特開 2023-167151 過電流検出回路、スイッチドキャパシタコンバータ、及び車両

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2023167151

(43)【公開日】2023-11-24

(54)【発明の名称】過電流検出回路、スイッチドキャパシタコンバータ、及び車両

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/07 20060101AFI20231116BHJP

【ＦＩ】

H02M3/07

【審査請求】未請求

【請求項の数】5

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022078103

(22)【出願日】2022-05-11

(71)【出願人】

【識別番号】000116024

【氏名又は名称】ローム株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001933

【氏名又は名称】弁理士法人 佐野特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】田古部 勲

【テーマコード（参考）】

5H730

【Ｆターム（参考）】

5H730AS05

5H730BB03

5H730FD01

5H730FD11

5H730XX03

5H730XX15

5H730XX22

5H730XX23

5H730XX33

(57)【要約】

【課題】スイッチドキャパシタコンバータの効率低下を招くことなく過電流を検出することができる過電流検出回路を提供する。
【解決手段】過電流検出回路（２）は、複数のコンデンサ（Ｃ１～Ｃ３）と、複数のスイッチング素子（Ｍ１～Ｍ８）と、を有するスイッチドキャパシタコンバータ（ＳＣＣ２）から出力される電流の過電流を検出するように構成される。前記過電流検出回路は、前記スイッチドキャパシタコンバータの入力電圧が印加されるように構成される第１印加端（Ｔ１）と、前記スイッチドキャパシタコンバータの出力電圧が印加されるように構成される第２印加端（Ｔ２）と、前記出力電圧と前記入力電圧の整数倍または整数の逆数倍との差に基づいて、前記過電流を検出するように構成される検出部（Ｒ１～Ｒ２、Ｒ４～Ｒ７、ＯＰ１、ＩＳ１、Ｑ１～Ｑ５、ＣＯＭＰ１）と、を有する。
【選択図】図４

【特許請求の範囲】

【請求項1】

複数のコンデンサと、
複数のスイッチング素子と、を有するスイッチドキャパシタコンバータから出力される電流の過電流を検出するように構成される過電流検出回路であって、
前記スイッチドキャパシタコンバータの入力電圧が印加されるように構成される第１印加端と、
前記スイッチドキャパシタコンバータの出力電圧が印加されるように構成される第２印加端と、
前記出力電圧と前記入力電圧の整数倍または整数の逆数倍との差に基づいて、前記過電流を検出するように構成される検出部と、を有する、過電流検出回路。

【請求項2】

前記検出部は、
前記出力電圧の分圧を生成するように構成される第１分圧回路と、
前記入力電圧の分圧を生成するように構成される第２分圧回路と、を有し、
前記第１分圧回路の出力と前記第２分圧回路の出力との差に基づいて、前記過電流を検出するように構成される、請求項１に記載の過電流検出回路。

【請求項3】

前記検出部は、
前記出力電圧と前記入力電圧の整数倍または整数の逆数倍との差が閾値以上であるときに前記過電流を検出し、
第１抵抗を含み、前記第１抵抗に定電圧を印加して前記第１抵抗を流れる定電流を出力するように構成される定電流源と、
前記定電流に応じた電流が供給されるように構成される第２抵抗と、
を有し、
前記第２抵抗の電圧降下によって前記閾値が定まる、請求項１に記載の過電流検出回路。

【請求項4】

請求項１～３のいずれか一項に記載の過電流検出回路と、
前記複数のコンデンサと、
前記複数のスイッチング素子と、を有する、スイッチドキャパシタコンバータ。

【請求項5】

請求項４に記載のスイッチドキャパシタコンバータを有する、車両。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本明細書中に開示されている発明は、過電流検出回路、スイッチドキャパシタコンバータ、及び車両に関する。

【背景技術】

【0002】

従来、スイッチドキャパシタコンバータが電源として利用される（例えば特許文献１参照）。

【0003】

スイッチドキャパシタコンバータは、スイッチング素子間接続ノードを複数有し、当該接続ノード間に適切にコンデンサを接続する構成であり、入力電圧をＤＣ／ＤＣ変換して出力電圧を生成する。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開２００６－５４９５５号公報（段落００４７）

