▶ 東京電力株式会社の特許一覧 ▶ 国立大学法人長岡技術科学大学の特許一覧
(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2023025822
(43)【公開日】2023-02-24
(54)【発明の名称】電源回路及び電源装置
(51)【国際特許分類】
H02M 3/155 20060101AFI20230216BHJP
H02M 7/48 20070101ALI20230216BHJP
【ＦＩ】
H02M3/155 H
H02M7/48 E
【審査請求】未請求
【請求項の数】8
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2021131196
(22)【出願日】2021-08-11
(71)【出願人】
【識別番号】000003687
【氏名又は名称】東京電力ホールディングス株式会社
(71)【出願人】
【識別番号】304021288
【氏名又は名称】国立大学法人長岡技術科学大学
(74)【代理人】
【識別番号】100149548
【弁理士】
【氏名又は名称】松沼 泰史
(74)【代理人】
【識別番号】100175824
【弁理士】
【氏名又は名称】小林 淳一
(74)【代理人】
【識別番号】100140774
【弁理士】
【氏名又は名称】大浪 一徳
(74)【代理人】
【識別番号】100179833
【弁理士】
【氏名又は名称】松本 将尚
(74)【代理人】
【識別番号】100114937
【弁理士】
【氏名又は名称】松本 裕幸
(72)【発明者】
【氏名】鈴木 大
(72)【発明者】
【氏名】宇都宮 幸司
(72)【発明者】
【氏名】滝波 力
(72)【発明者】
【氏名】芳賀 仁
(72)【発明者】
【氏名】日下 佳祐
(72)【発明者】
【氏名】石山 柊斗
【テーマコード（参考）】
5H730
5H770
【Ｆターム（参考）】
5H730AA15
5H730AS04
5H730AS08
5H730BB11
5H730BB57
5H730DD02
5H730DD04
5H730FG05
5H770CA01
5H770DA01
5H770DA41
(57)【要約】
【課題】低コストで直流電源を交流電源に変換可能な電源回路を提供する。
【解決手段】電源回路は、第１電源線と第１接続点との間に接続される第１スイッチと、記第１接続点と第２接続点との間に接続される第２スイッチと、第２接続点と第３接続点との間に接続される第３スイッチと、第３接続点と第２電源線との間に接続される第４スイッチと、直列接続された第１直流電源とリアクトルとを備え、一端が第２接続点に接続され、他端が第４接続点に接続される第１電源部と、第１接続点に正極側端子が接続され、と第３接続点に負極側端子が接続される第２直流電源と、第１電源線と第４接続点との間に接続される第５スイッチと、第４接続点と第２電源線との間に接続される第６スイッチとを備え、高電位側が第１電源線に接続され低電位側が第２電源線に接続されるＨブリッジと、第１電源線と第２電源線との間に接続される入力コンデンサとを備える。
【選択図】図１
【解決手段】電源回路は、第１電源線と第１接続点との間に接続される第１スイッチと、記第１接続点と第２接続点との間に接続される第２スイッチと、第２接続点と第３接続点との間に接続される第３スイッチと、第３接続点と第２電源線との間に接続される第４スイッチと、直列接続された第１直流電源とリアクトルとを備え、一端が第２接続点に接続され、他端が第４接続点に接続される第１電源部と、第１接続点に正極側端子が接続され、と第３接続点に負極側端子が接続される第２直流電源と、第１電源線と第４接続点との間に接続される第５スイッチと、第４接続点と第２電源線との間に接続される第６スイッチとを備え、高電位側が第１電源線に接続され低電位側が第２電源線に接続されるＨブリッジと、第１電源線と第２電源線との間に接続される入力コンデンサとを備える。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
第１電源線と第１接続点との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する第１スイッチと、
前記第１接続点と第２接続点との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する第２スイッチと、
前記第２接続点と第３接続点との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する第３スイッチと、
前記第３接続点と第２電源線との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する第４スイッチと、
直列接続された第１直流電源とリアクトルとを備え、一端が前記第２接続点に接続され、他端が第４接続点に接続される第１電源部と、
前記第１接続点に正極側端子が接続され、と前記第３接続点に負極側端子が接続される第２直流電源と、
前記第１電源線と前記第４接続点との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する第５スイッチと、前記第４接続点と前記第２電源線との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する第６スイッチとを備え、高電位側が前記第１電源線に接続され、低電位側が前記第２電源線に接続されるＨブリッジと、
前記第１電源線と前記第２電源線との間に接続される入力コンデンサと
を備える電源回路。
前記第１接続点と第２接続点との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する第２スイッチと、
前記第２接続点と第３接続点との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する第３スイッチと、
前記第３接続点と第２電源線との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する第４スイッチと、
直列接続された第１直流電源とリアクトルとを備え、一端が前記第２接続点に接続され、他端が第４接続点に接続される第１電源部と、
前記第１接続点に正極側端子が接続され、と前記第３接続点に負極側端子が接続される第２直流電源と、
前記第１電源線と前記第４接続点との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する第５スイッチと、前記第４接続点と前記第２電源線との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する第６スイッチとを備え、高電位側が前記第１電源線に接続され、低電位側が前記第２電源線に接続されるＨブリッジと、
