特開 2023-173614 電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2023173614

(43)【公開日】2023-12-07

(54)【発明の名称】電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/49 20070101AFI20231130BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20231130BHJP

【ＦＩ】

H02M7/49

H02M7/48 E

【審査請求】未請求

【請求項の数】13

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022085983

(22)【出願日】2022-05-26

(71)【出願人】

【識別番号】505461072

【氏名又は名称】東芝キヤリア株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001737

【氏名又は名称】弁理士法人スズエ国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】久保田 洋平

(72)【発明者】

【氏名】西尾 元紀

(72)【発明者】

【氏名】張 剣韜

(72)【発明者】

【氏名】新井 卓郎

(72)【発明者】

【氏名】餅川 宏

【テーマコード（参考）】

5H770

【Ｆターム（参考）】

5H770AA05

5H770BA13

5H770DA03

5H770DA23

5H770DA36

5H770DA41

5H770EA01

5H770GA11

5H770HA01Y

5H770HA02Y

5H770HA02Z

5H770HA03X

(57)【要約】

【課題】コストの低減が図れる電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換装置は、マルチレベル変換器および汎用型のマイクロコントローラを備える。マルチレベル変換器は、負荷が接続される三相交流電源にその負荷とは並列の関係に接続され、複数の単位変換器の直列接続により構成されるクラスタを前記三相交流電源の相ごとに有する。汎用型のマイクロコントローラは、前記負荷に流れる電流および前記三相交流電源の電圧についての検出信号をアナログ／ディジタル変換する変換部；前記負荷に流れる電流に含まれる高調波成分を抑制するために必要な前記各クラスタの出力電圧を前記変換部の出力に基づき設定する主制御部；および前記各単位変換器に対する制御信号を前記主制御部の設定に応じて生成する生成部；を含む。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

負荷が接続される三相交流電源にその負荷とは並列の関係に接続され、複数の単位変換器の直列接続により構成されるクラスタを前記三相交流電源の相ごとに有するマルチレベル変換器と、
前記負荷に流れる電流および前記三相交流電源の電圧についての検出信号をアナログ／ディジタル変換する変換部；前記負荷に流れる電流に含まれる高調波成分を抑制するために必要な前記各クラスタの出力電圧を前記変換部の出力に基づき設定する主制御部；および前記各単位変換器に対する制御信号を前記主制御部の設定に応じて生成する生成部；を含む汎用型のマイクロコントローラと、
を備える電力変換装置。

【請求項2】

前記各単位変換器は、複数のスイッチ素子および１つのコンデンサから成り、その各スイッチ素子のスイッチングにより複数レベルの直流電圧を選択的に出力し、
前記変換部は、前記負荷に流れる電流についての検出信号、前記マルチレベル変換器と前記三相交流電源の各電源ラインとの間に流れる電流についての検出信号、前記三相交流電源の電源電圧の位相についての検出信号、および前記各単位変換器における前記コンデンサの電圧についての検出信号をそれぞれアナログ／ディジタル変換し、
前記生成部は、前記クラスタごとの各単位変換器の直列接続の段数と同数で互いに位相が異なる複数のキャリア信号の電圧レベルと前記主制御部で設定される出力電圧レベルとを比較するパルス幅変調を、前記クラスタごとに実行することにより、前記各単位変換器に対するスイッチング用の制御信号を生成する、
請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項3】

前記各単位変換器は、複数のスイッチ素子および１つのコンデンサから成り、その各スイッチ素子のスイッチングにより複数レベルの直流電圧を選択的に出力し、
前記マイクロコントローラは、前記各クラスタの各単位変換器のうち直列接続の段数が規定値までの単位変換器を制御対象とする汎用型の第１マイクロコントローラ；および前記各クラスタの各単位変換器のうち直列接続の段数が前記規定値を超えている分の単位変換器を制御対象とする汎用型の第２マイクロコントローラ；であり、
前記変換部は、前記第１マイクロコントローラに収められ、前記負荷に流れる電流についての検出信号、前記マルチレベル変換器と前記三相交流電源の各電源ラインとの間に流れる電流についての検出信号、前記三相交流電源の電源電圧の位相についての検出信号、および前記直列接続の段数が前記規定値までの単位変換器における前記コンデンサの電圧についての検出信号をそれぞれアナログ／ディジタル変換する第１変換部；および前記第２マイクロコントローラに収められ、前記直列接続の段数が前記規定値を超えている分の単位変換器における前記コンデンサの電圧についての検出信号をアナログ／ディジタル変換する第２変換部；であり、
前記主制御部は、前記第１マイクロコントローラに収められ、前記負荷に流れる電流に含まれる高調波成分を抑制するために必要な前記各クラスタの出力電圧を前記第１変換部の出力および前記第２変換部の出力に基づいて設定し、
前記生成部は、前記第１マイクロコントローラに収められ、前記クラスタごとの各単位変換器の直列接続の段数と同数で互いに位相が異なる複数のキャリア信号のうち、その直列接続の段数が前記規定値までの単位変換器に対応するキャリア信号の電圧レベルと前記主制御部で設定される出力電圧レベルとを比較するパルス幅変調を、前記クラスタごとに実行することにより、前記規定値までの単位変換器に対するスイッチング用の制御信号を生成する第１生成部；および前記第２マイクロコントローラに収められ、前記複数のキャリア信号のうち、前記直列接続の段数が前記規定値を超えている分の単位変換器に対応するキャリア信号の電圧レベルと前記主制御部で設定される出力電圧レベルとを比較するパルス幅変調を、前記クラスタごとに実行することにより、前記規定値を超えている分の単位変換器に対するスイッチング用の制御信号を生成する第２生成部；である、
請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項4】

前記第１マイクロコントローラは、当該第１マイクロコントローラ用の制御クロック信号および前記第２マイクロコントローラ用の制御クロック信号を発するクロック発生部を含む、
請求項３に記載の電力変換装置。

【請求項5】

前記第１マイクロコントローラは、当該第１マイクロコントローラ用の制御クロック信号を発するとともに、その制御クロック信号を前記第２マイクロコントローラに送るクロック発生部を含み、
前記第２マイクロコントローラは、前記第１マイクロコントローラから送られる制御クロック信号を当該第２マイクロコントローラ用の制御クロック信号として取り込む、
請求項３に記載の電力変換装置。

【請求項6】

前記第１マイクロコントローラは、当該第１マイクロコントローラ用の制御クロック信号を発するとともに、その制御クロック信号を分周して前記第２マイクロコントローラに送るクロック発生部を含み、
前記第２マイクロコントローラは、前記第１マイクロコントローラから送られる前記分周後の制御クロック信号を所定の周波数に逓倍しそれを当該第２マイクロコントローラ用の制御クロック信号として取り込む、
請求項３に記載の電力変換装置。

【請求項7】

前記各単位変換器は、第１および第２スイッチ素子を直列接続して成る第１直列回路、第３および第４スイッチ素子を直列接続して成り前記第１直列回路に並列接続された第２直列回路、この第２直列回路に並列接続されたコンデンサを含み、前記第１および第２スイッチ素子の一方をオンして他方をオフする動作と前記第３および第４スイッチ素子の一方をオンして他方をオフする動作との組合せにより複数レベルの直流電圧を選択的に出力し、
前記生成部は、前記各クラスタにおける直列接続の段数が１段目，２段目，～Ｎ段目の前記各単位変換器のうち；前記１段目の単位変換器の前記第１スイッチ素子および前記２段目の単位変換器の前記第４スイッチ素子を互いに同期してオン，オフする第１制御信号；この第１制御信号の反転により前記１段目の単位変換器の前記第２スイッチ素子および前記２段目の単位変換器の前記第３スイッチ素子を互いに同期してオン，オフする第２制御信号；および前記（Ｎ－１）段目の単位変換器の前記第１スイッチ素子および前記Ｎ段目の単位変換器の前記第４スイッチ素子を互いに同期してオン，オフする第（Ｎ－１）制御信号；この（Ｎ－１）制御信号の反転により前記Ｎ段目の単位変換器における前記第２スイッチ素子および前記１段目の単位変換器における前記第３スイッチ素子を互いに同期してオン，オフする第Ｎ制御信号；を生成する、
請求項２に記載の電力変換装置。

