特開 2023-168760 スイッチング制御装置、絶縁型スイッチング電源装置、及び電気機器

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2023168760

(43)【公開日】2023-11-29

(54)【発明の名称】スイッチング制御装置、絶縁型スイッチング電源装置、及び電気機器

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20231121BHJP

【ＦＩ】

H02M3/28 L

【審査請求】未請求

【請求項の数】9

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022080050

(22)【出願日】2022-05-16

(71)【出願人】

【識別番号】000116024

【氏名又は名称】ローム株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001933

【氏名又は名称】弁理士法人 佐野特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】前島 聡

(72)【発明者】

【氏名】菊池 弘基

【テーマコード（参考）】

5H730

【Ｆターム（参考）】

5H730AA04

5H730AA15

5H730AS01

5H730AS13

5H730BB43

5H730BB57

5H730DD04

5H730EE02

5H730EE07

5H730EE59

5H730FD24

5H730FD41

5H730FG02

(57)【要約】

【課題】絶縁型スイッチング電源装置のロードレギュレーションを良好にできるスイッチング制御装置を提供する。
【解決手段】スイッチング制御装置は、トランス（ＴＲ１）の一次巻線（Ｌ１）に接続されるスイッチング素子（ＳＷ１）を制御するように構成される。前記スイッチング制御装置は、前記トランスの補助巻線（Ｌ３）に発生する誘起電圧に基づく帰還電圧をサンプルホールドするように構成されるサンプルホールド回路（Ｓ５、Ｃ７）と、前記サンプルホールド回路の出力に基づき前記スイッチング素子を制御するように構成される制御部（５～８）と、前記誘起電圧に応じたタイミング信号を生成するように構成されるタイミング信号生成回路（２～４、Ｑ１～Ｑ１１、Ｃ３～Ｃ５、Ｓ１～Ｓ４）と、を有する。前記サンプルホールド回路は、前記タイミング信号に従って、前記帰還電圧をサンプリングするように構成される。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

トランスの一次巻線に接続されるスイッチング素子を制御するように構成されるスイッチング制御装置であって、
前記トランスの補助巻線に発生する誘起電圧に基づく帰還電圧をサンプルホールドするように構成されるサンプルホールド回路と、
前記サンプルホールド回路の出力に基づき前記スイッチング素子を制御するように構成される制御部と、
前記誘起電圧に応じたタイミング信号を生成するように構成されるタイミング信号生成回路と、
を有し、
前記サンプルホールド回路は、前記タイミング信号に従って、前記帰還電圧をサンプリングするように構成される、スイッチング制御装置。

【請求項2】

前記タイミング信号生成回路は、第１電圧と第２電圧との比較結果に基づき前記タイミング信号を生成するように構成され、
前記第１電圧は、前記スイッチング素子がオンの期間に前記誘起電圧に応じて増加し、前記スイッチング素子がオンからオフに切り替わるタイミングで増加が停止し、
前記第２電圧は、前記スイッチング素子がオフの期間に前記誘起電圧に応じて増加する、請求項１に記載のスイッチング制御装置。

【請求項3】

前記タイミング信号生成回路は、
前記比較結果に基づき前記タイミング信号のパルス終了タイミングを設定し、
前記タイミング信号の前記パルス終了タイミングに先行したパルス開始タイミングを設定する、請求項２に記載のスイッチング制御装置。

【請求項4】

前記タイミング信号生成回路は、前記第１電圧と第３電圧との比較結果に基づき前記パルス開始タイミングを設定し、
前記第３電圧は、前記スイッチング素子がオフの期間に前記誘起電圧に応じて増加し、前記第２電圧より増加率が大きい、請求項３に記載のスイッチング制御装置。

【請求項5】

前記タイミング信号生成回路は、前記第２電圧と前記第１電圧より小さい電圧との比較結果に基づき前記パルス開始タイミングを設定する、請求項３に記載のスイッチング制御装置。

【請求項6】

前記誘起電圧に応じた第１電流を受け取るように構成される端子と、
前記第１電流に応じた第２電流を前記帰還電圧に変換するように構成される変換部と、
を有する、請求項１～５のいずれか一項に記載のスイッチング制御装置。

【請求項7】

前記端子に印加される電圧を０Ｖより大きい所定値にクランプするように構成されるクランパーを有する、請求項６に記載のスイッチング制御装置。

【請求項8】

請求項１に記載のスイッチング制御装置と、
前記トランスと、
前記スイッチング素子と、を有する、絶縁型スイッチング電源装置。

【請求項9】

請求項８に記載の絶縁型スイッチング電源装置を有する、電気機器。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本明細書中に開示されている発明は、スイッチング制御装置、並びにこれを用いた絶縁型スイッチング電源装置及び電気機器に関する。

