特開 2023-179877 ＤＣＤＣコンバータ、集積回路及び目標電圧生成回路

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2023179877

(43)【公開日】2023-12-20

(54)【発明の名称】ＤＣＤＣコンバータ、集積回路及び目標電圧生成回路

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20231213BHJP

【ＦＩ】

H02M3/155 H

【審査請求】未請求

【請求項の数】8

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022092763

(22)【出願日】2022-06-08

(71)【出願人】

【識別番号】000106276

【氏名又は名称】サンケン電気株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100097113

【弁理士】

【氏名又は名称】堀 城之

(74)【代理人】

【識別番号】100162363

【弁理士】

【氏名又は名称】前島 幸彦

(72)【発明者】

【氏名】赤月 賢司

(72)【発明者】

【氏名】野島 高明

(72)【発明者】

【氏名】中村 勝

【テーマコード（参考）】

5H730

【Ｆターム（参考）】

5H730AA05

5H730AS01

5H730AS05

5H730BB13

5H730BB57

5H730DD04

5H730DD16

5H730EE59

5H730FD01

5H730FD41

5H730FD61

5H730FG01

(57)【要約】

【課題】高精度な電源電圧を出力できるＤＣＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】フィードバック電圧Ｖ_ＦＢと目標電圧Ｖ_ＲＥＦとの誤差信号によって出力電圧Ｖｏｕｔを制御するＤＣＤＣコンバータであって、温度センサ１８と、基準電圧Ｖ_ＢＧを生成するＢＧ回路１２と、温度Ｔの二次関数を用いて、温度センサ１８の検出温度から補償値を算出する補償演算器２４と、目標初期値Ｄ_ＲＥＦ０を補償値によって補正して目標値Ｄ_ＲＥＦを生成する減算器２５と、基準電圧Ｖ_ＢＧを用いて目標値Ｄ_ＲＥＦを目標電圧Ｖ_ＲＥＦに変換するＤＡＣ２２と、を備える。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

フィードバック電圧と目標電圧との誤差信号によって出力電圧を制御するＤＣＤＣコンバータであって、
温度センサと、
基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、
温度の二次関数を用いて、前記温度センサの検出温度から補償値を算出する補償演算器と、
目標初期値を前記補償値によって補正して目標値を生成する補正器と、
前記基準電圧を用いて前記目標値を前記目標電圧に変換するデジタルアナログ変換器と、を備えることを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。

【請求項2】

前記二次関数の係数が補正係数として出荷前検査時に書き込まれたメモリを備え、
前記補償演算器は、前記メモリの前記補正係数を用いて前記補償値を算出することを特徴とする請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータ。

【請求項3】

前記補正係数は、異なる３通りの温度環境下において、前記デジタルアナログ変換器によって前記目標初期値から変換した目標初期電圧を用いた制御でそれぞれ実測された前記フィードバック電圧に基づいて、前記フィードバック電圧を前記二次関数としてモデル化して算出されることを特徴とする請求項２に記載のＤＣＤＣコンバータ。

【請求項4】

異なる３通りの温度環境下において、前記デジタルアナログ変換器によって前記目標初期値から変換した目標初期電圧を用いた制御でそれぞれ実測された前記フィードバック電圧が実測値として出荷前検査時に書き込まれたメモリを備え、
前記補償演算器は、前記メモリの前記実測値に基づいて、前記フィードバック電圧を前記二次関数としてモデル化して前記二次関数の係数を補正係数として算出し、算出した前記補正係数を用いて前記補償値を算出することを特徴とする請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータ。

【請求項5】

前記補正係数は、少なくとも異なる３通りの温度環境下において、前記デジタルアナログ変換器によって前記目標初期値から変換した目標初期電圧を用いた制御でそれぞれ実測された前記フィードバック電圧に基づいて、前記フィードバック電圧をモデル化して算出されることを特徴とする請求項２に記載のＤＣＤＣコンバータ。

