(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2023175324
(43)【公開日】2023-12-12
(54)【発明の名称】偏波分離回路及び偏波分離方法
(51)【国際特許分類】
H04B 10/61 20130101AFI20231205BHJP
H04J 14/06 20060101ALI20231205BHJP
【ＦＩ】
H04B10/61
H04J14/06
【審査請求】有
【請求項の数】4
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2022087712
(22)【出願日】2022-05-30
(11)【特許番号】
(45)【特許公報発行日】2023-11-29
【国等の委託研究の成果に係る記載事項】（出願人による申告）国等の委託研究の成果に係る特許出願（令和３年度総務省「新たな社会インフラを担う革新的光ネットワーク技術の研究開発（技術課題ＩＩＩ「高効率光アクセスメトロ技術」）」、産業技術力強化法第１７条の適用を受ける特許出願）
(71)【出願人】
【識別番号】000000295
【氏名又は名称】沖電気工業株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】100141955
【弁理士】
【氏名又は名称】岡田 宏之
(74)【代理人】
【識別番号】100085419
【弁理士】
【氏名又は名称】大垣 孝
(72)【発明者】
【氏名】神田 祥宏
【テーマコード（参考）】
5K102
【Ｆターム（参考）】
5K102AA15
5K102AD15
5K102AH24
5K102AH26
5K102AH27
(57)【要約】 （修正有）
【課題】現実的なＤＳＰ回路で動作し、繰り返し演算が不要な偏波分離回路及び偏波分離方法を提供する。
【解決手段】偏波分離回路は、ディジタル信号処理回路として構成され、当該ディジタル信号処理回路のクロック周期毎に、同時に入力される信号のＪｏｎｅｓベクトルのブロックから、３次元空間内に偏波状態を表すストークスベクトルで確定される平面の法線ベクトルを抽出する法線ベクトル抽出部１００と、当該ディジタル信号処理回路のクロック周期毎に、法線ベクトルの、３次元空間における回転量を求める３次元回転量算出部２００と、当該ディジタル信号処理回路のクロック周期毎に、回転量に基いて補償行列を生成する補償行列生成部３００と、当該ディジタル信号処理回路のクロック周期毎に、Ｊｏｎｅｓベクトルに、補償行列を乗算する複屈折補償部４００とを備えて構成される。
【選択図】図１
【解決手段】偏波分離回路は、ディジタル信号処理回路として構成され、当該ディジタル信号処理回路のクロック周期毎に、同時に入力される信号のＪｏｎｅｓベクトルのブロックから、３次元空間内に偏波状態を表すストークスベクトルで確定される平面の法線ベクトルを抽出する法線ベクトル抽出部１００と、当該ディジタル信号処理回路のクロック周期毎に、法線ベクトルの、３次元空間における回転量を求める３次元回転量算出部２００と、当該ディジタル信号処理回路のクロック周期毎に、回転量に基いて補償行列を生成する補償行列生成部３００と、当該ディジタル信号処理回路のクロック周期毎に、Ｊｏｎｅｓベクトルに、補償行列を乗算する複屈折補償部４００とを備えて構成される。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
ディジタル信号処理回路として構成され、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、同時に入力される信号のＪｏｎｅｓベクトルのブロックから、３次元空間内に偏波状態を表すストークスベクトルで確定される平面の法線ベクトルを抽出する法線ベクトル抽出部と、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、前記法線ベクトルの、前記３次元空間における回転量を求める３次元回転量算出部と、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、前記回転量に基いて補償行列を生成する補償行列生成部と、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、前記Ｊｏｎｅｓベクトルに、前記補償行列を乗算する複屈折補償部と
を備える偏波分離回路。
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、同時に入力される信号のＪｏｎｅｓベクトルのブロックから、３次元空間内に偏波状態を表すストークスベクトルで確定される平面の法線ベクトルを抽出する法線ベクトル抽出部と、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、前記法線ベクトルの、前記３次元空間における回転量を求める３次元回転量算出部と、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、前記回転量に基いて補償行列を生成する補償行列生成部と、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、前記Ｊｏｎｅｓベクトルに、前記補償行列を乗算する複屈折補償部と
を備える偏波分離回路。
【請求項2】
前記法線ベクトル抽出部は、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、同時に入力される、Ｍ個のＪｏｎｅｓベクトルを、Ｍ個のストークスベクトルに同時に変換するＪｏｎｅｓベクトル・ストークスベクトル変換器と、
ブロック内の隣接するストークスベクトルの外積を演算し、Ｍ－１個の外積ベクトルを求める外積演算器と、
ｋ番目のブロックのＭ－１個の外積ベクトルから、長さが最大のものを、仮の法線ベクトルｔｋとして出力する外積ベクトルセレクタと、
ｋ－１番目のブロックの仮の法線ベクトルｔｋ－１と、ｋ番目のブロックの仮の法線ベクトルｔｋがなす角度θを求める角度比較器と、
前記角度θがπ／２より大きい場合は、ｋ番目のブロックの仮の法線ベクトルｔｋに平行な単位ベクトルを単位法線ベクトルｎｋとし、前記角度θがπ／２以下の場合は、ｋ番目のブロックの仮の法線ベクトルｔｋの逆ベクトルに平行な単位ベクトルを単位法線ベクトルｎｋとする法線ベクトルセレクタと、
前記仮の法線ベクトルｔｋの長さが所定の閾値Ｔｈ以上の場合はｋ番目のブロックの単位法線ベクトルｎｋを出力し、閾値Ｔｈより小さい場合はｋ－１番目のブロックの単位法線ベクトルｎｋ－１を、ｋ番目のブロックの単位法線ベクトルｎｋとして出力する閾値判定器
を備える請求項１に記載の偏波分離回路。
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、同時に入力される、Ｍ個のＪｏｎｅｓベクトルを、Ｍ個のストークスベクトルに同時に変換するＪｏｎｅｓベクトル・ストークスベクトル変換器と、
ブロック内の隣接するストークスベクトルの外積を演算し、Ｍ－１個の外積ベクトルを求める外積演算器と、
ｋ番目のブロックのＭ－１個の外積ベクトルから、長さが最大のものを、仮の法線ベクトルｔｋとして出力する外積ベクトルセレクタと、
ｋ－１番目のブロックの仮の法線ベクトルｔｋ－１と、ｋ番目のブロックの仮の法線ベクトルｔｋがなす角度θを求める角度比較器と、
前記角度θがπ／２より大きい場合は、ｋ番目のブロックの仮の法線ベクトルｔｋに平行な単位ベクトルを単位法線ベクトルｎｋとし、前記角度θがπ／２以下の場合は、ｋ番目のブロックの仮の法線ベクトルｔｋの逆ベクトルに平行な単位ベクトルを単位法線ベクトルｎｋとする法線ベクトルセレクタと、
前記仮の法線ベクトルｔｋの長さが所定の閾値Ｔｈ以上の場合はｋ番目のブロックの単位法線ベクトルｎｋを出力し、閾値Ｔｈより小さい場合はｋ－１番目のブロックの単位法線ベクトルｎｋ－１を、ｋ番目のブロックの単位法線ベクトルｎｋとして出力する閾値判定器
を備える請求項１に記載の偏波分離回路。
【請求項3】
前記３次元回転量算出部は、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、第１軸を中心とする回転角αｋと、第２軸を中心とする回転角βｋを算出する角度演算器と、
隣接するブロック間の第１軸を中心とする回転角αｋ－１とαｋの差の大きさが、π／２より大きい場合、回転量αｋ及びβｋを出力し、π／２以下の場合、αｋ＋π及び－βｋを新たに、回転量αｋ及びβｋとして出力する角度セレクタと
を備える請求項２に記載の偏波分離回路。
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、第１軸を中心とする回転角αｋと、第２軸を中心とする回転角βｋを算出する角度演算器と、
隣接するブロック間の第１軸を中心とする回転角αｋ－１とαｋの差の大きさが、π／２より大きい場合、回転量αｋ及びβｋを出力し、π／２以下の場合、αｋ＋π及び－βｋを新たに、回転量αｋ及びβｋとして出力する角度セレクタと
を備える請求項２に記載の偏波分離回路。
【請求項4】
前記補償行列生成部は、
前記３次元回転量算出部から出力された隣接するブロック間の第１軸を中心とする回転角αｋ－１とαｋの差の大きさが、πより大きい場合、「１」のロジックレベルのトリガＣαを出力し、π以下の場合、「０」のロジックレベルのトリガＣαを出力する第１角度比較器と、
前記３次元回転量算出部から出力された隣接するブロック間の第２軸を中心とする回転角βｋ－１とβｋの差の大きさが、πより大きい場合、「１」のロジックレベルのトリガＣβを出力し、π以下の場合、「０」のロジックレベルのトリガＣβを出力する第２角度
比較器と、
トリガＣαとトリガＣβのいずれか一方のロジックレベルが「１」であり他方のロジックレベルが「０」のとき、係数Ｋを１とし、それ以外のとき、係数Ｋを－１とする補正論理セレクタと、
以下の式で与えられる補償行列Ｍｃ（α、β）を生成する補償行列生成回路
と
を備える請求項３に記載の偏波分離回路。
前記３次元回転量算出部から出力された隣接するブロック間の第１軸を中心とする回転角αｋ－１とαｋの差の大きさが、πより大きい場合、「１」のロジックレベルのトリガＣαを出力し、π以下の場合、「０」のロジックレベルのトリガＣαを出力する第１角度比較器と、
前記３次元回転量算出部から出力された隣接するブロック間の第２軸を中心とする回転角βｋ－１とβｋの差の大きさが、πより大きい場合、「１」のロジックレベルのトリガＣβを出力し、π以下の場合、「０」のロジックレベルのトリガＣβを出力する第２角度
比較器と、
トリガＣαとトリガＣβのいずれか一方のロジックレベルが「１」であり他方のロジックレベルが「０」のとき、係数Ｋを１とし、それ以外のとき、係数Ｋを－１とする補正論理セレクタと、
以下の式で与えられる補償行列Ｍｃ（α、β）を生成する補償行列生成回路
【数1】
を備える請求項３に記載の偏波分離回路。
【請求項5】
当該偏波分離回路に入力される信号が、偏波多重多値位相変調信号である
請求項１～４のいずれか一項に記載の偏波分離回路。
請求項１～４のいずれか一項に記載の偏波分離回路。
【請求項6】
