗと、第１ダイオード６７ｗと、第２ダイオード６８ｗとを有する。Ｗ相用スイッチ部６２ｗは、Ｕ相用スイッチ部６２ｕ（Ｖ相用スイッチ部６２ｖ）と同様に構成され、各スイッチ素子の接続点及び各ダイオードの接続点がＷ相巻線６３ｗの中性点６４と反対側の端子に接続される。
【0073】
各スイッチ部６２ｕ、６２ｖ、６２ｗを構成するスイッチ素子は、ＰＷＭ変調器４０から出力されるＰＷＭ信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦが制御される。なお第１スイッチ素子（６５ｕ、６５ｖ、６５ｗ）及び第２スイッチ素子（６６ｕ、６６ｖ、６６ｗ）は、基本的には排他的に制御される。すなわち、上下アームは相補型なので、下アームは上アームの反転状態をとる。以下では、第１スイッチ素子がＯＮであり第２スイッチ素子がＯＦＦである状態を「１」と記載し、第１スイッチ素子がＯＦＦであり第２スイッチ素子がＯＮである状態を「０」と記載して、各スイッチ部の状態を表す。例えばＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各スイッチ部のスイッチ状態を（ｕ，ｖ，ｗ）と記載する。ここでｕ，ｖ，ｗは、０又は１の値をとる。
【0074】
例えばスイッチ状態が（１，０，０）である場合、Ｕ相に接続する第１スイッチ素子６５ｕがＯＮであり、第２スイッチ素子６６ｕがＯＦＦである。またＶ相（Ｗ相）に接続する第１スイッチ素子６５ｖ（６５ｗ）がＯＦＦであり、第２スイッチ素子６６ｕ（６６ｗ）がＯＮである。
この場合、Ｕ相巻線６３ｕが電源３と中性点６４との間に接続され、Ｖ相巻線６３ｖ及びＷ相巻線６３ｗが中性点６４とＧＮＤとの間に接続される。この場合、シャント抵抗３５を流れる電流は、Ｕ相巻線６３ｕを流れる正のＵ相電流ｉｕとなる。
ＩＰＭ４１では、このようなスイッチ状態（ｕ，ｖ，ｗ）がＰＷＭ信号により切り替えられてモータ２５に印加する電圧が制御される。
この場合、Ｕ相巻線６３ｕが電源３と中性点６４との間に接続され、Ｖ相巻線６３ｖ及びＷ相巻線６３ｗが中性点６４とＧＮＤとの間に接続される。この場合、シャント抵抗３５を流れる電流は、Ｕ相巻線６３ｕを流れる正のＵ相電流ｉｕとなる。
ＩＰＭ４１では、このようなスイッチ状態（ｕ，ｖ，ｗ）がＰＷＭ信号により切り替えられてモータ２５に印加する電圧が制御される。
【0075】
次に単一のシャント抵抗３５を用いた電流検出（以下では、１シャント抵抗電流検出と記載する）について説明する。
１シャント抵抗電流検出では、ＩＰＭ４１のスイッチ状態（ｕ，ｖ，ｗ）に応じてシャント抵抗３５を流れる電流の種類及び向きが変化する。３相ごとに（０，１）の状態が考えられるため、スイッチ状態は全部で８通りである。各スイッチ状態において検出可能な電流は以下のとおりである。
１シャント抵抗電流検出では、ＩＰＭ４１のスイッチ状態（ｕ，ｖ，ｗ）に応じてシャント抵抗３５を流れる電流の種類及び向きが変化する。３相ごとに（０，１）の状態が考えられるため、スイッチ状態は全部で８通りである。各スイッチ状態において検出可能な電流は以下のとおりである。
【0076】
スイッチ状態＃１：（０，０，０）：モータ電流の検出はできない。
スイッチ状態＃２：（１，０，０）：正のＵ相電流（ｉｕ）
スイッチ状態＃３：（１，１，０）：負のＷ相電流（－ｉｗ）
スイッチ状態＃４：（０，１，０）：正のＶ相電流（ｉｖ）
スイッチ状態＃５：（０，１，１）：負のＵ相電流（－ｉｕ）
スイッチ状態＃６：（０，０，１）：正のＷ相電流（ｉｗ）
スイッチ状態＃７：（１，０，１）：負のＶ相電流（－ｉｖ）
スイッチ状態＃８：（１，１，１）：モータ電流の検出はできない。
スイッチ状態＃２：（１，０，０）：正のＵ相電流（ｉｕ）
スイッチ状態＃３：（１，１，０）：負のＷ相電流（－ｉｗ）
スイッチ状態＃４：（０，１，０）：正のＶ相電流（ｉｖ）
スイッチ状態＃５：（０，１，１）：負のＵ相電流（－ｉｕ）
スイッチ状態＃６：（０，０，１）：正のＷ相電流（ｉｗ）
スイッチ状態＃７：（１，０，１）：負のＶ相電流（－ｉｖ）
スイッチ状態＃８：（１，１，１）：モータ電流の検出はできない。
【0077】
例えば電源３側に接続された第１スイッチ素子は、ＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルである時にＯＮとなるように構成され、逆にＧＮＤ側に接続された第２スイッチ素子は、ＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルである時にＯＦＦとなるように構成される。この場合、各相に入力されるＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルである場合、各相のスイッチ状態は「１」となり、ＰＷＭ信号がＬｏｗレベルである場合、各相のスイッチ状態は「０」となる。
従って、電流検出回路３３で検出可能な電流は、各相に入力されるＰＷＭ信号の状態によって決定される。
従って、電流検出回路３３で検出可能な電流は、各相に入力されるＰＷＭ信号の状態によって決定される。
【0078】
ここでＰＷＭ信号のキャリア周期と同じパルス幅を１００％として、電流検出に必要な最小パルス幅をＸ%とする。この場合、モータ電流（Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、及びＷ相電流ｉｗ）を検出する為には、各相に入力される３つのＰＷＭ信号が次の２つの条件を満たす必要がある。
条件１：スイッチ状態＃１及び＃８を除くスイッチ状態がＸ%以上発生する。
条件２：条件１を満たし、異なる電流に対応した２種類のスイッチ状態が電流検出周期中に発生する。
ここで電流検出周期とは、ＰＷＭ信号のキャリア周期である。すなわち、一つのキャリア周期の中で、Ｘ％以上のパルス幅を持つパルスにより、２種類以上の電流を検出可能な状態が実現される必要がある。
このような条件を満たしたＰＷＭ信号を生成する方法としてパルスシフトと呼ばれる方法が用いられる。
条件１：スイッチ状態＃１及び＃８を除くスイッチ状態がＸ%以上発生する。
条件２：条件１を満たし、異なる電流に対応した２種類のスイッチ状態が電流検出周期中に発生する。
ここで電流検出周期とは、ＰＷＭ信号のキャリア周期である。すなわち、一つのキャリア周期の中で、Ｘ％以上のパルス幅を持つパルスにより、２種類以上の電流を検出可能な状態が実現される必要がある。
このような条件を満たしたＰＷＭ信号を生成する方法としてパルスシフトと呼ばれる方法が用いられる。
【0079】
［パルスシフト］
図５は、パルスシフトについて説明するための模式図である。
パルスシフトは、電圧指令ベクトル（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ変調器４０により実行される。なお電圧指令ベクトルは、例えば各相に入力されるＰＷＭ信号のパルス幅を設定するためのＤｕｔｙ指令値である。
