特開 2023-146957 電流センサ装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2023146957

(43)【公開日】2023-10-12

(54)【発明の名称】電流センサ装置

(51)【国際特許分類】

   G01R 15/18 20060101AFI20231004BHJP

   G01R 19/00 20060101ALI20231004BHJP

   G01R 19/32 20060101ALI20231004BHJP

【ＦＩ】

G01R15/18 B

G01R19/00 A

G01R19/32

【審査請求】未請求

【請求項の数】9

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022054424

(22)【出願日】2022-03-29

(71)【出願人】

【識別番号】000134257

【氏名又は名称】株式会社トーキン

(74)【代理人】

【識別番号】100117341

【弁理士】

【氏名又は名称】山崎 拓哉

(74)【代理人】

【識別番号】100148840

【弁理士】

【氏名又は名称】松本 健志

(74)【代理人】

【識別番号】100191673

【弁理士】

【氏名又は名称】渡邉 久典

(72)【発明者】

【氏名】浦田 純悦

(72)【発明者】

【氏名】阿部 洋

(72)【発明者】

【氏名】吉成 哲也

(72)【発明者】

【氏名】齋藤 益人

(72)【発明者】

【氏名】森 賢史

【テーマコード（参考）】

2G025

2G035

【Ｆターム（参考）】

2G025AA07

2G025AA08

2G025AB14

2G025AC01

2G035AA06

2G035AD10

2G035AD23

2G035AD47

(57)【要約】

【課題】 温度変化による影響を受け難く、精度よく電流検出を行うことができる電流センサ装置を提供すること。
【解決手段】 電流センサ装置１０において、磁性コア１２は、環状で、その内側に一次導体５０が通されている。駆動回路１４の負荷１４３は、磁性コア１２に巻き回された二次導体１５１である。検出抵抗１６は、二次導体１５１に流れる電流を電圧に変換し、その一端に検出電圧を生成する。駆動部１４１は、パルス信号に基づいて二次導体１５１に流れる電流の方向を切り替える。検出部２０は、パルス信号のデューティ比に基づいて一次導体５０に流れた電流を検出する。パルス信号生成回路１８は、検出抵抗１６の一端に生じる検出電圧を監視して、パルス信号のオンとオフとを反転する。検出部２０のクロック生成部２０１は、所定周期のクロック信号を生成する。カウンタ２１１は、パルス信号のデューティ比を、クロック信号を用いてカウントする。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

一次導体に流れる電流を検知する電流センサ装置であって、
磁性コアと、駆動回路と、検出抵抗と、パルス信号生成回路と、検出部とを備えており、
前記磁性コアは、環状で、その内側に前記一次導体が通されており、
前記駆動回路は、駆動部と負荷とを有しており、
前記負荷は、前記磁性コアに巻き回された二次導体であり、
前記検出抵抗は、前記駆動回路に直列に接続され、前記二次導体に流れる電流を電圧に変換し、その一端に検出電圧を生成するものであり、
前記パルス信号生成回路は、前記検出電圧に応じてパルス信号を生成するものであり、
前記駆動部は、前記パルス信号に基づいて前記二次導体に流れる電流の方向を切り替えるものであり、
前記検出部は、前記パルス信号のデューティ比に基づいて前記一次導体に流れた電流を検出するものであり、
前記パルス信号生成回路は、前記検出抵抗の前記一端に生じる検出電圧を監視して、前記パルス信号のオンとオフとを反転するものであり、
前記検出部は、クロック生成部と、カウンタとを備えており、
前記クロック生成部は、所定周期のクロック信号を生成するものであり、
前記カウンタは、前記パルス信号のデューティ比を、前記クロック信号を用いてカウントする
電流センサ装置。

【請求項2】

請求項１に記載の電流センサ装置であって、
前記駆動部は、四つのスイッチを有するＨブリッジ回路である
電流センサ装置。

【請求項3】

請求項１又は請求項２に記載の電流センサ装置であって、
前記パルス信号生成回路は、前記検出電圧と所定閾値電圧とを比較して、前記検出電圧が前記所定閾値電圧を超えるたびに前記パルス信号のオンとオフとを反転するものであり、
前記所定閾値電圧は、前記磁性コアの磁気飽和を考慮して予め定められたものである
電流センサ装置。

【請求項4】

請求項１から請求項３までのいずれかに記載の電流センサ装置であって、
前記駆動回路は、前記負荷として、チョッパ回路を更に備えており、
前記二次導体は、前記チョッパ回路を介して前記駆動部に接続されている
電流センサ装置。

【請求項5】

請求項１から請求項４までのいずれかに記載の電流センサ装置であって、
前記電流センサ装置は、温度センサと、温度と補正値とを対応付けて記憶する補正値記憶部とを更に備えており、
前記補正値は、前記電流センサ装置の感度とオフセット出力の温度変化に基づくものであり、
前記検出部は、前記温度センサで検出した検出温度に応じて前記補正値記憶部から当該検出温度に対応する補正値を得て、その補正値を用いて前記一次導体に流れた電流の検出を補正する
電流センサ装置。

【請求項6】

請求項１から請求項５までのいずれかに記載の電流センサ装置であって、
前記電流センサ装置は、オーバーカレント検出部を更に備えており、
前記オーバーカレント検出部は、前記パルス信号の周波数を監視し、当該周波数が所定周波数を超えたときにオーバーカレントフラグを発行する
電流センサ装置。