ディジタル信号処理回路で実行され、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、同時に入力される信号のＪｏｎｅｓベクトルのブロックから、３次元空間内に偏波状態を表すストークスベクトルで確定される平面の法線ベクトルを抽出する過程と、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、前記法線ベクトルの、前記３次元空間における回転量を求める過程と、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、前記回転量に基いて補償行列を生成する過程と、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、前記Ｊｏｎｅｓベクトルに、前記補償行列を乗算する過程と
を備える偏波分離方法。
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、同時に入力される信号のＪｏｎｅｓベクトルのブロックから、３次元空間内に偏波状態を表すストークスベクトルで確定される平面の法線ベクトルを抽出する過程と、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、前記法線ベクトルの、前記３次元空間における回転量を求める過程と、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、前記回転量に基いて補償行列を生成する過程と、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、前記Ｊｏｎｅｓベクトルに、前記補償行列を乗算する過程と
を備える偏波分離方法。
【請求項7】
前記法線ベクトルを抽出する過程は、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、同時に入力される、Ｍ個のＪｏｎｅｓベクトルを、Ｍ個のストークスベクトルに同時に変換する過程と、
ブロック内の隣接するストークスベクトルの外積を演算し、Ｍ－１個の外積ベクトルを求める過程と、
Ｍ－１個の外積ベクトルから、長さが最大のものを、仮の法線ベクトルｔｋとして出力する過程と、
ｋ－１番目のブロックの仮の法線ベクトルｔｋ－１と、現在のブロックであるｋ番目のブロックの仮の法線ベクトルｔｋがなす角度θを求める過程と、
前記角度θがπ／２より大きい場合は、ｋ番目のブロックの仮の法線ベクトルｔｋに平行な単位ベクトルを単位法線ベクトルｎｋとし、前記角度θがπ／２以下の場合は、ｋ番目のブロックの仮の法線ベクトルｔｋの逆ベクトルに平行な単位ベクトルを単位法線ベクトルｎｋとする過程と、
前記仮の法線ベクトルｔｋの長さが所定の閾値Ｔｈ以上の場合はｋ番目のブロックの単位法線ベクトルｎｋを出力し、閾値Ｔｈより小さい場合はｋ－１番目のブロックの単位法線ベクトルｎｋ－１を、ｋ番目のブロックの単位法線ベクトルｎｋとして出力する過程とを備える請求項６に記載の偏波分離方法。
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、同時に入力される、Ｍ個のＪｏｎｅｓベクトルを、Ｍ個のストークスベクトルに同時に変換する過程と、
ブロック内の隣接するストークスベクトルの外積を演算し、Ｍ－１個の外積ベクトルを求める過程と、
Ｍ－１個の外積ベクトルから、長さが最大のものを、仮の法線ベクトルｔｋとして出力する過程と、
ｋ－１番目のブロックの仮の法線ベクトルｔｋ－１と、現在のブロックであるｋ番目のブロックの仮の法線ベクトルｔｋがなす角度θを求める過程と、
前記角度θがπ／２より大きい場合は、ｋ番目のブロックの仮の法線ベクトルｔｋに平行な単位ベクトルを単位法線ベクトルｎｋとし、前記角度θがπ／２以下の場合は、ｋ番目のブロックの仮の法線ベクトルｔｋの逆ベクトルに平行な単位ベクトルを単位法線ベクトルｎｋとする過程と、
前記仮の法線ベクトルｔｋの長さが所定の閾値Ｔｈ以上の場合はｋ番目のブロックの単位法線ベクトルｎｋを出力し、閾値Ｔｈより小さい場合はｋ－１番目のブロックの単位法線ベクトルｎｋ－１を、ｋ番目のブロックの単位法線ベクトルｎｋとして出力する過程とを備える請求項６に記載の偏波分離方法。
【請求項8】
前記３次元空間における回転量を求める過程は、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、第１軸を中心とする回転角αｋと、第２軸を中心とする回転角βｋを算出する過程と、
隣接するブロック間の第１軸を中心とする回転角αｋ－１とαｋの差の大きさが、π／２より大きい場合、回転量αｋ及びβｋを出力し、π／２以下の場合、αｋ＋π及び－βｋを新たに、回転量αｋ及びβｋとして出力する過程と
を備える請求項７に記載の偏波分離方法。
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、第１軸を中心とする回転角αｋと、第２軸を中心とする回転角βｋを算出する過程と、
隣接するブロック間の第１軸を中心とする回転角αｋ－１とαｋの差の大きさが、π／２より大きい場合、回転量αｋ及びβｋを出力し、π／２以下の場合、αｋ＋π及び－βｋを新たに、回転量αｋ及びβｋとして出力する過程と
を備える請求項７に記載の偏波分離方法。
【請求項9】
前記補償行列を生成する過程は、
前記３次元空間における回転量を求める過程で生成された、隣接するブロック間の第１軸を中心とする回転角αｋ－１とαｋの差の大きさが、πより大きい場合、「１」のロジックレベルのトリガＣαを出力し、π以下の場合、「０」のロジックレベルのトリガＣαを出力する過程と、
前記３次元空間における回転量を求める過程で生成された、隣接するブロック間の第２軸を中心とする回転角βｋ－１とβｋの差の大きさが、πより大きい場合、「１」のロジックレベルのトリガＣβを出力し、π以下の場合、「０」のロジックレベルのトリガＣβを出力する過程と、
トリガＣαとトリガＣβのいずれか一方のロジックレベルが「１」であり他方のロジックレベルが「０」のとき、係数Ｋを１とし、それ以外のとき、係数Ｋを－１とする過程と、
以下の式で与えられる補償行列Ｍｃ（α、β）を生成する過程と
を備える請求項８に記載の偏波分離方法。
前記３次元空間における回転量を求める過程で生成された、隣接するブロック間の第１軸を中心とする回転角αｋ－１とαｋの差の大きさが、πより大きい場合、「１」のロジックレベルのトリガＣαを出力し、π以下の場合、「０」のロジックレベルのトリガＣαを出力する過程と、
前記３次元空間における回転量を求める過程で生成された、隣接するブロック間の第２軸を中心とする回転角βｋ－１とβｋの差の大きさが、πより大きい場合、「１」のロジックレベルのトリガＣβを出力し、π以下の場合、「０」のロジックレベルのトリガＣβを出力する過程と、
トリガＣαとトリガＣβのいずれか一方のロジックレベルが「１」であり他方のロジックレベルが「０」のとき、係数Ｋを１とし、それ以外のとき、係数Ｋを－１とする過程と、
以下の式で与えられる補償行列Ｍｃ（α、β）を生成する過程と
【数1】
【請求項10】
当該偏波分離方法が施される信号が、偏波多重多値位相変調信号である
請求項６～９のいずれか一項に記載の偏波分離方法。
請求項６～９のいずれか一項に記載の偏波分離方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
この発明は、光ファイバの動的な複屈折を補償するために用いることができる、偏波分離回路及び偏波分離方法に関する。
【背景技術】
【0002】
光アクセス系ネットワークにおいて、光ファイバの周波数利用効率を向上するために、偏波多重（ＤＰ：Ｄｕａｌ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）－１６値直交振幅変調（ＱＡＭ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式の適用が検討されている。
【0003】
偏波多重方式において、受信器における偏波分離は重要な技術の一つである。光アクセス系ネットワークでの通信（光アクセス通信）では、バースト状の光信号が伝送され、フレームごとに復調される。フレームごとに偏波多重された偏光軸は、光ファイバの複屈折の変動によって不規則に回転している。従って、直ちにトレーニング信号を用いた処理を完了し、高速に偏波チャネルの分離を実現する必要がある。
【0004】
光アクセス通信で偏波多重方式を利用する場合は、さらに、変動する複屈折への追従性能も重要である。光ファイバに機械的な振動を与えたときに、偏波状態は、数マイクロ秒の僅かな時間で変化する場合がある。また、変動する複屈折が多数連結された場合、この光ファイバが与える偏波状態の回転率は統計的な分布をもつ。
【0005】
このため、架空線や都市部における振動など、光ファイバの設置環境が様々想定される光アクセス系ネットワークでは、数Ｍｒａｄ／ｓに及ぶ回転率での偏波状態の回転が発生する可能性がある。従って、トレーニング信号系列からの遅延の無い偏波分離と併せて、複屈折の動的な変動に対する高速な追従も必要である。
【0006】
偏波チャネルの分離に関しては、これまで、様々な偏波分離方法が提案されている。定包絡線アルゴリズム（ＣＭＡ：Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｍｏｄｕｌｕｓ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）は、ディジタルコヒーレント受信器とともに、偏波多重信号の分離に広く適用されている。ＣＭＡは、多重した２つの偏波チャネルの強度が等しくなるように、ディジタルフィルタの係数を、受信側で適応的に制御するアルゴリズムである。
【0007】
ＣＭＡよりも高速な追従の方法として、ストークス空間における偏波分離が報告されている（例えば、非特許文献１参照）。ストークス空間において、偏波多重信号の偏波状態（ＳＯＰ：Ｓｔａｔｅ ｏｆ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）から、平面を定義できる。この平面の空間の原点を含む法線ベクトルは，光ファイバの伝搬に伴って不規則に回転する。この非特許文献１に開示されている方法では、法線ベクトルが送信時のものと等しくなるように、ディジタルフィルタを制御する。これにより、この法線ベクトルの回転が補償される。このように、ストークス空間における偏波チャネル分離によれば、ＣＭＡと比較して高速な偏波分離が可能である。
【0008】
また、法線ベクトルの算出を簡略化した方法が報告されている（例えば、非特許文献２参照）。非特許文献２に開示されている方法では、入力信号の偏光状態を表すストークスベクトルと法線ベクトルとの外積演算に基いて信号のサンプルごとにフィードバックを実行する。非特許文献２では、ＤＰ－１６ＱＡＭ信号への適用が報告されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【0009】
【非特許文献1】B. Szafraniec, B. Nebendahl, and T. Marshall, “Polarization demultiplexing in Stokes space,” Opt. Exp., vol. 18, no. 17, pp. 17928-17939, Aug. 2010.
