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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2023165461
(43)【公開日】2023-11-16
(54)【発明の名称】電力変換器の制御方法
(51)【国際特許分類】
H02M 3/155 20060101AFI20231109BHJP
H02M 7/48 20070101ALI20231109BHJP
【ＦＩ】
H02M3/155 H
H02M7/48 E
【審査請求】有
【請求項の数】18
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2022076470
(22)【出願日】2022-05-06
(11)【特許番号】
(45)【特許公報発行日】2023-08-02
(71)【出願人】
【識別番号】000002853
【氏名又は名称】ダイキン工業株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】100088672
【弁理士】
【氏名又は名称】吉竹 英俊
(74)【代理人】
【識別番号】100088845
【弁理士】
【氏名又は名称】有田 貴弘
(74)【代理人】
【識別番号】100103229
【弁理士】
【氏名又は名称】福市 朋弘
(72)【発明者】
【氏名】榊原 憲一
【テーマコード（参考）】
5H730
5H770
【Ｆターム（参考）】
5H730AA02
5H730AS04
5H730BB14
5H730BB57
5H730CC01
5H730DD03
5H730EE57
5H730FD11
5H730FD41
5H730FG05
5H770CA01
5H770CA02
5H770DA03
5H770DA41
5H770EA01
5H770HA02Y
5H770HA07Z
(57)【要約】
【課題】電力変換器において高調波を低減する。
【解決手段】直流リンクに対してブースタから昇圧した第１電圧を断続的に印加するスイッチを導通させるデューティおよび第１電圧のいずれかまたは両方が制御される。インバータが出力する交流電力が第１閾値よりも小さな第２閾値以上である場合に、コンバータで整流された整流電圧の波高値より等価直流電圧を高くかつ第１電圧以下に制御され；交流電力が第１閾値よりも大きな第１値をとるときの等価直流電圧を、交流電力が第２閾値よりも大きく且つ第１閾値よりも小さな第２値をとるときの等価直流電圧よりも高める。
【選択図】図１
【解決手段】直流リンクに対してブースタから昇圧した第１電圧を断続的に印加するスイッチを導通させるデューティおよび第１電圧のいずれかまたは両方が制御される。インバータが出力する交流電力が第１閾値よりも小さな第２閾値以上である場合に、コンバータで整流された整流電圧の波高値より等価直流電圧を高くかつ第１電圧以下に制御され；交流電力が第１閾値よりも大きな第１値をとるときの等価直流電圧を、交流電力が第２閾値よりも大きく且つ第１閾値よりも小さな第２値をとるときの等価直流電圧よりも高める。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
電力変換器（１００）を制御する方法であって、
前記電力変換器（１００）は、
直流リンク（７）と、
単相の交流電圧（Ｖｉｎ）を整流し、前記交流電圧に基づく第１の交流電力を直流電力に変換して第１の瞬時電力（Ｐｉｎ）を出力するコンバータ（３）と、
前記直流リンク（７）との間で電力を授受し、第２の瞬時電力（Ｐｂｕｆ）でバッファリングするアクティブバッファ（４）と、
前記直流リンク（７）から入力される第３の瞬時電力（Ｐｄｃ）を第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）に変換して出力するインバータ（５）と
を備え、
前記アクティブバッファ（４）は、
前記交流電圧（Ｖｉｎ）が整流されて得られる整流電圧（Ｖｒｅｃ）を昇圧して第１電圧（Ｖｃ）を生成するブースタ（４ｂ）と、
前記直流リンクに対して前記ブースタ（４ｂ）から前記第１電圧（Ｖｃ）を断続的に印加するスイッチ（４ａ，Ｓｃ，Ｑｃ）と
を有し、
前記スイッチ（４ａ，Ｓｃ，Ｑｃ）を第１デューティ（ｄｃ）で導通させ、
前記第１デューティ（ｄｃ）および前記第１電圧（Ｖｃ）のいずれかまたは両方を制御して：
前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が第１閾値よりも小さな第２閾値以上である場合に、等価直流電圧（Ｖｄｃ）を前記整流電圧（Ｖｒｅｃ）の波高値（Ｖｍ）より高くかつ前記第１電圧（Ｖｃ）以下に制御し；
前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が前記第１閾値よりも大きな第１値をとるときの前記等価直流電圧（Ｖｄｃ）を、前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が前記第２閾値よりも大きく且つ前記第１閾値よりも小さな第２値をとるときの前記等価直流電圧（Ｖｄｃ）よりも高め、
前記等価直流電圧（Ｖｄｃ）は前記直流リンク（７）に印加され、前記インバータ（５）に流れる電流の平均値である直流電流（Ｉｄｃ）で前記第３の瞬時電力（Ｐｄｃ）を除した直流電圧である、
電力変換器の制御方法。
前記電力変換器（１００）は、
直流リンク（７）と、
単相の交流電圧（Ｖｉｎ）を整流し、前記交流電圧に基づく第１の交流電力を直流電力に変換して第１の瞬時電力（Ｐｉｎ）を出力するコンバータ（３）と、
前記直流リンク（７）との間で電力を授受し、第２の瞬時電力（Ｐｂｕｆ）でバッファリングするアクティブバッファ（４）と、
前記直流リンク（７）から入力される第３の瞬時電力（Ｐｄｃ）を第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）に変換して出力するインバータ（５）と
を備え、
前記アクティブバッファ（４）は、
前記交流電圧（Ｖｉｎ）が整流されて得られる整流電圧（Ｖｒｅｃ）を昇圧して第１電圧（Ｖｃ）を生成するブースタ（４ｂ）と、
前記直流リンクに対して前記ブースタ（４ｂ）から前記第１電圧（Ｖｃ）を断続的に印加するスイッチ（４ａ，Ｓｃ，Ｑｃ）と
を有し、
前記スイッチ（４ａ，Ｓｃ，Ｑｃ）を第１デューティ（ｄｃ）で導通させ、
前記第１デューティ（ｄｃ）および前記第１電圧（Ｖｃ）のいずれかまたは両方を制御して：
前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が第１閾値よりも小さな第２閾値以上である場合に、等価直流電圧（Ｖｄｃ）を前記整流電圧（Ｖｒｅｃ）の波高値（Ｖｍ）より高くかつ前記第１電圧（Ｖｃ）以下に制御し；
前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が前記第１閾値よりも大きな第１値をとるときの前記等価直流電圧（Ｖｄｃ）を、前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が前記第２閾値よりも大きく且つ前記第１閾値よりも小さな第２値をとるときの前記等価直流電圧（Ｖｄｃ）よりも高め、
前記等価直流電圧（Ｖｄｃ）は前記直流リンク（７）に印加され、前記インバータ（５）に流れる電流の平均値である直流電流（Ｉｄｃ）で前記第３の瞬時電力（Ｐｄｃ）を除した直流電圧である、
電力変換器の制御方法。
【請求項2】
前記アクティブバッファ（４）は、
前記直流リンク（７）から前記第１の瞬時電力（Ｐｉｎ）の一部である第４の瞬時電力（ＰＬ）を入力し、前記直流リンク（７）へ第５の瞬時電力（Ｐｃ）を出力して、前記第２の瞬時電力（Ｐｂｕｆ＝Ｐｃ－ＰＬ）をバッファリングし、
前記第３の瞬時電力（Ｐｄｃ）は、
前記第１の瞬時電力（Ｐｉｎ）から前記第４の瞬時電力（ＰＬ）を減じた第６の瞬時電力（Ｐｒｅｃ）と、前記第５の瞬時電力（Ｐｃ）との和であり、
電力比は、前記第１の瞬時電力（Ｐｉｎ）に対する前記第６の瞬時電力（Ｐｒｅｃ）の比（Ｐｒｅｃ／Ｐｉｎ）であり、
前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が前記第１値をとる場合の前記電力比を、前記第２値をとる場合の前記電力比よりも小さくする、
請求項１に記載の電力変換器の制御方法。
前記直流リンク（７）から前記第１の瞬時電力（Ｐｉｎ）の一部である第４の瞬時電力（ＰＬ）を入力し、前記直流リンク（７）へ第５の瞬時電力（Ｐｃ）を出力して、前記第２の瞬時電力（Ｐｂｕｆ＝Ｐｃ－ＰＬ）をバッファリングし、
前記第３の瞬時電力（Ｐｄｃ）は、
前記第１の瞬時電力（Ｐｉｎ）から前記第４の瞬時電力（ＰＬ）を減じた第６の瞬時電力（Ｐｒｅｃ）と、前記第５の瞬時電力（Ｐｃ）との和であり、
電力比は、前記第１の瞬時電力（Ｐｉｎ）に対する前記第６の瞬時電力（Ｐｒｅｃ）の比（Ｐｒｅｃ／Ｐｉｎ）であり、
前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が前記第１値をとる場合の前記電力比を、前記第２値をとる場合の前記電力比よりも小さくする、
請求項１に記載の電力変換器の制御方法。
【請求項3】
前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が前記第２閾値よりも大きい場合に、
前記第１デューティ（ｄｃ）を１から引いた値である第２デューティ（ｄｒｅｃ）の最大値は０より大きく１／√３未満、または１／√３より大きく１以下である、請求項１に記載の電力変換器の制御方法。
前記第１デューティ（ｄｃ）を１から引いた値である第２デューティ（ｄｒｅｃ）の最大値は０より大きく１／√３未満、または１／√３より大きく１以下である、請求項１に記載の電力変換器の制御方法。
【請求項4】
前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が前記第２閾値よりも大きい場合に、
前記第２デューティ（ｄｒｅｃ）の最大値は０より大きく１／√３未満である、請求項３に記載の電力変換器の制御方法。
前記第２デューティ（ｄｒｅｃ）の最大値は０より大きく１／√３未満である、請求項３に記載の電力変換器の制御方法。
【請求項5】
昇圧比（α）は前記第１電圧（Ｖｃ）を前記波高値（Ｖｍ）で除した値であり、
電圧利用率（Ｒ）は前記等価直流電圧を前記波高値（Ｖｍ）で除した値であり、
前記昇圧比（α）は第３値（α１）および前記第３値よりも大きな第４値（α２）のいずれをも取り得て、
前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が前記第２閾値よりも大きい場合に：
前記昇圧比（α）が前記第３値（α１）をとるときには、１より大きい第１範囲（Ｊ１）内の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記スイッチ（４ａ，Ｓｃ，Ｑｃ）のスイッチングによる前記交流電圧（Ｖｉｎ）に対する高調波の振幅（Ｉｈ’）が所定の閾値（ＴＨ２）以上であり、前記第１範囲（Ｊ１）外の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）未満であり；
前記昇圧比（α）が前記第４値（α２）をとるときには、１より大きい第２範囲（Ｊ２）内の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）以上であり、前記第２範囲（Ｊ２）外の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）未満であり；
前記電圧利用率（Ｒ）が前記第２範囲の上限（Ｊ２ｕ）よりも大きいときには前記昇圧比（α）に前記第４値（α２）を採用する、請求項４に記載の電力変換器の制御方法。
電圧利用率（Ｒ）は前記等価直流電圧を前記波高値（Ｖｍ）で除した値であり、
前記昇圧比（α）は第３値（α１）および前記第３値よりも大きな第４値（α２）のいずれをも取り得て、
前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が前記第２閾値よりも大きい場合に：
前記昇圧比（α）が前記第３値（α１）をとるときには、１より大きい第１範囲（Ｊ１）内の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記スイッチ（４ａ，Ｓｃ，Ｑｃ）のスイッチングによる前記交流電圧（Ｖｉｎ）に対する高調波の振幅（Ｉｈ’）が所定の閾値（ＴＨ２）以上であり、前記第１範囲（Ｊ１）外の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）未満であり；
前記昇圧比（α）が前記第４値（α２）をとるときには、１より大きい第２範囲（Ｊ２）内の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）以上であり、前記第２範囲（Ｊ２）外の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）未満であり；
前記電圧利用率（Ｒ）が前記第２範囲の上限（Ｊ２ｕ）よりも大きいときには前記昇圧比（α）に前記第４値（α２）を採用する、請求項４に記載の電力変換器の制御方法。
【請求項6】
昇圧比（α）は前記第１電圧（Ｖｃ）を前記波高値（Ｖｍ）で除した値であり、
電圧利用率（Ｒ）は前記等価直流電圧を前記波高値（Ｖｍ）で除した値であり、
前記昇圧比（α）は第３値（α１）および前記第３値よりも大きな第４値（α２）のいずれをも取り得て、
前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が前記第２閾値よりも大きい場合に：
前記昇圧比（α）が前記第３値（α１）をとるときには、１より大きい第１範囲（Ｊ１）内の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記スイッチ（４ａ，Ｓｃ，Ｑｃ）のスイッチングによる前記交流電圧（Ｖｉｎ）に対する高調波の振幅（Ｉｈ’）が所定の閾値（ＴＨ２）以上であり、前記第１範囲（Ｊ１）外の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）未満であり；
前記昇圧比（α）が前記第４値（α２）をとるときには、１より大きい第２範囲（Ｊ２）内の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）以上であり、前記第２範囲（Ｊ２）外の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）未満であり；
前記電圧利用率（Ｒ）が前記第１範囲の上限（Ｊ１ｕ）よりも大きく前記第２範囲（Ｊ２）の上限（Ｊ２ｕ）以下のときには前記昇圧比（α）に前記第３値（α１）を採用する、請求項４に記載の電力変換器の制御方法。
電圧利用率（Ｒ）は前記等価直流電圧を前記波高値（Ｖｍ）で除した値であり、
前記昇圧比（α）は第３値（α１）および前記第３値よりも大きな第４値（α２）のいずれをも取り得て、
前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が前記第２閾値よりも大きい場合に：
前記昇圧比（α）が前記第３値（α１）をとるときには、１より大きい第１範囲（Ｊ１）内の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記スイッチ（４ａ，Ｓｃ，Ｑｃ）のスイッチングによる前記交流電圧（Ｖｉｎ）に対する高調波の振幅（Ｉｈ’）が所定の閾値（ＴＨ２）以上であり、前記第１範囲（Ｊ１）外の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）未満であり；
前記昇圧比（α）が前記第４値（α２）をとるときには、１より大きい第２範囲（Ｊ２）内の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）以上であり、前記第２範囲（Ｊ２）外の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）未満であり；
前記電圧利用率（Ｒ）が前記第１範囲の上限（Ｊ１ｕ）よりも大きく前記第２範囲（Ｊ２）の上限（Ｊ２ｕ）以下のときには前記昇圧比（α）に前記第３値（α１）を採用する、請求項４に記載の電力変換器の制御方法。
【請求項7】
昇圧比（α）は前記第１電圧（Ｖｃ）を前記波高値（Ｖｍ）で除した値であり、
電圧利用率（Ｒ）は前記等価直流電圧を前記波高値（Ｖｍ）で除した値であり、
前記昇圧比（α）は第３値（α１）および前記第３値（α１ａ；α１ｂ）よりも大きな第４値（α２）のいずれをも取り得て、
前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が前記第２閾値よりも大きい場合に：
前記昇圧比（α）が前記第３値（α１ａ；α１ｂ）をとるときには、１より大きい第１下限値（ｄ１）以下の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記スイッチ（４ａ，Ｓｃ，Ｑｃ）のスイッチングによる前記交流電圧（Ｖｉｎ）に対する高調波の振幅（Ｉｈ’）が所定の閾値（ＴＨ３）以上であり、前記第１下限値（ｄ１ａ；ｄ１ｂ）より大きい前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ３）未満であり；
前記昇圧比（α）が前記第４値（α２）をとるときには、前記第１下限値（ｄ１ａ；ｄ１ｂ）よりも高い第２下限値（ｄ２）以下の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ３）以上であり、前記第２下限値（ｄ２）より大きい前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ３）未満であり；
前記第３値（α１ｂ）が前記第２下限値（ｄ２）以上のときには、前記電圧利用率（Ｒ）が前記第１下限値（ｄ１ｂ）より大きく前記第２下限値（ｄ２）未満のときに前記昇圧比（α）に前記第３値（α１ｂ）を採用し；
