特開 2023-173718 電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2023173718

(43)【公開日】2023-12-07

(54)【発明の名称】電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/12 20060101AFI20231130BHJP

【ＦＩ】

H02M7/12 A

【審査請求】未請求

【請求項の数】4

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022086164

(22)【出願日】2022-05-26

(71)【出願人】

【識別番号】390025265

【氏名又は名称】東芝エレベータ株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110003708

【氏名又は名称】弁理士法人鈴榮特許綜合事務所

(72)【発明者】

【氏名】中澤 晃

(72)【発明者】

【氏名】森島 洋一

【テーマコード（参考）】

5H006

【Ｆターム（参考）】

5H006AA05

5H006CC01

5H006DA04

5H006DB01

5H006DC02

5H006DC05

(57)【要約】

【課題】 安価で信頼性の高い電力変換装置を提供する。
【解決手段】 実施形態による電力変換装置は、交流電源１０から供給された交流電圧を直流電圧に変換して出力するコンバータ４と、交流電源１０とコンバータ４との間に設けられたフィルタ回路２と、交流電源１０の出力電圧を検出する電圧検出器１２と、コンバータ４の入力電流を検出する電流検出器１４と、電圧検出器１２と電流検出器１４との少なくとも一方で得られた検出値をデジタル信号として検出する検出回路１６、１８と、交流電源１０の出力電圧値と、コンバータ４の入力電流値と、コンバータ４の電圧指令値とを用いて、検出回路１６、１８およびフィルタ回路２の要素を含む状態方程式に基づいてフィルタ回路２の状態量の推定値を算出する状態推定回路２０と、状態推定回路２０で算出された推定値を用いてコンバータ４の電圧指令を補償する制御回路２２、２４と、を備える。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

交流電源から供給された交流電圧を直流電圧に変換して出力するコンバータと、
前記交流電源と前記コンバータとの間に設けられたフィルタ回路と、
前記交流電源の出力電圧を検出する電圧検出器と、
前記コンバータの入力電流を検出する電流検出器と、
前記電圧検出器と前記電流検出器との少なくとも一方で得られた検出値をデジタル信号として検出する検出回路と、
前記交流電源の出力電圧値と、前記コンバータの入力電流値と、前記コンバータの電圧指令値とを用いて、前記検出回路および前記フィルタ回路の要素を含む状態方程式に基づいて前記フィルタ回路の状態量の推定値を算出する状態推定回路と、
前記状態推定回路で算出された推定値を用いて前記コンバータの電圧指令を補償する制御回路と、を備えた、電力変換装置。

【請求項2】

前記状態推定回路は、前記コンバータの入力電流値に替えて前記交流電源の出力電流値を用いて、前記検出回路および前記フィルタ回路の要素を含む状態方程式に基づいて前記フィルタ回路の状態を推定する、請求項１記載の電力変換装置。

【請求項3】

前記状態方程式は、前記検出回路における遅れ要素と、前記コンバータの電圧指令値が前記コンバータの出力電圧に反映されるまでの遅れ要素と、を含む、請求項１記載の電力変換装置。

【請求項4】

前記制御回路は、前記状態推定回路で算出された推定値と所定のゲインとの積を用いて、前記コンバータの電圧指令の補償量を算出し、前記コンバータの電圧指令値から前記補償量を引いた値を用いて、前記コンバータを制御する、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明の実施形態は、電力変換装置に関する。

【背景技術】

【0002】

ＰＷＭコンバータなどの電力変換装置において、高調波を抑制するためにフィルタを設置することが多い。例えば、素子のスイッチングに起因する高調波の影響を低減させるために、ＬＣＬフィルタがよく用いられる。ＬＣＬフィルタを採用すると、Ｌフィルタを用いたときと比べ、素子のスイッチングによる高調波を大きく低減することができる。しかしながら、ＬＣＬ回路における共振現象によって、電源高調波が規制値を超過するだけでなく、制御が不安定化することにより保護停止に至り、電力変換装置の信頼性が低下する可能性があった。

【0003】

共振の影響を低減する手段として、フィルタ回路に抵抗器（ダンピング抵抗器）を追加することにより受動的に共振を抑制する手法や、フィルタ回路におけるコンデンサ電流もしくは電圧を測定し、制御によって能動的に共振を抑制する手法が知られている。能動的な共振抑制手法では測定した信号を用いて電圧指令値を補償するようフィードバックを行うことにより、ＬＣＬフィルタに抵抗器を設ける場合と同様に共振の影響を減衰させることができる。