【請求項6】

異なる３通りの温度環境下において、前記デジタルアナログ変換器によって前記目標初期値から変換した目標初期電圧を用いた制御でそれぞれ実測された前記基準電圧が実測値として出荷前検査時に書き込まれたメモリを備え、
前記補償演算器は、前記メモリの前記実測値に基づいて、前記基準電圧を前記二次関数としてモデル化して前記二次関数の係数を補正係数として算出し、算出した前記補正係数を用いて前記補償値を算出することを特徴とする請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータ。

【請求項7】

ＤＣＤＣコンバータの出力電圧をフィードバック電圧と目標電圧との誤差信号によって制御する集積回路であって、
温度センサと、
基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、
温度の二次関数を用いて、前記温度センサの検出温度から補償値を算出する補償演算器と、
目標初期値を前記補償値によって補正して目標値を生成する補正器と、
前記基準電圧を用いて前記目標値を前記目標電圧に変換するデジタルアナログ変換器と、を備えることを特徴とする集積回路。

【請求項8】

フィードバック電圧と比較する目標電圧を生成する目標電圧生成回路であって、
基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、
温度の二次関数を用いて、温度センサから入力される検出温度から補償値を算出する補償演算器と、
目標初期値を前記補償値によって補正して目標値を生成する補正器と、
前記目標値を前記目標電圧に変換するデジタルアナログ変換器と、を備えることを特徴とする目標電圧生成回路。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、基準電圧源を使用するＤＣＤＣコンバータに関するものである。

【背景技術】

【0002】

ＤＣＤＣコンバータは、安定した基準電圧を生成するために、基準電圧としてバンドギャップリファレンス回路を一般的に使用している。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】特許第５５９０２４０号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

しかしながら、バンドギャップリファレンス回路は、僅かな温度特性を有しているためＤＣＤＣコンバータの出力電圧にも温度依存性が発生する。近年、ＤＣＤＣコンバータは、負荷となるＳｏＣやＦＰＧＡに対して高精度な電源電圧が求められる。従って、ＤＣＤＣコンバータの僅かな温度依存性は、高精度な電源電圧が求められる負荷の要求精度を満たすことが困難となってきている。

【0005】

温度特性を改善する技術として、予めフラッシュメモリに記憶された係数を基に温度センサの値に応じて制御することで出力電流の温度依存性を改善する内容が開示されている（例えば、特許文献１参照）。

【0006】

特許文献１は、温度特性自体がばらついた場合には最適に温度補償を行えない。特許文献１は、出力電流源に限定された内容であるため、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧の温度特性を改善できない。

【0007】

本発明は斯かる問題点を鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、高精度な電源電圧を出力できるＤＣＤＣコンバータを提供する点にある。

【課題を解決するための手段】

【0008】

本発明に係るＤＣＤＣコンバータ及び目標電圧生成回路は、上記の目的を達成するため、次のように構成される。
本発明に係るＤＣＤＣコンバータは、フィードバック電圧と目標電圧との誤差信号によって出力電圧を制御するＤＣＤＣコンバータであって、温度センサと、基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、温度の二次関数を用いて、前記温度センサの検出温度から補償値を算出する補償演算器と、目標初期値を前記補償値によって補正して目標値を生成する補正器と、前記基準電圧を用いて前記目標値を前記目標電圧に変換するデジタルアナログ変換器と、を備えることを特徴とする。
本発明に係る集積回路は、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧をフィードバック電圧と目標電圧との誤差信号によって制御する集積回路であって、温度センサと、基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、温度の二次関数を用いて、前記温度センサの検出温度から補償値を算出する補償演算器と、目標初期値を前記補償値によって補正して目標値を生成する補正器と、前記基準電圧を用いて前記目標値を前記目標電圧に変換するデジタルアナログ変換器と、を備えることを特徴とする。
本発明に係る目標電圧生成回路は、フィードバック電圧と比較する目標電圧を生成する目標電圧生成回路であって、基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、温度の二次関数を用いて、温度センサから入力される検出温度から補償値を算出する補償演算器と、目標初期値を前記補償値によって補正して目標値を生成する補正器と、前記目標値を前記目標電圧に変換するデジタルアナログ変換器と、を備えることを特徴とする。