図５は、パルスシフトについて説明するための模式図である。
パルスシフトは、電圧指令ベクトル（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ変調器４０により実行される。なお電圧指令ベクトルは、例えば各相に入力されるＰＷＭ信号のパルス幅を設定するためのＤｕｔｙ指令値である。
【0080】
図５Ａには、上から順番にＵ相用スイッチ部６２ｕ、Ｖ相用スイッチ部６２ｖ、Ｗ相用スイッチ部６２ｗに供給されるＰＷＭ信号６ｕ、ＰＷＭ信号６ｖ、ＰＷＭ信号６ｗが模式的に図示されている。ここでは、１キャリア周期ΔＴ分のＰＷＭ信号が、キャリア周期ΔＴの中心時刻に対して対称となるように配置される。またＰＷＭ信号６ｕ、６ｖ、６ｗのパルス幅（Ｄｕｔｙ指令値）はこの順番で小さくなっている。
【0081】
例えば、ＰＷＭ信号６ｕ、６ｖ、６ｗが全てＬｏｗレベルである期間τ１及びτ７は、スイッチ状態＃１（０，０，０）となる。またＰＷＭ信号６ｕだけがＨｉｇｈレベルである期間τ２及びτ６は、スイッチ状態＃２（１，０，０）となる。またＰＷＭ信号６ｕ、６ｖがＨｉｇｈレベルである期間τ３及びτ５は、スイッチ状態＃３（１，１，０）となる。またＰＷＭ信号６ｕ、６ｖ、６ｗが全てＨｉｇｈレベルである期間τ４は、スイッチ状態＃８（１，１，１）となる。
【0082】
図５Ａに示すパターンでは、τ１、τ４、及びτ７では、電流の検出ができない。またτ２及びτ６では、その幅がＸ％以上であれば正のＵ相電流（ｉｕ）が検出可能である。またτ３及びτ５では、その幅がＸ％以上であれば負のＷ相電流（－ｉｗ）が検出可能である。
【0083】
なお、τ２、τ３、τ５、τ６の幅がＸ％よりも小さい場合には、電流の検出ができない。例えば、ＰＷＭ信号６ｕ、６ｖ、６ｗのパルス幅が略同様な場合等には、図５Ａに示すようなパルス配置では、電流を検出できなくなる可能性がある。
そこで、パルスシフトでは、ＰＷＭ信号の特性を利用して、パルス幅及びパルス配置が変更される。
そこで、パルスシフトでは、ＰＷＭ信号の特性を利用して、パルス幅及びパルス配置が変更される。
【0084】
例えばＰＷＭ信号の特性の一つに同値加減算の等価性がある．これはＰＷＭ信号の全相に同じ値を足しても，或いは全相から同じ値を引いても出力される平均電圧は変わらないというものである。
【0085】
図５Ｂには、図５Ａに示す各ＰＷＭ信号６から同じ価だけパルス幅を小さくした信号が図示されている。このようにパルス幅が同じ価だけ小さくなったＰＷＭ信号６ｕ、６ｖ、６ｗも、図５Ａに示すＰＷＭ信号と同等の信号として扱うことが可能である。もちろん、パルス幅が同じ価だけ大きくなった信号を用いることも可能である。
【0086】
またＰＷＭ信号の特性の一つとして１キャリア周期内でパルス発生タイミングを任意に変化させても出力電圧は変化しないという特性がある。すなわち、キャリア周期内であれば、各相のパルス位置（例えばパルスの立ち上がるタイミング）を自由に設定することが可能である。なおパルスの立ち下がるタイミングは、パルス幅を設定することで自動的に決まる。
【0087】
図５Ｃでは、図５Ｂに示す各ＰＷＭ信号のパルス位置を変更した信号が図示されている。ここでは、各ＰＷＭ信号のパルス幅に応じて配置が変更されている。例えば、パルス幅が最も短いＰＷＭ信号６ｗはキャリア周期の開始時に立ち上がるように配置され、パルス幅が最も長いＰＷＭ信号６ｕはキャリア周期の終了時に立ち下がるように配置される。残りのＰＷＭ信号６ｖは、例えば他のＰＷＭ信号とできるだけ重複しないように配置される。
このようにパルス位置がシフトされたＰＷＭ信号６ｕ、６ｖ、６ｗも、図５Ａ及び図５Ｂに示すＰＷＭ信号と同等の信号として扱うことが可能である。
このようにパルス位置がシフトされたＰＷＭ信号６ｕ、６ｖ、６ｗも、図５Ａ及び図５Ｂに示すＰＷＭ信号と同等の信号として扱うことが可能である。
【0088】
このようにパルスシフトの処理では、モータ電流（Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、及びＷ相電流ｉｗ）を検出可能となるように、ＰＷＭ信号のパルス位置が調整される。すなわち、１キャリア周期において２種類の電流を検出可能な状態がＸ％以上の期間発生するように、パルス位置が調整される。
パルス位置を調整する方法は限定されず、例えば上記した条件１及び２を満たすように、パルス位置を調整可能な任意の方法が用いられてよい。
パルス位置を調整する方法は限定されず、例えば上記した条件１及び２を満たすように、パルス位置を調整可能な任意の方法が用いられてよい。
【0089】
［パルスシフトに伴うモータ電流の波形変化］
図６は、モータ電流の波形とＰＷＭパルスとの関係を示す模式的なグラフである。図７は、パルスシフトに伴うモータ電流の変化の一例を示す模式図である。
上記したパルスシフトを行う場合、電流検出のタイミングの差によって、検出されるモータ電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）に歪が生じる場合がある。この結果、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑが変動することが考えられる。以下では、図６及び図７を参照して、パルスシフトに伴うモータ電流の波形変化について説明する。
図６は、モータ電流の波形とＰＷＭパルスとの関係を示す模式的なグラフである。図７は、パルスシフトに伴うモータ電流の変化の一例を示す模式図である。
上記したパルスシフトを行う場合、電流検出のタイミングの差によって、検出されるモータ電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）に歪が生じる場合がある。この結果、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑが変動することが考えられる。以下では、図６及び図７を参照して、パルスシフトに伴うモータ電流の波形変化について説明する。
【0090】
図６Ａは、Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、及びＷ相電流ｉｗのグラフである。グラフの縦軸は電流であり、横軸は時間である。このグラフでは、電気回転角度θｅの回転周期（以下では、電気角周期Ｔｅと記載する）で振動する電流波形が示されている。図６Ａに示すように、Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、及びＷ相電流ｉｗは、１２０°ずつ位相がずれた交流電流となる。
以下では、各タイミングにおいて、電流値が最大となる相を最大相と記載し、電流値が最小となる相を最小相と記載し、最大相と最小相との間の電流値となる相を中間相と記載する。最大相、最小相、及び中間相は、６０°周期で入れ替わる。