【背景技術】

【0002】

従来、一次回路系と二次回路系との間を絶縁しつつ入力電圧から所望の出力電圧を生成する絶縁型スイッチング電源装置が種々の電気機器に利用されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】特開２０１５－７６９６２号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

一般に、絶縁型スイッチング電源装置は、フォトカプラを用いて出力帰還制御を行う構成である。しかしながら、フォトカプラを用いる従来構成では、部品点数の増加に伴う長期信頼性の低下及びコストアップが課題となっていた。

【0005】

また、従来、フォトカプラを用いずにトランスの補助巻線を用いて出力帰還制御を行う絶縁型スイッチング電源装置も提案されている。

【0006】

一般に、補助巻線を用いる従来構成では、スイッチング素子がターンオフしてから一定時間後に帰還電圧がサンプリングされる。このサンプリングされた帰還電圧は、二次回路系に設けられるダイオードの順方向電圧ＶＦの情報を含んでいる。二次回路系に設けられるダイオードの順方向電圧ＶＦは負荷に応じて変動するため、絶縁型スイッチング電源装置のロードレギュレーションが悪化する。

【0007】

特許文献１で提案されている絶縁型スイッチング電源装置は、一次電流がオフされてから帰還電圧が閾値電圧を下回るまでの期間を計測し、その計測結果に基づいて帰還電圧をサンプリングすることで、出力帰還制御の精度を高めている。しかしながら、計測結果に基づいて帰還電圧をサンプリングする構成では、回路構成が複雑になってしまう。

【0008】

したがって、補助巻線を用いる絶縁型スイッチング電源装置のロードレギュレーションを特許文献１とは別の手法で良好にすることが望まれる。

【課題を解決するための手段】

【0009】

本明細書中に開示されているスイッチング制御装置は、トランスの一次巻線に接続されるスイッチング素子を制御するように構成される。前記スイッチング制御装置は、前記トランスの補助巻線に発生する誘起電圧に基づく帰還電圧をサンプルホールドするように構成されるサンプルホールド回路と、前記サンプルホールド回路の出力に基づき前記スイッチング素子を制御するように構成される制御部と、前記誘起電圧に応じたタイミング信号を生成するように構成されるタイミング信号生成回路と、を有する。前記サンプルホールド回路は、前記タイミング信号に従って、前記帰還電圧をサンプリングするように構成される。

【0010】

本明細書中に開示されている絶縁型スイッチング電源装置は、上記構成のスイッチング制御装置と、前記トランスと、前記スイッチング素子と、を有する。

【0011】

本明細書中に開示されている電気機器は、上記構成の絶縁型スイッチング電源装置を有する。

【発明の効果】

【0012】

本明細書中に開示されている発明によれば、絶縁型スイッチング電源装置のロードレギュレーションを良好にできる。

【図面の簡単な説明】

【0013】

【図1】図１は、第１実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成を示す図である。

【図2】図２は、第１実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の各部の電圧及び電流を示すタイミングチャートである。

【図3】図３は、第１実施形態の変形例で用いられる分圧回路を示す図である。

【図4】図４は、第２実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成を示す図である。

【図5】図５は、第２実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の各部の電圧及び電流を示すタイミングチャートである。

【図6】図６は、電気機器の外観図である。

【発明を実施するための形態】

【0014】

本明細書において、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）電界効果トランジスタとは、ゲートの構造が、「導電体または抵抗値が小さいポリシリコン等の半導体からなる層」、「絶縁層」、及び「Ｐ型、Ｎ型、又は真性の半導体層」の少なくとも３層からなる電界効果トランジスタをいう。つまり、ＭＯＳ電界効果トランジスタのゲートの構造は、金属、酸化物、及び半導体の３層構造に限定されない。

【0015】

本明細書において、基準電圧とは、理想的な状態において一定である電圧を意味しており、実際には温度変化等により僅かに変動し得る電圧である。

【0016】

＜第１実施形態＞
図１は、第１実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置１０１の構成を示す図である。第１実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置１０１は、トランスＴＲ１と、ダイオードＤ１と、出力コンデンサＣ１と、コンデンサＣ２と、抵抗Ｒ１と、半導体装置２０１と、を有する。

【0017】

トランスＴＲ１は、互いに逆極性で電磁結合された一次巻線Ｌ１及び二次巻線Ｌ２を含む。一次巻線Ｌ１及び二次巻線Ｌ２は、一次回路系と二次回路系との間を電気的に絶縁する。一次巻線Ｌ１の第１端には入力電圧Ｖ_ＩＮが印加される。一次巻線Ｌ１の第２端は、半導体装置２０１の端子Ｔ３に接続される。二次巻線Ｌ２の第１端は、ダイオードＤ１のアノードに接続される。ダイオードＤ１のカソードは、出力コンデンサＣ１の第１端に接続される。二次巻線Ｌ２の第２端及び出力コンデンサＣ１の第２端は、二次回路系のグラウンド電位に接続される。二次巻線Ｌ２に発生する誘起電圧は、ダイオードＤ１によって整流され、出力コンデンサＣ１によって平滑化されて出力電圧Ｖ_ＯＵＴに変換される。出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、ダイオードＤ１のカソード及び出力コンデンサＣ１の第１端の接続ノードから出力される。

