特開 2023-181091 アクティブクランプフライバックコンバータ及び制御ＩＣ

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2023181091

(43)【公開日】2023-12-21

(54)【発明の名称】アクティブクランプフライバックコンバータ及び制御ＩＣ

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20231214BHJP

【ＦＩ】

H02M3/28 Q

【審査請求】未請求

【請求項の数】10

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2023077680

(22)【出願日】2023-05-10

(31)【優先権主張番号】P 2022093972

(32)【優先日】2022-06-09

(33)【優先権主張国・地域又は機関】JP

(71)【出願人】

【識別番号】000106276

【氏名又は名称】サンケン電気株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100083806

【弁理士】

【氏名又は名称】三好 秀和

(74)【代理人】

【識別番号】100101247

【弁理士】

【氏名又は名称】高橋 俊一

(74)【代理人】

【識別番号】100095500

【弁理士】

【氏名又は名称】伊藤 正和

(74)【代理人】

【識別番号】100098327

【弁理士】

【氏名又は名称】高松 俊雄

(72)【発明者】

【氏名】麻生 真司

【テーマコード（参考）】

5H730

【Ｆターム（参考）】

5H730AA02

5H730AA14

5H730AS01

5H730BB43

5H730BB66

5H730DD04

5H730EE02

5H730EE07

5H730EE59

5H730FD01

5H730FD24

5H730FG02

5H730VV01

(57)【要約】

【課題】トランスの二次側の同期整流化を容易かつ低損失にでき、トランスのコア損失が低減された高効率のアクティブクランプフライバックコンバータ及び制御ＩＣ。
【解決手段】本発明は、主スイッチＱＬのオフ期間中にクランプスイッチＱＨをオンオフさせる制御部２を備える。制御部２は、クランプスイッチのオンタイミングが、励磁電流がゼロになる時刻よりクランプスイッチがオンした時に形成されるクランプコンデンサＣａｃとリーケージインダクタンスＬｌｋの共振回路の共振周期の１／２から共振周期の１．２２倍の手前で、且つ、オフタイミングが励磁電流がゼロになる時刻より手前で、且つ、オン期間をクランプコンデンサとリーケージインダクタンスとの共振周期の１／２以上に設定し、クランプスイッチをオンオフすることで、リーケージインダクタンスＬｌｋに蓄積されたエネルギーを二次側に回生出力するとともに、二次側の電流が１つの電流波形となる。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

直流電源の両端に、主スイッチと一次巻線とが直列に接続された第１直列回路が接続され、前記第１直列回路の接続点と前記直流電源のいずれか一端に、クランプスイッチとクランプコンデンサとが直列接続され、前記主スイッチと前記クランプスイッチをオンオフする制御部とを備え、
前記制御部は、前記主スイッチをオンオフする第１オン信号と、前記主スイッチがオフしている期間に、前記クランプスイッチをオンオフする第２オン信号を備え、
前記第２オン信号は、前記クランプスイッチがオンした時に形成される前記クランプコンデンサとリーケージインダクタンスの共振回路の共振周期の１／２周期時間経過後に反転して前記クランプコンデンサを充電する方向に流れる共振電流が前記一次巻線の励磁インダクタンスの励磁電流で制限されるオンタイミングに設定され、
前記クランプスイッチがオンした時に前記クランプコンデンサを放電する共振電流と反転した前記共振電流と前記励磁電流で制限される電流が前記クランプコンデンサの充放電を１回だけ行うように前記第２オン信号のオン期間を前記共振周期の１／２以上に設定し、
前記第２オン信号で前記クランプスイッチをオンオフするアクティブクランプフライバックコンバータ。

【請求項2】

前記制御部は、前記第２オン信号のオンタイミングを、
前記励磁電流がゼロになる時刻より前記共振周期の１／２から前記共振周期の１．２２倍の手前で、且つ、オフタイミングが前記励磁電流がゼロになる時刻の手前で、且つ、前記第２オン信号のオン期間を前記クランプコンデンサと前記一次巻線のリーケージインダクタンスとの共振周期の１／２以上に設定する、請求項１のアクティブクランプフライバックコンバータ。

【請求項3】

前記制御部は、前記励磁インダクタンスの励磁電流がゼロになってから前記主スイッチの電圧振動のボトムを検出するボトム検出手段を備え、
前記ボトム検出手段により検出した主スイッチの電圧最小時刻で、前記主スイッチをオンさせる、請求項１又は２に記載のアクティブクランプフライバックコンバータ。

【請求項4】

前記制御部は、前記励磁電流を検出する励磁電流検出部と、しきい値を生成するしきい値生成部とを備え、
前記励磁電流検出部で検出された前記励磁電流が前記しきい値生成部で生成された前記しきい値になったときに前記第２オン信号のオンタイミングとして、前記第２オン信号を送出する、請求項１又は２に記載のアクティブクランプフライバックコンバータ。

【請求項5】

前記しきい値生成部は、出力電圧に応じて前記しきい値を変更する請求項４に記載のアクティブクランプフライバックコンバータ。

【請求項6】

直流電源の両端に、主スイッチと一次巻線とが直列に接続された第１直列回路が接続され、前記第１直列回路の接続点と前記直流電源のいずれか一端に、クランプスイッチとクランプコンデンサとが直列接続され、前記主スイッチと前記クランプスイッチをオンオフする制御部とを備え、
前記制御部は、前記主スイッチをオンオフする第１オン信号と、前記主スイッチがオフしている期間に、前記クランプスイッチをオンオフする第２オン信号を備え、
前記第２オン信号は、前記クランプスイッチがオンした時に形成される前記クランプコンデンサとリーケージインダクタンスの共振回路の共振周期の１／２周期時間経過後に反転して前記クランプコンデンサを充電する方向に流れる共振電流が前記一次巻線の励磁インダクタンスの励磁電流で制限されるオンタイミングに設定され、
前記クランプスイッチがオンした時に前記クランプコンデンサを放電する共振電流と反転した前記共振電流と前記励磁電流で制限される電流が前記クランプコンデンサの充放電を１回だけ行うように前記第２オン信号のオン期間を前記共振周期の１／２以上に設定し、
前記第２オン信号で前記クランプスイッチをオンオフするアクティブクランプフライバックコンバータの制御部を備える制御ＩＣ。

【請求項7】

前記制御部は、前記第２オン信号のオンタイミングを、
前記励磁電流がゼロになる時刻より前記共振周期の１／２から前記共振周期の１．２２倍の手前で、且つ、オフタイミングが前記励磁電流がゼロになる時刻の手前で、且つ、前記第２オン信号のオン期間を前記クランプコンデンサと前記一次巻線のリーケージインダクタンスとの共振周期の１／２以上に設定する、請求項６に記載の制御ＩＣ。

【請求項8】

前記制御部は、前記励磁インダクタンスの励磁電流がゼロになってから前記主スイッチの電圧振動のボトムを検出するボトム検出手段を備え、
前記ボトム検出手段により検出した主スイッチの電圧最小時刻で、前記主スイッチをオンさせる、請求項６又は７に記載の制御ＩＣ。

【請求項9】

前記制御部は、前記励磁電流を検出する励磁電流検出部と、しきい値を生成するしきい値生成部とを備え、
前記励磁電流検出部で検出された前記励磁電流が前記しきい値生成部で生成された前記しきい値になったときに前記第２オン信号のオンタイミングとして、前記第２オン信号を送出する、請求項６又は７に記載の制御ＩＣ。

【請求項10】

前記しきい値生成部は、出力電圧に応じて前記しきい値を変更する請求項９に記載の制御ＩＣ。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、アクティブクランプフライバックコンバータ及び制御ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）に関する。

【背景技術】

【0002】

アクティブクランプフライバックコンバータの代表的な回路構成は特許文献１の図１に記載され、アクティブクランプスイッチＳ２の制御方法により、相補的制御（ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ ｃｏｎｔｒｏｌ）と非相補的制御（ｎｏｎ－ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ ｃｏｎｔｒｏｌ）が提案されている。

【0003】

相補的制御の動作波形は特許文献１の図２Ａから図２Ｄに示されたように、クランプスイッチＳ２は、主スイッチＳ１のオフ期間を補うようにオン期間を設定した動作である。

【0004】

主スイッチＳ１がオフした後、クランプスイッチＳ２のオン期間では、クランプコンデンサＣ２とトランスのリーケージインダクタンスＬｓの共振周期（Ｔｃａｌｋ）の共振動作となる。

【0005】

フライバックコンバータでは、主スイッチＳ１のオフ期間、つまり相補的制御におけるクランプスイッチＳ２のオン期間は、出力電流が減少すると短くなる。従って、クランプスイッチＳ２のオン期間がＴｃａｌｋ／２より短くなると、特許文献１の図２Ａから図２Ｄに示されたように、共振電流の途中でクランプスイッチＳ２がオフすることになる。

【0006】

その結果、二次側電流Ｉｓｅｃは急峻にオフする。この急峻な電流変化でスイッチＳ３のリカバリ電流と配線の寄生インダクタンスや浮遊容量により高周波の振動を発生させるという問題点が指摘されている。

