特開 2023-154126 負荷駆動システム及びその方法，鉄道車両及びその運用方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2023154126

(43)【公開日】2023-10-19

(54)【発明の名称】負荷駆動システム及びその方法，鉄道車両及びその運用方法

(51)【国際特許分類】

   H02P 27/06 20060101AFI20231012BHJP

   H02P 5/46 20060101ALI20231012BHJP

【ＦＩ】

H02P27/06

H02P5/46 H

【審査請求】未請求

【請求項の数】16

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022063204

(22)【出願日】2022-04-06

(71)【出願人】

【識別番号】000005108

【氏名又は名称】株式会社日立製作所

(74)【代理人】

【識別番号】110002365

【氏名又は名称】弁理士法人サンネクスト国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】隅田 悟士

(72)【発明者】

【氏名】杉浦 徹

(72)【発明者】

【氏名】大塚 邦晃

【テーマコード（参考）】

5H505

5H572

【Ｆターム（参考）】

5H505AA19

5H505BB04

5H505DD03

5H505DD08

5H505EE49

5H505FF01

5H505HA10

5H505HB01

5H505JJ24

5H505JJ25

5H505JJ26

5H505LL22

5H505LL39

5H572AA01

5H572BB04

5H572DD05

5H572EE03

5H572FF01

5H572GG06

5H572HA10

5H572HB09

5H572HC07

5H572JJ24

5H572JJ25

5H572JJ26

5H572LL22

5H572LL30

(57)【要約】

【課題】 フリーラン時の電流オフセット誤差を抑制して正確に推定されたモータ回転速度で再起動することにより，トルクショックを低減できる負荷駆動システムを提供する。
【解決手段】 インバータとインバータのスイッチングを制御するインバータ制御回路と，それが負荷の端子を短絡させたときに，負荷に流れる電流を検出する電流検出回路と，検出された電流を入力とする複数の周波数フィルタと，フィルタそれぞれの帯域と出力とに基づく判断基準で，複数のうち何れかの出力を選択する選択回路と，を備え，選択出力に基づくインバータ周波数によりフリーラン再起動する負荷駆動システムにおいて，複数の周波数フィルタそれぞれの出力側に接続され，フリーラン再起動するためのインバータ周波数を演算するインバータ周波数演算回路を備え，その後段の選択回路が，複数のインバータ周波数演算回路の一つの出力を選択する。
【選択図】 図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

インバータと，
該インバータのスイッチングを制御するインバータ制御回路と，
該インバータ制御回路が負荷の端子を短絡させたときに，前記負荷に流れる電流を検出する電流検出回路と，
前記検出された電流を入力とする複数の周波数フィルタと，
前記複数の周波数フィルタそれぞれの帯域と出力とに基づく判断基準で，前記複数のうち何れかの出力を選択する選択回路と，
を備えて，前記選択された出力に基づくインバータ周波数を駆動周波数として前記負荷をフリーラン再起動する負荷駆動システムにおいて，
前記複数の周波数フィルタそれぞれの出力側に接続され，前記フリーラン再起動するための前記インバータ周波数を演算するインバータ周波数演算回路をさらに備え，
前記選択回路は，前記複数の前記インバータ周波数演算回路の後段に設けられて一つの出力を選択する，
負荷駆動システム。

【請求項2】

前記選択回路は，１回の初期速度推定中に対し複数回の選択動作する，
請求項１に記載の負荷駆動システム。

【請求項3】

前記選択回路は，異なる通過帯域に振り分けられた前記周波数フィルタの出力の中で，所定値以上であり，かつ最も高い周波数帯域を有する出力に基づく前記インバータ周波数演算回路の出力を選択する，
請求項１に記載の負荷駆動システム。

【請求項4】

前記周波数フィルタは，直流成分も含んで入力された電流検出値をそのまま出力させる選択肢を有する，
請求項１に記載の負荷駆動システム。

【請求項5】

前記インバータ周波数演算回路は，前記周波数フィルタの出力に基づいて電流位相を演算する電流位相演算部と，前記電流位相を入力とするPLL部と，を備える，
請求項１に記載の負荷駆動システム。