【非特許文献2】Nelson J. Muga, and Armando N. Pinto, “Adaptive 3-D Stokes Space-Based Polarization Demultiplexing Algorithm,” IEEE Journal of Lightwave Tech., Vol. 32, No. 19, October 1, 2014, pp. 3290-3298
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0010】
非特許文献１に開示されているストークス空間における偏波分離は、ＣＭＡよりも追従が高速である。このため、光アクセス系ネットワークにおける偏波多重信号を偏波分離するために、有望な技術の一つである。しかしながら、現実的に利用可能なディジタル信号処理（ＤＳＰ：Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）回路のクロック周波数は、数百ＭＨｚ程度であり、１６値の偏波多重信号で、１００ＧＢｉｔ／ｓ級の伝送レートを得るために必要な信号のシンボルレートの１２．５ＧＳｙｍｂｏｌ／ｓと比較して小さい。このため、リアルタイムで復調するためには、一般に、並列処理が用いられる。この並列処理では、ＤＳＰ回路の低いクロック周波数で動作するように、ＤＳＰ回路のクロック周期ごとに同時に複数のサンプルを入力する。このため、サンプルごとにフィードバックする機能を、現実的なＤＳＰ回路に実装することはできない。
【0011】
また、ＣＭＡと比較して収束が高速とされる、非特許文献２に開示されている方法を用いる場合、繰り返し演算が必要であり、収束に時間を要する。
【0012】
この発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、この発明の目的は、現実的なＤＳＰ回路で動作し、繰り返し演算が不要な偏波分離回路及び偏波分離方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0013】
上述した目的を達成するために、この発明の偏波分離回路は、ディジタル信号処理回路として構成され、当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、同時に入力される信号のＪｏｎｅｓベクトルのブロックから、３次元空間内に偏波状態を表すストークスベクトルで確定される平面の法線ベクトルを抽出する法線ベクトル抽出部と、当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、法線ベクトルの、３次元空間における回転量を求める３次元回転量算出部と、当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、回転量に基いて補償行列を生成する補償行列生成部と、当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、Ｊｏｎｅｓベクトルに、補償行列を乗算する複屈折補償部とを備えて構成される。
【0014】
また、上述した目的を達成するために、この発明の偏波分離方法は、ディジタル信号処理回路で実行され、当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、同時に入力される信号のＪｏｎｅｓベクトルのブロックから、３次元空間内に偏波状態を表すストークスベクトルで確定される平面の法線ベクトルを抽出する過程と、当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、法線ベクトルの、３次元空間における回転量を求める過程と、当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、回転量に基いて補償行列を生成する過程と、当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、Ｊｏｎｅｓベクトルに、補償行列を乗算する過程とを備える。
【発明の効果】
【0015】
この発明の偏波分離回路及び偏波分離方法によれば、現実的なＤＳＰ回路で動作し、繰り返し演算が不要である。
【図面の簡単な説明】
【0016】
【図1】偏波分離回路の模式図である。
【図2】偏波分離回路が備える法線ベクトル抽出部の模式図である。
【図3】偏波分離回路が備える３次元回転量算出部の模式図である。
【図4】偏波分離回路が備える補償行列生成部の模式図である。
【図5】ＤＰ－１６ＱＡＭ信号の偏波状態を説明するための模式図である。
【図6】ストークスベクトルの回転率の分布を示す図である。
【図7】偏波分離回路の入力と出力を比較する図である。
【発明を実施するための形態】
【0017】
以下、図を参照して、この発明の実施の形態について説明するが、各構成要素の形状、大きさ及び配置関係については、この発明が理解できる程度に概略的に示したものに過ぎない。また、以下、この発明の好適な構成例につき説明するが、各構成要素の材質及び数値的条件などは、単なる好適例にすぎない。従って、この発明は以下の実施の形態に限定されるものではなく、この発明の構成の範囲を逸脱せずにこの発明の効果を達成できる多くの変更又は変形を行うことができる。また、以下の説明では、ベクトルを示す矢印を省略している。
【0018】
図１～４を参照して、この発明の偏波分離回路を説明する。図１は、この発明の一実施形態に係る偏波分離回路の模式図である。図２～４は、それぞれ、偏波分離回路が備える、法線ベクトル抽出部、３次元回転量算出部及び補償行列生成部の模式図である。
【0019】
この発明の偏波分離回路は、法線ベクトル抽出部１００と、３次元回転量算出部２００と、補償行列生成部３００と、複屈折補償部４００とを備えて構成される。
【0020】
偏波分離回路は、例えば、ディジタル信号処理（ＤＳＰ：Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）回路として構成される。偏波分離回路には、前段に配置されたアナログ－ディジタル変換器（ＡＤＣ：Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）において、Ｆｓ（Ｈｚ）の標本化周波数で離散化されたＪｏｎｅｓベクトルが入力される。
【0021】
偏波分離回路には、Ｍ個に並列化された信号の、Ｊｏｎｅｓベクトルが、１つのクロック周期ごとに入力される。ここで、Ｍ（Ｍは２以上の整数）は並列化の数であり、ｎ（ｎは１以上Ｍ以下の整数）はサンプル番号である。信号のシンボルレートがディジタル信号処理回路の動作クロックと比較して大きい場合、実際の回路実装には並列化が必要である。並列化は、より低いクロック速度で処理できるように、離散化された受信信号はいくつかの並列化モジュールに逆多重されて行われる。並列化の数がＭ個の場合、１つのクロック周期ごとにＭ個の離散化された複素光電界ベクトルが偏波分離回路へ同時に入力される。以下の説明では、クロック周期ごとに入力されるＭ個のサンプルのまとまりをブロックと呼ぶ。ここで、ｋ（ｋは１以上の整数）番目のブロックの、サンプル番号ｎのＪｏｎｅｓベクトルを ｜Ｅｋ（ｎ）＞と表す。
【0022】
ここでは、偏波多重多値位相変調信号である、ビットレートが１００Ｇｂ／ｓのＤＰ－１６ＱＡＭ方式の信号を例に取って説明する。この信号のシンボルレートは、例えば、１２．５ＧＳｙｍｂｏｌ／ｓである。また、ＤＳＰ回路のクロック周波数を、１００ＭＨｚとする。この様に、一般に光信号のシンボルレートは、現実的に利用可能なＤＳＰ回路のクロック周波数と比較して大きい。このため、リアルタイムで復調するためには、複数の
サンプルをクロック周期ごとに同時に入力する、並列処理が必要である。シンボルレートが１２．５ＧＳｙｍｂｏｌ／ｓの信号を１００ＭＨｚのクロック周波数のＤＳＰ回路で復調する場合、並列化数Ｍが１２５以上の並列化が必要である。法線ベクトル抽出部１００には、Ｍ個のＪｏｎｅｓベクトルが、ＤＳＰ回路のクロック周期ごとに同時に１つのブロックとして入力される。
サンプルをクロック周期ごとに同時に入力する、並列処理が必要である。シンボルレートが１２．５ＧＳｙｍｂｏｌ／ｓの信号を１００ＭＨｚのクロック周波数のＤＳＰ回路で復調する場合、並列化数Ｍが１２５以上の並列化が必要である。法線ベクトル抽出部１００には、Ｍ個のＪｏｎｅｓベクトルが、ＤＳＰ回路のクロック周期ごとに同時に１つのブロックとして入力される。
【0023】
