特開 2023-176997 モータ制御方法及びモータ制御装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2023176997

(43)【公開日】2023-12-13

(54)【発明の名称】モータ制御方法及びモータ制御装置

(51)【国際特許分類】

   H02P 21/05 20060101AFI20231206BHJP

【ＦＩ】

H02P21/05

【審査請求】未請求

【請求項の数】8

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022089646

(22)【出願日】2022-06-01

(71)【出願人】

【識別番号】000003997

【氏名又は名称】日産自動車株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110002468

【氏名又は名称】弁理士法人後藤特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】川▲崎▼ 康平

(72)【発明者】

【氏名】正治 満博

【テーマコード（参考）】

5H505

【Ｆターム（参考）】

5H505BB04

5H505CC04

5H505DD03

5H505DD08

5H505EE41

5H505EE49

5H505EE55

5H505GG04

5H505HB01

5H505JJ17

5H505JJ24

5H505JJ25

5H505JJ26

5H505JJ29

5H505LL01

5H505LL22

5H505LL24

5H505LL41

(57)【要約】

【課題】相電流の検出時間を確保するためのパルスシフト時におけるトルク変動をより確実に抑制する。
【解決手段】
直流母線電流ｉ_ｄｃから三相電流（ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ）を取得し、取得した三相電流（ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ）を参照して所定のトルク指令値Ｔ^＊から第１相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ１，ｖ^＊ _ｖ１，ｖ^＊ _ｗ１）を演算し、第１相電圧指令値におけるシフト対象相を決定し、該シフト対象相の相電圧成分に対して三相電流の検出時間を確保するためのパルスシフトを施す補正処理を実行して第２相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ２，ｖ^＊ _ｖ２，ｖ^＊ _ｗ２）を演算し、第２相電圧指令値に基づいて電力変換器６の駆動信号を生成するモータ制御方法を提供する。特に、補正処理では、パルスシフトによるモータ９の電流ベクトル変動方向θ_ｃが、ｄｑ軸座標系において出力トルクＴが一定となる等トルク線Ｃ_Ｔの接線方向に変動するようにシフト対象相を決定する。
【選択図】図７

【特許請求の範囲】

【請求項1】

所定のトルク指令値に基づいて相電圧指令値を算出し、直流電力を多相の交流電力に変換してモータに供給する電力変換器の駆動信号を前記相電圧指令値に基づいて生成するモータ制御方法であって、
直流母線電流から三相電流を取得し、取得した前記三相電流を参照して前記トルク指令値から第１相電圧指令値を演算し、
前記第１相電圧指令値におけるシフト対象相を決定し、該シフト対象相の相電圧成分に対して前記三相電流の検出時間を確保するためのパルスシフトを施す補正処理を実行して第２相電圧指令値を演算し、
前記第２相電圧指令値に基づいて前記駆動信号を生成し、
前記補正処理では、
前記パルスシフトによる前記モータの電流ベクトル変動方向が、ｄｑ軸座標系において出力トルクが一定となる等トルク線の接線方向に沿うように前記シフト対象相を決定する、
モータ制御方法。

【請求項2】

請求項１に記載のモータ制御方法であって、
前記補正処理では、
入力される前記トルク指令値に応じた前記等トルク線を規定し、
前記パルスシフトによる前記モータの電圧ベクトル変動方向を、規定された前記等トルク線の接線方向として定め、
定められた前記電圧ベクトル変動方向を参照して前記シフト対象相を決定する、
モータ制御方法。

【請求項3】

請求項２に記載のモータ制御方法であって、
前記補正処理では、
前記電圧ベクトル変動方向により定まる前記ｄｑ軸座標系における電圧変動から、該電圧変動を三相座標系に変換した際の各相変動成分の大小関係を特定し、
前記各相変動成分の大小関係に基づいて前記シフト対象相を決定する、
モータ制御方法。

【請求項4】

請求項３に記載のモータ制御方法であって、
前記補正処理では、
前記各相変動成分の中で最大値をとる相及び最小値をとる相の少なくとも一方を前記シフト対象相とする、
モータ制御方法。

【請求項5】

請求項１～４の何れか１項に記載のモータ制御方法であって、
前記補正処理は、
前記第１相電圧指令値の各相電圧成分の大小に基づいて前記シフト対象相を決定する第１補正モードと、前記電流ベクトル変動方向が前記等トルク線の接線方向に沿うように前記シフト対象相を決定する第２補正モードと、を含み、
前記モータの駆動状況に応じて前記第１補正モード及び前記第２補正モードの何れかを選択的に実行して前記第１相電圧指令値を補正することで、前記第２相電圧指令値を演算する、
モータ制御方法。

【請求項6】

請求項５に記載のモータ制御方法であって、
前記駆動状況には、前記モータの回転数が含まれる、
モータ制御方法。

【請求項7】

請求項１～４の何れか１項に記載のモータ制御方法であって、
前記パルスシフトは、前記第２相電圧指令値又は該第２相電圧指令値に基づくデューティ指令値の１キャリア周期あたりの平均値が前記第１相電圧指令値に基づくそれと一致するように、前記シフト対象相における前記相電圧成分を補正する処理である、
モータ制御方法。

【請求項8】

所定のトルク指令値に基づいて相電圧指令値を算出し、直流電力を多相の交流電力に変換してモータに供給する電力変換器の駆動信号を前記相電圧指令値に基づいて生成するモータ制御装置であって、
直流母線電流から三相電流を取得し、取得した前記三相電流を参照して前記トルク指令値から第１相電圧指令値を演算する第１相電圧指令値演算部と、
前記第１相電圧指令値におけるシフト対象相を決定し、該シフト対象相の相電圧成分に対して前記三相電流の検出時間を確保するためのパルスシフトを施す補正処理を実行して第２相電圧指令値を演算する第２相電圧指令値演算部と、
前記第２相電圧指令値に基づいて前記駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を有し、
前記補正処理では、
前記パルスシフトによる前記モータの電流ベクトル変動方向が、ｄｑ軸座標系において出力トルクが一定となる等トルク線の接線方向に沿うように前記シフト対象相を決定する、
モータ制御装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、モータ制御方法及びモータ制御装置に関する。

【背景技術】

【0002】

従来より、直流電力系で検出される電流（直流母線電流）を用いて、三相交流モータの電流（三相電流）を推定し、推定された三相電流に基づいてモータの三相電圧指令値を定めるモータ制御方法が知られている。このようなモータ制御方法では、三相電圧指令値の２以上の相電圧成分が相互にほぼ等しくなるシーンにおいて直流母線電流から三相電流の各相電流成分の推定値の切り分けが可能となる時間（以下、単に「検出時間」とも称する）が短くなり、当該検出が難しくなる。

【0003】

このため、三相電圧指令値のキャリア周期当たりの平均を保ちつつ、十分な検出時間を確保できるよう各相電圧成分の補正を行う処理（パルスシフト）が提案されている。一方、このパルスシフトでは、少なくともキャリア周期内で所望のトルク指令値とは異なる相電圧指令値が設定される。このため、パルスシフトを実行することで、意図しない電流変動が生じてキャリア高調波と一致する高周波のトルク変動が発生する。