前記第１電源線と前記第２電源線との間に接続される入力コンデンサと
を備える電源回路。
【請求項2】
前記Ｈブリッジには負荷が接続され、
前記第１電源部と、前記負荷は、いずれも前記第４接続点において接地される
請求項１に記載の電源回路。
前記第１電源部と、前記負荷は、いずれも前記第４接続点において接地される
請求項１に記載の電源回路。
【請求項3】
前記入力コンデンサの両端の電圧は、前記第１直流電源及び前記第２直流電源のいずれの出力電圧よりも大きい
請求項１又は請求項２に記載の電源回路。
請求項１又は請求項２に記載の電源回路。
【請求項4】
請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の電源回路と、
前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ、前記第４スイッチ、前記第５スイッチ、及び前記第６スイッチそれぞれの導通状態を制御する制御部と
を備える電源装置。
前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ、前記第４スイッチ、前記第５スイッチ、及び前記第６スイッチそれぞれの導通状態を制御する制御部と
を備える電源装置。
【請求項5】
前記制御部は、前記第５スイッチが導通状態に制御されている場合と、前記第６スイッチが導通状態に制御されている場合に合わせて、前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ、前記第４スイッチの導通状態を制御する請求項４に記載の電源装置。
【請求項6】
前記制御部は、所定の周期にて前記リアクトルに流れる電流を制御し、その周期内には前記リアクトルに流れる電流がゼロになる期間が存在する請求項５に記載の電源装置。
【請求項7】
前記制御部は、前記第４接続点における電位を、前記入力コンデンサの両端の電圧の略５０％となるよう前記第５スイッチ及び前記第６スイッチを制御する
請求項４から請求項６のいずれか一項に記載の電源装置。
請求項４から請求項６のいずれか一項に記載の電源装置。
【請求項8】
前記制御部は、前記第５スイッチ及び前記第６スイッチの制御に応じて、前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ、前記第４スイッチを制御する
請求項４から請求項７のいずれか一項に記載の電源装置。
請求項４から請求項７のいずれか一項に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、電源回路及び電源装置に関する。
【背景技術】
【0002】
従来、直流電源の出力電圧を制御し、異なる電圧の直流電力貯蔵機器との間で電力の授受を行う双方向型のＤＣ／ＤＣコンバータが広く使用されている。このようなＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、通常、直流電源と直流電力貯蔵機器のそれぞれが個別のリアクトルを要するが、単一のリアクトルを用いて同様の機能を実現するフライングキャパシタ型のＤＣ／ＤＣコンバータが報告されている（例えば、非特許文献１を参照。）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【0003】
【非特許文献1】宮下他、「電流不連続モードを適用したフライングキャパシタ型ＤＣ－ＤＣコンバータによるバッテリマネジメントシステムの動作検証」、電気学会研究会資料．ＳＰＣ、半導体電力変換研究会、２０１９年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
ここで、太陽光電池のような、所定の条件によって出力電圧や負荷容量が変化する電源では、ＤＣ／ＤＣコンバータとバッテリやコンデンサ等のエネルギー蓄積機器とを接続して使用する場合がある。また、家電等の多くの負荷機器は単相交流で稼働するものがあり、直流電源からインバータを用いて交流に変換している。従って、出力電圧が変動する直流電源を用いて交流電源とする場合は、ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータ装置とを接続して使用する場合があった。
上述したようなフライングキャパシタ型のＤＣ／ＤＣコンバータとインバータ装置とを接続して使用する場合、多数の電力変換用スイッチング素子とリアクトルで構成されているため、非常用電源としては、装置全体の小型化、高効率化や低コスト化に対して課題を有している。
上述したようなフライングキャパシタ型のＤＣ／ＤＣコンバータとインバータ装置とを接続して使用する場合、多数の電力変換用スイッチング素子とリアクトルで構成されているため、非常用電源としては、装置全体の小型化、高効率化や低コスト化に対して課題を有している。
【0005】
本発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、低コストで直流電源を交流電源に変換可能な電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0006】
本発明の一態様に係る電源回路は、第１電源線と第１接続点との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する第１スイッチと、記第１接続点と第２接続点との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する第２スイッチと、前記第２接続点と第３接続点との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する第３スイッチと、前記第３接続点と第２電源線との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する第４スイッチと、直列接続された第１直流電源とリアクトルとを備え、一端が前記第２接続点に接続され、他端が第４接続点に接続される第１電源部と、前記第１接続点に正極側端子が接続され、前記第３接続点に負極側端子が接続される第２直流電源と、前記第１電源線と前記第４接続点との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する第５スイッチと、前記第４接続点と前記第２電源線との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する第６スイッチとを備え、高電位側が前記第１電源線に接続され、低電位側が前記第２電源線に接続されるＨブリッジと、前記第１電源線と前記第２電源線との間に接続される入力コンデンサとを備える。