【請求項7】

請求項１から請求項６までのいずれかに記載の電流センサ装置であって、
前記電流センサ装置は、自己診断部を更に備えており、
前記自己診断部は、少なくとも部分的に前記磁性コアの内側に通された付加的導体と、テスト時に前記付加的導体に電流を供給する電流供給部とを有している
電流センサ装置。

【請求項8】

請求項１から請求項７までのいずれかに記載の電流センサ装置であって、
前記検出抵抗は、予め設けられた複数の抵抗から前記磁性コアに応じて選択されたものである
電流センサ装置。

【請求項9】

請求項１から請求項８までのいずれかに記載の電流センサ装置であって、
前記電流センサ装置は、シールドケースを更に備えており、
前記磁性コアは、帯状の磁性体を巻きまわして形成されており、
前記磁性体は、二つの端部を有しており、
前記シールドケースには、開口が設けられており、
前記二次導体の両端は、前記開口からシールドケースの外に引き出されており、かつ前記シールドケースの外で前記駆動回路に接続されており、
前記シールドケースを前記開口に近い第一領域と前記開口から遠い第二領域との二つの領域に等しく分けた場合、前記磁性体の前記端部は、いずれも前記第二領域に位置している
電流センサ装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電流センサ装置に関し、特に、フラックスゲート方式の電流センサ装置に関する。

【背景技術】

【0002】

特許文献１は、フラックスゲート方式の電流センサの一例を開示している。

【0003】

図１７に示されるように、特許文献１に記載の電流センサ９０は、可磁化部材９０１に巻き回された巻線９０３のセンタータップに生じる電圧と参照電圧とを比較器９０５によって比較する。比較器９０５の比較結果は、フリップフロップ９０７へ供給される。フリップフロップ９０７は、比較器９０５の出力に応じて、“１”信号又は“０”信号を出力する。“１”信号及び“０”信号はアンド回路９０９，９１１に夫々入力され、クロック信号Ｃｋとの論理積が求められる。アンド回路９０９は、“１”信号の継続時間に対応する数のクロックパルスを出力し、アンド回路９１１は、“０”信号の継続時間に対応する数のクロックパルスを出力する。アンド回路９０９，９１１の出力は、アップダウンカウンター９１３に入力され、そのカウント値をアップ又はダウンさせる。アップダウンカウンター９１３のカウント値は、連続する“１”信号と“０”信号によって規定される周期毎に、“１”信号の継続時間と“０”信号の継続期間との差を表す。この差は、可磁化部材９０１に巻き回された巻線９２０に流れる電流の大きさに依存する。したがって、アップダウンカウンター９０７のカウント値に基づいて巻線９２０に流れる電流の大きさを知ることができる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】米国特許第４８９９１０３号明細書

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

特許文献１の電流センサ９０は、“１”信号の継続時間に対応するクロックパルスの数と“０”信号の継続期間に対応するクロックパルスの数との差に基づいて巻線９２０に流れる電流の大きさを求めている。しかしながら、この方法は、温度変化による可磁化部材９０１の特性変化によって誤差を生じる可能性がある。詳しくは、“１”信号の継続時間及び“０”信号の継続時間は、温度変化による影響を受けて変動する。その一方で、クロック信号Ｃｋは、実質的に温度変化による影響を受けない。その結果、アンド回路９０９，９１１の出力は温度変化による影響を受けたものとなり、検出された電流の大きさは温度変化の影響を受けたものとなる。

【0006】

本発明は、温度変化による影響を受け難く、精度よく電流検出を行うことができる電流センサ装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0007】

本発明は、第１の電流センサ装置として、一次導体に流れる電流を検知する電流センサ装置であって、
磁性コアと、駆動回路と、検出抵抗と、パルス信号生成回路と、検出部とを備えており、
前記磁性コアは、環状で、その内側に前記一次導体が通されており、
前記駆動回路は、駆動部と負荷とを有しており、
前記負荷は、前記磁性コアに巻き回された二次導体であり、
前記検出抵抗は、前記駆動回路に直列に接続され、前記二次導体に流れる電流を電圧に変換し、その一端に検出電圧を生成するものであり、
前記パルス信号生成回路は、前記検出電圧に応じてパルス信号を生成するものであり、
前記駆動部は、前記パルス信号に基づいて前記二次導体に流れる電流の方向を切り替えるものであり、
前記検出部は、前記パルス信号のデューティ比に基づいて前記一次導体に流れた電流を検出するものであり、
前記パルス信号生成回路は、前記検出抵抗の前記一端に生じる検出電圧を監視して、前記パルス信号のオンとオフとを反転するものであり、
前記検出部は、クロック生成部と、カウンタとを備えており、
前記クロック生成部は、所定周期のクロック信号を生成するものであり、
前記カウンタは、前記パルス信号のデューティ比を、前記クロック信号を用いてカウントする
電流センサ装置を提供する。

【0008】

また、本発明は第２の電流センサ装置として、第１の電流センサ装置であって、
前記経路切替回路は、四つのスイッチを有するＨブリッジ回路である
電流センサ装置を提供する。

【0009】

また、本発明は、第３の電流センサ装置として、第１又は第２の電流センサ装置であって、
前記パルス信号生成回路は、前記検出電圧と所定閾値電圧とを比較して、前記検出電圧が前記所定閾値電圧を超えるたびに前記パルス信号のオンとオフとを反転するものであり、
前記所定閾値電圧は、前記磁性コアの磁気飽和を考慮して予め定められたものである
電流センサ装置を提供する。