【請求項8】

前記各単位変換器は、第１および第２スイッチ素子を直列接続してなる第１直列回路、第３および第４スイッチ素子を直列接続してなり前記第１直列回路に並列接続された第２直列回路、この第２直列回路に並列接続されたコンデンサを含み、前記第１および第２スイッチ素子の一方をオンして他方をオフする動作と前記第３および第４スイッチ素子の一方をオンして他方をオフする動作との組合せにより複数レベルの直流電圧を選択的に出力し、
前記生成部は、前記クラスタごとの各単位変換器のうち複数の単位変換器における前記各第１スイッチ素子を共通にオン，オフする第１制御信号；前記複数の単位変換器における前記各第２スイッチ素子を共通にオン，オフする第２制御信号；前記複数の単位変換器における前記各第３スイッチ素子を共通にオン，オフする第３制御信号；前記複数の単位変換器における前記各第４スイッチ素子を共通にオン，オフする第４制御信号；を生成し、
前記第２制御信号の反転信号に応動する双方向性の第１補助スイッチ素子と前記第４制御信号の反転信号に応動する双方向性の第２補助スイッチ素子とを受動素子を介して直列接続して成り、前記複数の単位変換器における前記各コンデンサの負側端子の相互間に接続された補助スイッチ回路と、
前記複数の単位変換器における前記各コンデンサのうち１つのコンデンサの両端に接続され、その１つのコンデンサの電圧を前記複数の単位変換器における前記各コンデンサの電圧として検出する電圧検出部と、
をさらに備える、
請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項9】

前記受動素子は、抵抗器である、
請求項８に記載の電力変換装置。

【請求項10】

前記補助スイッチ回路は、前記第２制御信号の前記反転信号を生成する第１反転用スイッチ素子、および前記第４制御信号の前記反転信号を生成する第２反転用スイッチ素子を含む、
請求項８に記載の電力変換装置。

【請求項11】

前記補助スイッチ回路は、前記第１補助スイッチ素子へのゲート入力を前記第１制御信号に同期して制御する第１同期制御回路、および前記第２補助スイッチ素子へのゲート入力を前記第３制御信号に同期して制御する第２同期制御回路を含む。
請求項８に記載の電力変換装置。

【請求項12】

前記第１同期制御回路は、前記第１制御信号に応動する第１フォトカプラであり、
前記第２同期制御回路は、前記第３制御信号に応動する第２フォトカプラである、
請求項１１に記載の電力変換装置。

【請求項13】

前記マルチレベル変換器の前記各クラスタは、前記三相交流電源の各電源ラインに接続される一端を含むとともに、互いにスター結線される他端を含む、
請求項１または請求項８に記載の電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明の実施形態は、負荷が接続される三相交流電源にその負荷とは並列の関係に接続される電力変換装置に関する。

【背景技術】

【0002】

空気調和機等の負荷が接続される三相交流電源にその負荷とは並列の関係に接続され、負荷に流れる電流に含まれる高調波成分を抑制するアクティブフィルタ等の電力変換装置が知られている。
この電力変換装置は、例えばマルチレベル変換器を備える。マルチレベル変換器は、複数の単位変換器を直列接続して成るクラスタを三相交流電源の相ごとに有し、負荷に流れる電流の高調波成分に対する抑制用の補償電流を出力する。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】特開２０１３－２５５４２２号公報

【特許文献2】国際公開第２０２０／０１６９６０号公報

【非特許文献】

【0004】

【非特許文献1】電気学会論文誌D,128巻7号,p.957-965,2008

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

上記電力変換装置は、マルチレベル変換器の各単位変換器に対するスイッチング制御用のコントローラを備える。このコントローラは、マルチレベル変換器の個々の仕様に合わせて専用に設計されるので、高価である。これは、コストを高める大きな要因となっている。

【0006】

本発明の実施形態の目的は、コストの低減が図れる電力変換装置を提供することである。

【課題を解決するための手段】

【0007】

実施形態の電力変換装置は、負荷が接続される三相交流電源にその負荷とは並列の関係に接続され、複数の単位変換器の直列接続により構成されるクラスタを前記三相交流電源の相ごとに有するマルチレベル変換器と、前記負荷に流れる電流および前記三相交流電源の電圧についての検出信号をアナログ／ディジタル変換する変換部；前記負荷に流れる電流に含まれる高調波成分を抑制するために必要な前記各クラスタの出力電圧を前記変換部の出力に基づき設定する主制御部；および前記各単位変換器に対する制御信号を前記主制御部の設定に応じて生成する生成部；を含む汎用型のマイクロコントローラと、を備える。

【図面の簡単な説明】

【0008】

【図1】第１実施形態の構成を示すブロック図。

【図2】第１実施形態の各単位変換器の構成を示すブロック図。

【図3】第１実施形態の疑似３レベル変調によるスイッチングのオン，オフパターンを示す図。

【図4】第１実施形態のクラスタごとのＰＷＭ変調による制御信号の生成を示す図。

【図5】第１実施形態のマイクロコントローラの主制御部の構成を示すブロック図。

【図6】第１実施形態のＡ／Ｄ変換およびデューティ計算のタイミングを示す図。

【図7】第２および第３実施形態の構成を示すブロック図。

【図8】第３実施形態の各単位変換器および補助スイッチ回路の構成を示すブロック図。

【図9】第３実施形態の補助スイッチ回路の具体的な構成を示す図。

【図10】第３実施形態の各制御信号と補助スイッチ回路の動作との関係を示すタイムチャート。

【図11】図１０のＡ１，Ａ４＝“１”、Ａ２，Ａ３＝“０”での各スイッチ素子の動作および電流経路を示す図。

【図12】図１０のＡ１，Ａ３＝“０”、Ａ２，Ａ４＝“１”での各スイッチ素子の動作および電流経路を示す図。

【図13】図１０のＡ１，Ａ３＝“１”、Ａ２，Ａ４＝“０”での各スイッチ素子の動作および電流経路を示す図。

【図14】図１０のＡ１＝“１”、Ａ２～Ａ４＝“０”のデッドタイムでの各スイッチ素子の動作および電流経路を示す図。

【図15】第３実施形態における補助スイッチ回路の変形例の構成を示す図。

【図16】第３実施形態の各スイッチ素子の動作および電流経路の他の例を示す図。

【発明を実施するための形態】

【0009】

[１]本発明の第１実施形態について図面を参照しながら説明する。
図１に示すように、三相交流電源１の電源ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに、本実施形態に係る負荷たとえば空気調和機２が接続されている。空気調和機２は、ブリッジ接続した複数のダイオードにより電源電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗを整流する整流回路３、この整流回路３の出力電圧を直流リアクトル４を介して受けるコンデンサ５、このコンデンサ５の電圧を所定周波数の交流電圧に変換し出力するインバータ６、このインバータ６の出力により動作する圧縮機モータ７を含む。

