特開 2023-168827 多相ＬＬＣ共振コンバータ回路

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2023168827

(43)【公開日】2023-11-29

(54)【発明の名称】多相ＬＬＣ共振コンバータ回路

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20231121BHJP

【ＦＩ】

H02M3/28 Q

【審査請求】未請求

【請求項の数】9

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022080163

(22)【出願日】2022-05-16

(71)【出願人】

【識別番号】507151526

【氏名又は名称】株式会社ＧＳユアサ

(74)【代理人】

【識別番号】100083806

【弁理士】

【氏名又は名称】三好 秀和

(74)【代理人】

【識別番号】100101247

【弁理士】

【氏名又は名称】高橋 俊一

(74)【代理人】

【識別番号】100095500

【弁理士】

【氏名又は名称】伊藤 正和

(74)【代理人】

【識別番号】100098327

【弁理士】

【氏名又は名称】高松 俊雄

(72)【発明者】

【氏名】高木 一斗

(72)【発明者】

【氏名】青柳 祐輝

【テーマコード（参考）】

5H730

【Ｆターム（参考）】

5H730AA02

5H730AS04

5H730BB27

5H730BB61

5H730BB82

5H730BB88

5H730DD04

5H730EE03

5H730EE07

5H730FG09

5H730FV02

5H730ZZ16

(57)【要約】

【課題】入力電圧の昇圧動作時に共振電流の増加を抑制でき、多相動作と単相動作を切り換え可能な多相ＬＬＣ共振コンバータ回路を提供する。
【解決手段】
多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０は、直流電源３０に並列に接続される第１スイッチと第２スイッチが直列に接続された直列回路Ｓ１－Ｓ３と、一次側巻線と二次側巻線とを備えた高周波トランスＴ１－Ｔ３と、第１スイッチと第２スイッチとの接続点と一次側巻線の一端との間に接続された共振リアクトルＬｒ１－Ｌｒ３と一次側巻線の他端に一端が接続された共振コンデンサＣｒ１－Ｃｒ３とを備えた共振回路４１－４３と、二次側巻線の出力を整流するための整流回路５１－５３とを備えた第１－第３のＬＬＣ共振コンバータと、第１－第３のＬＬＣ共振コンバータの共振コンデンサの他端を互いに接続した中性線Ｎ１と、中性線と直流電源の電源ラインとの間に接続された中性線リアクトルＬｎとを備える。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

直流電源の第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して出力するための多相ＬＬＣ共振コンバータ回路であって、
前記直流電源に並列に接続される、第１スイッチと第２スイッチが直列に接続された直列回路と、
一次側巻線と二次側巻線とを備えた高周波トランスと、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点と前記一次側巻線の一端との間に接続された共振リアクトルと前記一次側巻線の他端に一端が接続された共振コンデンサとを備えた共振回路と、
前記二次側巻線の出力を整流するための整流回路と
をそれぞれ備えた第１－第Ｎ（Ｎは２以上の整数）のＬＬＣ共振コンバータと、
前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記共振コンデンサの他端を互いに接続した中性線と、
前記中性線と、前記直流電源の正極と負極のいずれか一方の電源ラインとの間に接続された中性線リアクトルと、
前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記整流回路の出力側に並列に接続されて、両端に前記第２の直流電圧を出力するための出力コンデンサと、
を備える多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。

【請求項2】

前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記第１スイッチと前記第２スイッチのオン・オフを制御するための制御回路を更に備え、
前記制御回路は、
前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記第１スイッチと第２スイッチの各々のオン・オフを、前記共振回路による第１共振周波数に応じた第１の周波数で、かつ、前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記共振回路を流れる前記第１の周波数の共振電流が３６０°／Ｎの位相差となるように制御する多相動作モードと、
前記第１のＬＬＣ共振コンバータの前記第１スイッチと第２スイッチのオン・オフを前記共振回路と前記中性線リアクトルによる第２共振周波数に応じた第２の周波数で制御し、第２－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記第１スイッチと第２スイッチをオフにする単相動作モードと
を備える
請求項１に記載の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。

【請求項3】

前記共振リアクトルは、前記高周波トランスの漏れインダクタンスである
請求項１または２に記載の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。

【請求項4】

前記中性線リアクトルは、直列に接続された等しいインダクタンス値を有するＮ個のリアクトルである第１－第Ｎの中性線リアクトルを備え、
前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記共振リアクトルと前記第１－第Ｎの中性線リアクトルとが、それぞれ第１－第Ｎのコアにより磁気結合されている
請求項１または２に記載の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。

【請求項5】

前記中性線リアクトルは、直列に接続された等しいインダクタンス値を有するＮ個のリアクトルである第１－第Ｎの中性線リアクトルを備え、
前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記共振リアクトルと前記第１－第Ｎの中性線リアクトルとが、それぞれ（Ｎ＋２）脚コアの第２－第（Ｎ＋１）の中脚により磁気結合されている
請求項１または２に記載の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。