前記第３値（α１ａ）が前記第２下限値（ｄ２）未満のときには、前記電圧利用率（Ｒ）が前記第１下限値（ｄ１ａ）より大きく前記第３値（α１）未満のときに前記昇圧比（α）に前記第３値（α１ａ）を採用する、請求項４に記載の電力変換器の制御方法。
電圧利用率（Ｒ）は前記等価直流電圧を前記波高値（Ｖｍ）で除した値であり、
前記昇圧比（α）は第３値（α１）および前記第３値（α１ａ；α１ｂ）よりも大きな第４値（α２）のいずれをも取り得て、
前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が前記第２閾値よりも大きい場合に：
前記昇圧比（α）が前記第３値（α１ａ；α１ｂ）をとるときには、１より大きい第１下限値（ｄ１）以下の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記スイッチ（４ａ，Ｓｃ，Ｑｃ）のスイッチングによる前記交流電圧（Ｖｉｎ）に対する高調波の振幅（Ｉｈ’）が所定の閾値（ＴＨ３）以上であり、前記第１下限値（ｄ１ａ；ｄ１ｂ）より大きい前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ３）未満であり；
前記昇圧比（α）が前記第４値（α２）をとるときには、前記第１下限値（ｄ１ａ；ｄ１ｂ）よりも高い第２下限値（ｄ２）以下の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ３）以上であり、前記第２下限値（ｄ２）より大きい前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ３）未満であり；
前記第３値（α１ｂ）が前記第２下限値（ｄ２）以上のときには、前記電圧利用率（Ｒ）が前記第１下限値（ｄ１ｂ）より大きく前記第２下限値（ｄ２）未満のときに前記昇圧比（α）に前記第３値（α１ｂ）を採用し；
前記第３値（α１ａ）が前記第２下限値（ｄ２）未満のときには、前記電圧利用率（Ｒ）が前記第１下限値（ｄ１ａ）より大きく前記第３値（α１）未満のときに前記昇圧比（α）に前記第３値（α１ａ）を採用する、請求項４に記載の電力変換器の制御方法。
【請求項8】
前記第３値（α１ｂ）が前記第２下限値（ｄ２）以上のときには、前記電圧利用率（Ｒ）が前記第２下限値（ｄ２）より大きいときに前記昇圧比（α）に前記第４値（α２）を採用する、請求項７に記載の電力変換器の制御方法。
【請求項9】
前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が前記第２閾値よりも大きい場合に、
前記第２デューティ（ｄｒｅｃ）の最大値は１／√３より大きく１以下である、請求項３に記載の電力変換器の制御方法。
前記第２デューティ（ｄｒｅｃ）の最大値は１／√３より大きく１以下である、請求項３に記載の電力変換器の制御方法。
【請求項10】
昇圧比（α）は前記第１電圧（Ｖｃ）を前記波高値（Ｖｍ）で除した値であり、
電圧利用率（Ｒ）は前記等価直流電圧を前記波高値（Ｖｍ）で除した値であり、
前記昇圧比（α）は第３値（α１）および前記第３値よりも大きな第４値（α２）のいずれをも取り得て、
前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が前記第２閾値よりも大きい場合に：
前記昇圧比（α）が前記第３値（α１）をとるときには、１より大きい第１範囲（Ｊ１）内の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記スイッチ（４ａ，Ｓｃ，Ｑｃ）のスイッチングによる前記交流電圧（Ｖｉｎ）に対する高調波の振幅（Ｉｈ’）が所定の閾値（ＴＨ２）以上であり、前記第１範囲（Ｊ１）外の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）未満であり；
前記昇圧比（α）が前記第４値（α２）をとるときには、１より大きい第２範囲（Ｊ２）内の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）以上であり、前記第２範囲（Ｊ２）外の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）未満であり；
前記電圧利用率（Ｒ）が前記第１範囲の下限（Ｊ１ｄ）以上であって前記第２範囲（Ｊ２）の下限（Ｊ２ｄ）未満のときには前記昇圧比（α）に前記第４値（α２）を採用する、請求項９に記載の電力変換器の制御方法。
電圧利用率（Ｒ）は前記等価直流電圧を前記波高値（Ｖｍ）で除した値であり、
前記昇圧比（α）は第３値（α１）および前記第３値よりも大きな第４値（α２）のいずれをも取り得て、
前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が前記第２閾値よりも大きい場合に：
前記昇圧比（α）が前記第３値（α１）をとるときには、１より大きい第１範囲（Ｊ１）内の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記スイッチ（４ａ，Ｓｃ，Ｑｃ）のスイッチングによる前記交流電圧（Ｖｉｎ）に対する高調波の振幅（Ｉｈ’）が所定の閾値（ＴＨ２）以上であり、前記第１範囲（Ｊ１）外の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）未満であり；
前記昇圧比（α）が前記第４値（α２）をとるときには、１より大きい第２範囲（Ｊ２）内の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）以上であり、前記第２範囲（Ｊ２）外の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）未満であり；
前記電圧利用率（Ｒ）が前記第１範囲の下限（Ｊ１ｄ）以上であって前記第２範囲（Ｊ２）の下限（Ｊ２ｄ）未満のときには前記昇圧比（α）に前記第４値（α２）を採用する、請求項９に記載の電力変換器の制御方法。
【請求項11】
昇圧比（α）は前記第１電圧（Ｖｃ）を前記波高値（Ｖｍ）で除した値であり、
電圧利用率（Ｒ）は前記等価直流電圧を前記波高値（Ｖｍ）で除した値であり、
前記昇圧比（α）は第３値（α１）および前記第３値よりも大きな第４値（α２）のいずれをも取り得て、
前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が前記第２閾値よりも大きい場合に：
前記昇圧比（α）が前記第３値（α１）をとるときには、１より大きい第１範囲（Ｊ１）内の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記スイッチ（４ａ，Ｓｃ，Ｑｃ）のスイッチングによる前記交流電圧（Ｖｉｎ）に対する高調波の振幅（Ｉｈ’）が所定の閾値（ＴＨ２）以上であり、前記第１範囲（Ｊ１）外の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）未満であり；
前記昇圧比（α）が前記第４値（α２）をとるときには、１より大きい第２範囲（Ｊ２）内の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）以上であり、前記第２範囲（Ｊ２）外の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）未満であり；
前記第１デューティ（ｄｃ）が第５の値をとり、かつ前記昇圧比（α）が前記第４値（α２）をとるときに前記電圧利用率（Ｒ）が前記第１範囲の下限（Ｊ１ｄ）をとり、
前記電圧利用率（Ｒ）が前記第１範囲の下限（Ｊ１ｄ）未満のときには、前記第１デューティには前記第５の値未満の値を採用し、前記昇圧比（α）には前記第３値（α１）を採用する、請求項９に記載の電力変換器の制御方法。
電圧利用率（Ｒ）は前記等価直流電圧を前記波高値（Ｖｍ）で除した値であり、
前記昇圧比（α）は第３値（α１）および前記第３値よりも大きな第４値（α２）のいずれをも取り得て、
前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が前記第２閾値よりも大きい場合に：
前記昇圧比（α）が前記第３値（α１）をとるときには、１より大きい第１範囲（Ｊ１）内の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記スイッチ（４ａ，Ｓｃ，Ｑｃ）のスイッチングによる前記交流電圧（Ｖｉｎ）に対する高調波の振幅（Ｉｈ’）が所定の閾値（ＴＨ２）以上であり、前記第１範囲（Ｊ１）外の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）未満であり；
前記昇圧比（α）が前記第４値（α２）をとるときには、１より大きい第２範囲（Ｊ２）内の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）以上であり、前記第２範囲（Ｊ２）外の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）未満であり；
前記第１デューティ（ｄｃ）が第５の値をとり、かつ前記昇圧比（α）が前記第４値（α２）をとるときに前記電圧利用率（Ｒ）が前記第１範囲の下限（Ｊ１ｄ）をとり、
前記電圧利用率（Ｒ）が前記第１範囲の下限（Ｊ１ｄ）未満のときには、前記第１デューティには前記第５の値未満の値を採用し、前記昇圧比（α）には前記第３値（α１）を採用する、請求項９に記載の電力変換器の制御方法。
【請求項12】
前記ブースタ（４ｂ）は昇圧チョッパを有し、
前記インバータ（５）のスイッチングに用いられるキャリアの周波数よりも高い周波数を用いて、前記昇圧チョッパに入力する電流（ｉＬ）のチョッピングを前記昇圧チョッパに行わせる、請求項１から請求項１１のいずれか１項に記載の電力変換器の制御方法。
前記インバータ（５）のスイッチングに用いられるキャリアの周波数よりも高い周波数を用いて、前記昇圧チョッパに入力する電流（ｉＬ）のチョッピングを前記昇圧チョッパに行わせる、請求項１から請求項１１のいずれか１項に記載の電力変換器の制御方法。
【請求項13】
前記電力変換器（１００）は、
前記キャリアの前記周波数よりも低いカットオフ周波数を有するフィルタ（２）
を更に備え、
前記コンバータ（３）には前記フィルタ（２）を介して前記交流電圧（Ｖｉｎ）が入力される、請求項１２に記載の電力変換器の制御方法。
前記キャリアの前記周波数よりも低いカットオフ周波数を有するフィルタ（２）
を更に備え、
前記コンバータ（３）には前記フィルタ（２）を介して前記交流電圧（Ｖｉｎ）が入力される、請求項１２に記載の電力変換器の制御方法。
【請求項14】
前記電力変換器（１００）は、
前記キャリアの前記周波数よりも低いカットオフ周波数を有するフィルタ（２）
を更に備え、
前記コンバータ（３）は前記フィルタ（２）を介して前記第１の瞬時電力（Ｐｉｎ＝Ｐｒｅｃ＋ＰＬ）を出力する、請求項１２に記載の電力変換器の制御方法。
前記キャリアの前記周波数よりも低いカットオフ周波数を有するフィルタ（２）
を更に備え、
前記コンバータ（３）は前記フィルタ（２）を介して前記第１の瞬時電力（Ｐｉｎ＝Ｐｒｅｃ＋ＰＬ）を出力する、請求項１２に記載の電力変換器の制御方法。
【請求項15】
前記ブースタ（４ｂ）は昇圧チョッパを有し、
前記スイッチ（４ａ，Ｓｃ，Ｑｃ）がスイッチングする周波数よりも高い周波数を用いて、前記昇圧チョッパに入力する電流（ｉＬ）のチョッピングを前記昇圧チョッパに行わせる、請求項１から請求項１１のいずれか一つに記載の電力変換器の制御方法。
前記スイッチ（４ａ，Ｓｃ，Ｑｃ）がスイッチングする周波数よりも高い周波数を用いて、前記昇圧チョッパに入力する電流（ｉＬ）のチョッピングを前記昇圧チョッパに行わせる、請求項１から請求項１１のいずれか一つに記載の電力変換器の制御方法。
【請求項16】
前記電力変換器（１００）は、
前記スイッチ（４ａ，Ｓｃ，Ｑｃ）がスイッチングする前記周波数よりも低いカットオフ周波数を有するフィルタ（２）
を更に備え、
前記コンバータ（３）には前記フィルタ（２）を介して前記交流電圧（Ｖｉｎ）が入力される、請求項１５に記載の電力変換器の制御方法。
前記スイッチ（４ａ，Ｓｃ，Ｑｃ）がスイッチングする前記周波数よりも低いカットオフ周波数を有するフィルタ（２）
を更に備え、
前記コンバータ（３）には前記フィルタ（２）を介して前記交流電圧（Ｖｉｎ）が入力される、請求項１５に記載の電力変換器の制御方法。
【請求項17】
前記電力変換器（１００）は、
前記スイッチ（４ａ，Ｓｃ，Ｑｃ）がスイッチングする前記周波数よりも低いカットオフ周波数を有するフィルタ（２）
を更に備え、
前記コンバータ（３）は前記フィルタ（２）を介して前記第１の瞬時電力（Ｐｉｎ＝Ｐｒｅｃ＋ＰＬ）を出力する、請求項１５に記載の電力変換器の制御方法。
前記スイッチ（４ａ，Ｓｃ，Ｑｃ）がスイッチングする前記周波数よりも低いカットオフ周波数を有するフィルタ（２）
を更に備え、
前記コンバータ（３）は前記フィルタ（２）を介して前記第１の瞬時電力（Ｐｉｎ＝Ｐｒｅｃ＋ＰＬ）を出力する、請求項１５に記載の電力変換器の制御方法。
【請求項18】
前記第１デューティ（ｄｃ）を制御して、前記第２の交流電力が前記第２閾値よりも小さい場合に：
前記第１デューティ（ｄｃ）が０である非導通期間と、前記第１デューティ（ｄｃ）が正である導通期間とを交互に設ける制御；
前記非導通期間の長さが実質的に０である他の制御；
のいずれかを採用する、請求項１から請求項１１のいずれか一つに記載の電力変換器の制御方法。
前記第１デューティ（ｄｃ）が０である非導通期間と、前記第１デューティ（ｄｃ）が正である導通期間とを交互に設ける制御；
前記非導通期間の長さが実質的に０である他の制御；
のいずれかを採用する、請求項１から請求項１１のいずれか一つに記載の電力変換器の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本開示は電力変換に関する。
【背景技術】
【0002】
例えば令和３年電気学会全国大会Ｓ１２－７（吉岡、井上、佐々木、「電力変換装置におけるEMC規格の最新動向」：以下「非特許文献１」と称される）には、今後、電力変換装置におけるスイッチング動作の周波数帯域に、ＥＭＩ（電磁気妨害）についての要件が課せられることが示されている。
【0003】
非特許文献１には、低圧系高次高調波の規格と、低圧系伝導妨害の規格とに関する検討状況が記載される。前者の規格は対象となる周波数を２～９ｋＨｚとするIEC61000-3-10として、後者の規格は対象となる周波数を９～１５０ｋＨｚとするIEC-61000-6-3として、それぞれ測定法と限度値とが規定される予定である。これらの規格においては、所定の疑似電源回路網(ＬＩＳＮ：Line Impedance Stabilization Network)を用いて、それぞれの電圧実効値、電圧順尖頭値が評価される。
【0004】
現在、電力変換装置が備える整流回路は電圧形が主流である。電圧形の整流回路においては、リアクトルを介して商用電圧をスイッチングし、直流電圧を得て力率を改善する方式が採用される。当該方式においては、整流回路に流れるリプル電流を上記の疑似電源回路網によって電圧値に換算した値が上記の規格から逸脱しないように、当該リプル電流を低減する対策が望まれる。
【0005】
空気調和機に利用される電力変換器には、空気調和機の負荷がいわゆる部分負荷であるときの効率の向上と、運転範囲の拡大との両立が要求される。かかる要求に応えるため、電力変換器の動作において、整流動作とスイッチング動作とが併用される技術が提案される。
【0006】
特許第６４７８８８１号公報（以下で「特許文献１」として示される）は、同期整流と、部分スイッチングと、高速スイッチングとを、選択的に実施する技術を開示する。負荷が小さい中間運転領域においては同期整流が採用され、中間運転領域よりも負荷が大きい定格運転領域においては部分スイッチングが採用され、更に負荷が大きい運転領域においては高速スイッチングが採用される。
【0007】
コンデンサとスイッチング素子（以下では当該スイッチング素子は、コンデンサからインバータへの放電の有無を制御する観点から「放電スイッチ」とも称される）との直列接続を、コンバータとインバータとの間に並列に設ける、アクティブバッファ付き単相三相電力変換器も提案されている。
【0008】
例えば特許第５８０４１６７号公報は、アクティブバッファ付き単相三相電力変換器において、コンバータから出力される電圧（以下「コンバータ出力電圧」とも称される）を昇圧して当該コンデンサを充電する技術を開示する。特許第５８０４１６７号公報は、アクティブバッファ付き単相三相電力変換器において、コンバータが出力する電力をアクティブバッファに与えられる電力とインバータに与えられる電力とに分配し、アクティブバッファに与えられる電力はインバータに与えられる電力よりも小さい技術を開示する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0009】
【特許文献1】特許第６４７８８８１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0010】
特許第６４７８８８１号公報における同期整流による効果を得るためには、数ｍＨオーダーのインダクタンスを有するリアクトルが要求される。このようなインダクタンスを有するリアクトルには、費用を下げる観点から珪素鋼板が利用される。珪素鋼板は鉄損が大きいため、部分スイッチングあるいは高速スイッチングの動作が基づく周波数は低いことが望ましい。他方、リアクトルの騒音を低減する観点からは、当該周波数は可聴域よりも高いことが望ましい。これらのことから、当該周波数は、可聴域上限の１６ｋＨｚ程度までしか低下されない。
【0011】
９～１５０ｋＨｚの範囲の周波数を対象とする低圧系伝導妨害についての規格へ対応する観点から、電力変換装置におけるスイッチング動作の周波数を高めたり、リアクトルのインダクタンスを大きくしたりする技術も想定される。しかしかかる技術は、リアクトルの損失（放熱を含む）を増大させ、電力変換装置の効率を低下させ、空気調和機の運転範囲を縮小させる。キャリアフィルタの利用も想定されるが、それは同期整流時における効率の低下や、電力変換装置の大型化を招く。
【0012】