【0007】

非相補的制御の動作波形は特許文献１の図３Ａから図３Ｅ、および図４で示されたように、クランプスイッチＳ２は、トランスの励磁電流ＩＬｍがゼロになる時点でオンする。

【0008】

非相補的制御でもクランプスイッチＳ２のオン期間で共振周期（Ｔｃａｌｋ）の共振動作となる。従来の非相補的制御では、クランプスイッチＳ２のオン期間は共振電流が流れている期間にクランプスイッチＳ２をオフする。この場合、相補的制御と同様に二次側電流Ｉｓｅｃは急峻にオフする。従って、この急峻な電流変化でスイッチＳ３のリカバリ電流と配線の寄生インダクタンスや浮遊容量により高周波の振動を発生させるという問題点が指摘されている。

【0009】

特許文献１では、非相補的制御で新たに図６、図７に示すような制御が提案されている。クランプスイッチＳ２のオン期間を共振周期（Ｔｃａｌｋ）の半周期より長くする。

【0010】

このように制御することで二次側電流Ｉｓｅｃが急峻にオフすることはなくなり、スイッチＳ３のリカバリ電流と配線の寄生インダクタンスや浮遊容量による高周波の振動を改善することができる。

【0011】

また、励磁電流ＩＬｍがゼロになってから、クランプスイッチＳ２を閉じるので、共振電流が流れている期間に励磁電流は負方向に電流が流れる。共振電流が流れ終わった後は、励磁電流のみを負方向に流すことができるので、コンデンサＣ１の電荷を引き抜くエネルギー以上に励磁電流ＩＬｍを負方向に電流を流すことで主スイッチＳ１のゼロボルトスイッチが可能となることが提案されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0012】

【特許文献1】欧州特許第３７２６７１６号明細書

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0013】

しかしながら、特許文献１は、トランスの励磁電流がゼロになった時点でクランプスイッチＳ２をターンオンするため、次のような問題点がある。

【0014】

第１の問題点としては、二次側の整流電流Ｉｓｅｃは三角波の電流がゼロになってから共振電流が流れる。このような電流波形が一度ゼロになってから再び電流が流れる２つの電流波形では二次側の同期整流制御が困難となる。また、二次側の電流の実効値も増加するので、損失も悪化する。第２の問題点は、トランスの励磁電流を負方向に流すため、トランスの磁束変化量が増加しトランスのコア損失が増加する。

【0015】

本発明の課題は、トランスの二次側の同期整流化を容易かつ低損失にでき、トランスのコア損失を低減した高効率のアクティブクランプフライバックコンバータ及び制御ＩＣを提供する。

【課題を解決するための手段】

【0016】

本発明に係るアクティブクランプフライバックコンバータは、直流電源（Ｖｉｎ）の両端に、主スイッチ（ＱＬ）と電圧共振コンデンサ（Ｃｖ）の第１並列回路と一次巻線（Ｎｐ）とが直列に接続された第１直列回路が接続され、一次巻線（Ｎｐ）の両端にはクランプスイッチ（ＱＨ）とクランプコンデンサ（Ｃａｃ）とが直列接続された第２直列回路が接続され、一次巻線（Ｎｐ）と電磁結合した二次巻線（ＮＳ）を有するトランス（Ｔ）を備え、トランス（Ｔ）は、一次巻線（Ｎｐ）に励磁インダクタンス（Ｌｍ）を有し、一次巻線（Ｎｐ）にリーケージインダクタンス（Ｌｌｋ）を有するように一次巻線と二次巻線の結合係数が１未満で構成され、二次巻線（Ｎｓ）の両端には、ダイオード（Ｄｓ）と出力コンデンサ（Ｃｏ）とが直列接続された第３直列回路が接続される。

【0017】

コンバータは、主スイッチ（ＱＬ）をオンオフし、主スイッチ（ＱＬ）がオフ期間にクランプスイッチ（ＱＨ）をオンオフする制御部（２）を備え、制御部（２）は、主スイッチ（ＱＬ）がオフし、トランス（Ｔ）の励磁電流が減少しゼロになる時刻を（ｔｚ）とし、クランプコンデンサ（Ｃａｃ）とリーケージインダクタンス（Ｌｌｋ）との共振周期をＴｃａｌｋとして、クランプスイッチ（ＱＨ）の、ターンオン時刻を、時刻（ｔｚ）より、０．５×Ｔｃａｌｋから１．２２×Ｔｃａｌｋ手前で、且つ、ターンオフ時刻を、励磁電流がゼロになる時刻ｔｚより手前で、且つ、オン幅を０．５×Ｔｃａｌｋ以上とすることで、トランス（Ｔ）のリーケージインダクタンス（Ｌｌｋ）に蓄積されたリークエネルギーを二次側に回生出力するとともに、二次側の電流が１つの電流波形となる。

【発明の効果】

【0018】

本発明によれば、トランスの二次側の同期整流化を容易かつ低損失にでき、且つクランプスイッチのオンによりトランスに負方向の励磁電流を流さないので、トランスのコア損失を低減した高効率のアクティブクランプフライバックコンバータ及び制御ＩＣを構成することができる。

【図面の簡単な説明】

【0019】

【図1】図１は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの構成図である。

【図2】図２は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの変形例を示す図である。

【図3】図３は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの第１の動作波形を示す図である。

【図4】図４（ａ）～図４（ｄ）は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの期間Ｔ１からＴ４の電流経路を示す図である。

【図5】図５（ａ）～図５（ｃ）は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの期間Ｔ５からＴ８の電流経路を示す図である。

【図6】図６は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの第２の動作波形を示す図である。

【図7】図７は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの第３の動作波形を示す図である。

【図8】図８は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの第４の動作波形を示す図である。

【図9】図９は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの第５の動作波形を示す図である。

【図10】図１０はクランプスイッチのオンタイミングについて説明する図である。

【図11】図１１は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの具体例を示す図である。

【図12】図１２は図３に示す第１の動作波形における図１１の制御部２ａの動作波形を示す図である。

【図13】図１３は図６に示す第２の動作波形における図１１の制御部２ａの動作波形を示す図である。

【図14】図１４は図７に示す第３の動作波形における図１１の制御部２ａの動作波形を示す図である。

【図15】図１５は図８に示す第４の動作波形における図１１の制御部２ａの動作波形を示す図である。

【図16】図１６は本発明の第２の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの構成図である。

【図17】図１７は本発明の第２の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの第１変形例を示す図である。

【図18】図１８は本発明の第２の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの第２変形例を示す図である。

【図19】図１９は本発明の第２の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの第３変形例を示す図である。

【図20】図２０は本発明の第２の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの第４変形例を示す図である。

【図21】図２１は本発明の第２の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの第５変形例を示す図である。

【図22】図２２は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータのクランプスイッチのボディダイオードＢＤＨのリカバリ電流が大きい場合の動作波形図である。

【発明を実施するための形態】

【0020】

以下、本発明のいくつかの実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータ（ＡＣＦ）及び制御ＩＣを、図面を参照しながら詳細に説明する。各実施形態に係るＡＣＦの図中の同一または相当部分には、同一符号を付してその説明を省略する。

【0021】

制御ＩＣは、アクティブクランプフライバックコンバータの制御部を集積化した回路である。本発明は、いくつかの実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの制御部を備える制御ＩＣにも適用可能である。

【0022】

（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの構成図である。第１の実施に係るアクテイブクランプフライバックコンバータは、直流電源Ｖｉｎの両端に主スイッチＱＬとトランスＴの一次巻線Ｎｐとが直列に接続された第１直列回路を備え、一次巻線Ｎｐの両端にクランプスイッチＱＨとクランプコンデンサＣａｃとが直列接続された第２直列回路を備える。

【0023】

主スイッチＱＬとクランプスイッチＱＨは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）からなり、それぞれドレインとソース間にボディダイオードＢＤＬ，ＢＤＨを有する。また、ＭＯＳＦＥＴはドレイン－ソース間に出力容量Ｃｏｓｓを有し、その容量が共振動作に現れる。動作説明の便宜上、図１では主スイッチＱＬの両端に電圧共振コンデンサ（Ｃｖ）を含めている。電圧共振コンデンサ（Ｃｖ）は、ＭＯＳＦＥＴの出力容量Ｃｏｓｓでもよいし、別途コンデンサを追加してもよい。

【0024】

さらに、コンバータは一次巻線Ｎｐと電磁結合した二次巻線Ｎｓ有するトランスＴを備え、トランスＴは、一次巻線Ｎｐに励磁インダクタンスＬｍを有し、一次巻線ＮｐにリーケージインダクタンスＬｌｋを有するように一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓの結合係数が１未満で構成されている。二次巻線Ｎｓの両端には、ダイオードＤｓと出力コンデンサＣｏとが直列接続された第３直列回路が接続される。

【0025】

コンバータは、出力コンデンサＣｏの出力電圧を検出する出力電圧検出部１と、出力電圧検出部１で検出された出力電圧に基づき主スイッチＱＬをオンオフさせ、主スイッチＱＬのオフ期間中クランプスイッチＱＨをオンオフさせる制御部２を備える。