【請求項6】

前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記共振リアクトルと前記第１－第Ｎの中性線リアクトルとが、重ね巻きされている
請求項４に記載の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。

【請求項7】

前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記共振リアクトルと前記第１－第Ｎの中性線リアクトルとが、バイファイラ巻きされている
請求項４に記載の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。

【請求項8】

前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記共振リアクトルと前記第１－第Ｎの中性線リアクトルとが、重ね巻きされている
請求項５に記載の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。

【請求項9】

前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記共振リアクトルと前記第１－第Ｎの中性線リアクトルとが、バイファイラ巻きされている
請求項５に記載の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、直流電源の第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して出力するための多相ＬＬＣ共振コンバータ回路に関する。

【背景技術】

【0002】

従来、直流電源の第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して出力するためのコンバータ回路として、多相（Ｎ相）ＬＬＣ共振コンバータ回路が知られている（特許文献１－４参照）。この回路は、直流電源に複数（Ｎ個）のＬＬＣ共振コンバータを並列に接続して、各々のＬＬＣ共振コンバータの高周波トランスの一次側巻線に接続された共振回路の共振電流が３６０°／Ｎの位相差をもつように各々のＬＬＣ共振コンバータのスイッチをオン・オフさせる。

【0003】

ＬＬＣ共振コンバータは、直流電源の電圧値が定格（例えば、３８０Ｖ）の場合は、スイッチをオン・オフするスイッチング周波数が共振回路の共振周波数付近となるように設計するのが良い。一方、直流入力電圧の電圧値が低下（例えば、３００Ｖに低下）した際に、スイッチのスイッチング周波数を下げることにより昇圧動作を行うと、回路損失が増加して効率が低下する。同じ出力電力で考えた場合、直流入力電圧の電圧値が低下すると、それに反比例して直流入力電流の値が増加するため、効率がある程度低下するのは自然なことである。しかし、実際は、直流入力電流の値の増加以上に共振回路に流れる共振電流のピーク値が増加している。共振電流を増加させている不要な電流の大部分は、スイッチング周波数の３倍の周波数を有する３次高調波電流である。

【0004】

図７に、第１従来例の多相（三相）ＬＬＣ共振コンバータ回路１１を示す。この回路では、３次高調波電流の成分は、各々のＬＬＣ共振コンバータの高周波トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の一次側巻線Ｌｐ１，Ｌｐ２，Ｌｐ３に接続された共振回路４１，４２，４３の一端に接続された中性線Ｎ１を通って、共振回路から流れ出る（特許文献１参照）。直流電源３０の直流入力電圧Ｖｉｎが定格（例えば、３８０Ｖ）の場合は、図８（ａ）に示すように、共振回路４１，４２，４３の各相に流れる共振電流ｉｒ（ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３）はほぼ正弦波状となる。また、図８（ｂ）に示すように、中性線Ｎ１に流れる中性線電流ｉｎの値はほぼゼロとなる。一方、直流電源３０の直流入力電圧Ｖｉｎが低下（例えば、３００Ｖに低下）した際に、スイッチのスイッチング周波数を下げることにより昇圧動作を行うと、図９（ａ）に示すように、共振電流ｉｒに３次高調波成分が生じることにより共振電流ｉｒの実効値が増加する。また、図９（ｂ）に示すように、中性線Ｎ１には中性線電流ｉｎとして３次高調波電流が発生してしまう。なお、第１従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１１は、共振回路４１，４２，４３の一端と直流電源Ｖｉｎの電源ラインが中性線Ｎ１によって接続されている。このため、負荷が軽減したときなどに、複数のＬＬＣ共振コンバータを動作させる多相動作モードから１個のＬＬＣ共振コンバータのみで動作させる単相動作モードに切り替えることが可能である。

【0005】

図１０に、第２従来例の多相（三相）ＬＬＣ共振コンバータ回路１２を示す。この回路では、各々のＬＬＣ共振コンバータの高周波トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の１次側に接続された共振回路４１，４２，４３の一端が接続された中性線Ｎ１はフローティングであり、３次高調波電流の経路が存在しない（特許文献２参照）。第２従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１２では、直流入力電圧Ｖｉｎが低下した際の昇圧動作時の共振電流増加を抑制することができる。しかし、多相動作モードから単相動作モードへの切り換えができないため、負荷軽減時の効率が低い。

【0006】

図１１に、第３従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１３を示す。この回路は、第１従来例のような直流電源Ｖｉｎの電源ラインに接続された第１中性線Ｎ１と第２従来例のようなフローティングな第２中性線Ｎ２の両方を有する（特許文献３，４参照）。第３従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１３は、多相動作モードでは、共振回路４１，４２，４３に流れる交流共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３を自然平衡することができるとともに、多相動作モードから単相動作モードへ切り換えることが可能である。しかし、直流電源３０の直流入力電圧Ｖｉｎが定格（例えば、３８０Ｖ）から低下（例えば、３００Ｖに低下）した際に、スイッチのスイッチング周波数を下げることにより昇圧動作を行うと、第１従来例と同様に、図９（ａ）に示すように、共振電流ｉｒ（ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３）に３次高調波成分が生じることにより共振電流ｉｒの実効値が増加する。また、図９（ｂ）に示すように、第１中性線Ｎ１には中性線電流ｉｎとして３次高調波電流が流れてしまう。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0007】