アクティブバッファ付き単相三相電力変換器、とくにコンバータ出力電圧を昇圧してコンデンサを充電する構成においては、インバータに流れる直流電流は、コンバータを介して電源から供給される電流と、バッファ回路から供給される電流とが、所定のキャリアに基づく放電スイッチのオン／オフによって切り替わる。
【0013】
アクティブバッファ付き単相三相電力変換器において、放電スイッチにおけるスイッチングに利用されるキャリアの周期には、例えばインバータにおけるスイッチングに利用されるキャリアと同じ周期が選定される（例えば特開２０２１－５８００２号公報）。インバータにおけるスイッチングには例えば５ｋＨｚ程度の周波数を有するキャリアが採用されるので、２～９ｋＨｚの範囲の周波数を対象とする低圧系高次高調波の規格が満足されることが望ましい。
【0014】
アクティブバッファ付き単相三相電力変換器におけるコンバータは、特許第６４７８８８１号公報に開示される技術とは異なり電流形変換器を基本とし、キャリアフィルタが採用される。低圧系高次高調波の規格における限度値に対する余裕度を高めるには、キャリアフィルタのフィルタ減衰率の増大や、キャリア周波数の増大が望ましいが、そのような増大は、アクティブバッファ付き単相三相電力変換器の大型化や効率低下を伴い易い。
【0015】
本開示では電力変換器において高調波を低減する技術が提案される。
【課題を解決するための手段】
【0016】
本開示の、電力変換器の制御方法は電力変換器（１００）を制御する方法である。前記電力変換器（１００）は、直流リンク（７）と、単相の交流電圧（Ｖｉｎ）を整流し、前記交流電圧に基づく第１の交流電力を直流電力に変換して第１の瞬時電力（Ｐｉｎ）を出力するコンバータ（３）と、前記直流リンク（７）との間で電力を授受し、第２の瞬時電力（Ｐｂｕｆ）でバッファリングするアクティブバッファ（４）と、前記直流リンク（７）から入力される第３の瞬時電力（Ｐｄｃ）を第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）に変換して出力するインバータ（５）とを備える。
【0017】
前記アクティブバッファ（４）は、前記交流電圧（Ｖｉｎ）が整流されて得られる整流電圧（Ｖｒｅｃ）を昇圧して第１電圧（Ｖｃ）を生成するブースタ（４ｂ）と、前記直流リンクに対して前記ブースタ（４ｂ）から前記第１電圧（Ｖｃ）を断続的に印加するスイッチ（４ａ，Ｓｃ，Ｑｃ）とを有する。
【0018】
本開示の、電力変換器の制御方法の第１の態様は、前記スイッチ（４ａ，Ｓｃ，Ｑｃ）を第１デューティ（ｄｃ）で導通させ、前記第１デューティ（ｄｃ）および前記第１電圧（Ｖｃ）のいずれかまたは両方を制御して：前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が第１閾値よりも小さな第２閾値以上である場合に、等価直流電圧（Ｖｄｃ）を前記整流電圧（Ｖｒｅｃ）の波高値（Ｖｍ）より高くかつ前記第１電圧（Ｖｃ）以下に制御し；前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が前記第１閾値よりも大きな第１値をとるときの前記等価直流電圧（Ｖｄｃ）を、前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が前記第２閾値よりも大きく且つ前記第１閾値よりも小さな第２値をとるときの前記等価直流電圧（Ｖｄｃ）よりも高める。
【0019】
前記等価直流電圧（Ｖｄｃ）は前記直流リンク（７）に印加され、前記インバータ（５）に流れる電流の平均値である直流電流（Ｉｄｃ）で前記第３の瞬時電力（Ｐｄｃ）を除した直流電圧である。
【0020】
本開示の、電力変換器の制御方法の第１の態様によれば、電力変換器における高調波が低減される。
【0021】
本開示の、電力変換器の制御方法の第２の態様は、その第１の態様であって、前記アクティブバッファ（４）は、前記直流リンク（７）から前記第１の瞬時電力（Ｐｉｎ）の一部である第４の瞬時電力（ＰＬ）を入力し、前記直流リンク（７）へ第５の瞬時電力（Ｐｃ）を出力して、前記第２の瞬時電力（Ｐｂｕｆ＝Ｐｃ－ＰＬ）をバッファリングする。
【0022】
前記第３の瞬時電力（Ｐｄｃ）は、前記第１の瞬時電力（Ｐｉｎ）から前記第４の瞬時電力（ＰＬ）を減じた第６の瞬時電力（Ｐｒｅｃ）と、前記第５の瞬時電力（Ｐｃ）との和である。電力比は、前記第１の瞬時電力（Ｐｉｎ）に対する前記第６の瞬時電力（Ｐｒｅｃ）の比（Ｐｒｅｃ／Ｐｉｎ）である。本開示の、電力変換器の制御方法の第２の態様は、前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が前記第１値をとる場合の前記電力比を、前記第２値をとる場合の前記電力比よりも小さくする。
【0023】
本開示の、電力変換器の制御方法の第３の態様は、その第１の態様または第２の態様であって、前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が前記第２閾値よりも大きい場合に、前記第１デューティ（ｄｃ）を１から引いた値である第２デューティ（ｄｒｅｃ）の最大値は０より大きく１／√３未満、または１／√３より大きく１以下である。本開示の、電力変換器の制御方法の第３の態様は、高調波をより低減する。
【0024】
本開示の、電力変換器の制御方法の第４の態様は、その第３の態様であって、前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が前記第２閾値よりも大きい場合に、前記第２デューティ（ｄｒｅｃ）の最大値は０より大きく１／√３未満である。
【0025】
本開示の、電力変換器の制御方法の第４の態様によれば、等価直流電圧を高めることができる。第３の態様によって第２デューティの最大値が１／√３より大きく１以下であることは、電力変換器の効率を向上させる。
【0026】
本開示の、電力変換器の制御方法の第５の態様および第６の態様のいずれもが、その第４の態様であって、昇圧比（α）は前記第１電圧（Ｖｃ）を前記波高値（Ｖｍ）で除した値であり、電圧利用率（Ｒ）は前記等価直流電圧を前記波高値（Ｖｍ）で除した値であり、前記昇圧比（α）は第３値（α１）および前記第３値よりも大きな第４値（α２）のいずれをも取り得る。前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が前記第２閾値よりも大きい場合に：前記昇圧比（α）が前記第３値（α１）をとるときには、１より大きい第１範囲（Ｊ１）内の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記スイッチ（４ａ，Ｓｃ，Ｑｃ）のスイッチングによる前記交流電圧（Ｖｉｎ）に対する高調波の振幅（Ｉｈ’）が所定の閾値（ＴＨ２）以上であり、前記第１範囲（Ｊ１）外の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）未満である。前記昇圧比（α）が前記第４値（α２）をとるときには、１より大きい第２範囲（Ｊ２）内の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）以上であり、前記第２範囲（Ｊ２）外の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）未満である。
【0027】
本開示の、電力変換器の制御方法の第５の態様は、前記電圧利用率（Ｒ）が前記第２範囲の上限（Ｊ２ｕ）よりも大きいときには前記昇圧比（α）に前記第４値（α２）を採用する。
【0028】
本開示の、電力変換器の制御方法の第６の態様は、前記電圧利用率（Ｒ）が前記第１範囲の上限（Ｊ１ｕ）よりも大きく前記第２範囲（Ｊ２）の上限（Ｊ２ｕ）以下のときには前記昇圧比（α）に前記第３値（α１）を採用する。
【0029】
本開示の、電力変換器の制御方法の第７の態様は、その第４の態様であって、昇圧比（α）は前記第１電圧（Ｖｃ）を前記波高値（Ｖｍ）で除した値であり、電圧利用率（Ｒ）は前記等価直流電圧を前記波高値（Ｖｍ）で除した値であり、前記昇圧比（α）は第３値（α１）および前記第３値（α１ａ；α１ｂ）よりも大きな第４値（α２）のいずれをも取り得る。前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が前記第２閾値よりも大きい場合に：前記昇圧比（α）が前記第３値（α１ａ；α１ｂ）をとるときには、１より大きい第１下限値（ｄ１）以下の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記スイッチ（４ａ，Ｓｃ，Ｑｃ）のスイッチングによる前記交流電圧（Ｖｉｎ）に対する高調波の振幅（Ｉｈ’）が所定の閾値（ＴＨ３）以上であり、前記第１下限値（ｄ１ａ；ｄ１ｂ）より大きい前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ３）未満である。前記昇圧比（α）が前記第４値（α２）をとるときには、前記第１下限値（ｄ１ａ；ｄ１ｂ）よりも高い第２下限値（ｄ２）以下の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ３）以上であり、前記第２下限値（ｄ２）より大きい前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ３）未満である。
【0030】
本開示の、電力変換器の制御方法の第７の態様は、前記第３値（α１ｂ）が前記第２下限値（ｄ２）以上のときには、前記電圧利用率（Ｒ）が前記第１下限値（ｄ１ｂ）より大きく前記第２下限値（ｄ２）未満のときに前記昇圧比（α）に前記第３値（α１ｂ）を採用し；前記第３値（α１ａ）が前記第２下限値（ｄ２）未満のときには、前記電圧利用率（Ｒ）が前記第１下限値（ｄ１ａ）より大きく前記第３値（α１）未満のときに前記昇圧比（α）に前記第３値（α１ａ）を採用する。
【0031】
本開示の、電力変換器の制御方法の第８の態様は、その第７の態様であって、前記第３値（α１ｂ）が前記第２下限値（ｄ２）以上のときには、前記電圧利用率（Ｒ）が前記第２下限値（ｄ２）より大きいときに前記昇圧比（α）に前記第４値（α２）を採用する。
【0032】
本開示の、電力変換器の制御方法の第８の態様によれば、等価直流電圧が高まる。
【0033】
本開示の、電力変換器の制御方法の第９の態様は、その第３の態様であって、前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が前記第２閾値よりも大きい場合に、前記第２デューティ（ｄｒｅｃ）の最大値は１／√３より大きく１以下である。
【0034】
本開示の、電力変換器の制御方法の第９の態様によれば、電力変換器の効率が向上する。
【0035】
本開示の、電力変換器の制御方法の第１０の態様および第１１の態様のいずれもが、その第９の態様であって、昇圧比（α）は前記第１電圧（Ｖｃ）を前記波高値（Ｖｍ）で除した値であり、電圧利用率（Ｒ）は前記等価直流電圧を前記波高値（Ｖｍ）で除した値であり、前記昇圧比（α）は第３値（α１）および前記第３値よりも大きな第４値（α２）のいずれをも取り得る。前記第２の交流電力（Ｐｏｕｔ）が前記第２閾値よりも大きい場合に：前記昇圧比（α）が前記第３値（α１）をとるときには、１より大きい第１範囲（Ｊ１）内の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記スイッチ（４ａ，Ｓｃ，Ｑｃ）のスイッチングによる前記交流電圧（Ｖｉｎ）に対する高調波の振幅（Ｉｈ’）が所定の閾値（ＴＨ２）以上であり、前記第１範囲（Ｊ１）外の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）未満である。前記昇圧比（α）が前記第４値（α２）をとるときには、１より大きい第２範囲（Ｊ２）内の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）以上であり、前記第２範囲（Ｊ２）外の前記電圧利用率（Ｒ）に対して、前記高調波の前記振幅（Ｉｈ’）が前記所定の閾値（ＴＨ２）未満である。
【0036】
本開示の、電力変換器の制御方法の第１０の態様は、前記電圧利用率（Ｒ）が前記第１範囲の下限（Ｊ１ｄ）以上であって前記第２範囲（Ｊ２）の下限（Ｊ２ｄ）未満のときには前記昇圧比（α）に前記第４値（α２）を採用する。
【0037】
本開示の、電力変換器の制御方法の第１１の態様においては、前記第１デューティ（ｄｃ）が第５の値をとり、かつ前記昇圧比（α）が前記第４値（α２）をとるときに前記電圧利用率（Ｒ）が前記第１範囲の下限（Ｊ１ｄ）をとる。本開示の、電力変換器の制御方法の第１１の態様は、前記電圧利用率（Ｒ）が前記第１範囲の下限（Ｊ１ｄ）未満のときには、前記第１デューティには前記第５の値未満の値を採用し、前記昇圧比（α）には前記第３値（α１）を採用する。
【0038】
本開示の、電力変換器の制御方法の第１１の態様によれば、電力変換器の効率が向上する。
【0039】
本開示の、電力変換器の制御方法の第１２の態様は、その第１の態様から第１１の態様のいずれかであって、前記ブースタ（４ｂ）は昇圧チョッパを有する。本開示の、電力変換器の制御方法の第１２の態様は、前記インバータ（５）のスイッチングに用いられるキャリアの周波数よりも高い周波数を用いて、前記昇圧チョッパに入力する電流（ｉＬ）のチョッピングを前記昇圧チョッパに行わせる。
【0040】
本開示の、電力変換器の制御方法の第１３の態様は、その第１２の態様であって、前記電力変換器（１００）は、前記キャリアの前記周波数よりも低いカットオフ周波数を有するフィルタ（２）を更に備える。前記コンバータ（３）には前記フィルタ（２）を介して前記交流電圧（Ｖｉｎ）が入力される。
【0041】
本開示の、電力変換器の制御方法の第１４の態様は、その第１２の態様であって、前記電力変換器（１００）は、前記キャリアの前記周波数よりも低いカットオフ周波数を有するフィルタ（２）を更に備える。前記コンバータ（３）は前記フィルタ（２）を介して前記第１の瞬時電力（Ｐｉｎ＝Ｐｒｅｃ＋ＰＬ）を出力する。
【0042】
本開示の、電力変換器の制御方法の第１３の態様および第１４の態様のいずれもが、インバータのスイッチングに起因するリプル電流のみならず、ブースタにおけるスイッチングに起因するリプル電流を、単相の交流側へ伝搬させないことに寄与する。
【0043】
本開示の、電力変換器の制御方法の第１５の態様は、その第１の態様から第１１の態様のいずれかであって、前記ブースタ（４ｂ）は昇圧チョッパを有する。本開示の、電力変換器の制御方法の第１５の態様は、前記スイッチ（４ａ，Ｓｃ，Ｑｃ）がスイッチングする周波数よりも高い周波数を用いて、前記昇圧チョッパに入力する電流（ｉＬ）のチョッピングを前記昇圧チョッパに行わせる。
【0044】
本開示の、電力変換器の制御方法の第１６の態様は、その第１５の態様であって、前記電力変換器（１００）は、前記スイッチ（４ａ，Ｓｃ，Ｑｃ）がスイッチングする前記周波数よりも低いカットオフ周波数を有するフィルタ（２）を更に備える。前記コンバータ（３）には前記フィルタ（２）を介して前記交流電圧（Ｖｉｎ）が入力される。
【0045】
本開示の、電力変換器の制御方法の第１７の態様は、その第１５の態様であって、前記電力変換器（１００）は、前記スイッチ（４ａ，Ｓｃ，Ｑｃ）がスイッチングする前記周波数よりも低いカットオフ周波数を有するフィルタ（２）を更に備える。前記コンバータ（３）は前記フィルタ（２）を介して前記第１の瞬時電力（Ｐｉｎ＝Ｐｒｅｃ＋ＰＬ）を出力する。
【0046】
本開示の、電力変換器の制御方法の第１６の態様および第１７の態様のいずれもが、スイッチのスイッチングに起因するリプル電流のみならず、ブースタにおけるスイッチングに起因するリプル電流を、単相の交流側へ伝搬させないことに寄与する。
【0047】
本開示の、電力変換器の制御方法の第１８の態様は、その第１の態様から第１７の態様のいずれかであって、前記第１デューティ（ｄｃ）を制御して、前記第２の交流電力が前記第２閾値よりも小さい場合に：前記第１デューティ（ｄｃ）が０である非導通期間と、前記第１デューティ（ｄｃ）が正である導通期間とを交互に設け、前記非導通期間と前記導通期間のいずれもが前記交流電圧（Ｖｉｎ）の四半周期の長さを有する制御；前記非導通期間の長さが実質的に０である他の制御；のいずれかを採用する。
【0048】
本開示の、電力変換器の制御方法の第１８の態様によれば、電力変換器の効率が向上する。
【図面の簡単な説明】
【0049】
【図1】本実施の形態にかかる電力変換器およびその周辺を示す回路図である。
【図2】電力変換器における電力の収支を模式的に示すブロック図である。
【図3】電力変換器の等価回路を示す回路図である。
【図4】電力の比の電圧利用率に対する依存性を示すグラフである。
【図5】等価的ＰＷＭ変調を例示するグラフである。
【図6】電源周波数を基本周波数としたときの次数と、高調波成分の振幅との関係を示すグラフである。
【図7】電源周波数を基本周波数としたときの次数と、高調波成分の振幅との関係を示すグラフである。
【図8】周波数に対する高調波振幅を折れ線で示すグラフである。
【図9】周波数に対する高調波振幅を折れ線で示すグラフである。
【図10】周波数に対する高調波振幅を折れ線で示すグラフである。
【図11】変調率と高調波振幅との関係を例示するグラフである。
【図12】周波数に対する高調波振幅を折れ線で示すグラフである。
【図13】周波数に対する高調波振幅を折れ線で示すグラフである。
【図14】周波数に対する高調波振幅を折れ線で示すグラフである。
【図15】変調率と高調波振幅との関係を例示するグラフである。
【図16】高調波振幅の電圧利用率に対する依存性を示すグラフである。
【図17】高調波振幅の電圧利用率に対する依存性を示すグラフである。
【図18】電力変換器を制御する制御装置の概念的な構成の一例を示すブロック図である。
【図19】電力変換器の制御方式の使い分けを行うルーチンを例示するフローチャートである。
【図20】パルス波形をキャリア周期において示すグラフである。
【図21】時比率とパルス波形のコンバータ側キャリア周波数の成分の振幅との関係を示すグラフである。
【図22】信号波の位相と時比率との関係を示すグラフである。