【0018】

トランスＴＲ１は、一次巻線Ｌ１及び二次巻線Ｌ２に加えて補助巻線Ｌ３を含む。補助巻線Ｌ３の第１端は、抵抗Ｒ１の第１端と、コンデンサＣ２の第１端と、半導体装置２０１の端子Ｔ１とに接続される。補助巻線Ｌ３の第２端及びコンデンサＣ２の第２端は、一次回路系のグラウンド電位に接続される。抵抗Ｒ１の第２端は、半導体装置２０１の端子Ｔ２に接続される。補助巻線Ｌ３に発生する誘起電圧Ｖｄは、コンデンサＣ２によって平滑化されて電源電圧Ｖｃｃに変換される。電源電圧Ｖｃｃは、端子Ｔ１に印加される。補助巻線Ｌ３に発生する誘起電圧Ｖｄは、抵抗Ｒ１によって電流Iｄに変換される。端子Ｔ２には、電流Iｄが供給され、第１帰還電圧Ｖ_ＦＢ１が印加される。第１帰還電圧Ｖ_ＦＢ１は、以下の式で表される。ただし、Ｒ_１は抵抗Ｒ１の抵抗値である。
Ｖ_ＦＢ１＝Ｖｄ－Iｄ×Ｒ_１

【0019】

半導体装置２０１は、スイッチング素子ＳＷ１と、スイッチング素子ＳＷ１を制御するスイッチング制御装置と、スイッチング素子ＳＷ１に流れる電流を検出するセンス抵抗Ｒ４と、クランパー１Ａと、端子Ｔ１～Ｔ３と、有する。

【0020】

スイッチング素子ＳＷ１は、本実施形態ではＮチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタである。スイッチング素子ＳＷ１のドレインは、端子Ｔ３を介して一次巻線Ｌ１に接続される。スイッチング素子ＳＷ１のソースは、センス抵抗Ｒ４を介してグラウンド電位に接続される。なお、本実施形態の変形例として、スイッチング素子ＳＷ１はＮチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ以外の素子であってもよい。

【0021】

スイッチング制御装置は、サンプルホールド回路と、制御部と、タイミング信号生成回路と、を有する。

【0022】

サンプルホールド回路は、スイッチＳ５と、コンデンサＣ７と、を有する。サンプルホールド回路は、補助巻線Ｌ３に発生する誘起電圧Ｖｄに基づく第２帰還電圧Ｖ_ＦＢ２をサンプルホールドする。サンプルホールド回路は、タイミング信号生成回路によって生成されるタイミング信号に従って、第２帰還電圧Ｖ_ＦＢ２をサンプリングする。

【0023】

制御部は、サンプルホールド回路の出力に基づきスイッチング素子ＳＷ１を制御する。制御部は、基準電圧源５と、エラーアンプ６と、コンパレータ７と、制御部８と、コンデンサＣ８と、抵抗Ｒ３と、を有する。

【0024】

タイミング信号生成回路は、誘起電圧Ｖｄに応じたタイミング信号を生成する。タイミング信号生成回路は、コンパレータ２及び３と、フリップフロップ４と、ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ１～Ｑ１０と、コンデンサＣ３～Ｃ５と、スイッチＳ１～Ｓ３と、ワンショット回路９と、ＮＯＴゲートＮ１と、を有する。

【0025】

スイッチング制御装置は、スイッチＳ４と、コンデンサＣ６と、ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ１１と、抵抗Ｒ２と、ＮＯＴゲートＮ２と、スイッチＳ６と、クランパー１Ａと、をさらに有する。

【0026】

次に、半導体装置２０１の内部回路の接続関係について説明する。

【0027】

電源電圧Ｖｃｃは、Ｐチャネル型のＭＯＳ電界効果トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ５～Ｑ７、及びＱ１１の各ソースと、コンデンサＣ６の第１端と、に印加される。Ｎチャネル型のＭＯＳ電界効果トランジスタＱ３、Ｑ４、及びＱ８～Ｑ１０の各ソースは、グラウンド電位に接続される。以下、ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ１～Ｑ１１をトランジスタＱ１～Ｑ１１と略す。

【0028】

端子Ｔ２は、クランパー１Ａを介して、トランジスタＱ１のドレイン及びゲート並びにトランジスタＱ１のゲートに接続される。また、端子Ｔ２は、トランジスタＱ３及びＱ４の各ゲートに接続され、スイッチＳ６を介してトランジスタＱ３のドレインに接続される。