【0026】

制御部２は、主スイッチＱＬをオンオフする第１オン信号ＶｇｓＬとクランプスイッチＱＨをオンオフする第２オン信号ＶｇｓＨとを備える。

【0027】

第２オン信号ＶｇｓＨは、クランプスイッチＱＨがオンした時に形成されるクランプコンデンサＣａｃとリーケージインダクタンスＬｌｋの共振回路の共振周期の１／２周期時間経過後に反転してクランプコンデンサＣａｃを充電する方向に流れる共振電流が一次巻線の励磁インダクタンスの励磁電流で制限されるオンタイミングに設定される。クランプスイッチＱＨがオンした時にクランプコンデンサＣａｃを放電する共振電流と反転した前記共振電流と励磁電流で制限される電流がクランプコンデンサＣａｃの充放電を１回だけ行うように第２オン信号のオン期間を共振周期の１／２以上に設定する。

【0028】

制御部２は、第２オン信号でクランプスイッチＱＨがオンした時に形成されるクランプコンデンサＣａｃとリーケージインダクタンスの共振回路の共振周期の１／２周期時間経過後に反転してクランプコンデンサＣａｃを充電する方向に流れる共振電流が一次巻線の励磁インダクタンスの励磁電流で制限されるオンタイミングに設定され、クランプスイッチＱＨがオンした時にクランプコンデンサＣａｃを放電する共振電流と反転した共振電流と励磁電流で制限される電流がクランプコンデンサＣａｃの充放電を１回だけ行うように第２オン信号のオン期間を共振周期の１／２以上に設定し、第２オン信号でクランプスイッチＱＨをオンオフする。

【0029】

制御部２は、トランスＴの励磁電流ＩＬｍが減少しゼロになる時刻をｔｚとし、クランプコンデンサＣａｃとリーケージインダクタンスＬｌｋとの共振周期をＴｃａｌｋとして、第２オン信号ＶｇｓＨのパルス信号のターンオン時刻を、時刻ｔｚより１．２２×Ｔｃａｌｋ手前以降で、且つ、ターンオフ時刻を、励磁電流がゼロになる時刻ｔｚより手前で、且つ、オン幅を０．５×Ｔｃａｌｋ以上としたパルスを生成し、クランプスイッチＱＨを制御する。

【0030】

より具体的には、制御部２は、第２オン信号のオンタイミングを、励磁電流がゼロになる時刻ｔｚより共振周期Ｔｃａｌｋの１／２から共振周期Ｔｃａｌｋの１．２２倍の手前で、且つ、オフタイミングが励磁電流がゼロになる時刻ｔｚより手前で、且つ、第２オン信号のオン期間（オン幅）をクランプコンデンサＣａｃと一次巻線ＮｐのリーケージインダクタンスＬｌｋとの共振周期の１／２以上に設定する。

【0031】

これにより、クランプスイッチＱＨのオンにより励磁電流を負方向に流すことなく、主スイッチＱＬのオン期間にリーケージインダクタンスＬｌｋに蓄積されたリークエネルギーを二次側に回生出力することを特徴とする。

【0032】

従来のアクティブクランプ回路を付加したフライバックコンバータは、ＤＣＲスナバ回路を付加したフライバックコンバータと比べ、トランスＴのリーケージインダクタンスＬｌｋに蓄積されたリークエネルギーを回収し、トランスＴの励磁電流を負方向に流すことで主スイッチＱＬのゼロボルトスイッチを実現し高効率なコンバータが実現できる。

【0033】

そのため、クランプスイッチＱＨをオンした時にリーケージインダクタンスＬｌｋとクランプコンデンサＣａｃの共振動作による共振電流とトランスＴの励磁電流を負方向に流すことを前提にスイッチのタイミングが設定されている。

【0034】

しかしながら、励磁電流を負方向に流すことで励磁電流も増加し、トランスＴの磁束変化も増加するので、トランスＴの銅損、鉄損が増加する。このトランスＴの損失増加分が、主スイッチＱＬのターンオン時のＺＶＳ化によるスイッチング損失低減分より大きい場合は、励磁電流を負方向に流す必要はない。

【0035】

従って、従来のフライバックコンバータで用いられるような、主スイッチＱＬのターンオンタイミングは、トランスＴの励磁電流がゼロになった時点から発生する電圧共振コンデンサＣｖとトランスＴの励磁インダクタンス（Ｌｍ＋Ｌｌｋ）との電圧共振の最小値で主スイッチＱＬをオンする（ボトムスイッチング制御）。これにより、従来のＡＣＦより安易に尚且つ高効率なコンバータを構成することが可能になる。

【0036】

なお、主スイッチＱＬのスイッチング損失は、出力容量Ｃｏｓｓの小さなスイッチング素子を使用することで小さくできる。従ってＧａＮ―ＦＥＴなどの出力容量Ｃｏｓｓが小さな素子を使用すればボトムスイッチ制御を行う必要がなくなるが、より高効率な制御とするにはボトムスイッチング制御が望ましい。

【0037】

（変形例）
図２は、図１の本発明の第１の実施形態に係るＡＣＦの変形例を示す図である。図２では、クランプスイッチＱＨがＰチャネルＭＯＳＦＥＴであり、クランプスイッチＱＨのソースが主スイッチＱＬのソースに接続され、クランプスイッチＱＨのドレインがクランプコンデンサＣａｃの一端に接続され、クランプコンデンサＣａｃの他端が主スイッチＱＬのドレインに接続されている。本説明では図１の構成図で説明を行うが、本発明の適用範囲は図２のように変形したＡＣＦにも適用される。

【0038】

図３は本発明の第１の実施形態に係るＡＣＦの第１の動作波形を示す図である。図３において、Ｔｍｉｎは最小スイッチング周期である。ＶｇｓＬは、主スイッチＱＬのゲート信号である。ＶｇｓＨは、クランプスイッチＱＨのゲート信号である。ＶＱＬは主スイッチＱＬのドレインとソース間の電圧である。ＩＱＬは主スイッチＱＬのドレイン電流である。ＩＬｍは励磁インダクタンスＬｍの励磁電流である。ＶＱＨはクランプスイッチＱＨのドレインとソース間の電圧である。ＩＱＨはクランプスイッチＱＨのドレイン電流である。

【0039】

ＩＣａｃは、クランプコンデンサＣａｃの電流である。ＩＤｓはダイオードＤｓの電流である。主スイッチＱＬのオン期間にトランスＴの励磁インダクタンスＬｍに蓄積した励磁電流ＩＬｍが、主スイッチＱＬがオフした後減少しゼロになる時刻を時刻ｔｚとし、クランプコンデンサＣａｃとリーケージインダクタンスＬｌｋとの共振周期はＴｃａｌｋとする。

【0040】

励磁電流ＩＬｍが減少しゼロになる時刻ｔｚは、図３に示すように時刻ｔ７である。本発明ではＶｇｓＨのパルスＰ２は、ターンオン時刻を励磁電流がゼロになる時刻ｔｚより１．２２Ｔｃａｌｋ手前以降で、且つターンオフ時刻を励磁電流がゼロになる時刻ｔｚより手前で、且つオン幅０．５Ｔｃａｌｋ以上としたパルスを生成することを特徴としている。

【0041】

このため、図３では、オン時刻をトランスＴの励磁電流ＩＬｍがゼロになる時刻ｔ７よりＴｃａｌｋ以前の時刻とし、オン期間を０．７５Ｔｃａｌｋとすることで、パルスＰ２のオフがトランスＴの励磁電流ＩＬｍがゼロになる時刻ｔ７より０．２５Ｔｃａｌｋ以前になるように設定される。

【0042】

また、パルスＰ２の生成方法は、励磁電流ＩＬｍを検出して、検出した励磁電流ＩＬｍが減少中にパルスＰ２がトランスＴの励磁電流ＩＬｍがゼロになる時刻ｔ７よりＴｃａｌｋ以前の前記タイミングでターンオンするように予め設定したしきい値ＯＮ－ｔｈと一致した時点でパスルＰ２をターンオンさせる。Ｔｃａｌｋはコンバータを設計した段階で決まるので、パスルＰ２のパルス幅は、励磁電流がゼロになる前で且つ０．５Ｔｃａｌｋ以上に設定することで容易に設定できる。

【0043】

また、励磁電流の減少中の傾きの絶対値は出力電圧に比例するので、しきい値ＯＮ－ｔｈを出力電圧に比例させることで出力電圧が変化してもパルスＰ２のオンタイミングはトランスＴの励磁電流ＩＬｍがゼロになる時刻ｔ７よりＴｃａｌｋ以前の前記タイミングで生成できる。