【0007】
また、本発明の一態様に係る電源回路において、前記Ｈブリッジには負荷が接続され、前記第１電源部と、前記負荷は、いずれも前記第４接続点において接地される。
【0008】
また、本発明の一態様に係る電源回路において、前記入力コンデンサの両端の電圧は、前記第１直流電源及び前記第２直流電源のいずれの出力電圧よりも大きい。
【0009】
また、本発明の一態様に係る電源装置は、電源回路と、前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ、前記第４スイッチ、前記第５スイッチ、及び前記第６スイッチそれぞれの導通状態を制御する制御部とを備える。
【0010】
また、本発明の一態様に係る電源装置において、前記制御部は、前記第５スイッチが導通状態に制御されている場合と、前記第６スイッチが導通状態に制御されている場合に合わせて、前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ、前記第４スイッチの導通状態を制御する。
【0011】
また、本発明の一態様に係る電源装置において、制御部は、所定の周期にて前記リアクトルに流れる電流を制御し、その周期内には前記リアクトルに流れる電流がゼロになる期間が存在する。
【0012】
また、本発明の一態様に係る電源装置は、前記制御部は、前記第４接続点における電位を、前記入力コンデンサの両端の電圧の略５０％となるよう前記第５スイッチ及び前記第６スイッチを制御する。
【0013】
また、本発明の一態様に係る電源装置は、前記制御部は、前記第５スイッチ及び前記第６スイッチの制御に応じて、前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ、前記第４スイッチを制御する。
【発明の効果】
【0014】
本発明によれば、低コストで直流電源を交流電源に変換可能な電源回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【0015】
【図1】実施形態に係る電源装置の回路構成の一例を示す回路図である。
【図2】実施形態に係る電源装置の第１直流電源及び第２直流電源から単相インバータに電力を供給する場合における電流経路を説明するための図である。
【図3】実施形態に係る電源装置の第２直流電源から第１直流電源に電力を供給し、第１直流電源は単相インバータに電力を供給する場合における電流経路を説明するための図である。
【図5】実施形態に係るシミュレーション条件を示す図である。
【図8】実施形態に係るシミュレーションをした結果得られたモード切替時の第１直流電源の電流波形と第２直流電源の電流波形とを示す図である。
【図9】実施形態に係るシミュレーションをした結果得られたコンデンサの電圧波形を示す図である。
【図10】実施形態に係るシミュレーションをした結果得られた出力電流波形を示す図である。
【図11】従来技術によるフライングキャパシタ型コンバータ回路と単相インバータ回路とを組み合わせた場合における回路図の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0016】
［従来技術］
図１１は、従来技術によるフライングキャパシタ型コンバータ回路と単相インバータ回路とを組み合わせた場合における回路図の一例を示す図である。同図を参照しながら、従来技術による問題点について説明する。
回路９０は、従来技術によるフライングキャパシタ型コンバータ回路９１と、従来技術による単相インバータ回路９２とを組み合わせた回路である。
図１１は、従来技術によるフライングキャパシタ型コンバータ回路と単相インバータ回路とを組み合わせた場合における回路図の一例を示す図である。同図を参照しながら、従来技術による問題点について説明する。
回路９０は、従来技術によるフライングキャパシタ型コンバータ回路９１と、従来技術による単相インバータ回路９２とを組み合わせた回路である。
【0017】
フライングキャパシタ型コンバータ回路９１は、バッテリ９１１と、リアクトル９１２と、太陽電池９１３と、スイッチ９１４と、スイッチ９１５と、スイッチ９１６と、スイッチ９１７とを備える。フライングキャパシタ型コンバータ回路９１は、スイッチ９１４と、スイッチ９１５と、スイッチ９１６と、スイッチ９１７とを所定のタイミングでスイッチング動作させることにより、バッテリ９１１及び太陽電池９１３間における電力の授受を行う。なお、バッテリ９１１及び太陽電池９１３は、電力を送受電可能な装置であればよい。
【0018】
単相インバータ回路９２は、スイッチ９２３、スイッチ９２４、スイッチ９２５及びスイッチ９２６により構成されるＨブリッジと、リアクトル９２１と負荷９２２とを備える。単相インバータ回路９２は、Ｈブリッジを制御することにより、フライングキャパシタ型コンバータ回路９１から供給される直流電力を単相交流電力に変換する。
【0019】
単相インバータ回路９２は、入力コンデンサとして、コンデンサ９２７を備える。通常、単相インバータ回路の入力コンデンサには、大容量の電解コンデンサが用いられる。電解コンデンサは装置自体が大型であり、更に寿命が短いといった欠点がある。単相インバータ回路９２に備えられるコンデンサ９２７は、当該欠点を補うべく、小容量のフィルムコンデンサが用いられる。そのため、コンデンサ９２７に与えられる電圧を高くし、単相インバータ回路９２の入力電圧に、電源周波数（すなわち、単相インバータ回路３０が出力する電力の周波数）の２倍の脈動を与えることを要する。
【0020】
回路９０は、フライングキャパシタ型コンバータ回路９１と単相インバータ回路９２との接続において、リアクトル９３と、スイッチ９４と、スイッチ９５とを備える。回路９０は、スイッチ９４と、スイッチ９５とを所定のタイミングでスイッチング動作させることにより、リアクトル９３に流れる電流を制御し、単相インバータ回路９２の入力電圧として与えられる電圧を制御する。
【0021】