【請求項6】

前記PLL部は，前記電流位相と前記PLL部によるPLL出力位相との位相差が±π [rad]をオーバーフローしたことを検出する位相オーバーフロー検出部と，前記オーバーフローの回数をカウントするオーバーフロー回数演算部と，前記オーバーフローの回数と2π [rad]の積を前記位相差に加算する位相差補正部と，を備える，
請求項５に記載の負荷駆動システム。

【請求項7】

請求項１～６の何れか１項に記載の負荷駆動システムで駆動されるモータと，該モータに接続された車輪と，を備える鉄道車両。

【請求項8】

前記モータは複数台であり，前記モータそれぞれに接続された車輪と，前記モータそれぞれに対応する前記インバータ周波数のばらつきから前記車輪の摩耗量を検出する車輪摩耗量検出部と，を備える請求項７に記載の鉄道車両。

【請求項9】

インバータ制御回路でスイッチング制御されるインバータにより負荷を駆動し，
該負荷の端子を短絡させ，該負荷に流れる電流が検出された電流検出値を異なる通過帯域に複数の周波数フィルタで振り分けて出力し，
選択回路が，前記複数の周波数フィルタそれぞれの帯域と出力とに基づく判断基準で切換えて出力を選択し，
前記選択された前記複数のうち何れかの周波数を用いて前記インバータの負荷をフリーラン再起動する負荷駆動システムにおいて，
前記複数の周波数フィルタそれぞれの出力側に接続されたインバータ周波数演算回路が，インバータ周波数を演算して駆動周波数とし，
前記複数の前記インバータ周波数演算回路の後段に設けられた前記選択回路が，前記複数の出力から一つを選択し，
該選択された前記一つの出力に基づいて生成された前記インバータ周波数により前記負荷をフリーラン再起動する，
負荷駆動方法。

【請求項10】

前記選択回路は，１回の初期速度推定中に対し複数回の選択動作する，
請求項９に記載の負荷駆動方法。

【請求項11】

前記選択回路は，前記周波数フィルタの出力が所定値以上となる出力の中で，最も高い帯域を有する周波数フィルタの出力に基づく前記インバータ周波数演算回路の出力を選択出力として選択する，
請求項９に記載の負荷駆動方法。

【請求項12】

前記周波数フィルタを実質的に短絡し，直流成分も含んで入力された電流検出値をそのまま出力させるように処理する，
請求項９に記載の負荷駆動方法。

【請求項13】

前記インバータ周波数演算回路は，位相演算部に前記周波数フィルタの出力に基づいて電流位相を演算させ，PLL部に前記電流位相を入力する，
請求項９に記載の負荷駆動方法。

【請求項14】

前記PLL部はつぎの処理を実行する，
前記電流位相と前記PLL部によるPLL出力位相との位相差が，±π [rad]をオーバーフローしたことを位相オーバーフロー検出部に検出させ，
前記オーバーフローの回数をオーバーフロー回数演算部にカウントさせ，
前記オーバーフローの回数と2π [rad]の積を前記位相差とを位相差補正部に加算させる，
請求項１３に記載の負荷駆動方法。

【請求項15】

請求項９～１４の何れか１項に記載の負荷駆動方法で車輪に接続されたモータを駆動して走行させる鉄道車両の運用方法。

【請求項16】

複数台の前記モータそれぞれに接続された車輪と，前記モータそれぞれに対応する前記インバータ周波数と，のばらつきから前記車輪の摩耗量を検出する，
請求項１５に記載の鉄道車両の運用方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は，フリーラン再起動を滑らかにする負荷駆動システムと，それを備えた鉄道車両と，負荷駆動方法と，それを応用した鉄道車両の運用方法に関する。