法線ベクトル抽出部１００は、ＤＳＰ回路のクロック周期ごとに同時に入力される信号のＪｏｎｅｓベクトルから、ブロックごとに追従した法線ベクトルを抽出する。３次元回転量算出部２００は、法線ベクトル抽出部１００で抽出された法線ベクトルを補償する、３次元ストークス空間における回転量を求める。補償行列生成部３００は、受信したＪｏｎｅｓベクトルに乗じる２×２補償行列を生成する。複屈折補償部４００は、補償行列生成部３００で生成された２×２補償行列を、受信したＪｏｎｅｓベクトルに乗じる。
【0024】
法線ベクトル抽出部１００は、Ｊｏｎｅｓベクトル・ストークスベクトル変換器１１０、外積演算器１２０、外積ベクトルセレクタ１３０、第１遅延器１４０、角度比較器１５０、同期式２進カウンタ１６０、法線ベクトルセレクタ１７０、第２遅延器１８０、閾値判定機１９０を備えて構成される。
【0025】
法線ベクトル抽出部１００に入力されるＭ個のＪｏｎｅｓベクトル｜Ｅｋ（ｎ）＞は、Ｊｏｎｅｓベクトル・ストークスベクトル変換器１１０によって、Ｍ個のストークスベクトルｓｋ（ｎ）に同時に変換される。これらのＭ個のストークスベクトルｓｋ（ｎ）は、外積演算器１２０に送られる。
【0026】
外積演算器１２０は、ブロック内の隣接するストークスベクトルｓｋ（ｎ）の外積ベクトルｓｋ（ｎ－１）×ｓｋ（ｎ）を求める。ブロック内の外積ベクトルｓｋ（ｎ－１）×ｓｋ（ｎ）の総数はＭ－１個である。Ｍ－１個の外積ベクトルｓｋ（ｎ－１）×ｓｋ（ｎ）は、外積ベクトルセレクタ１３０に送られる。
【0027】
外積ベクトルセレクタ１３０は、ｋ番目のブロックで得られる、Ｍ－１個の外積ベクトルｓｋ（ｎ－１）×ｓｋ（ｎ）から、長さが最大のものを、仮の法線ベクトルｔｋとして出力する。ｋ番目のブロックの仮の法線ベクトルｔｋは、角度比較器１５０へ入力される。この仮の法線ベクトルｔｋの単位ベクトルは、ｎ０＋が回転したもの、又は、ｎ０－が回転したもののどちらか一方である。
【0028】
仮の法線ベクトルｔｋとして、ｎ０＋が回転したものを選択するために、１つ前のブロックであるｋ－１番目のブロックの仮の法線ベクトルｔｋ－１と、現在のブロックであるｋ番目のブロックの仮の法線ベクトルｔｋがなす角度θを求める。なお、制御開始時のｔ０は、例えば、トレーニング信号から抽出することができる。この動作を実行する回路が第１遅延器１４０と角度比較器１５０である。
【0029】
外積ベクトルセレクタ１３０で選択された仮の法線ベクトルｔｋは、第１遅延器１４０と角度比較器１５０に送られる。第１遅延器１４０に送られた仮の法線ベクトルｔｋは、第１遅延器１４０において、ＤＳＰの１クロック周期の遅延を受けて、角度比較器１５０に送られる。この結果、角度比較器１５０には、ｋ番目のブロックの仮の法線ベクトルｔｋと、ｋ－１番目のブロックの仮の法線ベクトルｔｋ－１が入力される。
【0030】
角度比較器１５０は、２つの仮の法線ベクトルｔｋ、ｔｋ－１がなす角度θを求めて、角度θに応じてトリガＣ１を出力する。ここでは、２つの仮の法線ベクトルｔｋ、ｔｋ－１のなす角度θが、π／２より大きい場合に、トリガＣ１は「１」のロジックレベルとなり、角度θがπ／２以下の場合に、トリガＣ１は「０」のロジックレベルとなる。トリガ
Ｃ１は、同期式２進カウンタ１６０へ入力される。
Ｃ１は、同期式２進カウンタ１６０へ入力される。
【0031】
同期式２進カウンタ１６０は、角度比較器１５０から出力されるトリガＣ１のロジックレベルが「１」の場合にのみ、状態Ｑ１の論理を反転する。同期式２進カウンタ１６０は、以前の状態を保持する状態機械として動作し、これまでの状態に応じて、状態Ｑ１として「０」又は「１」のロジックレベルを出力する。この操作により、ｋ番目のブロックの仮の法線ベクトルｔｋが、所望の単位法線ベクトルｎ０＋とは逆のｎ０－の回転であった場合にのみ、同期式２進カウンタ１６０は、状態Ｑ１として「１」のロジックレベルを出力する。同期式２進カウンタ１６０の出力は、法線ベクトルセレクタ１７０に入力される。
【0032】
法線ベクトルセレクタ１７０は、同期式2進カウンタ１６０が出力するロジックレベルに応じて、状態Ｑ１のロジックレベルが、「０」の場合は規格化したｔｋを、「１」の場合は規格化したｔｋの逆ベクトルを、単位法線ベクトルｎｋとして出力する。
【0033】
図５を参照して、ＤＰ－１６ＱＡＭ信号の偏波状態を説明する。図５（Ａ）及び（Ｂ）は、ＤＰ－１６ＱＡＭ信号の偏波状態を説明するための模式図である。図５（Ａ）は、ＤＰ－１６ＱＡＭ信号の送信時の偏波状態を表すストークスベクトルの先端を示し、図５（Ｂ）は、ｘ経偏波チャネル及びｙ偏波チャネルの信号のコンスタレーションを示す。図５（Ａ）の丸で囲ったＳＯＰは、ｘ偏波及びｙ偏波の多重軸の信号の振幅が、共に最大のレベルのときのものである。丸で囲ったＳＯＰを含む平面と、原点を含む法線ベクトルｎｋ＝｛±１、０、０｝を定義できる。このとき、ｎ０＋＝｛１，０、０｝であり、ｎ０－＝｛－１、０、０｝である。ストークス空間における偏波分離は、伝送に伴って回転する法線ベクトルｎ０＋の回転を補償する。この操作によって、ファイバ複屈折による任意回転のＳ２軸とＳ３軸中心の回転が補償される。残留するＳ１軸中心の回転は、スカラの回転として、一般に用いられる後段の位相雑音補償回路を、両偏波チャネルにそれぞれ適用することで補償される。
【0034】
ここで、図５（Ａ）に示すように、２つの偏波チャネルのデータの振幅の大きさが最大のレベルの組み合わせの際に、それらのＳＯＰは平面内に存在する。しかしながら、不規則な振幅のデータ変調に伴って、ブロック内にこのような組み合わせが存在しない場合も考えられる。このため、ブロック内の長さが最大の外積のベクトルである仮の法線ベクトルｔｋの長さが閾値Ｔｈ以下の場合は、一つ前のブロックの単位法線ベクトルｎｋ－１を使用する。この閾値Ｔｈは，ＤＰ－１６ＱＡＭ信号において、２つの偏波チャネルの最大振幅同士の組み合わせの場合のＳＯＰの外積ベクトルの長さと、最大振幅と次に大きい振幅とのＳＯＰの外積ベクトルとの中間の値に設定する。この動作を実行する回路が、第２遅延器１８０及び閾値判定器１９０である。
【0035】
法線ベクトルセレクタ１７０で選択された単位法線ベクトルｎｋは、第２遅延器１８０と閾値判定器１９０に送られる。第２遅延器１８０に送られた単位法線ベクトルｎｋは、第２遅延器１８０において、ＤＳＰの１クロック周期の遅延を受けて、閾値判定器１９０に送られる。この結果、閾値判定器１９０には、ｋ番目のブロックの単位法線ベクトルｎｋと、ｋ－１番目のブロックの単位法線ベクトルｎｋ－１が入力される。なお、閾値判定器１９０には、外積ベクトルセレクタ１３０から、仮の法線ベクトルｔｋも入力される。
【0036】
閾値判定器１９０は、仮の法線ベクトルｔｋの長さが閾値Ｔｈ以上の場合は単位法線ベクトルｎｋを出力し、閾値Ｔｈより小さい場合はｋ－１番目のブロックの単位法線ベクトルｎｋ－１を、ｋ番目のブロックの単位法線ベクトルｎｋとして出力する。閾値判定器１９０から出力される単位法線ベクトルｎｋは、法線ベクトル抽出部１００から、３次元回転量算出部２００に送られる。
【0037】
３次元回転量算出部２００は、角度演算器２１０、遅延器２２０、角度比較器２３０、同期式２進カウンタ２４０及び角度セレクタ２５０を備えて構成される。
【0038】
ここで、任意の３次元ベクトルは、回転の軸が互いに直交する回転の軸が互いに直交する２つの回転行列によって、ｎ０＋に制御できる。ここでは、第１軸及び第２軸として、Ｓ１軸、Ｓ３軸の順に、回転を与えて補償する例を説明する。法線ベクトル抽出部１００から出力される単位法線ベクトルｎｋのベクトル要素をｎｋ＝（ａ、ｂ、ｃ）と表すと、ｎｋをｎ０＋に制御するＳ１軸及びＳ３軸を中心とする回転量は、それぞれ、α＝－ｔａｎ－１（ｃ、ｂ）及びβ＝－ｔａｎ－１（（ｂ２＋ｃ２）１／２，ａ）により与えられる。
【0039】
角度演算器２１０は、これらα及びβをブロックごとにαｋ及びβｋとして算出する。これらの回転量αｋ及びβｋに対応する回転を、単位法線ベクトルｎｋに与えることで、ｎｋはｎ０＋に制御される。しかしながら、法線ベクトルが補償されても、複素データも正しく補償されるとは限らない。これは、Ｓ１軸を中心とする回転の方向が、逆正接（ｔａｎ－１）の引数の正負の符号に依存するためである。この回転方向の依存性は、現在のブロックの回転量αｋと１つ前のブロックの回転角αｋ－１の差に基づいて補正できる。
【0040】
そこで、角度演算器２１０で算出された回転量αｋは、遅延器２２０と角度比較器２３０に送られる。遅延器２２０に送られた回転量αｋは、遅延器２２０において、ＤＳＰ回路の１クロック周期の遅延を受けて、角度比較器２３０に送られる。この結果、角度比較器２３０には、ｋ番目のブロックの回転量αｋと、ｋ－１番目のブロックの回転量αｋ－１が入力される。