上述したように、従来技術によれば、フライングキャパシタ型コンバータ回路９１と単相インバータ回路９２との接続に、リアクトル９３と、スイッチ９４と、スイッチ９５とを要する。特に、チョッパを構成するリアクトル９３は重量が大きいことからシステム全体の重量化と大型化が問題となる。さらに、太陽電池９１３の直流電力を単相交流電源となるコンデンサ９２７に連系、あるいは単相負荷９２２へ供給する際、電源周波数の２倍の周波数成分を持つ電力脈動が太陽電池９１３のＰＶパネルに生じる。ＭＰＰＴ（Maximum Power Point Tracking）の観点より、太陽電池９１３から取り出す電力は電源周期に応じた一定の出力であることが望ましい。この電力脈動を抑制するために、一般にはコンデンサ９２７を大容量の電解コンデンサとしている。しかしながら、電解コンデンサには、大型で寿命が短いといった課題が存在する。また、電解コンデンサを用いた場合、システムの大型化や高コスト化、メンテナンスの高頻度化が懸念される。
【0022】
［実施形態］
以下、図面を参照しながら、本実施形態について説明する。
以下、図面を参照しながら、本実施形態について説明する。
【0023】
［電源装置の回路構成］
図１は、実施形態に係る電源装置の回路構成の一例を示す回路図である。同図を参照しながら、電源装置１の回路構成の一例について説明する。電源装置１は、電源回路２と、制御部５０とを備える。
電源回路２は、第１直流電源１１と、リアクトル１２と、第１スイッチＳ１と、第２スイッチＳ２と、第３スイッチＳ３と、第４スイッチＳ４と、第２直流電源２１と、入力コンデンサ４０と、Ｈブリッジ回路３３と、リアクトル３１と、負荷３２とを備える。
以降の説明において、第１直流電源１１とリアクトル１２とを含む構成を第１電源部１０と記載する場合がある。
図１は、実施形態に係る電源装置の回路構成の一例を示す回路図である。同図を参照しながら、電源装置１の回路構成の一例について説明する。電源装置１は、電源回路２と、制御部５０とを備える。
電源回路２は、第１直流電源１１と、リアクトル１２と、第１スイッチＳ１と、第２スイッチＳ２と、第３スイッチＳ３と、第４スイッチＳ４と、第２直流電源２１と、入力コンデンサ４０と、Ｈブリッジ回路３３と、リアクトル３１と、負荷３２とを備える。
以降の説明において、第１直流電源１１とリアクトル１２とを含む構成を第１電源部１０と記載する場合がある。
【0024】
入力コンデンサ４０は、Ｈブリッジ回路３３の高電位側に接続される第１電源線ＰＬ１と、Ｈブリッジ回路３３の低電位側に接続される第２電源線ＰＬ２との間に接続される。入力コンデンサ４０は、小容量のフィルムコンデンサある。ここで、小容量とは、例えば８８μＦ（マイクロファラド）程度であってもよい。
入力コンデンサ４０の両端の電圧は、第１直流電源１１の出力電圧よりも大きく、第２直流電源２１の出力電圧よりも大きい。入力コンデンサ４０の容量は、具体的には、入力コンデンサ４０の両端の電圧が第１直流電源１１及び第２直流電源２１のいずれの出力電圧よりも大きくなるよう設定される。
入力コンデンサ４０の両端の電圧は、第１直流電源１１の出力電圧よりも大きく、第２直流電源２１の出力電圧よりも大きい。入力コンデンサ４０の容量は、具体的には、入力コンデンサ４０の両端の電圧が第１直流電源１１及び第２直流電源２１のいずれの出力電圧よりも大きくなるよう設定される。
【0025】
例えば、第１直流電源１１の出力電圧が、入力コンデンサ４０の両端の電圧よりも大きくなった場合、第１直流電源１１に蓄えられた直流電力は、第２スイッチＳ２が有する寄生ダイオード成分と、第１スイッチＳ１が有する寄生ダイオード成分とを介して、入力コンデンサ４０に流れる。したがって、第１直流電源１１の出力電圧と、入力コンデンサ４０の両端の電圧とは、略同一となる。ここで、略同一の範囲とは、リアクトル１２、第２スイッチＳ２が有する寄生ダイオード成分及び第１スイッチＳ１が有する寄生ダイオード成分による電圧降下を考慮した範囲である。
【0026】
同様に、第２直流電源２１の出力電圧が、入力コンデンサ４０の両端の電圧よりも大きくなった場合、第２直流電源２１に蓄えられた電力は、第１スイッチＳ１が有する寄生ダイオード成分と、第４スイッチＳ４が有する寄生ダイオード成分とを介して、入力コンデンサ４０に流れる。したがって、第２直流電源２１の出力電圧と、入力コンデンサ４０の両端の電圧とは、略同一となる。ここで、略同一の範囲とは、第１スイッチＳ１が有する寄生ダイオード成分及び第４スイッチＳ４が有する寄生ダイオード成分による電圧降下を考慮した範囲である。
【0027】
第１直流電源１１は、直流電力を出力可能な電源である。第１直流電源１１は、太陽光電池のようなパワーフローが単一方向である電源であってもよく、バッテリのようにパワーフローが双方向である電源であってもよい。なお、本実施形態において、第１直流電源１１は、直流負荷に置き換えることもできる。
リアクトル１２は、第１直流電源１１に直列接続される。リアクトル１２は、第１直流電源１１の正極端子側に直列接続される。なお、リアクトル１２は、第１直流電源１１の負極端子側に直列接続されてもよい。
直列接続された第１直流電源１１及びリアクトル１２（すなわち、第１電源部１０）は、一端が第２接続点Ｐ２に接続され、他端が第４接続点Ｐ４に接続される。
リアクトル１２は、第１直流電源１１に直列接続される。リアクトル１２は、第１直流電源１１の正極端子側に直列接続される。なお、リアクトル１２は、第１直流電源１１の負極端子側に直列接続されてもよい。
直列接続された第１直流電源１１及びリアクトル１２（すなわち、第１電源部１０）は、一端が第２接続点Ｐ２に接続され、他端が第４接続点Ｐ４に接続される。
【0028】
第１スイッチＳ１は、第１電源線ＰＬ１と第１接続点Ｐ１との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する。
第２スイッチＳ２は、第１接続点Ｐ１と第２接続点Ｐ２との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する。
第３スイッチＳ３は、第２接続点Ｐ２と第３接続点Ｐ３との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する。
第４スイッチＳ４は、第３接続点Ｐ３と第２電源線ＰＬ２との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する。
第２スイッチＳ２は、第１接続点Ｐ１と第２接続点Ｐ２との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する。
第３スイッチＳ３は、第２接続点Ｐ２と第３接続点Ｐ３との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する。
第４スイッチＳ４は、第３接続点Ｐ３と第２電源線ＰＬ２との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する。