【0010】

電源ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに、本実施形態の電力変換装置１０が、空気調和機２とは並列の関係に接続されている。

【0011】

電力変換装置１０は、いわゆるアクティブフィルタであり、リアクトル１１ｕ，１１ｖ，１１ｗ、このリアクトル１１ｕ，１１ｖ，１１ｗを介して電源ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに接続されたマルチレベル変換器２０、電源ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗにおけるマルチレベル変換器２０の接続位置より空気調和機２側の位置に配置され空気調和機２に流れる電流（負荷電流）Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する検出部１２、電源ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗとマルチレベル変換器２０との間の通電路に流れる電流（補償電流）Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwを検出する検出部１３、三相交流電源１の電源電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの位相を検出する検出部１４、これら検出部１２，１３，１４の検出結果に応じてマルチレベル変換器２０を制御する汎用型のマイクロコントローラ（第１マイクロコントローラ）４０を含み、空気調和機２に流れる電流の高調波成分に対する抑制用の補償電流を電源ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに供給する。

【0012】

マルチレベル変換器２０は、三相交流電源１の相ごとに３つ以上のレベルの直流電圧を選択的に生成し出力するクラスタ２１ｕ，２１ｖ，２１ｗを有する。これらクラスタ２１ｕ～２１ｗのそれぞれ一端は電源ラインＬｕ～Ｌｗに接続され、クラスタ２１ｕ～２１ｗのそれぞれ他端は相互接続(スター結線)されている。

【0013】

クラスタ２１ｕは、それぞれが複数レベル（マルチレベル）の直流電圧をスイッチングにより選択的に生成し出力する複数の単位変換器（セル）Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３を直列接続（カスケード接続）して構成されるいわゆる多直列変換器クラスタであり、単位変換器Ｓ１～Ｓ３の出力電圧（セル出力電圧）Ｖcu1，Ｖcu2，Ｖcu3を足し合わせることにより、高調波を低減するための正弦波に近い波形の交流電圧Ｖcu0（＝Ｖcu1＋Ｖcu2＋Ｖcu3）を生成し出力する。

【0014】

クラスタ２１ｖ，２１ｗも、それぞれが複数レベルの直流電圧をスイッチングにより選択的に生成し出力する複数の単位変換器Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３を直列接続して構成される多直列変換器クラスタであり、単位変換器Ｓ１～Ｓ３の出力電圧Ｖcv1～Ｖcv3，Ｖcw1～Ｖcw3を足し合わせることにより高調波を低減するための正弦波に近い波形の交流電圧Ｖcv0（＝Ｖcv1＋Ｖcv2＋Ｖcv3），Ｖcw0（＝Ｖcw1＋Ｖcw2＋Ｖcw3）を生成し出力する。

【0015】

交流電圧Ｖcu0，Ｖcv0，Ｖcw0がクラスタ２１ｕ～２１ｗから出力されることにより、負荷電流Ｉｕ～Ｉｗに含まれる高調波成分に対する抑制用の補償電流電源ラインＬｕ～Ｌｗに供給される。

【0016】

単位変換器Ｓ１～Ｓ３の構成を図２に示す。
単位変換器Ｓ１は、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を直列接続して成る第１スイッチングレグ（第１直列回路）、スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４を直列接続して成り第１スイッチングレグに並列接続された第２スイッチングレグ（第２直列回路）、この第２スイッチングレグに並列接続されたコンデンサＣ、このコンデンサＣの電圧（コンデンサ電圧）Ｖｃを検出する電圧検出器２２を含み、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の相互接続点およびスイッチ素子Ｑ３，Ｑ４の相互接続点を出力端子とし、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の一方をオンして他方をオフする動作とスイッチ素子Ｑ３，Ｑ４の一方をオンして他方をオフする動作との組合せにより、複数レベル（正レベル・零レベル・負レベル）の直流電圧Ｖcu1を選択的に生成し出力する。スイッチ素子Ｑ１～Ｑ４は、それぞれ還流ダイオードＤを有するＭＯＳＦＥＴであるが、他の半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴを用いても良い。

【0017】

単位変換器Ｓ２，Ｓ３も、単位変換器Ｓ１と同じ構成を有し、複数レベルの直流電圧Ｖcu2，Ｖcu3をそれぞれ選択的に生成し出力する。

【0018】

交流電圧Ｅｕの正レベル期間において、単位変換器Ｓ１のスイッチ素子Ｑ２，Ｑ４をオンしてスイッチ素子Ｑ１，Ｑ３をオフすることにより、コンデンサＣに対するバイパス用の通電路が実線矢印で示すようにスイッチ素子Ｑ２，Ｑ４を通して形成され、零レベルのセル出力電圧Ｖcu1（＝０）が出力端子に生じる。交流電圧Ｅｕの正レベル期間において、単位変換器Ｓ２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ３をオンしてスイッチ素子Ｑ２，Ｑ４をオフすることにより、コンデンサＣに対するバイパス用の通電路が実線矢印で示すようにスイッチ素子Ｑ１，Ｑ３を通して形成され、零レベルのセル出力電圧Ｖcu2（＝０）が出力端子に生じる。零レベルのセル出力電圧の生成については、単位変換器Ｓ１のようにスイッチ素子Ｑ２，Ｑ４をオンする場合と、単位変換器Ｓ２のようにスイッチ素子Ｑ１，Ｑ３をオンする場合の２通りの方法があり、どちらの方法を用いてもよい。

【0019】

交流電圧Ｅｕの正レベル期間において、単位変換器Ｓ３のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ４をオンしてスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３をオフすることにより、コンデンサＣに対する通電路が実線矢印で示すようにスイッチ素子Ｑ１，Ｑ４を通して形成され、コンデンサＣの電圧Ｖｃに基づく正レベルのセル出力電圧Ｖcu3（＝＋Ｖｃ）が出力端子に生じる。また、交流電圧Ｅｕの負レベル期間において、単位変換器Ｓ３のスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３をオンしてスイッチ素子Ｑ１，Ｑ４をオフすることで、コンデンサＣに対する通電路が破線矢印で示すようにスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３を通して形成され、コンデンサＣの電圧Ｖｃに基づく負レベルのセル出力電圧Ｖcu3（＝－Ｖｃ）が出力端子に生じる。

【0020】

ここでは、単位変換器Ｓ１から複数レベルのセル出力電圧Ｖcu1を得るためのスイッチ素子Ｑ１～Ｑ４のオン，オフを、本発明者らが発明した特開２０２１－１６６４３０号公報（特願２０２０－０６８４７０号）に示されている、オン／オフの指令信号の配線数を削減した３レベル変調（以下、これを「疑似３レベル変調のスイッチング」という）により行っている。この疑似３レベル変調のスイッチングにおけるスイッチ素子Ｑ１～Ｑ４のオン，オフパターンとセル出力電圧Ｖcu1との関係を図３に示す。

【0021】

マイクロコントローラ（第１マイクロコントローラ）４０は、例えば空気調和機２に搭載されるようなインバータ制御用の汎用型のマイクロコントローラで、Ａ／Ｄ変換部（第１変換部）４１、主制御部４２，ＰＷＭ生成部（第１生成部）４３、およびクロック発生部４４を１チップの集積回路に収めて成り、疑似３レベル変調のスイッチングを図４に示すパルス幅変調（ＰＷＭ）により行う。

【0022】

Ａ／Ｄ変換部４１は、負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する検出部１２の検出信号、補償電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwを検出する検出部１３の検出信号、電源電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの位相を検出する検出部１４の検出信号、単位変換器Ｓ１～Ｓ３のそれぞれコンデンサ電圧Ｖｃについての検出信号（電圧検出器２２の検出信号）をアナログ／ディジタル変換する。