【0041】
角度比較器２３０は、隣接するブロック間のαｋ－１とαｋの２つに対して位相アンラップ処理を実行し、その後それらの差を求める。角度比較器２３０は、隣接するブロック間の回転量αｋ－１とαｋの差の大きさΔαが、π／２より大きい場合、「１」のロジックレベルのトリガＣ２を出力し、π／２以下の場合、「０」のロジックレベルのトリガＣ２を出力する。トリガＣ２は、同期式２進カウンタ２４０に入力される。
【0042】
同期式２進カウンタ２４０は、角度比較器２３０から出力されるトリガＣ２のロジックレベルが「１」の場合にのみ、状態Ｑ２の論理を反転する。同期式２進カウンタ２４０は、以前の状態を保持する状態機械として動作し、これまでの状態に応じて、状態Ｑ２として「０」又は「１」のロジックレベルを出力する。
【0043】
同期式２進カウンタ２４０の出力は、角度セレクタ２５０へ入力される。角度セレクタ２５０には、角度演算器２１０から、回転量αｋ及びβｋも入力される。
【0044】
角度セレクタ２５０は、同期式２進カウンタ２４０が出力するロジックレベルに応じて、状態Ｑ２のロジックレベルが、「０」の場合は、回転量αｋ及びβｋを出力する。一方、状態Ｑ２のロジックレベルが、「１」の場合は、αｋ＋πを、Ｓ１軸の回転量αｋとして出力する。このαｋ＋πを新たにαｋとする操作によって、Ｓ３軸の回転の補償に必要な回転量が反転するので、－βｋをＳ３軸の回転量βｋとして出力する。
【0045】
角度セレクタ２５０から出力される回転量αｋ及びβｋは、３次元回転量算出部２００から、補償行列生成部３００に送られる。
【0046】
補償行列生成部３００は、第１遅延器３１０、第１角度比較器３２０、第１同期式2進カウンタ３３０、第２遅延器３４０、第２角度比較器３５０、第２同期式２進カウンタ３
６０、排他的論理和回路３７０、補正論理セレクタ３８０及び補償行列生成回路３９０を備えて構成される。
６０、排他的論理和回路３７０、補正論理セレクタ３８０及び補償行列生成回路３９０を備えて構成される。
【0047】
補償行列生成部３００には、３次元回転量算出部２００からＳ１軸及びＳ３軸の回転の補償量αｋ及びβｋが入力される。一般に、ＳＯ（３）行列は、ＳＵ（２）行列の２値関数である。３次元回転量算出部２００から出力されるαｋ及びβｋは、３次元空間で得られる。このため、これらの回転行列からは、２つの２×２回転行列が定義されるので、この不定性は補正されなければならない。一般に、任意の２×２回転行列Ｕについて、Ｕ(φ＋２π)＝－Ｕ（φ）の関係がある。ここで、φはストークス空間内の回転量である。このように、φが２π切り替わるごとに、Ｕの正負が切り替わる。この不定性は、αｋ及びβｋの両方に関し、一つ前のブロックとの角度の差から補正できる。
【0048】
３次元回転量算出部２００から補償行列生成部３００に入力された回転の補償量αｋは、第１遅延器３１０、第１角度比較器３２０に入力される。第１遅延器３１０に送られた回転量αｋは、第１遅延器３１０において、ＤＳＰ回路の１クロック周期の遅延を受けて、第１角度比較器３２０に送られる。この結果、第１角度比較器３２０には、ｋ番目のブロックの回転量αｋと、ｋ－１番目のブロックの回転量αｋ－１が入力される。
【0049】
第１角度比較器３２０は，隣接するブロック間のαｋ－１とαｋの差を求める。第１比較器３２０は、隣接するブロック間の回転量αｋ－１とαｋの差の大きさΔαが、πより大きい場合，「１」のロジックレベルのトリガＣαを出力し、π以下の場合、「０」のロジックレベルのトリガＣαを出力する。トリガＣαは、第１同期式２進カウンタ３３０に入力される。
【0050】
同様に、３次元回転量算出部２００から補償行列生成部３００に入力された回転の補償量βｋは、第２遅延器３４０、第２角度比較器３５０に入力される。第２遅延器３４０に送られた回転量βｋは、第２遅延器３４０において、ＤＳＰ回路の１クロック周期の遅延を受けて、第２角度比較器３５０に送られる。この結果、第２角度比較器３５０には、ｋ番目のブロックの回転量βｋと、ｋ－１番目のブロックの回転量βｋ－１が入力される。
【0051】
第２角度比較器３５０は，隣接するブロック間のβｋ－１とβｋの差を求める。第２比較器３５０は、隣接するブロック間の回転量βｋ－１とβｋの差の大きさΔβが、πより大きい場合，「１」のロジックレベルのトリガＣβを出力し、π以下の場合、「０」のロジックレベルのトリガＣβを出力する。トリガＣβは、第２同期式２進カウンタ３６０に入力される。
【0052】
第１同期式２進カウンタ３３０の出力である状態Ｑαと第２同期式２進カウンタ３６０の出力である状態Ｑβは、排他的論理和回路３７０へ入力される。排他的論理和回路３７０は、それらの排他的論理和（ＸＯＲ）演算を実行する。ＸＯＲ演算の結果Ｑ３は、補正論理セレクタ３８０に送られる。
【0053】
補正論理セレクタ３８０は、ＸＯＲ演算の結果Ｑ３が示すロジックレベルが「１」の場合は、係数Ｋとして、－１を出力し、「０」の場合は、係数Ｋとして、＋１を出力する。係数Ｋは、補償行列生成回路３９０に送られる。
【0054】
補償行列生成回路３９０は、係数Ｋと、回転量αｋ及びβｋとを用いて、以下の式で与えられる２×２補償行列Ｍｃ（α、β）を生成する。
【0055】
【数1】
【0056】
複屈折補償部４００において、偏波分離回路に入力される、各ブロックのＭ個のJonesベクトルに、補償行列生成部３００で生成される２×２補償行列Ｍｃ（α、β）を同時に乗じることで、繰り返し演算を用いずに，ブロックごとの偏波多重分離が実行される。
【0057】
（効果）
この発明の偏波分離回路の効果を数値シミュレーションに基づいて説明する。ここでは、１００Ｇｂｉｔ／ｓのＤＰ－１６ＱＡＭ信号のシンボルレート及び標本化周波数を、それぞれ、１２．５ＧＳａｍｐｌｅ／ｓ及び２５ＧＨｚとする。ＤＳＰクロックの周波数を１００ＭＨｚとし、並列化数Ｍを１２８とする。
この発明の偏波分離回路の効果を数値シミュレーションに基づいて説明する。ここでは、１００Ｇｂｉｔ／ｓのＤＰ－１６ＱＡＭ信号のシンボルレート及び標本化周波数を、それぞれ、１２．５ＧＳａｍｐｌｅ／ｓ及び２５ＧＨｚとする。ＤＳＰクロックの周波数を１００ＭＨｚとし、並列化数Ｍを１２８とする。
【0058】
送受信機のレーザ線幅の和を５ＭＨｚとし、ガウス雑音モデルにしたがって位相雑音を与える。さらに、信号には、信号対雑音比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）に対する評価のためにＡＳＥ雑音を模擬した雑音を与える。なお、ここでのＳＮＲは、複屈折と位相雑音の影響を排除した、電気段におけるものである。
【0059】
受信器では、偏波分離機能の評価に焦点を当てるために、理想的なクロック回復が実行された後、連続したＭ個のＪｏｎｅｓベクトルが、１つのブロックとして、この発明の偏波分離回路にＤＳＰのクロック周期ごとに入力される。上述した、この発明の一実施形態である偏波分離回路は、複屈折による回転のＳ２軸とＳ３軸を中心とする回転を補償する。残留するＳ１軸の回転は、偏波分離回路の後段に、広く知られている位相雑音補償回路を、両偏波チャネルにそれぞれ適用することで位相雑音とともに補償する。
【0060】
一般に、１６ＱＡＭ信号の位相雑音補償では、１６ＱＡＭ信号の３つの振幅レベルの中で、同振幅（位相平面において等しい半径上に配置される信号）の位相の数が４相になるシンボルを抽出し、4乗法に基づいて位相雑音が推定される。しかしながら、この発明では、外積ベクトルセレクタ１３０と法線ベクトルセレクタ１７０によって、既に、最も振幅が大きいレベルのシンボルが選択されている。この最も振幅が大きいレベルのシンボルに対して４乗法を適用すれば、既に振幅によるクラス分けが実行されているので、容易に位相雑音が推定される。
【0061】
偏波分離回路の性能を、動的で不規則な複屈折の変化に対しても評価する。伝送路のストークスベクトルの回転率は、Ｒａｙｌｅｉｇｈ分布に従うことが知られている。このような複屈折の変化を与えるために、回転軸が互いに直交する６つの２×２回転行列を、送信機出力のＪｏｎｅｓベクトルに乗じる。動的な複屈折の効果は、６つの２×２回転行列の直交軸間の位相差に、それぞれ異なる回転を与える。図６は，発生した複屈折が与えるストークスベクトルの回転率の分布である。分布の平均は、１．０４Ｍｒａｄ／ｓであり、最大の回転率は３．１９Ｍｒａｄ／ｓであった。
【0062】
この偏波分離回路の性能を、Ｅｒｒｏｒ Ｖｅｃｔｏｒ Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ（ＥＶＭ）によって評価した。ここでは、ＥＶＭを、位相雑音の補償後に、ｘとｙの両偏波チャネルに対して求めた。偏波多重信号のＥＶＭは、両偏波チャネルのＥＶＭの平均である。