【特許文献1】米国特許公開第２００８－０２９８０９３号公報

【特許文献2】米国特許第９７８０６７８号公報

【特許文献3】特許６６９６６１７号公報

【特許文献4】特開２０２１－１５３３８２号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0008】

本発明の一態様は、多相動作モードでは、直流入力電圧が定格よりも低下した際の昇圧動作時に共振電流の増加と中性線に流れる３次高調波電流の発生を抑制できるとともに、多相動作モードから単相動作モードへの切り換えることが可能な多相ＬＬＣ共振コンバータ回路を提供する。

【課題を解決するための手段】

【0009】

本発明の一態様に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路は、直流電源の第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して出力するための多相ＬＬＣ共振コンバータ回路であって、前記直流電源に並列に接続される、第１スイッチと第２スイッチが直列に接続された直列回路と、一次側巻線と二次側巻線とを備えた高周波トランスと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点と前記一次側巻線の一端との間に接続された共振リアクトルと前記一次側巻線の他端に一端が接続された共振コンデンサとを備えた共振回路と、前記二次側巻線の出力を整流するための整流回路とをそれぞれ備えた第１－第Ｎ（Ｎは２以上の整数）のＬＬＣ共振コンバータと、前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記共振コンデンサの他端を互いに接続した中性線と、前記中性線と、前記直流電源の正極と負極のいずれか一方の電源ラインとの間に接続された中性線リアクトルと、前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記整流回路の出力側に並列に接続されて、両端に前記第２の直流電圧を出力するための出力コンデンサとを備える。

【発明の効果】

【0010】

上記の態様によれば、多相動作モードでは、直流入力電圧が定格よりも低下した際の昇圧動作時に共振電流の増加と中性線に流れる３次高調波電流の発生を抑制できるとともに、多相動作モードから単相動作モードへの切り換えることが可能な多相ＬＬＣ共振コンバータ回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0011】

【図1】図１は、第１実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路の構成を示す回路図である。

【図2】図２（ａ）は、第１実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路において、直流電源の電圧（３００Ｖ）を昇圧動作しているときの共振電流の波形を示すタイムチャートであり、図２（ｂ）は、直流電源の電圧（３００Ｖ）を昇圧動作しているときの中性線電流の波形を示すタイムチャートである。

【図3】図３は、第１実施形態（実線）と第１従来例（破線）の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路において直流入力電圧の昇圧動作をしているときの、直流入力電圧（定格：３８０Ｖ）の値に対する共振電流の実効値をプロットした図である。

【図4】図４は、第２実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路の構成を示す回路図である。

【図5】図５は、第２実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路で用いられる共振リアクトルと中性線リアクトルを個別のコアにより磁気結合している構成を示す図である。

【図6】図６は、第２実施形態の変形例に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路で用いられる共振リアクトルと中性線リアクトルを５脚コアにより磁気結合している構成を示す図である。

【図7】図７は、第１従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路の構成を示す回路図である。

【図8】図８（ａ）は、第１従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路において、直流電源の電圧が定格（３８０Ｖ）のときの共振電流の波形を示すタイムチャートであり、図８（ｂ）は、直流電源の電圧が定格（３８０Ｖ）のときの中性線電流の波形を示すタイムチャートである。

【図9】図９（ａ）は、第１従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路において、直流電源の電圧（３００Ｖ）を昇圧動作しているときの共振電流の波形を示すタイムチャートであり、図９（ｂ）は、直流電源の電圧（３００Ｖ）を昇圧動作しているときの中性線電流の波形を示すタイムチャートである。

【図10】図１０は、第２従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路の構成を示す回路図である。

【図11】図１１は、第３従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路の構成を示す回路図である。

【発明を実施するための形態】

【0012】

以下、本発明の実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、本発明は、以下に説明する実施形態に限定されるものではない。

【0013】

（第１実施形態）
図１は、第１実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０の構成を示す回路図である。ここでは、多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０の相数Ｎ＝３の場合（三相ＬＬＣ共振コンバータ回路）の構成について説明する。

【0014】

多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０は、直流電圧値Ｖｉｎを有する直流電源３０に並列に接続される、第１スイッチＱ１１と第２スイッチＱ１２が直列に接続された第１直列回路Ｓ１と、第１スイッチＱ２１と第２スイッチＱ２２が直列に接続された第２直列回路Ｓ２と、第１スイッチＱ３１と第２スイッチＱ３２が直列に接続された第３直列回路Ｓ３とを備える。

【0015】

第１実施形態では、各スイッチＱ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ３２には、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴを用いているが、他のスイッチング素子を用いてもよい。