【発明の効果】

【0009】

本発明のＤＣＤＣコンバータは、フィードバック電圧との誤差信号の生成に用いる目標電圧を温度の二次関数を用いて算出した補償値で補正しているため、出力電圧をＳｏＣやＦＰＧＡ等の高精度な電源電圧として出力できる。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】本発明に係るＤＣＤＣコンバータの実施の形態の構成を示す図である。

【図2】出力電圧のバラツキを示す図である。

【図3】図１に示す目標電圧生成回路の動作を説明するフローチャートである。

【図4】ＩＣ検査構成を説明するフローチャートである。

【図5】従来制御の出力電圧と本発明の制御による出力電圧とを比較した図である。

【発明を実施するための形態】

【0011】

以下に、本発明の好適な実施の形態を添付図面に基づいて説明する。

【0012】

本実施の形態のＤＣＤＣコンバータは、図１を参照すると、制御回路１と、リアクトルＬと、コンデンサＣ１と、抵抗Ｒ１、Ｒ２と、を備え、入力電圧Ｖｉｎを出力電圧Ｖｏｕｔに変換して負荷ＰＬに出力する。

【0013】

制御回路１は、パワーＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子を内蔵したスイッチングレギュレータＩＣ等の集積回路で構成される。制御回路１は、入力端子ＩＮと、グランド端子ＧＮＤと、スイッチング出力端子ＳＷと、フィードバック電圧入力端子ＶＯと、データ入力端子Ｄと、を備える。

【0014】

制御回路１はスイッチ素子Ｑ１及びスイッチ素子Ｑ２が直列に接続された直列回路１１を備える。スイッチ素子Ｑ１及びスイッチ素子Ｑ２は、パワーＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子である。直列回路１１は、入力電圧Ｖｉｎが入力される入力端子ＩＮと、接地電位（グランド：ＧＮＤ）に接続されたグランド端子ＧＮＤとの間に接続されている。スイッチ素子Ｑ１は、入力端子ＩＮ側（高電位側）に配置され、スイッチ素子Ｑ２は、グランド端子ＧＮＤ側（低電位側）に配置されている。スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２との接続点は、スイッチング出力端子ＳＷに接続されている。

【0015】

制御回路１のスイッチング出力端子ＳＷは、リアクトルＬとコンデンサＣ１とを介して接地電位に接続され、リアクトルＬとコンデンサＣ１との接続点が出力電圧Ｖｏｕｔの出力端となる。

【0016】

抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とは、リアクトルＬとコンデンサＣ１との接続点と接地電位との間に接続されている。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点は、制御回路１のフィードバック電圧入力端子ＶＯに接続され、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧した電圧がフィードバック電圧Ｖ_ＦＢとしてフィードバック電圧入力端子ＶＯに入力される。

【0017】

制御回路１は、フリップフロップ１２と、発振回路（ＯＳＣ）１３と、ドライブ回路（ＤＲＶ）１４と、アンプ１５と、コンパレータ１６と、電流検出回路（ＣＳ）１７と、温度センサ１８と、目標電圧生成回路２と、を備える。

【0018】

フリップフロップ１２は、ＲＳ型である。フリップフロップ１２の出力（出力端子Ｑ）は、ドライブ回路１４に入力され、ドライブ回路１４は、フリップフロップ１２の出力に応じてスイッチ素子Ｑ１及びスイッチ素子Ｑ２をオンオフ制御する。

【0019】

フリップフロップ１２は、発振回路１３からのクロック信号がセット端子Ｓに入力される。発振回路１３で生成されるクロック信号は、スイッチング周期を定める信号である。発振回路１３からのクロック信号によってフリップフロップ１２がセットされると、ドライブ回路１４は、スイッチ素子Ｑ１をオン制御すると共に、スイッチ素子Ｑ２をオフ制御する。

【0020】

フィードバック電圧入力端子ＶＯに入力されたフィードバック電圧Ｖ_ＦＢは、抵抗Ｒ４を介してアンプ１５の反転入力端子に入力される。アンプ１５は、出力がコンデンサＣ２及び抵抗Ｒ３を介して負帰還される差動増幅器である。アンプ１５は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢと非反転入力端子の目標電圧Ｖ_ＲＥＦとの誤差増幅信号を出力する。