【0023】

主制御部４２は、負荷電流Ｉｕ～Ｉｗに含まれる高調波成分を抑制するために必要なクラスタ２１ｕ～２１ｗの出力電圧（交流電圧）Ｖcu0～Ｖcw0をＡ／Ｄ変換部４１の出力に基づき設定する。すなわち、主制御部４２は、電源電圧Ｅｕとほぼ同じ波形の交流電圧Ｖcu0をクラスタ２１ｕで生成し出力させるための交流電圧指令値Ｖcu sinθ、電源電圧Ｅｖとほぼ同じ波形の交流電圧Ｖcv0をクラスタ２１ｖで生成し出力させるための交流電圧指令値Ｖcv sin（θ－2π/3）、電源電圧Ｅｗとほぼ同じ波形の交流電圧Ｖcw0をクラスタ２１ｗで生成し出力させるための交流電圧指令値Ｖcw sin（θ＋2π/3）を設定する。交流電圧指令値Ｖcu sinθ，Ｖcv sin（θ－2π/3），Ｖcw sin（θ＋2π/3）は、互いの位相が120°ずれている。

【0024】

ＰＷＭ生成部４３は、クラスタ２１ｕ～２１ｗの単位変換器Ｓ１～Ｓ３に対するスイッチング用の後述する制御信号Ｇｕ１～Ｇｕ３´を主制御部４２で設定される出力電圧Ｖcu0～Ｖcw0のレベル（各交流電圧指令値）に応じて生成する。すなわち、ＰＷＭ生成部４３は、クラスタ２１ｕにおける単位変換器Ｓ１～Ｓ３の直列接続の段数と同数で互いに位相が異なる三角波状のキャリア信号Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３の電圧レベルと交流電圧指令値Ｖcu sinθの電圧レベルとを比較するパルス幅変調により、単位変換器Ｓ１～Ｓ３のスイッチ素子Ｑ１～Ｑ４に対するスイッチング用の制御信号（駆動信号orゲート信号ともいう）Ｇｕ１，Ｇｕ１´を生成する。同様に、ＰＷＭ生成部４３は、キャリア信号Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３の電圧レベルと交流電圧指令値Ｖcv sin（θ－2π/3），Ｖcw sin（θ＋2π/3）の電圧レベルとをそれぞれ比較するパルス幅変調により、クラスタ２１ｖ，２１ｗの単位変換器Ｓ１～Ｓ３のスイッチ素子Ｑ１～Ｑ４に対するスイッチング用の制御信号Ｇｕ２，Ｇｕ２´，Ｇｕ３，Ｇｕ３´を生成する。キャリア信号Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３の位相は、一周期（360°）を単位変換器Ｓ１～Ｓ３の直列接続の段数“3”で除算した値の120°（＝360°/3）ずつ、ずれている。

【0025】

制御信号（第１制御信号）Ｇｕ１は、単位変換器Ｓ１～Ｓ３の直列接続の段数が互いに隣り合う１段目と２段目の２つの単位変換器Ｓ１，Ｓ２に供給され、単位変換器Ｓ１におけるスイッチ素子Ｑ１および単位変換器Ｓ２におけるスイッチ素子Ｑ４を互いに同期してオン，オフする。制御信号（第２制御信号）Ｇｕ１´は、制御信号Ｇｕ１の論理レベルを反転器２３で反転したもので（Ｇｕ１の相補信号）、制御信号Ｇｕ１と同じく１段目と２段目の２つの単位変換器Ｓ１，Ｓ２に供給され、単位変換器Ｓ１におけるスイッチ素子Ｑ２および単位変換器Ｓ２におけるスイッチ素子Ｑ３を互いに同期してオン，オフする。なお、ここで言う「反転」とは、各スイッチング素子のＱ１～Ｑ４の基本となる駆動信号の状態を意味し、実際のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動においては、相補的な動作を行う２つの素子に対して、同時にオン、すなわち短絡状態とならないように当該２つの素子が同時にオフとなるデッドタイム期間が切り替わりの間に設けられる。

【0026】

制御信号（第３制御信号）Ｇｕ２は、単位変換器Ｓ１～Ｓ３の直列接続の段数が互いに隣り合う２段目と最後の３段目（Ｎ段目）の単位変換器Ｓ２，Ｓ３に供給され、単位変換器Ｓ２におけるスイッチ素子Ｑ１および単位変換器Ｓ３におけるスイッチ素子Ｑ４を互いに同期してオン，オフする。制御信号（第４制御信号）Ｇｕ２´は、制御信号Ｇｕ２の論理レベルを反転器２３で反転したもので（Ｇｕ２の相補信号）、制御信号Ｇｕ２と同じく２段目と３段目の２つの単位変換器Ｓ２，Ｓ３に供給され、単位変換器Ｓ２におけるスイッチ素子Ｑ２および単位変換器Ｓ３におけるスイッチ素子Ｑ３を互いに同期してオン，オフする。

【0027】

制御信号（第５制御信号）Ｇｕ３は、単位変換器Ｓ１～Ｓ３の直列接続の段数が最後の３段目と最初の１段目の２つの単位変換器Ｓ３，Ｓ１に供給され、単位変換器Ｓ３におけるスイッチ素子Ｑ１および単位変換器Ｓ１におけるスイッチ素子Ｑ４を互いに同期してオン，オフする。制御信号（第６制御信号）Ｇｕ３´は、制御信号Ｇｕ３の論理レベルを反転器２３で反転したもので（Ｇｕ３の相補信号）、制御信号Ｇｕ３と同じく３段目と１段目の２つの単位変換器Ｓ３，Ｓ１に供給され、単位変換器Ｓ３におけるスイッチ素子Ｑ２および単位変換器Ｓ１におけるスイッチ素子Ｑ３を互いに同期してオン，オフする。

【0028】

これら制御信号Ｇｕ１～Ｇｕ３´の生成に際し、ＰＷＭ生成部４３は、単位変換器Ｓ１～Ｓ３において互いに直列に配置されているスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオンとオフの間、および互いに直列に配置されているスイッチ素子Ｑ３，Ｑ４のオンとオフの間に、それぞれ短絡防止のためにオフ状態となるデッドタイムを確保する。

【0029】

クロック発生部４４は、マイクロコントローラ４０の稼働に必要な制御クロック信号を発する。

【0030】

主制御部４２は、交流電圧指令値Ｖcu sinθ，Ｖcv sin（θ－2π/3），Ｖcw sin（θ＋2π/3）を設定する主要な構成として、図５に示す電圧制御部４２ａおよび電流制御部４２ｂを含む。

【0031】

電圧制御部４２ａは、クラスタ２１ｕ～２１ｗにおける単位変換器Ｓ１～Ｓ３のそれぞれコンデンサ電圧Ｖｃを個別にバランスさせる個別バランス制御、クラスタ２１ｕ～２１ｗにおける単位変換器Ｓ１～Ｓ３のそれぞれコンデンサ電圧Ｖｃの全ての平均値を予め定めた目標値に追従させるコンデンサ電圧一括制御、クラスタ２１ｕ～２１ｗにおける単位変換器Ｓ１～Ｓ３のそれぞれコンデンサ電圧Ｖｃの相ごとの平均値をバランスさせる相間バランス制御を実行する。