【0004】

これに対して、特許文献１には、パルスシフトを実行する相（シフト対象相）として、三相電圧指令値の各相電圧成分の中でｄ軸電圧（ｄ軸方向成分）が最大となる相又は最小となる相を選択する制御方法が提案されている。この制御方法によれば、補正前後における電圧変化の方向（電圧ベクトル変動方向）をｄ軸方向に近づけるようにパルスシフトが実行される。このため、当該補正前後における電流変化の方向もｑ軸方向と比べて出力トルクへの影響が相対的に少ないｄ軸方向に近づけることができ、トルク変動が抑制される。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】国際公開第２０１７／２０８６５２号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

しかしながら、特許文献１の方法では、ｄ軸電流が出力トルクに寄与するモータ構造、或いは制御ロジックを採用したモータ制御システムにおいて、パルスシフト時のトルク変動を十分に抑制することができないという問題がある。

【0007】

したがって、本発明の目的は、三相電流の検出時間を確保するためのパルスシフト時におけるトルク変動をより確実に抑制することのできるモータ制御方法及びモータ制御装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0008】

本発明のある態様によれば、所定のトルク指令値に基づいて相電圧指令値を算出し、直流電力を多相の交流電力に変換してモータに供給する電力変換器の駆動信号を相電圧指令値に基づいて生成するモータ制御方法が提供される。このモータ制御方法では、直流母線電流から三相電流を取得し、取得した三相電流を参照してトルク指令値から第１相電圧指令値を演算し、第１相電圧指令値におけるシフト対象相を決定し、該シフト対象相の相電圧成分に対して三相電流の検出時間を確保するためのパルスシフトを施す補正処理を実行して第２相電圧指令値を演算し、第２相電圧指令値に基づいて駆動信号を生成する。

【0009】

特に、補正処理では、パルスシフトによるモータの電流ベクトル変動方向が、ｄｑ軸座標系において出力トルクが一定となる等トルク線の接線方向に沿うようにシフト対象相を決定する。

【発明の効果】

【0010】

本発明によれば、相電流の検出時間を確保するためのパルスシフト時におけるトルク変動をより確実に抑制することができる。

【図面の簡単な説明】

【0011】

【図1】図１は、本発明の第１実施形態に係るモータ制御システムの構成を示すブロック図である。

【図2】図２は、相電流再現部の処理を説明するタイミングチャートである。

【図3】図３は、第１実施形態による電圧指令演算部の処理を説明するブロック図である。

【図4】図４は、第１実施形態による電圧指令補正部の処理を説明するブロック図である。

【図5】図５は、第１電圧補正部における処理（第１補正モード）を説明するタイミングチャートである。

【図6】図６は、第１補正モードによる補正の具体的処理を示すフローチャートである。

【図7】図７は、第２電圧補正部における処理（第２補正モード）を示すフローチャートである。

【図8】図８は、第２補正モードにおける電圧補正処理Ｉを示すフローチャートである。

【図9】図９は、第２補正モードにおける電圧補正処理ＩＩを示すフローチャートである。

【図10】図１０は、第２補正モードにおける電圧補正処理ＩＩＩを示すフローチャートである。

【図11】図１１は、各電圧補正処理Ｉ～ＩＩＩの一例を説明するタイミングチャートである。

【図12】図１２は、第１実施形態による電圧シフト相決定部の処理を説明するブロック図である。

【図13】図１３は、規定される電圧ベクトル変動方向のイメージを示す図である。

【図14】図１４は、第２実施形態に係るモータ制御システムの構成を示すブロック図である。

【図15】図１５は、第２実施形態による電圧指令補正部の処理を説明するブロック図である。

【図16】図１６は、第２実施形態による電圧シフト相決定部の処理を説明するブロック図である。

【図17】図１７は、比較例の課題を説明する図である。

【図18】図１８は、比較例及び実施例の制御における周波数解析結果を示す。

【発明を実施するための形態】

【0012】

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。

【0013】

［第１実施形態］
図１は、本実施形態によるモータ制御方法が実行されるモータ制御システム１００の構成を示すブロック図である。図示のように、モータ制御システム１００は、主として、三相同期電動機などにより構成されるモータ９と、所望の要求出力に応じて定まるトルク指令値Ｔ^＊に基づいてモータ９に印加すべき交流電圧（三相指令電圧）を定めるモータ制御装置と、三相指令電圧に基づく所望の電力をバッテリ（直流電源）からモータ９に供給する電力変換装置（インバータ６）と、により構成される。特に、モータ制御システム１００は、例えば、モータ９を走行駆動源として用いる電動車両またはハイブリッド車両等の車両に搭載される。

【0014】

モータ９は、例えば、ＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）型の三相同期型電動機により構成される。

【0015】

モータ制御装置は、主として、電圧指令演算部１、ｄｑ／ｕｖｗ座標変換器２、電圧指令補正部３、相電流再現部４、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変換器５、回転数演算器１１、及びｕｖｗ／ｄｑ座標変換器１２により構成される。

【0016】

電圧指令演算部１は、トルク指令値Ｔ^＊、モータ回転数Ｎ、ＤＣ電圧センサ７で検出されるバッテリの出力電圧（以下、「ＤＣ電圧Ｖ_ｄｃ」とも称する）、ｄｑ軸電流検出値（ｉ_ｄ，ｉ_ｑ）を入力とし、モータ９に供給すべき電圧の基本指令値であるｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _{ｄ_ｆｉｎ}，ｖ^＊ _{ｑ_ｆｉｎ}）を演算して出力する。特に、電圧指令演算部１は、トルク指令値Ｔ^＊に応じた実出力トルクが実現されるように、ｄｑ軸電流検出値（ｉ_ｄ，ｉ_ｑ）をフィードバックすることでｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _{ｄ_ｆｉｎ}，ｖ^＊ _{ｑ_ｆｉｎ}）を演算する。

【0017】

ｄｑ／ｕｖｗ座標変換器２は、電気角検出値θを用いて以下の式（１）に基づき、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _{ｄ_ｆｉｎ}，ｖ^＊ _{ｑ_ｆｉｎ}）を第１三相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ１，ｖ^＊ _ｖ１，ｖ^＊ _ｗ１）に変換して出力する。

【0018】

【数1】

【0019】

電圧指令補正部３は、トルク指令値Ｔ^＊、モータ回転数Ｎ、ＤＣ電圧Ｖ_ｄｃ、第１三相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ１，ｖ^＊ _ｖ１，ｖ^＊ _ｗ１）、及びｄｑ軸電流検出値（ｉ_ｄ，ｉ_ｑ）を入力とし、直流母線電流ｉ_ｄｃから三相電流（ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ）の検出時間を確保するための補正処理（後述する第１補正モード又は第２補正モード）を実行することで、第２三相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ２，ｖ^＊ _ｖ２，ｖ^＊ _ｗ２）を演算する。特に、この補正処理では、ＰＷＭ制御に係るキャリアの一周期内の前半半周期において、各相電圧成分の相互差分が所定値以上となるように補正を行う。一方、キャリアの後半半周期において、前半半周期における補正電圧量を打ち消すように補正を行う。この補正により、補正前後における各相電圧成分（又は後述するデューティ指令値の各成分）におけるキャリア１周期当たりの平均電圧が維持される。すなわち、この補正では、補正対象となる相電圧成分のパルス位相をシフトさせる。以下では、記載の簡略化のため、この補正を単に「パルスシフト」とも称する。また、電圧指令補正部３における処理のさらなる詳細については後述する。