【0004】

上記のように、ＬＣＬフィルタに抵抗器やセンサなどの用品を追加することによって共振抑制を行うことが可能となるが、抵抗器追加による受動的共振抑制を行うことにより、装置の大型化や回路損失の増加、コスト増加につながり、センサ追加による能動的共振抑制についてもコスト増加につながってしまう。

【0005】

例えば、能動的共振抑制に用いるコンデンサ電流やコンデンサ電圧の推定値を得ることができれば、用品の追加を行わずに共振の抑制を行うことが可能となる。しかしながら、上記推定値を得る手段として、ＬＣＬフィルタを含む電圧電流方程式を逆算する場合には、微分式を解くことにより測定値に含まれるノイズの影響を増大してしまう。ノイズの影響が大きい推定値を電力変換装置の制御に用いると、制御性能の低下や制御系の不安定化につながる可能性があった。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0006】

【特許文献1】特開2019-106843号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0007】

本発明の実施形態は上記事情を鑑みて成されたものであって、安価で信頼性の高い電力変換装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0008】

実施形態による電力変換装置は、交流電源から供給された交流電圧を直流電圧に変換して出力するコンバータと、前記交流電源と前記コンバータとの間に設けられたフィルタ回路と、前記交流電源の出力電圧を検出する電圧検出器と、前記コンバータの入力電流を検出する電流検出器と、前記電圧検出器と前記電流検出器との少なくとも一方で得られた検出値をデジタル信号として検出する検出回路と、前記交流電源の出力電圧値と、前記コンバータの入力電流値と、前記コンバータの電圧指令値とを用いて、前記検出回路および前記フィルタ回路の要素を含む状態方程式に基づいて前記フィルタ回路の状態量の推定値を算出する状態推定回路と、前記状態推定回路で算出された推定値を用いて前記コンバータの電圧指令を補償する制御回路と、を備える。

【図面の簡単な説明】

【0009】

【図1】図１は、一実施形態の電力変換装置の一構成例を概略的に示す図である。

【図2】図２は、第１実施形態の電力変換装置において、ＬＣＬフィルタの入出力値とコントローラで認識される値との関係の一例を示した図である。

【図3】図３は、第１実施形態の電力変換装置のオブザーバの一構成例を説明するためのブロック図である。

【図4】図４は、第２実施形態の電力変換装置において、ＬＣＬフィルタの入出力値とコントローラで認識される値との関係の一例を示した図である。

【図5】図５は、第３実施形態の電力変換装置において、ＬＣＬフィルタの入出力値とコントローラで認識される値との関係の一例を示した図である。

【図6】図６は、第４実施形態の電力変換装置において、ＬＣＬフィルタの入出力値とコントローラで認識される値との関係の一例を示した図である。

【発明を実施するための形態】

【0010】

図１は、一実施形態の電力変換装置の一構成例を概略的に示す図である。

【0011】

本実施形態の電力変換装置は、交流電源（系統電源）１０と直流負荷８との間に接続され、交流電源１０から供給された交流電圧を直流電圧に変換して直流負荷８に供給する。

【0012】

本実施形態の電力変換装置は、ＬＣＬフィルタ（フィルタ回路）２と、コンバータ４と、電圧検出器１２と、電流検出器１４と、コントローラと、を備えている。コントローラは、電流検出回路１６と、電圧検出回路１８と、オブザーバ（状態推定回路）２０と、制御回路と、を備えている。制御回路は、ダンピング制御器２２と、ＰＷＭ制御回路２４と、減算器２６と、を備えている。

【0013】

コントローラは、少なくとも１つのプロセッサと、プロセッサにより実行されるプログラムが記憶されたメモリと、を備え、ソフトウェアにより、又は、ソフトウェアとハードウエアとの組み合わせにより種々の機能を実現することができる。

【0014】

コンバータ４は、ＬＣＬフィルタ２を介して交流電源から供給される交流電圧を、直流電圧に変換して出力する。コンバータ４は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）コンバータであって、高電位側の直流端と低電位側の直流端との間に挿入されたコンデンサ６を備えている。コンバータ４のスイッチング素子は、コントローラから供給されるゲート信号により動作を制御される。