【0044】

次に、図４（ａ）～図４（ｄ）、図５（ａ）～図５（ｃ）を参照しながら、図３に示す第１の動作波形の期間Ｔ１～Ｔ８の動作を説明する。

【0045】

まず、図４（ａ）を参照して期間Ｔ１の動作を説明する。期間Ｔ１では、時刻ｔ０において、主スイッチＱＬがターンオンすることで、Ｖｉｎ正極→Ｌｌｋ→Ｌｍ→ＱＬ→Ｖｉｎ負極の経路で電流が流れる。

【0046】

このとき、トランスＴの励磁インダクタンスＬｍに励磁電流ＩＬｍが流れ、励磁電流ＩＬｍは直線的に増加し、励磁インダクタンスＬｍにエネルギーが蓄積される。リーケージインダクタンスＬｌｋにも励磁インダクタンスＬｍに流れる励磁電流と同じ電流が流れるため、リーケージインダクタンスＬｌｋにもリークエネルギーが蓄積される。時刻ｔ１において、主スイッチＱＬがオフする。

【0047】

次に、図４（ｂ）を参照して期間Ｔ２の動作を説明する。期間Ｔ２では、時刻ｔ１において、主スイッチＱＬがオフとなり、トランスＴのリーケージインダクタンスＬｌｋに蓄積されたリークエネルギーは、二次側には流れることはできない。このため、リークエネルギーは、Ｌｌｋ→Ｌｍ→ＱＨ（ＢＤＨ）→Ｃａｃ→Ｌｌｋの経路で電流が流れる。

【0048】

すなわち、クランプスイッチＱＨのボディダイオードＢＤＨを通してＷ１の電流が流れ、クランプコンデンサＣａｃをＷ４の電流で充電する。この時、クランプコンデンサＣａｃの電圧がＮ・Ｖｏ以下であるため、トランスＴの励磁インダクタンスＬｍに蓄積されたエネルギーがクランプコンデンサＣａｃを充電する。

【0049】

次に、図４（ｃ）を参照して期間Ｔ３の動作を説明する。時刻ｔ２はクランプコンデンサＣａｃの電圧がＮ・Ｖｏになった時点であるが、期間Ｔ３でも期間Ｔ２同様に、リーケージインダクタンスＬｌｋに蓄積されたリークエネルギーが、Ｌｌｋ→Ｌｍ→ＱＨ（ＢＤＨ）→Ｃａｃ→Ｌｌｋの経路で電流が流れ、クランプスイッチＱＨのボディダイオードＢＤＨを通してＷ１の電流が流れ、クランプコンデンサＣａｃをＷ４の電流で充電する。

【0050】

しかし、時刻ｔ２でクランプコンデンサＣａｃの電圧がＮ・Ｖｏになったことで、トランスＴの励磁インダクタンスＬｍに蓄積されたエネルギーはＬｍ→Ｎｐと流れ始め、トランスＴの二次巻線からＮｓ→Ｄｓ→Ｃｏ→Ｎｓの経路で電流が流れ始める。

【0051】

従って、励磁インダクタンスＬｍの電圧はＮ・Ｖｏとなり、Ｌｌｋ→Ｌｍ→ＱＨ（ＢＤＨ）→Ｃａｃ→Ｌｌｋの経路で流れる電流はＴｃａｌｋを共振周期とする共振電流となり、時刻ｔ２から０．２５Ｔｃａｌｋ経過後の時刻ｔ３でゼロとなる。リーケージインダクタンスＬｌｋに蓄積されたリークエネルギーは放電を終了する。このとき、クランプコンデンサＣａｃの電圧は、リーケージインダクタンスＬｌｋに蓄積されたリークエネルギー分だけ、Ｎ・Ｖｏより高くなり、Ｎ・Ｖｏ＋αとなる。Ｎは、Ｎｐ／Ｎｓの巻数比である。

【0052】

次に、図４（ｄ）を参照して期間Ｔ４の動作を説明する。期間Ｔ４の動作は通常のフライバックコンバータと同じ動作で、励磁インダクタンスＬｍに蓄積されたエネルギーはＬｍ→Ｎｐ→Ｌｍと流れ、二次側ではＮｓ→Ｄｓ→Ｃｏ→Ｎｓと流れ、ダイオード電流ＩＤｓに電流Ｗ７が流れる。

【0053】

期間Ｔ４では、時刻ｔ３において、リーケージインダクタンスＬｌｋに蓄積されたリークエネルギーは、クランプコンデンサＣａｃにすべて充電された状態であり、期間Ｔ４ではクランプコンデンサＣａｃの電圧はＮ・Ｖｏ＋αのままである。また、一次巻線Ｎｐ間の電圧はダイオードＤｓの順方向電圧を無視するとＮ・Ｖｏであるため、主スイッチＱＬの電圧は、Ｖｉｎ＋Ｎ・Ｖｏとなる。

【0054】

次に、図５（ａ）を参照して期間Ｔ５の動作を説明する。時刻ｔ４では励磁電流ＩＬｍは二次側に電流を放電している。従って、一次巻線Ｎｐの逆起電力はＮ・Ｖｏである。時刻ｔ４でクランプスイッチＱＨをターンオンする。クランプコンデンサＣａｃの電圧はＮ・Ｖｏ＋αであり、α分の電位差がＬｌｋに印加される。このため、期間Ｔ５では、クランプコンデンサＣａｃとリーケージインダクタンスＬｌｋとの共振動作となり、Ｃａｃ→ＱＨ→Ｎｐ→Ｌｌｋ→Ｃａｃの経路で共振電流Ｗ２が流れる。また、励磁インダクタンスＬｍの励磁電流ＩＬｍはＬｍ→Ｎｐ→Ｌｍと流れている。

【0055】

従って、Ｎｐには励磁インダクタンスＬｍの励磁電流ＩＬｍと共振電流が同一方向に流れるので、二次巻線Ｎｓ側には励磁インダクタンスＬｍの放電電流となる二次側電流Ｗ７に共振電流が重畳した電流Ｗ８がＮｓ→Ｄｓ→Ｃｏ→Ｎｓと流れる。時刻ｔ５において、共振周期Ｔｃａｌｋの半周期経過し、共振電流Ｗ２がゼロになる。このとき、クランプコンデンサＣａｃの電圧は、共振動作のため、Ｎ・Ｖｏ－αとなる。

【0056】

次に、図５（ｂ）を参照して期間Ｔ６，Ｔ７の動作を説明する。期間Ｔ６では、時刻ｔ５において、共振電流が０から負になり、共振電流はＬｌｋ→Ｎｐ→ＱＨ→Ｃａｃ→Ｌｌｋと共振電流が期間Ｔ４とは逆方向に流れる。励磁インダクタンスＬｍの電流は期間Ｔ５と同じ方向でＬｍ→Ｎｐ→Ｌｍで流れている。共振電流と励磁電流ＩＬｍは逆向きに流れるため、励磁電流が共振電流よりも大きいときは、二次側に励磁電流と共振電流の差に相当する電流が流れる。

【0057】

共振電流が励磁電流と等しくなると一次側には波形Ｗ３のようにＬｌｋ→Ｌｍ→ＱＨ→Ｃａｃ→Ｌｌｋと励磁電流ＩＬｍで制限された電流が流れる。そのため、二次側には電流は流れなくなる。時刻ｔ６でクランプスイッチＱＨはターンオフするが、Ｗ３の電流はクランプスイッチＱＨのボディダイオードＢＤＨを導通する方向に流れているため、電流経路は変化しない。つまり、クランプスイッチＱＨのターンオフは励磁電流ＩＬｍがゼロになる前にオフすればよい。

【0058】

クランプスイッチＱＨのターンオン時刻を励磁電流がゼロになる時刻ｔｚより１．２２Ｔｃａｌｋ手前以降で、且つターンオフ時刻を励磁電流がゼロになる時刻ｔｚより手前で、且つオン幅を０．５Ｔｃａｌｋ以上とすれば、期間Ｔ６、Ｔ７で流れるクランプコンデンサＣａｃを充電する充電電流Ｗ６の電荷量Ｑｃは、期間Ｔ５で流れるクランプコンデンサＣａｃを放電する電荷量Ｑｄの１／２以下となる。

【0059】

このため、時刻ｔ７におけるクランコンデンサＣａｃの電圧は、Ｎ・Ｖｏ－αからＮ・Ｖｏの間の電圧Ｎ・Ｖｏ－α’となる。従って、期間Ｔ６、Ｔ７で一次巻線Ｎｐの電圧は、Ｎ・Ｖｏ以上にはならないので、励磁電流ＩＬｍが二次側へ放電することはなく、二次側の電流が１つの電流波形となる。

【0060】

次に、図５（ｃ）を参照して期間Ｔ８の動作を説明する。時刻ｔ７では、主スイッチＱＬとクランプスイッチＱＨはともにオフである。時刻ｔ７で励磁電流ＩＬｍはゼロになると、電圧共振コンデンサＣｖの電圧は、Ｖｉｎ＋Ｎ・Ｖｏ－α´であるため、電圧共振コンデンサＣｖと直流電源Ｖｉｎ間にあるＬｍ＋ＬｌｋはＮ・Ｖｏ－α´の電位差がある。