【0010】

また、本発明は、第４の電流センサ装置として、第１から第３の電流センサ装置のいずれかであって、
前記駆動回路の前記負荷として、チョッパ回路を更に備えており、
前記二次導体は、前記チョッパ回路を介して前記駆動部に接続されている
電流センサ装置を提供する。

【0011】

また、本発明は、第５の電流センサ装置として、第１から第４までのいずれかの電流センサ装置であって、
前記電流センサ装置は、温度センサと、温度と補正値とを対応付けて記憶する補正値記憶部とを更に備えており、
前記補正値は、前記電流センサ装置の感度とオフセット出力の温度変化に基づくものであり、
前記検出部は、前記温度センサで検出した検出温度に応じて前記補正値記憶部から当該検出温度に対応する補正値を得て、その補正値を用いて前記一次導体に流れた電流の検出を補正する
電流センサ装置を提供する。

【0012】

また、本発明は、第６の電流センサ装置として、第１から第５までのいずれかの電流センサ装置であって、
前記電流センサ装置は、オーバーカレント検出部を更に備えており、
前記オーバーカレント検出部は、前記パルス信号の周波数を監視し、当該周波数が所定周波数を超えたときにオーバーカレントフラグを発行する
電流センサ装置を提供する。

【0013】

また、本発明は、第７の電流センサ装置として、第１から第６までのいずれかの電流センサ装置であって、
前記電流センサ装置は、自己診断部を更に備えており、
前記自己診断部は、少なくとも部分的に前記磁性コアの内側に通された付加的導体と 、テスト時に前記付加的導体に電流を供給する電流供給部とを有している
電流センサ装置を提供する。

【0014】

また、本発明は、第８の電流センサ装置として、第１から第７までのいずれかの電流センサ装置であって、
前記検出抵抗は、予め設けられた複数の抵抗から前記磁性コアに応じて選択されたものである
電流センサ装置を提供する。

【0015】

また、本発明は、第９の電流センサ装置として、第１から第８までのいずれかの電流センサ装置であって、
前記電流センサ装置は、シールドケースを更に備えており、
前記磁性コアは、帯状の磁性体を巻きまわして形成されており、
前記磁性体は、二つの端部を有しており、
前記シールドケースには、開口が設けられており、
前記二次導体の両端は、前記開口からシールドケースの外に引き出されており、かつ前記シールドケースの外で前記駆動回路に接続されており、
前記シールドケースを前記開口に近い第一領域と前記開口から遠い第二領域との二つの領域に等しく分けた場合、前記磁性体の前記端部は、いずれも前記第二領域に位置している
電流センサ装置を提供する。

【発明の効果】

【0016】

本発明の電流センサ装置は、パルス信号のデューティ比に基づいて一次導体に流れた電流を検出する。温度変化によりパルス信号の周期が変動しても、そのデューティ比は温度変化の影響をほとんど受けない。したがって、パルス信号のデューティ比は、一次導体に流れた電流を精度よく反映する。よって、本発明の電流センサ装置は、温度変化による影響を受け難く、精度よく電流検出を行うことができる。

【図面の簡単な説明】

【0017】

【図1】本発明の一実施の形態による電流センサ装置を示す回路ブロック部である。

【図2】図１の電流センサ装置の主要部を示す回路ブロック図である。説明を簡略化するため、チョッパ回路は、取り除かれている。

【図3】図２の主要部に含まれる磁性コアのＢ－Ｈ曲線を示すグラフであって、一次導体に電流が流れていないときのＢ－Ｈ曲線を示すグラフである。

【図4】図２の主要部に含まれる磁性コアのＢ－Ｈ曲線を示すグラフであって、一次導体に任意の電流が流れているときのＢ－Ｈ曲線を示すグラフである。

【図5】図２の主要部に含まれるパルス信号生成回路と、二次導体を流れる電流の第１方向を示す回路ブロック図である。

【図6】図５のパルス信号生成回路において、二次導体から見た磁性コアのＢ－Ｈ曲線と、二次導体に流れる電流によって生じる磁束密度Ｂと磁界Ｈの変化とを示すグラフである。

【図7】図２の主要部に含まれるパルス信号生成回路と、二次導体を流れる電流の第２方向を示す回路ブロック図である。

【図8】図７のパルス信号生成回路において、二次導体から見た磁性コアのＢ－Ｈ曲線と、二次導体に流れる電流によって生じる磁束密度Ｂと磁界Ｈの変化とを示すグラフである。

【図9】図５及び図７に示されるパルス信号生成回路における各部の電圧の時間変化を示すタイムチャートである。

【図10】（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）は、図１の電流センサ装置に含まれるチョッパ回路の状態とＨブリッジ回路の状態との組み合わせにより決まる四つの状態を、各状態における電流の流れと、二次導体から見た磁性コアのＢ－Ｈ特性とともに夫々示している。

【図11】図１の電流センサ装置に含まれる遅延器へ供給されるパルス信号ＶＨの時間変化と、チョッパ回路に供給される１／ｎ分周器の出力電圧ＶＣＨの時間変化とを示すタイムチャートである。カッコつきアルファベットは、図１０（ａ）、図１０（ｂ）、図１０（ｃ）及び図１０（ｄ）に対応している。