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

電源における保護機能の一つに過電流保護機能がある。電源の一種であるスイッチドキャパシタコンバータに過電流保護機能を設ける場合、スイッチドキャパシタコンバータの効率低下を招かないことが望まれている。

【課題を解決するための手段】

【0006】

本明細書中に開示されている過電流検出回路は、複数のコンデンサと、複数のスイッチング素子と、を有するスイッチドキャパシタコンバータから出力される電流の過電流を検出するように構成される。前記過電流検出回路は、前記スイッチドキャパシタコンバータの入力電圧が印加されるように構成される第１印加端と、前記スイッチドキャパシタコンバータの出力電圧が印加されるように構成される第２印加端と、前記出力電圧と前記入力電圧の整数倍または整数の逆数倍との差に基づいて、前記過電流を検出するように構成される検出部と、を有する。

【0007】

本明細書中に開示されているスイッチドキャパシタコンバータは、上記構成の過電流検出回路と、前記複数のコンデンサと、前記複数のスイッチング素子と、を有する。

【0008】

本明細書中に開示されている車両は、上記構成のスイッチドキャパシタコンバータを有する。

【発明の効果】

【0009】

本明細書中に開示されている発明によれば、スイッチドキャパシタコンバータの効率低下を招くことなく過電流を検出することができる。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】図１は、スイッチドキャパシタコンバータの比較例を示す図である。

【図2】図２は、図１に示すスイッチドキャパシタコンバータの各部電圧等を示すタイミングチャートである。

【図3】図３は、スイッチドキャパシタコンバータの実施形態を示す図である。

【図4】図４は、過電流検出回路の一構成例を示す図である。

【図5】図５は、定電流源の一構成例を示す図である。

【図6】図６は、車両の外観図である。

【図7】図７は、ディクソン型と異なるトポロジーであるスイッチドキャパシタコンバータの第１例を示す図である。

【図8】図８は、ディクソン型と異なるトポロジーであるスイッチドキャパシタコンバータの第２例を示す図である。

【図9】図９は、ディクソン型と異なるトポロジーであるスイッチドキャパシタコンバータの第３例を示す図である。

【図10】図１０は、ディクソン型と異なるトポロジーであるスイッチドキャパシタコンバータの第４例を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0011】

本明細書において、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）電界効果トランジスタとは、ゲートの構造が、「導電体または抵抗値が小さいポリシリコン等の半導体からなる層」、「絶縁層」、及び「Ｐ型、Ｎ型、又は真性の半導体層」の少なくとも３層からなる電界効果トランジスタをいう。つまり、ＭＯＳ電界効果トランジスタのゲートの構造は、金属、酸化物、及び半導体の３層構造に限定されない。

【0012】

本明細書において、基準電圧とは、理想的な状態において一定である電圧を意味しており、実際には温度変化等により僅かに変動し得る電圧である。

【0013】

本明細書において、定電流とは、理想的な状態において一定である電流を意味しており、実際には温度変化等により僅かに変動し得る電流である。

【0014】

＜スイッチドキャパシタコンバータ（比較例）＞
図１は、スイッチドキャパシタコンバータの比較例（＝後出の実施形態と対比される一般的な構成）を示す図である。本比較例のスイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ１のトポロジーは、ディクソン型トポロジーである。図２は、スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ１の各部電圧等を示すタイミングチャートである。

【0015】

スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ１は、スイッチング素子Ｍ１～Ｍ８と、コンデンサＣ１～Ｃ３と、出力コンデンサＣｏｕｔと、制御部ＣＮＴ１と、センス抵抗ＲＳＮＳと、過電流検出回路１と、を有する。

【0016】

スイッチング素子Ｍ１の第１端は、センス抵抗ＲＳＮＳを介して、直流電圧源ＶＳ１の正極に接続される。直流電圧源ＶＳ１の負極は、グラウンド電位に接続される。直流電圧源ＶＳ１は、スイッチング素子Ｍ１の第１端に入力電圧Ｖｉｎを供給する。