以下では、各タイミングにおいて、電流値が最大となる相を最大相と記載し、電流値が最小となる相を最小相と記載し、最大相と最小相との間の電流値となる相を中間相と記載する。最大相、最小相、及び中間相は、６０°周期で入れ替わる。
【0091】
また図６Ａには、電流値が最小となる相（最小相）の入れ替わりがあった時間範囲７０ａが点線の領域により図示されている。時間範囲７０ａでは、最小相がＵ相電流ｉｕからＶ相電流ｉｖに入れ替わる。
また図６Ａには、電流値が最大となる相（最大相）の入れ替わりがあった時間範囲７０ｂとが一点鎖線の領域により図示されている。時間範囲７０ｂでは、最大相がＷ相電流ｉｗからＵ相電流ｉｕに入れ替わる。
また図６Ａには、電流値が最大となる相（最大相）の入れ替わりがあった時間範囲７０ｂとが一点鎖線の領域により図示されている。時間範囲７０ｂでは、最大相がＷ相電流ｉｗからＵ相電流ｉｕに入れ替わる。
【0092】
なお、各相に流れるモータ電流（Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、及びＷ相電流ｉｗ）の電流値、すなわち各相の巻線に印加する電圧は、ＰＷＭ信号６ｕ、６ｖ、６ｗのパルス幅に対応している。ここでは、モータ電流の電流値が大きいほどＰＷＭ信号のパルス幅が大きくなる。従って、最大相、中間相、最小相では、各相に供給されるＰＷＭ信号のパルス幅がこの順番で小さくなる。
【0093】
図６Ｂは、時間範囲７０ａにおける各相のＰＷＭ信号６ｕ、６ｖ、６ｗの波形を示すグラフである。ここでは、最小相が入れ替わるタイミングｔａがわかるように時間範囲７０ａを拡大している。
例えばタイミングｔａの直前までは、ＰＷＭ信号６ｕのパルス幅が最小であるが、タイミングｔａの直後には、ＰＷＭ信号６ｖのパルス幅が最小となる。すなわちタイミングｔａを境にして、最小相であったＰＷＭ信号６ｕは中間相となり、中間相であったＰＷＭ信号６ｖは最小相となる。
例えばタイミングｔａの直前までは、ＰＷＭ信号６ｕのパルス幅が最小であるが、タイミングｔａの直後には、ＰＷＭ信号６ｖのパルス幅が最小となる。すなわちタイミングｔａを境にして、最小相であったＰＷＭ信号６ｕは中間相となり、中間相であったＰＷＭ信号６ｖは最小相となる。
【0094】
上記したパルスシフトでは、例えば図５Ｃを参照して説明したように、各相のＰＷＭ信号６ｕ、６ｖ、６ｗのパルス幅を基準として各々のパルス位置が調整される。その一例として、ここでは、最小相、中間層、最大相の順番でパルスが立ち上がるようにパルス位置が調整される。例えば、タイミングｔａの直前までは、キャリア周期内においてＰＷＭ信号６ｕが最初に立ち上がり、次にＰＷＭ信号６ｖが立ち上がるという順番である。一方で、タイミングｔａの直後からは、キャリア周期内においてＰＷＭ信号６ｖが最初に立ち上がり、次にＰＷＭ信号６ｕが立ち上がるという順番に変更される。
同様に、最大相が入れ替わるタイミングｔｂにおいても、パルス位置の相対的な位置関係の変化が発生する。
同様に、最大相が入れ替わるタイミングｔｂにおいても、パルス位置の相対的な位置関係の変化が発生する。
【0095】
図６Ｃは、時間範囲７０ｂにおける各相のＰＷＭ信号６ｕ、６ｖ、６ｗの波形を示すグラフである。ここでは、最大相が入れ替わるタイミングｔｂがわかるように時間範囲７０ｂを拡大している。
例えばタイミングｔｂの直前までは、ＰＷＭ信号６ｗのパルス幅が最大であるが、タイミングｔｂの直後には、ＰＷＭ信号６ｕのパルス幅が最大となる。すなわちタイミングｔｂを境にして、最大相であったＰＷＭ信号６ｗは中間相となり、中間相であったＰＷＭ信号６ｕは最大相となる。
ここで、図６Ｂと同様のパルスシフトが行われる。この場合、タイミングｔｂの直前までは、キャリア周期内においてＰＷＭ信号６ｕの後でＰＷＭ信号６ｗが立ち上がるという順番でパルス位置が設定される。一方で、タイミングｔｂの直後からは、ＰＷＭ信号６ｗの後でＰＷＭ信号６ｕが立ち上がるという順番に変更される。
例えばタイミングｔｂの直前までは、ＰＷＭ信号６ｗのパルス幅が最大であるが、タイミングｔｂの直後には、ＰＷＭ信号６ｕのパルス幅が最大となる。すなわちタイミングｔｂを境にして、最大相であったＰＷＭ信号６ｗは中間相となり、中間相であったＰＷＭ信号６ｕは最大相となる。
ここで、図６Ｂと同様のパルスシフトが行われる。この場合、タイミングｔｂの直前までは、キャリア周期内においてＰＷＭ信号６ｕの後でＰＷＭ信号６ｗが立ち上がるという順番でパルス位置が設定される。一方で、タイミングｔｂの直後からは、ＰＷＭ信号６ｗの後でＰＷＭ信号６ｕが立ち上がるという順番に変更される。
【0096】
このように、最小相及び最大相が入れ替わるタイミングでは、図６Ａに示すようにモータ電流の電流値が急激に変化し、電流波形にがたつきが見られる。
この理由として、電流値の最大相または最小相が入れ替わるタイミングでは、パルスシフトによりＰＷＭ信号のパルス位置が瞬間的に変動し、モータ電流に不連続点が生じるといった点が挙げられる。この点について、図７を参照して詳しく説明する。
この理由として、電流値の最大相または最小相が入れ替わるタイミングでは、パルスシフトによりＰＷＭ信号のパルス位置が瞬間的に変動し、モータ電流に不連続点が生じるといった点が挙げられる。この点について、図７を参照して詳しく説明する。
【0097】
図７の上側のグラフは、ＰＷＭ信号６ｕ、６ｖ、６ｗの波形を示すグラフである。また図７の下側のグラフは、ＰＷＭ信号６ｕに応じて変化するＵ相電流ｉｕを示すグラフである。
図７では、タイミングｔｃを境にして、最大相がＷ相電流ｉｗからＵ相電流ｉｕに入れ替わる。この場合、タイミングｔｃを境に、キャリア周期ΔＴ内においてＰＷＭ信号６ｕの後でＰＷＭ信号６ｗが立ち上がるという順番が、ＰＷＭ信号６ｗの後でＰＷＭ信号６ｕが立ち上がるという順番に変更される。
図７では、タイミングｔｃを境にして、最大相がＷ相電流ｉｗからＵ相電流ｉｕに入れ替わる。この場合、タイミングｔｃを境に、キャリア周期ΔＴ内においてＰＷＭ信号６ｕの後でＰＷＭ信号６ｗが立ち上がるという順番が、ＰＷＭ信号６ｗの後でＰＷＭ信号６ｕが立ち上がるという順番に変更される。
【0098】
また図７には、キャリア周期ごとに行われる電流検出のタイミングｔ０、ｔ１、ｔ２、及びｔ３が矢印を用いて図示されている。このうち、タイミングｔ１は、最大相の入れ替わりタイミングｔｃの直前のキャリア周期での電流検出タイミングであり、タイミングｔ２は、タイミングｔｃの直後のキャリア周期での電流検出タイミングである。またタイミングｔ０及びｔ３は、比較用のタイミングである。タイミングｔ０、ｔ１、ｔ２、及びｔ３では、スイッチ状態＃７（１，０，１）であり－ｉｖが検出される。
【0099】
モータ電流は、ＰＷＭ信号６がＯＮ（Ｈｉｇｈレベル）になると流れ、ＯＦＦ（Ｌｏｗレベル）になると止まる。例えばＵ相電流ｉｕに着目すると、Ｕ相電流ｉｕの電流値は、図７の下側のグラフに示すように、三角形状で上下するのこぎり型の波形となる。なお、この波形の立ち上がりと立ち下がりの傾きは等しくなる。