【0015】

電圧検出器１２は、交流電源１０の出力電圧（交流電圧）の値を検出する。電圧検出器１２で検出された値は、コントローラに供給される。

【0016】

電流検出器１４は、コンバータ４に入力される交流電流の値を検出する。電流検出器１４で検出された値は、コントローラに供給される。

【0017】

ＬＣＬフィルタ２は、交流電源１０とコンバータ４との間に設けられている。ＬＣＬフィルタ２は、コイル２Ｌ１、２Ｌ２と、コンデンサ２Ｃと、を備えたフィルタ回路である。コイル２Ｌ１とコイル２Ｌ２とは、交流電源１０とコンバータ４の交流端との間に直列に接続されている。コンデンサ２Ｃの一端はコイル２Ｌ１とコイル２Ｌ２との間に電気的に接続されている。コンデンサ２Ｃの他端は接地されている。

【0018】

電流検出回路１６は、電流検出器１４で検出された電流値のアナログ信号をデジタル信号に変換して、デジタル値として検出する。電流検出回路１６で検出されたデジタル信号の電流検出値は、オブザーバ２０に供給される。

【0019】

電圧検出回路１８は、電圧検出器１２で検出された電圧値のアナログ信号をデジタル信号に変換して、デジタル値として検出する。電圧検出回路１８で検出されたデジタル信号の電流検出値は、オブザーバ２０に供給される。

【0020】

オブザーバ２０は、電圧指令値と、電流検出回路１６の出力値と、電圧検出回路１８の出力値とから、ＬＣＬフィルタ２の状態量の推定値を算出する状態推定回路である。電圧指令値は、例えば電力変換装置の上位制御装置からコントローラに入力された値であり、コンバータ４の所望の出力電圧値に相当する。

【0021】

本実施形態では、オブザーバ２０は、以下のようにＬＣＬフィルタ２の拡大系モデルを用いて、ＬＣＬフィルタ２のコンデンサ２Ｃの電圧推定値、電流推定値、若しくはこれらの両方を、ＬＣＬフィルタ２の状態量の推定値として出力する。

【0022】

ここで、ＬＣＬフィルタ２の連続時間状態空間モデルは式（１）で表すことができる。

【0023】

【数1】

ここで、x(t)(=[i_cov(t) v_c(t) i_g(t)]^T)は状態ベクトル、u(t)(=[v_cov(t) v_g(t)]^T)は入力ベクトル、y(t)(=i_cov(t))は出力ベクトル、Ａは状態行列、Ｂ(=[B₁ B₂])は入力行列、Ｃは出力行列である。

【0024】

また、v_cov(t)はコンバータ４の入力電圧、i_cov(t)はコンバータ４の出力電流、v_c(t)はコンデンサ２Ｃの電圧、i_c(t)(=i_cov(t)-i_g(t))はコンデンサ２Ｃの電流、v_g(t)は交流電源１０の出力電圧、i_g(t)は交流電源１０の出力電流である。

【0025】

なお式（１）は三相交流系（固定座標系）もしくはｄｑ座標系（回転座標系）であることとし、各種行列及びベクトルは座標系に応じて変換されていることとする。

【0026】

一般的なオブザーバは式（１）を対象として設計することができる。しかし、Ａ／Ｄ変換を行う電流検出回路１６や電圧検出回路１８では、高周波数のノイズ除去やエイリアシングの防止を目的としてローパスフィルタなどのフィルタが設けられることが多く、フィルタによりコントローラ内で認識する信号は高周波成分が減衰され、遅れが生じることになる。

【0027】

例えばＬＣＬフィルタ２の共振周波数が低ければ、ＬＣＬフィルタ２による遅れの影響を受けずにオブザーバによりフィルタ回路の状態推定及び共振抑制を行うことが可能であるが、ＬＣＬフィルタ２の大きさやコスト、高調波が制限される周波数帯を考慮すると、遅れの影響を受けないほどに共振周波数を低くすることは困難である。オブザーバに用いる信号に大きな遅れが生じると、オブザーバにより正確な推定値が得られなくなり、制御性能の低下や制御系の不安定化につながる。