【0032】

電流制御部４２ｂは、検出した負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値をローパスフィルタを通してｄｑ変換し、その出力結果をローパスフィルタに入力することで直流成分を抽出する。さらに、電流制御部４２ｂは、抽出した直流成分を上記ｄｑ変換出力から減じることで高調波成分を抽出し、抽出した高調波成分とコンデンサ電圧一括制御および相間バランス制御の演算結果とに基づき、補償電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwについての電流指令値を求める。そして、電流制御部４２ｂは、求めた電流指令値と実際に検出した補償電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwの値との差を電流制御器に入力し、その電流制御器の出力を逆ｄｑ変換する。主制御部４２は、この逆ｄｑ変換に個別バランス制御の演算結果を加算し、その加算結果をクラスタ２１ｕ，２１ｖ，２１ｗにおける単位変換器Ｓ１～Ｓ３のそれぞれコンデンサ電圧Ｖｃで除算することにより、デューティ指令値であるところの交流電圧指令値Ｖcu sinθ，Ｖcv sin（θ－2π/3），Ｖcw sin（θ＋2π/3）を得る。

【0033】

Ａ／Ｄ変換部４１のＡ／Ｄ変換処理および主制御部４２のデューティ計算のタイミングをクラスタ２１ｕに対するＰＷＭ制御を例として図６に示している。
キャリア信号Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３の周波数がFc[Hz]で、そのキャリア信号Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３の波形の山または谷のタイミングの割込み処理でデューティ計算を行う場合、そのデューティ計算の演算周波数は6Fc[Hz]となる。主制御部４２は、キャリア信号の波形の谷またはその付近のタイミングでアナログ／ディジタル変換処理を開始し、これにより電流や電圧に関する必要情報を取込み、取込んだ情報に基づいてデューティ計算を実行し、その計算結果を内部のＰＷＭ出力用レジスタにセットし、そのセット内容をキャリア信号の波形の山のタイミングで新たなデューティ指令値として反映させる（更新）。

【0034】

以上のように、空気調和機２に搭載されるようなインバータ制御用の汎用型のマイクロコントローラ４０をマルチレベル変換器２０に対するスイッチング制御用のコントローラとして用いることにより、マルチレベル変換器２０の仕様に合わせた専用設計のコントローラを用いる場合よりも、コストを低減することができる。

【0035】

[２]第２実施形態
三相交流電源１および電源ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗが高電圧交流系統である場合、アクティブフィルタ１０が高電圧に耐えられるよう、マルチレベル変換器２０の各スイッチ素子の耐圧を高くしたり、マルチレベル変換器２０におけるクラスタごとの各単位変換器の直列接続の段数を多くする必要がある。ただし、スイッチ素子のオン抵抗およびリカバリ電荷量はスイッチ素子の耐圧と比例するので、耐圧の高いスイッチ素子を採用すると損失が増大するという問題がある。

【0036】

各単位変換器の直列接続の段数を多くすれば、耐圧の高いスイッチ素子を採用することなく、つまり損失の増大を招くことなく、アクティブフィルタ１０を高電圧交流系統に接続することが可能となる。しかしながら、各単位変換器の直列接続の段数が多いと、汎用のマイクロコントローラ４０だけでは全ての単位変換器を制御することが困難となる。この点に対処したのが第２実施形態である。

【0037】

図７に示すように、クラスタ２１ｕは、３つより多いｎ個の単位変換器Ｓ１～Ｓｎを直列接続し、その各単位変換器の出力電圧Ｖcu1～Ｖcunを足し合わせることにより、高調波を低減するための正弦波に近い波形の交流電圧Ｖcu0を生成し出力する。クラスタ２１ｖ，２１ｗも、ｎ個の単位変換器Ｓ１～Ｓｎを直列接続し、その各単位変換器の出力電圧Ｖcv1～Ｖcvn，Ｖcw1～Ｖcwnをそれぞれ足し合わせることにより、高調波を低減するための正弦波に近い波形の交流電圧Ｖcv0，Ｖcw0をそれぞれ生成し出力する。

【0038】

アクティブフィルタ１０は、マルチレベル変換器２０に対するスイッチング制御用のコントローラとして、直列接続の段数が規定値である例えば“３”までの単位変換器Ｓ１～Ｓ３を制御対象とする汎用型のマイクロコントローラ（第１マイクロコントローラ）４０をマスタコントローラとして備え、かつ直列接続の段数が上記規定値を超えている分の単位変換器Ｓ４～Ｓｎを制御対象とする汎用型のマイクロコントローラ（第２マイクロコントローラ）５０をマイクロコントローラ４０に従属するスレーブコントローラとして備える。

【0039】

マイクロコントローラ４０は、第１実施形態と同じく、Ａ／Ｄ変換部（第１変換部）４１、主制御部４２、ＰＷＭ生成部（第２生成部）４３、およびクロック発生部４４を１チップの集積回路に収めて成り、空気調和機２に搭載されるようなインバータ制御用の汎用型のマイクロコントローラである。マイクロコントローラ５０は、Ａ／Ｄ変換部（第２変換部）５１およびＰＷＭ生成部（第２生成部）５２を１チップの集積回路に収めて成り、コントローラ４０と同じく、空気調和機２に搭載されるようなインバータ制御用の汎用型のマイクロコントローラである。

【0040】

マイクロコントローラ４０のＡ／Ｄ変換部４１は、第１実施形態と同じく、負荷電流Ｉｕ～Ｉｗを検出する検出部１２の検出信号、補償電流Ｉcu～Ｉcwを検出する検出部１３の検出信号、電源電圧Ｅｕ～Ｅｗの位相を検出する検出部１４の検出信号、直列接続の段数が上記規定値までの単位変換器Ｓ１～Ｓ３のそれぞれコンデンサ電圧Ｖｃについての検出信号（電圧検出器２２の検出信号）をアナログ／ディジタル変換する。

【0041】

マイクロコントローラ５０のＡ／Ｄ変換部５１は、直列接続の段数が上記規定値を超えている分の単位変換器Ｓ４～Ｓｎのそれぞれコンデンサ電圧Ｖｃについての検出信号（電圧検出器２２の検出信号）をアナログ／ディジタル変換し、その変換出力をマイクロコントローラ４０の主制御部４２に送る。

【0042】

マイクロコントローラ４０の主制御部４２は、負荷電流Ｉｕ～Ｉｗに含まれる高調波成分を抑制するために必要なクラスタ２１ｕ～２１ｗの出力電圧（交流電圧）Ｖcu0～Ｖcw0をＡ／Ｄ変換部４１，５１の出力に基づき設定する。すなわち、主制御部４２は、電源電圧Ｅｕとほぼ同じ波形の交流電圧Ｖcu0をクラスタ２１ｕで生成し出力させるための交流電圧指令値Ｖcu sinθ、電源電圧Ｅｖとほぼ同じ波形の交流電圧Ｖcv0をクラスタ２１ｖで生成し出力させるための交流電圧指令値Ｖcv sin（θ－2π/3）、電源電圧Ｅｗとほぼ同じ波形の交流電圧Ｖcw0をクラスタ２１ｗで生成し出力させるための交流電圧指令値Ｖcw sin（θ＋2π/3）を設定する。

【0043】

マイクロコントローラ４０のＰＷＭ生成部４３は、クラスタ２１ｕ～２１ｗにおける単位変換器Ｓ１～Ｓｎの直列接続の段数“ｎ”と同数で互いに位相が異なるｎ個のキャリア信号のうち、直列接続の段数が上記規定値までの単位変換器Ｓ１～Ｓ３に対応する３つのキャリア信号の電圧レベルと主制御部４２で設定される出力電圧Ｖcu0～Ｖcw0のレベル（各交流電圧指令値）とを比較するパルス幅変調を、クラスタ２１ｕ～２１ｗごとに実行することにより、単位変換器Ｓ１～Ｓ３に対するスイッチング用の制御信号を生成する。