【0021】

フィードバック電圧Ｖ_ＦＢと目標電圧Ｖ_ＲＥＦとの誤差増幅信号は、コンパレータ１６の反転入力端子に入力される。コンパレータ１６の非反転入力端子は、電流検出回路１７によって検出された電流信号が入力される。電流検出回路１７は、ハイサイド側でスイッチ素子Ｑ１を流れる電流を検出し、電流信号としてコンパレータ１６の非反転入力端子に入力する。

【0022】

フリップフロップ１２は、コンパレータ１６の出力がリセット端子Ｒに入力され、電流信号が誤差増幅信号を上回ると、リセットされる。フリップフロップ１２がリセットされると、ドライブ回路１４は、スイッチ素子Ｑ１をオフ制御すると共に、スイッチ素子Ｑ２をオン制御する。これにより、ＤＣＤＣコンバータは、ピーク電流モード制御で動作する。

【0023】

目標電圧生成回路２は、アンプ１５の非反転入力端子に入力する目標電圧_ＶＲＥＦを生成する。目標電圧生成回路２は、ＢＧ回路（バンドギャップリファレンス回路）２１と、ＤＡＣ（デジタルアナログ変換回路）２２と、メモリ２３と、補償演算器２４と、減算器２５と、を備える。

【0024】

ＤＡＣ２２は、ＢＧ回路２１で生成される基準電圧Ｖ_ＢＧを用いて目標値Ｄ_ＲＥＦを目標電圧Ｖ_ＲＥＦに変換してアンプ１５の非反転入力端子に入力する。

【0025】

ＢＧ回路２１は、トランジスタのｐｎ接合の温度特性を利用して、安定した基準電圧Ｖ_ＢＧを生成する基準電圧生成回路であるが、僅かな温度特性を有している。

【0026】

ＤＣＤＣコンバータは、ＢＧ回路２１が有している僅かな温度特性を、補償値で補正した目標値Ｄ_ＲＥＦを使用することでキャンセルしている。補償値は、温度センサ１８によって検出された温度Ｔに基づいて補償演算器２４で生成される。

【0027】

温度センサ１８は、温度を検出するセンサ回路である。温度センサ１８は、温度依存性を有する回路素子を利用して生成した温度検出電圧（バイポーラトランジスターのベース・エミッター間電圧など）を、温度検出電圧として補償演算器２４に出力する。温度センサ１８は、制御回路１内であって、ＢＧ回路２１の温度を正確に検出可能な位置に配置されている。

【0028】

ＤＣＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔは、図２に示すように、素子のバラツキ等に起因する絶対値バラツキを有すると共に、それぞれ異なる温度特性を有している。図２は、５台のＤＣＤＣコンバータが出力する出力電圧Ｖｏｕｔを－４０℃～１５０℃の範囲でそれぞれ測定したグラフである。出力電圧Ｖｏｕｔの温度特性は、低温域及び高温域で上昇する傾向を示す。

【0029】

そこで、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ（出力電圧Ｖｏｕｔ）と温度Ｔの関係を、以下に示す式（１）の様に２次関数式でモデル化した。式（１）において、係数ａ，ｂは、温度特性係数を、係数ｃは、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢの極値を示す。

【0030】

【数1】

【0031】

式（１）を変形することによって、温度特性補正式は、式（２）で与えられる。

【0032】

【数2】

【0033】

Δｃは、オフセット係数であり、温度特性係数ａ、ｂと共に、補正係数としてデータ入力端子Ｄからメモリ２３に書き込まれる。補正係数ａ、ｂ、Δｃは、実測によって求められた値である。

【0034】

メモリ２３は、フラッシュメモリ等の構成された記憶部であり、目標初期値Ｄ_ＲＥＦ０が、補正係数ａ、ｂ、Δｃと共に記憶される。目標初期値Ｄ_ＲＥＦ０と、補正係数ａ、ｂ、Δｃとは、異なる箇所に記憶しても良い。

【0035】

補償演算器２４は、図３を参照すると、電源オンに伴って補正係数ａ、ｂ、Δｃをロードする（ステップＳ０１）。次に、補償演算器２４は、温度センサ１８から入力される温度Ｔを取得し（ステップＳ０２）、式（２）を用いて補償値を算出する（ステップＳ０３）。