【0028】

図２は、第１実施形態の電力変換装置において、ＬＣＬフィルタの入出力値とコントローラで認識される値との関係の一例を示した図である。
ここで、i_cov´(t)をコンバータ電流認識値、v_g´(t)を交流電源電圧認識値、v_covREF(t)をコンバータ電圧指令とする。

【0029】

ＬＣＬフィルタ２の出力であるコンバータ電流値i_cov(t)は、電流検出回路１６を介し、コントローラでコンバータ電流認識値i_cov´(t)として認識される。電流検出回路１６がローパスフィルタの特性を有するとした場合、コンバータ電流認識値i_cov´(t)はコンバータ電流値i_cov(t)と比べ位相に遅れが生じる。

【0030】

また、交流電源電圧値v_gについても同様に、電圧検出回路１８を介し、コントローラで交流電源電圧認識値v_g´(t)として認識される。交流電源電圧値v_g(t)は、ＬＣＬフィルタ２にとって入力であるため、図２に示すブロック線図上は交流電源電圧認識値v_g´(t)が電圧検出回路１８の逆システムを通ることで交流電源電圧値v_g(t)として入力されることになる。

【0031】

また、コンバータ電圧値v_cov(t)の測定用のセンサが設けられている場合は、電圧検出回路１８を介して、コントローラで認識されることになるが、多くの場合、センサを設けての測定を行うことはない。そこで、図２のブロック線図上では指令値であるコンバータ電圧指令値v_covREF(t)が、電圧反映までの遅れを介して、コンバータ電圧値v_cov(t)が生成されＬＣＬフィルタ２に入力されることとしている。

【0032】

以上から、オブザーバの設計対象となる式（１）で示すＬＣＬフィルタ２の入出信号と、ソフトウェア演算部で認識している入出信号とは完全には一致せず、基となる信号に対する遅れが大きいほど式（１）に基づいて設計されたオブザーバの推定性能が低下することとなる。

【0033】

そこで、本実施形態の電力変換装置では、オブザーバ２０は、式（１）を対象としたオブザーバではなく、検出回路の遅れ要素や指令値から電圧反映までの遅れ要素を含んだＬＣＬフィルタ２の拡大系モデルを対象としてオブザーバ２０を設計することで遅れの影響を考慮して、ＬＣＬフィルタ２の状態量の推定値を算出する。

【0034】

式（１）に示したＬＣＬフィルタ２の状態空間モデルを（Ａ,Ｂ,Ｃ,０）と表現し、電圧検出回路逆システムの状態空間モデルを（Ａ_f1,Ｂ_f1,Ｃ_f1,Ｄ_f1）、電流検出回路１６の状態空間モデルを（Ａ_f2,Ｂ_f2,Ｃ_f2,０）とすると、遅れ要素を含んだＬＣＬフィルタ２の拡大系を式（２）で示すことができる。

【0035】

【数2】

ここで、x_c(t)は状態ベクトル、u_c(t)(=[v_covREF(t) v_g´(t)]^T)は入力ベクトル、y_c(t)(=i_cov’(t))は出力ベクトルを示す。また、式（２）における各行列を、下記式（３）、式（４）、式（５）に示す。

【0036】

【数3】

【0037】

ただし、電圧検出回路逆システムの状態空間モデル（Ａ_f1,Ｂ_f1,Ｃ_f1,Ｄ_f1）について、もともとの電圧検出回路１８が高周波ノイズ除去などを目的としたローパスフィルタで構成されるとすると、逆システムによりインプロパーなシステムとなることが考えられ、微分によってノイズの影響を増大させることになりえる。そのため、不完全微分などによって過大な微分動作を抑え、プロパーなシステムにすることが望ましい。

【0038】

また、式（２）においてx_c(t)はＬＣＬフィルタ２の拡大系における状態ベクトル、y_c(t)はＬＣＬフィルタ２の拡大系における出力ベクトルとする。ここで、コンバータ電圧指令v_covREF(t)が実際のコンバータ出力電圧v_cov(t)に反映されるまでの遅れは、式（２）に含まず、後述する。オブザーバ２０は、上記式（２）で示す遅れ要素を含んだＬＣＬフィルタ２の拡大系（Ａ_c,Ｂ_c,Ｃ_c,0）を対象として設計される。