【0020】

相電流再現部４は、前回の制御タイミングで得られる第２三相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ２，ｖ^＊ _ｖ２，ｖ^＊ _ｗ２）及び直流母線電流ｉ_ｄｃから、相再現電流（ｉ_{ｕ_ｒｅｐ}，ｉ_{ｖ_ｒｅｐ}，ｉ_{ｗ_ｒｅｐ}）を演算する。なお、直流母線電流ｉ_ｄｃは、ＤＣ電流検出器８により検出される。ここで、直流母線電流ｉ_ｄｃからは、キャリアの半周期ごとに最大で二相分の電流情報を取得することができる。したがって、以下の式（２）の関係を用いれば、直流母線電流ｉ_ｄｃから相再現電流（ｉ_{ｕ_ｒｅｐ}，ｉ_{ｖ_ｒｅｐ}，ｉ_{ｗ_ｒｅｐ}）の全成分を求めることが可能となる。

【0021】

【数2】

【0022】

相電流再現部４における処理のさらなる詳細については後述する。

【0023】

ＰＷＭ変換器５は、電圧指令補正部３で演算された第２三相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ２，ｖ^＊ _ｖ２，ｖ^＊ _ｗ２）及びＤＣ電圧Ｖ_ｄｃを入力として、インバータ６のスイッチング素子を駆動させるための駆動信号を生成して出力する。なお、駆動信号は、ＤＣ電圧Ｖ_ｄｃに対する各相電圧成分ｖ^＊ _ｕ２、ｖ^＊ _ｖ２、ｖ^＊ _ｗ２の比に基づいて定まるデューティ指令値（Ｄ^＊ _ｕ，Ｄ^＊ _ｖ，Ｄ^＊ _ｗ）に基づいて定められる。

【0024】

インバータ６は、上記駆動信号を入力として図示しないパワー半導体素子を駆動することで、モータ９に対して第２三相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ２，ｖ^＊ _ｖ２，ｖ^＊ _ｗ２）に応じた電力を供給する。これにより、三相電流（ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ）の検出時間を確保しつつ、モータ９の所望のトルク指令値Ｔ^＊に応じた実トルクＴの出力を実現することができる。

【0025】

回転数演算器１１は、回転子センサ１０から取得した電気角検出値θの時間当たりの変化量からモータ回転数Ｎを演算して出力する。

【0026】

ｕｖｗ／ｄｑ座標変換器１２は、電気角検出値θを用いて以下の式（３）に基づき、相電流再現部４で演算された相再現電流（ｉ_{ｕ_ｒｅｐ}，ｉ_{ｖ_ｒｅｐ}，ｉ_{ｗ_ｒｅｐ}）をｄｑ軸電流検出値（ｉ_ｄ，ｉ_ｑ）に変換して出力する。

【0027】

【数3】

【0028】

なお、上述したモータ制御装置は、中央演算装置（ＣＰＵ）、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）及び入出力インタフェース（Ｉ／Ｏインタフェース）を備え、上述した各構成を実行可能となるようにプログラムされたコンピュータにより実現される。また、モータ制御装置を、各処理を分散して実行する複数のコンピュータハードウェアにより構成することも可能である。

【0029】

以下では、モータ制御装置における各部の詳細を個別に説明する。

【0030】

（相電流再現部）
図２は、相電流再現部４における処理を説明するタイミングチャートである。相電流再現部４は、デューティ指令値（すなわち、相電圧成分）が中間となる相（以下、単に「中間相」とも称する）のデューティ指令値にΔｄ１を加算したｔｒｇ１、及び当該デューティ指令値からΔｄ２を減算したｔｒｇ２を生成する。そして、相電流再現部４は、キャリア波Ｃがｔｒｇ１及びｔｒｇ２のそれぞれと交差するタイミングにおける直流母線電流ｉ_ｄｃを取得し、これを相再現電流（ｉ_{ｕ_ｒｅｐ}，ｉ_{ｖ_ｒｅｐ}，ｉ_{ｗ_ｒｅｐ}）の内の２成分とする。なお、Δｄ１は０以上の所定値に設定され、Δｄ２は検出時間を確保するために必要な最小デューティ差分Ｄ_ｍｉｎ以上の所望の値に設定される。

【0031】

特に、図２では、ｗ相が中間相である場合を想定して、連続する制御タイミングｋ－１、ｋ、ｋ＋１における処理を示している。図示の例では、相電流再現部４は、各制御タイミングにおいて、前回のｗ相のデューティ指令値Ｄ^＊ _ｗに基づきｔｒｇ１及びｔｒｇ２を定める。そして、相電流再現部４は、前回の制御タイミングで検出された直流母線電流ｉ_ｄｃを参照し、キャリア波Ｃがｔｒｇ１と交差するタイミングの直流母線電流ｉ_ｄｃからｕ相再現電流ｉ_{ｕ_ｒｅｐ}、及びｔｒｇ２と交差するタイミングの直流母線電流ｉ_ｄｃからｖ相再現電流ｉ_{ｖ_ｒｅｐ}をそれぞれ定める。

【0032】

より具体的に、制御タイミングｋを現在とした場合、前回制御タイミングｋ－１で演算されるデューティ指令値Ｄ^＊ _ｗ［ｋ－１］に基づくｔｒｇ１［ｋ－１］とキャリア波Ｃとが交差するタイミングの直流母線電流ｉ_ｄｃから、現制御タイミングｋで取得するｕ相再現電流ｉ_{ｕ_ｒｅｐ}［ｋ］を定める。一方、前回制御タイミングｋ－１のデューティ指令値Ｄ^＊ _ｗ［ｋ－１］に基づくｔｒｇ２［ｋ－１］とキャリア波Ｃが交差するタイミングの直流母線電流ｉ_ｄｃから、現制御タイミングｋで取得するｖ相再現電流ｉ_{ｖ_ｒｅｐ}［ｋ］を定める。

【0033】

（電圧指令演算部）
図３は、電圧指令演算部１の処理を説明するブロック図である。なお、図３では、簡略化のため、ｄ軸電圧指令値ｖ^＊ _{ｄ_ｆｉｎ}における演算ブロックのみを示すが、ｑ軸電圧指令値ｖ^＊ _{ｑ_ｆｉｎ}における演算も同様に実行可能である。

【0034】

図示のように、電圧指令演算部１は、非干渉電圧演算器１０１と、電流目標値演算器１０２と、電流制御器１０３と、を備える。

【0035】

非干渉電圧演算器１０１は、トルク指令値Ｔ^＊、モータ回転数Ｎ、及びＤＣ電圧Ｖ_ｄｃを入力とし、所定のテーブルを参照してｄ軸非干渉電圧値ｖ^＊ _{ｄ_ｄｃｐｌ}を演算して出力する。また、電流目標値演算器１０２は、トルク指令値Ｔ^＊、モータ回転数Ｎ、及びＤＣ電圧Ｖ_ｄｃを入力とし、所定のテーブルを参照してｄ軸電流目標値ｉ^＊ _ｄを演算して出力する。なお、各テーブルには、予め実験的に求めた効率最大で所望のトルクを発生する電流値と、それに対応する干渉電圧値が格納されている。

【0036】

電流制御器１０３は、実ｄ軸電流をｄ軸電流目標値ｉ^＊ _ｄに追従させるべく、ｄ軸電流目標値ｉ^＊ _ｄとｄ軸電流検出値ｉ_ｄの偏差をゼロにするフィードバック演算（下記の式（４））を行い、電流フィードバックｄ軸電圧指令値ｖ_ｄｉ´を求める。