【図12】図１の電流センサ装置に含まれる検出部における温度補正の効果を示すグラフである。

【図13】図１の電流センサ装置に含まれる磁性コアの過入力特性の測定方法を説明するための図である。

【図14】図１の電流センサ装置に含まれる磁性コアを形成する帯状の磁性体の一対の端部と、磁性コアを収容するシールドケースの開口との第１位置関係を示す概略図である。

【図15】図１の電流センサ装置に含まれる磁性コアを形成する帯状の磁性体の一対の端部と、磁性コアを収容するシールドケースの開口との第２位置関係を示す概略図である。

【図16】図１の電流センサ装置に含まれる磁性コアに許容される過入力特性を説明するためのグラフである。

【図17】特許文献１に開示された電流センサを示す回路ブロック図である。

【発明を実施するための形態】

【0018】

図１を参照すると、本発明の一実施の形態による電流センサ装置１０は、磁性コア１２と、駆動回路１４と、検出抵抗１６と、パルス信号生成回路１８と、検出部２０とを備えている。

【0019】

図２を参照すると、磁性コア１２は、環状である。磁性コア１２は、高い透磁率を有していることが好ましい。磁性コア１２の内側には、一次導体５０が通されている。本実施の形態による電流センサ装置１０は、この一次導体５０に流れる電流を検知する電流センサ装置である。

【0020】

図１に示されるように、駆動回路１４は、駆動部１４１と負荷１４３とを有している。本実施の形態において、駆動部１４１は、四つのスイッチ１４５を有するＨブリッジ回路１４１である。また、本実施の形態において負荷１４３は、二次導体１５１とチョッパ回路１５３とを有する。ただし、本発明において、チョッパ回路１５３は必須ではない。したがって、図２では、チョッパ回路１５３が省略された駆動回路１４を示している。以下の説明では、チョッパ回路１５３は省略されているものとする。チョッパ回路１５３については、図１０及び図１１を参照して後述する。

【0021】

図２に示されるように、二次導体１５１は、磁性コア１２に巻き回され、Ｈブリッジ回路１４１に接続されている。Ｈブリッジ回路１４１は、所定の電源に接続されている。Ｈブリッジ回路１４１は、二次導体１５１に流れる電流の向きを、第１方向と第２方向との間で切り替える回路である。第１方向と第２方向とは、互いに逆向きの方向である。

【0022】

図１又は図２から理解されるように、本実施の形態における駆動回路１４は、単一の二次導体１５１を用いて磁性コア１２を励磁する。それゆえ、一対の二次導体を用いる公知の駆動回路に比べて、製造ばらつきが少なく、所望の特性を実現することが容易である。

【0023】

図２に示されるように、検出抵抗１６は、駆動部１４１に直列に接続されている。検出抵抗１６は、単一の抵抗器で構成されてもよい。しかしながら、複数の抵抗器を用意し、その抵抗器の中から磁性コア１２の特性に応じて選択するように構成されることが好ましい。検出抵抗１６は、二次導体１５１に流れる電流を電圧に変換し、その一端に検出電圧ＶＲｓを生成する。詳しくは、検出抵抗１６は、検出抵抗１６とＨブリッジ回路１４１との接続点に検出電圧ＶＲｓを生成する。

【0024】

図２に示されるように、パルス信号生成回路１８は、比較器１８１と、Ｔフリップフロップ１８３と、インバーター１８５とを有している。比較器１８１には、所定閾値電圧Ｖｔｈ（図示せず）が入力されている。所定閾値電圧Ｖｔｈは、磁性コア１２の磁気飽和を考慮して予め設定される。本実施の形態において、Ｔフリップフロップ１８３を用いているが、他の手段を用いてもよい。

【0025】

図２から理解されるように、比較器１８１は、検出抵抗１６の一端に生成された検出電圧ＶＲｓと所定閾値電圧Ｖｔｈとを比較する。比較器１８１は、比較結果に応じて、その出力電圧ＶＣを変化させる。詳しくは、検出電圧ＶＲｓが所定閾値電圧Ｖｔｈを超えるとオン、下回るとオフとなる出力電圧ＶＣを出力する。

【0026】

Ｔフリップフロップ１８３は、比較器１８１からの出力電圧ＶＣの立ち上がり（又は立ち下がり）エッジを検出する毎に、その出力であるパルス信号ＶＨのオンとオフとを反転させる。パルス信号ＶＨは、そのままパルス信号ＶＨ１として駆動部１４１へ送られる。また、パルス信号ＶＨは、インバーター１８５において反転され、パルス信号ＶＨ２として駆動部１４１へ送られる。このように、パルス信号生成回路１８は、検出抵抗１６の一端に生じる検出電圧ＶＲｓを監視し、検出電圧ＶＲｓに応じてパルス信号ＶＨ（ＶＨ１，ＶＨ２）を生成する。換言すると、パルス信号生成回路１８は、検出電圧ＶＲｓと所定閾値電圧Ｖｔｈとの比較結果に基づいて、検出電圧ＶＲｓが所定閾値電圧Ｖｔｈを超えるたびにパルス信号ＶＨのオンとオフとを反転する。