【0017】

スイッチング素子Ｍ１の第２端は、スイッチング素子Ｍ２の第１端と、コンデンサＣ３の第１端と、に接続される。スイッチング素子Ｍ２の第２端は、スイッチング素子Ｍ３の第１端と、コンデンサＣ２の第１端と、に接続される。スイッチング素子Ｍ３の第２端は、スイッチング素子Ｍ４の第１端と、コンデンサＣ１の第１端と、に接続される。

【0018】

スイッチング素子Ｍ４の第２端は、スイッチング素子Ｍ７の第１端と、負荷ＬＤ１の第１端と、スイッチング素子Ｍ６の第１端と、出力コンデンサＣｏｕｔの第１端と、に接続される。スイッチング素子Ｍ７の第２端は、スイッチング素子Ｍ８の第１端と、コンデンサＣ１の第２端と、コンデンサＣ３の第２端と、に接続される。スイッチング素子Ｍ６の第２端は、スイッチング素子Ｍ５の第１端と、コンデンサＣ２の第２端と、に接続される。スイッチング素子Ｍ８の第２端、負荷ＬＤ１の第２端、スイッチング素子Ｍ５の第２端、及び出力コンデンサＣｏｕｔの第２端は、グラウンド電位に接続される。

【0019】

制御部ＣＮＴ１は、第１制御信号Φ１によってスイッチング素子Ｍ１、Ｍ３、Ｍ５、及びＭ７を制御し、第２制御信号Φ２によってスイッチング素子Ｍ２、Ｍ４、Ｍ６、及びＭ８を制御する。

【0020】

制御部ＣＮＴ１は、スイッチング素子Ｍ１、Ｍ３、Ｍ５、及びＭ７と、スイッチング素子Ｍ２、Ｍ４、Ｍ６、及びＭ８と、を相補的にオン／オフ制御する。

【0021】

スイッチング電圧ＶＳＷ１は、Ｖｉｎの値とＶｉｎ×３／４の値とで切り替わる。スイッチング電圧ＶＳＷ１は、スイッチング素子Ｍ１とスイッチング素子Ｍ２との接続ノードに発生する。

【0022】

スイッチング電圧ＶＳＷ２は、Ｖｉｎ×３／４の値とＶｉｎ／２の値とで切り替わる。スイッチング電圧ＶＳＷ２は、スイッチング素子Ｍ２とスイッチング素子Ｍ３との接続ノードに発生する。

【0023】

スイッチング電圧ＶＳＷ３は、Ｖｉｎ／２の値とＶｉｎ／４の値とで切り替わる。スイッチング電圧ＶＳＷ３は、スイッチング素子Ｍ３とスイッチング素子Ｍ４との接続ノードに発生する。

【0024】

スイッチング電圧ＶＳＷ６は、Ｖｉｎ／４の値と０（グラウンド電位）とで切り替わる。スイッチング電圧ＶＳＷ６は、スイッチング素子Ｍ５とスイッチング素子Ｍ６との接続ノードに発生する。

【0025】

スイッチング電圧ＶＳＷ７は、Ｖｉｎ／４の値と０（グラウンド電位）とで切り替わる。スイッチング電圧ＶＳＷ７は、スイッチング素子Ｍ７とスイッチング素子Ｍ８との接続ノードに発生する。

【0026】

出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｖｉｎ／４の値になる。出力電圧Ｖｏｕｔは、スイッチング素子Ｍ４とスイッチング素子Ｍ６とスイッチング素子Ｍ７との接続ノードに発生する。出力電圧Ｖｏｕｔは、負荷ＬＤ１に供給される。

【0027】

センス抵抗ＲＳＮＳは、スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ１の入力電流Ｉｉｎを電圧ＶＳＮＳに変換する。電圧ＶＳＮＳは、過電流検出回路１に供給される。過電流検出回路１は、抵抗１１と、コンデンサ１２と、基準電圧ＶＲＥＦを出力する直流電圧源１３と、コンパレータ１４と、を有する。