【背景技術】

【0002】

モータを駆動源とするシステムでは，モータの電源がオフであってもモータが回転している場合がある。例えば，鉄道の惰行期間，電気自動車のアクセルオフ期間などである。この状態（典型的には，モータが回転している間にインバータからモータへの電力供給が遮断されてもモータが惰性で回転し続ける状態）を「フリーラン」と呼び，フリーランにあるモータを再起動させることを「フリーラン再起動」と呼ぶ。フリーラン再起動では，モータの回転子位置あるいは回転速度などを推定し，その推定値に基づいてインバータを制御する。もし，速度推定値に誤差があると，トルクショックを発生し，乗り心地が悪化するため，高い推定精度を求められる。そこで，トルクショックの原因となるオフセット誤差を三相交流電流から取り除くことにより，トルク脈動を抑制する技術も開示されている（例えば，特許文献１）。

【0003】

特許文献１のモータ制御装置は，モータの三相交流電流検出回路から電流変換部へ入力する三相交流電流に対し，特定周波数成分を通過させないフィルタ部を備えている。また，フィルタ部として，モータ回転速度に応じて通過帯域を変更するハイパスフィルタを用いることを提案している。これらによって，三相交流電流に重畳されるオフセット誤差を取り除くことにより，トルク脈動を抑制する効果が得られる。

【0004】

通過帯域の基準となるモータ回転速度を検出するには，レゾルバを備えるか，あるいは，参考文献１のようにモータに流れる三相交流電流から推定すればよく，コストの観点では後者の方が望ましい。しかし，フリーラン再起動においては，再起動開始前まで三相交流電流は流れておらず，モータ回転速度は未知である。このため，フィルタ部の通過帯域を設定することができず，三相交流電流のオフセット誤差を除去することができない。この状態でフリーラン再起動を開始すると，三相交流電流のオフセット誤差によりモータ回転速度推定値の誤差が発生する。その結果，不正確な推定に基づくモータ回転速度で再起動することにより，トルクショックを発生させて振動や騒音の原因となる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特開2009-273302号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

本発明の目的は上記課題に鑑みてなされたものであり，その目的とするところは，フリーラン時の電流オフセット誤差を抑制して推定されたモータ回転速度で再起動することにより，振動や騒音の原因となるトルクショックを低減できる負荷駆動システムを提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0007】

上記課題を解決する本発明は，インバータと，インバータのスイッチングを制御するインバータ制御回路と，インバータ制御回路が負荷の端子を短絡させたときに，負荷に流れる電流を検出する電流検出回路と，検出された電流を入力とする複数の周波数フィルタと，複数の周波数フィルタそれぞれの帯域と出力とに基づく判断基準で，複数のうち何れかの出力を選択する選択回路と，を備えて，選択された出力に基づくインバータ周波数を駆動周波数として負荷をフリーラン再起動する負荷駆動システムにおいて，複数の周波数フィルタそれぞれの出力側に接続され，フリーラン再起動するためのインバータ周波数を演算するインバータ周波数演算回路をさらに備え，選択回路は，複数のインバータ周波数演算回路の後段に設けられて一つの出力を選択する。

【発明の効果】

【0008】

本発明によれば，フリーラン時の電流オフセット誤差を抑制して正確に推定されたモータ回転速度で再起動することにより，振動や騒音の原因となるトルクショックを低減できる負荷駆動システムを提供できる。

【図面の簡単な説明】

【0009】

【図1】本発明の実施例１に係る負荷駆動システムの構成図である。

【図2】インバータ周波数演算回路6aの内部構成図である。

【図3】フリーラン再起動時の波形図である。

【図4】第１HPF 5a～第３HPF 5cに関する波形図である。

【図5】選択回路7の動作を示すフローチャートである。

【図6】実施例２に係る負荷駆動システムの要部構成図である。

【図7A】位相オーバーフロー検出部62cが無い場合の波形比較図である。

【図7B】位相オーバーフロー検出部62cが有る場合の波形比較図である。

【図8】位相差の現在値/過去値に関する説明図である。

【図9】実施例３に係る負荷駆動システムの構成図である。

【発明を実施するための形態】

【0010】

以下，図面を用いて本発明の各実施例を説明する。

【実施例0011】

図１は実施例１に係る負荷駆動システムの構成図である。以下，各構成要素について説明する。モータ1は，負荷駆動システムの駆動源となる。インバータ2は直流電圧E_cfを受電し，スイッチング素子を用いて直流電圧を交流電圧に変換し，モータ１に印加する。コンデンサ3は，直流電圧E_cfを平滑化するために備えられる。電流検出回路4は，モータ１のU相電流i_u，V相電流i_v，W相電流i_wを検出する。これら電流検出回路4の各相それぞれの検出値を以下、電流検出値i_uf，i_vf，i_wf又は、単に検出値i_uf，i_vf，i_wfとする。