【0016】

第１直列回路Ｓ１の第１スイッチＱ１１と第２スイッチＱ１２との接続点には、第１共振リアクトルＬｒ１の一端が接続される。第２直列回路Ｓ２の第１スイッチＱ２１と第２スイッチＱ２２との接続点には、第２共振リアクトルＬｒ２の一端が接続される。第３直列回路Ｓ３の第１スイッチＱ３１と第２スイッチＱ３２との接続点には、第３共振リアクトルＬｒ３の一端が接続される。

【0017】

第１共振リアクトルＬｒ１の他端には第１高周波トランスＴ１の一次側巻線Ｌｐ１の一端が接続され、第１高周波トランスＴ１の一次側巻線Ｌｐ１の他端には第１共振コンデンサＣｒ１の一端が接続されて、第１共振回路４１を構成する。第１高周波トランスＴ１は、コアと一次側巻線Ｌｐ１と二次側巻線Ｌｓ１を備える。一次側巻線Ｌｐ１と二次側巻線Ｌｓ１は、互いに絶縁されている。

【0018】

第２共振リアクトルＬｒ２の他端には第２高周波トランスＴ２の一次側巻線Ｌｐ２の一端が接続され、第２高周波トランスＴ２の一次側巻線Ｌｐ２の他端には第２共振コンデンサＣｒ２の一端が接続されて、第２共振回路４２を構成する。第２高周波トランスＴ２は、コアと一次側巻線Ｌｐ２と二次側巻線Ｌｓ２を備える。一次側巻線Ｌｐ２と二次側巻線Ｌｓ２は、互いに絶縁されている。

【0019】

第３共振リアクトルＬｒ３の他端には第３高周波トランスＴ３の一次側巻線Ｌｐ３の一端が接続され、第３高周波トランスＴ３の一次側巻線Ｌｐ３の他端には第３共振コンデンサＣｒ３の一端が接続されて、第３共振回路４３を構成する。第３高周波トランスＴ３は、コアと一次側巻線Ｌｐ３と二次側巻線Ｌｓ３を備える。一次側巻線Ｌｐ３と二次側巻線Ｌｓ３は、互いに絶縁されている。

【0020】

第１共振コンデンサＣｒ１の他端と、第２共振コンデンサＣｒ２の他端と、第３共振コンデンサＣｒ３の他端は、互いに中性線Ｎ１によって接続されている。

【0021】

中性線Ｎ１は、中性線リアクトルＬｎを介して、直流電源３０の負極側の電源ラインに接続される。なお、中性線Ｎ１は、中性線リアクトルＬｎを介して、直流電源３０の正極側の電源ラインに接続されてもよい。

【0022】

各々の共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３は、等しいインダクタンス値Ｌ_ｒに設定されている。各々の共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３は、後述の第２実施形態のように磁気結合を利用しない場合には、高周波トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の漏れインダクタンスを利用することも可能である。各々の共振コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２，Ｃｒ３は、等しい静電容量Ｃ_ｒに設定されている。共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３のインダクタンス値Ｌ_ｒと共振コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２，Ｃｒ３の静電容量Ｃ_ｒは、所望の共振周波数の値によって決定される。中性線リアクトルＬｎのインダクタンス値Ｌ_ｎは、共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３のインダクタンス値Ｌ_ｒと同程度の大きさに設定すればよい。

【0023】

高周波トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３は、同じ規格の高周波トランスを用いればよく、一次側巻線Ｌｐ１，Ｌｐ２，Ｌｐ３は、それぞれ等しい巻数Ｎｐを有するとともに等しいインダクタンス値Ｌ_ｐに設定されており、二次側巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２，Ｌｓ３は、それぞれ等しい巻数Ｎｓと等しいインダクタンス値Ｌ_ｓに設定されている。一次側巻線Ｌｐの巻数Ｎｐと二次側巻線Ｌｓの巻数Ｎｓの比は、直流入力電圧Ｖｉｎと直流出力電圧Ｖｏの比に応じて決定すればよい。

【0024】

第１高周波トランスＴ１の二次側巻線Ｌｓ１の負極側には第１整流ダイオードＤ１ａのカソードが接続され、第１高周波トランスＴ１の二次側巻線Ｌｓ１の正極側には第２整流ダイオードＤ１ｂのカソードが接続される。第１整流ダイオードＤ１ａと第２整流ダイオードＤ１ｂにより、第１整流回路５１が構成されている。第１高周波トランスＴ１の二次側巻線Ｌｓ１の中性点が出力コンデンサＣｏの一端に接続され、第１整流ダイオードＤ１ａと第２整流ダイオードＤ１ｂのアノードが出力コンデンサＣｏの他端に接続されることにより、二次側巻線Ｌｓ１の両端に出力される交流電圧が全波整流されるとともに平滑化される。