【0028】

入力電流Ｉｉｎは図２に示すようにパルス電流であるため、負荷ＬＤ１が重負荷である場合に、当該パルス電流の立ち上がりにおける突入電流によって電圧ＶＳＮＳが基準電圧ＶＲＥＦより大きくなって過電流が誤検出されるおそれがある。

【0029】

抵抗１１及びコンデンサ１２によって構成されるＲＣフィルタは、電圧ＶＳＮＳを平滑化し、過電流の誤検出を防止する。コンパレータ１４は、当該ＲＣフィルタによって平滑化された電圧と基準電圧ＶＲＥＦとを比較する。コンパレータ１４は、当該ＲＣフィルタによって平滑化された電圧が基準電圧ＶＲＥＦ以上であれば、過電流を検出して過電流保護信号ＯＣＰをＨＩＧＨレベルにする。一方、コンパレータ１４は、当該ＲＣフィルタによって平滑化された電圧が基準電圧ＶＲＥＦ未満であれば、過電流を検出せず過電流保護信号ＯＣＰをＬＯＷレベルにする。

【0030】

制御部ＣＮＴ１は、過電流保護信号ＯＣＰがＨＩＧＨレベルであれば、スイッチング素子Ｍ１～Ｍ８のスイッチング制御を停止し、スイッチング素子Ｍ１～Ｍ８全てをオフにする過電流保護動作を実行する。

【0031】

スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ１は、センス抵抗ＲＳＮＳでの損失があるため、効率が低下する。また、抵抗１１及びコンデンサ１２によって構成されるＲＣフィルタは、制御部ＣＮＴ１を有する半導体集積回路装置の外付け部品である場合には、部品点数の増加を招くことになる。

【0032】

上記の考察に鑑み、以下では、スイッチドキャパシタコンバータの効率低下を招くことなく過電流を検出することができる新規な実施形態を提案する。

【0033】

＜スイッチドキャパシタコンバータ（実施形態）＞
図３は、スイッチドキャパシタコンバータの実施形態を示す図である。本実施形態のスイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２は、センス抵抗ＲＳＮＳ及び過電流検出回路１の代わりに過電流検出回路２を有する点で上述したスイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ１と異なり、それ以外の点で上述したスイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ１と基本的に同様である。

【0034】

スイッチドキャパシタコンバータでは、無負荷の場合、出力電圧は、入力電圧の整数倍または整数の逆数倍で表される。スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２では、無負荷の場合、出力電圧Ｖｏｕｔは入力電圧Ｖｉｎの１／４倍である。

【0035】

スイッチドキャパシタコンバータは、フィードバック制御を行わず、オープンループでスイッチング素子が制御される。そのため、スイッチドキャパシタコンバータでは、出力電圧Ｖｏｕｔは、出力電流Iｏｕｔに応じて降下する。スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２では、無負荷でない場合、出力電圧Ｖｏｕｔと、入力電圧Ｖｉｎと、出力電流Iｏｕｔとの間に下記の（１）式が成立する。
Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ／４－Ｒｏｕｔ×Iｏｕｔ …（１）

【0036】

制御部ＣＮＴ１がスイッチング素子Ｍ１～Ｍ８を低いスイッチング周波数Ｆｓｗで動作させる場合、下記の（２）式が成立する。スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２の実効容量値Ｃｅｐは、例えばMichael D. Seeman and Seth R. Sanders,” Analysis and Optimization of Switched-Capacitor DC-DC Converters”(IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL. 23, NO. 2, MARCH 2008)に開示されている手法によって算出することができる。
Ｒｏｕｔ≒１／（Ｃｅｐ×Ｆｓｗ） …（２）

【0037】

上記の（１）式の関係が成立するので、過電流検出回路２は、出力電圧Ｖｏｕｔと入力電圧Ｖｉｎの整数の逆数倍との差に基づいて、出力電流Iｏｕｔの過電流を検出する。過電流検出回路２は、センス抵抗ＲＳＮＳを設けることなく過電流を検出することができる。したがって、過電流検出回路２は、スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２の効率低下を招くことなく過電流を検出することができる。