【0029】
第１スイッチＳ１、第２スイッチＳ２、第３スイッチＳ３及び第４スイッチＳ４は、例えば、ＦＥＴ（Field effect transistor）であってもよい。第１スイッチＳ１、第２スイッチＳ２、第３スイッチＳ３及び第４スイッチＳ４がＦＥＴである場合、それぞれのスイッチは、制御部５０によりゲート電圧を制御されることにより、コレクタ－エミッタ間に流れる電流の導通状態又は電流値を制御される。
【0030】
第２直流電源２１は、正極側端子と負極側端子とを備える。正極側端子は第１接続点Ｐ１に接続され、正極側端子は第３接続点Ｐ３に接続される。第２直流電源２１は、太陽光電池のようなパワーフローが単一方向である電源であってもよく、バッテリのようにパワーフローが双方向である電源であってもよい。なお、本実施形態において、第２直流電源２１は、直流負荷に置き換えることもできる。
【0031】
Ｈブリッジ回路３３は、高電位側が第１電源線ＰＬ１に接続され、低電位側が第２電源線ＰＬ２に接続される。Ｈブリッジ回路３３は、第５スイッチＳ５と、第６スイッチＳ６と、第７スイッチＳ７と、第８スイッチＳ８とを構成要素として備える。
第５スイッチＳ５は、第１電源線ＰＬ１と第４接続点Ｐ４との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する。
第６スイッチＳ６は、第４接続点Ｐ４と第２電源線ＰＬ２との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する。
第７スイッチＳ７は、第１電源線ＰＬ１と第５接続点Ｐ５との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する。
第８スイッチＳ８は、第５接続点Ｐ５と第２電源線ＰＬ２との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する。
リアクトル３１及び負荷３２は、Ｈブリッジ回路３３に接続される。具体的には、リアクトル３１及び負荷３２は、第４接続点Ｐ４と第５接続点Ｐ５との間に直列接続される。
第５スイッチＳ５は、第１電源線ＰＬ１と第４接続点Ｐ４との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する。
第６スイッチＳ６は、第４接続点Ｐ４と第２電源線ＰＬ２との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する。
第７スイッチＳ７は、第１電源線ＰＬ１と第５接続点Ｐ５との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する。
第８スイッチＳ８は、第５接続点Ｐ５と第２電源線ＰＬ２との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する。
リアクトル３１及び負荷３２は、Ｈブリッジ回路３３に接続される。具体的には、リアクトル３１及び負荷３２は、第４接続点Ｐ４と第５接続点Ｐ５との間に直列接続される。
【0032】
第５スイッチＳ５、第６スイッチＳ６、第７スイッチＳ７及び第８スイッチＳ８は、例えば、ＦＥＴであってもよい。第５スイッチＳ５、第６スイッチＳ６、第７スイッチＳ７及び第８スイッチＳ８がＦＥＴである場合、それぞれのスイッチは、制御部５０によりゲート電圧を制御されることにより、コレクタ－エミッタ間に流れる電流値を制御される。
【0033】
制御部５０は、第１スイッチＳ１、第２スイッチＳ２、第３スイッチＳ３、第４スイッチＳ４、第５スイッチＳ５、第６スイッチＳ６、第７スイッチＳ７及び第８スイッチＳ８（以下、単にスイッチと記載する。）の導通状態を制御する。具体的には、制御部５０は、第１直流電源１１及び第２直流電源２１との間において電力の授受を行うようスイッチの導通状態を制御する。また、制御部５０は、スイッチの導通状態を制御することにより第１直流電源１１又は第２直流電源２１の少なくともいずれかに蓄えられた電力を、単相交流電力に変換する。
【0034】
ここで、電源回路２が備える直流コンバータ回路と単相インバータ回路は、第４接続点Ｐ４において共通の接地点に接地される。具体的には、直流コンバータ回路が有する第１電源部１０と、単相インバータ回路に接続される負荷３２は、いずれも第４接続点Ｐ４において接地される。
したがって、直流コンバータ回路を動作させるためのスイッチング動作と、単相インバータ回路を動作させるためのスイッチング動作とは、互いに影響し合う。したがって、制御部５０は、第１直流電源１１及び第２直流電源２１の直流電力を入力コンデンサ４０に転送しつつ、入力コンデンサ４０に蓄えられた直流電力を単相交流電力として負荷３２に供給するようスイッチを制御する必要がある。
したがって、直流コンバータ回路を動作させるためのスイッチング動作と、単相インバータ回路を動作させるためのスイッチング動作とは、互いに影響し合う。したがって、制御部５０は、第１直流電源１１及び第２直流電源２１の直流電力を入力コンデンサ４０に転送しつつ、入力コンデンサ４０に蓄えられた直流電力を単相交流電力として負荷３２に供給するようスイッチを制御する必要がある。
【0035】
［電源装置の動作モード］
次に、電源装置１における電流経路を説明する。ここで、制御部５０は、第１直流電源１１、第２直流電源２１、リアクトル１２及び入力コンデンサ４０における電力の授受を制御するため、各スイッチの導通状態を制御する。
以下の説明において電流経路とは、すなわち電力の移動経路を示すものである。以下、電源装置１が有する４つの電流経路である第１電流経路Ｒ１乃至第４電流経路Ｒ４について説明する。
次に、電源装置１における電流経路を説明する。ここで、制御部５０は、第１直流電源１１、第２直流電源２１、リアクトル１２及び入力コンデンサ４０における電力の授受を制御するため、各スイッチの導通状態を制御する。
以下の説明において電流経路とは、すなわち電力の移動経路を示すものである。以下、電源装置１が有する４つの電流経路である第１電流経路Ｒ１乃至第４電流経路Ｒ４について説明する。
【0036】
第１電流経路Ｒ１は、第１直流電源１１からリアクトル１２に電力を供給する。第２電流経路Ｒ２は、第１直流電源１１及びリアクトル１２から入力コンデンサ４０に電力を供給する。第３電流経路Ｒ３は、第１直流電源１１、リアクトル１２及び第２直流電源２１から入力コンデンサ４０に電力を供給する。第４電流経路Ｒ４は、第２直流電源２１から第１直流電源１１に電力を供給する。