【0061】

このため、電圧共振コンデンサＣｖとトランス一次巻線のインダクタンスＬｍ＋Ｌｌｋの直列共振動作となり、Ｃｖ→Ｌｍ→Ｌｌｋ→Ｖｉｎ→Ｃｖの経路で電流が流れ、電圧共振コンデンサＣｖの電圧を降下させる。電圧共振コンデンサＣｖとトランス一次巻線のインダクタンスＬｍ＋Ｌｌｋとの共振周期をＴｃｖｌｍとすると、時刻ｔ７からＴｃｖｌｍ／２経過した時刻ｔ８で電圧共振コンデンサＣｖの電圧はＶｉｎ－Ｎ・Ｖｏ＋α´まで降下する。

【0062】

従って、主スイッチＱＬの電圧はＷ９の電圧共振波形となる。主スイッチＱＬのターンオンは、Ｔｍｉｎであらかじめ決められた最小スイッチング周期ｔｍｉｎ０以降で、主スイッチＱＬの電圧が最小値となる時刻ｔ８で再び主スイッチＱＬがターンオンすることでボトムスイッチとなり、スイッチング損失が最小となる。

【0063】

以上、クランプスイッチＱＨの、ターンオン時刻を励磁電流がゼロになる時刻ｔｚより１．２２Ｔｃａｌｋ手前以降で、且つターンオフ時刻を励磁電流がゼロになる時刻ｔｚより手前で、且つオン幅を０．５Ｔｃａｌｋ以上とすれば、期間Ｔ６、Ｔ７で流れるクランプコンデンサＣａｃを充電する充電電流Ｗ６の電荷量Ｑｃは、期間Ｔ５で流れるクランプコンデンサを放電する電荷量Ｑｄの１／２以下となるので、時刻ｔ７におけるクランコンデンサの電圧はＮ・Ｖｏ－αからＮ・Ｖｏの間の電圧Ｎ・Ｖｏ－α’となる。

【0064】

従って、期間Ｔ６、Ｔ７で一次巻線Ｎｐの電圧はＮ・Ｖｏ以上にはならないので、励磁電流ＩＬｍが二次側へ放電することはなく、二次側の電流が１つの電流波形となる。このため、二次側の同期整流化を容易かつ低損失にでき、トランスＴのリーケージインダクタンスＬｌｋに蓄積されたリークエネルギーを二次側に回生出力するとともに、尚且つクランプスイッチＱＨのオンによりトランス（Ｔ）に負方向の励磁電流を流さないので、トランスＴのコア損失を低減した高効率のＡＣＦが実現できる。

【0065】

図６は本発明の第１の実施形態に係るＡＣＦの第２の動作波形を示す図である。図３に示す第１の動作波形とは負荷電流が少なくなった場合の動作波形を示す。負荷電流が小さくなったことで主スイッチＱＬのオン時間が短くなり、励磁電流ＩＬｍの波高値も小さくなることから、主スイッチＱＬがオフしてから励磁電流がゼロになるまでの時間が短くなる。

【0066】

しかし、クランプスイッチＱＨのオンタイミングは図３の説明と同じタイミングでオンオフする。図３に示す第１の動作波形とは期間Ｔ８の部分が異なり、他の対応する期間は図３に示す第１動作波形の説明と同じ動作となるためで各期間の詳細説明は割愛し、期間Ｔ８の期間のみ説明する。図６に示すように、時刻ｔ７では主スイッチＱＬとクランプスイッチＱＨはともにオフである。

【0067】

時刻ｔ７で励磁電流ＩＬｍはゼロになると、電圧共振コンデンサＣｖの電圧は、Ｖｉｎ＋Ｎ・Ｖｏ－α´であるため、電圧共振コンデンサＣｖと直流電源Ｖｉｎ間にあるＬｍ＋ＬｌｋはＮ・Ｖｏ－α´の電位差がある。このため、電圧共振コンデンサＣｖとトランスＴの一次巻線ＮｐのインダクタンスＬｍ＋Ｌｌｋの直列共振動作となり、Ｃｖ→Ｌｍ→Ｌｌｋ→Ｖｉｎ→Ｃｖの経路で電流が流れ、電圧共振コンデンサＣｖの電圧を降下させる。

【0068】

ここで電圧共振コンデンサＣｖとトランスＴの一次巻線ＮｐのインダクタンスＬｍ＋Ｌｌｋとの共振周期をＴｃｖｌｍとすると、時刻ｔ５からＴｃｖｌｍ／２経過した時刻で電圧共振コンデンサＣｖの電圧はＶｉｎ－Ｎ・Ｖｏ＋α´まで降下する。

【0069】

図６では、主スイッチＱＬの１回目の最小電圧がｔ０からｔｍｉｎ０経過していないので、Ｔｍｉｎの信号は“Ｌ”である。従って１回目の最小電圧では主スイッチＱＬはターンオンしない。従って、主スイッチＱＬ、クランプスイッチＱＨがオフのままであるので、共振動作を継続し、主スイッチＱＬの電圧ＶＱＬはＷ９のように電圧共振波形となる。時刻ｔ７から１．５×Ｔｃｖｌｍ経過後の時刻ｔ８で主スイッチＱＬの電圧ＶＱＬは再び最小電圧になる。この時刻ではＴｍｉｎはｔｍｉｎ０経過しているので“Ｈ”となっており、主スイッチＱＬのゲート信号Ｖｇｓｌは、“Ｈ”となって、時刻ｔ８で主スイッチＱＬはターンオンする。

【0070】

図７は本発明の第１の実施形態に係るＡＣＦの第３の動作波形を示す図である。図６に示す第２の動作波形から更に負荷電流が少なくなった場合の動作波形を示す。主スイッチＱＬのオン時間が更に短くなり、励磁電流ＩＬｍの波高値も更に小さくなり、主スイッチＱＬがオフしてから励磁電流がゼロになるまでの時間が更に短くなる。

【0071】

クランプスイッチＱＨのオンタイミングは図３の説明と同じタイミングでオンオフするが、リーケージインダクタンスＬｌｋに蓄積されたリークエネルギーをクランプコンデンサＣａｃに移動する期間Ｔ３にクランプスイッチＱＨがターンオンする。

【0072】

従って、図６とは期間Ｔ３、Ｔ４の部分が異なるので、他の対応する期間は図６に示す第２動作波形の説明と同じ動作となるためで各期間の詳細説明は割愛し、期間Ｔ３、Ｔ４の期間のみ説明する。

【0073】

図７の動作波形では、リーケージインダクタンスＬｌｋに蓄えられたリークエネルギーがクランプスイッチＱＨのボディダイオードＢＤＨを通してクランプコンデンサＣａｃへ電流が流れている期間は期間Ｔ３となり、クランプスイッチＱＨのオンタイミングは時刻ｔ３となる。

【0074】

図３、図６、図７は、クランプスイッチＱＨのオン時刻をトランスＴの励磁電流ＩＬｍがゼロになる時刻ｔ７よりＴｃａｌｋ以前の時刻とし、オン期間を０．７５Ｔｃａｌｋとすることで、パルスＰ２のオフがトランスＴの励磁電流ＩＬｍがゼロになる時刻ｔ７より０．２５Ｔｃａｌｋ以前になるように設定される。クランプスイッチのオフ時刻は、共振電流が流れ始める時刻ｔ４から０．５Ｔｃａｌｋ後で且つ励磁電流がゼロになるまでの期間Ｔ６、Ｔ７であればよい。従って、オン時刻は共振電流が流れ始める時刻ｔ４より０．２５Ｔｃａｌｋ前まで早まっても動作波形は変わらない。

【0075】

以上、図７においてもクランプスイッチＱＨの、ターンオン時刻を励磁電流がゼロになる時刻ｔｚより１．２２Ｔｃａｌｋ手前以降で、且つターンオフ時刻を励磁電流がゼロになる時刻ｔｚより手前で、且つオン幅を０．５Ｔｃａｌｋ以上にする。このようにすれば、期間Ｔ６、Ｔ７で流れるクランプコンデンサＣａｃを充電する充電電流Ｗ６の電荷量Ｑｃは、期間Ｔ５で流れるクランプコンデンサを放電する電荷量Ｑｄの１／２以下となるので、時刻ｔ７におけるクランコンデンサの電圧はＮ・Ｖｏ－αからＮ・Ｖｏの間の電圧Ｎ・Ｖｏ－α’となる。

【0076】

従って、期間Ｔ６、Ｔ７で一次巻線Ｎｐの電圧はＮ・Ｖｏ以上にはならないので、励磁電流ＩＬｍが二次側へ放電することはなく、二次側の電流が１つの電流波形となり、二次側の同期整流化を容易かつ低損失にでき、トランス（Ｔ）のリーケージインダクタンス（Ｌｌｋ）に蓄積されたリークエネルギーを二次側に回生出力するとともに、尚且つクランプスイッチ（ＱＨ）のオンによりトランス（Ｔ）に負方向の励磁電流を流さないので、トランス（Ｔ）のコア損失が低減された高効率のＡＣＦが実現できる。