【0044】

マイクロコントローラ５０のＰＷＭ生成部５２は、ｎ個のキャリア信号のうち、直列接続の段数が上記規定値を超えている分の単位変換器Ｓ４～Ｓｎに対応する“ｎ－３”個のキャリア信号の電圧レベルと主制御部４２で設定される出力電圧Ｖcu0～Ｖcw0のレベル（各交流電圧指令値）とを比較するパルス幅変調を、クラスタ２１ｕ～２１ｗごとに実行することにより、単位変換器Ｓ４～Ｓｎに対するスイッチング用の制御信号を生成する。

【0045】

マイクロコントローラ４０のクロック発生部４４は、マイクロコントローラ４０用の制御クロック信号およびマイクロコントローラ５０用の制御クロック信号を発する。例えば、クロック発生部４４は、マイクロコントローラ４０用の制御クロック信号を発するとともに、その制御クロック信号をそのままマイクロコントローラ５０に送る。マイクロコントローラ５０は、クロック発生部４４から送られる制御クロック信号を当該マイクロコントローラ５０用の制御クロック信号として取り込む。

【0046】

なお、クロック発生部４４は、マイクロコントローラ４０用の制御クロック信号を発するとともに、その制御クロック信号を分周してマイクロコントローラ５０に送る構成としてもよい。この場合、マイクロコントローラ５０は、クロック発生部４４から送られる分周信号を所定の周波数に逓倍しそれを当該マイクロコントローラ５０用の制御クロック信号として取り込む。

【0047】

クロック発生部４４が発する制御クロック信号は周波数が数MHzと高く、そのままマイクロコントローラ５０に送ると外部機器にノイズとして悪影響を及ぼす可能性がある。これに対し、クロック発生部４４が発する制御クロック信号を分周により周波数を下げた状態でスレーブ側のマイクロコントローラ５０に送れば、外部機器への悪影響を軽減することができる。マイクロコントローラ５０は、受けた制御クロック信号をマイクロコントローラ４０で用いる制御クロック信号と同じ周波数に逓倍し、あるいは受けた制御クロック信号をマイクロコントローラ４０で用いる制御クロック信号の“整数分の１”の周波数に逓倍して用いる。この場合、マイクロコントローラ５０の消費電力を低減できる。

【0048】

以上のように、マルチレベル変換器２０におけるクラスタごとの各単位変換器の直列接続の段数を多くすることにより、耐圧の高いスイッチ素子を採用することなく、つまり損失の増大を招くことなく、アクティブフィルタ１０を高電圧交流系統に接続することが可能となる。

【0049】

とくに、空気調和機２に搭載されるようなインバータ制御用の汎用型の２つのマイクロコントローラ４０，５０をマルチレベル変換器２０に対するスイッチング制御用のコントローラとして用いるので、マルチレベル変換器２０における各単位変換器の直列接続の段数が多くても、コストの低減を図りながら、マルチレベル変換器２０の全ての単位変換器を適切に制御することができる。

【0050】

なお、単位変換器Ｓ１～Ｓ３における各電圧検出器２２の検出信号をマルチプレクサで合成してマイクロコントローラ４０に供給し、単位変換器Ｓ４～Ｓｎにおける各電圧検出器２２の検出信号をマルチプレクサで合成してマイクロコントローラ５０に供給する構成とすれば、マイクロコントローラ４０，５０に設けるポートの個数を削減することが可能である。

【0051】

汎用型の２つのマイクロコントローラを用いる場合を例に説明したが、汎用型の３つ以上のマイクロコントローラを用いる構成としてもよい。

【0052】

[３]第３実施形態
第２実施形態のように、マルチレベル変換器２０における各単位変換器の直列接続の段数が多いと、各単位変換器のコンデンサ電圧Ｖｃを検出する電圧検出器２２の数も多くなり、その分、コストが上昇するという課題がある。この点に対処したのが第３実施形態である。

【0053】

図７に示すように、クラスタ２１ｕの単位変換器Ｓ１～Ｓｎのうち、複数の単位変換器たとえば直列接続の段数が互いに隣り合う２つの単位変換器ごとに、補助スイッチ回路３０が１つずつ設けられている。クラスタ２１ｖ，２１ｗの単位変換器Ｓ１～Ｓｎにおいても、複数の単位変換器たとえば直列接続の段数が互いに隣り合う２つの単位変換器ごとに、補助スイッチ回路３０が１つずつ設けられている。

【0054】

直列接続の段数が互いに隣り合う２つの単位変換器Ｓ１，Ｓ２の構成およびその単位変換器Ｓ１，Ｓ２に対し設けられる１つの補助スイッチ回路３０の構成を図８に示す。
単位変換器Ｓ１は、スイッチ素子Ｑ１～Ｑ４、コンデンサＣ、電圧検出器２２を含むとともに、マイクロコントローラ４０から供給される制御信号Ａ１～Ａ４に応じてスイッチ素子Ｑ１～Ｑ４をそれぞれオン，オフ駆動する駆動部（ゲートアンプ）２５ａ，２５ｂ，２５ｃ，２５ｄ、およびコンデンサＣの電圧Ｖｃを駆動部２５ａ～２５ｄの動作に必要な直流電圧（動作用電圧）Ｖddに変換する電源部２４を含む。

【0055】

単位変換器Ｓ２は、スイッチ素子Ｑ１～Ｑ４、コンデンサＣ、上記制御信号Ａ１～Ａ４に応じてスイッチ素子Ｑ１～Ｑ４をそれぞれオン，オフ駆動する駆動部２５ａ～２５ｄ、およびコンデンサＣの電圧Ｖｃを駆動部２５ａ～２５ｄの動作に必要な直流電圧Ｖddに変換する電源部２４を含み、電圧検出器２２は含まない。

【0056】

制御信号Ａ１～Ａ４は、マイクロコントローラ４０のＰＷＭ生成部４４で生成される。制御信号Ａ１は、単位変換器Ｓ１，Ｓ２のそれぞれスイッチ素子（第１スイッチ素子）Ｑ１をそれぞれ駆動部２５ａを介してオン，オフする。制御信号Ａ２は、単位変換器Ｓ１，Ｓ２のそれぞれスイッチ素子（第２スイッチ素子）Ｑ２をそれぞれ駆動部２５ｂを介してオン，オフする。制御信号Ａ３は、単位変換器Ｓ１，Ｓ２のそれぞれスイッチ素子（第３スイッチ素子）Ｑ３をそれぞれ駆動部２５ｃを介してオン，オフする。制御信号Ａ４は、単位変換器Ｓ１，Ｓ２のそれぞれスイッチ素子（第４スイッチ素子）Ｑ４をそれぞれ駆動部２５ｄを介してオン，オフする。

【0057】

補助スイッチ回路３０は、制御信号Ａ２の論理レベルを反転する反転回路３１、この反転回路３１の出力信号に応動する補助スイッチ素子（第１補助スイッチ素子）Ｔ１、制御信号Ａ４の論理レベルを反転する反転回路３２、この反転回路３２の出力信号に応動する補助スイッチ素子（第２補助スイッチ素子）Ｔ２、および受動素子Ｒを含み、補助スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２を受動素子Ｒを介して直列接続して成り、単位変換器Ｓ１，Ｓ２の各コンデンサＣの負側端子（スイッチ素子Ｑ２，Ｑ４のソース端子）の相互間に接続されている。この回路構成によって補助スイッチ回路３０は、双方向性のスイッチとして動作する。