【0039】

なお、オブザーバ２０は、ソフトウェアにより実行されるデジタル制御を行うため、離散時間で検討する。式（２）の状態空間モデル（Ａ_c,Ｂ_c,Ｃ_c,0）は連続時間系であるため、離散化を行い、離散時間状態空間モデル（Ａ_d,Ｂ_d,Ｃ_d,0）を得る。ここでコンバータ電圧指令v_covREF(k)とコンバータ電圧v_cov(k)との離散時間における関係として、コンバータ電圧指令v_covREF(k)が演算されてから次ステップで実際のコンバータ電圧v_cov(k)に反映されるとすると下記式（６）が成立する。
v_cov(k+1) = v_covREF(k) （６）
上記式（６）は、コンバータ電圧指令v_covREF(k)からコンバータ電圧v_cov(k)に反映されるまでの遅れとして考えることもでき、離散時間状態空間モデル（Ａ_d,Ｂ_d,Ｃ_d,0）と式（６）との拡大系とすることによって、図２で示した遅れを含んだ全体の拡大系を表現することができる。

【0040】

遅れを含んだ全体の拡大系を離散時間状態空間モデル（Ａ_e,Ｂ_e,Ｃ_e,0）とすると、各行列は式（７）、式（８）、式（９）で表せる。

【数4】

【0041】

ここで行列Ｂ_d1、Ｂ_d2は、離散時間状態空間モデル（Ａ_d,Ｂ_d,Ｃ_d,0）の入力行列を入力信号ごとに分割した式（１０）の行列とする。
B_d = [B_d1 B_d2] （１０）
以上より、遅れ要素を含んだ全体の拡大系である離散時間状態空間モデル（Ａ_e,Ｂ_e,Ｃ_e,0）を対象としてオブザーバを設計することによって、遅れの影響を考慮してＬＣＬフィルタ２の状態を推定することができる。

【0042】

また式（１）に示すコンバータ電流フィードバックを行うＬＣＬフィルタ２の連続時間状態モデルは可観測となり、遅れ要素を含んだ全体の拡大系である離散時間状態空間モデル（Ａ_e,Ｂ_e,Ｃ_e,0）でも可観測性は失われないため、オブザーバ２０を設計することができる。

【0043】

オブザーバゲイン行列をＫとすると、オブザーバ２０の状態方程式は、下記式（１１）で表せる。

【数5】

ここで、x_e ^＊(k)はオブザーバ２０の状態ベクトルである。y_e(k)(=i_cov’(k))は、離散時間状態空間モデル（Ａ_e,Ｂ_e,Ｃ_e,0）の出力ベクトルであり、出力誤差をe(k)(=y_e(k)-y_e ^＊(k)=y_e(k)-C_ex_e ^＊(k))としたとき、オブザーバゲイン行列Ｋが適切に設計されれば出力誤差e(k)を0とすることができ、状態ベクトルx_e ^＊(k)を離散時間状態空間モデル（Ａ_e,Ｂ_e,Ｃ_e,0）の状態ベクトルの推定量として扱える。
オブザーバゲイン行列Ｋは、所望の推定性能を得るために決定され、極配置法や最適問題としてRiccati方程式を解く手法などを利用することにより得ることができる。

【0044】

図３は、第１実施形態の最適制御装置のオブザーバの一構成例を説明するためのブロック図である。
オブザーバ２０は、コンデンサ電圧の推定値v_c ^*(k)、もしくは、コンデンサ電流の推定値i_c ^*(k)をダンピング制御器２２に出力する。図３には、オブザーバ２０がコンデンサ電流の推定値i_c ^*(k)を出力する例を示している。

【0045】

オブザーバ２０は、式（１１）に基づいて得られた状態ベクトルx_e ^＊(k)から、出力行列C_hにより抽出したコンデンサ電流の推定値i_c ^*(k)を出力する。なお、出力行列C_hは、状態ベクトルx_e ^*(k)に含まれるコンバータ電流の推定値i_cov ^*(k)、コンデンサ電圧の推定値v_c ^*(k)、電源電流の推定値i_g ^*(k)の要素を用いて、コンデンサ電流の推定値i_c ^*(k)(=i_cov ^*(k)-i_g ^*(k))を抽出する行列である。