【0012】

ハイパスフィルタ（HPF）群5は，第１HPF 5a，第２HPF 5b，第３HPF 5cを備え，第１～第３のうち何れのHPFにも検出値i_uf，i_vf，i_wfが入力される。第１HPF 5aのU相・V相・W相出力をそれぞれi_us，i_vs，i_wsで表し、HPF出力i_us，i_vs，i_wsともいう。なお，実施例１～３に例示したハイパスフィルタ（HPF）群5は，上位概念で周波数フィルタ（バンドパスフィルタ）5と呼ぶこともある。

【0013】

インバータ周波数演算回路群6は，第１インバータ周波数演算回路6a，第２インバータ周波数演算回路6b，第３インバータ周波数演算回路6cを備え，ハイパスフィルタHPF 5a，5b，5cの入力に基づいてインバータ周波数ω_a，ω_b，ω_cを演算する。

【0014】

図２に第１インバータ周波数演算回路6aの内部構成図を示す。第１インバータ周波数演算回路6aは，電流位相演算部61とPLL部62から構成される。まず，電流位相演算部61では，三相/二相変換部61aによりα軸電流i_α，β軸電流i_βが演算され，逆正接関数61bにより電流位相θ_iが演算される。

【0015】

ここで，電流位相θ_iは，HPF出力i_us，i_vs，i_wsで定義される電流ベクトルの位相と等価であるから，電流位相θ_iの変化速度は，HPF出力i_us，i_vs，i_wsの周波数と一致する。つぎに，PLL部62では，PI制御部62a及び積分部62bから構成されるPLL（Phase Locked Loop）によって，位相差Δθ，インバータ周波数ω_inv，PLL出力位相θ_PLLが演算される。PLLの安定性によって，θ_PLLはθ_iに同期するため，θ_PLLの変化速度すなわちインバータ周波数ω_invはHPF出力i_us，i_vs，i_wsの周波数と一致する。

【0016】

しかし、本システムにおいて、HPF出力i_us，i_vs，i_wsの周波数が同一でも、HPF 5a～HPF 5cの設定周波数の違いに応じた位相差が生じれば、切り替え時に衝撃発生の原因になる。これを避けるため、本システムは、図２のインバータ周波数演算回路群6により、交流量を直流量に変換して位相差成分がインバータ制御に影響を及ぼさないようにする。選択回路7は，インバータ周波数ω_a，ω_b，ω_cのいずれか一つを選択し，選択したインバータ周波数をω_invとして出力する。３つのインバータ周波数ω_a，ω_b，ω_cは，周波数の高さに比例した直流電圧であり，交流量が直流量に変換されている。

【0017】

本システムにおいて、３つのHPF 5a～HPF 5cを選択回路7で切り替え選択する際，HPF 5a～HPF 5cの違いによって生じる位相差は、交流量であるため、直流量には変換されず、悪影響も及ぼさない。同様に，インバータ周波数演算回路群６は、同一周波数に基づく直流電圧を概ね同一に変換する。したがって、選択回路7が，３つのHPF 5a～HPF 5cを選択回路7で切り替えても、そこを経て出力されるインバータ周波数ω_invに変動もない。そのため、モータ1も衝撃を受けない。

【0018】

インバータ制御回路8は，再起動信号g_onがLowである場合には，ゲート信号g₁～g₆を全てオフとして，インバータ2のスイッチングを停止する。また，g_onがHighである場合には，一定期間，U相・V相・W相上アームのゲート信号g₁，g₃，g₅，あるいは下アームのゲート信号g₂，g₄，g₆をオンすることでモータ１の端子を短絡させる。その後，インバータ2の出力電圧の基本波周波数がインバータ周波数ω_invとなるようにゲート信号g₁～g₆をPWM制御に基づいて決定する。以上が実施例１の構成要素である。つぎに、フリーラン再起動について説明する。