【0025】

第２高周波トランスＴ２の二次側巻線Ｌｓ２の負極側には第３整流ダイオードＤ２ａのカソードが接続され、第２高周波トランスＴ２の二次側巻線Ｌｓ２の正極側には第４整流ダイオードＤ２ｂのカソードが接続される。第３整流ダイオードＤ２ａと第４整流ダイオードＤ２ｂにより、第２整流回路５２が構成されている。第２高周波トランスＴ２の二次側巻線Ｌｓ２の中性点が出力コンデンサＣｏの一端に接続され、第３整流ダイオードＤ２ａと第４整流ダイオードＤ２ｂのアノードが出力コンデンサＣｏの他端に接続されることにより、二次側巻線Ｌｓ２の両端に出力される交流電圧が全波整流されるとともに平滑化される。

【0026】

第３高周波トランスＴ３の二次側巻線Ｌｓ３の負極側には第５整流ダイオードＤ３ａのカソードが接続され、第３高周波トランスＴ３の二次側巻線Ｌｓ３の正極側には第６整流ダイオードＤ３ｂのカソードが接続される。第５整流ダイオードＤ３ａと第６整流ダイオードＤ３ｂにより、第３整流回路５３が構成されている。第３高周波トランスＴ３の二次側巻線Ｌｓ３の中性点が出力コンデンサＣｏの一端に接続され、第５整流ダイオードＤ３ａと第６整流ダイオードＤ３ｂのアノードが出力コンデンサＣｏの他端に接続されることにより、二次側巻線Ｌｓ３の両端に出力される交流電圧が全波整流されるとともに平滑化される。

【0027】

なお、整流回路５１，５２，５３として整流ダイオードを用いる形式を例示したが、二次側巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２，Ｌｓ３の出力電圧を整流することができればよく、その構成は任意である。

【0028】

第１直列回路Ｓ１と第１共振回路４１と第１高周波トランスＴ１と第１整流回路５１により、第１のＬＬＣ共振コンバータが構成されている。同様に、第２直列回路Ｓ２と第２共振回路４２と第２高周波トランスＴ２と第２整流回路５２により、第２のＬＬＣ共振コンバータが構成され、第３直列回路Ｓ３と第３共振回路４３と第３高周波トランスＴ３と第３整流回路５３により、第３のＬＬＣ共振コンバータが構成されている。

【0029】

第１－第３のＬＬＣ共振コンバータの出力が、出力コンデンサＣｏの両端に並列に接続され、直流出力電圧Ｖｏが出力される。

【0030】

多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０は、スイッチＱ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ３２のゲートに接続され、スイッチＱ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ３２のオン・オフを制御するための制御回路６０を備える。

【0031】

制御回路６０は、第１直列回路Ｓ１の第１スイッチＱ１１と第２スイッチＱ１２を交互にオン・オフさせることにより、第１共振回路４１を流れる第１共振電流ｉｒ１を生成する。制御回路６０は、第２直列回路Ｓ２の第１スイッチＱ２１と第２スイッチＱ２２を交互にオン・オフさせることにより、第２共振回路４２を流れる第２共振電流ｉｒ２を生成する。制御回路６０は、第３直列回路Ｓ３の第１スイッチＱ３１と第２スイッチＱ３２を交互にオン・オフさせることにより、第３共振回路４３を流れる第３共振電流ｉｒ３を生成する。

【0032】

制御回路６０は、所定の周波数ｆでスイッチＱ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ３２のオン・オフするゲート信号を制御することにより、所定の周波数ｆを有する共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３を生成する。

【0033】

制御回路６０は、多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０の第１、第２、第３のＬＬＣ共振コンバータの全てを動作させる多相動作モードと、多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０の第１、第２、第３のＬＬＣ共振コンバータのうちのいずれか１つのＬＬＣ共振コンバータを動作させ、その他のＬＬＣ共振コンバータの動作を停止する単相動作モードを有する。

【0034】

制御回路６０は、多相動作モードのときには、共振回路４１，４２，４３に流れる共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３が互いに３６０°／３＝１２０°の位相差となるように、直列回路Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３の全てのスイッチＱ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ３２のオン・オフを制御する。

【0035】

多相動作モードのときの共振周波数ｆ_ｒ１は、共振回路４１，４２，４３による共振周波数として式１のように表される。

【数1】

…（式１）

【0036】

多相動作モードのときには、スイッチをオン・オフするスイッチング周波数としての所定の周波数ｆは、共振回路４１，４２，４３の共振周波数ｆ_ｒ１である式１に応じて設定すればよい。

【0037】

これにより、共振回路４１，４２，４３に流れる共振電流ｉｒｉ１，ｉｒ２，ｉｒ３が生成される。

【0038】

多相動作モードのときで直流電源３０の直流入力電圧Ｖｉｎが定格値（例えば、３８０Ｖ）である場合、互いに１２０°の位相差を持つ共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３が成分を打ち消しあうため、中性線Ｎ１を流れる電流ｉｒ１＋ｉｒ２＋ｉｒ３は、通常はほぼゼロとなる。このときに、１つの共振回路に流れる共振電流ｉｒは、第１従来例で示した図８（ａ）と同様になり、中性線Ｎ１に流れる中性線電流ｉｎは、第１従来例で示した図８（ｂ）と同様になる。