【0036】

減算器２５は、メモリ２３に記憶されている目標初期値Ｄ_ＲＥＦ０をロードし、目標初期値Ｄ_ＲＥＦ０から補償演算器２４で算出された補償値を減算することで、目標値Ｄ_ＲＥＦを生成する（ステップＳ０４）。すなわち、減算器２５は、目標初期値Ｄ_ＲＥＦ０を補償値によって補正して目標値Ｄ_ＲＥＦを生成する補正器として機能する。

【0037】

【数3】

【0038】

ＤＡＣ２２は、ＢＧ回路２１で生成される基準電圧Ｖ_ＢＧを用い、ＤＡ変換係数を乗算することで、目標値Ｄ_ＲＥＦを目標電圧Ｖ_ＲＥＦに変換する（ステップＳ０５）。

【0039】

【数4】

【0040】

補償演算器２４は、温度センサ１８から入力される温度Ｔの変化を所定の間隔で監視する（ステップＳ０６）。そして、温度Ｔに変化があった場合、補償演算器２４は、ステップＳ０３に戻り、変化があった温度Ｔに基づいて補償値を算出する。これにより、温度Ｔの変化に伴って目標電圧Ｖ_ＲＥＦが変更され、動作中の温度Ｔの変化に対応することができる。

【0041】

補正係数ａ、ｂ、Δｃは、出荷前のＩＣ検査工程において決定して、メモリ２３に書き込む。ＩＣ検査工程は、メモリ２３に目標初期値Ｄ_ＲＥＦ０のみが記憶されている状態である。ＩＣ検査工程でＤＣＤＣコンバータを動作させると、ＤＡＣ２２は、目標初期値Ｄ_ＲＥＦ０を目標初期電圧Ｖ_ＲＥＦ０に変換し、ＤＣＤＣコンバータは、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢと目標初期電圧Ｖ_ＲＥＦ０との誤差増幅信号によって制御する。

【0042】

図４を参照すると、ＤＣＤＣコンバータを温度Ｔ_１の低温環境（例えば、定格温度の下限）に置いて動作させ、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ１を測定する（ステップＳ１１）。

【0043】

次に、ＤＣＤＣコンバータを温度Ｔ_２の常温環境（例えば、室温）に置いて動作させ、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ２を測定する（ステップＳ１２）。

【0044】

次に、ＤＣＤＣコンバータを温度Ｔ_３の高温環境（例えば、定格温度の上限）に置いて動作させ、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ３を測定する（ステップＳ１３）。低温－常温－
高温の順番に測定を行うことで測定時間を短縮できるが、測定の順番には特に制限はない。

【0045】

次に、温度Ｔ_１でのフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ１、温度Ｔ_２でのフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ２、温度Ｔ_３でのフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ３を用いることで、補正係数ａ、ｂ、Δｃを算出する（ステップＳ１４）。温度Ｔ_１、Ｔ_２、Ｔ_３は、温度センサ１８の検出値とする良い。
この場合、温度センサ１８によって検出された温度Ｔを出力する温度出力端子を制御回路１に設けることで、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ１、Ｖ_ＦＢ２、Ｖ_ＦＢ３と共にそれぞれ温度Ｔ_１、Ｔ_２、Ｔ_３を測定することができる。

【0046】

式（１）の連立方程式を解くことで、温度特性係数ａ、ｂ、ｃは、以下の式（５）、（６）、(７)で算出される。

【0047】

【数5】

【0048】

【数6】

【0049】

【数7】

【0050】

また、オフセット係数Δｃは、式（８）に示すように、温度Ｔ_２（常温環境）でのフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ２と目標初期電圧Ｖ_ＲＥＦ０と差分とした。目標初期電圧Ｖ_ＲＥＦ０は、目標初期値Ｄ_ＲＥＦ０にＢＧ回路２１のＤＡ変換係数を乗算した定数である。