【0037】

【数4】

ただし、式中「Ｋ_ｄｐ」はｄ軸比例ゲインを表し、「Ｋ_ｄｉ」はｄ軸積分ゲインを表す。

【0038】

また、電流制御器１０３は、ｄ軸非干渉電圧値ｖ^＊ _{ｄ_ｄｃｐｌ}に対して規範ｄ軸電流応答の時定数を持つローパスフィルタＬＰＦ１を施して得られる補正ｄ軸非干渉電圧値ｖ_{ｄ_ｄｃｐｌ_ｆｉｔ}と、電流フィードバックｄ軸電圧指令値ｖ_ｄｉ´と、の和をｄ軸電圧指令値ｖ^＊ _{ｄ_ｆｉｎ}として出力する。すなわち、電圧指令演算部１は、以下の式（５）で定まるｄ軸電圧指令値ｖ^＊ _{ｄ_ｆｉｎ}を出力する。

【0039】

【数5】

【0040】

（電圧指令補正部）
図４は、電圧指令補正部３の処理を説明するブロック図である。電圧指令補正部３は、各種入力パラメータに基づき補正モード信号を生成し、当該補正モード信号を参照して、第１三相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ１，ｖ^＊ _ｖ１，ｖ^＊ _ｗ１）に対して第１補正モード及び第２補正モードの何れかを選択的に実行することで第２三相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ２，ｖ^＊ _ｖ２，ｖ^＊ _ｗ２）を演算する。

【0041】

具体的に、電圧指令補正部３は、第１電圧補正部３０１と、第２電圧補正部３０２と、補正モード信号生成部３０３と、補正電圧指令値生成部３０４と、電圧シフト相決定部３０５と、を有している。

【0042】

第１電圧補正部３０１は、ＤＣ電圧Ｖ_ｄｃ及び第１三相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ１，ｖ^＊ _ｖ１，ｖ^＊ _ｗ１）を入力として、補正電圧値（ｖ^＊ _{ｕ２_ｖ}，ｖ^＊ _{ｖ２_ｖ}，ｖ^＊ _{ｗ２_ｖ}）を演算して出力する。

【0043】

図５は、第１電圧補正部３０１における処理（第１補正モードによる補正）を説明するタイミングチャートである。図示のように、第１電圧補正部３０１は、各相電圧成分ｖ^＊ _ｕ１，ｖ^＊ _ｖ１，ｖ^＊ _ｗ１の中で最大値をとる相（以下、「最大相」とも称する）の相電圧成分（図５では破線で示すｕ相電圧成分）及び最小値とる相（以下、「最小相」とも称する）の相電圧成分（図５では一点鎖線で示すｖ相電圧成分）に対して、それぞれパルスシフトを実行する。すなわち、第１補正モードでは、最大相及び最小相をシフト対象相として決定する。

【0044】

より具体的には、第１電圧補正部３０１は、キャリア周期の前半において、最大相の相電圧成分（ｕ相電圧成分ｖ^＊ _ｕ）を増大させ、最小相の相電圧成分（ｖ相電圧成分ｖ^＊ _ｖ）を減少させる補正を行うことで、直流母線電流ｉ_ｄｃの検出時間（図５では、ｕ相電電流成分ｉ_ｕ及びｖ相電電流成分ｉ_ｖのそれぞれの推定幅）を確保する。

【0045】

一方、キャリア周期の後半では、最大相及び最小相のそれぞれの相電圧成分（図５ではｕ相電圧成分ｖ^＊ _ｕ及びｖ相電圧成分ｖ^＊ _ｖ）に対して、前半の補正量を打ち消す補正を行う。すなわち、最大相の相電圧成分（ｕ相電圧成分ｖ^＊ _ｕ）を前半における増加量分減少させ、最小相の相電圧成分（ｖ相電圧成分ｖ^＊ _ｖ）を前半における減少量分増大させる。これにより、キャリア１周期当たりの電圧指令値の平均を維持しつつ、直流母線電流ｉ_ｄｃの検出時間を好適に確保することができる。

【0046】

図６は、第１補正モードによる補正の具体的処理を示すフローチャートである。なお、ステップＳ１０３の判定に用いる「最小電圧差分Ｖ_ｍｉｎ」は、以下の式（６）により最小デューティ差分Ｄ_ｍｉｎ及びＤＣ電圧Ｖ_ｄｃから定まる。すなわち、最小電圧差分Ｖ_ｍｉｎは、検出時間を確保するために必要な電圧差の最小値として定められる。

【0047】

【数6】

【0048】

第１電圧補正部３０１は、ステップＳ１０１～ステップＳ１１１の処理にしたがって得られる補正後の最大相の相電圧成分ｖ_２ｍａｘ ^＊、補正後の最小相の相電圧成分ｖ_２ｍｉｎ ^＊、及びそのまま維持される中間相の相電圧成分ｖ_１ｍｉｄ ^＊から、補正電圧値（ｖ^＊ _{ｕ２_ｖ}，ｖ^＊ _{ｖ２_ｖ}，ｖ^＊ _{ｗ２_ｖ}）を定める。

【0049】

次に、第２電圧補正部３０２について説明する。第２電圧補正部３０２は、電圧シフト相決定部３０５で生成される変動方向成分大小関係情報Ｉ_ｖｓｈｉを参照し、ＤＣ電圧Ｖ_ｄｃ及び第１三相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ１，ｖ^＊ _ｖ１，ｖ^＊ _ｗ１）から補正電圧値（ｖ^＊ _{ｕ２_ｃ}，ｖ^＊ _{ｖ２_ｃ}，ｖ^＊ _{ｗ２_ｃ}）を演算して出力する。

【0050】

図７は、第２補正モードによる補正の具体的処理を示すフローチャートである。図示のように、第２補正モードでは、先ず、後述する変動方向成分大小関係情報Ｉ_ｖｓｈｉを参照して、後述する相変動成分が最大となる相（以下、「最大成分相」とも称する）、中間となる相（「中間成分相」とも称する）、及び最小となる相（「最小成分相」とも称する）のそれぞれの相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍａｘ}、ｖ_{ｔ１ｍｉｄ}、ｖ_{ｔ１ｍｉｎ}を決定する（Ｓ２０１）。

【0051】

そして、各相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍａｘ}、ｖ_{ｔ１ｍｉｄ}、ｖ_{ｔ１ｍｉｎ}の相互大小関係の判定（Ｓ２０２，Ｓ２０３）の結果に応じて、電圧補正処理Ｉ～ＩＩＩの何れかを実行する。

【0052】

各電圧補正処理Ｉ、ＩＩ、及びＩＩＩでは、何れも、シフト対象相として選択される最小成分相の相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍｉｎ}及び／又は最大成分相の相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍａｘ}に対して、それぞれパルスシフトを実行する。すなわち、キャリア周期の前半において直流母線電流ｉ_ｄｃの検出時間を確保するように各相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍｉｎ}，ｖ_{ｔ１ｍａｘ}をそれぞれ所定の補正量（補正値ｖ_{ｔ１ｃｍｐ}，ｖ_{ｔ２ｃｍｐ}）で補正する一方、キャリア周期の後半においては当該補正量を打ち消すように各相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍｉｎ}，ｖ_{ｔ１ｍａｘ}を補正する。特に、各電圧補正処理Ｉ、ＩＩ、及びＩＩＩは、各相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍｉｎ}，ｖ_{ｔ１ｍｉｄ}，ｖ_{ｔ１ｍａｘ}の相互大小関係に応じて選択される。