【0019】

図３にフリーラン再起動時の波形図を示す。時刻t₁までは再起動信号g_onがLowであり，ゲート信号g₁～g₆はオフである。図３では，g₁～g₆のうち，U相上下アームのゲート信号g₁，g₂のみを図示している。インバータ2のスイッチング素子は全てOFFであるから，i_u，i_v，i_wも全てゼロであり，モータ１のトルクもゼロであるが，慣性あるいは外部負荷によってモータ１の駆動周波数ω_rはゼロとは限らない。

【0020】

フリーラン再起動とは，このように駆動周波数ω_rが未知の状態でインバータを再起動させる技術であり，モータ１のトルクを滑らかに立ち上げるには，駆動周波数ω_rとインバータ周波数ω_invを一致させた状態で，インバータ制御回路8によるPWM制御を開始する必要がある。

【0021】

ゆえに，何らかの手段によって駆動周波数ω_rを推定し，これをインバータ周波数ω_invの初期値として設定することが求められる。フリーラン再起動時の駆動周波数ω_rを推定するには，図３の時刻t₁にてg_onがHighに変化した後，インバータ制御回路8によってg₂，g₄，g₆をオンさせ，モータ１の端子を短絡させる。

【0022】

これによって，例えば，(1)モータ１が磁石モータである場合，(2)モータ１が誘導モータであり，かつロータに残留磁束がある場合，には，駆動周波数ω_rと同じ周波数のi_uが流れる。

【0023】

i_uには，時刻t₁での残留磁束の位相に応じオフセットi_ofsが含まれるため，HPFによってi_ofsの影響を除去した後の信号をインバータ周波数演算回路群6に入力し，選択回路7がω_a，ω_b，ω_cのいずれかを選択することでインバータ周波数ω_invは駆動周波数ω_rに収束する。この収束が完了した時刻をt₂として，このタイミングでインバータ制御回路8によるPWM制御が開始されることで，モータ１のトルクを滑らかに立ち上げることができる。以上がフリーラン再起動の概要である。

【0024】

フリーラン再起動の課題について説明する。HPFによってi_ofsを除去するには，i_uの周波数すなわち駆動周波数ω_rを通過帯域とするHPFが必要である。しかし，駆動周波数ω_rは図３の時刻t₁においては未知であり，その時点では通過帯域を設定することはできない。

【0025】

ゆえに，オフセットi_ofsは除去されず，駆動周波数ω_rとインバータ周波数ω_invの誤差が発生する。この周波数誤差があるため，インバータ周波数ω_invに基づく通過帯域の可変部を備えていても，結局，i_ofsは除去されず，さらなる周波数誤差の原因となる。

【0026】

このようにi_ofsを除去するためのHPFの通過帯域は，駆動周波数ω_rが既知でなければ設定できないが，駆動周波数ω_rを推定するには先にオフセットi_ofsを除去する必要があるという矛盾がある。これがフリーラン再起動時における課題である。

【0027】

本発明では，駆動周波数ω_rが未知の状態でもi_ofsに影響されずに駆動周波数ω_rとインバータ周波数ω_invを一致させるための部として，周波数フィルタ5，インバータ周波数演算回路群6及び選択回路7を備えており，これらの動作原理について説明する。なお，周波数フィルタ5は，第１HPF 5a～第３HPF 5cをまとめたHPF群5を上位概念で称している。

【0028】

図４に第１HPF 5a～第３HPF 5cに関する波形図を示す。第１HPF 5a～第３HPF 5cの通過帯域ω_HPF1～ω_HPF3は，「ω_HPF1 < ω_HPF2 < ω_HPF3」の関係があり，ω_HPF2が最も駆動周波数ω_rに近いとする。第１HPF 5aでは，「ω_HPF1 < ω_r」であるためにHPF出力にオフセットが残る。

【0029】

このため，図２に示すθ_iは，図４のＡの箇所で示すように歪み，駆動周波数ω_rと第１インバータ周波数ω_aの誤差が発生する。第２HPF 5bでは，「ω_HPF2 ≒ ω_r」であるためにHPF出力にオフセットi_ofsが残らず，駆動周波数ω_rと第２インバータ周波数ω_bは一致する。