【0051】

【数8】

【0052】

一方、ｃ及びΔｃの計算式が非常に複雑であるため、計算の効率や設備の性能などを考慮し、ｃを温度Ｔ_２（常温環境）でのフィードバック電圧（Ｖ_ＦＢ２）に設定し、Δｃを常温環境でのフィードバック電圧（Ｖ_ＦＢ２）と目標初期電圧（Ｖ_ＲＥＦ０）との差分にすることも可能である。
この場合の簡略化したΔｃの算出方法を式（９）に示す。ここで、目標初期電圧（Ｖ_ＲＥＦ０）は、目標初期値（Ｄ_ＲＥＦ０）にＢＧ回路２１のＤＡ変化係数を乗算した定数である。

【0053】

【数9】

【0054】

次に、ステップＳ１４で算出した補正係数ａ、ｂ、Δｃをデータ入力端子Ｄからメモリ２３に書き込み（ステップＳ１５）、ＩＣ検査工程を終了する。

【0055】

式（５）、（６）、（７）は、補償演算器２４が実行することもできる。この場合、温度Ｔ_１、Ｔ_２、Ｔ_３と、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ１、Ｖ_ＦＢ２、Ｖ_ＦＢ３と、をデータ入力端子Ｄからメモリ２３に書き込むことで、補償演算器２４は、補正係数ａ、ｂ、Δｃを算出し、さらに補償値を算出する。

【0056】

オフセット係数Δｃは、メモリ２３に補正係数ａ、ｂ、Δｃを書き込んだ後に再測定したフィードバック電圧Ｖ_ＦＢによって修正しても良い。この場合、オフセット係数Δｃは、再測定したフィードバック電圧Ｖ_ＦＢと目標初期電圧Ｖ_ＲＥＦ０との差分で修正する。このオフセット係数Δｃの修正工程は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ１、Ｖ_ＦＢ２、Ｖ_ＦＢ３の最後の測定工程に継続して行うと、作業時間を短縮できる。

【0057】

図５は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢと目標初期電圧Ｖ_ＲＥＦ０との誤差増幅信号による従来の制御と、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢと補償値で補正された目標電圧Ｖ_ＲＥＦとの誤差増幅信号による本発明の制御とを比較したグラフである。図５において、従来の制御で出力された出力電圧Ｖｏｕｔは、点線で、本発明の制御で出力された出力電圧Ｖｏｕｔは、実線でそれぞれ示す。

【0058】

図５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示すように、従来の制御で温度特性がばらついた場合にも、本発明の制御は、温度依存性をキャンセルできる。さらに、絶対値バラツキの補正も同時に行うことができるため、超高精度な出力電圧を発生することができる。

【0059】

本実施の形態では、ピーク電流モード制御のＤＣＤＣコンバータ（Ｂｕｃｋコンバータ）について説明したが、目標電圧生成回路２は、目標電圧Ｖ_ＲＥＦを使用する各種の電子回路（例えば、他の電流モード制御、電圧モード制御、ヒステリシス制御等のコンバータ）に適用できる。また、電源トポロジーとしては、Ｂｏｏｓｔコンバータ、ＳＥＰＩＣコンバータ、ＣＵＫコンバータ、フラバックコンバータなど、様々な電源トポロジーに適応できる。

【0060】

本実施の形態では、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢを測定して補正係数ａ、ｂ、Δｃを算出したが、基準電圧Ｖ_ＢＧの出力端子を設け、基準電圧Ｖ_ＢＧを直接測定して補正係数ａ、ｂ、Δｃを算出しても良い。この場合は、基準電圧Ｖ_ＢＧを温度依存性に起因する出力電圧Ｖｏｕｔの温度依存性を改善できる。基準電圧Ｖ_ＢＧを温度依存性が出力電圧Ｖｏｕｔの温度依存性の主要因である場合に有効である。