【0029】

トランジスタＱ２のドレインは、スイッチＳ１を介してコンデンサＣ３の第１端に接続される。コンデンサＣ３の第２端はグラウンド電位に接続される。

【0030】

トランジスタＱ４のドレインは、トランジスタＱ５のドレインと、トランジスタＱ５～７の各ゲートと、に接続される。また、トランジスタＱ４のドレインは、スイッチＳ４を介して、トランジスタＱ１１のゲートと、コンデンサＣ６の第２端と、に接続される。

【0031】

トランジスタＱ６のドレインは、スイッチＳ２を介してコンデンサＣ４の第１端に接続される。コンデンサＣ４の第２端はグラウンド電位に接続される。

【0032】

トランジスタＱ７のドレインは、スイッチＳ３を介してコンデンサＣ５の第１端に接続される。コンデンサＣ５の第２端はグラウンド電位に接続される。

【0033】

コンデンサＣ３の第１端は、コンパレータ２の非反転入力端子と、コンパレータ３の反転入力端子と、トランジスタＱ８のドレインと、に接続される。コンデンサＣ４の第１端は、コンパレータ２の反転入力端子と、トランジスタＱ９のドレインと、に接続される。コンデンサＣ５の第１端は、コンパレータ３の非反転入力端子と、トランジスタＱ１０のドレインと、に接続される。

【0034】

コンパレータ２の出力端子は、フリップフロップ４のリセット端子に接続される。コンパレータ３の出力端子は、フリップフロップ４のクロック端子に接続される。フリップフロップ４のデータ入力端子には電源電圧Ｖｃｃが印加される。スイッチＳ４及びＳ５は、フリップフロップ４の出力端子から出力される電圧ＶＳＭＰによって制御される。電圧ＶＳＭＰがＨＩＧＨレベルであるときにスイッチＳ４及びＳ５はオンになり、電圧ＶＳＭＰがＬＯＷレベルであるときにスイッチＳ４及びＳ５はオフになる。

【0035】

トランジスタＱ１１のドレインは、抵抗Ｒ２の第１端と、スイッチＳ５の第１端と、に接続される。抵抗Ｒ２の第２端は、グラウンド電位に接続される。抵抗Ｒ２は、電流Iｄに応じたトランジスタＱ１１のドレイン電流を第２帰還電圧Ｖ_ＦＢ２に変換する。

【0036】

スイッチＳ５の第２端は、エラーアンプ６の非反転入力端子と、コンデンサＣ７の第１端と、に接続される。コンデンサＣ７の第２端は、グラウンド電位に接続される。基準電圧源５から出力される基準電圧は、エラーアンプ６の反転入力端子に供給される。

【0037】

コンパレータ７の非反転入力端子は、エラーアンプ６の出力端子と、コンデンサＣ８の第１端と、に接続される。コンデンサＣ８の第２端は、抵抗Ｒ３を介してグラウンド電位に接続される。コンパレータ７の反転入力端子は、スイッチング素子ＳＷ１のソースとセンス抵抗Ｒ４との接続ノードに接続される。

【0038】

コンパレータ７の出力信号は、制御部８に供給される。制御部８は、例えば所定周期で電圧ＶＧＡＴＥをＬＯＷレベルからＨＩＧＨレベルに切り替える。また制御部８は、コンパレータ７の出力信号がＨＩＧＨレベルからＬＯＷレベルに切り替わると、電圧ＶＧＡＴＥをＨＩＧＨレベルからＬＯＷレベルに切り替える。制御部８から出力される電圧ＶＧＡＴＥは、スイッチング素子ＳＷ１のゲートと、ワンショット回路９と、に供給される。ワンショット回路９から出力される電圧ＶＯＳは、トランジスタＱ８～Ｑ１０の各ゲートに供給される。電圧ＶＯＳは、電圧ＶＧＡＴＥがＬＯＷレベルからＨＩＧＨレベルに切り替わるときにワンショットパルスが発生する電圧である。スイッチＳ１は、電圧ＶＧＡＴＥによって制御される。ＮＯＴゲートＮ２は、電圧ＶＧＡＴＥを反転する。スイッチＳ６はＮＯＴゲートＮ２の出力電圧によって制御される。スイッチＳ１は、電圧ＶＧＡＴＥがＨＩＧＨレベルであるときにオンになり、電圧ＶＧＡＴＥがＬＯＷレベルであるときにオフになる。スイッチＳ６は、電圧ＶＧＡＴＥがＬＯＷレベルであるときにオンになり、電圧ＶＧＡＴＥがＨＩＧＨレベルであるときにオフになる。なお、本実施形態の変形例として、センス抵抗Ｒ４は、半導体装置２０１の外付け素子であってもよい。また、本実施形態の変形例として、コンデンサＣ８及び抵抗Ｒ３は、半導体装置２０１の外付け素子であってもよい。