【0046】

ダンピング制御器２２は、コンデンサ電圧の推定値v_c ^*(k)、もしくは、コンデンサ電流の推定値i_c ^*(k)を用いて補償量を計算して、補償量を減算器２６へ出力する。ダンピング制御器２２は、所望の減衰性能が得られるように設定され、定数や特定の周波数特性を持ったフィルタであり得る。例えば、オブザーバ２０からダンピング制御器２２にコンデンサ電流の推定値i_c ^*(k)の値を入力し、ダンピング制御器２２は、定数ゲインを推定値i_c ^*(k)に乗じた値を補償量としてフィードバックする。

【0047】

減算器２６は、コンバータの電圧指令v_covREF(k)の値から、ダンピング制御器２２から出力された補償量を引いた値を、補償後の電圧指令v_covREF’(k)としてＰＷＭ制御回路２４へ出力する出力する。
ＰＷＭ制御回路２４は、補償後の電圧指令v_covREF’(k)から生成した変調波と搬送波（キャリア）とを比較することにより、コンバータ４のゲート信号を生成して、コンバータ４へ出力する。

【0048】

上記のように、検出回路１６、１８における遅れ要素と、電圧指令値からコンバータ４の出力電圧値までの遅れ要素とを含む拡大系モデルに基づくオブザーバ２０を用いて、遅れ要素を考慮したＬＣＬフィルタ２の状態量の推定値を算出することができる。本実施形態の電力変換装置では、上記のように算出された推定値をもとに所定の制御器を通して得られる補償値をフィードバックして、閉ループに減衰項を加えることが可能であり、ＬＣＬフィルタ２における共振抑制が可能となる。

【0049】

また、本実施形態の電力変換装置では、既設のセンサにより測定されるコンバータの入力電流値や交流電源の出力電圧値などの測定値を用いて、ＬＣＬフィルタ２における共振抑制を行うことができ、新たに用品を追加する必要がない。
すなわち、本実施形態によれば、安価で信頼性の高い電力変換装置を提供することができる。

【0050】

次に、第２実施形態の電力変換装置について図面を参照して詳細に説明する。
なお、以下の説明において上述の第１実施形態と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
本実施形態の電力変換装置は、オブザーバ２０の構成が上述の第１実施形態と異なっている。本実施形態では、電圧検出回路１８がローパスフィルタの特性を含まない、又は、遅れを無視できる構成となっている点において、上述の第１実施形態と相違している。

【0051】

図４は、第２実施形態の電力変換装置において、ＬＣＬフィルタの入出力値とコントローラで認識される値との関係の一例を示した図である。
ＬＣＬフィルタ２の出力であるコンバータ電流値i_cov(t)は、電流検出回路１６を介し、コントローラでコンバータ電流認識値i_cov´(t)として認識される。電流検出回路１６がローパスフィルタの特性を有するとした場合、コンバータ電流認識値i_cov´(t)はコンバータ電流値i_cov(t)と比べ位相に遅れが生じる。

【0052】

本実施形態では、電圧検出回路１８における遅れは無視できるものであり、交流電源電圧値v_gは、電圧検出回路１８を介し、コントローラで交流電源電圧v_g(t)として認識され得る。
また、コンバータ電圧指令値v_covREF(t)は、電圧反映までの遅れを介して、コンバータ電圧値v_cov(t)が生成され、ＬＣＬフィルタ２に入力される。

【0053】

以上より、本実施形態の電力変換装置では、オブザーバ２０は、電流検出回路１６の遅れ要素と指令値から電圧反映までの遅れ要素とを含んだＬＣＬフィルタ２の拡大系モデルを対象として設計され、上記遅れの影響を考慮したＬＣＬフィルタ２の状態量の推定値を算出する。

【0054】

本実施形態では、電圧検出回路逆システムを含まないＬＣＬフィルタ２の拡大系モデルを対象とするため、式（２）で示した状態空間モデルの各行列は、式（１２）、式（１３）、式（１４）で表すことができる。

【数6】

【0055】

上記式（１２）、式（１３）、式（１４）で表される拡大系モデルに対して、第１実施形態と同様に離散化を行い、コンバータ電圧指令遅れを考慮することにより、遅れ要素を含んだ全体の拡大系である離散時間状態空間モデル（Ａ_e,Ｂ_e,Ｃ_e,0）を得ることができる。本実施形態のオブザーバ２０は、この離散時間状態空間モデル（Ａ_e,Ｂ_e,Ｃ_e,0）に基づいて設計することができ、オブザーバの状態方程式は式（１１）で表すことができる。