【0030】

第３HPF 5cでは，「ω_HPF3 > ω_r」であるためにHPF出力はゼロになり，図２に示すθ_iは，図４のＢの箇所で示すようにゼロとなり，第３インバータ周波数ω_cもゼロとなる。選択回路7では，適切なインバータ周波数をω_a，ω_b，ω_cから選択するため，図５に示すフローチャートに従って動作する。図５のステップＳ１，Ｓ２において、選択回路7を切換えるための判断基準は、第１HPF 5a～第３HPF 5cそれぞれの出力に基づく。

【0031】

ステップＳ１では，出力が閾値i_th以上となるHPFに基づいて計算されたインバータ周波数を選択する。図４に示す第１HPF 5a，第２HPF 5bのように通過帯域がω_r以下のHPFにおいては，その出力は非ゼロであるから，ω_a，ω_bがステップＳ１によって選択される。ステップＳ２では，ステップＳ１で選択されたインバータ周波数のうち，最大の帯域を有するHPFに基づいて計算されたインバータ周波数を選択する。つまり，ω_a，ω_bの2択からω_bが選択される。このように選択回路7では，図４に示される以下の性質を利用している。

【0032】

（１）通過帯域が駆動周波数ω_rを超えるHPFでは，その出力はゼロになる。
（２）通過帯域が駆動周波数ω_r以下のHPFでは，その出力は非ゼロになる。
（３）HPFの通過帯域が高いほど，オフセットi_ofsを除去できる。

【0033】

ステップＳ１では，上記（１）に該当するHPFに基づくインバータ周波数を除外し，（２）に該当するHPFに基づくインバータ周波数を残す。ステップＳ２では，（２）に該当するHPFに基づくインバータ周波数のうち，（３）に該当するHPFに基づくインバータ周波数を選択する。

【0034】

これらのステップによって，駆動周波数ω_r以下，かつ，最も駆動周波数ω_rに近い通過帯域を有するHPFに基づくインバータ周波数を選択できる。そのため，選択回路7によって選択されたインバータ周波数ω_invを駆動周波数ω_rに収束させることが可能となる。

【0035】

以上がHPF群5，インバータ周波数演算回路群6及び選択回路7の動作原理であり，駆動周波数ω_rが未知の状態でもオフセットi_ofsに影響されずに駆動周波数ω_rとインバータ周波数ω_invを一致させることができる。この結果，フリーラン再起動時のトルクショックを防止し，負荷駆動システムの振動や騒音の低減に寄与する。

【0036】

図１のHPF群5では，通過帯域の異なるHPFを複数備えたが，それに加えて，検出値i_uf，i_vf，i_wfをそのまま通過させる処理，つまり，通過帯域0HzのHPFを追加してもよい。フリーラン再起動では，モータ１が停止している可能性もあり，モータ１が誘導モータ，かつ，ロータに残留磁束がある場合，検出値i_uf，i_vf，i_wfがDC成分として観測されるためである。

【0037】

この場合でも図５のフローチャートはそのまま適用可能であり，検出値i_uf，i_vf，i_wfがDC成分であることから，ステップＳ１では通過帯域0HzのHPFに基づくインバータ周波数のみが選択され，ステップＳ２では一意にそのインバータ周波数が選択される。

【0038】

DC成分の検出値i_uf，i_vf，i_wfが第１インバータ周波数演算回路6aに入力された場合，インバータ周波数ω_aはゼロであり，これが選択されることからインバータ周波数ω_invもゼロとなる。このように選択回路7は，電流検出値を選択肢の一つとして含めることで，モータ１の停止を検知することも可能となる。

【0039】

モータ１の残留磁束は、短絡電流に変換され、それがジュール熱として次第に失われるため，図３において厳密にはU相電流はi_u'に示すようにその振幅およびオフセットi_ofsは徐々に小さくなる。このため，図５のフローチャートで選択されるインバータ周波数は時間の経過とともに変わるが，インバータ周波数演算回路群6で複数のインバータ周波数を並列に演算しておくことで，切替時のショックを低減することができる。