【0039】

図２は、第１実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置１０１の各部の電圧及び電流を示すタイミングチャートである。

【0040】

タイミング信号生成回路は、コンデンサＣ３の第１端から出力される電圧ＶＣ１とコンデンサＣ４の第１端から出力される電圧ＶＣ２との比較結果（コンパレータ２の出力）に基づきタイミング信号（電圧ＶＳＭＰ）を生成する。より具体的には、タイミング信号生成回路は、コンパレータ２の出力に基づきタイミング信号（電圧ＶＳＭＰ）のパルス終了タイミングＰＥＴＭを設定する。

【0041】

電圧ＶＣ１は、スイッチング素子ＳＷ１がオンの期間Ｔ_１に誘起電圧Ｖｄに応じて増加し、スイッチング素子ＳＷ１がオンからオフに切り替わるタイミングで増加が停止する。電圧ＶＣ２は、スイッチング素子ＳＷ１がオフの期間に誘起電圧Ｖｄに応じて増加する。

【0042】

タイミング信号生成回路は、パルス終了タイミングＰＥＴＭに先行したパルス開始タイミングＰＳＴＭを設定する。タイミング信号生成回路は、電圧ＶＣ１とコンデンサＣ５の第１端から出力される電圧ＶＣ３との比較結果（コンパレータ３の出力）に基づきタイミング信号（電圧ＶＳＭＰ）のパルス開始タイミングＰＳＴＭを設定する。電圧ＶＣ３は、スイッチング素子ＳＷ１がオフの期間に誘起電圧Ｖｄに応じて増加し、電圧ＶＣ２より増加率が大きい。例えば、トランジスタＱ５のドレイン電流をトランジスタＱ２のドレイン電流より大きくすることにより、電圧ＶＣ３の増加率を電圧ＶＣ２の増加率より大きくすることができる。また、例えば、コンデンサＣ５の容量をコンデンサＣ３の容量より小さくすることにより、電圧ＶＣ３の増加率を電圧ＶＣ２の増加率より大きくすることができる。

【0043】

なお、本実施形態の変形例として、タイミング信号生成回路が、電圧ＶＣ２と電圧ＶＣ１より小さい電圧との比較結果に基づきパルス開始タイミングＰＳＴＭを設定してもよい。この場合、トランジスタＱ７、スイッチＳ３、及びコンデンサＣ５、及びトランジスタＱ１０の代わりに、例えば図３に示す分圧回路２０を用いることができる。分圧回路２０は、電圧ＶＣ１の分圧を生成し、電圧ＶＣ１の分圧をコンパレータ３の非反転入力端子に供給する。

【0044】

次に、二次電流Ｉｓが流れる期間Ｔ_２について説明する。

【0045】

二次電流Ｉｓが流れる期間Ｔ_２は、次の手順によって計算することができる。

【0046】

スイッチング素子ＳＷ１を流れる電流のピーク値Ｉ_ｐｐｋは、下記の式（１）で表される。なお、Ｌ_ｐは一次巻線Ｌ１のインダクタンスである。

【数1】

【0047】

トランスの巻き数比Ｎは、一次巻線Ｌ１の巻き数Ｎ_ｐを二次巻線Ｌ２の巻き数Ｎ_ｓで割った値である。

【0048】

二次電流Ｉｓのピーク値Ｉ_ｓｐｋは、下記の式で表される。なお、Ｖ_ＦはダイオードＤ１の順方向電圧であり、Ｖ_ｒｉｐはリップル成分である。そして、Ｖ_ＯＵＴ＋Ｖ_Ｆ＋Ｖ_ｒｉｐをＶ_Ｏと置くことで、下記の式（２）が得られる。

【数2】

【0049】

上記の式（２）に上記の式（１）を代入することで、下記の式が得られる。

【数3】

【0050】

一次巻線Ｌ１のインダクタンスＬ_ｐ、二次巻線Ｌ２のインダクタンスＬ_ｓ、一次巻線Ｌ１の巻き数Ｎ_ｐ、及び二次巻線Ｌ２の巻き数Ｎ_ｓの間で成立する下記の関係を用いると、期間Ｔ_２は下記の式で表される。

【数4】

【0051】

二次巻線Ｌ２と補助巻線Ｌ３との関係を用いて期間Ｔ_２を書き換えると、下記のようになる。なお、Ｎ_ｄは補助巻線Ｌ３の巻き数である。また、ここでのＶｄは、誘起電圧Ｖｄの最大値である。