最大相及び最小相の入れ替わりが発生すると、パルスシフトにより、パルスの立ち上がりの順番が入れ替えられ、ＰＷＭ信号がＯＮとなるタイミング（パルスの立ち上がりのタイミング）が変化する。
最大相及び最小相の入れ替わりが発生すると、パルスシフトにより、パルスの立ち上がりの順番が入れ替えられ、ＰＷＭ信号がＯＮとなるタイミング（パルスの立ち上がりのタイミング）が変化する。
【0100】
ＰＷＭ信号がＯＮとなるタイミングが変動すると、その変動に応じて各検出タイミングで検出される電流値が上下する可能性がある。例えば、図７ではｔ０とｔ１におけるＵ相電流ｉｕの電流値の差Δｉｕ０、及び、ｔ２とｔ３におけるＵ相電流ｉｕの電流値の差Δｉｕ２はほとんどないが、ｔ１とｔ２との間では、パルスシフトにより電流値が変動し、タイミングｔｃを境にして比較的大きな電流値の差Δｉｕ１が発生する。この電流値の差Δｉｕ１が不連続点となり、図６Ａで説明したがたつきとして表れる。
【0101】
この他にも、１シャント抵抗電流検出では、パルスシフトによってＰＷＭ信号に応じた電流波形等が変化する場合には、検出される電流値に不連続点が発生することが考えられる。また各種のノイズや外乱等によっても、瞬間的に電流値が大きく変化し、不連続点が発生する可能性もある。
例えば、実際に検出した電流値をそのままフィードバックする方式では、上記したような不連続点が発生し電流値が急激に変化した場合、電流値が振動するハンチング現象等が発生し、モータ２５の制御が不安定になる可能性がある。
例えば、実際に検出した電流値をそのままフィードバックする方式では、上記したような不連続点が発生し電流値が急激に変化した場合、電流値が振動するハンチング現象等が発生し、モータ２５の制御が不安定になる可能性がある。
【0102】
また１シャント抵抗電流検出に用いられるシャント抵抗３５の抵抗値は比較的小さい。このため、電流値が小さい低回転数域では、シャント抵抗３５に発生する電圧も小さく、結果として電流の検出精度が粗くなる。このように精度の低い電流値をフィードバックした場合には、モータ２５の制御が不安定になる可能性がある。
【0103】
［モータ制御装置の動作］
このような電流値の急激な変化による影響を抑制するため、本実施形態では、近似線から算出した近似値を用いたベクトル制御が行われる。
ベクトル制御の基本的な流れは、ＰＷＭ信号の各キャリアでモータ電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を検出し、検出した電流を電流成分（ｉｄ，ｉｑ）に変換し、電流成分を集めたデータから一定の周期（制御周期Ｔ）で近似線（λｄ，λｑ）を生成し、近似線から近似値（ｉｄ'，ｉｑ'）を算出して制御指令値にフィードバックするというものである。
このような電流値の急激な変化による影響を抑制するため、本実施形態では、近似線から算出した近似値を用いたベクトル制御が行われる。
ベクトル制御の基本的な流れは、ＰＷＭ信号の各キャリアでモータ電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を検出し、検出した電流を電流成分（ｉｄ，ｉｑ）に変換し、電流成分を集めたデータから一定の周期（制御周期Ｔ）で近似線（λｄ，λｑ）を生成し、近似線から近似値（ｉｄ'，ｉｑ'）を算出して制御指令値にフィードバックするというものである。
【0104】
例えば実際の電流値が急激に変化するような場合であっても、近似線から算出した近似値は、実際の電流値よりも変化が緩やかである。このため、近似線から算出した近似値をフィードバックすることで、実際の電流値の急激な変化による影響を十分に抑制することが可能となる。これにより、ハンチング現象等の発生を回避することが可能となる。
また低回転域のように、電流値の検出精度が低い場合であっても、近似線から算出された近似値を用いることで、フィードバックする値のばらつきを低減することが可能となる。
この結果、モータを安定して精度よく制御することが可能となる。
また低回転域のように、電流値の検出精度が低い場合であっても、近似線から算出された近似値を用いることで、フィードバックする値のばらつきを低減することが可能となる。
この結果、モータを安定して精度よく制御することが可能となる。
【0105】
また本実施形態では、近似線として、電流成分を用いて最小二乗法により算出された回帰直線が用いられる。回帰直線を用いることで、電流成分の近似値を精度よく安定して算出することが可能となる。
以下では、ｄ軸電流ｉｄの近似線λｄを回帰直線λｄと記載し、ｑ軸電流ｉｑの近似線λｑを回帰直線λｑと記載する。
以下では、ｄ軸電流ｉｄの近似線λｄを回帰直線λｄと記載し、ｑ軸電流ｉｑの近似線λｑを回帰直線λｑと記載する。
【0106】
図８は、モータ制御装置３０の動作の一例を示すフローチャートである。図９は、近似線及び近似値の算出処理の一例を示す模式図である。以下では、図８及び図９を参照して、モータ制御装置３０によるベクトル制御の流れについて説明する。
【0107】
図９には、連続する制御周期（０）、制御周期（１）、及び制御周期（２）が帯状の領域により模式的に図示されている。各制御周期は、キャリア周期ΔＴを基準に設定される。またキャリアを表す三角波のグラフと、制御周期（１）において検出されたｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑをプロットしたグラフとが模式的に図示されている。
制御周期の長さＴは、キャリア周期ΔＴの整数倍であり、ここではＴ＝４×ΔＴに設定されている。もちろん制御周期Ｔの値はこれに限定されるわけではない。
またｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑのグラフの横軸は、角度θを用いて表している。θは、電気回転角度θｅに対応する。
制御周期の長さＴは、キャリア周期ΔＴの整数倍であり、ここではＴ＝４×ΔＴに設定されている。もちろん制御周期Ｔの値はこれに限定されるわけではない。
またｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑのグラフの横軸は、角度θを用いて表している。θは、電気回転角度θｅに対応する。
【0108】
図８に示すように、まずベクトル制御の制御指令値に基づいてモータ２５が駆動される（ステップ１０１）。例えば直前の制御周期でモータ位置検出部３８及び電圧指令生成部３９により算出された制御指令値が駆動回路３１のＰＷＭ変調器４０に入力される。ここで制御指令値は、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊である。
ＰＷＭ変調器４０により、各制御指令値に応じたＰＷＭ信号６ｕ、６ｖ、６ｗが生成されＩＰＭ４１に入力される。このとき、図５等を参照して説明したパルスシフトにより各ＰＷＭ信号のパルス位置が適宜調整される。