制御部５０は、第１電流経路Ｒ１乃至第４電流経路Ｒ４のいずれかの状態に制御することにより、電力の授受を制御する。
制御部５０は、第１電流経路Ｒ１乃至第４電流経路Ｒ４のいずれかの状態に制御することにより、電力の授受を制御する。
【0037】
電源装置１は、電流経路の切替モードとして、上アームモード及び下アームモードの２つのモードを有する。上アームモードは、Ｈブリッジ回路３３を構成する第５スイッチＳ５が導通状態に制御されている場合に第１直流電源１１から電力を取り出すことができる。下アームモードは、Ｈブリッジ回路３３を構成する第６スイッチＳ６が導通状態に制御されている場合に第１直流電源１１から電力を取り出すことができる。
制御部５０は、第５スイッチＳ５及び第６スイッチＳ６の制御に応じて、第１スイッチＳ１、第２スイッチＳ２、第３スイッチＳ３及び第４スイッチＳ４を制御する。すなわち、電源装置１は、インバータ回路の制御状況に応じて上アームモードと下アームモードとを切り替えることにより、Ｈブリッジの上下いずれのスイッチがオンしていても、第２直流電源２１から電力を取り出すことができる。
制御部５０は、第５スイッチＳ５及び第６スイッチＳ６の制御に応じて、第１スイッチＳ１、第２スイッチＳ２、第３スイッチＳ３及び第４スイッチＳ４を制御する。すなわち、電源装置１は、インバータ回路の制御状況に応じて上アームモードと下アームモードとを切り替えることにより、Ｈブリッジの上下いずれのスイッチがオンしていても、第２直流電源２１から電力を取り出すことができる。
【0038】
制御部５０は、入力コンデンサ４０に流れ込む電流の平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅ及び第２直流電源２１から流れ出る電流の平均値Ｉｐｖ＿ｄｃの大小関係に応じて、各部の電流を制御する。
具体的には、電源装置１は、不図示の電流値取得部を備えることにより入力コンデンサ４０に流れ込む電流の平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅ及び第２直流電源２１から流れ出る電流の平均値Ｉｐｖ＿ｄｃを取得し、不図示の電流値比較部を備えることにより取得した電流値を比較し、以下で定義される第１モード又は第２モードのいずれかに決定する。
具体的には、電源装置１は、不図示の電流値取得部を備えることにより入力コンデンサ４０に流れ込む電流の平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅ及び第２直流電源２１から流れ出る電流の平均値Ｉｐｖ＿ｄｃを取得し、不図示の電流値比較部を備えることにより取得した電流値を比較し、以下で定義される第１モード又は第２モードのいずれかに決定する。
【0039】
より具体的には、下の式（１）を満たす場合に、制御部５０は、第１モードによりスイッチを制御する。これは第1直流電源１１および第２直流電源２１の両方からコンデンサ４０に電力を供給していることを意味している。
【0040】
【数1】
【0041】
また、下の式（２）を満たす場合に、制御部５０は、第２モードによりスイッチを制御する。これは第２直流電源２１から第1直流電源１１に電力を供給し、第１直流電源１１からコンデンサ４０に電力を供給していることを意味している。
【0042】
【数2】
【0043】
図２は、実施形態に係る電源装置の第１モードにおける電流経路を説明するための図である。同図を参照しながら、第１モードにおける電流経路を説明する。なお、同図中に示す矢印は、電流の流れる方向を示す。
図２（Ａ）は、第１電流経路Ｒ１による電流経路を示す。図２（Ｂ）は、第３電流経路Ｒ３による電流経路を示す。図２（Ｃ）は、第２電流経路Ｒ２による電流経路を示す。第１モードは、第１電流経路Ｒ１、第３電流経路Ｒ３、及び第２電流経路Ｒ２に加え、電流がゼロになるゼロ電流期間を含む。
図２（Ａ）は、第１電流経路Ｒ１による電流経路を示す。図２（Ｂ）は、第３電流経路Ｒ３による電流経路を示す。図２（Ｃ）は、第２電流経路Ｒ２による電流経路を示す。第１モードは、第１電流経路Ｒ１、第３電流経路Ｒ３、及び第２電流経路Ｒ２に加え、電流がゼロになるゼロ電流期間を含む。
【0044】
第１モードでは、まず、第１電流経路Ｒ１により第１直流電源１１からリアクトル１２にエネルギーを蓄積する。次に、第３電流経路Ｒ３により、第１直流電源１１の電力と第２直流電源２１の電力とを入力コンデンサ４０に供給する。最後に、第２電流経路Ｒ２により第１直流電源１１単体から入力コンデンサ４０に電力を供給する。その後、制御部５０は、第１レグｌｅｇ１の全てのスイッチの導通状態を非導通状態に制御し、ゼロ電流期間とする。
【0045】
図３は、実施形態に係る電源装置の第２モードにおける電流経路を説明するための図である。同図を参照しながら、第２モードにおける電流経路を説明する。なお、同図中に示す矢印は、電流の流れる方向を示す。
図３（Ａ）は、第４電流経路Ｒ４による電流経路を示す。図３（Ｂ）は、第１電流経路Ｒ１による電流経路を示す。図３（Ｃ）は、第３電流経路Ｒ３による電流経路を示す。第２モードは、第４電流経路Ｒ４、第１電流経路Ｒ１、及び第３電流経路Ｒ３に加え、電流がゼロになるゼロ電流期間を含む。
図３（Ａ）は、第４電流経路Ｒ４による電流経路を示す。図３（Ｂ）は、第１電流経路Ｒ１による電流経路を示す。図３（Ｃ）は、第３電流経路Ｒ３による電流経路を示す。第２モードは、第４電流経路Ｒ４、第１電流経路Ｒ１、及び第３電流経路Ｒ３に加え、電流がゼロになるゼロ電流期間を含む。
【0046】
第２モードでは、第１直流電源１１に流れる電流が１キャリア周期中に正負に変化する。まず、第４電流経路Ｒ４により第２直流電源２１の電力を第１直流電源１１に充電する。次に、第１電流経路Ｒ１により、第１電流経路Ｒ１により第１直流電源１１からリアクトル１２にエネルギーを蓄積する。最後に、第３電流経路Ｒ３により、第１直流電源１１の電力と第２直流電源２１の電力とを入力コンデンサ４０に供給する。その後、制御部５０は、第１レグｌｅｇ１の全てのスイッチの導通状態を非導通状態に制御し、ゼロ電流期間とする。
【0047】
ここで、制御部５０は、第１モード及び第２モードのいずれにおいても、第４接続点Ｐ４における電位が入力コンデンサ４０の両端の電圧の略５０％となるようスイッチを制御する。略５０％とは、例えばインバータ回路が生成する交流電源の交流波形が許容される特性に応じた範囲であってもよい。
第４接続点Ｐ４における電位が入力コンデンサ４０の両端の電圧の５０％に近ければ、電圧利用率が低くなる半面、より好適な交流波形を生成することができる。