【図23】信号波の位相と時比率との関係を示すグラフである。
【図24】電力変換器を部分的に示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【0050】
Ａ．電力変換器の構成．
（ａ－１）全体構成と電力収支．
図1は本実施の形態にかかる電力変換器１００およびその周辺を示す回路図である。電力変換器１００は直接形電力変換装置であり、その構成自体は例えば特許第５８０４１６７号公報によって公知である。電力変換器１００は本開示にかかる電力変換方法が適用される電力変換器の例示であるともいえるし、所定の制御が行われることによって実現される、本開示にかかる電力変換器の例示であるともいえる。
（ａ－１）全体構成と電力収支．
図1は本実施の形態にかかる電力変換器１００およびその周辺を示す回路図である。電力変換器１００は直接形電力変換装置であり、その構成自体は例えば特許第５８０４１６７号公報によって公知である。電力変換器１００は本開示にかかる電力変換方法が適用される電力変換器の例示であるともいえるし、所定の制御が行われることによって実現される、本開示にかかる電力変換器の例示であるともいえる。
【0051】
図２は電力変換器１００における電力の収支を模式的に示すブロック図である。当該ブロック図の構成自体も、例えば特許第５８０４１６７号公報によって公知である。
【0052】
電力変換器１００は、フィルタ２と、コンバータ３と、アクティブバッファ４と、インバータ５と、直流リンク７とを備えている。アクティブバッファ４は後述されるように電力をバッファリングするので、特許第５８０４１６７号公報においては「電力バッファ回路４」として紹介されている。
【0053】
電力変換器１００には単相交流電源１から単相の交流電圧Ｖｉｎ、単相の交流電流Ｉｉｎが入力される。
【0054】
コンバータ３は、交流電圧Ｖｉｎを整流して整流電圧Ｖｒｅｃを得る。コンバータ３は、当該整流によって交流電力を直流電力に変換して瞬時電力Ｐｉｎを出力する。
【0055】
アクティブバッファ４は、コンバータ３から瞬時電力Ｐｉｎの一部である瞬時電力ＰＬ（特許第５８０４１６７号公報においては「Ｐｌ」と標記される）を入力し、瞬時電力Ｐｃを出力して、瞬時電力Ｐｂｕｆ（＝Ｐｃ－ＰＬ）をバッファリングする。
【0056】
インバータ５は、瞬時電力Ｐｉｎから瞬時電力ＰＬを減じた瞬時電力Ｐｒｅｃ（＝Ｐｉｎ－ＰＬ）をコンバータ３から入力し、瞬時電力Ｐｃをアクティブバッファ４から入力する。インバータ５は、瞬時電力Ｐｒｅｃと瞬時電力Ｐｃとの和である瞬時電力Ｐｄｃを、瞬時電力Ｐｏｕｔに変換して出力する（特許第５８０４１６７号公報においては「Ｐｏｕｔ」の標記が省略される）。瞬時電力Ｐｏｕｔは交流負荷６へ出力される。
【0057】
直流リンク７は直流電源線ＬＨ，ＬＬを有する。
【0058】
（ａ－２）フィルタ２の説明．
コンバータ３はフィルタ２を介してアクティブバッファ４と接続される。フィルタ２はローパスフィルタとして機能する。例えばフィルタ２は、リアクトルＬ２とコンデンサＣ２とを備える。コンデンサＣ２は例えば直流電源線ＬＨと直流電源線ＬＬとの間に備えられ、アクティブバッファ４の入力側に対して並列に設けられる。
コンバータ３はフィルタ２を介してアクティブバッファ４と接続される。フィルタ２はローパスフィルタとして機能する。例えばフィルタ２は、リアクトルＬ２とコンデンサＣ２とを備える。コンデンサＣ２は例えば直流電源線ＬＨと直流電源線ＬＬとの間に備えられ、アクティブバッファ４の入力側に対して並列に設けられる。
【0059】
フィルタ２はアクティブバッファ４の動作やインバータ５の動作に伴うスイッチングに起因するリプル電流が単相交流電源１へ伝搬することを抑制する。他方、フィルタ２は整流電圧Ｖｒｅｃをアクティブバッファ４へ伝達する機能も有する。よって、フィルタ２のカットオフ周波数は整流電圧Ｖｒｅｃをコンバータ３からアクティブバッファ４へ伝達できる程度に高く、スイッチングに起因するリプル電流が単相交流電源１へ伝搬することを抑制できる程度に低く設定される。
【0060】
例えばフィルタ２のカットオフ周波数は、インバータ５のスイッチングに用いられるキャリアの周波数（以下「インバータ側キャリア周波数」とも称される）よりも低い。例えばフィルタ２のカットオフ周波数は、アクティブバッファ４が備えるコンデンサの放電の有無を決定するスイッチ（後述される）がスイッチングする周波数よりも低い。
【0061】
電力の収支においてフィルタ２は無視することができる。コンバータ３における損失を無視すると、交流電圧Ｖｉｎと交流電流Ｉｉｎとによってコンバータ３に与えられた主事電力が瞬時電力Ｐｉｎとして、直流リンク７に与えられる。
【0062】
（ａ－３）コンバータ３の説明．
コンバータ３は例えばダイオードブリッジを採用し、ダイオードＤ３１～Ｄ３４を備える。ダイオードＤ３１～Ｄ３４はブリッジ回路を構成し、交流電圧Ｖｉｎを単相全波整流して整流電圧Ｖｒｅｃ（これは理想的には交流電圧Ｖｉｎの絶対値｜Ｖｉｎ｜に等しい）に変換する。
コンバータ３は例えばダイオードブリッジを採用し、ダイオードＤ３１～Ｄ３４を備える。ダイオードＤ３１～Ｄ３４はブリッジ回路を構成し、交流電圧Ｖｉｎを単相全波整流して整流電圧Ｖｒｅｃ（これは理想的には交流電圧Ｖｉｎの絶対値｜Ｖｉｎ｜に等しい）に変換する。
【0063】
コンバータ３はフィルタ２を介してアクティブバッファ４へ整流電圧Ｖｒｅｃを印加する。整流電圧Ｖｒｅｃは直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に出力され、直流電源線ＬＨには直流電源線ＬＬよりも高い電位が印加される。
【0064】
（ａ－４）アクティブバッファ４の説明．
アクティブバッファ４はスイッチング回路４ａ及びブースタ４ｂを有する。アクティブバッファ４は直流リンク７から瞬時電力ＰＬを入力し、直流リンク７へ瞬時電力Ｐｃを出力する。
アクティブバッファ４はスイッチング回路４ａ及びブースタ４ｂを有する。アクティブバッファ４は直流リンク７から瞬時電力ＰＬを入力し、直流リンク７へ瞬時電力Ｐｃを出力する。
【0065】
（ａ－４－１）スイッチング回路４ａの説明．
スイッチング回路４ａは、ダイオードＤ４２とトランジスタＱｃとを含む。ダイオードＤ４２は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で、後述されるコンデンサＣ４と直列に接続される。ダイオードＤ４２は、その順方向が直流電源線ＬＨから直流電源線ＬＬへ向かう方向に配置される。ダイオードＤ４２はコンデンサＣ４よりも直流電源線ＬＨ寄りに配置される。
スイッチング回路４ａは、ダイオードＤ４２とトランジスタＱｃとを含む。ダイオードＤ４２は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で、後述されるコンデンサＣ４と直列に接続される。ダイオードＤ４２は、その順方向が直流電源線ＬＨから直流電源線ＬＬへ向かう方向に配置される。ダイオードＤ４２はコンデンサＣ４よりも直流電源線ＬＨ寄りに配置される。
【0066】
トランジスタＱｃには、例えば絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（以下「ＩＧＢＴ」と略記）が採用される。トランジスタＱｃはダイオードＤ４２に対して逆並列接続される。ここで逆並列接続とは、順方向が相互に逆となって並列に接続されていることを指す。具体的にはトランジスタＱｃの順方向は直流電源線ＬＬから直流電源線ＬＨへと向かう方向であり、ダイオードＤ４２の順方向は直流電源線ＬＨから直流電源線ＬＬへと向かう方向である。
【0067】
トランジスタＱｃの導通によってコンデンサＣ４が放電し、アクティブバッファ４から直流リンク７へ瞬時電力Ｐｃが出力される。コンデンサＣ４から直流リンク７へ電流ｉｃが流れ、瞬時電力Ｐｃがアクティブバッファ４から直流リンク７へ出力される。
【0068】
電流ｉｒｅｃ１は、コンバータ３から直流リンク７を経由してインバータ５へ流れる（後述される）。
【0069】
インバータ５へ供給される直流電流Ｉｄｃは、式（１）に示される、通流比ｄｃ，ｄｒｅｃに基づく電流ｉｃ，ｉｒｅｃ１として分流する。
【0070】
【数1】
【0071】
（ａ－４－２）ブースタ４ｂの説明．
ブースタ４ｂは、コンデンサＣ４と、ダイオードＤ４０と、リアクトルＬ４と、トランジスタＱＬとを含む。
ブースタ４ｂは、コンデンサＣ４と、ダイオードＤ４０と、リアクトルＬ４と、トランジスタＱＬとを含む。
【0072】
ダイオードＤ４０は、カソードと、アノードとを備え、当該カソードはトランジスタＱｃとコンデンサＣ４との間に接続される。リアクトルＬ４は直流電源線ＬＨとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続される。トランジスタＱＬは直流電源線ＬＬとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続される。トランジスタＱＬには例えばＩＧＢＴが採用される。ブースタ４ｂにおいてコンデンサＣ４はダイオードＤ４０を経由して電圧Ｖｃに充電される。以下、コンデンサＣ４の両端にかかる電圧Ｖｃは「コンデンサ電圧」とも称される。
【0073】
例えばトランジスタＱＬを断続的に開閉して（いわゆるチョッピングによって）リアクトルＬ４にエネルギーを蓄積／放出させることによって、整流電圧Ｖｒｅｃを昇圧してコンデンサＣ４を充電する。このような動作を行うことから、ダイオードＤ４０と、リアクトルＬ４と、トランジスタＱＬとは昇圧チョッパとして理解され得る。
【0074】
ただし、ブースタ４ｂは整流電圧Ｖｒｅｃを昇圧せずにコンデンサＣ４を充電する動作も行い得る。例えばトランジスタＱＬを開き続ける（非導通が維持される）ことにより、リアクトルＬ４に流れる電流ｉＬがダイオードＤ４０を介してコンデンサＣ４を充電する。かかる充電により、コンデンサ電圧Ｖｃは、整流電圧Ｖｒｅｃの波高値Ｖｍ（これは交流電圧Ｖｉｎの振幅でもあり、一定値をとると想定される）と等しいと見ることができる。一般に波高値Ｖｍは、ダイオードＤ３１，Ｄ３３，Ｄ４０およびリアクトルＬ２，Ｌ４における電圧降下が無視できる程度に、大きいからである。
【0075】
ブースタ４ｂの動作においてＶｃ＝Ｖｍである動作は、例えば特開２０２１－５８００２号公報において公知である。ブースタ４ｂの動作においてＶｃ＞Ｖｍである動作は、例えば特許第５８０４１６７号公報において公知である。
【0076】
ブースタ４ｂは、ダイオードＤ４１を更に含む。ダイオードＤ４１はトランジスタＱＬに対して逆並列接続される。具体的にはトランジスタＱＬの順方向は直流電源線ＬＨから直流電源線ＬＬへと向かう方向であり、ダイオードＤ４１の順方向は直流電源線ＬＬから直流電源線ＬＨへと向かう方向である。
【0077】
直流電源線ＬＨの方が直流電源線ＬＬよりも電位が高いので、基本的にはダイオードＤ４１には電流が流れない。Ｖｃ≧Ｖｍ≧Ｖｒｅｃであるので、基本的にはダイオードＤ４２には電流が流れない。
【0078】
直流リンク７へはコンバータ３から電流ｉｒｅｃ（これはフィルタ２で阻止される高調波成分を無視して交流電流Ｉｉｎの絶対値｜Ｉｉｎ｜に等しい）が流れ込む。直流リンク７からブースタ４ｂへは電流ｉＬが流れ込み、ブースタ４ｂとスイッチング回路４ａとの間の直流リンク７には電流ｉｒｅｃ１が流れる。電流ｉｒｅｃから電流ｉＬ，ｉｒｅｃ１が分流するので、式（２）が成立する。
【0079】
【数2】
【0080】
式（１）で示される様に、直流電流Ｉｄｃは直流リンク７を介して、電流ｉｒｅｃ１と電流ｉｃとして分流する。
【0081】
（ａ－４－３）電流阻止素子Ｄ０の説明．
電流阻止素子Ｄ０が、スイッチング回路４ａとブースタ４ｂとの間において、直流電源線ＬＨに介挿される。スイッチング回路４ａが導通しているとき、直流電源線ＬＨには、電流阻止素子Ｄ０のインバータ５側においてアクティブバッファ４からコンデンサ電圧Ｖｃが印加され、電流阻止素子Ｄ０のコンバータ側においてコンバータ３からフィルタ２を介して整流電圧Ｖｒｅｃが印加される。コンバータ３はフィルタ２を介して瞬時電力Ｐｉｎを出力する。
電流阻止素子Ｄ０が、スイッチング回路４ａとブースタ４ｂとの間において、直流電源線ＬＨに介挿される。スイッチング回路４ａが導通しているとき、直流電源線ＬＨには、電流阻止素子Ｄ０のインバータ５側においてアクティブバッファ４からコンデンサ電圧Ｖｃが印加され、電流阻止素子Ｄ０のコンバータ側においてコンバータ３からフィルタ２を介して整流電圧Ｖｒｅｃが印加される。コンバータ３はフィルタ２を介して瞬時電力Ｐｉｎを出力する。
【0082】
Ｖｃ≧Ｖｍ≧Ｖｒｅｃであることから、電流阻止素子Ｄ０は、そのインバータ５側の電位をそのコンバータ３側の電位以上に維持することに寄与する。電流阻止素子Ｄ０は、直流電源線ＬＨを介してコンデンサＣ４からフィルタ２へ向かう電流が流れることを阻止し、ひいてはコンデンサ電圧ＶｃによるコンデンサＣ２の充電を阻止する。
【0083】
電流阻止素子Ｄ０には、例えばダイオードが採用される。当該ダイオードのアノードはリアクトルＬ４を介してダイオードＤ４０のアノードに接続される。当該ダイオードのカソードはスイッチング回路４ａを介してダイオードＤ４０のカソードに接続される。
【0084】
（ａ－５）インバータ５の説明．
インバータ５は、電流阻止素子Ｄ０よりもインバータ５側における直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を交流電圧に変換し、当該交流電圧を出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに出力する。インバータ５は６つのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを含む。スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＨとの間に接続され、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＬとの間に接続される。インバータ５はいわゆる電圧形インバータを構成し、６つのダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎを含む。
インバータ５は、電流阻止素子Ｄ０よりもインバータ５側における直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を交流電圧に変換し、当該交流電圧を出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに出力する。インバータ５は６つのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを含む。スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＨとの間に接続され、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＬとの間に接続される。インバータ５はいわゆる電圧形インバータを構成し、６つのダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎを含む。
【0085】
ダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎはいずれもそのカソードを直流電源線ＬＨ側に、そのアノードを直流電源線ＬＬ側に向けて配置される。ダイオードＤｕｐは、出力端Ｐｕと直流電源線ＬＨとの間で、スイッチング素子Ｓｕｐに対して逆並列接続される。同様にして、ダイオードＤｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎは、それぞれスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎに対して逆並列接続される。
【0086】
負荷６へ、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗからそれぞれ交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが出力され、これらは三相交流電流を構成する。例えばスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，ＳｗｎにはＩＧＢＴが採用される。
【0087】
（ａ－６）交流負荷６の説明．
交流負荷６は誘導性負荷であり、例えば三相モータである。図１においては交流負荷６が誘導性負荷であることを示す等価回路で図示されている。具体的には、交流負荷６は、リアクトルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗと抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗとを含んで示される。リアクトルＬｕと抵抗Ｒｕとの直列接続の一端が出力端Ｐｕに接続される。リアクトルＬｖと抵抗Ｒｖとの直列接続の一端が出力端Ｐｖに接続される。リアクトルＬｗと抵抗Ｒｗとの直列接続の一端が出力端Ｐｗに接続される。これらの３つの直列接続のそれぞれの他端同士が相互に接続され、交流負荷６はいわゆるスター結線と称される構成を有する。
交流負荷６は誘導性負荷であり、例えば三相モータである。図１においては交流負荷６が誘導性負荷であることを示す等価回路で図示されている。具体的には、交流負荷６は、リアクトルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗと抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗとを含んで示される。リアクトルＬｕと抵抗Ｒｕとの直列接続の一端が出力端Ｐｕに接続される。リアクトルＬｖと抵抗Ｒｖとの直列接続の一端が出力端Ｐｖに接続される。リアクトルＬｗと抵抗Ｒｗとの直列接続の一端が出力端Ｐｗに接続される。これらの３つの直列接続のそれぞれの他端同士が相互に接続され、交流負荷６はいわゆるスター結線と称される構成を有する。
【0088】