【0053】

図８は電圧補正処理Ｉの詳細を示すフローチャートであり、電圧補正処理Ｉでは、ステップＳ３０１～ステップＳ３１８の処理にしたがい、最小成分相の相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍｉｎ}及び最大成分相の相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍａｘ}のそれぞれに対して補正を行う。

【0054】

特に、電圧補正処理Ｉでは、最小成分相の相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍｉｎ}に対して補正値ｖ_{ｔ１ｃｍｐ}を加算することで、中間成分相の相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍｉｄ}に対する差が上述した電流検出時間を確保するための最小電圧差分Ｖ_ｍｉｎ以上となるように、補正後の最小成分相の相電圧成分ｖ_{ｔ２ｍｉｎ}を定める（Ｓ３０１～Ｓ３０７）。

【0055】

より具体的に、補正値ｖ_{ｔ１ｃｍｐ}は、相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍｉｎ}から相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍｉｄ}を減算して得られる電圧差分Δｖ_ｔ１の絶対値と、最小電圧差分Ｖ_ｍｉｎと、の大小関係に応じて適宜定められる。特に、電圧差分絶対値｜Δｖ_ｔ１｜が最小電圧差分Ｖ_ｍｉｎ未満である場合（Ｓ３０２のＮｏ）には補正値ｖ_{ｔ１ｃｍｐ}を０ではない所定値に定め、そうでない場合（Ｓ３０２のＹｅｓ）にはこれを０に定める。すなわち、これは、最小成分相及び中間成分相の相互電圧差が電流検出時間の確保に必要な程度に達していない場合にのみ相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍｉｎ}に対する補正を行い、そうでない場合には実質的に相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍｉｎ}を補正せずに維持することを意味する。

【0056】

特に、本実施形態の補正値ｖ_{ｔ１ｃｍｐ}は、補正後の最小成分相の相電圧成分ｖ_{ｔ２ｍｉｎ}と中間成分相の相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍｉｄ}との差分Δｖ_ｔ１´（＝ｖ_{ｔ２ｍｉｎ}－ｖ_{ｔ１ｍｉｄ}）の絶対値が最小電圧差分Ｖ_ｍｉｎに一致するように定められる（Ｓ３０３～Ｓ３０５）。

【0057】

さらに、電圧補正処理Ｉでは、最大成分相の相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍａｘ}に対して補正値ｖ_{ｔ２ｃｍｐ}を加算することで、補正後の最大成分相の相電圧成分ｖ_{ｔ２ｍａｘ}とこれに相対的に近い相電圧（補正後の最小成分相の相電圧成分ｖ_{ｔ２ｍｉｎ}又は中間成分相の相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍｉｄ}）との差分Δｖ_ｔ２´（“ｖ_{ｔ２ｍｉｎ}－ｖ_{ｔ２ｍａｘ}”）又はΔｖ_ｔ３´（“ｖ_{ｔ１ｍｉｄ}－ｖ_{ｔ２ｍａｘ}”）が最小電圧差分Ｖ_ｍｉｎ以上となるように当該相電圧成分ｖ_{ｔ２ｍａｘ}を定める（Ｓ３０８～Ｓ３１６）。なお、最大成分相及びこれに近い相の相互電圧差が電流検出時間の確保できる程度に達している場合には、相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍａｘ}を補正せずに維持する（Ｓ３０９のＹｅｓ及びＳ３１７）。

【0058】

図９は、電圧補正処理ＩＩの詳細を示すフローチャートである。電圧補正処理ＩＩでは、ステップＳ４０１～ステップＳ４１８の処理にしたがって、最大成分相の相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍａｘ}及び最小成分相の相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍｉｎ}のそれぞれに対して補正を行う。

【0059】

特に、電圧補正処理ＩＩでは、最大成分相の相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍａｘ}に対して補正値ｖ_{ｔ１ｃｍｐ}を加算することで、中間成分相の相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍｉｄ}に対する差が最小電圧差分Ｖ_ｍｉｎ以上となるように補正後の最大成分相の相電圧成分ｖ_{ｔ２ｍａｘ}を定める（Ｓ４０１～Ｓ４０６）。なお、最大成分相及び中間成分相の相互電圧差が電流検出時間の確保できる程度に達している場合には、相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍａｘ}を補正せずに維持する（Ｓ４０２のＹｅｓ及びＳ４０６）。

【0060】

また、電圧補正処理ＩＩでは、最小成分相の相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍｉｎ}に対して補正値ｖ_{ｔ２ｃｍｐ}を加算することで、補正後の最小成分相の相電圧成分ｖ_{ｔ２ｍｉｎ}とこれに相対的に近い値の相電圧（補正後の最大成分相の相電圧成分ｖ_{ｔ２ｍａｘ}又は中間成分相の相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍｉｄ}）との差分Δｖ_ｔ２´（“ｖ_{ｔ２ｍａｘ}－ｖ_{ｔ２ｍｉｎ}”）又はΔｖ_ｔ３´（“ｖ_{ｔ１ｍｉｄ}－ｖ_{ｔ２ｍｉｎ}”）が最小電圧差分Ｖ_ｍｉｎ以上となるように当該相電圧成分ｖ_{ｔ２ｍｉｎ}を定める（Ｓ４０８～Ｓ４１６）。なお、最小成分相及びこれに近い相の相互電圧差が電流検出時間の確保できる程度に達している場合には、相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍｉｎ}を補正せずに維持する（Ｓ４０９のＹｅｓ及びＳ４１７）。

【0061】

図１０は、電圧補正処理ＩＩＩの詳細を示すフローチャートである。電圧補正処理ＩＩＩでは、ステップＳ５０１～ステップＳ５１２の処理にしたがって、最大成分相の相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍａｘ}及び最小成分相の相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍｉｎ}のそれぞれに対して補正を行う。

【0062】

特に、電圧補正処理ＩＩＩでは、相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍａｘ}と相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍｉｄ}の差、及び相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍｉｎ}と相電圧成分ｖ_{ｔ１ｍｉｄ}の差がそれぞれ最小電圧差分Ｖ_ｍｉｎ以上となるように補正後の最大成分相の相電圧成分ｖ_{ｔ２ｍａｘ}及び補正後の最小成分相の相電圧成分ｖ_{ｔ２ｍｉｎ}を定める。なお、最大成分相と中間成分相及び／又は最小成分相と中間成分相の相互電圧差が電流検出時間の確保できる程度に達している場合には、補正を行わずに元の値を維持する（Ｓ５０２のＹｅｓ、Ｓ５０６、Ｓ５０７のＹｅｓ、Ｓ５１１）。

【0063】

図１１は、第２補正モードによる処理の結果の一例を説明するタイミングチャートである。特に、図１１（ａ）は電圧補正処理Ｉによる処理結果、図１１（ｂ）は電圧補正処理ＩＩによる処理結果、及び図１１（ｃ）は電圧補正処理ＩＩＩによる処理結果を示している。

【0064】

図１１（ａ）には、電圧補正処理Ｉにおいて、ｗ相（中間成分相）以外の各相（ｕ相及びｖ相）に対してパルスシフトを実行する例が示されている。この例では、キャリア周期の前半においてｖ相（最小成分相）の相電圧成分ｖ_ｖ ^＊を減少させるとともに、ｕ相（最大成分相）の相電圧成分ｖ_ｕ ^＊を増加させて直流母線電流ｉ_ｄｃの検出時間を確保する。また、キャリア周期の後半では、前半における各相電圧成分の補正量を打ち消す補正を行う。