【0063】
図７を参照して、偏波分離回路の適用の有無によるコンスタレーションの違いを説明す
る。図７は、ｘ偏波チャネルとｙ偏波チャネルのコンスタレーションである。図７（Ａ）は、偏波分離回路を適用前のコンスタレーションを示し、図７（Ｂ)は、偏波分離回路と位相雑音補償を適用後のコンスタレーションを示している。図７（Ｂ）のＥＶＭは、ＳＮＲが２２．９８ｄＢであるとき、１８．９８ｄＢであった。図７（Ｂ）に示されるように、分布の平均が１．０４Ｍｒａｄ／ｓの偏波回転を与えても、偏波回転に伴うサイクルスリップによるＥＶＭの大幅な劣化が無い。このため、クロック周波数が１００ＭＨｚの現実的なＤＳＰ回路を用いても、高速な適応偏波分離が実行されることが分かる。
る。図７は、ｘ偏波チャネルとｙ偏波チャネルのコンスタレーションである。図７（Ａ）は、偏波分離回路を適用前のコンスタレーションを示し、図７（Ｂ)は、偏波分離回路と位相雑音補償を適用後のコンスタレーションを示している。図７（Ｂ）のＥＶＭは、ＳＮＲが２２．９８ｄＢであるとき、１８．９８ｄＢであった。図７（Ｂ）に示されるように、分布の平均が１．０４Ｍｒａｄ／ｓの偏波回転を与えても、偏波回転に伴うサイクルスリップによるＥＶＭの大幅な劣化が無い。このため、クロック周波数が１００ＭＨｚの現実的なＤＳＰ回路を用いても、高速な適応偏波分離が実行されることが分かる。
【0064】
ここでは，偏波分離後の位相雑音補償を４乗法に基づいて説明したが、位相雑音補償のアルゴリズムはこれに限定されない。例えば、判定指向アルゴリズムなど任意好適なアルゴリズムを利用することができる。
【0065】
また、ここでは、偏波分離回路が、光アクセス系ネットワークで用いられる例を説明したが、これに限定されない。光ファイバの設置環境によって、数Ｍｒａｄ／ｓに及ぶ偏波状態の回転率が発生する可能性がある光ファイバセンサなどにも利用することができる。
【符号の説明】
【0066】
１００ 法線ベクトル抽出部
１１０ Ｊｏｎｅｓベクトル・ストークスベクトル変換器
１２０ 外積演算器
１３０ 外積ベクトルセレクタ
１４０ 第１遅延器
１５０ 角度比較器
１６０ 同期式２進カウンタ
１７０ 法線ベクトルセレクタ
１８０ 第２遅延器
１９０ 閾値判定器
２００ ３次元回転量算出部
２１０ 角度演算器
２２０ 遅延器
２３０ 角度比較器
２４０ 同期式２進カウンタ
２５０ 角度セレクタ
３００ 補償行列生成部
３１０ 第１遅延器
３２０ 第１角度比較器
３３０ 第１同期式２進カウンタ
３４０ 第２遅延器
３５０ 第２角度比較器
３６０ 第２同期式２進カウンタ
３７０ 排他的論理和回路
３８０ 補正論理セレクタ
３９０ 補償行列生成回路
４００ 複屈折補償部
１１０ Ｊｏｎｅｓベクトル・ストークスベクトル変換器
１２０ 外積演算器
１３０ 外積ベクトルセレクタ
１４０ 第１遅延器
１５０ 角度比較器
１６０ 同期式２進カウンタ
１７０ 法線ベクトルセレクタ
１８０ 第２遅延器
１９０ 閾値判定器
２００ ３次元回転量算出部
２１０ 角度演算器
２２０ 遅延器
２３０ 角度比較器
２４０ 同期式２進カウンタ
２５０ 角度セレクタ
３００ 補償行列生成部
３１０ 第１遅延器
３２０ 第１角度比較器
３３０ 第１同期式２進カウンタ
３４０ 第２遅延器
３５０ 第２角度比較器
３６０ 第２同期式２進カウンタ
３７０ 排他的論理和回路
３８０ 補正論理セレクタ
３９０ 補償行列生成回路
４００ 複屈折補償部
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【手続補正書】
【提出日】2023-08-14
【手続補正1】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項1】
ディジタル信号処理回路として構成され、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、同時に入力される信号のＪｏｎｅｓベクトルのブロックから、３次元空間内に偏波状態を表すストークスベクトルで確定される平面の法線ベクトルを抽出する法線ベクトル抽出部と、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、前記法線ベクトルの、前記３次元空間における回転量を求める３次元回転量算出部と、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、前記回転量に基いて補償行列を生成する補償行列生成部と、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、前記Ｊｏｎｅｓベクトルに、前記補償行列を乗算する複屈折補償部と
を備え、
前記法線ベクトル抽出部は、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、同時に入力される、Ｍ個のＪｏｎｅｓベクトルを、Ｍ個のストークスベクトルに同時に変換するＪｏｎｅｓベクトル・ストークスベクトル変換器と、
ブロック内の隣接するストークスベクトルの外積を演算し、Ｍ－１個の外積ベクトルを求める外積演算器と、
ｋ番目のブロックのＭ－１個の外積ベクトルから、長さが最大のものを、仮の法線ベクトルｔ ｋ として出力する外積ベクトルセレクタと、
ｋ－１番目のブロックの仮の法線ベクトルｔ ｋ－１ と、ｋ番目のブロックの仮の法線ベクトルｔ ｋ がなす角度θを求めて、前記角度θがπ／２より大きい場合は、「１」のロジックレベルのトリガＣ１を出力し、前記角度θがπ／２以下の場合は、「０」のロジックレベルのトリガＣ１を出力する角度比較器と、
状態Ｑ１として、「０」又は「１」のロジックレベルを出力し、前記トリガＣ１のロジックレベルが「１」の場合にのみ、前記状態Ｑ１の論理を反転する、同期式２進カウンタと、
前記状態Ｑ１のロジックレベルが「０」の場合は、ｋ番目のブロックの仮の法線ベクトルｔ ｋ に平行な単位ベクトルを単位法線ベクトルｎ ｋ とし、前記状態Ｑ１のロジックレベルが「１」の場合は、ｋ番目のブロックの仮の法線ベクトルｔ ｋ の逆ベクトルに平行な単位ベクトルを単位法線ベクトルｎ ｋ とする法線ベクトルセレクタと、
前記仮の法線ベクトルｔ ｋ の長さが所定の閾値Ｔｈ以上の場合はｋ番目のブロックの単位法線ベクトルｎ ｋ を出力し、閾値Ｔｈより小さい場合はｋ－１番目のブロックの単位法線ベクトルｎ ｋ－１ を、ｋ番目のブロックの単位法線ベクトルｎ ｋ として出力する閾値判定器
を備え、
前記３次元回転量算出部は、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、前記単位法線ベクトルｎ ｋ の所望の単位法線ベクトルｎ ０＋ に対する、第１軸を中心とする回転量α ｋ と、第２軸を中心とする回転量β ｋ を算出する角度演算器と、
隣接するブロック間の第１軸を中心とする回転量α ｋ－１ とα ｋ の差の大きさが、π／２より大きい場合、「１」のロジックレベルのトリガＣ２を出力し、π／２以下の場合、「０」のロジックレベルのトリガＣ２を出力する角度比較器と、
状態Ｑ２として、「０」又は「１」のロジックレベルを出力し、前記トリガＣ２のロジックレベルが「１」の場合にのみ、前記状態Ｑ２の論理を反転する、同期式２進カウンタと、
前記状態Ｑ２のロジックレベルが「０」の場合は、回転量α ｋ 及びβ ｋ を出力し、前記状態Ｑ２のロジックレベルが「１」の場合は、α ｋ ＋π及び－β ｋ を新たに、回転量α ｋ 及びβ ｋ として出力する角度セレクタと
を備え、
前記補償行列生成部は、
前記３次元回転量算出部から出力された隣接するブロック間の第１軸を中心とする回転量αｋ－１とαｋの差の大きさが、πより大きい場合、「１」のロジックレベルのトリガＣαを出力し、π以下の場合、「０」のロジックレベルのトリガＣαを出力する第１角度比較器と、
前記３次元回転量算出部から出力された隣接するブロック間の第２軸を中心とする回転量βｋ－１とβｋの差の大きさが、πより大きい場合、「１」のロジックレベルのトリガＣβを出力し、π以下の場合、「０」のロジックレベルのトリガＣβを出力する第２角度比較器と、
状態Ｑαとして、「０」又は「１」のロジックレベルを出力し、前記トリガＣαのロジックレベルが「１」の場合にのみ、前記状態Ｑαの論理を反転する、第１同期式２進カウンタと、
状態Ｑβとして、「０」又は「１」のロジックレベルを出力し、前記トリガＣβのロジックレベルが「１」の場合にのみ、前記状態Ｑβの論理を反転する、第２同期式２進カウンタと、