【0027】

図２から理解されるように、Ｔフリップフロップ１８３からのパルス信号ＶＨ１は、駆動部１４１を構成するスイッチ１４５のうちスイッチＳＷ２とスイッチＳＷ４とを制御する。詳しくは、パルス信号ＶＨ１は、スイッチＳＷ２及びスイッチＳＷ４の一方をオン（又はオフ）し、他方をオフ（又はオン）するよう制御する。また、インバーター１８５からのパルス信号ＶＨ２は、駆動部１４１を構成するスイッチ１４５のうちスイッチＳＷ１とスイッチＳＷ３とを制御する。詳しくは、パルス信号ＶＨ２は、スイッチＳＷ１及びスイッチＳＷ３の一方をオン（又はオフ）に、他方をオフにするよう制御する。なお、パルス信号ＶＨ２は、パルス信号ＶＨ１を反転したものなので、スイッチＳＷ１は、スイッチＳＷ４と同時にオンまたはオフし、スイッチＳＷ３は、スイッチＳＷ２と同時にオンまたはオフする。駆動部１４１は、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３及びＳＷ４のオン、オフに応じて、二次導体１５１に流れる電流の向きを制御する。このように、駆動回路１４の駆動部１４１は、パルス信号生成回路１８からのパルス信号ＶＨ１，ＶＨ２に基づいて、二次導体１５１に流れる電流の向きを切り替える。

【0028】

ここで、理想的な電流センサ装置１０において、一次導体５０に電流が流れていない状態を想定する。この場合、駆動回路１４とパルス信号生成回路１８とは、パルス信号ＶＨのデューティ比が５０％となるように動作する。換言すると、理想的な電流センサ装置１０において、駆動回路１４とパルス信号生成回路１８とは、一次導体５０に電流が流れていないとき、パルス信号ＶＨのオフ期間とオン期間とが互いに等しくなるように動作する。

【0029】

図１を再度参照すると、検出部２０は、クロック生成部２０１とカウンタ２１１とを備えている。クロック生成部２０１は、パルス信号ＶＨの周期に対して十分に短い所定周期のクロック信号を生成する。換言すると、クロック生成部２０１は、パルス信号ＶＨの周波数に対して十分に高い所定周波数のクロック信号を生成する。

【0030】

カウンタ２１１は、クロック信号を用いて、パルス信号ＶＨのデューティ比をカウントする。詳しくは、カウンタ２１１は、パルス信号ＶＨの各周期におけるオフ期間とオン期間とに夫々対応するクロックパルスをカウントする。

【0031】

図１に示されるように、検出部２０は、更に、デューティ変換部２１３と、温度補正回路２２と、温度センサ２４と、フィルタ回路２１５と、比較器２１７とを備えている。ただし、本発明において、温度補正回路２２及び温度センサ２４は必須ではない。

【0032】

図１から理解されるように、デューティ変換部２１３は、カウンタ２１１のカウント値に基づいて、パルス信号ＶＨのデューティ比を表すデューティ比信号を生成する。このデューティ比信号は、一次導体５０に流れる電流（被検出電流）に依存して変化するものである。

【0033】

デューティ変換部２１３からのデューティ比信号は、温度補正回路２２を介してフィルタ回路２１５に入力される。温度補正回路２２及び温度センサ２４については、後述する。フィルタ回路２１５は、デューティ比信号を積分する。積分されたデューティ比信号は、比較器２１７において、所定の閾値（アラート電流）と比較される。比較器２１７は、比較結果に応じて、一次導体５０に電流が流れたか否かを示す検出信号を出力する。比較器２１７は、所定の閾値として、直流電流用、交流電流用及び過電流検出用の閾値に対応することができる。比較器２１７は、直流電流用、交流電流用及び過電流検出用の閾値に対応している場合、検出信号として、直流電流用、交流電流用及び過電流検出用の検出信号を、夫々対応する出力端子に出力する。

【0034】

以上のように、検出部２０は、パルス信号ＶＨのデューティ比に基づいて一次導体５０に流れた電流を検出する。デューティ比は、パルス信号ＶＨの周期が温度変化の影響を受けた場合であっても、影響を受け難い。したがって、パルス信号のオン期間に対応するクロックパルスの数とオフ期間に対応するクロックパルスの数との差に基づいて電流検出を行う特許文献１の電流センサに比べ、高い精度で電流検出を行うことができる。

【0035】

以下、駆動回路１４とパルス信号生成回路１８の動作について、詳細に説明する。なお、図５において、駆動部１４１のスイッチ１４５は、一対のＣＭＯＳを用いて構成されている。

【0036】

ここで、磁性コア１２は、図３に示されるようなＢ－Ｈ曲線で表される特性を有しているものと仮定する。この場合、磁性コア１２の内側を通る一次導体５０に電流が流れると、磁性コア１２のＢ－Ｈ曲線は図４に示されるように強磁界側へシフトする。この影響を受けて、パルス信号生成回路１８が生成するパルス信号ＶＨのデューティ比は、以下のように変化する。なお、一次導体５０に電流が流れていないとき、パルス信号ＶＨのデューティ比は５０％であるとする。

【0037】

図５に示されるように、スイッチＱＰ１及びスイッチＱＮ１がオンし、かつスイッチＱＰ２及びスイッチＱＮ２がオフしているとき、二次導体１５１には第１方向の電流Ｉ１が流れる。このとき、二次導体１５１から見た磁性コア１２のＢ－Ｈ特性は、図６に示されるようになる。

【0038】

図７に示されるように、スイッチＱＰ１及びスイッチＱＮ１がオフし、かつスイッチＱＰ２及びスイッチＱＮ２がオンしているとき、二次導体１５１には第２方向の電流Ｉ２が流れる。このとき、二次導体１５１から見た磁性コア１２のＢ－Ｈ特性は、図８に示されるようになる。