（ａ－７）等価回路の説明．
図３は、電力変換器１００の等価回路を示す回路図である。当該等価回路において、単相交流電源１、フィルタ２、およびコンバータ３は纏めて、電圧｜Ｖｉｎ｜を出力する電圧源として表される。
図３は、電力変換器１００の等価回路を示す回路図である。当該等価回路において、単相交流電源１、フィルタ２、およびコンバータ３は纏めて、電圧｜Ｖｉｎ｜を出力する電圧源として表される。
【0089】
当該等価回路において電流ｉｒｅｃ１は、スイッチＳｒｅｃが導通するときにこれを経由する電流ｉｒｅｃ１として等価的に表されている。スイッチＳｒｅｃの導通はｉｒｅｃ１＞０を示し、スイッチＳｒｅｃの非導通はｉｒｅｃ１＝０を示す。スイッチＳｒｅｃがどのように導通／非導通するかについては後述される。
【0090】
電流ｉｃは、スイッチＳｃが導通するときにこれを経由する電流ｉｃとして等価的に表されている。スイッチＳｃの導通はｉｃ＞０を示し、スイッチＳｃの非導通はｉｃ＝０を示す。スイッチＳｃの導通／非導通は、それぞれトランジスタＱｃのオン／オフを等価的に示す。
【0091】
当該等価回路において、ブースタ４ｂを構成するコンデンサＣ４、リアクトルＬ４、ダイオードＤ４０、およびスイッチＳＬが表され、リアクトルＬ４を流れる電流ｉＬが付記されている。スイッチＳＬの導通／非導通は、それぞれトランジスタＱＬのオン／オフを等価的に示す。
【0092】
インバータ５は、スイッチＳｚ、直流電流源Ｉｄｃ、および等価電圧源Ｖｏを用いて示される。スイッチＳｚの導通は、インバータ５において出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが直流電源線ＬＨ，ＬＬのいずれか一方に共通して接続される状況（以下「環流状況」とも称される）を等価的に示す。スイッチＳｚが導通するときには、スイッチＳｚに電流ｉｚが流れる。電流ｉｚは環流状況におけるインバータ５を介して交流負荷６に流れる電流（以下「零相電流」とも称される）を等価的に示す。
【0093】
スイッチＳｚが導通しないときには直流電流Ｉｄｃは、電圧｜Ｖｉｎ｜を出力する電圧源から電流ｉｒｅｃ１として、ブースタ４ｂから電流ｉｃとして、時分割でインバータ５へ流れる。
【0094】
等価電流源Ｉｏは、インバータ５から交流負荷６に流れる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、直流電流Ｉｏに換算して等価的に示す。等価電圧源Ｖｏは、インバータ５が交流負荷６に対して印加する交流電圧を、直流電圧に変換して等価的に表す。
【0095】
等価回路において、直流電源線ＬＨ，ＬＬ間の等価直流電圧Ｖｄｃと、等価電圧源Ｖｏが出力する直流電圧Ｖｏとを用いて、インバータ５の変調率ＤはＶｏ／Ｖｄｃとして表される。
【0096】
インバータ５に入力される瞬時電力Ｐｄｃと、インバータ５が出力する瞬時電力Ｐｏｕｔとは等しいことと（図２参照）、瞬時電力Ｐｄｃが等価直流電圧Ｖｄｃと直流電流Ｉｄｃとの積で表されることと、瞬時電力Ｐｏｕｔが直流電圧Ｖｏと等価電流源Ｉｏが流す直流電流Ｉｏとの積で表されることとから、変調率ＤはＩｄｃ／Ｉｏとしても表される。
【0097】
等価回路においてスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚが導通するそれぞれのデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを導入して、式（２）によって式（３）が成立する。デューティｄｒｅｃ，ｄｃは上述の通流比ｄｒｅｃ，ｄｃと等しい。
【0098】
【数3】
【0099】
電流ｉｒｅｃ１，ｉｃ，ｉｚはそれぞれ直流電流Ｉｄｃにデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを乗算したものであるので、これらはスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚのスイッチング周期における平均値である。
【0100】
また直流電流ＩｄｃはスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚをそれぞれ流れる電流ｉｒｅｃ１，ｉｃ，ｉｚの総和であるので、式（４）が成立する。但し、０≦ｄｒｅｃ≦１，０≦ｄｃ≦１，０≦ｄｚ≦１である。
【0101】
【数4】
【0102】
デューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚの具体的な例は、例えば特許第５８０４１６７号公報、特許第５６２９８８５号公報、特開２０２１－５８００２号公報において紹介される。
【0103】
スイッチＳｚの導通時には電流ｉｒｅｃ１，ｉｃのいずれも０であり、スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃのいずれもが等価的に非導通である。スイッチＳｚが非導通のときにはスイッチＳｃが導通し得る。スイッチＳｃが導通するとコンデンサ電圧Ｖｃ（≧Ｖｍ≧Ｖｒｅｃ）が直流リンク７に印加されるのでｉｒｅｃ１＝０であり、スイッチＳｒｅｃ，Ｓｚのいずれもが等価的に非導通である。スイッチＳｚが非導通のときにスイッチＳｃも非導通であれば、直流電源線ＬＨにおいて電流ｉｒｅｃ１が流れる。よって瞬時的にはスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚは択一的に導通すると言える。
【0104】
コンバータ３は能動的には直流リンク７へ電流ｉｒｅｃ１を流さない。デューティｄｚによる制限下でのインバータ５のスイッチングと、デューティｄｃに基づいたスイッチＳｃのスイッチングとによって、スイッチＳｒｅｃの導通／非導通が決定され、これに応じて電流ｉｒｅｃ１が流れたり（ｉｒｅｃ１＞０）、流れなかったり（ｉｒｅｃ１＝０）する。
【0105】
直流リンク７においてインバータ５への電力供給に利用される直流電圧が電力変換において意味を持つ。換言すれば瞬時的な直流電圧であってインバータ５が電力変換に用いないものは、電力の観点でも高調波の観点でも意味を有しない。そしてインバータ５は零相電流ｉｚが流れる期間においては、直流リンク７における直流電圧を利用して電力変換を行うことができない。
【0106】
この観点から等価直流電圧Ｖｄｃは、直流リンク７に印加され、かつ瞬時電力Ｐｄｃを直流電流Ｉｄｃで除した直流電圧である。
【0107】
スイッチＳｒｅｃが導通するときにはスイッチＳｃが非導通であって直流リンク７に対して整流電圧Ｖｒｅｃが印加され、スイッチＳｃが導通するときにはスイッチＳｒｅｃが非導通であって直流リンク７に対してコンデンサ電圧Ｖｃが印加される。よってこの実施の形態において等価直流電圧Ｖｄｃとして、デューティｄｒｅｃと整流電圧Ｖｒｅｃとの積Ｖｒｅｃ・ｄｒｅｃと、デューティｄｃとコンデンサ電圧Ｖｃとの積Ｖｃ・ｄｃとの和が採用される。
【0108】
等価直流電圧Ｖｄｃはまた、インバータ５が出力できる電圧の最大値の、スイッチＳｃ，ＳＬやインバータ５のスイッチングを制御する周期についての平均として、直流リンク７に印加される電圧と把握することもできる。デューティｄｚに対応する期間においてはスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃのいずれも非導通であり、インバータ５は環流状況にあってインバータ５は直流リンク７に対して電気的に接続されていないからである。
【0109】
等価直流電圧Ｖｄｃは、図３において、インバータ５の入力側に印加される電圧として付記される。
【0110】
Ｂ．インバータ５のスイッチングに採用されるキャリアに由来する高調波の低減．
（ｂ－１）等価直流電圧Ｖｄｃによる制御．
インバータ５におけるスイッチングのキャリア成分は電流ｉｒｅｃひいては交流電流Ｉｉｎにとっての高調波である。そして式（１）、（２）からｉｒｅｃ＝ｄｒｅｃ・Ｉｄｃ＋ｉＬである。直流電流Ｉｄｃが小さい方が、電流ｉｒｅｃにおけるインバータ５のスイッチングに由来する高調波は小さい。変調率Ｄについて次式（５）が成立する。
（ｂ－１）等価直流電圧Ｖｄｃによる制御．
インバータ５におけるスイッチングのキャリア成分は電流ｉｒｅｃひいては交流電流Ｉｉｎにとっての高調波である。そして式（１）、（２）からｉｒｅｃ＝ｄｒｅｃ・Ｉｄｃ＋ｉＬである。直流電流Ｉｄｃが小さい方が、電流ｉｒｅｃにおけるインバータ５のスイッチングに由来する高調波は小さい。変調率Ｄについて次式（５）が成立する。
【0111】
【数5】
【0112】
瞬時電力Ｐｏｕｔ（＝Ｉｏ・Ｖｏ）が一定であれば、等価直流電圧Ｖｄｃを高めることが直流電流Ｉｄｃを小さくすることに寄与し、ひいては電力変換器１００における低圧系高次高調波に関する周波数帯の高調波（以下「高次高調波」とも称される）を低減することに寄与する。
【0113】
等価直流電圧Ｖｄｃは積ｄｒｅｃ・Ｖｒｅｃと積ｄｃ・Ｖｃとの和であり、デューティｄｚが一定（例えば零）であればデューティｄｃが大きいほどデューティｄｒｅｃは小さい。よってデューティｄｃおよびコンデンサ電圧Ｖｃのいずれかもしくは両方を高めることによって、等価直流電圧Ｖｄｃが高められる。
【0114】
以下では便宜的に、Ｖｍ＜Ｖｄｃ（≦Ｖｃ）であるときの電力変換器１００の動作を昇圧動作と称した説明と、Ｖｄｃ≦Ｖｍであるときの電力変換器１００の動作を非昇圧動作と称した説明とがなされる場合がある。
【0115】
（ｂ－２）デューティｄｃまたはコンデンサ電圧Ｖｃによる制御．
瞬時電力Ｐｃが直流リンク７に供給されるときにはスイッチＳｒｅｃが非導通であってスイッチＳｃが導通し、瞬時電力Ｐｒｅｃが直流リンク７に供給されるときにはスイッチＳｃが非導通であってスイッチＳｒｅｃが導通する。スイッチＳｒｅｃの導通がインバータ５におけるスイッチングのキャリア成分を電流ｉｒｅｃに伝えることになる。この観点から、瞬時電力Ｐｒｅｃを小さくすることは電力変換器１００における高次高調波を低減することに寄与するといえる。
瞬時電力Ｐｃが直流リンク７に供給されるときにはスイッチＳｒｅｃが非導通であってスイッチＳｃが導通し、瞬時電力Ｐｒｅｃが直流リンク７に供給されるときにはスイッチＳｃが非導通であってスイッチＳｒｅｃが導通する。スイッチＳｒｅｃの導通がインバータ５におけるスイッチングのキャリア成分を電流ｉｒｅｃに伝えることになる。この観点から、瞬時電力Ｐｒｅｃを小さくすることは電力変換器１００における高次高調波を低減することに寄与するといえる。
【0116】
以下の説明の便宜上、昇圧比αと電圧利用率Ｒとが導入される。また、説明が簡単となるように、デューティｄｚが０の場合（即ちｄｒｅｃ＝１－ｄｃの場合）が例示される。
【0117】
昇圧比αは波高値Ｖｍに対するコンデンサ電圧Ｖｃの比Ｖｃ／Ｖｍで定義される。
【0118】
電圧利用率Ｒは波高値Ｖｍに対する等価直流電圧Ｖｄｃの比Ｖｄｃ／Ｖｍで定義される。デューティｄｃが固定されていれば、昇圧比αの増大につれて等価直流電圧Ｖｄｃは増大する。昇圧比αが固定されていれば、デューティｄｃの増大につれて等価直流電圧Ｖｄｃは増大する。但しｄｃ≦１であるのでＲ≦αである。
【0119】
図４は昇圧比αをパラメタとしたときの、電力の比Ｐｒｅｃ／Ｐｉｎ，ＰＬ／Ｐｉｎの電圧利用率Ｒに対する依存性を示すグラフである。等価直流電圧Ｖｄｃが交流電圧Ｖｉｎの位相ωｔによらずに一定値をとる制御が行われる場合が例示される。
【0120】
いずれの昇圧比αにおいても、電圧利用率ＲによらずＰｒｅｃ／Ｐｉｎ＋ＰＬ／Ｐｉｎ＝１の関係がある。折れ線Ｇ１１，Ｇ１２は比Ｐｒｅｃ／Ｐｉｎを示し、折れ線Ｇ２１，Ｇ２２は比ＰＬ／Ｐｉｎを示す。折れ線Ｇ１１，Ｇ２１はα＝１．２９の場合を示し、折れ線Ｇ１２，Ｇ２２はα＝１．４７の場合を示す。
【0121】
電圧利用率Ｒはデューティｄｒｅｃ，ｄｃによって制御される。ｄｃ＝１のときにＶｄｃ＝ＶｃであってＲ＝αであり、折れ線Ｇ１１，Ｇ１２のいずれにおいてもＰｒｅｃ／Ｐｉｎ＝０であり、折れ線Ｇ２１，Ｇ２２のいずれにおいてもＰＬ／Ｐｉｎ＝１である。
【0122】
コンデンサ電圧Ｖｃ、あるいは昇圧比αを固定して考えると、デューティｄｃが増加すると、デューティｄｒｅｃの減少により瞬時電力Ｐｒｅｃが減少する。このとき等価直流電圧Ｖｄｃの増加も伴う。よってそれぞれ昇圧比αが固定される折れ線Ｇ１１，Ｇ１２において、電圧利用率Ｒの増加に対して比Ｐｒｅｃ／Ｐｉｎは減少する。コンデンサ電圧Ｖｃが維持されるとき、等価直流電圧Ｖｄｃの増加を伴った瞬時電力Ｐｒｅｃの減少は、電力変換器１００における高次高調波を低減することに寄与する、ということができる。
【0123】
他方、コンデンサ電圧Ｖｃが維持される必要がないとき、等価直流電圧Ｖｄｃの増加を伴わずに瞬時電力Ｐｒｅｃを減少させることができる。例えば積ｄｃ・Ｖｃを維持しつつコンデンサ電圧Ｖｃを小さくし、デューティｄｃを高めることでも比Ｐｒｅｃ／Ｐｉｎは小さくなるからである。これは電圧利用率Ｒの値に依らず、折れ線Ｇ１１が折れ線Ｇ１２よりも低い値を示すことからも理解される。
【0124】
前述の通り、電圧利用率Ｒの増加で比Ｐｒｅｃ／Ｐｉｎは減少するので、瞬時電力Ｐｏｕｔを高めるときに等価直流電圧Ｖｄｃを高めることは、電力変換器１００における高次高調波を低減することに寄与する。そしてデューティｄｃの増大によって等価直流電圧Ｖｄｃが高められることは、上述の通りである。
【0125】
（ｂ－３）総括的な説明．
（ｂ－１）においては、等価直流電圧Ｖｄｃを増大して直流電流Ｉｄｃを低減することにより、必ずしもデューティｄｃの増大が伴わなくても、電力変換器１００における高次高調波が低減されることが説明された。（ｂ－２）においては、必ずしも等価直流電圧Ｖｄｃの増大が伴わなくても、デューティｄｃを増大させることにより、電力変換器１００における高次高調波が低減されることが説明された。
（ｂ－１）においては、等価直流電圧Ｖｄｃを増大して直流電流Ｉｄｃを低減することにより、必ずしもデューティｄｃの増大が伴わなくても、電力変換器１００における高次高調波が低減されることが説明された。（ｂ－２）においては、必ずしも等価直流電圧Ｖｄｃの増大が伴わなくても、デューティｄｃを増大させることにより、電力変換器１００における高次高調波が低減されることが説明された。
【0126】
瞬時電力Ｐｏｕｔについての二つの閾値、具体的には第１閾値と、第１閾値よりも小さい第２閾値とを導入することにより、（ｂ－１），（ｂ－２）から以下の説明が得られる。
【0127】
インバータ５から出力される瞬時電力Ｐｏｕｔが第２閾値以上では昇圧動作が採用される。昇圧動作が採用されることにより、瞬時電力Ｐｏｕｔが大きくても直流電流Ｉｄｃを小さくすることができ、高調波が低減される。
【0128】
瞬時電力Ｐｏｕｔが第２閾値以上であって昇圧動作が採用されるとき、更に第１閾値を境界として、瞬時電力Ｐｏｕｔに依存した制御が相違する。瞬時電力Ｐｏｕｔが第１閾値よりも大きな値（このときの値の一例は「第１値」と仮称される）を採るときと、瞬時電力Ｐｏｕｔが第１閾値よりも小さな値（このときの値の一例は「第２値」と仮称される：第２値は第２閾値よりも大きい）を採るときとでは、等価直流電圧Ｖｄｃが異なる。
【0129】
より具体的には、瞬時電力Ｐｏｕｔが第１値をとるときの等価直流電圧Ｖｄｃは、瞬時電力Ｐｏｕｔが第２値をとるときの等価直流電圧Ｖｄｃよりも高められる。上述されたように直流電流Ｉｄｃが低減されることにより、あるいは瞬時電力Ｐｒｅｃが減少することにより、高調波が低減されるからである。
【0130】
後者の場合を（ｂ－２）に即して言えば、瞬時電力Ｐｏｕｔが第１値をとる場合の比Ｐｒｅｃ／Ｐｉｎを、瞬時電力Ｐｏｕｔが第２値をとる場合の比Ｐｒｅｃ／Ｐｉｎよりも小さくする、と説明される。
【0131】
Ｃ．スイッチＳｃのスイッチングに由来する高調波の低減．
スイッチＳｃは電流ｉｒｅｃ１に対して電流ｉｃを合流させるか否かを決定する。スイッチＳｃのスイッチングに由来して、電力変換器１００における高次高調波が発生する。
スイッチＳｃは電流ｉｒｅｃ１に対して電流ｉｃを合流させるか否かを決定する。スイッチＳｃのスイッチングに由来して、電力変換器１００における高次高調波が発生する。
【0132】
例えば特開２０２１－５８００２号公報において開示されるように、スイッチＳｃの導通／非導通のタイミングを設定するために用いられるキャリアと、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの導通／非導通のタイミングを設定するために用いられるキャリアとは周期が等しい。スイッチＳｃは当該キャリアの一周期において、導通状態から非導通状態へ一回切り替わり、非導通状態から導通状態へ一回切り替わる。よってインバータ５のキャリア成分に由来する高調波の周波数も、スイッチＳｃのスイッチングに由来する高調波の周波数も、低圧系高次高調波の規格の対象となる。
【0133】
コンバータ３から直流リンク７へ流れる電流ｉｒｅｃ１は、図３に示された等価回路に即して見れば、スイッチＳｒｅｃの導通／非導通によってそれぞれ正／零となる。よって電流ｉｒｅｃ１に着目する限りにおいて、コンバータ３は等価的に、ＰＷＭ変調が行われる電流形整流器であると見ることができる。以下、コンバータ３を等価的な電流形整流器と見たときの上述のＰＷＭ変調は、「等価的ＰＷＭ変調」と仮称される。
【0134】
等価的ＰＷＭ変調における変調率ｋｓは、スイッチＳｒｅｃが導通するデューティｄｒｅｃによって制御される、と考え得る。デューティｄｒｅｃはスイッチＳｃが導通するデューティｄｃによって受動的に決定されることから、変調率ｋｓは、デューティｄｃによって制御される、と考え得る。
【0135】
高調波は交流電流Ｉｉｎを基本波として取り扱われ、電流ｉｒｅｃ１の基本波は変調率ｋｓと電流ｉｒｅｃとの積ｋｓ・ｉｒｅｃと一致する。電流ｉｒｅｃは交流電流Ｉｉｎが全波整流されて得られる。よって等価的ＰＷＭ変調における信号波として、交流電流Ｉｉｎと同じ周期、従って交流電圧Ｖｉｎと同じ周期を有する正弦波が想定される。
【0136】
電流ｉＬが流れることにより、電流ｉｒｅｃ１は電流ｉｒｅｃとは異なり、正弦波とは限らない。しかし電流ｉｒｅｃ１は電流ｉｒｅｃと同じ周期を有する。よって、少なくとも高次高調波の増減の傾向を把握する限りにおいて、信号波について上述の様に正弦波を想定することは妥当である。
【0137】