【0077】

クランプスイッチＱＨのターンオン時刻を励磁電流がゼロになる時刻ｔｚより１．２２Ｔｃａｌｋ手前以降にすることで、期間Ｔ６、Ｔ７で流れるクランプコンデンサＣａｃを充電する充電電流Ｗ６の電荷量Ｑｃが、期間Ｔ５で流れるクランプコンデンサを放電する電荷量Ｑｄの１／２以下となる説明をする。まず、電荷量Ｑｃが電荷量Ｑｄの１／２とすると、時刻ｔ７のクランプコンデンサＣａｃの電圧はＮ・Ｖｏとなる。従って、図３、図６、図７、図８で期間Ｔ２は無くなる。

【0078】

また、共振電流の波高値は主スイッチＱＬがオフした時の励磁電流ＩＬｍと等しいことから、クランプスイッチＱＨを本発明の範囲で設定した場合、図７、図８の動作波形の時がＱｄ／Ｑｃが大きくなる。従って、図７、図８の動作波形において電荷量Ｑｃが電荷量Ｑｄの１／２となるクランプスイッチＱＨのオンタイミングを設定することで、図３、図６、図７、図８のすべての動作波形で電荷量Ｑｃが電荷量Ｑｄの１／２となる。

【0079】

図８は本発明の第１の実施形態に係るＡＣＦの第４の動作波形を示す図である。図７に示す第３の動作波形から更に負荷電流が少なくなった場合の動作波形を示す。クランプスイッチＱＨのオンタイミングは、励磁電流がゼロになる手前のＴｃａｌｋ手前に設定されるため、励磁電流ＩＬｍの減少する期間は少なくともクランプスイッチＱＨがオンする期間は必要となる。

【0080】

従って主スイッチＱＬの最小オン幅を設定し、主スイッチＱＬのオン幅が最小オン幅以下になる条件では、最小スイッチング周期Ｔｍｉｎの周期を長くし、期間Ｔ８を長くすることで、主スイッチＱＬのオンデューティを小さくすることで出力電圧を制御する。

【0081】

クランプスイッチＱＨのオン時刻は、リークエネルギーがクランプコンデンサＣａｃへ移動する期間Ｔ３となっても、クランプスイッチＱＨのオフ時刻が共振電流が放電を始める時刻ｔ４より０．５Ｔｃａｌｋ後の時刻ｔ５から励磁電流がゼロの時刻ｔ７で設定されていればよい。また、オン時刻は共振電流が流れ始める時刻ｔ４より０．２５Ｔｃａｌｋ前まで早まっても動作波形は変わらない。

【0082】

従って、パルスＰ２の生成方法は、励磁電流ＩＬｍを検出して、検出した励磁電流ＩＬｍが減少中にパルスＰ２が前記タイミングでターンオンするように予め設定したしきい値ＯＮ－ｔｈと一致した時点でパスルＰ２をターンオンさせる。パルス幅は、Ｔｃａｌｋがコンバータを設計した段階で決まるので、励磁電流がゼロになる前で且つ０．５Ｔｃａｌｋ以上にすればよい。

【0083】

また主スイッチＱＬの最小オン幅は、パルスＰ２のオンタイミングがパルスＰ１のオフから０．２５Ｔｃａｌｋまでのデットタイムが取れるように、しきい値ＯＮ－ｔｈより大きな検出ＩＬｍ－ｍｉｎに達するまでのＯＮ幅で制限すればよい。

【0084】

図９は本発明の第１の実施形態に係るＡＣＦの第５の動作波形を示す図である。図８に示す第４の動作波形から更に負荷電流が少なくなった場合の動作波形でほぼ無負荷状態の動作波形を示す。最小スイッチング周期Ｔｍｉｎが予め定められた周期Ｔｍａｘ０に達すると、主スイッチＱＬ、クランプスイッチＱＨを駆動するパルスＰ１、パルスＰ２の出力を停止し、いわゆるバースト制御となる。

【0085】

以上、述べたように、図３、図６～図８のすべての動作モードで、クランプスイッチＱＨの、ターンオン時刻を励磁電流がゼロになる時刻ｔｚより１．２２Ｔｃａｌｋ手前以降で、且つターンオフ時刻を励磁電流がゼロになる時刻ｔｚより手前で、且つオン幅を０．５Ｔｃａｌｋ以上とすれば、期間Ｔ６、Ｔ７で流れるクランプコンデンサＣａｃを充電する充電電流Ｗ６の電荷量Ｑｃは、期間５で流れるクランプコンデンサを放電する電荷量Ｑｄの１／２以下となる。

【0086】

これにより、時刻ｔ７におけるクランコンデンサの電圧はＮ・Ｖｏ－αからＮ・Ｖｏの間の電圧Ｎ・Ｖｏ－α’となる。従って、期間Ｔ６、Ｔ７で一次巻線Ｎｐの電圧はＮ・Ｖｏ以上にはならないので、励磁電流ＩＬｍが二次側へ放電することはなく、二次側の電流が１つの電流波形となる。従って、二次側の同期整流化を容易かつ低損失にでき、トランスＴのリーケージインダクタンスＬｌｋに蓄積されたリークエネルギーを二次側に回生出力するとともに、尚且つクランプスイッチＱＨのオンによりトランスＴに負方向の励磁電流を流さないので、トランスＴのコア損失が低減された高効率のＡＣＦが実現できる。

【0087】

図１０はクランプスイッチＱＨのオン期間に、Ｃａｃを放電する電荷量ＱｄとＣａｃを充電する励磁電流で制限された共振電流の電荷量Ｑｃが２：１になる波形である。図１０の縦軸をＩ、横軸をｔとする。

【0088】

主スイッチＱＬがオフした時をｔ＝０とし、励磁電流ＩＬｍがゼロになる時刻をｔｚとし、ＬｌｋとＣａｃとの共振電流Ｉｒｅと励磁電流ＩＬｍを示す。説明を容易にするために、主スイッチＱＬがオフする前に流れていた電流は、共振電流の波高値と等しくなるので縦軸は正規化し、横軸の時間軸もＴｃａｌｋ＝２πとして正規化してある。

【0089】

従って、共振電流ＩＬｍはｃｏｓ（ｔ）、励磁電流ＩＬｍは１－（１／ｔｚ）ｔと表せる。０≦ｔ≦π／２の期間はリーケージインダクタンスに蓄えられたリークエネルギーがクランプスイッチＱＨのボディダイオードを通してＣａｃを充電する期間である。時刻π／２でクランプスイッチＱＨがターンオンし、π／２≦ｔ≦３π／２はクランプコンデンサＣａｃに移されたリークエネルギーが共振動作で電流の向きが変わりクランプコンデンサＣａｃを放電する期間である。３π／２≦ｔ≦ｔｚは、再び共振電流が反転し、その後励磁電流ＩＬｍで制限された電流とでクランプコンデンサＣａｃを再び充電する期間である。

【0090】

π／２≦ｔ≦３π／２の範囲で、共振電流ｃｏｓ（ｔ）の面積Ｑｄは２である。３π／２≦ｔ≦ｔｚの範囲で共振電流ｃｏｓ（ｔ）と励磁電流ＩＬｍ（ｔ）とＩ＝０で囲まれた面積Ｑｃは共振電流Ｉｒｅの近似式Ｉｒｅ’＝ｔ－３π／２とＩＬｍ（ｔ）とＩ＝０で囲まれた面積より僅かに小さい。

【0091】

後者の面積が１になる時刻ｔｚは３π／２＋１＋√（３π＋３）である。従って、アクティブクランプスイッチＱＨのターンオン時刻がπ＋１＋√（３π＋３）、すなわちｔｚ－１．２２Ｔｃａｌｋ以降であれば、クランプコンデンサＣａｃの充電電荷量は放電電荷量の１／２以下となる。

【0092】

また、放電方向はクランプスイッチＱＨをオンする必要があるが、充電方向に電流が流れる期間はクランプスイッチＱＨのボディダイオードを流れることになるので、クランプスイッチＱＨのオン幅は１／２以上で且つ、オフタイミングが時刻ｔｚ以前であればよい。従って、クランプスイッチＱＨは、ターンオン時刻を励磁電流がゼロになる時刻ｔｚより１．２２Ｔｃａｌｋ手前以降で、且つターンオフ時刻を励磁電流がゼロになる時刻ｔｚより手前で、且つオン幅を０．５Ｔｃａｌｋ以上とすれはよい。

【0093】

（第１の実施形態の具体例）
図１１は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータ（ＡＣＦ）の具体例を示す図である。図１２は、図３に示す第１の動作波形における図１１の制御部２ａの動作波形を示した図である。図１３は、図６に示す第２の動作波形における図１１の制御部２ａの動作波形を示した図である。図１４は、図７に示す第３の動作波形における図１１の制御部２ａの動作波形を示した図である。図１５は、図８に示す第４の動作波形における図１１の制御部２ａの動作波形を示した図である。

【0094】

ここで、図１１の構成について、図１２から図１５を併用して説明する。図１２から図１５において、Ｖｆｂは、出力電圧検出部１で出力される誤差信号で、基準電圧と検出した出力電圧の差分（基準電圧―出力電圧）を増幅して電圧である。