【0065】

また、図１１（ｂ）には、電圧補正処理ＩＩにおいて、ｖ相（中間成分相）以外の各相（ｕ相及びｗ相）に対してパルスシフトを実行する例が示されている。この例では、キャリア周期の前半においてｗ相（最小成分相）の相電圧成分ｖ_ｗ ^＊を減少させるとともに、ｕ相（最大成分相）の相電圧成分ｖ_ｕ ^＊を増加させて直流母線電流ｉ_ｄｃの検出時間を確保する。また、キャリア周期の後半では、前半における各相電圧成分の補正量を打ち消す補正を行う。

【0066】

さらに、図１１（ｃ）には、電圧補正処理ＩＩＩにおいて、ｕ相（中間成分相）以外の各相（ｖ相及びｗ相）に対してパルスシフトを実行する例が示されている。この例では、キャリア周期の前半においてｖ相（最小成分相）の相電圧成分ｖ_ｖ ^＊を減少させるとともに、ｗ相（最大成分相）の相電圧成分ｖ_ｗ ^＊を増加させて直流母線電流ｉ_ｄｃの検出時間を確保する。また、キャリア周期の後半では、前半における各相電圧成分の補正量を打ち消す補正を行う。

【0067】

次に、補正モード信号生成部３０３（図４参照）について説明する。補正モード信号生成部３０３は、モータ回転数Ｎを入力として補正モード信号を生成し、補正電圧指令値生成部３０４に出力する。具体的に、補正モード信号生成部３０３は、モータ回転数Ｎを参照して、表１に示すロジックにより補正モード信号を生成する。

【0068】

【表1】

【0069】

次に、補正電圧指令値生成部３０４について説明する。補正電圧指令値生成部３０４は、補正モード信号を参照して、第１補正モード及び第２補正モードの何れかを選択して第２三相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ２，ｖ^＊ _ｖ２，ｖ^＊ _ｗ２）を出力する。特に、補正電圧指令値生成部３０４は、モータ回転数Ｎが所定の第１閾値Ｎ_ｔｈ１以下となる場合（低変調率領域と推定される場合）に、補正電圧値（ｖ^＊ _{ｕ２_ｃ}，ｖ^＊ _{ｖ２_ｃ}，ｖ^＊ _{ｗ２_ｃ}）を第２三相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ２，ｖ^＊ _ｖ２，ｖ^＊ _ｗ２）として出力する。また、補正電圧指令値生成部３０４は、モータ回転数Ｎが所定の第２閾値Ｎ_ｔｈ２以上となる場合（高変調率領域と推定される場合）に、補正電圧値（ｖ^＊ _{ｕ２_ｖ}，ｖ^＊ _{ｖ２_ｖ}，ｖ^＊ _{ｗ２_ｖ}）を第２三相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ２，ｖ^＊ _ｖ２，ｖ^＊ _ｗ２）として出力する。なお、モータ回転数Ｎが第１閾値Ｎ_ｔｈ１以上且つ第２閾値Ｎ_ｔｈ２以下に定めたヒステリシス領域においては、前回の補正モード信号を維持して第２三相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ２，ｖ^＊ _ｖ２，ｖ^＊ _ｗ２）に出力する。

【0070】

次に、電圧シフト相決定部３０５について説明する。電圧シフト相決定部３０５は、トルク指令値Ｔ^＊及び電気角検出値θを入力として、変動方向成分大小関係情報Ｉ_ｖｓｈｉを生成する。

【0071】

図１２は、電圧シフト相決定部３０５の処理を説明するブロック図である。図示のように、電圧シフト相決定部３０５は、電圧ベクトル変動方向算出部３０５１と、変動方向成分大小関係判定部３０５２と、を有する。

【0072】

フィルタ処理部３０５０は、トルク指令値Ｔ^＊に対して、目標とするトルク応答の時定数に設定されたローパスフィルタを施す。

【0073】

電圧ベクトル変動方向算出部３０５１は、目標とするトルク応答の時定数に設定されたローパスフィルタＬＰＦ２により処理したトルク指令値Ｔ^＊に基づいて、電圧ベクトル変動方向θ_{ｓｈｉｆｔ}を算出する。なお、電圧ベクトル変動方向θ_{ｓｈｉｆｔ}とは、上述のパルスシフトによってｄｑ軸座標系においてモータ９の電圧が変動する方向を示すパラメータである。特に、本実施形態では、電圧ベクトル変動方向θ_{ｓｈｉｆｔ}を、ｄｑ軸座標系において当該電圧の変動を表すベクトル（以下、「電圧変動ベクトル」とも称する）とｄ軸のなす角として規定する。

【0074】

特に、本実施形態において、電圧ベクトル変動方向算出部３０５１は、電圧ベクトル変動方向θ_{ｓｈｉｆｔ}を、パルスシフトによってモータ９の電流が変動する方向（以下、「電流ベクトル変動方向θ_ｃ」とも称する）が、ｄｑ軸座標系において出力トルクＴが一定となる等トルク線Ｃ_Ｔの接線方向に規定する。なお、電流ベクトル変動方向θ_ｃとは、上述のパルスシフトによってｄｑ軸座標系においてモータ９の電流が変動する方向を示すパラメータである。特に、本実施形態では、電流ベクトル変動方向θ_ｃを、ｄｑ軸座標系において当該電流の変動を表すベクトル（以下、「電流変動ベクトル」とも称する）とｄ軸のなす角として規定する。

【0075】

図１３には、規定される電圧ベクトル変動方向θ_{ｓｈｉｆｔ}のイメージを示す。特に、本実施形態では、予め想定されるトルク指令値Ｔ^＊に応じた等トルク線Ｃ_Ｔに沿って変動する電圧ベクトル変動方向θ_{ｓｈｉｆｔ}をマップ化して、所定の記憶領域に記憶させる。すなわち、電圧ベクトル変動方向算出部３０５１は、当該マップを参照することでトルク指令値Ｔ^＊から電圧ベクトル変動方向θ_{ｓｈｉｆｔ}を定める。

【0076】

変動方向成分大小関係判定部３０５２は、電圧ベクトル変動方向θ_{ｓｈｉｆｔ}に電気角検出値θ（≒モータ９の回転子位置）を加算して得られる判定パラメータθ_ｔを入力として、変動方向成分の大小関係を特定する。より詳細には、変動方向成分大小関係判定部３０５２は、先ず、電圧ベクトル変動方向θ_{ｓｈｉｆｔ}で規定されるｄｑ軸座標系上の電圧変動成分（すなわち、電圧変動ベクトル）を三相交流座標系に変換することで、三相電圧変動ベクトルを求める。そして、三相電圧変動ベクトルの各相変動成分（ｕ相変動成分、ｖ相変動成分、及びｗ相変動成分）の大小関係を特定し、これを変動方向成分大小関係情報Ｉ_ｖｓｈｉとして第２電圧補正部３０２に出力する。具体的に、変動方向成分大小関係判定部３０５２は、電圧ベクトル変動方向θ_{ｓｈｉｆｔ}から以下の表２に示すロジックに基づいて変動方向成分大小関係情報Ｉ_ｖｓｈｉを定め、第２電圧補正部３０２に出力する。