図５は等価的ＰＷＭ変調を例示するグラフである。信号波ｄｒｅｃｂには、上述のとおり、交流電圧Ｖｉｎと同じ周期を有する正弦波が採用される。等価的ＰＷＭ変調には二つのキャリアＣｐ，Ｃｎが採用される。
【0138】
例えばキャリアＣｐ，Ｃｎのいずれもが、交流電圧Ｖｉｎの周波数（ｆｓ＝ω／２π：以下「電源周波数」とも称される）の１６倍の周波数を有する対称三角波である。ここでは電源周波数には５０Ｈｚであり、キャリアＣｐ，Ｃｎの周波数（以下「コンバータ側キャリア周波数」とも称される）が０．８ｋＨｚである場合が例示される。実際にはコンバータ側キャリア周波数にはより高い周波数、例えば上述の様に４．５ｋＨｚが採用されるものの、ここでは図示における視認性を高めるために０．８ｋＨｚの場合が例示される。キャリアＣｐは０以上１以下の値をとり、キャリアＣｎは－１以上０以下の値をとる。
【0139】
信号波ｄｒｅｃｂは電源周波数を有する正弦波である。図５においては変調率ｋｓが１の場合、つまり信号波ｄｒｅｃｂの最小値が－１であり、最大値が１である場合が例示される。
【0140】
パルス波形ＳｒｅｃｂはスイッチＳｒｅｃの導通／非導通を反映する。パルス波形ＳｒｅｃｂはキャリアＣｐ，Ｃｎと信号波ｄｒｅｃｂとの交点によって決定される。上述の様に信号波ｄｒｅｃｂには上述の正弦波が採用されるので、パルス波形Ｓｒｅｃｂは－１，０，１のいずれかの値をとる。
【0141】
具体的には信号波ｄｒｅｃｂの値がキャリアＣｐ，Ｃｎのいずれの値よりも高いときにパルス波形Ｓｒｅｃｂは値１を採り、信号波ｄｒｅｃｂの値がキャリアＣｐ，Ｃｎのいずれの値よりも低いときにパルス波形Ｓｒｅｃｂは値－１を採る。信号波ｄｒｅｃｂの値がキャリアＣｎの値以上であってキャリアＣｐの値以下であるときに、パルス波形Ｓｒｅｃｂは値０を採る。
【0142】
パルス波形Ｓｒｅｃｂが値－１，１のいずれかを採ることがスイッチＳｒｅｃの導通に対応し、パルス波形Ｓｒｅｃｂが値０を採ることがスイッチＳｒｅｃの非導通に対応する。昇圧動作においてｄｚ＝０とする場合を考えれば、パルス波形Ｓｒｅｃｂが値－１，１のいずれかを採ることがスイッチＳｃの非導通に対応し、パルス波形Ｓｒｅｃｂが値０を採ることがスイッチＳｃの導通に対応する。
【0143】
パルス波形Ｓｒｅｃｂのフーリエ係数を求めることにより（詳細は後述）、スイッチＳｃのスイッチングに起因する高調波電流が解析される。図６および図７はいずれも、電源周波数を基本周波数としたときの次数と、電流ｉｒｅｃ１の高調波成分の振幅（以下「高調波振幅」とも称される）との関係を示すグラフである。但し当該振幅は電流ｉｒｅｃ１の基本周波数成分の振幅によって正規化されている。
【0144】
図６および図７はいずれも、図５で示されたキャリアＣｐ，Ｃｎが用いられたＰＷＭ変調に関したグラフである。図６は変調率ｋｓが１の場合の高調波振幅を折れ線で示す。図７は変調率ｋｓが０．５の場合、つまり信号波ｄｒｅｃｂの最小値が－０．５であり、最大値が０．５である場合の高調波振幅を折れ線で示す。図６と図７との比較から理解されるように、高調波振幅の大きさおよびその分布は、変調率ｋｓの影響を受ける。
【0145】
当該影響は、他の観点で以下のように説明される。デューティｄｃの制御によってデューティｄｒｅｃが間接的に制御される。ＰＷＭ変調の原理および図５から理解されるように、パルス波形Ｓｒｅｃｂを制御することにより、信号波ｄｒｅｃｂの波形が近似的に得られる。信号波ｄｒｅｃｂは、高次高調波の解析に関する限り電流ｉｒｅｃ１の波形として扱われ得る。このように、デューティｄｃの制御によって変調率ｋｓが制御され、電流ｉｒｅｃ１ひいては交流電流Ｉｉｎにおける、高次高調波の分布および振幅が制御される。
【0146】
交流負荷６が定電流負荷として機能するとき、インバータ５に供給される直流電流Ｉｄｃは変動しない。このときには、デューティｄｃの増減は電流ｉｒｅｃ１それ自身の振幅にも影響を与える。デューティｄｃが大きいほど電流ｉｃは大きく、式（１）から理解されるように直流電流Ｉｄｃが変動しないときには、電流ｉｒｅｃ１は小さいからである。例えばデューティｄｃが値０を採るときには電流ｉｃも値０をとり、変調率ｋｓは値１を採る。このとき電圧利用率Ｒは値１を採る（即ちＶｄｃ＝Ｖｍ）。例えばデューティｄｃが値１を採るときには電流ｉｒｅｃ１は値０をとり、変調率ｋｓは値０を採る。このとき電圧利用率Ｒは昇圧比αに等しい（即ちＶｄｃ＝Ｖｃ）。
【0147】
図８、図９、図１０はいずれも周波数に対する高調波振幅を折れ線で示すグラフである。図１１は変調率ｋｓと高調波振幅との関係を例示するグラフである。但し図５～図７とは異なり、図８～図１１においては、キャリアＣｐ，Ｃｎの周波数（以下「コンバータ側キャリア周波数」とも称される）は４．５ｋＨｚであって基本周波数の９０倍である場合が例示される。インバータ５に供給される直流電流Ｉｄｃは変動しない場合が想定される。
【0148】
【0149】
図１１において折れ線Ｇ３１はコンバータ側キャリア周波数をｆｃ＝４．５ｋＨｚとし、基本周波数を電源周波数ｆｓ＝５０Ｈｚとしたときの、値（ｆｃ－ｆｓ）を採る周波数の高調波振幅を示す。これは値（ｆｃ＋ｆｓ）を採る周波数の高調波振幅にも等しい。以下では値（ｆｃ－ｆｓ）を採る周波数の高調波が１次側波帯高調波と仮称される。
【0150】
図１１において折れ線Ｇ３３は値（ｆｃ－３・ｆｓ）を採る周波数の高調波振幅を示す。これは値（ｆｃ＋３・ｆｓ）を採る周波数の高調波振幅にも等しい。以下では値（ｆｃ－３・ｆｓ）を採る周波数の高調波が３次側波帯高調波と仮称される。
【0151】
図１１において折れ線Ｇ３５は値（ｆｃ－５・ｆｓ）を採る周波数の高調波振幅を示す。これは値（ｆｃ＋５・ｆｓ）を採る周波数の高調波振幅にも等しい。以下では値（ｆｃ－５・ｆｓ）を採る周波数の高調波が５次側波帯高調波と仮称される。
【0152】
例えばデューティｄｃは値（Ｖｒｅｃ－Ｖｄｃ）／（Ｖｒｅｃ－Ｖｃ）に設定され、デューティｄｒｅｃは値（Ｖｄｃ－Ｖｃ）／（Ｖｒｅｃ－Ｖｃ）となる（Ｖｃ≧Ｖｄｃ≧Ｖｒｅｃ：例えば特許第６４１８２８７号公報の式（９）、（１０）を参照）。デューティｄｃ＝０のときにはＶｄｃ＝Ｖｒｅｃであり、デューティｄｃ＝１のときにはＶｄｃ＝Ｖｃである。
【0153】
変調率ｋｓが値０を採るときにはデューティｄｒｅｃ＝０であって電流ｉｒｅｃ１＝０であり、デューティｄｃ＝１であってスイッチＳｃのスイッチング動作はなく、これに由来する高調波もない。よって変調率ｋｓが値０を採るときには、１次側波帯高調波、３次側波帯高調波および５次側波帯高調波のいずれも、値０を採る。
【0154】
変調率ｋｓのほぼ全ての値に亘って（ほぼ値０．９８未満の変調率ｋｓにおいて）、１次側波帯高調波の高調波振幅は、３次側波帯高調波および５次側波帯高調波のいずれの高調波振幅よりも大きい。
【0155】
変調率が増大するほど、３次側波帯高調波の高調波振幅および５次側波帯高調波の高調波振幅のいずれもが、単調に増大する。１次側波帯高調波の高調波振幅は、変調率に対して極大値を採る。１次側波帯高調波に極大値を与える変調率ｋｓの値は、後述される近似計算によると、１／√３である。
【0156】
電力変換器１００の高次高調波を低減する観点から、例えば１次側波帯高調波の高調波振幅が極大値をとる変調率ｋｓを避けて、デューティｄｃが制御される。
【0157】
図１２、図１３、図１４はいずれも周波数に対する高調波振幅を折れ線で示すグラフである。図８～図１１と同様に、図１２～図１４においても、コンバータ側キャリア周波数ｆｃは４．５ｋＨｚであって基本周波数（これは電源周波数ｆｓと等しい）の９０倍である場合が例示される。但し図８～図１１とは異なり、キャリアＣｐ，Ｃｎとして鋸波が採用された場合が例示される。ここでもインバータ５に供給される直流電流Ｉｄｃが変動しない場合が想定される。
【0158】
図１２、図１３、図１４のいずれもが、コンバータ側キャリア周波数およびその近傍における高調波振幅を示す。図１２、図１３、図１４はそれぞれ変調率ｋｓが値０．２、値０．６、値１．０を採る場合の高調波振幅を示す。
【0159】
図１５は、キャリアＣｐ，Ｃｎとして鋸波が採用された場合の、変調率ｋｓと高調波振幅との関係を例示するグラフである。図１５において折れ線Ｇ４１，Ｇ４３，Ｇ４５は、それぞれ１次側波帯高調波の高調波振幅、３次側波帯高調波の高調波振幅、５次側波帯高調波の高調波振幅を示す。
【0160】
図８～図１１と図１２～図１５とはそれぞれ対応しており、これら二群同士の相違はキャリアＣｐ，Ｃｎの波形に由来する。キャリアＣｐ，Ｃｎに鋸波が用いられた場合（図１２～図１５）の方が、キャリアＣｐ，Ｃｎに対称三角波が用いられた場合（図８～図１１）の方よりも、高次高調波の分布が広く、１次側波帯高調波の高調波振幅は小さい（図１１の折れ線Ｇ３１と図１５の折れ線Ｇ４１とを参照）。
【0161】
図１６は１次側波帯高調波の高調波振幅Ｉｈの電圧利用率Ｒに対する依存性を示すグラフである。折れ線Ｇ５１は昇圧比αが値１．２９を採る場合を示す。折れ線Ｇ５２は昇圧比αが値１．４７を採る場合を示す。図１６は図１１の折れ線Ｇ３１に相当するものの、横軸が図１１とは相違する。図１６に示された丸印は、図１１に示された丸印に対応する。
【0162】
図１１において変調率ｋｓ＝１のときにはＶｄｃ＝Ｖｍであって、図１６において電圧利用率Ｒは値１を採る（折れ線Ｇ５１，Ｇ５２のそれぞれの左端の丸印に対応：両者は一致する）。図１１において変調率ｋｓ＝０のときにはＶｄｃ＝Ｖｃであって電圧利用率Ｒは昇圧比αに等しい（折れ線Ｇ５１，Ｇ５２のそれぞれの右端の丸印に対応）。
【0163】
上述の様に、電流ｉｒｅｃ１の基本波成分は変調率ｋｓを導入してｋｓ・ｉｒｅｃで表される。高調波に着目する限り、キャリアＣｐ，Ｃｎの振幅Ｃｍが導入されて、信号波ｄｒｅｃｂにはｋｓ・sin（ωｔ）・Ｃｍを採用することができる。上述の説明ではＣｍ＝１として扱われていたので、電流ｉｒｅｃ１の振幅も１として扱われ、デューティｄｒｅｃと値が共通する。電流ｉｒｅｃは全波整流された波形を呈することを考慮すると、位相ωｔ＝π／２および３π／２のいずれにおいても、デューティｄｒｅｃおよび信号波ｄｒｅｃｂの絶対値ｋｓ・｜sin（ωｔ）｜はそれぞれの波高値をとり、両者の波高値は一致する（ｋｓ＝ｄｒｅｃ）。
【0164】
位相ωｔ＝π／２および３π／２のいずれにおいても、｜sin（ωｔ）｜＝１であり、Ｖｒｅｃ＝Ｖｍであることから、等価直流電圧Ｖｄｃを位相ωｔによらずに一定とするときに採用されるデューティｄｒｅｃは次の値をとる：ｋｓ＝ｄｒｅｃ＝（Ｖｄｃ－Ｖｃ）／（Ｖｍ－Ｖｃ）＝（α－Ｒ）／（α－１）。従ってＲ＝ｋｓ＋（１－ｋｓ）αの関係がある。
【0165】
例えば折れ線Ｇ５１の右から四つ目の丸印はｋｓ＝０．３に相当し、α＝１．２９を考慮するとＲ＝１．２０３である。折れ線Ｇ５１の左から四つ目の丸印はｋｓ＝０．７に相当し、α＝１．２９を考慮するとＲ＝１．０８７である。
【0166】
電圧利用率Ｒは等価直流電圧Ｖｄｃの波高値Ｖｍに対する比であり、通常は波高値Ｖｍは一定であると想定される。よって電圧利用率Ｒが大きいことは等価直流電圧Ｖｄｃが大きいことを示す。他方、図１１で示された高調波振幅は、電流ｉｒｅｃ１の基本周波数成分（電源周波数ｆｓの成分）の振幅によって正規化されている。図１６が例示する高調波振幅Ｉｈは、電圧利用率Ｒの増大につれて瞬時電力Ｐｏｕｔ（＝Ｐｄｃ）が増大する場合における値を示す。
【0167】
瞬時電力Ｐｏｕｔが所定値に維持されたときの、電圧利用率Ｒに対する１次側波帯高調波の高調波振幅の依存性は、次のようにして求められる。まず等価直流電圧Ｖｄｃについての正規化を行うため、高調波振幅Ｉｈを電圧利用率Ｒで除した商が想定される。更に、フィルタ２による低減の効果を考慮して，下式（６）で示される係数Ｇと当該商との積を想定する。リアクトルＬ４のインダクタンス値Ｌ、コンデンサＣ２の静電容量Ｃが導入される。
【0168】
【数6】
【0169】
低電圧高次高調波の限度値は、所定のＬＩＳＮにおいて検出される電圧値で表される。正規化された電流値に対する高調波振幅ではなく、実際に流れる電流値に対する高調波振幅を得るために、上述の積に対して更に直流電流Ｉｄｃが乗じられる。Ｉｄｃ＝Ｐｄｃ／Ｖｍであり、Ｐｄｃ＝Ｐｏｕｔである。よって実際に流れる電流値に換算された、瞬時電力Ｐｏｕｔが一定の場合の1次高調波側波帯の高調波振幅Ｉｈ’が、次式（７）で求められる。
【0170】
【数7】
【0171】
図１７は高調波振幅Ｉｈ’の電圧利用率Ｒに対する依存性を示すグラフである。簡単のため、昇圧比αは値１．２９～１．４７のいずれをも取り得るとして説明される。昇圧比αは１．２９未満の値を採っても良いし、１．４７よりも大きな値を採っても良い。
【0172】
折れ線Ｇ６１ａは昇圧比αが値α１ａ＝１．２９を採る場合を示す。折れ線Ｇ６１ｂは昇圧比αが値α１ｂ＝１．４１を採る場合を示す。折れ線Ｇ６２は昇圧比αが値α２＝１．４７を採る場合を示す。折れ線Ｇ６１ａ，Ｇ６１ｂ，Ｇ６２のいずれにおいても、丸印は図１６に示された丸印と同様、０．１刻みのデューティｄｃ（あるいはデューティｄｒｅｃ）を示す。
【0173】
昇圧比αが増大するにつれて高調波振幅Ｉｈ’の極大値は小さくなり、かつ極大値を与える電圧利用率Ｒは増大する。また、同じ値の高調波振幅Ｉｈ’が異なる昇圧比αにおいて得られるとき、当該値を与える電圧利用率Ｒは、昇圧比αの増大につれて増大する。Ｒ＝１において高調波振幅Ｉｈ’は昇圧比αに依存せずに値１を採る。Ｒ＝αにおいて高調波振幅Ｉｈ’は昇圧比αに依存せずに値０を採る。
【0174】
図１７には閾値ＴＨ１，ＴＨ２，ＴＨ３も併記される。閾値ＴＨ１，ＴＨ２，ＴＨ３はいずれも低圧系高次高調波の規格における限度値を例示する（ＴＨ１＞ＴＨ２＞ＴＨ３）。当該限度値は周波数に依存して設定される。図１１および図１５から看取されるように、低圧系高次高調波としては1次高調波側波帯の高調波振幅Ｉｈ’が主となる。よって以下では値（ｆｃ－ｆｓ）をとる周波数に対して設定される限度値が、閾値ＴＨ１，ＴＨ２，ＴＨ３のいずれかである場合を例として説明される。
【0175】
閾値ＴＨ１は１．２９≦α≦１．４７のいずれにおいても、電圧利用率Ｒに依らずに高調波振幅Ｉｈ’よりも大きい。限度値が閾値ＴＨ１を採るときには、１．２９≦α≦１．４７、１≦Ｒ≦αである限り、昇圧比αおよび電圧利用率Ｒをどのように設定しても、高調波振幅Ｉｈ’は限度値未満に抑えられる。
【0176】
折れ線Ｇ６１ａは、Ｊ１ｄ≦Ｒ≦Ｊ１ｕにおいてＴＨ２≦Ｉｈ’であることを示す。折れ線Ｇ６２は、Ｊ２ｄ≦Ｒ≦Ｊ２ｕにおいてＴＨ２≦Ｉｈ’であることを示す。これらは以下の様にも説明され得る。
【0177】
昇圧比αが値α１ａ（＝１．２９）をとるとき、高調波振幅Ｉｈ’は範囲Ｊ１の電圧利用率Ｒにおいて閾値ＴＨ２以上となる。高調波振幅Ｉｈ’は範囲Ｊ１以外の電圧利用率Ｒにおいて閾値ＴＨ２未満となる。範囲Ｊ１の下限Ｊ１ｄ（約１．０４）は１より大きく、範囲Ｊ１の上限Ｊ１ｕ（約１．１６）は値α１ａよりも小さい。
【0178】
昇圧比αが値α２（＝１．４７）をとるとき、高調波振幅Ｉｈ’は範囲Ｊ２の電圧利用率Ｒにおいて閾値ＴＨ２以上となる。高調波振幅Ｉｈ’は範囲Ｊ２以外の電圧利用率Ｒにおいて閾値ＴＨ２未満となる。範囲Ｊ２の下限Ｊ２ｄ（約１．０９）は下限Ｊ１ｄより大きく、範囲Ｊ２の上限Ｊ２ｕ（約１．２４）は上限Ｊ１ｕよりも大きく値α２よりも小さい。
【0179】
閾値ＴＨ２が限度値であって、電圧利用率Ｒが上限Ｊ２ｕよりも大きいとき、昇圧比αが値α１ａから値α２までのいずれの値をとっても、高調波振幅Ｉｈ’は限度値未満となる。
【0180】
このときにはどのような電圧利用率Ｒに対しても、昇圧比αは値α２をとることが望ましい。効率を高める観点からデューティｄｒｅｃを低下させることなく、等価直流電圧Ｖｄｃが高まるからである。等価直流電圧Ｖｄｃが高まることは、例えば交流負荷６が三相モータであったときの、当該電動機の高速運転を容易にする。
【0181】
このように電圧利用率Ｒが上限Ｊ２ｕよりも大きく設定され、かつ昇圧比αを高める制御は、以下では第１制御と仮称される場合がある。第１制御は、電源位相がπ／２，３π／２におけるデューティｄｃを高め、コンデンサ電圧Ｖｃを高めることによって実現される。
【0182】
閾値ＴＨ２が限度値であって、電圧利用率Ｒが上限Ｊ１ｕよりも大きく上限Ｊ２ｕ以下のとき、昇圧比αはα１aを取ることが望ましい。このときにどのような電圧利用率Ｒに対しても高調波振幅Ｉｈ’が限度値未満になるからである。このように電圧利用率Ｒが上限Ｊ１ｕよりも大きく上限Ｊ２ｕ以下に設定され、かつ昇圧比αを低める制御は、以下では第２制御と仮称される場合がある。第２制御は、電源位相がπ／２，３π／２におけるデューティｄｃの設定と、コンデンサ電圧Ｖｃを低めることとによって実現される。
【0183】
閾値ＴＨ２が限度値であって、電圧利用率Ｒが下限Ｊ１ｄ以上であって下限Ｊ２ｄ未満のとき、昇圧比αはα２を取ることが望ましい。このときにどのような電圧利用率Ｒに対しても高調波振幅Ｉｈ’が限度値未満になるからである。
【0184】
このように電圧利用率Ｒが下限Ｊ１ｄ以上であって下限Ｊ２ｄ未満に設定され、かつ昇圧比αを高める制御は、以下では第３制御と仮称される場合がある。第３制御は、電源位相がπ／２，３π／２におけるデューティｄｃを低くし、コンデンサ電圧Ｖｃを高めることによって実現される。
【0185】
閾値ＴＨ２が限度値であって、電圧利用率Ｒが下限Ｊ１ｄ未満であれば昇圧比αは値α１ａ，α２のいずれであっても、高調波振幅Ｉｈ’が限度値未満になる。このときに昇圧比αが値α１ａをとることは、昇圧比αが値α２をとる場合と比較して、ブースタ４ｂの効率を高め、ひいては電力変換器１００の効率を高める。
【0186】
このように電圧利用率Ｒが下限Ｊ１ｄ未満に設定され、かつ昇圧比αを高める制御は、以下では第４制御と仮称される場合がある。第４制御は、電源位相がπ／２，３π／２におけるデューティｄｃを低くし、コンデンサ電圧Ｖｃを低めることによって実現される。
【0187】
第４制御においてデューティｄｃは値ｄｃ２未満の値をとることが望ましい。ここで値ｄｃ２は、昇圧比αが値α２をとるときに電圧利用率Ｒが下限Ｊ１ｄをとるときのデューティｄｃの値である。
【0188】