【数5】

【0052】

続いて、タイミング信号（電圧ＶＳＭＰ）のパルス終了タイミングＰＥＴＭについて説明する。

【0053】

半導体装置２０１の回路方式において、スイッチング素子ＳＷ１がオンであるときには、下記の式が成立する。なお、I_１はコンデンサＣ３の充電電流であり、Ｃ_１はコンデンサＣ３の容量である。ここでは、トランジスタＱ１及びＱ２のミラー比を１として考えているが、トランジスタＱ１及びＱ２のミラー比は１以外であってもよい。

【数6】

【0054】

半導体装置２０１の回路方式において、スイッチング素子ＳＷ１がオフであるときには、下記の式が成立する。なお、I_２はコンデンサＣ４の充電電流であり、Ｃ_２はコンデンサＣ４の容量である。ここでは、トランジスタＱ３及びＱ４のミラー比を１、トランジスタＱ５及びＱ６のミラー比を１として考えているが、トランジスタＱ３及びＱ４のミラー比は１以外であってもよく、トランジスタＱ５及びＱ６のミラー比は１以外であってもよい。

【数7】

【0055】

半導体装置２０１の回路方式において、電圧ＶＣ１と電圧ＶＣ２とが等しいときが、タイミング信号（電圧ＶＳＭＰ）のパルス終了タイミングＰＥＴＭになる。したがって、パルス終了タイミングＰＥＴＭでは、下記の式が成立する。下記の式は、上述した期間Ｔ_２の式と一致する。したがって、半導体装置２０１の回路方式において、パルス終了タイミングＰＥＴＭを期間Ｔ_２の終了時点と一致させることができる。しかしながら、製造誤差等を考慮し、パルス終了タイミングＰＥＴＭは、期間Ｔ_２の終了時点より少し先行させるとよい（図２参照）。パルス終了タイミングＰＥＴＭは、期間Ｔ_２の終了時点より少し先行させる手法としては、電流I_２を上記の式で求めた値より少し大きい値に設定すればよい。

【数8】

【0056】

次に、クランパー１Ａについて説明する。

【0057】

クランパー１Ａは、Ｎチャネル型のＭＯＳ電界効果トランジスタ１１及び１２と、電流源１３と、を有する。以下、ＭＯＳ電界効果トランジスタ１１及び１２をトランジスタ１１及び１２と略す。

【0058】

トランジスタ１１のドレインは、トランジスタＱ２のゲート並びにトランジスタＱ１のドレイン及びゲートに接続される。トランジスタ１１のソースは、端子Ｔ２に接続される。電流源１３の第１端には電源電圧Ｖｃｃが印加される。電流源１３の第２端は、トランジスタ１２のドレイン及びゲート並びにトランジスタ１１のゲートに接続される。トランジスタ１２のソースは、グラウンド電位に接続される。

【0059】

クランパー１Ａは、端子Ｔ２に印加される電圧Ｖ_ＦＢ１を０Ｖでクランプする。ここで、端子Ｔ２は、寄生容量の第１端に接続される構成である。なお、寄生容量の第２端はグラウンド電位に接続される。したがって、誘起電圧Ｖｄが負から正に遷移するときに、寄生容量が充電されるまで、電圧Ｖ_ＦＢ１が遅延する。つまり、本実施形態では、誘起電圧Ｖｄを即座に電流信号に変換できないという課題が残る。

【0060】

＜第２実施形態＞
第２実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置１０２は、第１実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置１０１が有する課題を解決することができるスイッチング電源装置である。

【0061】

図４は、第２実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置１０２の構成を示す図である。図５は、第２実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置１０２の各部の電圧及び電流を示すタイミングチャートである。

【0062】

第２実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置１０２は、トランスＴＲ１と、ダイオードＤ１と、出力コンデンサＣ１と、コンデンサＣ２と、抵抗Ｒ１と、半導体装置２０２と、を有する。

【0063】

半導体装置２０２は、半導体装置２０１からクランパー１Ａを取り除き、クランパー１Ａの代わりにクランパー１Ｂを設けた構成である。

【0064】

クランパー１Ｂは、Ｎチャネル型のＭＯＳ電界効果トランジスタ１４と、オペアンプ１５と、電流源１６と、Ｎチャネル型のＭＯＳ電界効果トランジスタ１７と、を有する。以下、ＭＯＳ電界効果トランジスタ１４及び１７をトランジスタ１４及び１７と略す。

【0065】

トランジスタ１４のドレインは、トランジスタＱ２のゲート並びにトランジスタＱ１のドレイン及びゲートに接続される。トランジスタ１４のソースは、端子Ｔ２及びオペアンプ１５の反転入力端子に接続される。トランジスタ１４のゲートは、オペアンプ１５の出力端子に接続される。電流源１６の第１端には電源電圧Ｖｃｃが印加される。電流源１６の第２端は、オペアンプ１５の非反転入力端子並びにトランジスタ１７のドレイン及びゲートに接続される。トランジスタ１７のソースは、グラウンド電位に接続される。