前記状態Ｑαと前記状態Ｑβの排他的論理和演算を実行する排他的論理和演算回路と、
前記排他的論理和演算回路の演算結果Ｑ３が示すロジックレベルが「１」の場合は、係数Ｋとして－１を出力し、演算結果Ｑ３が示すロジックレベルが「０」の場合は、係数Ｋとして＋１を出力する補正論理セレクタと、
以下の式で与えられる補償行列Ｍｃ（α、β）を生成する補償行列生成回路
と
を備える偏波分離回路。
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、同時に入力される信号のＪｏｎｅｓベクトルのブロックから、３次元空間内に偏波状態を表すストークスベクトルで確定される平面の法線ベクトルを抽出する法線ベクトル抽出部と、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、前記法線ベクトルの、前記３次元空間における回転量を求める３次元回転量算出部と、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、前記回転量に基いて補償行列を生成する補償行列生成部と、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、前記Ｊｏｎｅｓベクトルに、前記補償行列を乗算する複屈折補償部と
を備え、
前記法線ベクトル抽出部は、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、同時に入力される、Ｍ個のＪｏｎｅｓベクトルを、Ｍ個のストークスベクトルに同時に変換するＪｏｎｅｓベクトル・ストークスベクトル変換器と、
ブロック内の隣接するストークスベクトルの外積を演算し、Ｍ－１個の外積ベクトルを求める外積演算器と、
ｋ番目のブロックのＭ－１個の外積ベクトルから、長さが最大のものを、仮の法線ベクトルｔ ｋ として出力する外積ベクトルセレクタと、
ｋ－１番目のブロックの仮の法線ベクトルｔ ｋ－１ と、ｋ番目のブロックの仮の法線ベクトルｔ ｋ がなす角度θを求めて、前記角度θがπ／２より大きい場合は、「１」のロジックレベルのトリガＣ１を出力し、前記角度θがπ／２以下の場合は、「０」のロジックレベルのトリガＣ１を出力する角度比較器と、
状態Ｑ１として、「０」又は「１」のロジックレベルを出力し、前記トリガＣ１のロジックレベルが「１」の場合にのみ、前記状態Ｑ１の論理を反転する、同期式２進カウンタと、
前記状態Ｑ１のロジックレベルが「０」の場合は、ｋ番目のブロックの仮の法線ベクトルｔ ｋ に平行な単位ベクトルを単位法線ベクトルｎ ｋ とし、前記状態Ｑ１のロジックレベルが「１」の場合は、ｋ番目のブロックの仮の法線ベクトルｔ ｋ の逆ベクトルに平行な単位ベクトルを単位法線ベクトルｎ ｋ とする法線ベクトルセレクタと、
前記仮の法線ベクトルｔ ｋ の長さが所定の閾値Ｔｈ以上の場合はｋ番目のブロックの単位法線ベクトルｎ ｋ を出力し、閾値Ｔｈより小さい場合はｋ－１番目のブロックの単位法線ベクトルｎ ｋ－１ を、ｋ番目のブロックの単位法線ベクトルｎ ｋ として出力する閾値判定器
を備え、
前記３次元回転量算出部は、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、前記単位法線ベクトルｎ ｋ の所望の単位法線ベクトルｎ ０＋ に対する、第１軸を中心とする回転量α ｋ と、第２軸を中心とする回転量β ｋ を算出する角度演算器と、
隣接するブロック間の第１軸を中心とする回転量α ｋ－１ とα ｋ の差の大きさが、π／２より大きい場合、「１」のロジックレベルのトリガＣ２を出力し、π／２以下の場合、「０」のロジックレベルのトリガＣ２を出力する角度比較器と、
状態Ｑ２として、「０」又は「１」のロジックレベルを出力し、前記トリガＣ２のロジックレベルが「１」の場合にのみ、前記状態Ｑ２の論理を反転する、同期式２進カウンタと、
前記状態Ｑ２のロジックレベルが「０」の場合は、回転量α ｋ 及びβ ｋ を出力し、前記状態Ｑ２のロジックレベルが「１」の場合は、α ｋ ＋π及び－β ｋ を新たに、回転量α ｋ 及びβ ｋ として出力する角度セレクタと
を備え、
前記補償行列生成部は、
前記３次元回転量算出部から出力された隣接するブロック間の第１軸を中心とする回転量αｋ－１とαｋの差の大きさが、πより大きい場合、「１」のロジックレベルのトリガＣαを出力し、π以下の場合、「０」のロジックレベルのトリガＣαを出力する第１角度比較器と、
前記３次元回転量算出部から出力された隣接するブロック間の第２軸を中心とする回転量βｋ－１とβｋの差の大きさが、πより大きい場合、「１」のロジックレベルのトリガＣβを出力し、π以下の場合、「０」のロジックレベルのトリガＣβを出力する第２角度比較器と、
状態Ｑαとして、「０」又は「１」のロジックレベルを出力し、前記トリガＣαのロジックレベルが「１」の場合にのみ、前記状態Ｑαの論理を反転する、第１同期式２進カウンタと、
状態Ｑβとして、「０」又は「１」のロジックレベルを出力し、前記トリガＣβのロジックレベルが「１」の場合にのみ、前記状態Ｑβの論理を反転する、第２同期式２進カウンタと、
前記状態Ｑαと前記状態Ｑβの排他的論理和演算を実行する排他的論理和演算回路と、
前記排他的論理和演算回路の演算結果Ｑ３が示すロジックレベルが「１」の場合は、係数Ｋとして－１を出力し、演算結果Ｑ３が示すロジックレベルが「０」の場合は、係数Ｋとして＋１を出力する補正論理セレクタと、
以下の式で与えられる補償行列Ｍｃ（α、β）を生成する補償行列生成回路
【数1】
を備える偏波分離回路。
【請求項2】
当該偏波分離回路に入力される信号が、偏波多重多値位相変調信号である
請求項１に記載の偏波分離回路。
請求項１に記載の偏波分離回路。
【請求項3】
ディジタル信号処理回路で実行され、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、同時に入力される信号のＪｏｎｅｓベクトルのブロックから、３次元空間内に偏波状態を表すストークスベクトルで確定される平面の法線ベクトルを抽出する過程と、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、前記法線ベクトルの、前記３次元空間における回転量を求める過程と、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、前記回転量に基いて補償行列を生成する過程と、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、前記Ｊｏｎｅｓベクトルに、前記補償行列を乗算する過程と
を備え、
前記法線ベクトルを抽出する過程は、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、同時に入力される、Ｍ個のＪｏｎｅｓベクトルを、Ｍ個のストークスベクトルに同時に変換する過程と、
ブロック内の隣接するストークスベクトルの外積を演算し、Ｍ－１個の外積ベクトルを求める過程と、
ｋ番目のブロックのＭ－１個の外積ベクトルから、長さが最大のものを、仮の法線ベクトルｔ ｋ として出力する過程と、
ｋ－１番目のブロックの仮の法線ベクトルｔ ｋ－１ と、ｋ番目のブロックの仮の法線ベクトルｔ ｋ がなす角度θを求めて、前記角度θがπ／２より大きい場合は、「１」のロジックレベルのトリガＣ１を出力し、前記角度θがπ／２以下の場合は、「０」のロジックレベルのトリガＣ１を出力する過程と、
状態Ｑ１として、「０」又は「１」のロジックレベルを出力する同期式２進カウンタにおいて、前記トリガＣ１のロジックレベルが「１」の場合にのみ、前記状態Ｑ１の論理を反転する、過程と、
前記状態Ｑ１のロジックレベルが「０」の場合は、ｋ番目のブロックの仮の法線ベクトルｔ ｋ に平行な単位ベクトルを単位法線ベクトルｎ ｋ とし、前記状態Ｑ１のロジックレベルが「１」の場合は、ｋ番目のブロックの仮の法線ベクトルｔ ｋ の逆ベクトルに平行な単位ベクトルを単位法線ベクトルｎ ｋ とする過程と、
前記仮の法線ベクトルｔ ｋ の長さが所定の閾値Ｔｈ以上の場合はｋ番目のブロックの単位法線ベクトルｎ ｋ を出力し、閾値Ｔｈより小さい場合はｋ－１番目のブロックの単位法線ベクトルｎ ｋ－１ を、ｋ番目のブロックの単位法線ベクトルｎ ｋ として出力する過程とを備え、
前記３次元空間における回転量を求める過程は、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、前記単位法線ベクトルｎ ｋ の所望の単位法線ベクトルｎ ０＋ に対する、第１軸を中心とする回転量α ｋ と、第２軸を中心とする回転量β ｋ を算出する過程と、