【0039】

多相動作モードのときで直流電源３０の直流入力電圧Ｖｉｎが定格値未満（例えば、３００Ｖ）であるときに、スイッチング周波数ｆをｆ_ｒ１よりも小さくして昇圧動作を行うと、例えば、第１従来例の場合では中性線Ｎ１に図９（ｂ）に示したような３次高調波成分を有する中性線電流ｉｎが発生してしまう。これに対し、第１実施形態のように、中性線Ｎ１と直流電源５０の負極側（または正極側）の電源ラインの間に中性線リアクトルＬｎを接続することにより、３次高調波成分を有する中性線電流ｉｎの発生を抑制することができる。この様子を示したのが、図２であり、図２（ａ）は、昇圧動作時に１つの共振回路に流れる共振電流ｉｒであり、図２（ｂ）は、昇圧動作時に中性線Ｎ１に流れる中性線電流ｉｎである。

【0040】

このように、図２（ｂ）に示す第１実施形態での昇圧動作時に中性線Ｎ１に流れる中性線電流ｉｎは、図９（ｂ）に示す第１従来例で昇圧動作時に中性線Ｎ１に流れる中性線電流ｉｎと比べてその大きさを抑制することができる。また、図２（ａ）に示す第１実施形態で昇圧動作時に１つの共振回路に流れる共振電流ｉｒは、図９（ａ）に示す第１従来例で昇圧動作時に１つの共振回路に流れる共振電流ｉｒと比べて、高調波成分の大きさを抑制することができる。

【0041】

図３は、直流入力電圧Ｖｉｎの値が定格（３８０Ｖ）以下のときに、図８に示す第１従来例の構成（破線）と図１に示す第１実施形態の構成（実線）において共振回路４１，４２，４３のいずれかに流れる共振電流ｉｒ（ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３）の実効値を比較したものである（インダクタンス値は、Ｌ_ｎ＝Ｌ_ｒに設定）。図３より、第１実施形態では第１従来例に対して共振電流の実効値の増加を抑制できていることがわかる。

【0042】

制御回路６０は、単相動作モードのときには、第１、第２、第３のＬＬＣ共振コンバータのいずれか１つの直列回路の第１スイッチと第２スイッチのオン・オフを制御するとともに、その他２つのＬＬＣ共振コンバータの第１スイッチと第２スイッチはオフとするように制御する。ここでは、制御回路６０は、単相動作モードのときには、第１のＬＬＣ共振コンバータの直列回路Ｓ１の第１スイッチＱ１１と第２スイッチＱ１２のオン・オフを制御するとともに、第２、第３のＬＬＣ共振コンバータの直列回路Ｓ２，Ｓ３の第１スイッチＱ２１，Ｑ３１と第２スイッチＱ２２，Ｑ３２はオフとするように制御する場合を考える。

【0043】

単相動作モードのときの共振周波数ｆ_ｒ２は、共振回路４１と中性線リアクトルＬｎを考慮することにより、式２のように表される。

【数2】

…（式２）

【0044】

単相動作モードのときには、第１直列回路Ｓ１のスイッチＱ１１，Ｑ１２をオン・オフするスイッチング周波数ｆは、式２の共振周波数ｆ_ｒ２に応じて設定すればよい。

【0045】

ここで、共振リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２、Ｌｒ３と中性線リアクトルＬｎが同じ規格のコアに巻かれている場合を考える。共振リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２、Ｌｒ３の巻数をＮｒ、中性線リアクトルＬｎの巻数をＮｎ、巻数比をＮｎ／Ｎｒ＝ｎとすると、式２は式３のように書き換えることができる。

【数3】

…（式３）

【0046】

なお、コアとしては、例えば、３脚コアを用いることができ、それぞれのリアクトルＬｒ１、Ｌｒ２、Ｌｒ３、Ｌｎは３脚コアの真ん中の脚に巻けばよいが、それ以外の形態を用いてもよい。

【0047】

第１実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０では、中性線Ｎ１が中性線リアクトルＬｎを介して直流電源３０の負極側（または、正極側）の電源ラインに接続されているため、多相動作モードと単相動作モードを切り替えて動作することが可能である。また、中性線リアクトルＬｎが高周波数成分の交流電流に対して高いインピーダンス値を示す。このため、多相動作モードにおける昇圧動作時には、共振回路４１，４２，４３に流れる共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３に含まれる３次高調波などの高調波成分を抑制して実効値の増加を抑制するとともに、中性線Ｎ１から中性線リアクトルＬｎを介して直流電源３０の負極（または、正極）に流れる中性線電流ｉｎに含まれる３次高調波などの高調波成分を抑制することができる。