ＩＰＭ４１によりＰＷＭ信号６ｕ、６ｖ、６ｗに応じた電圧がモータ２５のＵ相巻線６３ｕ、Ｖ相巻線６３ｖ、Ｗ相巻線６３ｗに供給され、モータが駆動される。
ＰＷＭ変調器４０により、各制御指令値に応じたＰＷＭ信号６ｕ、６ｖ、６ｗが生成されＩＰＭ４１に入力される。このとき、図５等を参照して説明したパルスシフトにより各ＰＷＭ信号のパルス位置が適宜調整される。
ＩＰＭ４１によりＰＷＭ信号６ｕ、６ｖ、６ｗに応じた電圧がモータ２５のＵ相巻線６３ｕ、Ｖ相巻線６３ｖ、Ｗ相巻線６３ｗに供給され、モータが駆動される。
【0109】
次に、１シャント抵抗電流検出によりモータ電流が検出される（ステップ１０２）。ここでは、電流検出回路３３により、モータ電流がキャリア周期ΔＴごとに検出される。具体的には、１つのキャリア周期ΔＴの間に、Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、及びＷ相電流ｉｗのうち、２つの相の電流が検出され、３相－２相変換器３６に入力される。なお残りの相の電流値は、３相－２相変換器３６において２つの相の電流値から適宜算出される。
キャリア周期ΔＴごとにモータ電流を検出することで、例えばモータ電流を十分に短い時間間隔で検出することが可能となり、回帰直線の精度を高めることが可能となる。
キャリア周期ΔＴごとにモータ電流を検出することで、例えばモータ電流を十分に短い時間間隔で検出することが可能となり、回帰直線の精度を高めることが可能となる。
【0110】
図９に示すＰＷＭ信号のキャリアのグラフには、電流検出のタイミングが丸印を用いて模式的に図示されている。このタイミングは、例えばＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、及びＷ相電流ｉｗが全て算出されるタイミング（例えば３相－２相変換器３６によって３相全ての電流値が算出されるタイミング）を表している。実際には、２相分の電流が先に検出される。
【0111】
２相分の電流検出のタイミングは、目的とする電流を検出可能となるように、ＰＷＭ信号のパルス位置に合わせて設定される。具体的には、パルスシフトによって調整されたパルス位置に合わせて電流検出のタイミングが設定される。このように、電流検出回路３３は、ＰＷＭ信号のパルス位置に応じたタイミングでモータ電流を検出する。これにより、例えば１つのキャリア周期の間に、２種類の電流値を確実に検出することが可能となる。
【0112】
また図９に示すように、本実施形態では、キャリア周期の後半で、電流が検出される。逆に言えば、キャリア周期の後半で電流を検出することが可能なようなパルスシフトが行われる。これにより、例えばキャリア周期の前半で電流を検出する場合にくらべ、電流を検出してから制御をかけるまでの時間（電流を検出してから指令値を更新するまでの時間）を短くすることができるため、高精度なモータ制御が可能となる。
【0113】
次に、３相－２相変換器３６により、モータ電流（Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗ）がｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑに変換される（ステップ１０３）。まず、電流検出回路３３により検出された２相分の電流から、残りの相の電流が算出される。そして３相分の電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）に対してｄｑ変換が行われ、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑが算出される。ｄ軸電流ｉｄはｄ軸電流データとして記憶され、ｄ軸電流ｉｑはｑ軸電流データとして記憶される。
【0114】
次に、制御指令値を更新する制御タイミングであるか否かが判定される（ステップ１０４）。例えば前回の制御を行ったタイミング以降のキャリアの数がカウントされ、キャリアの数が所定数Ｍ以上となった場合には、制御タイミングであると判定される。
具体的には、制御周期Ｔは、キャリア周期ΔＴの１倍から５倍までの範囲で設定される。このような範囲に制御周期を設定することで、キャリア単位で設定される各相の電圧（電流）を頻繁に制御することが可能となる。この結果、十分な精度で安定した制御を実現することが可能となる。
具体的には、制御周期Ｔは、キャリア周期ΔＴの１倍から５倍までの範囲で設定される。このような範囲に制御周期を設定することで、キャリア単位で設定される各相の電圧（電流）を頻繁に制御することが可能となる。この結果、十分な精度で安定した制御を実現することが可能となる。
【0115】
ここでは、制御周期Ｔは、図１に示すファン２４を回転させるモータ２５（ファンモータ）を制御する周期である。この制御周期Ｔは、圧縮機２１（コンプレッサ）の制御周期と合わせてもよい。すなわち、制御周期Ｔは、空気調和機１００に搭載された圧縮機２１を駆動するコンプレッサモータを制御するための周期に設定されてもよい。
【0116】
例えば、キャリアの数が所定数Ｍよりも小さく、制御タイミングではないと判定された場合（ステップ１０４のＮｏ）、ステップ１０２及びステップ１０３の処理が再度実行され、新たにｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑが記憶される。
図９に示す例では、制御周期Ｔがキャリア周期の４倍（Ｍ＝４）に設定される。従って、制御周期（１）では、４回分のｄ軸電流（ｉｄ（ｎ－３）、ｉｄ（ｎ－２）、ｉｄ（ｎ－１）、ｉｄ（ｎ））が算出され記憶される。また、４回分のｑ軸電流（ｉｑ（ｎ－３）、ｉｑ（ｎ－２）、ｉｑ（ｎ－１）、ｉｑ（ｎ））が算出され記憶される。
ここで、ｎは、ｄ軸電流データ（ｑ軸電流データ）に記憶されたデータの総数であり、最新のデータ点を表すインデックスである。
図９に示す例では、制御周期Ｔがキャリア周期の４倍（Ｍ＝４）に設定される。従って、制御周期（１）では、４回分のｄ軸電流（ｉｄ（ｎ－３）、ｉｄ（ｎ－２）、ｉｄ（ｎ－１）、ｉｄ（ｎ））が算出され記憶される。また、４回分のｑ軸電流（ｉｑ（ｎ－３）、ｉｑ（ｎ－２）、ｉｑ（ｎ－１）、ｉｑ（ｎ））が算出され記憶される。
ここで、ｎは、ｄ軸電流データ（ｑ軸電流データ）に記憶されたデータの総数であり、最新のデータ点を表すインデックスである。
【0117】
キャリアの数が所定数Ｍ以上となり、制御タイミングであると判定された場合（ステップ１０４のＹｅｓ）、ｄ軸電流データ及びｑ軸電流データを用いて、ｄ軸電流ｉｄの回帰直線λｄとｑ軸電流ｉｑの回帰直線λｑとが算出される（ステップ１０５）。上記したように、本実施形態では、ｄ軸電流データ（ｑ軸電流データ）に最小二乗法を適用して回帰直線λｄ（回帰直線λｑ）が算出される。
【0118】
回帰直線λｄは、例えば以下に示す（１）式により算出される。
【0119】
【数1】