【0058】

反転回路３１は、図９に示すように、制御信号Ａ２に応動するスイッチ素子３１ｔを含み、単位変換器Ｓ１の電源部２４から補助スイッチ素子Ｔ１のゲート・ソース間に印加される直流電圧Ｖddを制御信号Ａ２に応じたスイッチ素子３１ｔの動作により制御する。制御信号Ａ２が論理“１”レベルのとき、スイッチ素子３１ｔがオンして補助スイッチ素子Ｔ１のゲート・ソース間電圧が低レベルとなり、補助スイッチ素子Ｔ１がオフする。制御信号Ａ２が論理“０”レベルのとき、スイッチ素子３１ｔがオフして補助スイッチ素子Ｔ１のゲート・ソース間電圧が高レベルとなり、補助スイッチ素子Ｔ１がオンする。

【0059】

反転回路３２は、図９に示すように、制御信号Ａ４に応動するスイッチ素子３２ｔを含み、単位変換器Ｓ２の電源部２４から補助スイッチ素子Ｔ２のゲート・ソース間に印加される直流電圧Ｖddを制御信号Ａ４に応じたスイッチ素子３２ｔの動作により制御する。制御信号Ａ４が論理“１”レベルのとき、スイッチ素子３２ｔがオンして補助スイッチ素子Ｔ２のゲート・ソース間電圧が低レベルとなり、補助スイッチ素子Ｔ２がオフする。制御信号Ａ４が論理“０”レベルのとき、スイッチ素子３２ｔがオフして補助スイッチ素子Ｔ２のゲート・ソース間電圧が高レベルとなり、補助スイッチ素子Ｔ２がオンする。

【0060】

補助スイッチ回路３０は、単位変換器Ｓ１のコンデンサ電圧Ｖｃと単位変換器Ｓ２のコンデンサ電圧Ｖｃを、補助スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２および受動素子Ｒを通してバランスさせる。受動素子Ｒは、抵抗器である。

【0061】

共通の制御信号Ａ１～Ａ４によって駆動される２つの単位変換器Ｓ１，Ｓ２のそれぞれコンデンサ電圧Ｖｃを補助スイッチ回路３０でバランスさせることにより、単位変換器Ｓ１の１つの電圧検出器２２だけで、単位変換器Ｓ１，Ｓ２のそれぞれコンデンサ電圧Ｖｃを検出できる。

【0062】

抵抗器である受動素子Ｒの抵抗値を調整することで、補助スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２を通して流れる電流の大きさを調整することができる。すなわち、受動素子Ｒの抵抗値を小さくすると補助スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２を通して流れる電流が大きくなり、受動素子Ｒの抵抗値を大きくすると補助スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２を通して流れる電流が小さくなる。補助スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２を通して流れる電流が大きいと、補助スイッチ回路３０において損失が生じたり、補助スイッチ回路３０の構成部品に不具合が生じる原因となるので、受動素子Ｒの抵抗値は大きいことが望ましい。

【0063】

制御信号Ａ１～Ａ４の論理レベル（“１”or“０”）、補助スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２の動作、補助スイッチ回路３０に流れる電流（バランス回路電流）Ｉｒの関係を図１０のタイムチャートに示している。制御信号Ａ１～Ａ４の論理レベルと、単位変換器Ｓ１，Ｓ２の各スイッチ素子の動作、補助スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２の動作、単位変換器Ｓ１，Ｓ２および補助スイッチ回路３０における電流経路と、の関係を図１１～図１５に示している。

【0064】

Ａ１＝“１”，Ａ２＝“０”，Ａ３＝“０”，Ａ４＝“１”のとき、図１１に示すように、単位変換器Ｓ１，Ｓ２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ４がオンしてスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３がオフし、かつ補助スイッチ素子Ｔ１がオンして補助スイッチ素子Ｔ２がオフする。これにより、図１１に破線矢印で示すように、単位変換器Ｓ１のスイッチ素子Ｑ１→単位変換器Ｓ１のコンデンサＣ→単位変換器Ｓ１のスイッチ素子Ｑ４→単位変換器Ｓ２のスイッチ素子Ｑ１→単位変換器Ｓ２のコンデンサＣ→単位変換器Ｓ２のスイッチ素子Ｑ４を通る経路で電流が流れ、単位変換器Ｓ１，Ｓ２のそれぞれコンデンサＣが充電される。補助スイッチ素子Ｔ２がオフしているので、補助スイッチ回路３０には電流が流れない。

【0065】

続いて、Ａ１＝“０”，Ａ２＝“１”，Ａ３＝“０”，Ａ４＝“１”では、図１２に示すように、単位変換器Ｓ１，Ｓ２のスイッチ素子Ｑ２，Ｑ４がオンしてスイッチ素子Ｑ１，Ｑ３がオフし、かつ補助スイッチ素子Ｔ１がオンして補助スイッチ素子Ｔ２がオフする。これにより、図１２に破線矢印で示すように、単位変換器Ｓ１のスイッチ素子Ｑ２→単位変換器Ｓ１のスイッチ素子Ｑ４→単位変換器Ｓ２のスイッチ素子Ｑ２→単位変換器Ｓ２のスイッチ素子Ｑ４を通る経路で電流が流れる。単位変換器Ｓ１，Ｓ２のそれぞれコンデンサＣには電流が流れない。補助スイッチ回路３０にも電流は流れない。

【0066】

この場合、Ａ２が“０”から“１”に変わってスイッチ素子Ｑ２がターンオンする時点と、Ａ１が“１”から“０”に変わってスイッチ素子Ｑ１がターンオフする時点との間に、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２が同時にオンすることによる短絡を防ぐためのデッドタイム（Ａ１，Ａ２，Ａ３＝“０”、Ａ４＝“１”）が確保される。

【0067】

続いて、Ａ１＝“１”，Ａ２＝“０”，Ａ３＝“０”，Ａ４＝“１”では、各スイッチ素子の状態および電流の流れが上記した図１１の状態となる。この場合、Ａ１が“０”から“１”に変わってスイッチ素子Ｑ１がターンオンする時点と、Ａ２が“１”から“０”に変わってスイッチ素子Ｑ２がターンオフする時点との間に、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２が同時にオンすることによる短絡を防ぐためのデッドタイム（Ａ１～Ａ３＝“０”、Ａ４＝“１”）が確保される。

【0068】

続いて、Ａ１＝“１”，Ａ２＝“０”，Ａ３＝“１”，Ａ４＝“０”では、図１３に示すように、単位変換器Ｓ１，Ｓ２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ３がオンしてスイッチ素子Ｑ２，Ｑ４がオフし、かつ補助スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２がオンする。これにより、図１３に破線矢印で示すように、単位変換器Ｓ１のスイッチ素子Ｑ１→単位変換器Ｓ１のスイッチ素子Ｑ３→単位変換器Ｓ２のスイッチ素子Ｑ１→単位変換器Ｓ２のスイッチ素子Ｑ３を通る経路で電流が流れる。