【0066】

クランパー１Ｂは、端子Ｔ２に印加される電圧Ｖ_ＦＢ１をオペアンプ１５の反転入力端子に供給される電圧ＶＴＨ１でクランプする。誘起電圧Ｖｄが電圧ＶＴＨ１と等しくなったとき、クランパー１Ｂからは電流源１６の出力電流と同じ電流しか流せない。そのため、誘起電圧Ｖｄが上昇して電圧ＶＴＨ１より大きくなると、クランパー１Ｂからの電流供給が停止し、端子Ｔ２に印加される電圧Ｖ_ＦＢ１は電圧ＶＴＨ２になり、電流は全てトランジスタＱ３に流れる。その結果、図５に示すように、端子Ｔ２に印加される電圧Ｖ_ＦＢ１は、電圧ＶＴＨ１と電圧ＶＴＨ２との間を遷移する。

【0067】

電圧ＶＴＨ１は０Ｖより大きい所定値であり電圧ＶＴＨ１から電圧ＶＴＨ２に即座に遷移する。したがって、半導体装置２０２は、電圧Ｖ_ＦＢ１が寄生容量の影響によって遅延することを抑制することができる。

【0068】

＜絶縁型スイッチング電源装置の適用例＞
図６は、空気調和機の一構成例を示す外観図である。本構成例の空気調和機Ｙは、室内機Ｙ１と、室外機Ｙ２と、これらを連結する配管Ｙ３と、を有する。なお、室内機Ｙ１は、主として、蒸発器及び室内ファンを内蔵しており、室外機Ｙ２は、主として、圧縮機、凝縮器、膨張弁、及び室外ファンを内蔵している。室内機Ｙ１は、第１実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置１０１又は第２実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置１０２も内蔵している。

【0069】

空気調和機Ｙの冷房運転時には、まず、室外機Ｙ２の圧縮機で冷媒を圧縮して高温高圧の気体とした後、室外機Ｙ２の凝縮器で放熱して冷媒を液化させる。その際、放熱を促すために室外ファンを回して凝縮器に風が当てられるので、室外機Ｙ２からは熱風が吹き出す。次に、液化された冷媒を室外機Ｙ２の膨張弁で減圧して低温低圧の液体とした後、配管Ｙ３を介して室内機Ｙ１に送り、室内機Ｙ１の蒸発器で気化させる。その際、蒸発器は冷媒の気化熱によって低温となるので、室内ファンを回して蒸発器に風を当てることにより、室内機Ｙ１から室内に向けて冷風が送り出される。気化された冷媒は、再び配管Ｙ３を介して室外機Ｙ２に送られた後、上記と同様の熱交換処理が繰り返される。

【0070】

なお、空気調和機Ｙの暖房運転時には、冷媒の循環方向が逆となり、室内機Ｙ１の蒸発器と室外機Ｙ２の凝縮器の役割が入れ替わるものの、基本的には上記と同様の熱交換処理が行われる。

【0071】

ここでは、絶縁型スイッチング電源装置の適用例として、民生機器を取りあげたが、産業機器、車載機器などに絶縁型スイッチング電源装置が搭載されてもよい。つまり、絶縁型スイッチング電源装置が搭載される電気機器は、民生機器に限定されない。

【0072】

＜その他＞
発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。

【0073】

以上説明したスイッチング制御装置は、トランス（ＴＲ１）の一次巻線（Ｌ１）に接続されるスイッチング素子（ＳＷ１）を制御するように構成されるスイッチング制御装置であって、前記トランスの補助巻線（Ｌ３）に発生する誘起電圧に基づく帰還電圧をサンプルホールドするように構成されるサンプルホールド回路（Ｓ５、Ｃ７）と、前記サンプルホールド回路の出力に基づき前記スイッチング素子を制御するように構成される制御部（５～８）と、前記誘起電圧に応じたタイミング信号を生成するように構成されるタイミング信号生成回路（２～４、Ｑ１～Ｑ１０、Ｃ３～Ｃ５、Ｓ１～Ｓ３）と、を有し、前記サンプルホールド回路は、前記タイミング信号に従って、前記帰還電圧をサンプリングするように構成される構成（第１の構成）である。

【0074】

上記第１の構成のスイッチング制御装置は、絶縁型スイッチング電源装置の二次回路系に設けられるダイオードの順方向電圧の情報が帰還電圧に含まれることを抑制することができるので、絶縁型スイッチング電源装置のロードレギュレーションを良好にできる。