【0120】
（１）式に示すように、回帰直線λｄは傾きがａで切片がｂとなる線形な方程式となる。また（１）式は角度θにおけるｄ軸電流近似値ｉｄ'を表している。
傾きａ及び切片ｂは最小二乗法により算出されるパラメータであり、以下の式を用いて表される。
傾きａ及び切片ｂは最小二乗法により算出されるパラメータであり、以下の式を用いて表される。
【0121】
【数2】
【0122】
Ｎは、回帰計算を行う区間範囲（図９ではＮ＝４）である。区間範囲は、回帰計算に用いるデータの範囲であるとも言える。
ｎは、ｄ軸電流データ（ｑ軸電流データ）内のデータの総数であり、制御タイミングにおける最新のデータ点を表している。
ｉｄ（ｊ）は、ｊ番目のキャリアで算出されたｄ軸電流ｉｄの値である。またｉｑ（ｊ）は、ｊ番目のキャリアで算出されたｑ軸電流ｉｑの値である。
θ（ｊ）は、ｊ番目のキャリアにおけるｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑの検出角度（検出タイミング）を表している。ここでは、キャリアが切り替わるタイミング（キャリアの境界）をθ（ｊ）に設定している。
Ａｖｇ（ｉｄ）、Ａｖｇ（ｉｑ）、及びＡｖｇ（θ）は、回帰計算を行う区間範囲におけるｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ、及び角度θの平均値である（式（５）参照）。
ωｅ１は、制御周期（１）における推定角速度であり、例えば制御周期（１）の直前の制御周期（０）に図２に示すＰＬＬ制御器４３により算出される。
ｎは、ｄ軸電流データ（ｑ軸電流データ）内のデータの総数であり、制御タイミングにおける最新のデータ点を表している。
ｉｄ（ｊ）は、ｊ番目のキャリアで算出されたｄ軸電流ｉｄの値である。またｉｑ（ｊ）は、ｊ番目のキャリアで算出されたｑ軸電流ｉｑの値である。
θ（ｊ）は、ｊ番目のキャリアにおけるｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑの検出角度（検出タイミング）を表している。ここでは、キャリアが切り替わるタイミング（キャリアの境界）をθ（ｊ）に設定している。
Ａｖｇ（ｉｄ）、Ａｖｇ（ｉｑ）、及びＡｖｇ（θ）は、回帰計算を行う区間範囲におけるｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ、及び角度θの平均値である（式（５）参照）。
ωｅ１は、制御周期（１）における推定角速度であり、例えば制御周期（１）の直前の制御周期（０）に図２に示すＰＬＬ制御器４３により算出される。
【0123】
同様に回帰直線λｑは、例えば以下に示す（３）式により算出される。
【0124】
【数3】
【0125】
（３）式に示すように、回帰直線λｑは傾きがｃで切片がｄとなる線形な方程式となる。また（３）式は角度θにおけるｑ軸電流近似値ｉｑ'を表している。
傾きｃ及び切片ｄは最小二乗法により算出されるパラメータであり、以下の式を用いて表される。
傾きｃ及び切片ｄは最小二乗法により算出されるパラメータであり、以下の式を用いて表される。
【0126】
【数4】
【0127】
また、Ａｖｇ（ｉｄ）、Ａｖｇ（ｉｑ）、及びＡｖｇ（θ）は、以下の式により算出される。
【0128】
【数5】
【0129】
電流近似部３７では、上記した（２）式に従ってｄ軸電流の回帰直線λｄの傾きａ及び切片ｂが算出される。また、（４）式に従ってｑ軸電流の回帰直線λｑの傾きｃ及び切片ｄが算出される。
図９には、制御周期（１）において、連続する４つのキャリア（Ｎ＝４）で検出されたｄ軸電流（ｉｄ（ｎ－３）、ｉｄ（ｎ－２）、ｉｄ（ｎ－１）、ｉｄ（ｎ））から算出されたｄ軸電流の回帰直線λｄと、ｑ軸電流（ｉｄ（ｎ－３）、ｉｄ（ｎ－２）、ｉｄ（ｎ－１）、ｉｄ（ｎ））から算出されたｑ軸電流の回帰直線λｑとが太線の矢印により模式的に図示されている。
図９には、制御周期（１）において、連続する４つのキャリア（Ｎ＝４）で検出されたｄ軸電流（ｉｄ（ｎ－３）、ｉｄ（ｎ－２）、ｉｄ（ｎ－１）、ｉｄ（ｎ））から算出されたｄ軸電流の回帰直線λｄと、ｑ軸電流（ｉｄ（ｎ－３）、ｉｄ（ｎ－２）、ｉｄ（ｎ－１）、ｉｄ（ｎ））から算出されたｑ軸電流の回帰直線λｑとが太線の矢印により模式的に図示されている。
【0130】
なお、回帰直線λｄ及びλｑを計算する範囲（回帰計算の区間範囲Ｎ）は、任意に設定することが可能である。
例えば図９では、ベクトル制御の制御周期Ｔと同様の範囲が区間範囲Ｎに設定される。すなわち、制御周期Ｔに含まれるキャリア数Ｍが区間範囲Ｎに設定されＮ＝Ｍとなっている。これにより、例えば前回のフィードバック制御の後のｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑの値を反映した回帰直線を算出することが可能となり、短時間での電流の変化に十分に対応することが可能となる。この結果、高精度なモータ制御を実現することが可能となる。
例えば図９では、ベクトル制御の制御周期Ｔと同様の範囲が区間範囲Ｎに設定される。すなわち、制御周期Ｔに含まれるキャリア数Ｍが区間範囲Ｎに設定されＮ＝Ｍとなっている。これにより、例えば前回のフィードバック制御の後のｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑの値を反映した回帰直線を算出することが可能となり、短時間での電流の変化に十分に対応することが可能となる。この結果、高精度なモータ制御を実現することが可能となる。
【0131】
また、制御周期Ｔをコンプレッサモータの制御周期に合わせた場合、回帰計算の区間範囲Ｎは、コンプレッサモータの制御周期と一致する。これにより、回帰計算等を含むファンモータの制御や、コンプレッサモータの制御を共通の周期で行うことが可能となり、周期の違いによる演算負荷の集中等を回避することが可能となる。
【0132】
また、制御周期Ｔよりも長い期間における電流成分（ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑ）に基づいて、回帰直線λｄ及びλｑを算出してもよい。例えば、区間範囲Ｎを電気角周期に合わせてもよい。この場合、例えば電気角が１回転する間のｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑを検出して記憶し、そのデータを用いて各回帰直線λｄ及びλｑが算出される。これにより、比較的長い電流成分の傾向を反映した近似線を算出することが可能となる。この結果、例えばモータ２５に発生する振動等の長周期の外乱の影響を排したフィードバック制御を実現することが可能となる。
【0133】
この他、区間範囲Ｎを設定する方法は限定されない。例えば電気角周期の２倍や、電気角周期の１／２といった区間範囲Ｎが設定されてもよい。また他の周期等を基準にして区間範囲Ｎが設定されてもよい。
【0134】