【0048】

第１実施形態では、相数Ｎ＝３の三相ＬＬＣ共振コンバータ回路について説明したが、Ｎ＝２またはＮ＞３としてＮ個のＬＬＣ共振コンバータを備える多相ＬＬＣ共振コンバータ回路のような構成にしてもよい。この場合、多相動作モードのときには、それぞれのＬＬＣ共振コンバータの共振電流ｉｒの位相差が３６０°／Ｎになるように制御回路６０によって動作させればよい。Ｎ個のうちのＮ１（Ｎ１＜Ｎ）個のＬＬＣ共振コンバータを動作させて、（Ｎ－Ｎ１）個のＬＬＣ共振コンバータの動作を停止するように制御回路６０によって動作させることも可能である。本明細書でいう「第１のＬＬＣ共振コンバータの第１スイッチと第２スイッチのオン・オフを共振回路と中性線リアクトルによる第２共振周波数に応じた第２の周波数で制御し、第２－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの第１スイッチと第２スイッチをオフにする」は、「第１のＬＬＣ共振コンバータ」が複数個のＬＬＣ共振コンバータであってもよい。例えば、４個のＬＬＣ共振コンバータのうちの２個のスイッチを第２の周波数で制御し、残りの２個のスイッチをオフにしてもよい。代替的に、６個のＬＬＣ共振コンバータのうちの２個又は３個のスイッチを第２の周波数で制御し、残りの４個又は３個のスイッチをオフにしてもよい。

【0049】

また、単相動作モードのときには、Ｎ＝２またはＮ＞３のＮ個のＬＬＣ共振コンバータのうちの任意の１個のＬＬＣ共振コンバータのみを動作させるようにすればよい。この場合でも、第１実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０の単相動作モードと同様に動作することができる。

【0050】

（第２実施形態）
図４は、第２実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０Ａの構成を示す回路図である。

【0051】

多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０Ａは、図１に示す第１実施形態に対して、第１中性線リアクトルＬｎ１、第２中性線リアクトルＬｎ２、第３中性線リアクトルＬｎ３の、直列に接続された３個の中性線リアクトルを備えるという点が相違している。ここでは、相違点のみを説明し、共通点についての説明は省略する。

【0052】

図４，５に示すように、第１中性線リアクトルＬｎ１が第１共振リアクトルＬｒ１と第１のコアＴｎ１により磁気結合されており、第２中性線リアクトルＬｎ２が第２共振リアクトルＬｒ２と第２のコアＴｎ２により磁気結合されており、第３中性線リアクトルＬｎ３が第３共振リアクトルＬｒ３と第３のコアＴｎ３により磁気結合されている。

【0053】

図５では、コアとして３脚コアを用いており、各リアクトルは３脚コアＴｎ１，Ｔｎ２，Ｔｎ３の真ん中の脚に巻かれている。３脚コアＴｎ１，Ｔｎ２，Ｔｎ３の真ん中の脚には、中心近傍にエアギャップが設けられている。

【0054】

図５の変形例として、図６では、コアとして５脚コアＴｎを用いて、中心側の３脚に各リアクトルが巻かれている状態を示している。５脚コアＴｎの中心側の３脚には、各々の脚の中心近傍にエアギャップが設けられている。相数Ｎが３以外の場合でも、（Ｎ＋２）脚のコアを用いれば、類似の構成とすることができる。その他、目的とする使用状態によって、コアとしては、図５，６で示したもの以外の任意のものを採用することができる。

【0055】

図５，６では、便宜上、第１中性線リアクトルＬｎ１と第１共振リアクトルＬｒ１、第２中性線リアクトルＬｎ２と第２共振リアクトルＬｒ２、第３中性線リアクトルＬｎ３と第３共振リアクトルＬｒ３をそれぞれ分けて示している。実際には、互いの結合度を高めるために、第１中性線リアクトルＬｎ１と第１共振リアクトルＬｒ１、第２中性線リアクトルＬｎ２と第２共振リアクトルＬｒ２、第３中性線リアクトルＬｎ３と第３共振リアクトルＬｒ３は、それぞれ重ね巻きまたはバイファイラ巻きとして、密結合な状態にしている。

【0056】

図５，６のような構成とすることで、第１実施形態のように各々の共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３、中性線リアクトルＬｎに個別のコアを用いる場合と比較して、コアの数を少なくすることができる。

【0057】

第２実施形態では、三相動作モードの共振周波数ｆ_ｒ３は、共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３の基本波が１２０°の位相差を持っており、中性線Ｎ１に流れる電流ｉｎに含まれる基本波成分は零である。中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３の自己インダクタンス及び共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３と中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３との間の相互インダクタンスは無視できるため、第１実施形態と同様に式４のように表される。

【数4】

…（式４）

【0058】

これに対して、共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３に重畳されている３次高調波電流は、各相で同じ位相となり、中性線Ｎ１および中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３には、各相の３次高調波電流が重ね合わされたものが流れる。このため、３次高調波電流に対しては、中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３の自己インダクタンス及び共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３と中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３との相互インダクタンスの成分が発生する。