【0056】

上記のように設計されたオブザーバ２０によれば、遅れ要素を考慮してＬＣＬフィルタ２の状態量の推定値を算出し、算出された推定値に所定のゲインを乗じた積（若しくは所定の伝達関数を通した値）をフィードバックして、閉ループに減衰項を加えることが可能であり、ＬＣＬフィルタ２における共振抑制が可能となる。また、本実施形態では、第１実施形態よりもオブザーバ２０を低次元化することができ、ソフトウェアでの演算負荷を低減することができる。

【0057】

さらに、本実施形態の電力変換装置では、既設のセンサにより測定されるコンバータの入力電流値や交流電源の出力電圧値などの測定値を用いて、ＬＣＬフィルタ２における共振抑制を行うことができ、新たに用品を追加する必要がない。
すなわち、本実施形態によれば、安価で信頼性の高い電力変換装置を提供することができる。

【0058】

次に、第３実施形態の電力変換装置について図面を参照して詳細に説明する。
本実施形態の電力変換装置は、オブザーバ２０の構成が上述の第１実施形態と異なっている。本実施形態では、電流検出回路１６がローパスフィルタの特性を含まない、又は、遅れを無視できる構成となっている点において、上述の第１実施形態と相違している。

【0059】

図５は、第３実施形態の電力変換装置において、ＬＣＬフィルタの入出力値とコントローラで認識される値との関係の一例を示した図である。
本実施形態では、電流検出回路１６における遅れは無視できるものであり、ＬＣＬフィルタ２の出力であるコンバータ電流値i_cov(t)は、電流検出回路１６を介し、コントローラでコンバータ電流値i_cov(t)として認識される。

【0060】

また、交流電源電圧値v_gは、電圧検出回路１８を介し、コントローラで交流電源電圧認識値v_g´(t)として認識される。交流電源電圧値v_g(t)は、ＬＣＬフィルタ２にとって入力であるため、図５に示すブロック線図上は交流電源電圧認識値v_g´(t)が電圧検出回路１８の逆システムを通ることで交流電源電圧値v_g(t)として入力されることになる。
また、コンバータ電圧指令値v_covREF(t)は、電圧反映までの遅れを介して、コンバータ電圧値v_cov(t)が生成され、ＬＣＬフィルタ２に入力される。

【0061】

以上より、本実施形態の電力変換装置では、オブザーバ２０は、電圧検出回路１８の遅れ要素と指令値から電圧反映までの遅れ要素とを含んだＬＣＬフィルタ２の拡大系モデルを対象として設計され、上記遅れの影響を考慮したＬＣＬフィルタ２の状態量の推定値を算出する。

【0062】

本実施形態では、電流検出回路における遅れを含まないＬＣＬフィルタ２の拡大系モデルを対象とするため、式（２）で示した状態空間モデルの各行列は、式（１５）、式（１６）、式（１７）で表すことができる。

【数7】

【0063】

上記式（１５）、式（１６）、式（１７）で表される拡大系モデルに対して、第１実施形態と同様に離散化を行い、コンバータ電圧指令遅れを考慮することにより、遅れ要素を含んだ全体の拡大系である離散時間状態空間モデル（Ａ_e,Ｂ_e,Ｃ_e,0）を得ることができる。本実施形態のオブザーバ２０は、この離散時間状態空間モデル（Ａ_e,Ｂ_e,Ｃ_e,0）に基づいて設計することができ、オブザーバの状態方程式は式（１１）で表すことができる。

【0064】

上記のように設計されたオブザーバ２０によれば、遅れ要素を考慮してＬＣＬフィルタ２の状態量の推定値を算出し、算出された推定値に所定のゲインを乗じた積（若しくは所定の伝達関数を通した値）をフィードバックして、閉ループに減衰項を加えることが可能であり、ＬＣＬフィルタ２における共振抑制が可能となる。また、本実施形態では、第１実施形態よりもオブザーバ２０を低次元化することができ、ソフトウェアでの演算負荷を低減することができる。