同じ電圧利用率Ｒを得るために必要なデューティｄｃの値は、昇圧比αが値α１ａをとる場合の方が、昇圧比αが値α２をとる場合と比較して大きい。よってデューティｄｃが値ｄｃ２未満をとることは、高調波振幅Ｉｈ’が限度値を超える可能性を小さくすることに寄与する。またデューティｄｃを小さくすることは電力変換器１００の効率を高めることに寄与する。
【0189】
折れ線Ｇ６１ａは、Ｒ≦ｄ１ａにおいてＴＨ３≦Ｉｈ’であることを示す。折れ線Ｇ６２は、Ｒ≦ｄ２においてＴＨ３≦Ｉｈ’であることを示す。これらは以下の様にも説明され得る。
【0190】
昇圧比αが値α1ａをとるとき、下限値ｄ１ａ以下の電圧利用率Ｒに対して、高調波振幅Ｉｈ’は閾値ＴＨ３以上となる。下限値ｄ１ａより大きい電圧利用率Ｒに対して、高調波振幅Ｉｈ’は閾値ＴＨ３未満である。
【0191】
昇圧比αが値α２をとるとき、下限値ｄ２以下の電圧利用率Ｒに対して、高調波振幅Ｉｈ’は閾値ＴＨ３以上となる。下限値ｄ２より大きい電圧利用率Ｒに対して、高調波振幅Ｉｈ’は閾値ＴＨ３未満となる。
【0192】
Ｒ≧ｄ１ａのとき、高調波振幅Ｉｈ’は昇圧比αによらずに単調減少である。α＝α１ａのときＲ＝α１ａでＩｈ’＝０であり、α＝α２のときＲ＝ｄ２でＩｈ’＞０である。よってα１ａ＜ｄ２である。ｄ１ａ＜α１ａであり、ｄ１ａ＜ｄ２である。
【0193】
閾値ＴＨ３が限度値であって、電圧利用率Ｒが下限値ｄ１ａより大きく値α1ａ未満のとき、昇圧比αとして値α１ａが採用されることが望ましい。このときにどのような電圧利用率Ｒに対しても高調波振幅Ｉｈ’が限度値未満になるからである。
【0194】
このように電圧利用率Ｒが下限値ｄ１ａより大きく値α1ａ未満に設定され、かつ昇圧比αを低める制御は、以下では第５制御と仮称される場合がある。第５制御は、電源位相がπ／２，３π／２におけるデューティｄｃの設定と、コンデンサ電圧Ｖｃを低めることとによって実現される。
【0195】
次に、昇圧比αが値α１ｂ＝１．４１を採るときの、電圧利用率Ｒに対する高調波振幅Ｉｈ’の振る舞いを考察する。折れ線Ｇ６１ｂはかかる振る舞いを示す。α１ａ＜α１ｂ＜α２の関係がある。
【0196】
折れ線Ｇ６１ｂは、Ｒ≦ｄ１ｂにおいてＴＨ３≦Ｉｈ’であることを示す。これは以下の様にも説明され得る。
【0197】
昇圧比αが値α1ｂをとるとき、下限値ｄ１ｂ以下の電圧利用率Ｒに対して、高調波振幅Ｉｈ’は閾値ＴＨ３以上となる。下限値ｄ１ｂより大きい電圧利用率Ｒに対して、高調波振幅Ｉｈ’は閾値ＴＨ３未満である。
【0198】
図１７において示されるように、ｄ１ａ＜α１ａ＜ｄ１ｂ＜ｄ２＜α１ｂ＜α２の関係がある。昇圧比αが値α１ｂ未満を取らないときには、以下の様に場合が分かれる。これはα１ｂ＝ｄ２であっても同様である。
【0199】
電圧利用率Ｒが下限値ｄ１ｂより大きく下限値ｄ２未満のとき、昇圧比αは値α１ｂをとることが望ましい。このときにはどのような電圧利用率Ｒに対しても、高調波振幅Ｉｈ’は限度値未満となるからである。
【0200】
このように電圧利用率Ｒが下限値ｄ１ｂより大きく下限値ｄ２未満に設定され、かつ昇圧比αを低める制御は、以下では第６制御と仮称される場合がある。第６制御は、電源位相がπ／２，３π／２におけるデューティｄｃの設定と、コンデンサ電圧Ｖｃを低めることとによって実現される。
【0201】
電圧利用率Ｒが下限値ｄ２以上のとき、昇圧比αは値α２をとることが望ましい。効率を高める観点からデューティｄｒｅｃを低下させることなく、等価直流電圧Ｖｄｃが高まるからである。等価直流電圧Ｖｄｃが高まることは、例えば交流負荷６が三相モータであったときの、当該電動機の高速運転を容易にする。
【0202】
このように電圧利用率Ｒを高め、昇圧比αを高める制御は、以下では第７制御と仮称される場合がある。第７制御は、電源位相がπ／２，３π／２におけるデューティｄｃを高め、コンデンサ電圧Ｖｃを高めることによって実現される。
【0203】
以下、交流負荷６が三相モータである場合について説明される。
【0204】
＜速度検出部９の説明＞
速度検出部９は、交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを入力し、電流Ｉｄ，Ｉｑおよび交流負荷６の回転角速度ωｍを求める。電流Ｉｄ，Ｉｑは交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをいわゆるｄｑ軸座標系に変換した電流である。
速度検出部９は、交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを入力し、電流Ｉｄ，Ｉｑおよび交流負荷６の回転角速度ωｍを求める。電流Ｉｄ，Ｉｑは交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをいわゆるｄｑ軸座標系に変換した電流である。
【0205】
＜制御装置１０の説明＞
図１８は、電力変換器１００を制御する制御装置１０の概念的な構成の一例を示すブロック図である。制御装置１０は、アクティブバッファ４の制御装置として機能するブロック１０ａと、インバータ５の制御装置として機能するブロック１０ｂとを有する。
図１８は、電力変換器１００を制御する制御装置１０の概念的な構成の一例を示すブロック図である。制御装置１０は、アクティブバッファ４の制御装置として機能するブロック１０ａと、インバータ５の制御装置として機能するブロック１０ｂとを有する。
【0206】
ブロック１０ａは、電流分配率生成部１１と、電圧指令生成部１５と、加算器１３と、チョッパ制御部１６と、比較器１２，１４と、キャリア生成部２３，２４とを備える。
【0207】
ブロック１０ｂは、出力電圧指令生成部３１と、演算部３２，３３と、比較器３４，３５と、論理和／論理積演算部３６とを備える。
【0208】
電流分配率生成部１１は交流電圧Ｖｉｎの振幅でもある波高値Ｖｍと、交流電流Ｉｉｎの振幅Ｉｍと、等価直流電圧Ｖｄｃについての指令値Ｖｄｃ＊と、コンデンサ電圧Ｖｃについての指令値Ｖｃ＊と、電源角速度ωとを入力する。波高値Ｖｍ、振幅Ｉｍ及び電源角速度ωは例えば公知の検出部を設けることで、検出されて電流分配率生成部１１に入力される。指令値Ｖｄｃ＊，Ｖｃ＊は電圧指令生成部１５から入力される。
【0209】
電流分配率生成部１１は、デューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚ、及び電流ｉＬについての指令値（以下「電流指令値」とも称される）ｉＬ＊を出力する。電流分配率生成部１１は、等価直流電圧Ｖｄｃが指令値Ｖｄｃ＊に追従するようにデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを決定し、コンデンサ電圧Ｖｃが指令値Ｖｃ＊に追従するように電流指令値ｉＬ＊を決定する。
【0210】
電圧指令生成部１５は、指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊、電流Ｉｄ，Ｉｑを入力して瞬時電力Ｐｏｕｔを求める。指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊はそれぞれ電圧Ｖｄ，Ｖｑの指令値である。電圧Ｖｄ，Ｖｑはインバータ５が出力する三相電圧をいわゆるｄｑ軸座標系に変換した電圧である。電流Ｉｄ，Ｉｑは交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをいわゆるｄｑ軸座標系に変換した電流である。例えばＰｏｕｔ＝Ｖｄ＊・Ｉｄ＋Ｖｑ＊・Ｉｑである。電圧指令生成部１５は瞬時電力Ｐｏｕｔに応じて指令値Ｖｄｃ＊，Ｖｃ＊を決定する。指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊は出力電圧指令生成部３１から得られ、電流Ｉｄ，Ｉｑは速度検出部９から得られる。
【0211】
デューティｄｒｅｃとデューティｄｚとは加算器１３において加算され、その結果（ｄｒｅｃ＋ｄｚ）が比較器１２においてキャリアＣ１と比較される。キャリアＣ１はキャリア生成部２３で生成され、例えば最小値０、最大値１を採る三角波である。
【0212】
比較器１２の比較結果はスイッチＳｃへ与えるスイッチング信号ＳＳｃとして出力される。例えば比較器１２はキャリアＣ１が値（ｄｒｅｃ＋ｄｚ）以上となる期間で活性化した信号をスイッチング信号ＳＳｃとして出力する。トランジスタＱｃ（等価的なスイッチＳｃ）は、スイッチング信号ＳＳｃの活性によってオンする。
【0213】
チョッパ制御部１６は波高値Ｖｍおよび電源角速度ω（あるいは交流電圧Ｖｉｎ）および指令値Ｖｃ＊を入力し、これらとリアクトルＬ４のインダクタンスＬｍとから、電流指令値ｉＬ＊に基づいてデューティｄＬを出力する。与えられた電流指令値ｉＬ＊、コンデンサ電圧Ｖｃ、交流電圧Ｖｉｎ、インダクタンスＬｍからデューティｄＬを決定する技術は、例えば特許５７７２９１５号公報、特許５６２９８８５号公報によって公知である。コンデンサ電圧Ｖｃは指令値Ｖｃ＊に追従する制御を受けることから、チョッパ制御部１６は例えば特許５７７２９１５号公報、特許５６２９８８５号公報を参照して容易に実現される。
【0214】
デューティｄＬは比較器１４においてキャリアＣ３と比較される。キャリアＣ３はキャリア生成部２４で生成され、例えば最小値０、最大値１を採る三角波である。比較器１４の比較結果はスイッチＳＬの開閉を制御する制御信号ＳＳＬとして出力される。例えば比較器１４はキャリアＣ３がデューティｄＬ以下となる期間で活性化した信号を制御信号ＳＳＬとして出力する。トランジスタＱＬ（等価的なスイッチＳＬ）は、制御信号ＳＳＬの活性によってオンする。
【0215】
出力電圧指令生成部３１は指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊と相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とを生成する。図１８の例示では、出力電圧指令生成部３１には交流負荷６の回転角速度ωｍと、その指令値ωｍ＊とが入力される。回転角速度ωｍは速度検出部９によって求められ、指令値ωｍ＊は不図示の外部構成によって入力される。出力電圧指令生成部３１は回転角速度ωｍとその指令値ωｍ＊との偏差が低減するように、公知の手法によって指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊と相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成する。
【0216】
例えば出力電圧指令生成部３１は回転角速度ωｍおよび指令値ωｍ＊並びに電流Ｉｄ，Ｉｑを入力し、変調率Ｄおよびインバータ５が出力する電圧の位相φ（図示省略）を生成する。変調率Ｄおよび位相φを用いて、相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊および指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊が生成される。かかる技術は、例えば特許６７２１０９７号公報の速度制御部１０１０の機能と、出力電圧指令部１０１１の機能との組み合わせと見ることができる。
【0217】
演算部３２にはデューティｄｒｅｃ，ｄｚ，ｄｃと相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とが入力される。演算部３２は値（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・Ｖｘ＊）（但しｘはｕ，ｖ，ｗを代表する）を算出してこれらを出力する。演算部３３にはデューティｄｒｅｃと相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とが入力され、値（ｄｒｅｃ・（１－Ｖｘ＊））を算出してこれらを出力する。
【0218】
値（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・Ｖｘ＊）は比較器３４においてキャリアＣ１と比較され、値（ｄｒｅｃ・（１－Ｖｘ＊））は比較器３５においてキャリアＣ１と比較される。比較器３４は例えばキャリアＣ１が値（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・Ｖｘ＊）以上となる期間で活性化する信号を出力し、比較器３５は例えばキャリアＣ１が値（ｄｒｅｃ・（１－Ｖｘ＊））以下となる期間で活性化する信号を出力する。
【0219】
このようにキャリアＣ１はブロック１０ａ，１０ｂのいずれに対しても用いることができるので、図２においてキャリア生成部２３はブロック１０ａ，１０ｂの境界を跨がって設けられているように示される。
【0220】
比較器３４，３５の比較結果は論理和／論理積演算部３６に入力される。比較器３４，３５の比較結果の論理和が、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐへとそれぞれ与えるスイッチング信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐとして出力され、これらの否定論理が、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎへとそれぞれ与えるスイッチング信号ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎとして出力される。
【0221】
このように、デューティｄｒｅｃ，ｄｚ，ｄｃと相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とに基づいて、スイッチング信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎを生成する技術は周知であり、よって当該技術の詳細な説明は割愛される。
【0222】
＜種々の制御方式の使い分け＞
図１９は、制御装置１０による電力変換器１００の制御方式の使い分けを行うルーチンを例示するフローチャートである。上述の様に電力変換器１００の動作を制御するコンデンサ電圧Ｖｃおよびデューティｄｃのいずれかまたは両方を制御することで、電力変換器１００の動作は制御され得る。
図１９は、制御装置１０による電力変換器１００の制御方式の使い分けを行うルーチンを例示するフローチャートである。上述の様に電力変換器１００の動作を制御するコンデンサ電圧Ｖｃおよびデューティｄｃのいずれかまたは両方を制御することで、電力変換器１００の動作は制御され得る。
【0223】
ステップＳ１１において、瞬時電力Ｐｏｕｔが或る閾値Ｐ１よりも小さいかが判断される。閾値Ｐ１は（ｂ－３）で説明された第２閾値に相当する。瞬時電力Ｐｏｕｔが閾値Ｐ１よりも小さいときにはステップＳ１１における判断結果は肯定的であって、ステップＳ１４が実行される。ステップＳ１１における判断結果が肯定的であったことに由来してステップＳ１４が実行される場合、等価直流電圧Ｖｄｃを高める必要は無く、非昇圧制御が採用される。ステップＳ１４においては非昇圧制御として、例えば連続スイッチング方式または交互導通方式が採用される。
【0224】
「交互導通方式」という用語は、デューティｄｃが０である非導通期間と、デューティｄｃが正である導通期間とが交互に設けられる制御に対する、本実施の形態における仮称である。交互導通方式は、例えばデューティｄｃおよびコンデンサ電圧Ｖｃのいずれかまたは両方が制御されて実現される。
【0225】
交互導通方式は半周期スイッチング方式を含む。「半周期スイッチング方式」は、瞬時電力Ｐｂｕｆを交流電圧Ｖｉｎの半周期ごとにアクティブバッファ４によって充放電する制御として、特開２０２１－５８００２号公報において特許第５６２９８８５号公報を例として紹介される。半周期スイッチング方式においては当該非導通期間および導通期間のいずれもが電源周期の四分の一、つまり交流電圧Ｖｉｎの四半周期の長さを有する。
【0226】
「連続スイッチング方式」は、交流電圧Ｖｉｎの電源位相において排他的な期間が設定されることなく連続してアクティブバッファ４によって充放電する制御として、特開２０２１－５８００２号公報において特許第５８０４１６７号公報を例として紹介される。連続スイッチング方式においては、例えば非導通期間の長さは実質的に０である制御が行われる。
【0227】
半周期スイッチング方式および連続スイッチング方式は、電力変換器１００の効率を高める観点で有利である。
【0228】
交互導通方式において、等価直流電圧Ｖｄｃの指令値Ｖｄｃ＊が交流電圧Ｖｉｎの絶対値よりも高い第１区間においてデューティｄｃが０であり、デューティｄｒｅｃには等価直流電圧Ｖｄｃの指令値Ｖｄｃ＊を整流電圧Ｖｒｅｃで除した値が採用されてもよい。第１区間は非導通期間として捉えられ得る。指令値Ｖｄｃ＊が交流電圧Ｖｉｎの絶対値以下の第２区間においてデューティｄｒｅｃには０が、デューティｄｃには指令値Ｖｄｃ＊を波高値Ｖｍで除した値が、それぞれ採用される。第２区間は導通期間として捉えられ得る。かかる制御方式は例えば特開２０２１－５８００２号公報において開示される（以下「第０制御」と仮称）。第０制御によれば、電源位相に拘わらず、指令値Ｖｄｃ＊に対応する等価直流電圧Ｖｄｃが得られる。
【0229】
等価直流電圧Ｖｄｃが同じであれば、一般的に、半周期スイッチング方式は連続スイッチング方式と比較してアクティブバッファ４に要求される電力容量が小さく、コンデンサＣ４を充電する電流の実効値が小さいために、部分負荷における効率が改善される観点で有利である。第０制御を採用することにより、ブースタ４ｂにおいてスイッチングを伴うことなくコンデンサＣ４が充電されるため、部分負荷における効率の更なる向上が期待できる。
【0230】
ステップＳ１１において、瞬時電力Ｐｏｕｔが或る閾値Ｐ１以上であると判断されれば、ステップＳ１１における判断結果は否定的となり、昇圧制御が行われる。ステップＳ１１における判断結果は否定的であれば、ステップＳ１２，Ｓ１３の判断結果に従って、電力変換器１００の制御方式が振り分けられる。
【0231】
ステップＳ１２，Ｓ１３において判断基準として高調波振幅Ｉｈ’に対する限度閾値ＴＨが導入される。本実施の形態における例示では、限度閾値ＴＨは上述の閾値ＴＨ１，ＴＨ２，ＴＨ３（図１７参照）のいずれかに相当する。
【0232】