【0059】

ここで、共振リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２、Ｌｒ３の巻数をＮｒ、また、第１実施形態と比較するため、中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３の全巻数をＮｎ、即ち、各々の中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３の巻数をＮｎ／３であるとする。各々の共振リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２、Ｌｒ３と中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３の巻数比は（Ｎｎ／３）／Ｎｒ＝ｎ／３となる。各々の中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３の自己インダクタンス値をｌ_ｎとすると、３次高調波電流に対する各共振リアクトルの共振インダクタンス値Ｌ_ｒｔは、自己インダクタンスと相互インダクタンスを考慮することにより、式５のように表される。

【数5】

…（式５）
ここで、ｋは共振リアクトル巻線と中性線リアクトル巻線の結合係数である。このように、３次高調波に対しては、共振リアクトルＬｒのインダクタンス値を大きくすることができる。

【0060】

三相動作モードのときの３次高調波電流に対する中性線リアクトル３直列分の全中性線インダクタンス値Ｌ_ｎｔは、式６のように表される。

【数6】

…（式６）

【0061】

３次高調波電流に対する全インダクタンス値Ｌ_ｔは、共振リアクトルが並列接続とみなされることに注意して、式７のように表される。

【数7】

…（式７）

【0062】

一方、第１実施形態における３次高調波電流に対する全インダクタンス値Ｌ_ｔは式８のように表される。

【数8】

…（式８）

【0063】

３次高調波電流に対する第２実施形態の全インダクタンス値Ｌ_ｔが第１実施形態よりも大きくなる条件は，式７と式８を比較することにより、式９のように得られる。

【数9】

…（式９）

【0064】

すなわち、密結合で結合係数がｋ～１で巻数比ｎ＜１（ｎ／３＜１／３＝０．３３３）の場合、３次高調波電流に対しては、第２実施形態の全インダクタンス値の方が、第１実施形態の全インダクタンス値よりも大きくなる。換言すると、巻数比ｎ＜１（ｎ／３＜０．３３３）の場合、３次高調波電流に対しては、第２実施形態の中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３の全巻数を第1実施形態の中性線リアクトルＬｎの巻数Ｎｎより小さくしても、第２実施形態の全インダクタンス値を第１実施形態の全インダクタンス値とほぼ等しい値とすることができる。

【0065】

次に、単相動作モードのときの全共振インダクタンス値Ｌ_ｒｔ１を考える。単相動作時の全共振インダクタンス値Ｌ_ｒｔ１は、Ｌｒ１の自己インダクタンスと相互インダクタンスを考慮することにより、式１０のように表される。

【数10】

…（式１０）

【0066】

同様に、単相動作モードのときの全中性線インダクタンス値Ｌ_ｎｔ１を考える。単相動作時の全中性線インダクタンス値Ｌ_ｎｔ１は、Ｌｎ１については自己インダクタンスと相互インダクタンスを考慮し、Ｌｎ２，Ｌｎ３については自己インダクタンスのみを考慮すればよいので、式１１のように表される。

【数11】

…（式１１）

【0067】

したがって、単相動作モードのときの共振周波数ｆ_ｒ４は、共振リアクトルＬｒについても相互インダクタンスを含んだ全インダクタンス値Ｌ_ｒｔ１を用いることにより、式１２のように表される。

【数12】

…（式１２）

【0068】

単相動作モードのときには、第１直列回路Ｓ１のスイッチＱ１１，Ｑ１２をオン・オフするスイッチング周波数ｆは、式１１の共振周波数ｆ_ｒ４に応じて設定すればよい。

【0069】

第２実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０Ａでも、第１実施形態と同様、中性線Ｎ１が中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３を介して直流電源３０の負極側（または、正極側）の電源ラインに接続されているため、多相動作モードと単相動作モードを切り替えての動作が可能である。中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３が高周波数成分の交流電流に対して高いインピーダンス値を示すため、多相動作モードにおける昇圧動作時には、共振回路４１，４２，４３に流れる共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３に含まれる３次高調波などの高調波成分を抑制して実効値の増加を抑制する。更に、中性線Ｎ１から中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３を介して直流電源３０の負極側（または、正極側）の電源ラインに流れる中性線電流ｉｎに含まれる３次高調波などの高調波成分を抑制することができる。

【符号の説明】

【0070】

１０，１０Ａ 多相ＬＬＣ共振コンバータ回路
３０ 直流電源
４１，４２，４３ 共振回路
５１，５２，５３ 整流回路
Ｃｏ 出力コンデンサ
Ｃｒ１，Ｃｒ２，Ｃｒ３ 共振コンデンサ
ｆ スイッチング周波数
ｆ_ｒ１、ｆ_ｒ２、ｆ_ｒ３、ｆ_ｒ４ 共振周波数
ｉｎ 中性線電流
ｉｒ，ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３ 共振電流
Ｌｎ 中性線リアクトル
Ｌｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３ 共振リアクトル
Ｎ１ 中性線
Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ３１ 第１スイッチ
Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３２ 第２スイッチ
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３ 直列回路
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３ 高周波トランス
Ｖｉｎ 直流入力電圧
Ｖｏ 直流出力電圧

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】