【0095】

Ｔｏｎは、Ｔｏｎ制御でＶｆｂに基づいて生成された信号である。Ｖｎａは、補助巻線Ｎａの電圧を抵抗Ｒａ１、Ｒａ２で分圧した電圧である。Ｔｂｔは、ボトム検出部３０で、検出した信号である。ＶＬｍは、励磁電流検出部３３で検出した電圧である。Ｖｔｈ１は、第１しきい値生成部３１で生成した電圧である。

【0096】

Ｖｔｈ２は、第２しきい値生成部３２で生成した電圧である。ＯＮｍｉｎは、最小オン時間生成部２２で生成した信号である。Ｔｍｉｎは、Ｂ／Ｓ制御部２１で生成した信号である。ＰＳ１は、Ｌ／Ｓオン信号生成部２３で生成した信号である。ＰＳ２は、Ｈ／Ｓオン信号生成部３４で生成した信号である。その他の符号は、図３に示す符号と同じであるので、その説明は省略する。

【0097】

図１１は、図１に示す構成に対して、トランスＴに補助巻線Ｎａを設けるとともに、制御部２ａが異なる。補助巻線Ｎａは、一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓとに電磁結合している。補助巻線Ｎａの一端には抵抗Ｒａ１の一端とダイオードＤａのアノードが接続され、ダイオードＤａのカソードとコンデンサＣａの一端が接続され、補助巻線Ｎａの他端には抵抗Ｒａ２の一端とコンデンサＣａの他端が接続され、コンデンサＣａの他端は接地されている。

【0098】

制御部２ａは、Ｔｏｎ制御部２０、Ｂ／Ｓ制御部２１、最小オン時間生成部２２、Ｌ／Ｓオン信号生成部２３、第１駆動回路２４、ボトム検出部３０、第１しきい値生成部３１、第２しきい値生成部３２、励磁電流検出部３３、Ｈ／Ｓオン信号生成部３４、第２駆動回路３５を備える。

【0099】

抵抗Ｒａ１の他端と抵抗Ｒａ２の他端とは、補助巻線Ｎａの電圧を抵抗分圧した電圧Ｖｎａを検出し、検出された電圧Ｖｎａは、制御部２ａのボトム検出部３０、第１しきい値生成部３１、第２しきい値生成部３２、励磁電流検出部３３に出力される。

【0100】

Ｔｏｎ制御部２０は、出力電圧検出部１で検出された信号Ｖｆｂとボトム検出部３０の信号Ｔｂｔの立ち下がりエッジをトリガとして発生する三角波信号Ｔｒにより、主スイッチのオン時間Ｔｏｎを生成し、Ｌ／Ｓオン信号生成部２３とＢ／Ｓ制御部２１に、Ｔｏｎ信号を出力する。

【0101】

ボトム検出部３０は、出力パルスの立ち下がりエッジがクランプスイッチＱＨの電圧最小値（ボトム）を検出するように、Ｂ／Ｓ制御部２１の信号がＨで、且つ電圧Ｖｎａが立ち下がりゼロクロスとなった時点で、トランスＴのインダクタンス（Ｌｍ＋Ｌｌｋ）と電圧共振コンデンサの共振周期Ｔｃｖｌｍの１／４周期のパルスを出力し、Ｔｏｎ制御部２０と最小オン時間生成部２２に、Ｔｂｔ信号を出力する。

【0102】

励磁電流検出部３３は、電圧Ｖｎａをもとに励磁電流ＩＬｍに比例した励磁電圧ＶＬｍを生成し、励磁電圧ＶＬｍを最小オン時間生成部２２とＨ／Ｓオン信号生成部３４に出力する。

【0103】

励磁電流検出部３３は、以下の動作に基づき一次巻線Ｎｐの励磁インダクタンスＬｍの励磁電流を検出する。インダクタンスに流れる電流Ｉは、インダクタンスの両端電圧Ｖ、インダクタンス値ＬとするとＩ＝Ｖ／Ｌ×ｔ（ｔは時間）で電流が増加する。

【0104】

電圧Ｖｎａは、補助巻線Ｎａの両端電圧に比例した電圧であり、補助巻線Ｎａは一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓと電磁結合しているので、補助巻線Ｎａの両端電圧は、一次巻線Ｎｐの両端電圧と比例関係であり、励磁インダクタンスＬｍの両端電圧と比例関係である。従って電圧Ｖｎａを積分器で積分することで励磁電流ＩＬｍに比例した励磁電圧ＶＬｍを検出し、励磁電圧ＶＬｍを最小オン時間生成部２２とＨ／Ｓオン信号生成部へ出力する。

【0105】

第２しきい値生成部３２は、電圧Ｖｎａの正電圧をもとに出力電圧に比例した電圧で、且つＨ／Ｓオン信号生成部３４で生成するオン信号ＰＳ２のオンタイミングｔ４が、励磁電圧ＶＬｍがゼロになる時刻ｔｚから０．５Ｔｃａｌｋ～１．２２Ｔｃａｌｋの手前で検出するように第２しきい値Ｖｔｈ２を出力し、第２しきい値Ｖｔｈ２をＨ／Ｓオン信号生成部３４に出力する。

【0106】

図１２、図１３ではＰＳ２のオン時刻ｔ４、図１４、図１５ではＰＳ２のオン時刻ｔ３が、トランスＴの励磁電流ＩＬｍがゼロになる時刻ｔ７（ｔｚ）よりＴｃａｌｋ以前の時刻によるようにＶｔｈ２を設定した時の動作波形を示す。

【0107】

第１しきい値生成部３１は、電圧Ｖｎａの正電圧をもとに出力電圧に比例した電圧で、且つＨ／Ｓオン信号生成部３４で生成するオン信号ＰＳ２と主スイッチＱＬを駆動するオン信号Ｖｇｓのデットタイムが確保できるように第２しきい値Ｖｔｈ２より高い第１しきい値Ｖｔｈ１を生成する。

【0108】

第１しきい値生成部３１、第２しきい値生成部３２の各々は、出力電圧に応じてしきい値を変更することができる。

【0109】

デットタイムは０．１Ｔｃａｌｋから０．２５Ｔｃａｌｋが望ましいが、０．２５Ｔｃａｌｋ以上でも、図１２、図１３、図１４の動作時に図４（Ｄ）の期間Ｔ４の通常のフライバックコンバータの動作期間が加わるがバースト動作に入る負荷電流値が上昇するが、バースト動作としては問題が無い。従って、第１しきい値生成部３１ではデットタイムが確保できる程度にＶｔｈ２より高い電圧のＶｔｈ１を生成すればよい。

【0110】

図１２から図１５ではデットタイムが０．２５ＴｃａｌｋとなるようにＶｔｈ２を設定した波形となっている。

【0111】

最小オン時間生成部２２は、ボトム検出部３０で検出された信号Ｔｂｔの立ち下がりエッジをトリガとして、励磁電流検出部３３で検出された励磁電圧ＶＬｍの正の傾きで、励磁電圧ＶＬｍが第１しきい値Ｖｔｈ１に達するまでの時間を検出し、ＯＮｍｉｎ信号をＬ／Ｓオン信号生成部２３とＢ／Ｓ制御部２１へ出力する。

【0112】

Ｂ／Ｓ制御部２１は、Ｔｏｎ制御部２０のＴｏｎ信号と最小オン時間生成部２２のＯＮｍｉｎ信号を比較し、Ｔｏｎ信号がＯＮｍｉｎ信号より大きい場合は、予め設定された第１時間幅（ｔｍｉｎ０）を出力し、Ｔｏｎ信号がＯＮｍｉｎ信号より小さい場合は、その差分により、予め設定された第１時間幅（ｔｍｉｎ０）以上、且つ、予め設定された第２時間幅（ｔｍａｘ０）以下の信号（ｔｍｉｎｘ）を、Ｌ／Ｓオン信号生成部２３とボトム検出部３０へ出力する。

【0113】

Ｌ／Ｓオン信号生成部２３は、Ｔｏｎ制御部２０のＴｏｎ信号と、最小オン時間生成部２２のＯＮｍｉｎ信号と、Ｂ／Ｓ制御部２１のＴｍｉｎ信号を元に、Ｔｍｉｎ信号がｔｍａｘ０より短い場合で且つＴｏｎ信号がＯＮｍｉｎ信号より長い時はＴｏｎ信号をＰＳ１信号として、Ｔｍｉｎ信号がｔｍａｘ０より短い場合で且つＴｏｎ信号がＯＮｍｉｎ信号より短い場合はＴｍｉｎ信号をＰＳ１信号として、第１駆動回路２４へ出力する。また、Ｔｍｉｎ信号がｔｍａｘ０以上の時はＰＳ１信号を出力しない。