第４接続点Ｐ４における電位が入力コンデンサ４０の両端の電圧の５０％に近ければ、電圧利用率が低くなる半面、より好適な交流波形を生成することができる。
【0048】
図４は、実施形態に係る第１直流電源の電流波形と第２直流電源の電流波形とを示す図である。また、制御部５０が繰り返し制御を行い1周期分の電流を示している。同図を参照しながら、第１モード及び第２モードによりスイッチを制御した場合における第１直流電源の電流ｉｂａｔの電流波形と、第２直流電源の電流ｉｐｖの電流波形について説明する。第１直流電源の電流ｉｂａｔとは、第１直流電源１１から流出する電流又は、第１直流電源１１に流入する電流を示す。第２直流電源の電流ｉｐｖとは、第２直流電源２１から流出する電流又は、第２直流電源２１に流入する電流を示す。
図４（Ａ）は第１モードによりスイッチを制御した場合における電流波形、図４（Ｂ）は第２モードによりスイッチを制御した場合における電流波形を、それぞれ示す。
横軸は時間[ｓ（秒）]、縦軸は電流値［Ａ（アンペア）］を示す。
図４（Ａ）は第１モードによりスイッチを制御した場合における電流波形、図４（Ｂ）は第２モードによりスイッチを制御した場合における電流波形を、それぞれ示す。
横軸は時間[ｓ（秒）]、縦軸は電流値［Ａ（アンペア）］を示す。
【0049】
図４（Ａ）において、期間Ｄ１、期間Ｄ２及び期間Ｄ３は、それぞれ第１電流経路Ｒ１により電流が流れる期間、第３電流経路Ｒ３により電流が流れる期間、第２電流経路Ｒ２により電流が流れる期間を示す。スイッチング周期Ｔｓｗは、期間Ｄ１乃至期間Ｄ３にゼロ電流期間を加えた周期を示す。
【0050】
まず、第１直流電源の電流ｉｂａｔについて説明する。
期間Ｄ１において、第１直流電源１１からリアクトル１２にエネルギーを蓄積するため、第１直流電源の電流ｉｂａｔは、増加する。
期間Ｄ２において、第１直流電源１１の電力と第２直流電源２１の電力とを入力コンデンサ４０に供給するため、第１直流電源の電流ｉｂａｔは緩やかに減少する。
期間Ｄ３において、第１直流電源１１単体から入力コンデンサ４０に電力を供給するため、期間Ｄ２よりも急峻に減少する。
最後に、ゼロ電流期間が設けられることにより、第１レグｌｅｇ１の全てのスイッチの導通状態が非導通状態に制御され、第１直流電源の電流ｉｂａｔは、ゼロになる。
期間Ｄ１において、第１直流電源１１からリアクトル１２にエネルギーを蓄積するため、第１直流電源の電流ｉｂａｔは、増加する。
期間Ｄ２において、第１直流電源１１の電力と第２直流電源２１の電力とを入力コンデンサ４０に供給するため、第１直流電源の電流ｉｂａｔは緩やかに減少する。
期間Ｄ３において、第１直流電源１１単体から入力コンデンサ４０に電力を供給するため、期間Ｄ２よりも急峻に減少する。
最後に、ゼロ電流期間が設けられることにより、第１レグｌｅｇ１の全てのスイッチの導通状態が非導通状態に制御され、第１直流電源の電流ｉｂａｔは、ゼロになる。
【0051】
次に、第２直流電源の電流ｉｐｖについて説明する。
期間Ｄ１及び期間Ｄ３において、電流経路は第２直流電源２１を通らないため、第２直流電源の電流ｉｐｖはゼロである。
期間Ｄ２において、第２直流電源２１の電力が、入力コンデンサ４０に取り出されるため、第２直流電源の電流ｉｐｖは緩やかに減少する。期間Ｄ２における第２直流電源の電流ｉｐｖの値は、第２直流電源２１の発電量に応じた値となる。
期間Ｄ１及び期間Ｄ３において、電流経路は第２直流電源２１を通らないため、第２直流電源の電流ｉｐｖはゼロである。
期間Ｄ２において、第２直流電源２１の電力が、入力コンデンサ４０に取り出されるため、第２直流電源の電流ｉｐｖは緩やかに減少する。期間Ｄ２における第２直流電源の電流ｉｐｖの値は、第２直流電源２１の発電量に応じた値となる。
【0052】
図４（Ｂ）において、期間Ｄ１、期間Ｄ２及び期間Ｄ３は、それぞれ第４電流経路Ｒ４により電流が流れる期間、第１電流経路Ｒ１により電流が流れる期間、第３電流経路Ｒ３により電流が流れる期間を示す。スイッチング周期Ｔｓｗは、期間Ｄ１乃至期間Ｄ３にゼロ電流期間を加えた周期を示す。
【0053】
まず、第１直流電源の電流ｉｂａｔについて説明する。
期間Ｄ１において、第２直流電源２１の電力を第１直流電源１１に充電するため、第１直流電源の電流ｉｂａｔは、減少する。
期間Ｄ２において、第１直流電源１１からリアクトル１２にエネルギーを蓄積するため、第１直流電源の電流ｉｂａｔは増加する。
期間Ｄ３において、第１直流電源１１の電力と第２直流電源２１の電力とを入力コンデンサ４０に供給するため、減少する。
最後に、ゼロ電流期間が設けられることにより、第１レグｌｅｇ１の全てのスイッチの導通状態が非導通状態に制御され、第１直流電源の電流ｉｂａｔは、ゼロになる。
期間Ｄ１において、第２直流電源２１の電力を第１直流電源１１に充電するため、第１直流電源の電流ｉｂａｔは、減少する。
期間Ｄ２において、第１直流電源１１からリアクトル１２にエネルギーを蓄積するため、第１直流電源の電流ｉｂａｔは増加する。
期間Ｄ３において、第１直流電源１１の電力と第２直流電源２１の電力とを入力コンデンサ４０に供給するため、減少する。
最後に、ゼロ電流期間が設けられることにより、第１レグｌｅｇ１の全てのスイッチの導通状態が非導通状態に制御され、第１直流電源の電流ｉｂａｔは、ゼロになる。
【0054】
次に、第２直流電源の電流ｉｐｖについて説明する。
期間Ｄ１において、第２直流電源２１の電力がリアクトル１２を介して第１直流電源１１に取り出された後、期間Ｄ３において、再び第２直流電源２１の電力が入力コンデンサ４０に取り出される。したがって、第２直流電源の電流ｉｐｖは期間Ｄ１において増加し、期間Ｄ３において減少する。期間Ｄ１及び帰還Ｄ３における第２直流電源の電流ｉｐｖの傾きは、第２直流電源２１の発電量に応じた値となる。
期間Ｄ２における電流経路は第２直流電源２１を通らないため、第２直流電源の電流ｉｐｖはゼロである。
期間Ｄ１において、第２直流電源２１の電力がリアクトル１２を介して第１直流電源１１に取り出された後、期間Ｄ３において、再び第２直流電源２１の電力が入力コンデンサ４０に取り出される。したがって、第２直流電源の電流ｉｐｖは期間Ｄ１において増加し、期間Ｄ３において減少する。期間Ｄ１及び帰還Ｄ３における第２直流電源の電流ｉｐｖの傾きは、第２直流電源２１の発電量に応じた値となる。
期間Ｄ２における電流経路は第２直流電源２１を通らないため、第２直流電源の電流ｉｐｖはゼロである。
【0055】
［デューティ比の算出］
次に、第１モード及び第２モードそれぞれにおけるデューティ比のスイッチング周期の決定法について説明する。図２を参照しながら説明した第１モードの電流経路において、リアクトル１２両端の電圧と、電流との関係は、ファラデーの法則により下の式（３）で表される。