【0075】

上記第１の構成のスイッチング制御装置において、前記タイミング信号生成回路は、第１電圧と第２電圧との比較結果に基づき前記タイミング信号を生成するように構成され、前記第１電圧は、前記スイッチング素子がオンの期間に前記誘起電圧に応じて増加し、前記スイッチング素子がオンからオフに切り替わるタイミングで増加が停止し、前記第２電圧は、前記スイッチング素子がオフの期間に前記誘起電圧に応じて増加する構成（第２の構成）であってもよい。

【0076】

上記第２の構成のスイッチング制御装置は、タイミング信号生成回路を簡易な回路構成で実現することができる。

【0077】

上記第２の構成のスイッチング制御装置において、前記タイミング信号生成回路は、 前記比較結果に基づき前記タイミング信号のパルス終了タイミングを設定し、前記タイミング信号の前記パルス終了タイミングに先行したパルス開始タイミングを設定する構成（第３の構成）であってもよい。

【0078】

上記第３の構成のスイッチング制御装置は、タイミング信号のパルス幅を確実に確保することができる。

【0079】

上記第３の構成のスイッチング制御装置において、前記タイミング信号生成回路は、前記第１電圧と第３電圧との比較結果に基づき前記パルス開始タイミングを設定し、前記第３電圧は、前記スイッチング素子がオフの期間に前記誘起電圧に応じて増加し、前記第２電圧より増加率が大きい構成（第４の構成）であってもよい。

【0080】

上記第４の構成のスイッチング制御装置は、タイミング信号のパルス幅を確実に確保しつつ、タイミング信号生成回路を簡易な回路構成で実現することができる。

【0081】

上記第３の構成のスイッチング制御装置において、前記タイミング信号生成回路は、前記第２電圧と前記第１電圧より小さい電圧との比較結果に基づき前記パルス開始タイミングを設定する構成（第５の構成）であってもよい。

【0082】

上記第５の構成のスイッチング制御装置は、タイミング信号のパルス幅を確実に確保しつつ、タイミング信号生成回路を簡易な回路構成で実現することができる。

【0083】

上記第１～第５いずれかの構成のスイッチング制御装置において、前記誘起電圧に応じた第１電流を受け取るように構成される端子と、前記第１電流に応じた第２電流を前記帰還電圧に変換するように構成される変換部（Ｒ２）と、を有する構成（第６の構成）であってもよい。

【0084】

上記第６の構成のスイッチング制御装置は、サンプルホールド回路のために必要となる端子と、タイミング信号生成回路のために必要となる端子とを共通化することができる。

【0085】

上記第６の構成のスイッチング制御装置において、前記端子に印加される電圧を０Ｖより大きい所定値にクランプするように構成されるクランパー（１Ｂ）を有する構成（第７の構成）であってもよい。

【0086】

上記第７の構成のスイッチング制御装置は、誘起電圧に応じた第１電流を受け取るように構成される端子に印加される電圧が寄生容量の影響によって遅延することを抑制することができる。

【0087】

以上説明した絶縁型スイッチング電源装置（１０１、１０２）は、上記第１～第７いずれかの構成のスイッチング制御装置と、前記トランスと、前記スイッチング素子と、を有する構成（第８の構成）である。

【0088】

上記第８の構成の絶縁型スイッチング電源装置は、二次回路系に設けられるダイオードの順方向電圧の情報が帰還電圧に含まれることを抑制することができるので、ロードレギュレーションを良好にできる。

【0089】

以上説明した電気機器（Ｙ）は、上記第８の構成の絶縁型スイッチング電源装置を有する構成（第９の構成）である。

【0090】

上記第９の構成の電気機器は、絶縁型スイッチング電源装置の二次回路系に設けられるダイオードの順方向電圧の情報が帰還電圧に含まれることを抑制することができるので、絶縁型スイッチング電源装置のロードレギュレーションを良好にできる。

【符号の説明】

【0091】

１Ａ、１Ｂ クランパー
２、３ コンパレータ
４ フリップフロップ
５ 基準電圧源
６ エラーアンプ
７ コンパレータ
８ 制御部
９ ワンショット回路
１１、１２、１４、１７、Ｑ１～Ｑ１１ ＭＯＳ電界効果トランジスタ
１３、１６ 電流源
１５ オペアンプ
２０ 分圧回路
１０１ 第１実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置
１０２ 第２実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置
２０１、２０２ 半導体装置
Ｃ１ 出力コンデンサ
Ｃ２～Ｃ８ コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
Ｌ１ 一次巻線
Ｌ２ 二次巻線
Ｌ３ 補助巻線
Ｎ１、Ｎ２ ＮＯＴゲート
Ｒ１～Ｒ３ 抵抗
Ｒ４ センス抵抗
Ｓ１～Ｓ６ スイッチ
ＳＷ１ スイッチング素子
Ｔ１～Ｔ３ 端子
ＴＲ１ トランス
Ｙ 空気調和機
Ｙ１ 室内機
Ｙ２ 室外機
Ｙ３ 配管

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】