【0065】

さらに、本実施形態の電力変換装置では、既設のセンサにより測定されるコンバータの入力電流値や交流電源の出力電圧値などの測定値を用いて、ＬＣＬフィルタ２における共振抑制を行うことができ、新たに用品を追加する必要がない。
すなわち、本実施形態によれば、安価で信頼性の高い電力変換装置を提供することができる。

【0066】

次に、第４実施形態の電力変換装置について図面を参照して詳細に説明する。
上述の第１乃至第３実施形態の電力変換装置では、コントローラは、ＬＣＬフィルタ２のコンバータ４側に流れる電流（コンバータ４の入力電流）であるコンバータ電流i_c(t)の値を用いて、電流制御を行う制御系である。これに対し、本実施形態の電力変換装置では、コントローラは、ＬＣＬフィルタ２の交流電源１０側に流れる電流（交流電源１０の出力電流）である系統電流i_g(t)の値を用いる制御系であり、系の安定化を行っている。

【0067】

オブザーバ２０は、上記構成の電力変換装置において、検出回路の遅れと、電圧指令値がコンバータ電圧値に反映されるまでの遅れとを考慮して、ＬＣＬフィルタ２の状態量の推定値を算出することができる。

【0068】

図６は、第４実施形態の電力変換装置において、ＬＣＬフィルタの入出力値とコントローラで認識される値との関係の一例を示した図である。
本実施形態の電力変換装置について、ＬＣＬフィルタ２の連続時間状態空間モデルを式（１）と同様に表すと、状態行列Ａ、入力行列Ｂ、状態ベクトルx(t)、および入力ベクトルu(t)は同様である。一方で、ＬＣＬフィルタ２の出力信号が系統電流i_g(t)となるため、出力行列Ｃが変わることとなる。例として、式（１）で三相交流系の全相を表現すると状態行列Ａは９次元の正方行列であり、本実施形態の電力変換装置では、出力行列Ｃは式（１８）で表すことができる。

【0069】

【数8】

ここで、0_3×6は３行６列の零行列、I_3×3は３行３列の単位行列を示す。
式（１）において出力行列Ｃを上記式（１８）としたＬＣＬフィルタ２の連続時間状態モデルは、第１実施形態と同様に可観測となり、遅れ要素を含んだ全体の拡大系である離散時間状態空間モデル（Ａ_e,Ｂ_e,Ｃ_e,0）でも可観測性は失われない。したがって、本実施形態の電力変換装置についても、オブザーバ２０を設計することができる。

【0070】

すなわち、本実施形態の電力変換装置では、式（１）の出力行列Ｃを上記式（１８）の行列に変更するのみで、上述の第１実施形態の電力変換装置と同様に遅れを考慮したオブザーバ２０を設計し、ＬＣＬフィルタ２の状態量の推定値を算出することが可能となる。

【0071】

上記のように設計されたオブザーバ２０によれば、遅れ要素を考慮してＬＣＬフィルタ２の状態量の推定値を算出し、算出された推定値に所定のゲインを乗じた積（若しくは所定の伝達関数を通した値）をフィードバックして、閉ループに減衰項を加えることが可能であり、ＬＣＬフィルタ２における共振抑制が可能となる。

【0072】

また、本実施形態においても、電圧検出回路１８における遅れ、および電流検出回路１６における遅れは双方を必ず考慮する必要はなく、式（１２）、または式（１７）における出力行列Ｃに上記式（１８）を適用することにより、第２実施形態および第３実施形態と同様にオブザーバ２０を設計することが可能となり、ソフトウェアでの演算負荷を低減することができる。

【0073】

さらに、本実施形態の電力変換装置では、既設のセンサにより測定されるコンバータの入力電流値や交流電源の出力電圧値などの測定値を用いて、ＬＣＬフィルタ２における共振抑制を行うことができ、新たに用品を追加する必要がない。
すなわち、本実施形態によれば、安価で信頼性の高い電力変換装置を提供することができる。

【0074】

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

【符号の説明】

【0075】

２…ＬＣＬフィルタ、２Ｃ…コンデンサ、２Ｌ１、２Ｌ２…コイル、４…コンバータ、６…コンデンサ、８…直流負荷、１０…交流電源（系統電源）、１２…電圧検出器、１４…電流検出器、１６…電流検出回路、１８…電圧検出回路、２０…オブザーバ、２２…ダンピング制御器、２４…ＰＷＭ制御回路、２６…減算器

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】