【0069】

この場合、Ａ３が“０”から“１”に変わってスイッチ素子Ｑ３がターンオンする時点と、Ａ４が“１”から“０”に変わってスイッチ素子Ｑ４がターンオフする時点との間に、スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４が同時にオンすることによる短絡を防ぐためのデッドタイム（Ａ１＝“１”、Ａ２～Ａ４＝“０”）が確保される。また、単位変換器Ｓ１のスイッチ素子Ｑ３および単位変換器Ｓ２のスイッチ素子Ｑ１のオンによって単位変換器Ｓ１，Ｓ２のそれぞれコンデンサＣの正側端子が導通し、補助スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２のオンによって単位変換器Ｓ１，Ｓ２のそれぞれコンデンサＣの負側端子が導通し、単位変換器Ｓ１，Ｓ２のそれぞれコンデンサＣが互いに並列接続された状態となる。この並列接続により、単位変換器Ｓ１，Ｓ２のそれぞれコンデンサＣが互いに充放電し、それぞれのコンデンサ電圧Ｖｃがバランスする。

【0070】

例えば、単位変換器Ｓ１のコンデンサ電圧Ｖｃが単位変換器Ｓ２のコンデンサ電圧Ｖｃより低い場合、図１３に破線矢印で示すように、単位変換器Ｓ１のスイッチ素子Ｑ１からスイッチ素子Ｑ３に向かう電流の一部が単位変換器Ｓ１のコンデンサＣの正側端子に流れ、その単位変換器Ｓ１のコンデンサＣが充電される。単位変換器Ｓ１のコンデンサＣを経た電流は、バランス回路電流Ｉｒとして補助スイッチ素子Ｔ１、受動素子Ｒ、補助スイッチ素子Ｔ２を通り、単位変換器Ｓ２のコンデンサＣの負側端子に流れる。単位変換器Ｓ２のコンデンサＣは放電し、その放電電流が単位変換器Ｓ２のスイッチ素子Ｑ３へ向かう電流に合流する。この充放電により、単位変換器Ｓ１のコンデンサ電圧Ｖｃが上昇方向に変化して単位変換器Ｓ２のコンデンサ電圧Ｖｃが下降方向に変化し、それぞれのコンデンサ電圧Ｖｃが互いに同じ値にバランスしたところで、バランス回路Ｉｒがゼロとなる。

【0071】

単位変換器Ｓ１，Ｓ２のそれぞれコンデンサ電圧Ｖｃが互いに同じ値にバランスするので、単位変換器Ｓ１に設けている１つの電圧検出器２２だけで、単位変換器Ｓ１，Ｓ２のそれぞれコンデンサ電圧Ｖｃを検出できる。残りの単位変換器Ｓ３～Ｓｎにおいても、少ない数の電圧検出器２２で単位変換器Ｓ３～Ｓｎのそれぞれコンデンサ電圧Ｖｃを検出できる。電圧検出器２２の数が少ない分、コストの低減が図れる。

【0072】

続いて、Ａ１＝“１”、Ａ２＝“０”、Ａ３＝“０”、Ａ４＝“１”では、各スイッチ素子の状態および電流の流れが上記した図１１の状態となる。この場合、Ａ４が“０”から“１”に変わってスイッチ素子Ｑ４がターンオンする時点と、Ａ３が“１”から“０”に変わってスイッチ素子Ｑ３がターンオフする時点との間に、スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４が同時にオンすることによる短絡を防ぐためのデッドタイム（Ａ１＝“１”、Ａ２～Ａ４＝“０”）が確保される。

【0073】

このデッドタイム（Ａ１＝“１”、Ａ２～Ａ４＝“０”）では、図１４に示すように、単位変換器Ｓ１，Ｓ２のスイッチ素子Ｑ１がオンしてスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４がオフし、かつ補助スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２がオンする。これにより、図１４に破線矢印で示すように、単位変換器Ｓ１のスイッチ素子Ｑ１→単位変換器Ｓ１のコンデンサＣ→補助スイッチ素子Ｔ１→受動素子Ｒ→補助スイッチ素子Ｔ２→単位変換器Ｓ２のスイッチ素子Ｑ４の還流ダイオードＤを通る経路で電流（パルス状の電流）が流れる。なお、図１０において、バランス期間中とその前後のデッドタイム中の電流Ｉｒを同じ値で表しているが、バランス状況に応じてバランス期間中の電流Ｉｒの値は変化し、マイナス側(逆方向)に流れる場合もある。

【0074】

補助スイッチ回路３０は、図１５に示すように、反転回路３１、補助スイッチ素子Ｔ１、反転回路３２、補助スイッチ素子Ｔ２、受動素子Ｒを含むことに加え、補助スイッチ素子Ｔ１へのゲート入力を制御信号Ａ１に同期して制御する同期制御回路（第１同期制御回路）３３、および前記第２補助スイッチ素子へのゲート入力を制御信号Ａ３に同期して制御する同期制御回路（第２同期制御回路）３４を含む構成としてもよい。

【0075】

同期制御回路３３は、制御信号Ａ１に応動するフォトカプラ（第１フォトカプラ）であり、制御信号Ａ１が論理“１”のときに発光するフォトダイオード３３ａ、およびこのフォトダイオード３３ａの発光によりオンして直流電圧Ｖddを補助スイッチ素子Ｔ１へのゲート信号として出力するフォトトランジスタ３３ｂから成り、上記［Ａ１～Ａ３＝“０”、Ａ４＝“１”］のデッドタイムにおいて補助スイッチ素子Ｔ１を強制的にオフする。この補助スイッチ素子Ｔ１の強制的なオフにより、そのデッドタイム中に補助スイッチ回路３０を通して流れる不要なパルス状電流を遮断することができる。不要なパルス状電流を遮断できる分、損失の低減が図れる。

【0076】

同期制御回路３４は、制御信号Ａ３に応動するフォトカプラ（第２フォトカプラ）であり、制御信号Ａ３が論理“１”のときに発光するフォトダイオード３４ａ、およびこのフォトダイオード３４ａの発光によりオンして直流電圧Ｖddを補助スイッチ素子Ｔ２へのゲート信号として出力するフォトトランジスタ３４ｂにより構成され、上記［Ａ１＝“１”、Ａ２～Ａ４＝“０”］のデッドタイムにおいて補助スイッチ素子Ｔ２を強制的にオフする。この補助スイッチ素子Ｔ２の強制的なオフにより、そのデッドタイム中に補助スイッチ回路３０を通して流れる不要なパルス状電流を遮断することができる。不要なパルス状電流を遮断できる分、損失の低減が図れる。

【0077】

図１０のタイムチャートにない制御として、図１６に示すように単位変換器Ｓ１，Ｓ２のスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３をオンしてスイッチ素子Ｑ１，Ｑ４をオフし、かつ補助スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２をオフする例がある。この場合、図１６に破線で示すように、単位変換器Ｓ１，Ｓ２のそれぞれコンデンサＣに対する放電路がスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３を通して形成される。補助スイッチ回路３０には電流が流れない。

【0078】

上記実施形態および変形例は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態および変形例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、書き換え、変更を行うことができる。これら実施形態および変形例は、発明の範囲は要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

【符号の説明】

【0079】

１…三相交流電源、Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ…電源ライン、２…空気調和機（負荷）、１０…電力変換装置（アクティブフィルタ）、１１ｕ，１１ｖ，１１ｗ…リアクタ、２０…マルチレベル変換器、２１ｕ，２１ｖ，２１w…クラスタ、Ｓ１～Ｓｎ…単位変換器、Ｑ１～Ｑ４…スイッチ素子、Ｃ…コンデンサ、２２…電圧検出器、３０…補助スイッチ回路、４０…マイクロコントローラ（第１マイクロコントローラ）、４１…Ａ／Ｄ変換器、４２…主制御部、４３…ＰＷＭ生成部、４４…クロック発生部、５０…マイクロコントローラ（第２マイクロコントローラ）。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】