ステップＳ１３の実行に先だってステップＳ１２が実行される。ステップＳ１２において、等価直流電圧Ｖｄｃが波高値Ｖｍ以上コンデンサ電圧Ｖｃ未満であるときに、高調波振幅Ｉｈ’が、常に限度値未満であるかが判断される。
【0233】
図１７に即して言えばＴＨ＝ＴＨ１のとき、ステップＳ１２における判断結果は肯定的となる。この場合、高調波振幅Ｉｈ’以外の観点、例えば効率を高める観点や、電圧利用率Ｒを高める観点で、電力変換器１００の制御方式を選択でき、後述されるステップＳ２７が実行され、制御方式の使い分けは終了する。
【0234】
図１７に即して言えばＴＨ＝ＴＨ２またはＴＨ＝ＴＨ３のとき、ステップＳ１２における判断結果は否定的となり、ステップＳ１３が実行される。
【0235】
ステップＳ１３においては、等価直流電圧Ｖｄｃが波高値Ｖｍであるときの、つまり電圧利用率Ｒが値１であるときの高調波振幅Ｉｈ’が、限度値未満であるかが判断される。図１７に即して言えば、ＴＨ＝ＴＨ２のときにはステップＳ１３における判断結果は肯定的となり、ＴＨ＝ＴＨ３のときにはステップＳ１３における判断結果は否定的となる。
【0236】
ステップＳ１３の判断結果が肯定的であれば、閾値ＴＨ２が限度値であるときの説明で示されたように、電力変換器１００の制御には、第１制御、第２制御、第３制御、第４制御のいずれもが採用され得る。
【0237】
ステップＳ１３の判断結果が肯定的であればステップＳ１５が実行される。ステップＳ１５は等価直流電圧Ｖｄｃが波高値Ｖｍの上限Ｊ２ｕ倍よりも大きいか否かが判断される。図１９ではステップＳ１５の判断基準が電圧利用率Ｒを用いて略記される。ステップＳ１５の判断結果が肯定的な場合には、ステップＳ１６において第１制御が採用される。ステップＳ１６が実行されて、制御方式の使い分けは終了する。
【0238】
ステップＳ１５の判断結果が否定的であればステップＳ１７が実行される。ステップＳ１７では等価直流電圧Ｖｄｃが波高値Ｖｍの上限Ｊ１ｕ倍よりも大きいか否かが判断される。図１９ではステップＳ１７の判断基準が電圧利用率Ｒを用いて略記される。
【0239】
ステップＳ１７が実行される場合には、既にステップＳ１５の判断によってＲ≦Ｊ２ｕである。よってステップＳ１７の判断結果が肯定的な場合には、ステップＳ１８において第２制御が採用される。ステップＳ１８が実行されて、制御方式の使い分けは終了する。
【0240】
ステップＳ１７の判断結果が否定的であればステップＳ１９が実行される。ステップＳ１９では等価直流電圧Ｖｄｃが波高値Ｖｍの下限Ｊ１ｄ倍よりも小さいか否かが判断される。図１９ではステップＳ１９の判断基準が電圧利用率Ｒを用いて略記される。ステップＳ１９の判断結果が肯定的な場合には、ステップＳ２０において第４制御が採用される。ステップＳ２０が実行されて、制御方式の使い分けは終了する。
【0241】
ステップＳ１９の判断結果が否定的であればステップＳ２１が実行される。ステップＳ２１では等価直流電圧Ｖｄｃが波高値Ｖｍの下限Ｊ２ｄ倍よりも大きいか否かが判断される。図１９ではステップＳ２１の判断基準が電圧利用率Ｒを用いて略記される。
【0242】
ステップＳ２１が実行される場合には、既にステップＳ１９の判断によってＪ１ｄ≦Ｒである。よってステップＳ２１の判断結果が肯定的な場合には、ステップＳ２２において第３制御が採用される。ステップＳ２２が実行されて、制御方式の使い分けは終了する。
【0243】
ステップＳ２１の判断結果が否定的な場合には、Ｊ２ｄ≦Ｒ≦Ｊ１ｕである。このような電圧利用率Ｒが採用されることはＴＨ２≦Ｉｈ’となって望ましくない。よってステップＳ３０において等価直流電圧Ｖｄｃの再設定が実行される。ステップＳ３０が実行されて、制御方式の使い分けは終了する。
【0244】
ステップＳ１３の判断結果が否定的であれば、閾値ＴＨ３が限度値であるときの説明で示されたように第５制御、第６制御、第７制御のいずれもが採用され得る。
【0245】
ステップＳ１３の判断結果が否定的であればステップＳ２３が実行される。ステップＳ２３は等価直流電圧Ｖｄｃが波高値Ｖｍの下限値ｄ１倍以下であるかが判断される。下限値ｄ１は上述された下限値ｄ１ａ，ｄ１ｂを代表する値である。図１９ではステップＳ２３の判断基準が電圧利用率Ｒを用いて略記される。
【0246】
ステップＳ２３の判断結果が肯定的な場合には、ＴＨ３≦Ｉｈ’となって望ましくない。よってステップＳ３０において等価直流電圧Ｖｄｃの再設定が実行される。ステップＳ３０が実行されて、制御方式の使い分けは終了する。
【0247】
ステップＳ２３の判断結果が否定的な場合には、ステップＳ２４が実行される。ステップＳ２４は等価直流電圧Ｖｄｃが波高値Ｖｍの下限値ｄ２倍以上であるかが判断される。図１９ではステップＳ２４の判断基準が電圧利用率Ｒを用いて略記される。ステップＳ２４の判断結果が肯定的な場合には、ステップＳ２５において第７制御が採用される。ステップＳ２５が実行されて、制御方式の使い分けは終了する。
【0248】
ステップＳ２４の判断結果が否定的な場合には、ステップＳ２６が実行され、第５制御、または第６制御が採用される。ステップＳ２４が実行される場合には、既にステップＳ２３の判断によってｄ１＜Ｒである。よってステップＳ２４の判断結果が否定的な場合には、ｄ１＜Ｒ＜ｄ２である。この場合には値α１と下限値ｄ２との大小関係に依存して第５制御、または第６制御が選択される。図１９ではこの選択が「第５，６制御」と表記されたステップＳ２６として示される。ステップＳ２６が実行されて、制御方式の使い分けは終了する。
【0249】
ステップＳ１２の判断結果が肯定的な場合には、上述の第１制御から第７制御のいずれもが採用され得る。図１９ではこの選択が「第１～７制御」と表記されたステップＳ２７として示される。ステップＳ２７が実行されて、制御方式の使い分けは終了する。
【0250】
＜パルス波形Ｓｒｅｃｂのフーリエ係数＞
図５で示されたパルス波形Ｓｒｅｃｂのフーリエ係数を求める計算が下記に例示される。パルス波形Ｓｒｅｃｂは、周期２π、平均値０の奇関数であるので、交流電圧Ｖｉｎの位相ωｔを位相θと表現して式（８），（９）で表現される。但し式（９）では波形の対称性から積分区間は０～π／２である。
図５で示されたパルス波形Ｓｒｅｃｂのフーリエ係数を求める計算が下記に例示される。パルス波形Ｓｒｅｃｂは、周期２π、平均値０の奇関数であるので、交流電圧Ｖｉｎの位相ωｔを位相θと表現して式（８），（９）で表現される。但し式（９）では波形の対称性から積分区間は０～π／２である。
【0251】
【数8】
【0252】
【数9】
【0253】
位相θ１～θｋ＋１（θｋ＋１はπ／２以下の偶数）において、キャリアＣｐと信号波ｄｒｅｃｂとが等しくなる。図５においてはθｋ＋１＝π／２の場合が例示される。位相θ１～θｋ＋１は、例えば数値計算によって求められる。
【0254】
位相θ１～θｋ＋１と式（９）から、パルス波形Ｓｒｅｃｂのフーリエ係数が求められ、スイッチＳｃのスイッチングに起因する高調波電流が解析される。
【0255】
＜高調波振幅Ｉｈ’の極大値を与える変調率ｋｓ＞
パルス波形Ｓｒｅｃｂのコンバータ側キャリア周波数の基本波成分により、信号波ｄｒｅｃｂが変調されて、高調波が発生すると考えることができる。１次側波帯高調波の高調波振幅Ｉｈは式（１０）で表される。式（１０）には振幅Π０が導入される。振幅Π０は、パルス波形Ｓｒｅｃｂのコンバータ側キャリア周波数の基本波振幅の、位相ωｔの一周期（２π／ω）に亘る平均値である。このように、キャリア周波数が平均値として捉えられるので、式（１０）のcos(2π・fc・t)は振幅１の方形波信号の基本波成分を表している。
パルス波形Ｓｒｅｃｂのコンバータ側キャリア周波数の基本波成分により、信号波ｄｒｅｃｂが変調されて、高調波が発生すると考えることができる。１次側波帯高調波の高調波振幅Ｉｈは式（１０）で表される。式（１０）には振幅Π０が導入される。振幅Π０は、パルス波形Ｓｒｅｃｂのコンバータ側キャリア周波数の基本波振幅の、位相ωｔの一周期（２π／ω）に亘る平均値である。このように、キャリア周波数が平均値として捉えられるので、式（１０）のcos(2π・fc・t)は振幅１の方形波信号の基本波成分を表している。
【0256】
【数10】
【0257】
以下、振幅Π０を求め、次いで高調波振幅Ｉｈの極値を与える変調率ｋｓを求める計算が説明される。
【0258】
パルス波形Ｓｒｅｃｂの各々は方形波であり、キャリアＣｐ，Ｃｎの周期であるキャリア周期（１／ｆｃ）に対し、方形波の幅を決定する時比率ｄを有する。当該方形波の各々の、コンバータ側キャリア周波数の成分は、方形波の各々の時比率ｄに依存する。
【0259】
方形波の幅は当該方形波が位置する位相に依存する。図５に即して言えば、位相θ１～θ２において値１をとる方形波の幅は、位相π／２近傍において値１をとる方形波の幅よりも狭い。
【0260】
図２０は、位相θｊにおいて立ち上がり、位相θｊ＋１において立ち下がるパルス波形Πｊを、位相（θｊ＋θｊ＋１）／２を中心とするキャリア周期において示すグラフである（添字ｊはｋ以下の奇数）。パルス波形Πｊの時比率ｄｊは式（１１）によって求められる。
【0261】
【数11】
【0262】
パルス波形Πｊのフーリエ係数を求めることにより、パルス波形Πｊのコンバータ側キャリア周波数の成分の振幅Πｍｊは、式（１２）によって求められる。
【0263】
【数12】
【0264】
図２１は、時比率ｄｊと振幅Πｍｊとの関係を示すグラフである。振幅Πｍｊは、時比率ｄｊに対して、ｄｊ＝１／２を軸として時比率ｄｊに対して対称である。
【0265】
振幅Πｍｊは信号波ｄｒｅｃｂの位相に依存して異なる。よってその平均値たる振幅Π０は、信号波ｄｒｅｃｂの一周期における時比率ｄｊの平均値ｄ＾を用いて、式（１２）と類似して式（１３）で表される。
【0266】
【数13】
【0267】
但し上述された振幅Πｍｊの時比率ｄｊに対する対称性から、平均値ｄ＾を計算する際には、１／２≦ｄｊ≦１においては時比率ｄｊに代えて値（１－ｄｊ）が採用される。
【0268】
信号波ｄｒｅｃｂは正弦波であってその波形Ｊは、位相θを導入して式（１４）が成立する。
【0269】
【数14】
【0270】
図２２は信号波ｄｒｅｃｂの位相と、時比率ｄｊまたは値（１－ｄｊ）との関係を、変調率ｋｓをパラメタとして示すグラフである。当該グラフにおいて時比率ｄｊが１／２以上においては、時比率ｄｊに代えて値（１－ｄｊ）が示される。
【0271】
曲線Ｇ７１，Ｇ７２，Ｇ７３，Ｇ７４，Ｇ７５，Ｇ７６，Ｇ７７はそれぞれ、変調率ｋｓが値０．２，０．４，０．５，ｑ１，ｑ２，ｑ３，１をとる場合を示す。但しｑ１＝√２／（１＋√３），ｑ２＝１／√３，ｑ３＝１／√２である。
【0272】
時比率ｄｊが値１／２をとるときの、信号波ｄｒｅｃｂの位相Θ（０＜Θ＜π／２）を導入する。変調率ｋｓが１／２より小さいと位相Θは存在せず、変調率ｋｓが１／２より大きいほど、位相Θは小さい。
【0273】
θ＝Θの場合を考慮すると式（１５）が成立する。
【0274】
【数15】
【0275】
曲線Ｇ７１，Ｇ７２は値１／２をとらず位相Θは存在しない。曲線Ｇ７３ではΘ＝９０度である。曲線Ｇ７４ではΘ＝７５度である。曲線Ｇ７５ではΘ＝６０度である。曲線Ｇ７６ではΘ＝４５度である。曲線Ｇ７７ではΘ＝３０度である（式（１５）参照）。
【0276】
図２３はΘ＝π／３（６０度）の場合における、信号波ｄｒｅｃｂの位相と、時比率ｄｊまたは値（１－ｄｊ）との関係を示すグラフである（図２２にも示された曲線Ｇ７５の再掲）。信号波ｄｒｅｃｂは正弦波であり、その対称性から位相０～π／２において時比率ｄｊまたは値（１－ｄｊ）の積分値を求め、当該積分値をπ／２で除すことによって平均値ｄ＾が求められる。
【0277】
上述の積分値に基づいて平均値ｄ＾は式（１６）で求められる。
【0278】
【数16】
【0279】
平均値ｄ＾を最大にする位相Θは、式（１６）を位相Θで微分して０となる位相Θ（＜π／２）である。位相Θについての微分を記号Δ／ΔΘで表して式（１７）が得られる。
【0280】
【数17】
【0281】
式（１７）から、平均値ｄ＾を最大にする位相Θはπ／３であり、これに対応する変調率ｋｓは１／√３である（式（１６）参照）。
【0282】
平均値ｄ＾を最大とする位相Θ（＜π／２）が値sin（ｄ＾・π）を最大とすることは、キャリア周期について示される図２１の関係が、周期の大きさによらず時比率とパルス幅との関係として成立することから明白である。よって式（１３）で表される振幅Π０もΘ＝π／３において最大となり、変調率ｋｓ＝１／√３において高調波振幅Ｉｈは最大値をとる（式（１０）参照）。
【0283】
上述の説明から理解されるように、高調波振幅Ｉｈの最大値を与える変調率ｋｓ（＝１／√３）は昇圧比αには依存しない。但し、等価直流電圧Ｖｄｃを位相ωｔによらずに一定とするときにＲ＝ｋｓ＋（１－ｋｓ）αの関係があるので、高調波振幅Ｉｈの最大値を与える電圧利用率Ｒは昇圧比αの増大によって増大する。このことは、図１６において折れ線Ｇ５１の極大値を与える電圧利用率Ｒの値よりも、折れ線Ｇ５２の極大値を与える電圧利用率Ｒの値の方が大きいことに現れている。
【0284】
デューティｄｒｅｃはθ＝π／２において変調率ｋｓと一致して最大値をとる。デューティｄｒｅｃの最大値が１／√３未満または１／√３より大きく１以下であることは、昇圧比αの値に依らず、高調波振幅Ｉｈを低減する観点で望ましい。
【0285】
昇圧制御におけるデューティｄｚが０であるとすると、デューティｄｃを１から引いた値の最大値が、０より大きく１／√３未満、または１／√３より大きく１以下であることが望ましい。
【0286】
デューティｄｒｅｃの最大値が１／√３未満であることは等価直流電圧Ｖｄｃを高める観点で望ましい。デューティｄｒｅｃの最大値が１／√３より大きく１以下であることは、電力変換器１００の効率を向上させる観点で望ましい。
【0287】
このようなデューティｄｒｅｃ，ｄｃの選定は、高調波振幅Ｉｈを低減する観点のみならず高調波振幅Ｉｈ’を低減する観点でも同様である。なるほど、式（７）により、ある昇圧比αにおいて高調波振幅Ｉｈ’の極大値を与える電圧利用率Ｒは、同じ昇圧比αにおいて高調波振幅Ｉｈの極大値を与える電圧利用率Ｒよりも大きい。しかし例えばデューティｄｒｅｃが値０．６（＞１／√３）をとる場合における高調波振幅Ｉｈ’の値の、デューティｄｒｅｃが値１／√３をとる場合における高調波振幅Ｉｈの値に対する増加率は１％未満であり、実際の制御上ではかかる増加率は無視され得る。
【0288】
図１７および図１９を参照すると、第１制御、第２制御、第５制御、第６制御、第７制御のいずれもが、デューティｄｒｅｃの最大値が１／√３未満である場合に相当することが理解される。同様にして、第３制御、第４制御のいずれもが、デューティｄｒｅｃの最大値が１／√３より大きく１以下である場合に相当することが理解される。
【0289】
Ｄ．フィルタ２の機能と配置．
フィルタ２は単相交流電源１に対してコンバータ３よりも単相交流電源１寄りに設けられてもよい。例えばリアクトルＬ２は単相交流電源１が有する２つの出力端のうちの一つとコンバータ３との間に設けられる。コンデンサＣ２は単相交流電源１の２つの出力端の間においてリアクトルＬ２と直列に接続される。
フィルタ２は単相交流電源１に対してコンバータ３よりも単相交流電源１寄りに設けられてもよい。例えばリアクトルＬ２は単相交流電源１が有する２つの出力端のうちの一つとコンバータ３との間に設けられる。コンデンサＣ２は単相交流電源１の２つの出力端の間においてリアクトルＬ２と直列に接続される。
【0290】
【0291】
図１８を参照して、ブースタ４ｂの昇圧チョッパが、電流ｉＬのチョッパを行う基本周波数には、キャリアＣ３の周波数が採用される。またインバータ側キャリア周波数はキャリアＣ１の周波数である。例えばキャリアＣ３の周波数がキャリアＣ１の周波数よりも高く設定される。スイッチング回路４ａにおいてトランジスタＱｃがスイッチングする基本周波数には、キャリアＣ１の周波数が採用される。
【0292】
そしてフィルタ２のカットオフ周波数がキャリアＣ１の周波数よりも低いことは、インバータ５のスイッチングに起因するリプル電流のみならず、スイッチング回路４ａにおけるスイッチングに起因するリプル電流およびブースタ４ｂにおけるスイッチングに起因するリプル電流のいずれかもしくは両方を、単相交流電源１に伝搬させないことに寄与する。かかる寄与は、フィルタ２が図１のように配置されるか、図２４のように配置されるかには依らない。
【0293】
以上、実施形態を説明したが、特許請求の範囲の趣旨及び範囲から逸脱することなく、形態や詳細の多様な変更が可能なことが理解されるであろう。上述の各種の実施形態および変形例は相互に組み合わせることができる。
【符号の説明】
【0294】
２ フィルタ
３ コンバータ
４ アクティブバッファ
４ａ スイッチング回路
４ｂ ブースタ
５ インバータ
７ 直流リンク
１００ 電力変換器
Ｉｄｃ 直流電流
Ｉｈ’ 振幅
Ｊ１，Ｊ２ 範囲
Ｊ１ｄ，Ｊ２ｄ 下限
Ｊ１ｕ，Ｊ２ｕ 上限
ＰＬ，Ｐｂｕｆ，Ｐｃ，Ｐｄｃ，Ｐｉｎ，Ｐｏｕｔ，Ｐｒｅｃ 瞬時電力
Ｑｃ トランジスタ
Ｒ 電圧利用率
Ｓｃ スイッチ
ＴＨ１，ＴＨ２，ＴＨ３ 閾値
Ｖｃ コンデンサ電圧
Ｖｄｃ 等価直流電圧
Ｖｉｎ 交流電圧
Ｖｍ 波高値
Ｖｒｅｃ 整流電圧
ｄ１，ｄ１ａ，ｄ１ｂ，ｄ２ 下限値
ｄｃ，ｄｒｅｃ デューティ
ｉＬ 電流
α 昇圧比
α１，α１ａ，α１ｂ，α２ 値
３ コンバータ
４ アクティブバッファ
４ａ スイッチング回路
４ｂ ブースタ
５ インバータ
７ 直流リンク
１００ 電力変換器
Ｉｄｃ 直流電流
Ｉｈ’ 振幅
Ｊ１，Ｊ２ 範囲
Ｊ１ｄ，Ｊ２ｄ 下限
Ｊ１ｕ，Ｊ２ｕ 上限
ＰＬ，Ｐｂｕｆ，Ｐｃ，Ｐｄｃ，Ｐｉｎ，Ｐｏｕｔ，Ｐｒｅｃ 瞬時電力
Ｑｃ トランジスタ
Ｒ 電圧利用率
Ｓｃ スイッチ
ＴＨ１，ＴＨ２，ＴＨ３ 閾値
Ｖｃ コンデンサ電圧
Ｖｄｃ 等価直流電圧
Ｖｉｎ 交流電圧
Ｖｍ 波高値
Ｖｒｅｃ 整流電圧
ｄ１，ｄ１ａ，ｄ１ｂ，ｄ２ 下限値
ｄｃ，ｄｒｅｃ デューティ
ｉＬ 電流
α 昇圧比
α１，α１ａ，α１ｂ，α２ 値
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】
【図20】
【図21】
【図22】
【図23】
【図24】