【0040】

オフセットi_ofsの影響を除去するだけであれば，選択回路7をハイパスフィルタ群5とインバータ周波数演算回路群6の間に備え，ハイパスフィルタ5a～5cを選択する構成としてもよいが，この場合には切替時にインバータ周波数ω_invのショックが発生する問題がある。

【0041】

同様に，インバータ制御回路8とインバータ2と、それぞれを数種類に機能分割（不図示）し、選択回路7をインバータ制御回路8とインバータ2の間に備えて，インバータ制御回路８を選択する構成，あるいは選択回路7をインバータ2とモータ１の間に備えて，インバータ2を選択する構成も考えられる。

【0042】

しかし，インバータ周波数ω_invが直流量であるのに対し，ゲート信号g₁～g₆,U相電流i_u，V相電流i_v，W相電流i_wは，全て交流であるため，任意のタイミングで円滑に切り替えることができない。交流量を切り替える場合，周波数だけでなく，位相合わせしてからでないと，切り替えの衝撃を生ずる。これを避けるため，インバータ周波数ω_invを直流量に変換してから切り替えると良い。

【0043】

そうすることにより，惰行から力行へ１回移行するときに，選択回路7を複数回の切り替えた場合も、その切り替え前後で発生する衝撃を少なくできる。このため，選択回路7は，インバータ周波数演算回路群6とインバータ制御器8の間に設けるのが望ましい。その結果，本システムは、選択回路7によって選択されたインバータ周波数ω_invを駆動周波数ω_rに収束させる際の衝撃低減の効果を高められる。

【実施例0044】

図６は実施例２に係る負荷駆動システムの要部構成図である。実施例２では，PLL部62において，位相オーバーフロー（以下，「位相OF」又は単に「OF」と略すことがある）検出部62c，OF回数演算部63，及び位相差補正部64を備え，それぞれの内部構成について以下説明する。

【0045】

位相OF検出部62cは，遅延素子62d，絶対値演算部62e，62f，閾値判定部62g，62h，及び論理積部62iを備える。図７Ａ及び図７Ｂに位相OF検出部62cの有無による波形比較図を示す。ただし，図７Ａ及び図７Ｂに示す範囲では選択回路7によってω_aが選択されており，「ω_inv = ω_a」とする。

【0046】

図７Ａに示すように，位相OF検出部62cがない場合，インバータ周波数ω_invが駆動周波数ω_rに収束する過程において，Δθが+π [rad]を超え，-π [rad]に不連続変化する場合が考えられる。

【0047】

この不連続変化が発生する時刻をtaとする。時刻ta以降，Δθが負である間は，インバータ周波数ω_invが低下し，駆動周波数ω_rとの差が増加する。Δθが正になると，再度，インバータ周波数ω_invは増加するが，以下，同様の現象が繰り返され，所定の時刻t₂においてΔωが残り，トルクショックの原因となる。これを防ぐため，位相OF検出部62cでは，Δθが±πを超えたタイミングで位相OF検出フラグF_ovrを1にする。以下，図６に示す構成によって，F_ovrを正しく出力できることを示す。

【0048】

図６において，「F_ovr = 1」となるのは，閾値判定部62g，62h，論理積部62iより，以下の(x)，(y)がともに成立する場合である。
(x)Δθの現在値Δθ_nowと過去値Δθ_oldの正負は異なる。
(y)Δθ_nowとΔθ_oldそれぞれの絶対値の和Sがπ [rad]以上である。
(x)が成立しているならば，Δθ_now，Δθ_oldの符号は負・正あるいは正・負であり，それぞれ，図８のケースA・Bで表される。

【0049】

図８は、位相差の現在値/過去値に関する説明図である。ここで，図８のΔθ_old，Δθ_nowを始点・終点とし，基準軸（Δθ = 0）を通過する円弧をp（点線），基準軸を通過しない円弧をq（実線）とする。Δθ_oldからΔθ_nowへの変化は，p，qの何れかの経路であり，位相OF検出部62cの演算周期が十分に短いならば，短い方を通ったと考えるのが妥当である。