【0061】

以上説明したように、本実施の形態は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢと目標電圧Ｖ_ＲＥＦとの誤差信号によって出力電圧Ｖｏｕｔを制御するＤＣＤＣコンバータであって、温度センサ１８と、基準電圧Ｖ_ＢＧを生成するＢＧ回路２１（基準電圧生成回路）と、温度Ｔの二次関数を用いて、温度センサ１８の検出温度から補償値を算出する補償演算器２４と、目標初期値Ｄ_ＲＥＦ０を補償値によって補正して目標値Ｄ_ＲＥＦを生成する減算器２５（補正器）と、基準電圧Ｖ_ＢＧを用いて目標値Ｄ_ＲＥＦを目標電圧Ｖ_ＲＥＦに変換するＤＡＣ２２（デジタルアナログ変換器）と、を備える。
この構成により、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢとの誤差信号の生成に用いる目標電圧Ｖ_ＲＥＦを温度Ｔの二次関数を用いて算出した補償値で補正しているため、出力電圧ＶｏｕｔをＳｏＣやＦＰＧＡ等の高精度な電源電圧として出力できる。

【0062】

さらに、本実施形態において、二次関数の係数が補正係数ａ、ｂ、Δｃとして出荷前検査時に書き込まれたメモリ２３を備え、補償演算器２４は、メモリ２３の補正係数ａ、ｂ、Δｃを用いて補償値を算出する。
この構成により、補正係数ａ、ｂ、Δｃは、ＩＣ検査工程にて製品の温度特性に応じたものを書き込むことができる。補償演算器２４は、製品毎の補正係数ａ、ｂ、Δｃを用いて補償値を算出できるため、製品毎に最適な温度補償を実現できる。さらに、製品毎の補正係数ａ、ｂ、Δｃを用いて算出された補償値は、同時に絶対値ばらつきも補正することができるため、トータルでの出力電圧Ｖｏｕｔの精度も改善できる。

【0063】

さらに、本実施形態において、補正係数ａ、ｂ、Δｃは、異なる３通りの温度環境下（温度Ｔ_１、Ｔ_２、Ｔ_３）において、ＤＡＣ２２によって目標初期値Ｄ_ＲＥＦ０から変換した目標初期電圧Ｖ_ＲＥＦ０を用いた制御でそれぞれ実測されたフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ１、Ｖ_ＦＢ２、Ｖ_ＦＢ３に基づいて、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢを温度の二次関数としてモデル化して算出される。

【0064】

さらに、本実施形態において、出荷前検査時に書き込まれた、異なる３通りの温度環境下（温度Ｔ_１、Ｔ_２、Ｔ_３）において、ＤＡＣ２２によって目標初期値Ｄ_ＲＥＦ０から変換した目標初期電圧Ｖ_ＲＥＦ０を用いた制御でそれぞれ実測されたフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ１、Ｖ_ＦＢ２、Ｖ_ＦＢ３を実測値として記憶するメモリ２３を備え、補償演算器２４は、メモリ２３の実測値（温度Ｔ_１、Ｔ_２、Ｔ_３、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ１、Ｖ_ＦＢ２、Ｖ_ＦＢ３）に基づいて、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢを温度の二次関数としてモデル化して補正係数ａ、ｂ、Δｃを算出し、算出した補正係数ａ、ｂ、Δｃを用いて補償値を算出する。

【0065】

なお、補正係数ａ、ｂ、Δｃの算出方法は、本発明の実施形態に限定されず、最小二乗法などによって算出しても良い。
また、ＩＣ検査工程におけるフィードバック電圧の測定は、異なる３通りの温度環境下に限定されるものではなく、異なる４通り、異なる５通りのように、測定温度を増やすことも可能である。

【0066】

なお、本発明が上記各実施の形態に限定されず、本発明の技術思想の範囲内において、各実施の形態は適宜変更され得ることは明らかである。また、上記構成部材の数、位置、形状等は上記実施の形態に限定されず、本発明を実施する上で好適な数、位置、形状等にすることができる。なお、同一構成要素には、各図において、同一符号を付している。

【符号の説明】

【0067】

１ 制御回路
２ 目標電圧生成回路
１１ 直列回路
１２ フリップフロップ
１３ 発振回路（ＯＳＣ）
１４ ドライブ回路
１５ アンプ
１６ コンパレータ
１７ 電流検出回路（ＣＳ）
１８ 温度センサ
２１ ＢＧ回路（バンドギャップリファレンス回路）
２２ ＤＡＣ（デジタルアナログ変換回路）
２３ メモリ
２４ 補償演算器
２５ 減算器

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】