次に、回帰直線λｄ及びλｑから、ｄ軸電流近似値ｉｄ'及びｑ軸電流近似値ｉｑ'が算出される（ステップ１０６）。
ｄ軸電流近似値ｉｄ'は、（１）式の角度θを設定することで算出される。またｑ軸電流近似値ｉｑ'は、（３）式の角度θを設定することで算出される。
角度θは、回帰直線λｄ及びλｑにおける横軸を表すパラメータでありｄ軸電流近似値ｉｄ'及びｑ軸電流近似値ｉｑ'をとるタイミングに対応する。角度θを設定することは、例えば制御に用いる電流を読み取るタイミングを設定することに対応する。角度θは任意に設定することが可能であり、例えば未来の電流値を推定するように設定することや、や過去の電流値を推定するように設定することが可能である。
ｄ軸電流近似値ｉｄ'は、（１）式の角度θを設定することで算出される。またｑ軸電流近似値ｉｑ'は、（３）式の角度θを設定することで算出される。
角度θは、回帰直線λｄ及びλｑにおける横軸を表すパラメータでありｄ軸電流近似値ｉｄ'及びｑ軸電流近似値ｉｑ'をとるタイミングに対応する。角度θを設定することは、例えば制御に用いる電流を読み取るタイミングを設定することに対応する。角度θは任意に設定することが可能であり、例えば未来の電流値を推定するように設定することや、や過去の電流値を推定するように設定することが可能である。
【0135】
図９に示す例では、角度θは、θ＝θ（ｎ）に設定される。すなわち、制御周期（１）が制御周期（２）に切り替わるタイミングでのｄ軸電流近似値ｉｄ'及びｑ軸電流近似値ｉｑ'が算出される。図９ではθ（ｎ）でのｄ軸電流近似値ｉｄ'及びｑ軸電流近似値ｉｑ'が黒丸により模式的に図示されている。
例えば、θ（ｎ）は、近似値の算出処理を実行する時刻よりも後の時刻である。また、θ（ｎ）のタイミングでフィードバック制御が適用される。この場合、近似値は、未来の制御タイミングでの電流値を推定したものとなる。これにより、制御タイミングでの推定値を用いた高精度なフィードバック制御を実行することが可能となる。
例えば、θ（ｎ）は、近似値の算出処理を実行する時刻よりも後の時刻である。また、θ（ｎ）のタイミングでフィードバック制御が適用される。この場合、近似値は、未来の制御タイミングでの電流値を推定したものとなる。これにより、制御タイミングでの推定値を用いた高精度なフィードバック制御を実行することが可能となる。
【0136】
また例えば、θ（ｎ）は、近似値の算出処理を実行する時刻よりも前の時刻であってもよい。この場合、フィードバック制御はθ（ｎ）以降に行われ、そこで用いられる近似値は、過去の電流値を推定したものとなる。また制御周期（１）でのフィードバック制御は、例えば次の制御周期（２）になった直後に行われる。このように過去の電流を推定した近似値を用いた場合でも、適正にフィードバック制御を実行することが可能である。また実際に電流を検出してからフィードバック制御を行うまでの期間を比較的長くとることが可能である。このため、演算処理に余裕を持たせることが可能となる。
【0137】
この他、ｄ軸電流近似値ｉｄ'及びｑ軸電流近似値ｉｑ'をとるタイミング（角度θ）を設定する方法は限定されない。上記ではキャリアが切り替わるタイミングθ（ｎ）に設定しているが、例えばθ（ｎ）＋αやθ（ｎ）－αに設定されてもよい。ただしαは、θ（ｎ）に対するシフト量であり、０＜α＜ΔＴを満たす範囲で、演算回路３２の処理能力等に応じて設定される。
また例えば、θ（ｎ－１）やθ（ｎ＋１）等が角度θとして用いられてもよい。
また例えば、θ（ｎ－１）やθ（ｎ＋１）等が角度θとして用いられてもよい。
【0138】
このように、電流近似部３７では、ｄ軸電流ｉｄの検出値に基づいて、ｄ軸電流ｉｄの近似線（回帰直線λｄ）とｄ軸電流近似値ｉｄ'とが算出される。またｑ軸電流ｉｑの検出値に基づいて、ｑ軸電流ｉｑの近似線（回帰直線λｑ）とｑ軸電流近似値ｉｑ'とが算出される。これにより、ｄ軸電流近似値ｉｄ'及びｑ軸電流近似値ｉｑ'による安定したベクトル制御を実現することが可能となる。
【0139】
次に、ｄ軸電流近似値ｉｄ'及びｑ軸電流近似値ｉｑ'から、モータの制御指令値が算出される（ステップ１０６）。
電流近似部３７により算出されたｄ軸電流近似値ｉｄ'及びｑ軸電流近似値ｉｑ'は、モータ位置検出部３８と、電圧指令生成部３９に入力される。
例えばモータ位置検出部３８では、ｄ軸電流近似値ｉｄ'及びｑ軸電流近似値ｉｑ'と直前の制御周期で用いられたｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊とから、電気回転角度θｅと、機械角速度ωｍとが算出される。
電流近似部３７により算出されたｄ軸電流近似値ｉｄ'及びｑ軸電流近似値ｉｑ'は、モータ位置検出部３８と、電圧指令生成部３９に入力される。
例えばモータ位置検出部３８では、ｄ軸電流近似値ｉｄ'及びｑ軸電流近似値ｉｑ'と直前の制御周期で用いられたｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊とから、電気回転角度θｅと、機械角速度ωｍとが算出される。
【0140】
電圧指令生成部３９では、例えば減算器４９によりｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流近似値ｉｄ'との差分が算出され、減算器５０によりｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流近似値ｉｑ'との差分が算出される。これらのｄ軸電流及びｑ軸電流についての差分は、ｄ軸電流制御器５１及びｑ軸電流制御器５２に入力され、それぞれｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊に変換される。
【0141】
また電圧指令生成部３９では、非干渉化制御器５３により、ｄ軸電流近似値ｉｄ'及びｑ軸電流近似値ｉｑ'から非干渉化補正値Ｖｄａ及びＶｑａが算出される。ここで、非干渉化補正値Ｖｄａ及びＶｑａは、以下の式に従って算出される。
【0142】
【数6】
【0143】
（６）式において、Ｌｄは、モータ２５のｄ軸インダクタンスであり、Ｌｑは、モータ２５のｑ軸インダクタンスである。またφは、ロータ磁束の線間実効値である。
またωｅは、モータ２５の推定角速度であり、例えば制御周期（１）における推定角速度ωｅ１が用いられる。
このように、ｄ軸電流近似値ｉｄ'及びｑ軸電流近似値ｉｑ'を用いて算出された非干渉化補正値Ｖｄａ及びＶｑａは、それぞれ減算器５４及び加算器５５に入力される。
またωｅは、モータ２５の推定角速度であり、例えば制御周期（１）における推定角速度ωｅ１が用いられる。
このように、ｄ軸電流近似値ｉｄ'及びｑ軸電流近似値ｉｑ'を用いて算出された非干渉化補正値Ｖｄａ及びＶｑａは、それぞれ減算器５４及び加算器５５に入力される。
【0144】