【0038】

図４は、過電流検出回路２の一構成例を示す図である。図４に示す過電流検出回路２は、抵抗Ｒ１～Ｒ６と、オペアンプＯＰ１と、Ｐチャネル型のＭＯＳ電界効果トランジスタＱ１～Ｑ３と、Ｎチャネル型のＭＯＳ電界効果トランジスタＱ４及びＱ５と、定電流源ＩＳ５１、コンパレータＣＯＭＰ１と、第１印加端Ｔ１と、第２印加端Ｔ２と、を有する。図４に示す過電流検出回路２の電源電圧ＶＣＣとしては、例えば入力電圧Ｖｉｎを用いることができる。

【0039】

抵抗Ｒ１及びＲ２によって構成される分圧回路は、第１印加端Ｔ１に印加される入力電圧Ｖｉｎを分圧して、Ｖｉｎ／（４Ｎ）の値の電圧を生成する。Ｎの値は、抵抗Ｒ１及びＲ２の各抵抗値によって調整される。当該分圧回路から出力されるＶｉｎ／（４Ｎ）の値の電圧は、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子に供給される。オペアンプＯＰ１の出力端子は、オペアンプＯＰ１の反転入力端子に接続される。これにより、オペアンプＯＰ１は、バッファアンプとして動作する。

【0040】

オペアンプＯＰ１から出力されるＶｉｎ／（４Ｎ）の値の電圧は、抵抗Ｒ３及びＲ４の直列回路に供給される。具体的には、オペアンプＯＰ１から出力されるＶｉｎ／（４Ｎ）の値の電圧は、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との接続ノードに供給される。

【0041】

第１及び第２カレントミラー回路は、定電流源ＩＳ１から出力される定電流Ｉｂに応じた電流を抵抗Ｒ３及びＲ４の直列回路に供給する。第１カレントミラー回路は、ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ１～Ｑ３によって構成される。第２カレントミラー回路は、ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ４及びＱ５によって構成される。

【0042】

Ｖｉｎ／（４Ｎ）－ＶＲＥＦ／Ｎの値の電圧が抵抗Ｒ４とＭＯＳ電界効果トランジスタＱ５との接続ノードからコンパレータＣＯＭＰ１の反転入力端子に供給される。ＶＲＥＦ／Ｎの値は、定電流Ｉｂと抵抗Ｒ４の抵抗値とによって調整できる。

【0043】

抵抗Ｒ５及びＲ６によって構成される分圧回路は、第２印加端Ｔ２に印加される出力電圧Ｖｏｕｔを分圧して、Ｖｏｕｔ／Ｎの値の電圧を生成する。Ｎの値は、抵抗Ｒ５及びＲ６の各抵抗値によって調整される。当該分圧回路から出力されるＶｏｕｔ／Ｎの値の電圧は、コンパレータＣＯＭＰ１の非反転入力端子に供給される。

【0044】

入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの差がＶＲＥＦ（閾値）まで開くと、コンパレータＣＯＭＰ１から出力される過電流保護信号ＯＣＰはＨＩＧＨレベルになる。制御部ＣＮＴ１は、過電流保護信号ＯＣＰがＨＩＧＨレベルであれば、スイッチング素子Ｍ１～Ｍ８のスイッチング制御を停止し、スイッチング素子Ｍ１～Ｍ８全てをオフにする過電流保護動作を実行する。

【0045】

ここで、定電流源ＩＳ１を図５に示す構成にすることで、ＶＲＥＦの値の精度を高めることができる。図５に示す構成の定電流源ＩＳ１は、オペアンプＯＰ２と、Ｎチャネル型のＭＯＳ電界効果トランジスタＱ６と、抵抗Ｒ７と、を有する。

【0046】

定電圧ＶｂがオペアンプＯＰ２の非反転入力端子に供給される。定電圧Ｖｂは、例えばバンドギャップ基準電圧等の高精度の定電圧である。オペアンプＯＰ２の出力端子は、ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ６のゲートに接続される。オペアンプＯＰ２の反転入力端子は、ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ６のソース及び抵抗Ｒ７の第１端に接続される。抵抗Ｒ７の第２端は、グラウンド電位に接続される。