【0077】

【表2】

【0078】

以上説明した本実施形態のモータ制御方法の構成及びそれによる作用効果について説明する。

【0079】

本実施形態では、所定のトルク指令値Ｔ^＊に基づいて相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ，ｖ^＊ _ｖ，ｖ^＊ _ｗ）を算出し、直流電力を多相の交流電力に変換してモータ９に供給する電力変換器（インバータ６）の駆動信号を相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ，ｖ^＊ _ｖ，ｖ^＊ _ｗ）に基づいて生成するモータ制御方法が提供される。

【0080】

このモータ制御方法では、直流母線電流ｉ_ｄｃから三相電流（ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ）を取得し、取得した三相電流（ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ）を参照して所定のトルク指令値Ｔ^＊から第１相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ１，ｖ^＊ _ｖ１，ｖ^＊ _ｗ１）を演算し、第１相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ１，ｖ^＊ _ｖ１，ｖ^＊ _ｗ１）におけるシフト対象相を決定し、該シフト対象相の相電圧成分に対して三相電流（ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ）の検出時間を確保するためのパルスシフトを施す補正処理を実行して第２相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ２，ｖ^＊ _ｖ２，ｖ^＊ _ｗ２）を演算し、第２相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ２，ｖ^＊ _ｖ２，ｖ^＊ _ｗ２）に基づいて上記駆動信号を生成する。

【0081】

そして、補正処理（電圧指令補正部３）では、パルスシフトによるモータ９の電流ベクトル変動方向θ_ｃが、ｄｑ軸座標系において出力トルクＴが一定となる等トルク線Ｃ_Ｔの接線方向に変動するようにシフト対象相を決定する。

【0082】

これにより、パルスシフトによる電流変動を出力トルクＴが維持される方向に変化させるようにシフト対象相を決定することができる。したがって、パルスシフトの実行に起因する高周波のトルク変動の発生を抑制しつつも、直流母線電流ｉ_ｄｃに基づく三相電流の推定（電流検出時間の確保）を可能とする制御ロジックが実現される。

【0083】

特に、本実施形態のモータ制御方法であれば、ｑ軸電流だけでなくｄ軸電流も出力トルクＴに寄与する仕様のモータ９（積極的にリラクタンストルクを利用するモータ９）においても、トルク変動の発生を抑制しつつ電流検出時間を好適に確保することができる。

【0084】

また、補正処理では、入力されるトルク指令値Ｔ^＊に応じた等トルク線Ｃ_Ｔを規定し、パルスシフトによるモータ９の電圧ベクトル変動方向θ_{ｓｈｉｆｔ}を、規定された等トルク線Ｃ_Ｔの接線方向として定め（図１３）、定められた電圧ベクトル変動方向θ_{ｓｈｉｆｔ}を参照してシフト対象相を決定する（表２）。

【0085】

これにより、パルスシフトによる電流変動が等トルク線Ｃ_Ｔに沿う条件を、入力されるトルク指令値Ｔ^＊に応じて変化する電圧ベクトル変動方向θ_{ｓｈｉｆｔ}という具体的なパラメータを用いて指標化することができる。したがって、想定されるトルク指令値Ｔ^＊ごとに電流変動が等トルク線Ｃ_Ｔに沿う条件を満たす電圧ベクトル変動方向θ_{ｓｈｉｆｔ}を定めた上でシフト対象相を決定することができる。結果として、広いトルク域においてトルク変動の発生を抑制しつつ電流検出時間を好適に確保し得る制御ロジックが実現される。

【0086】

特に、この補正処理では、電圧ベクトル変動方向θ_{ｓｈｉｆｔ}により定まるｄｑ軸座標系における電圧変動（電圧変動ベクトル）から、該電圧変動を三相座標系に変換した際の各相変動成分の大小関係を推定し、当該各相変動成分の大小関係に基づいてシフト対象相を決定する（表２及び図７のＳ２０１）。

【0087】

これにより、電圧ベクトル変動方向θ_{ｓｈｉｆｔ}を参照してシフト対象相を決定するためのより具体的な演算ロジックが実現される。

【0088】

さらに、この補正処理では、各相変動成分の中で最大値をとる相（最大成分相）及び最小値（最小成分相）をとる相の少なくとも一方をシフト対象相とする。

【0089】

これにより、適宜、シフト対象相を２相又は１相に定めることができる。したがって、例えば、モータ９の駆動状況（トルク、回転数、及び／又は変調率）に応じて、電流検出時間を確保できるように、２相又は１相のシフト対象相を設定してシフトパルスを実行することができる。

【0090】

また、本実施形態の補正処理は、第１相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ１，ｖ^＊ _ｖ１，ｖ^＊ _ｗ１）の各相電圧成分の大小関係に基づいてシフト対象相を決定する第１補正モード（第１電圧補正部３０１、図６）と、電流ベクトル変動方向θ_ｃが等トルク線Ｃ_Ｔの接線方向に沿うようにシフト対象相を決定する第２補正モード（第２電圧補正部３０２、図７～図１０）と、を含む。そして、モータ９の駆動状況に応じて第１補正モード及び第２補正モードの何れかを選択的に実行して第１相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ１，ｖ^＊ _ｖ１，ｖ^＊ _ｗ１）を補正することで、第２相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ２，ｖ^＊ _ｖ２，ｖ^＊ _ｗ２）を演算する。

【0091】

これにより、各相電圧成分の大小関係に基づいてシフト対象相を決定する第１補正モードでは、各相電圧成分を直接的に参照した上で、これらの差が電流検出時間を確保できる値（最小電圧差分Ｖ_ｍｉｎ以上の値）となる最低限のパルスシフト量を定めることができる。一方で、第２補正モードでは、高周波のトルク変動の発生は抑制されるが、電流ベクトル変動方向θ_ｃが等トルク線Ｃ_Ｔの接線方向に沿う制約を持たせつつパルスシフトを実行するので、パルスシフト量が過剰となることがある。その結果、第２補正モードでは、第２相電圧指令値がトルク指令値Ｔ^＊に応じた第１相電圧指令値に大きくずれることで、トルク変動を引き起こすことも想定される。これに対して、本実施形態では、モータ９の駆動状況に応じて第１補正モード及び第２補正モードを適切に切り替えることで、当該駆動状況に依らずにトルク変動の発生をより確実に抑制しつつ電流検出時間を確保することができる。

【0092】

特に、モータ９の駆動状況には、モータ９の回転数（モータ回転数Ｎ）が含まれる。これにより、上記第１補正モード及び第２補正モードのそれぞれの実行に適したシーン（駆動状況）を切り分けるための具体的な制御パラメータの一態様が提供される。なお、モータ９の駆動状況を示唆するパラメータとして、モータ回転数Ｎに代えて又はこれとともに、変調率及びトルク等の他の任意のパラメータを採用しても良い。

【0093】

また、本実施形態におけるパルスシフトは、第２相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ２，ｖ^＊ _ｖ２，ｖ^＊ _ｗ２）又は第２相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ２，ｖ^＊ _ｖ２，ｖ^＊ _ｗ２）に基づくデューティ指令値（Ｄ^＊ _ｕ２，Ｄ^＊ _ｖ２，Ｄ^＊ _ｗ２）の１キャリア周期あたりの平均値が第１相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ１，ｖ^＊ _ｖ１，ｖ^＊ _ｗ１）に基づくそれと一致するように、シフト対象相における相電圧成分を補正する処理として定められる。