【0050】

(y)のSは，pの成す角であるから，(y)が成り立つならば，pよりもqの方が短い。ゆえに，Δθ_oldからΔθ_nowへの変化はqであり，その変化途中に±π [rad]を含むことから，OFが発生している。逆にOFが発生するケースは，図８のケースA・Bの何れかであるから，議論を逆に追えば，OFが発生するならば，「F_ovr = 1」となることが示される。以上より，図６に示す構成によって，F_ovrを正しく出力できるといえる。

【0051】

OF回数演算部63は，図６に示す通り，閾値判定部63a，63b，論理積部63c，63d，遅延素子63eから構成される。F_pnはOF発生時のΔθの増減方向を表し，Δθが増加・減少方向である場合にそれぞれ1，-1と定義する。また，N_cntは，OFの累積回数を表す。ただし，Δθ増加・減少方向のOF回数は相殺してカウントする。以下，図６に示す構成によって，F_pn及びN_cntを演算できることを示す。

【0052】

「F_pn = 1」となるのは，「F_ovr = 1」が成り立ち，Δθ_nowが負のときである。これは，図８のケースAに相当し，Δθ_oldからΔθ_nowへの変化方向は，矢印j，kで表される。矢印方向が示す通り，ケースAのΔθは増加方向であり，逆にOF発生時のΔθが増加方向であるのは，ケースAに限られるから，議論を逆に追って「F_pn = 1」が成り立つ。

【0053】

ゆえに，「F_pn = 1」とOF発生時にΔθが増加方向にあることは等価である。「F_pn = -1」の場合も同様である。N_cntは，図６に示す通り遅延素子63eを含むフィードバックによって，F_pnの積分値を計算することから，OFの累積回数をカウントできることは明らかである。以上より，図６に示す構成によって，F_pn及びN_cntを正しく演算できるといえる。

【0054】

位相差補正部64は，N_cntに基づいて，拡張位相差Δθ_cを演算する。Δθ_cはΔθを±π [rad]を超えて計算可能とした変数であり，その挙動について図７Ｂに示すように，時刻taにおいて，Δθがπ [rad]を超えると，「F_ovr：0→1」，「F_pn：0→1」，「N_cnt：0→1」と変化する。

【0055】

ここで，図６に示す通り，「Δθ_c = Δθ + 2π・N_cnt」であるから，Δθ_cはπ [rad]を超えて連続的に変化する。このΔθ_cが図６のPI制御部62aに入力されることで，PLLの安定性は保たれ，インバータ周波数ω_invは駆動周波数ω_rを追従し続ける。やがて，図７Ｂの時刻tbにおいて，Δθ_cはπ [rad]を下回り，「F_ovr：0→1」，「F_pn：0→-1」，「N_cnt1→0」と変化する。tb以降では，「N_cnt = 0」であり，Δθ_cとΔθは一致し，ともにゼロに収束する。この結果，t₂において，インバータ周波数ω_invは駆動周波数ω_rに収束する。

【0056】

以上のように位相OF検出部62c，OF回数演算部63，位相差補正部64を備えることで，Δθが±π [rad]を超える場合にもインバータ周波数ω_invを駆動周波数ω_rに一致させることができる。これにより，以下の場合においてもトルクショックを防止できる。

【0057】

(1)高効率化のためにモータ１が高速設計された場合。
(2)CPU負荷低減のためにPI制御部62aの演算周期を長く設定し，PLLの安定性を保証するためにKP（比例ゲイン）及びKI（積分ゲイン）を低下させた場合。
(3)検出値i_uf，i_vf，i_wfの検出誤差あるいは量子化誤差などに起因するθ_iの誤差によるΔωを低減するためにKP及びKIを低下させた場合。

【0058】

以上が実施例２による効果であり，これに必要な処理は以下のようにまとめられる。
・位相OF検出部62c：θ_iとθ_PLLの差分であるΔθが±π [rad]をOFしたことを検出する。
・OF回数演算部63：N_cntをカウントする。
・位相差補正部64：N_cntと2π [rad]の積をΔθに加算する。