【0047】

図５に示す構成の定電流源ＩＳ１から出力される定電流Ｉｂの値は、下記の（３）式で表せる。なお、下記の（３）式において、Ｉｂは定電流Ｉｂの値であり、Ｖｂは定電圧Ｖｂの値であり、Ｒ９は抵抗Ｒ９の抵抗値である。
Iｂ＝Ｖｂ／Ｒ９ …（３）

【0048】

抵抗Ｒ４の抵抗値をＲとすると、上記のＶＲＥＦは下記の（４）式で表せる。したがって、抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ３とを特性を揃えることで上記のＶＲＥＦの精度が高まるので、過電流の検出精度が高まる。なお、例えば抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ３とを同一の製造プロセスで形成することによって、抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ３とを特性を揃えることができる。
ＶＲＥＦ＝Ｖｂ×Ｒ／Ｒ７ …（４）

【0049】

＜適用例＞
図６は、車両Ｘの外観図である。本構成例の車両Ｘは、不図示のバッテリから出力される電圧の供給を受けて動作する種々の電子機器Ｘ１１～Ｘ１８を搭載している。なお、本図における電子機器Ｘ１１～Ｘ１８の搭載位置は、図示の便宜上、実際とは異なる場合がある。

【0050】

電子機器Ｘ１１は、エンジンに関連する制御（インジェクション制御、電子スロットル制御、アイドリング制御、酸素センサヒータ制御、及び、オートクルーズ制御など）を行うエンジンコントロールユニットである。

【0051】

電子機器Ｘ１２は、ＨＩＤ［high intensity discharged lamp］やＤＲＬ［daytime running lamp］などの点消灯制御を行うランプコントロールユニットである。

【0052】

電子機器Ｘ１３は、トランスミッションに関連する制御を行うトランスミッションコントロールユニットである。

【0053】

電子機器Ｘ１４は、車両Ｘの運動に関連する制御（ＡＢＳ［anti-lock brake system］制御、ＥＰＳ［electric power steering］制御、電子サスペンション制御など）を行う制動ユニットである。

【0054】

電子機器Ｘ１５は、ドアロックや防犯アラームなどの駆動制御を行うセキュリティコントロールユニットである。

【0055】

電子機器Ｘ１６は、ワイパー、電動ドアミラー、パワーウィンドウ、ダンパー（ショックアブソーバー）、電動サンルーフ、及び、電動シートなど、標準装備品やメーカーオプション品として、工場出荷段階で車両Ｘに組み込まれている電子機器である。

【0056】

電子機器Ｘ１７は、車載Ａ／Ｖ［audio/visual］機器、カーナビゲーションシステム、及び、ＥＴＣ［electronic toll collection system］など、ユーザオプション品として任意で車両Ｘに装着される電子機器である。

【0057】

電子機器Ｘ１８は、車載ブロア、オイルポンプ、ウォーターポンプ、バッテリ冷却ファンなど、高耐圧系モータを備えた電子機器である。

【0058】

なお、先に説明したスイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２は、電子機器Ｘ１１～Ｘ１８のいずれにも組み込むことが可能である。また、先に説明したスイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２の用途としては、車両Ｘに搭載される電源に限定されず、例えば産業機器に搭載される電源であってもよい。

【0059】

＜その他＞
発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。

【0060】

例えば、スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２において、直流電圧源ＶＳ１と負荷ＬＤ１との配置を入れ替えてもよい。直流電圧源ＶＳ１と負荷ＬＤ１との配置を入れ替えた場合、スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２から負荷ＬＤ１に供給される電圧（スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２の出力電圧）は、直流電圧源ＶＳ１からスイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２に供給される電圧（スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２の入力電圧）より大きくなる。この場合、過電流検出回路は、スイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２の出力電圧とスイッチドキャパシタコンバータＳＣＣ２の入力電圧の整数倍との差に基づいて、過電流を検出するように構成されればよい。

【0061】

上述した過電流検出回路は、ディクソン型と異なるトポロジーであるスイッチドキャパシタコンバータにも適用することができる。ディクソン型と異なるトポロジーであるスイッチドキャパシタコンバータとしては、例えば図７～図１０に示すスイッチドキャパシタコンバータを挙げることができる。