【0039】

図９から理解されるように、二次導体１５１に電流が流れると、その電流の大きさに応じて検出電圧ＶＲｓが上昇する。検出電圧ＶＲｓが所定閾値電圧Ｖｔｈを超えると、比較器１８１の出力電圧ＶＣがオフからオンへ変化する。比較器１８１の出力電圧ＶＣがオフからオンへ変化すると、その立ち上がりに応じて、Ｔフリップフロップ１８３の出力電圧ＶＨは、オフからオン又はオンからオフへ変化する。Ｔフリップフロップ１８３の出力電圧ＶＨがオフからオン又はオンからオフへ変化すると、二次導体１５１に流れる電流の向きは第１方向（図５）から第２方向（図７）へ又は第２方向（図７）から第１方向（図５）へ変化する。このとき、検出電圧ＶＲｓは瞬時に低下する。検出電圧ＶＲｓが所定閾値電圧Ｖｔｈ以下になると比較器１８１の出力電圧ＶＣはオンからオフへ変化する。その後検出電圧ＶＲｓは、再び上昇する。以降、駆動回路１４とパルス信号生成回路１８は、上述した動作を繰り返す。

【0040】

以上のようにして、パルス信号生成回路１８は、第１方向に電流が流れる時間に対応する第１期間Ｔ１と、第２方向に電流が流れる時間に対応する第２期間Ｔ２とを１周期とするパルス信号ＶＨを生成する。そして、パルス信号ＶＨのデューティ比＝Ｔ１／（Ｔ１＋Ｔ２）は、一次導体５０に流れる電流の大きさに比例する。本実施の形態の電流センサ装置１０は、このデューティ比に基づいて一次導体５０に流れる電流を検出する。

【0041】

本実施の形態のパルス信号生成回路１８は、所定閾値電圧Ｖｔｈを用いて、検出電圧ＶＲｓが飽和する前にパルス信号ＶＨのオンとオフとを切り替える。これにより、パルス信号ＶＨの周期を短縮し、電流センサ装置１０の電流検出速度を高めることができる。

【0042】

上記説明では、一次導体５０に電流が流れていないとき、パルス信号ＶＨのデューティ比は理想的には５０％になる。しかしながら、ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４のオン抵抗ばらつきやパルス信号生成回路１８のオフセットの影響で、パルス信号ＶＨのデューティ比が５０％ではないことがある。チョッパ回路１５３（図１参照）は、駆動部１４１の動作に加えて、二次導体１５１に流れる電流の向きを反転させる。オフセットは、チョッパ回路１５３によって二次導体１５１に流れる電流の向きを反転させても、その極性は変わらない。したがって、チョッパ回路１５３を用いることにより、パルス信号ＶＨのディーティ比が５０％でないことにより生じる影響を相殺することが可能となる。なお、オフセットとは、その回路等から出力される出力が理想的には０であるべきときに出力される０以外の出力である。以下、チョッパ回路１５３の動作について説明する。

【0043】

図１に示されるように、二次導体１５１、チョッパ回路１５３を介して駆動部１４１に接続されている。チョッパ回路１５３は、例えば、複数のスイッチ（図示せず）で構成される。

【0044】

図１に示されるように、電流センサ装置１０は、更に、遅延器１９１と、１／ｎ分周器１９３とを備えている。遅延器１９１には、Ｔフリップフロップ１８３からのパルス信号ＶＨ１又はインバーター１８５からのパルス信号ＶＨ２が入力される。

【0045】

図１から理解されるように、遅延器１９１は、電流の反転が適切なタイミングで行われるように、パルス信号ＶＨを遅延させる。１／ｎ分周器１９３は、遅延器１９１からの遅延パルス信号ＶＨｄを１／ｎ分周する。例えば、１／ｎ分周器１９３は、遅延パルス信号ＶＨｄを１／４分周する。換言すると、１／ｎ分周器１９３におけるｎは、例えば、２又は４である。図１０は、ｎ＝４の場合、即ち、遅延パルス信号ＶＨｄを１／４分周した場合の、チョッパ回路１５３の動作を示すものである。

【0046】

図１０から理解されるように、チョッパ回路１５３は、図１０（ａ）及び図１０（ｂ）に示される経路１と、図１０（ｃ）及び図１０（ｄ）に示される経路２とを、交互に切り替える。一方、Ｈブリッジ回路１４１は、チョッパ回路１５３が経路１を形成している期間中及び経路２を形成している期間中の夫々において、Ｈブリッジ回路１４１を流れる電流の向きを、図１０（ｂ）又は図１０（ｄ）に示される第１方向と、図１０（ａ）又は図１０（ｃ）に示される第２方向との間で切り替える。

【0047】

図１１に示されるように、１／ｎ分周器１９３（図１参照）の出力信号ＶＣＨは、オンとオフとを繰り返す。出力信号ＶＣＨがオフの期間中、チョッパ回路１５３において経路１（図１０（ａ）又は図１０（ｂ）参照）が選択される。この間、Ｈブリッジ回路１４１へ供給されるパルス信号ＶＨは、オン、オフ、オン、オフと変化する。また、１／ｎ分周器１９３の出力信号ＶＣＨがオンの期間中、チョッパ回路１５３において経路２（図１０（ｃ）又は図１０（ｄ）参照）が選択される。この間、Ｈブリッジ回路１４１へ供給されるパルス信号ＶＨは、オン、オフ、オン、オフと変化する。

【0048】

図１１から理解されるように、チョッパ回路１５３において経路が変更された直後のパルス信号ＶＨは、過渡現象によりパルスの幅が極端に狭い。このパルスは、一次導体５０に流れる電流を反映したものとならない。したがって、チョッパ回路１５３において経路が変更された後、パルス信号ＶＨの最初の周期は、検出部２０において無視される。