減算器５４では、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊から非干渉化補正値Ｖｄａが減算されｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊が算出される。また加算器５５では、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊に非干渉化補正値Ｖｑａが加算されｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊が算出される。
そして２相－３相変換器５６により、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊が制御指令値となるＵ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊に変換される。これらの制御指令値は、適宜駆動回路３１に出力される。
そして２相－３相変換器５６により、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊が制御指令値となるＵ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊に変換される。これらの制御指令値は、適宜駆動回路３１に出力される。
【0145】
制御指令値が算出されると、モータ２５の制御を終了するか否かが判定される（ステップ１０８）。制御を終了する場合（ステップ１０８のＹｅｓ）、ループ処理が終了する。また制御を継続する場合（ステップ１０８のＮｏ）、ステップ１０１以降の処理が再度実行され、近似値を用いたベクトル制御が継続される。
【0146】
以上、本実施形態に係るモータ制御装置３０では、ベクトル制御の制御周期Ｔごとに、１シャント抵抗電流検出の結果を用いてベクトル制御に用いる電流成分（ｉｄ、ｉｑ）の近似線（λｄ及びλｑ）が算出される。この近似線を用いて算出した近似値（ｉｄ'、ｉｑ'）により、ベクトル制御の制御指令値（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）が算出される。近似線を用いることで、モータ電流（Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗ）が急激に変化した場合でも、フィードバックする値を安定させることができるため、モータ２５を安定して精度よく制御することが可能となる。
【0147】
モータ制御の方法として、センサレスベクトル制御が注目されている。センサレスベクトル制御は、モータの回転位置を検出するセンサ等を設ける必要がないため、装置のコストダウンが期待できる。またセンサレスベクトル制御を実現するにあたり、電流検出の手法として1シャント抵抗電流検出が挙げられる。この手法では抵抗1つで電流が検出可能となるため、例えばホール素子等を用いた従来の電流検出法と比較して十分なコストダウンが見込める。
【0148】
一方で、１シャント抵抗電流検出では、ＰＷＭ信号のパルスを調整するパルスシフトが必要となる。パルスシフトを行う場合、例えば電流検出のタイミングに差が生じるために、検出される電流値が急激に変化する可能性がある（図６及び図７参照）。また低回転数域では電流の検出精度が粗くなり、駆動が不安定になる。この結果、最悪の場合にはモータが脱調停止する可能性がある。
【0149】
本実施形態では、ベクトル制御の制御周期Ｔごとに、ｄ軸電流ｉｄの回帰直線λｄが算出され、回帰直線λｄからｄ軸電流近似値ｉｄ'が算出される。また制御周期Ｔごとに、ｑ軸電流ｉｑの回帰直線λｑが算出され、回帰直線λｑからｑ軸電流近似値ｉｑ'が算出される。そしてｄ軸電流近似値ｉｄ'及びｑ軸電流近似値ｉｑ'をフィードバックするベクトル制御が行われる。
【0150】
このように、回帰直線λｄ及びλｑを用いることで、例えば図６及び図７等を参照して説明したパルスシフトによる電流値の脈動（最大相や最小相の入れ替わり時の瞬間的ながたつき）の影響などが緩和される。例えば、急激に電流値を変化させるようなフィードバックが回避され、ハンチング現象等が回避される。
またファン２４が低回転で駆動される場合、電流の検出精度が粗くなる可能性があるが、回帰直線λｄ及びλｑを用いることで、フィードバックに用いる値を安定して算出することが可能となる。また、低回転時の電流に見られる高調波による脈動等も低減され、モータ駆動の安定性が向上する。
またファン２４が低回転で駆動される場合、電流の検出精度が粗くなる可能性があるが、回帰直線λｄ及びλｑを用いることで、フィードバックに用いる値を安定して算出することが可能となる。また、低回転時の電流に見られる高調波による脈動等も低減され、モータ駆動の安定性が向上する。
【0151】
また制御周期Ｔは、コンプレッサ（圧縮機２１）の制御周期と同一に設定することが可能である。これにより、例えばファンモータ（モータ２５）とコンプレッサモータとの制御を共用のＣＰＵで行うことが可能となる。すなわち、モータ制御装置３０の演算回路３２を用いて圧縮機２１のモータを制御することが可能となる。これにより演算ユニットの数を減らすことが出来るため、装置コストを抑えることが可能となる。
【0152】
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は上述の実施形態にのみ限定されるものではなく種々変更を加え得ることは勿論である。
【0153】
例えば以上の実施形態では、モータ制御装置３０が空気調和機１００に搭載されたファン２４を駆動するファンモータ（モータ２５）を制御する例について説明したが、これに限られない。例えば、モータ制御装置３０により、空気調和器１００に搭載された圧縮機２１を駆動するコンプレッサモータが制御されてもよい。この場合、コンプレッサモータについての１シャント抵抗電流検出が実行され、その結果がコンプレッサモータのｄ軸電流及びｑ軸電流に変換される。そして、コンプレッサモータのｄ軸電流及びｑ軸電流の各々について、近似線及び近似値が算出され、各電流の近似値がフィードバックされる。これにより、コンプレッサモータを安定して精度よく制御することが可能となる。
【符号の説明】
【0154】
６ｕ、６ｖ、６ｗ…ＰＷＭ信号
２４…ファン
２５…モータ
３０…モータ制御装置
３１…駆動回路
３２…演算回路
３３…電流検出回路
３５…シャント抵抗
３６…３相－２相変換器
３７…電流近似部
３８…モータ位置検出部
３９…電圧指令生成部
４０…ＰＷＭ変調器
４１…ＩＰＭ
１００…空気調和機
２４…ファン
２５…モータ
３０…モータ制御装置
３１…駆動回路
３２…演算回路
３３…電流検出回路
３５…シャント抵抗
３６…３相－２相変換器
３７…電流近似部
３８…モータ位置検出部
３９…電圧指令生成部
４０…ＰＷＭ変調器
４１…ＩＰＭ
１００…空気調和機
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】