【0062】

以上説明した過電流検出回路（２）は、複数のコンデンサ（Ｃ１～Ｃ３）と、複数のスイッチング素子（Ｍ１～Ｍ８）と、を有するスイッチドキャパシタコンバータ（ＳＣＣ２）から出力される電流の過電流を検出するように構成される過電流検出回路であって、前記スイッチドキャパシタコンバータの入力電圧が印加されるように構成される第１印加端（Ｔ１）と、前記スイッチドキャパシタコンバータの出力電圧が印加されるように構成される第２印加端（Ｔ２）と、前記出力電圧と前記入力電圧の整数倍または整数の逆数倍との差に基づいて、前記過電流を検出するように構成される検出部（Ｒ１～Ｒ２、Ｒ４～Ｒ７、ＯＰ１、ＩＳ１、Ｑ１～Ｑ５、ＣＯＭＰ１）と、を有する構成（第１の構成）である。

【0063】

上記第１の構成の過電流検出回路は、スイッチドキャパシタコンバータの効率低下を招くことなく過電流を検出することができる。

【0064】

上記第１の構成の過電流検出回路において、前記検出部は、前記出力電圧の分圧を生成するように構成される第１分圧回路と、前記入力電圧の分圧を生成するように構成される第２分圧回路と、を有し、前記第１分圧回路の出力と前記第２分圧回路の出力との差に基づいて、前記過電流を検出するように構成される構成（第２の構成）であってもよい。

【0065】

上記第２の構成の過電流検出回路は、処理する電圧が小さくすることができるので、過電流検出回路の小型化および低コスト化を図ることができる。

【0066】

上記第１又は第２の構成の過電流検出回路において、前記検出部は、前記出力電圧と前記入力電圧の整数倍または整数の逆数倍との差が閾値以上であるときに前記過電流を検出し、第１抵抗（Ｒ７）を含み、前記第１抵抗に定電圧を印加して前記第１抵抗を流れる定電流を出力するように構成される定電流源と、前記定電流に応じた電流が供給されるように構成される第２抵抗（Ｒ３）と、を有し、前記第２抵抗の電圧降下によって前記閾値が定まる構成（第３の構成）であってもよい。

【0067】

上記第３の構成の過電流検出回路は、第１抵抗と第２抵抗との特性を揃えることで、過電流の検出精度を高めることができる。

【0068】

以上説明したスイッチドキャパシタコンバータ（ＳＣＣ２）は、上記第１～第３いずれかの構成の過電流検出回路と、前記複数のコンデンサと、前記複数のスイッチング素子と、を有する構成（第４の構成）である。

【0069】

上記第４の構成のスイッチドキャパシタコンバータは、効率低下を招くことなく過電流を検出することができる。

【0070】

以上説明した車両（Ｘ）は、上記第７の構成のスイッチドキャパシタコンバータを有する構成（第５の構成）である。

【0071】

上記第５の構成の車両は、スイッチドキャパシタコンバータの効率低下を招くことなく過電流を検出することができる。

【符号の説明】

【0072】

１、２ 過電流検出回路
１１ 抵抗
１２ コンデンサ
１３ 直流電圧源
１４ コンパレータ
ＲＳＮＳ センス抵抗
Ｃ１～Ｃ３ コンデンサ
Ｃｏｕｔ 出力コンデンサ
ＣＮＴ１ 制御部
ＣＯＭＰ１ コンパレータ
ＩＳ１ 定電流源
ＬＤ１ 負荷
Ｍ１～Ｍ８ スイッチング素子
ＯＰ１～ＯＰ２ オペアンプ
Ｑ１～Ｑ６ ＭＯＳ電界効果トランジスタ
Ｒ１～Ｒ１７ 抵抗
ＳＣＣ１、ＳＣＣ２ スイッチドキャパシタコンバータ
Ｔ１～Ｔ２ 第１～第２印加端
ＶＳ１ 直流電圧源
Ｘ 車両
Ｘ１１～Ｘ１８ 電子機器

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】