【0049】

図１０及び図１１から理解されるように、経路１のときのパルス信号ＶＨのオン期間Ｔ１及びオフ期間Ｔ２は、二次導体１５１に第２方向及び第１方向の電流が夫々流れた期間に対応する。一方、経路２のときのパルス信号ＶＨのオン期間Ｔ１’及びオフ期間Ｔ２’は、二次導体１５１に第１方向及び第２方向の電流が夫々流れた期間に対応する。このように、オン期間Ｔ１とオン期間Ｔ１’とでは、二次導体１５１に流れる電流の向きが逆であり、また、オフ期間Ｔ２とオフ期間Ｔ２’とでは、二次導体１５１に流れる電流の向きが逆である。したがって、オン期間Ｔ１及びオフ期間Ｔ２のデューティ比と、オン期間Ｔ１’及びオフ期間Ｔ２’のデューティ比との差分を求めることにより、ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４間のオン抵抗ばらつきやパルス信号生成回路１８のオフセットの影響を相殺することができる。こうして、検出部２０は、パルス信号ＶＨのデューティ比に基づいて、一次導体５０に流れた電流を精度よく検出することができる。

【0050】

再び図１を参照して、温度補正回路２２及び温度センサ２４について説明する。温度センサ２４は、電流センサ装置１０の温度、好ましくは、磁性コア１２周辺の温度を検出し、温度検出信号を温度補正回路２２へ出力する。温度補正回路２２は、補正値記憶部（図示せず）を備えている。補正値記憶部は、温度と補正値とを対応付けて記憶している。補正値は、電流センサ装置１０の感度とオフセット出力の温度変化に基づくものである。補正値は、予め電流センサの温度特性等を測定して取得したものである。

【0051】

温度補正回路２２は、温度センサ２４からの温度検出信号に基づいて、補正値記憶部から検出温度に対応する補正値を読み出し、その補正値を用いてデューティ変換部２１３が求めたデューティ比を補正する。これにより、電流センサ装置１０の使用時の温度に応じて、ディーティ比の適切な補正が行わる。その結果、後段で行われる電流の検出判断の精度が向上する。こうして、検出部２０は、温度センサ２４で検出した検出温度に応じて補正値記憶部から検出温度に対応する補正値を得て、その補正値を用いて一次導体５０に流れた電流の検出を補正する。

【0052】

図１２から理解されるように、一次導体５０に流れる一定の電流（４．５ｍＡ）を、電流センサ装置１０にて検出する場合、温度補正を行わないと、検出された電流値は、温度に依存して変化する。一方、温度補正を行った場合、電流センサ装置１０により検出された電流値は、温度に依存することなくほぼ一定の値となる。したがって、本実施の形態の電流センサ装置１０は、デューティ比を用いることで温度変化による影響を抑えたことに加え、積極的に温度補正を行うようにしたことで、広い温度範囲で高精度の電流検出を行うことができる。

【0053】

図１に示されるように、本実施の形態の電流センサ装置１０は更に自己診断部２８を備えている。自己診断部２８は、付加的導体２８１と、自己テスト駆動回路（電流供給部）２８３とを有している。付加的導体２８１は、少なくとも部分的に磁性コア１２の内側に通されている。本実施の形態において、付加的導体２８１は、磁性コア１２に巻き回されたコイルである。自己テスト駆動回路２８３は、テスト時に付加的導体２８１に電流を供給する。

【0054】

図１から理解されるように、テストを行う場合、テスト実施を命じる指示を自己テスト駆動回路２８３に外部から与えると、自己テスト駆動回路２８３は、付加的導体２８１に直流又は交流の所定のテスト電流を供給する。そして、電流センサ装置１０の出力端子を監視することで、テスト電流を適切に検出しているか否かを知ることができる。テスト電流として、電流センサ装置１０で検出可能な直流電流、検出出可能な交流電流及び過電流を用いることができる。

【0055】

図１に示されるように、本実施の形態の電流センサ装置１０は更にオーバーカレント検出部３０を備えている。オーバーカレント検出部３０は、過電流比較器３０１と、周波数比較器３０３と、ＯＲ（論理和）回路３０５とを備えている。

【0056】

過電流比較器３０１は、温度補正回路２２からのデューティ比信号が示す電流値と、予め設定された過電流閾値とを比較する。過電流比較器３０１は、デューティ比信号が示す電流値が過電流閾値を超えると、過電流検出信号を出力する。

【0057】

周波数比較器３０３には、予め設定された周波数閾値Ｆｔｈが入力されている。周波数比較器３０３は、カウンタ２１１のカウント値からパルス信号ＶＨの周波数を求め、周波数閾値Ｆｔｈと比較する。パルス信号ＶＨの周波数が周波数Ｆｔｈを超えると、周波数比較器３０３は、過電流検出信号を出力する。

【0058】

過電流比較器３０１からの過電流検出信号及び周波数比較器３０３からの過電流検出信号は、ＯＲ回路３０５へ入力され、ＯＲ回路３０５は、過電流を示すオーバーカレントフラグとしていずれかの過電流検出信号を外部へ出力する。