隣接するブロック間の第１軸を中心とする回転量α ｋ－１ とα ｋ の差の大きさが、π／２より大きい場合、「１」のロジックレベルのトリガＣ２を出力し、π／２以下の場合、「０」のロジックレベルのトリガＣ２を出力する過程と、
状態Ｑ２として、「０」又は「１」のロジックレベルを出力する同期式２進カウンタにおいて、前記トリガＣ２のロジックレベルが「１」の場合にのみ、前記状態Ｑ２の論理を反転する、過程と、
前記状態Ｑ２のロジックレベルが「０」の場合は、回転量α ｋ 及びβ ｋ を出力し、前記状態Ｑ２のロジックレベルが「１」の場合は、α ｋ ＋π及び－β ｋ を新たに、回転量α ｋ 及びβ ｋ として出力する過程と
を備え、
前記補償行列を生成する過程は、
前記３次元空間における回転量を求める過程で生成された、隣接するブロック間の第１軸を中心とする回転量αｋ－１とαｋの差の大きさが、πより大きい場合、「１」のロジックレベルのトリガＣαを出力し、π以下の場合、「０」のロジックレベルのトリガＣαを出力する過程と、
前記３次元空間における回転量を求める過程で生成された、隣接するブロック間の第２軸を中心とする回転量βｋ－１とβｋの差の大きさが、πより大きい場合、「１」のロジックレベルのトリガＣβを出力し、π以下の場合、「０」のロジックレベルのトリガＣβを出力する過程と、
状態Ｑαとして、「０」又は「１」のロジックレベルを出力する同期式２進カウンタにおいて、前記トリガＣαのロジックレベルが「１」の場合にのみ、前記状態Ｑαの論理を反転する、過程と、
状態Ｑβとして、「０」又は「１」のロジックレベルを出力する同期式２進カウンタにおいて、前記トリガＣβのロジックレベルが「１」の場合にのみ、前記状態Ｑβの論理を反転する、過程と、
前記状態Ｑαと前記状態Ｑβの排他的論理和演算を実行する過程と、
前記排他的論理和演算回路の演算結果Ｑ３が示すロジックレベルが「１」の場合は、係数Ｋとして－１を出力し、演算結果Ｑ３が示すロジックレベルが「０」の場合は、係数Ｋとして＋１を出力する過程と、
以下の式で与えられる補償行列Ｍｃ（α、β）を生成する過程と
を備える偏波分離方法。
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、同時に入力される信号のＪｏｎｅｓベクトルのブロックから、３次元空間内に偏波状態を表すストークスベクトルで確定される平面の法線ベクトルを抽出する過程と、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、前記法線ベクトルの、前記３次元空間における回転量を求める過程と、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、前記回転量に基いて補償行列を生成する過程と、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、前記Ｊｏｎｅｓベクトルに、前記補償行列を乗算する過程と
を備え、
前記法線ベクトルを抽出する過程は、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、同時に入力される、Ｍ個のＪｏｎｅｓベクトルを、Ｍ個のストークスベクトルに同時に変換する過程と、
ブロック内の隣接するストークスベクトルの外積を演算し、Ｍ－１個の外積ベクトルを求める過程と、
ｋ番目のブロックのＭ－１個の外積ベクトルから、長さが最大のものを、仮の法線ベクトルｔ ｋ として出力する過程と、
ｋ－１番目のブロックの仮の法線ベクトルｔ ｋ－１ と、ｋ番目のブロックの仮の法線ベクトルｔ ｋ がなす角度θを求めて、前記角度θがπ／２より大きい場合は、「１」のロジックレベルのトリガＣ１を出力し、前記角度θがπ／２以下の場合は、「０」のロジックレベルのトリガＣ１を出力する過程と、
状態Ｑ１として、「０」又は「１」のロジックレベルを出力する同期式２進カウンタにおいて、前記トリガＣ１のロジックレベルが「１」の場合にのみ、前記状態Ｑ１の論理を反転する、過程と、
前記状態Ｑ１のロジックレベルが「０」の場合は、ｋ番目のブロックの仮の法線ベクトルｔ ｋ に平行な単位ベクトルを単位法線ベクトルｎ ｋ とし、前記状態Ｑ１のロジックレベルが「１」の場合は、ｋ番目のブロックの仮の法線ベクトルｔ ｋ の逆ベクトルに平行な単位ベクトルを単位法線ベクトルｎ ｋ とする過程と、
前記仮の法線ベクトルｔ ｋ の長さが所定の閾値Ｔｈ以上の場合はｋ番目のブロックの単位法線ベクトルｎ ｋ を出力し、閾値Ｔｈより小さい場合はｋ－１番目のブロックの単位法線ベクトルｎ ｋ－１ を、ｋ番目のブロックの単位法線ベクトルｎ ｋ として出力する過程とを備え、
前記３次元空間における回転量を求める過程は、
当該ディジタル信号処理回路のクロック周期ごとに、前記単位法線ベクトルｎ ｋ の所望の単位法線ベクトルｎ ０＋ に対する、第１軸を中心とする回転量α ｋ と、第２軸を中心とする回転量β ｋ を算出する過程と、
隣接するブロック間の第１軸を中心とする回転量α ｋ－１ とα ｋ の差の大きさが、π／２より大きい場合、「１」のロジックレベルのトリガＣ２を出力し、π／２以下の場合、「０」のロジックレベルのトリガＣ２を出力する過程と、
状態Ｑ２として、「０」又は「１」のロジックレベルを出力する同期式２進カウンタにおいて、前記トリガＣ２のロジックレベルが「１」の場合にのみ、前記状態Ｑ２の論理を反転する、過程と、
前記状態Ｑ２のロジックレベルが「０」の場合は、回転量α ｋ 及びβ ｋ を出力し、前記状態Ｑ２のロジックレベルが「１」の場合は、α ｋ ＋π及び－β ｋ を新たに、回転量α ｋ 及びβ ｋ として出力する過程と
を備え、
前記補償行列を生成する過程は、
前記３次元空間における回転量を求める過程で生成された、隣接するブロック間の第１軸を中心とする回転量αｋ－１とαｋの差の大きさが、πより大きい場合、「１」のロジックレベルのトリガＣαを出力し、π以下の場合、「０」のロジックレベルのトリガＣαを出力する過程と、
前記３次元空間における回転量を求める過程で生成された、隣接するブロック間の第２軸を中心とする回転量βｋ－１とβｋの差の大きさが、πより大きい場合、「１」のロジックレベルのトリガＣβを出力し、π以下の場合、「０」のロジックレベルのトリガＣβを出力する過程と、
状態Ｑαとして、「０」又は「１」のロジックレベルを出力する同期式２進カウンタにおいて、前記トリガＣαのロジックレベルが「１」の場合にのみ、前記状態Ｑαの論理を反転する、過程と、
状態Ｑβとして、「０」又は「１」のロジックレベルを出力する同期式２進カウンタにおいて、前記トリガＣβのロジックレベルが「１」の場合にのみ、前記状態Ｑβの論理を反転する、過程と、
前記状態Ｑαと前記状態Ｑβの排他的論理和演算を実行する過程と、
前記排他的論理和演算回路の演算結果Ｑ３が示すロジックレベルが「１」の場合は、係数Ｋとして－１を出力し、演算結果Ｑ３が示すロジックレベルが「０」の場合は、係数Ｋとして＋１を出力する過程と、
以下の式で与えられる補償行列Ｍｃ（α、β）を生成する過程と
【数2】
【請求項4】
当該偏波分離方法が施される信号が、偏波多重多値位相変調信号である
請求項３に記載の偏波分離方法。
請求項３に記載の偏波分離方法。
【手続補正2】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【0038】
ここで、任意の３次元ベクトルは、回転の軸が互いに直交する２つの回転行列によって、ｎ０＋に制御できる。ここでは、第１軸及び第２軸として、Ｓ１軸、Ｓ３軸の順に、回転を与えて補償する例を説明する。法線ベクトル抽出部１００から出力される単位法線ベクトルｎｋのベクトル要素をｎｋ＝（ａ、ｂ、ｃ）と表すと、ｎｋをｎ０＋に制御するＳ１軸及びＳ３軸を中心とする回転量は、それぞれ、α＝－ｔａｎ－１（ｃ、ｂ）及びβ＝－ｔａｎ－１（（ｂ２＋ｃ２）１／２，ａ）により与えられる。
【手続補正3】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【0039】
角度演算器２１０は、これらα及びβをブロックごとにαｋ及びβｋとして算出する。これらの回転量αｋ及びβｋに対応する回転を、単位法線ベクトルｎｋに与えることで、ｎｋはｎ０＋に制御される。しかしながら、法線ベクトルが補償されても、複素データも正しく補償されるとは限らない。これは、Ｓ１軸を中心とする回転の方向が、逆正接（ｔａｎ－１）の引数の正負の符号に依存するためである。この回転方向の依存性は、現在のブロックの回転量αｋと１つ前のブロックの回転量αｋ－１の差に基づいて補正できる。