【0114】

第１駆動回路２４は、Ｌ／Ｓオン信号生成部２３のＰＳ１信号を主スイッチＱＬへ出力し、主スイッチＱＬをオンさせる。即ち、ボトム検出部３０が励磁インダクタンスの励磁電流がゼロになってから主スイッチＱＬの電圧振動のボトムを検出し、ボトム検出により検出した主スイッチＱＬの電圧最小時刻で、主スイッチＱＬをオンさせる。

【0115】

Ｈ／Ｓオン信号生成部３４は、励磁電流検出部３３で検出された励磁電圧ＶＬｍの傾きが負の時で、励磁電圧ＶＬｍが、第２しきい値生成部３２の第２しきい値Ｖｔｈ２と一致した時を起点に、予め設定されたパルス幅を第２駆動回路３５へ出力する。即ち、励磁電圧ＶＬｍが、第２しきい値生成部３２の第２しきい値Ｖｔｈ２と一致した時に第２オン信号ＰＳ２のオンタイミング信号として、第２オン信号ＰＳ２を第２駆動回路３５に出力する。

【0116】

予め設定されるパルス幅は０．５Ｔｃａｌｋ以上で且つ、オフタイミングがトランスＴの励磁電流ＩＬｍがゼロになる時刻ｔｚ以前になるように設定する。

【0117】

図１２、図１３ではＰＳ２のオン時刻ｔ４、図１４、図１５ではＰＳ２のオン時刻ｔ３が、トランスＴの励磁電流ＩＬｍがゼロになる時刻ｔ７（ｔｚ）よりＴｃａｌｋ以前の時刻によるようにＶｔｈ２を設定したので、パルス幅は、０．５ＴｃａｌｋからＴｃａｌｋの幅で良いが、０．７５Ｔｃａｌｋの時の動作波形を示す。

【0118】

第２駆動回路３５は、Ｈ／Ｓオン信号生成部３４のＰＳ２信号をクランプスイッチＱＨへ出力し、クランプスイッチＱＨをオンさせる。

【0119】

以上、説明したように図１１に示す制御部２ａを構成することで、本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータ（ＡＣＦ）を実現することが可能である。

【0120】

（第２の実施形態）
図１に示す第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータでは、クランプスイッチＱＨのボディダイオードＢＤＨのリカバリ電流が大きく、ノイズを悪化させるという問題がある。この問題については、後で図２２を用いて説明する。

【0121】

この問題を解決するために、図１６に示す第２の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータは、第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの構成に、さらに、クランプスイッチＱＨのボディダイオードＢＤＨのリカバリ電流の影響を抑制する回路を設けた。

【0122】

クランプスイッチＱＨのソースにはクランプスイッチＱＨのボディダイオードＢＤＨよりリカバリ特性の良い高速なダイオードＤ１のアノードが接続され、ダイオードＤ１のカソードには、クランプコンデンＣａｃサの一端とダイオードＤ２のアノードが接続される。ダイオードＤ２のカソードは、クランプスイッチＱＨのドレインが接続される。

【0123】

このように構成されたアクティブクランプフライバックコンバータによれば、ダイオードＤ２によりリカバリ電流を阻止し、ダイオードＤ１によりリカバリ電流を高速に流す。これにより、クランプスイッチＱＨのボディダイオードＢＤＨのリカバリ電流の影響を抑制することができる。

【0124】

（第１変形例）
図１７は本発明の第２の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの第１変形例を示す図である。図１７に示すアクティブクランプフライバックコンバータの第１変形例は、図１６に示すアクティブクランプフライバックコンバータのダイオードＤ２の代わりに抵抗Ｒ２を接続している。

【0125】

このような構成によれば、クランプスイッチＱＨのボディダイオードＢＤＨのリカバリ電流を抵抗Ｒ２に流して低減させる。抵抗Ｒ２を用いることで、安価にボディダイオードＢＤＨに流れるリカバリ電流を抑制することができる。

【0126】

（第２変形例）
図１８は本発明の第２の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの第２変形例を示す図である。第２変形例のアクティブクランプフライバックコンバータは、クランプスイッチのドレインとクランプコンデンサとの間に抵抗Ｒａｃを接続している。

【0127】

このような構成によれば、抵抗Ｒａｃにより、より安価にボディダイオードＢＤＨに流れるリカバリ電流を抑制することができる。

【0128】

（第３変形例）
図１９は本発明の第２の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの第３変形例を示す図である。第３変形例のアクティブクランプフライバックコンバータは、図２１に示す構成に対して、さらに、ダイオードＤ２のカソードとクランプスイッチＱＨのドレインとの間に抵抗Ｒ２を接続している。

【0129】

このような構成によれば、ダイオードＤ２の少ないリカバリ電流に対しても抵抗Ｒ２を入れることで、その小さなリカバリ電流をも抑制し、より低ノイズなコンバータを提供することができる。

【0130】

（第４変形例）
図２０は本発明の第２の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの第４変形例を示す図である。図２０は、図１９に示す構成に対して、さらに、ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ２のアノードとの間に抵抗Ｒ１を接続している。

【0131】

このような構成によれば、ダイオードＤ１、Ｄ２の少ないリカバリ電流に対しても抵抗Ｒ１、Ｒ２を入れることでダイオードＤ１，Ｄ１の少ないリカバリ電流をも抑制し、より低ノイズなコンバータを提供することができる。

【0132】

（第５変形例）
図２１は本発明の第２の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの第５変形例を示す図である。第５変形例のアクティブクランプフライバックコンバータは、図１６に示す構成に対して、さらに、ダイオードＤ１のカソードとクランプコンデンサＣａｃとの間に抵抗Ｒａｃを接続している。

【0133】

このような構成によれば、ダイオードＤ１、Ｄ２の少ないリカバリ電流に対しても抵抗Ｒａｃを入れることでダイオードＤ１，Ｄ２のリカバリ電流をも抑制し、より低ノイズなコンバータを提供することができる。

【0134】

なお、図２に示すアクティブクランプフライバックコンバータについても、図１６～図２１に示すリカバリ電流を抑制する回路を適用可能であることは勿論である。

【0135】

図２２に本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータのクランプスイッチのボディダイオードＢＤＨのリカバリ電流が大きい場合の動作波形図を示す。図２２では、ボディダイオードＢＤＨのリカバリ電流が大きい場合の動作波形を示している。

【0136】

ボディダイオードＢＤＨのリカバリ電流が大きいと、Ｗ１の電流がゼロになった後、リカバリ電流Ｗ１ａが流れる。リカバリ電流Ｗ１ａはトランスＴの２次巻線Ｎｓを介して２次側電流Ｗ７にＷ７ａを重畳させるとともに、リーケージインダクタンスＬｌｋにエネルギーを移動する。

【0137】

リカバリ電流Ｗ１ａがゼロになると、リーケージインダクタンスＬｌｋに移されたエネルギーは、リーケージインダクタンスＬｌｋと電圧共振コンデンサＣｖとの共振動作によりコンデンサＣｖを放電させ、その後、電圧共振コンデンサＣｖを充電する。この充電電流によりリーケージインダクタンスＬｌｋには、クランプコンデンサＣａｃを充電する方向にＷ１ｂの電流が流れる。Ｗ１ｂの電流は２次側の電流に重畳され、２次側電流Ｗ７にＷ７ｂの電流が重畳される。この時、主スイッチＱＬの電圧に負のサージＷ１０が発生する。サージＷ１０はリーケージインダクタンスＬｌｋと電圧共振コンデンサＣｖの共振動作であり、高周波の負のサージ電圧を発生させ、ノイズを悪化させる。

【0138】

また、リカバリ電流Ｗ１ａの影響で流れる、Ｗ１ａとＷ１ｂの電流はクランプコンデンサＣａｃ、クランプスイッチＱＨ、トランス１次巻線Ｎｐ、リーケージインダクタンスＬｌｋのクランプ回路に流れ、その影響で２次側整流電流もＷ７ａ、Ｗ７ｂの電流が流れる。この電流もノイズ悪化の原因となる。

【符号の説明】

【0139】

Ｖｉｎ 直流電源
ＱＬ 主スイッチ
ＱＨ クランプスイッチ
Ｔ トランス
Ｎｐ 一次巻線
Ｎｓ 二次巻線
Ｎａ 補助巻線
Ｌｍ 励磁インダクタンス
Ｌｌｋ リーケージインダクタンス
Ｃａｃ クランプコンデンサ
Ｃｖ 電圧共振コンデンサ
ＢＤＬ、ＢＤＨ ボディダイオード
Ｄｓ ダイオード
Ｃｏ 出力コンデンサ
Ｃａ コンデンサ
Ｒａ１、Ｒａ２ 抵抗
Ｄ１、Ｄ２ ダイオード
１ 出力電圧検出部
２、２ａ 制御部
２０ Ｔｏｎ制御部
２１ Ｂ／Ｓ制御部
２２ 最小オン時間生成部
２３ Ｌ／Ｓオン信号生成部
２４ 第１駆動回路
３０ ボトム検出部
３１ 第１しきい値生成部
３２ 第２しきい値生成部
３３ 励磁電流検出部
３４ Ｈ／Ｓオン信号生成部
３５ 第２駆動回路

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【図22】