【0059】

本実施の形態の電流センサ装置１０において、オーバーカレント検出部３０が、過電流比較器３０１に加え、周波数比較器３０３を備える理由は、次のとおりである。

【0060】

本実施の形態による電流センサ装置１０は、フラックスゲート方式を採用している。フラックスゲート方式の電流センサ装置１０では、想定される被検出電流を大きく上回る電流が一次導体５０に流れると、パルス信号ＶＨの周波数が著しく上昇する。その結果、電流センサ装置１０は、パルス信号ＶＨのデューティ比に基づいて一次導体５０に流れる電流を検出できなくなる。オーバーカレント検出部３０は、パルス信号ＶＨのデューティ比に基づく電流検出が行えないほどの大きな電流が一次導体５０に流れたことを検出する。このように、オーバーカレント検出部３０は、パルス信号の周波数を監視し、その周波数が所定周波数を超えたときオーバーカレントフラグを発行する。

【0061】

図１３から図１５を参照すると、磁性コア１２は、シールドケース３２に収容されている。このように、本実施の形態において、電流センサ装置１０は、シールドケース３２を更に備えている。本実施の形態において、二次導体１５１（図１参照）は、磁性コア１２に巻き回されており、磁性コア１２とともにシールドケース３２に収容されている。磁性コア１２、二次導体１５１及びシールドケース３２は、センサ部４０を構成する。

【0062】

図１３から図１５に示されるように、シールドケース３２には開口３２１が設けられている。磁性コア１２に巻き回された二次導体１５１の両端を外部へ引き出すためである。二次導体１５１の両端は、シールドケース３２の開口３２１からシールドケース３２の外に引き出され、シールドケース３２の外において駆動回路１４に接続される。本実施の形態による電流センサ装置１０では、付加的導体２８１の両端も、シールドケース３２の開口３２１からシールドケース３２の外に引き出される。そして、付加的導体２８１の両端は、シールドケース３２の外において自己テスト駆動回路２８３に接続される。

【0063】

図１４及び図１５から理解されるように、本実施の形態において、磁性コア１２は、帯状の磁性体を巻き回して形成されている。それゆえ、磁性コア１２は、一対の端部１２１を有している。

【0064】

図１４及び図１５に示されるように、磁性コア１２の二つの端部１２１は、互いに重ならないように、近接配置されている。図１４において、磁性コア１２の端部１２１は、シールドケース３２の開口３２１の向きに対して逆の向きに向けられている。一方、図１５において、磁性コア１２の端部１２１は、シールドケース３２の向きと同じ向きに向けられている。このように、磁性コア１２の端部１２１とシールドケース３２との間の位置関係には、様々な場合がありえる。そして、発明者の実験によれば、磁性コア１２の端部１２１とシールドケース３２との間の位置関係が、センサ部４０の特性に影響を与えることが分かった。

【0065】

図１の電流センサ装置１０において、センサ部４０は、所定の過入力特性を有している必要がある。センサ部４０と一次導体５０を図１３のように配置し、一次導体５０に所定の過電流（例えば３０Ａ１００ｍｓ）を瞬間的に流した場合、電流センサ装置１０のデューティ比は図１６の応答を示す。図１６の基準中心線（図１６の細い線）はデューティ比が５０％を示す。デューティ比は電流が流れている瞬間で大きく変化するが、電流を切っている状態でも５０％から僅かにシフトすることがある。このシフト量を過入力特性と呼び、少ないほど誤差が小さいことを示す。過入力特性は例えば、図１６に示されるように電流を切ってから２秒後のデューティ比が電流換算で０．６ｍＡ以下である必要がある。このシフト量を過入力特性と呼び、少ないほど誤差が小さいことを示す。

【0066】

発明者の実験によれば、過入力特性に関して、図１４の構成を持つセンサ部４０の不良品率は低い。これに対して、図１５の構成を持つセンサ部４０は、過入力特性に関する不良率は高い。したがって、磁性コア１２は、その端部１２１がシールドケース３２の開口３２１の反対側を向くように、シールドケース３２に収容されることが好ましい。ただし、磁性コア１２の端部１２１の向きとシールドケース３２の開口３２１の向きとは真逆である必要はない。詳しくは、シールドケース３２を開口３２１に近い第一領域と開口３２１から遠い第二領域との二つの領域に等しく分けた場合、磁性コア１２の端部１２１は、ともに第二領域に位置していればよい。好ましくは、端部１２１は、開口３２１と真逆の方向を中心とする４５度の範囲内に位置していればよい。

【0067】

以上、本発明について、実施の形態を掲げて説明してきたが、本発明は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変形、変更が可能である。

【符号の説明】

【0068】

１０ 電流センサ装置
１２ 磁性コア
１２１ 端部
１４ 駆動回路
１４１ 駆動部（Ｈブリッジ回路）
１４３ 負荷
１４５ スイッチ
１５１ 二次導体
１５３ チョッパ回路
１６ 検出抵抗
１８ パルス信号生成回路
１８１ 比較器
１８３ Ｔフリップフロップ
１８５，１８７ インバーター
１９１ 遅延器
１９３ １／ｎ分周器
２０ 検出部
２０１ クロック生成部
２１１ カウンタ
２１３ デューティ変換部
２１５ フィルタ回路
２１７ 比較器
２２ 温度補正回路
２４ 温度センサ
２８ 自己診断部
２８１ 付加的導体
２８３ 自己テスト駆動回路
３０ オーバーカレント検出部
３０１ 過電流比較器
３０３ 周波数比較器
３０５ ＯＲ回路（論理和回路）
３２ シールドケース
３２１ 開口
４０ センサ部
５０ 一次導体

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】