【0094】

すなわち、パルスシフトによって、実際に駆動信号を生成するために用いられる第２相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ２，ｖ^＊ _ｖ２，ｖ^＊ _ｗ２）がトルク指令値Ｔ^＊を実現するための基本値である第１相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ１，ｖ^＊ _ｖ１，ｖ^＊ _ｗ１）に対してずれるものの、１キャリア周期に亘る積算としては一致させることができるので、意図しないトルク変動の発生を抑制することができる。

【0095】

さらに、本実施形態では、上記モータ制御方法の実行に適したモータ制御装置が提供される。

【0096】

特に、このモータ制御装置は、直流母線電流ｉ_ｄｃから三相電流（ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ）を取得し、取得した三相電流（ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ）を参照して所定のトルク指令値Ｔ^＊から第１相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ１，ｖ^＊ _ｖ１，ｖ^＊ _ｗ１）を演算する第１相電圧指令値演算部（電圧指令演算部１）と、第１相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ１，ｖ^＊ _ｖ１，ｖ^＊ _ｗ１）におけるシフト対象相を決定し、該シフト対象相の相電圧成分に対して三相電流（ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ）の検出時間を確保するためのパルスシフトを施す補正処理を実行して第２相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ２，ｖ^＊ _ｖ２，ｖ^＊ _ｗ２）を演算する第２相電圧指令値演算部（電圧指令補正部３）と、第２相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ２，ｖ^＊ _ｖ２，ｖ^＊ _ｗ２）に基づいて上記駆動信号を生成する駆動信号生成部（ＰＷＭ変換器５）と、を有するコンピュータにより構成される。

【0097】

［第２実施形態］
以下、第２実施形態について説明する。なお、第１実施形態と同様の要素には同一の符号を付し、その説明を省略する。

【0098】

図１４は、本実施形態によるモータ制御方法が実行されるモータ制御システム２００の構成を示すブロック図である。また、図１５は、本実施形態の電圧指令補正部３の処理を説明するブロック図である。

【0099】

本実施形態において、電圧指令演算部１は、トルク指令値Ｔ^＊、モータ回転数Ｎ、及びＤＣ電圧Ｖ_ｄｃを入力として、予め定められたマップを参照してｄ軸電流指令値ｉ^＊ _ｄ及びｑ軸電流指令値ｉ^＊ _ｑを演算し、電圧指令補正部３に出力する。

【0100】

また、本実施形態では、電圧指令補正部３の電圧シフト相決定部３０５が、電気角検出値θ、ｄ軸電流指令値ｉ^＊ _ｄ、及びｑ軸電流指令値ｉ^＊ _ｑを入力として変動方向成分大小関係情報Ｉ_ｖｓｈｉを生成する。すなわち、変動方向成分大小関係情報Ｉ_ｖｓｈｉの生成に用いられる入力パラメータとして、トルク指令値Ｔ^＊に代えてｄ軸電流指令値ｉ^＊ _ｄ及びｑ軸電流指令値ｉ^＊ _ｑを用いる点において第１実施形態と異なる。

【0101】

図１６は、本実施形態による電圧シフト相決定部３０５の処理を説明するブロック図である。図示のように、本実施形態の電圧シフト相決定部３０５は、ローパスフィルタＬＰ３と、ローパスフィルタＬＰ４と、電流変動方向算出分３０５３と、電圧ベクトル変動方向算出部３０５１と、変動方向成分大小関係判定部３０５２と、を有する。

【0102】

ローパスフィルタＬＰ３は、ｄ軸電流指令値ｉ^＊ _ｄに対して、目標とするｄ軸電流の時定数に設定されたローパスフィルタを施す。また、ローパスフィルタＬＰ４は、ｑ軸電流指令値ｉ^＊ _ｑに対して、目標とするｑ軸電流の時定数に設定されたローパスフィルタを施す。

【0103】

電流変動方向算出分３０５３は、ローパスフィルタ処理されたｄ軸電流指令値ｉ^＊ _ｄ及びｑ軸電流指令値ｉ^＊ _ｑに基づいて、以下の式（７）に基づいて電流ベクトル変動方向θ_ｃを算出する。

【0104】

【数7】

【0105】

ただし、式中の「φ_ａ」は磁石磁束、「Ｌ_ｄ」はｄ軸インダクタンス、及び「Ｌ_ｑ」はｑ軸インダクタンスをそれぞれ表す。ここで、式（７）は、ＩＰＭ三相同期型モータにおける電流及び出力トルクＴの関係式において、出力トルクＴを定数とみなした場合に定まるｄｑ軸座標系上の曲線に対する接線とｄ軸のなす角を電流ベクトル変動方向θ_ｃとして演算するものである。

【0106】

そして、電圧ベクトル変動方向算出部３０５１は、電流ベクトル変動方向θ_ｃを入力として、以下の式（８）に基づいて電圧ベクトル変動方向θ_{ｓｈｉｆｔ}を算出する。

【0107】

【数8】

【0108】

ここで、式（８）は、電圧ベクトル変動方向θ_{ｓｈｉｆｔ}を、電流ベクトル変動方向θ_ｃに対してｑ軸インダクタンスのｄ軸インダクタンスに対する比（突極比）に応じたずれを考慮して演算するものである。

【0109】

なお、変動方向成分大小関係判定部３０５２における処理は第１実施形態と同様である。

【0110】

以上説明した本実施形態のモータ制御方法によれば、第１実施形態とは異なる制御ロジックによって、シフト対象相を決定するための電圧ベクトル変動方向θ_{ｓｈｉｆｔ}を適切に求めることができる。

【0111】

［制御結果］
以下では、上記実施形態のモータ制御方法（実施例）による制御結果を比較例のモータ制御方法による制御結果と比較しつつ説明する。ここで、比較例としては、本実施形態における第２電圧補正部３０２の制御に代え、第１相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ１，ｖ^＊ _ｖ１，ｖ^＊ _ｗ１）の各相電圧成分の中でｄ軸方向成分が最大となる相及び最小となる相をシフト対象相とする制御（特許文献１に記載された制御）を想定する。なお、比較対象の明確化のため、実施例と比較例の間で共通する構成には同一の符号を付す。

【0112】

図１７は、比較例の課題を説明する図である。図示のように、比較例では、直流母線電流ｉ_ｄｃの検出のため、第１相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ１，ｖ^＊ _ｖ１，ｖ^＊ _ｗ１）をパルスシフトして電流検出時間を確保した場合、これに合わせて電流値も変動することで実トルクに高調波変動が重畳している。ここで、パルスシフトはキャリア１周期内で実行されるため、トルク変動の周波数は数ｋＨｚ帯となることが多い。このようなトルク変動は、騒音の要因、或いはモータ９に機械的に接続されているギアなど周辺要素の劣化の要因となる。

【0113】

これに対して、実施例の制御では、電流ベクトル変動方向θ_ｃが等トルク線Ｃ_Ｔの接線方向に沿うようにシフト対象相を決定することで、上記トルク変動を抑制することができる。

【0114】

図１８は、比較例及び実施例の制御における周波数解析結果を示す。図示のように、比較例の制御では、キャリア周波数（５０００Ｈｚ）付近におけるトルクが過大になっている。これに対して、実施例の制御では当該周波数のトルクが大きく低減されていることがわかる。

【0115】

以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。

【符号の説明】

【0116】

１ 電圧指令演算部
２ ｄｑ／ｕｖｗ座標変換器
３ 電圧指令補正部
４ 相電流再現部
５ ＰＷＭ変換器
６ インバータ
９ モータ
１１ 回転数演算器
１２ ｕｖｗ／ｄｑ座標変換器
１００ モータ制御システム
２００ モータ制御システム

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】