次に、第１モード及び第２モードそれぞれにおけるデューティ比のスイッチング周期の決定法について説明する。図２を参照しながら説明した第１モードの電流経路において、リアクトル１２両端の電圧と、電流との関係は、ファラデーの法則により下の式（３）で表される。
【0056】
【数3】
【0057】
ここで、インダクタンスＬはリアクトル１２のインダクタンス、ｄｔはリアクトル１２に電流が流れる時間、負荷電流ＩＬは交流側負荷電流を示す。上の式（３）より、各モードにおけるインダクタのピーク電流を下の式（４）に示す。
【0058】
【数4】
【0059】
ここで、期間Ｄ１、期間Ｄ２及び期間Ｄ３は、それぞれ第１モード及び第２モードにおける期間である。スイッチング周期Ｔｓｗは、期間Ｄ１乃至期間Ｄ３にゼロ電流期間を加えた周期である。ピーク電流Ｉｐｋ１は、期間Ｄ１終了時におけるピーク電流値であり、ピーク電流Ｉｐｋ２は、期間Ｄ２終了時におけるピーク電流値である。ピーク電流Ｉｐｋ１及びピーク電流Ｉｐｋ２を図４にも示す。
第２直流電源２１の平均電流Ｉｐｖ＿ａｖｅ及び入力コンデンサ４０に流れ込む電流の平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅは、図４（Ａ）におけるピーク電流と導通期間から下の式（５）により表現される。
第２直流電源２１の平均電流Ｉｐｖ＿ａｖｅ及び入力コンデンサ４０に流れ込む電流の平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅは、図４（Ａ）におけるピーク電流と導通期間から下の式（５）により表現される。
【0060】
【数5】
【0061】
上の式（４）及び式（５）より、各デューティ比は、下の式（６）により求められる。式（６）は、第１モードによる動作時にレグ１及びレグ２に与えるデューティとなる。
【0062】
【数6】
【0063】
また、第２モードの動作による各電流経路においても、同様の計算の流れにより下の式（７）に示すデューティ比が求められる。式（７）は、第２モードによる動作時にレグ１及びレグ２に与えるデューティとなる。
【0064】
【数7】
【0065】
上の式（６）及び式（７）のデューティ比は、下の式（８）のように各スイッチへ与えられる。
【0066】
【数8】
【0067】
［電源装置の制御方法］
電源装置１は、第１直流電源１１から、３レグ構成を有する電力変換回路を通じて単相交流を出力する。ここで、第１レグｌｅｇ１は、インダクタ共通化のためのスイッチングと同時に入力コンデンサ４０の電圧制御を行う。第２レグｌｅｇ２及び第３レグｌｅｇ３は単相インバータとして動作する。
制御部５０は、第２レグｌｅｇ２のスイッチのオン・オフ状態を考慮し電流経路を決定する必要があるため、第２レグｌｅｇ２には、図２及び図３に示した電流経路となるようデューティを与える。
電源装置１は、第１直流電源１１から、３レグ構成を有する電力変換回路を通じて単相交流を出力する。ここで、第１レグｌｅｇ１は、インダクタ共通化のためのスイッチングと同時に入力コンデンサ４０の電圧制御を行う。第２レグｌｅｇ２及び第３レグｌｅｇ３は単相インバータとして動作する。
制御部５０は、第２レグｌｅｇ２のスイッチのオン・オフ状態を考慮し電流経路を決定する必要があるため、第２レグｌｅｇ２には、図２及び図３に示した電流経路となるようデューティを与える。
【0068】
直流入力電流に現れる脈動成分の吸収は、電圧補償法と、電流補償法により行われる。脈動を吸収するためのキャパシタ（入力コンデンサ４０）が充放電する電力Ｐｂｕｆは、交流周波数の２倍となる。この大きさは、下の式（９）の右辺第２項として示される。
【0069】
【数9】
【0070】
本実施形態では、小容量のフィルムコンデンサにより脈動を吸収するため、検出したｖｂｕｆは、帯域除去フィルタＢＥＦ（バンドストップフィルタ：band-stop filter）により２倍周波数を除去して制御することにより直流成分のみを制御する。なお、インバータ側の可変調を防ぐため、キャパシタンスＣｂｕｆに印加される平均電圧は高く設定した方が好適である。当該平均電圧のフィードバック制御は、第１レグｌｅｇ１により行われる。その後の電流制御は、下の式（１０）に示す入力電力Ｐｉｎ＝Ｖｂａｔ・ｉｂａｔと入力コンデンサ４０が充放電する電力Ｐｂｕｆ＝Ｖｂｕｆ・ｉｃの等価関係より、ＡＶＲ（Automatic Voltage Regulator）の出力（入力コンデンサ４０に流す電流指令値ｉｃ）からＡＣＲ（Automatic Current Regulator）の入力（リアクトル１２に流す電流指令値ｉｂａｔ）の間に換算を行う。
【0071】
【数10】
【0072】
これにより、本来は入力コンデンサ４０に流れ込む電流ｉｃの制御となるが、電源回路２によれば、リアクトル１２に流れる電流ｉｂａｔを制御することにより間接的に電圧を制御する。この操作により。ＡＰＤ回路として補償インダクタを追加する必要がなく、素子数の削減を図ることができる。
【0073】
また、インバータ制御を行う第３レグｌｅｇ３にはＰＷＭより正弦波の操作量を与える、一方、第２レグｌｅｇ２の操作量は上の式（８）に示すデューティ比を与える。そこで、制御の干渉を防ぐために第３レグｌｅｇ３の操作量に第２レグｌｅｇ２の操作量を加算する。
【0074】
［シミュレーション］
次に、図５から図１０を参照しながら、本実施形態に係るシミュレーションについて説明する。
図５は、実施形態に係るシミュレーション条件を示す図である。なお、シミュレーションでは、出力定格を５００［Ｗ（ワット）］とした。また、シミュレーションでは系統連系を行わずに、連系インダクタと抵抗負荷を２０［Ω（オーム）］を用いた。脈動補償を行うための入力コンデンサ４０はフィルムコンデンサを想定し、１００［μＦ（マイクロファラド）］とした。
次に、図５から図１０を参照しながら、本実施形態に係るシミュレーションについて説明する。
図５は、実施形態に係るシミュレーション条件を示す図である。なお、シミュレーションでは、出力定格を５００［Ｗ（ワット）］とした。また、シミュレーションでは系統連系を行わずに、連系インダクタと抵抗負荷を２０［Ω（オーム）］を用いた。脈動補償を行うための入力コンデンサ４０はフィルムコンデンサを想定し、１００［μＦ（マイクロファラド）］とした。
【0075】
具体的には、単相交流電力の出力電力Ｐｏｕｔを１５００[ＶＡ]とし、第１直流電源１１の電圧ｖｂａｔを６０[Ｖ]とし、第２直流電源２１の電圧ｖｐｖを９０[Ｖ]とし、入力コンデンサ４０の両端に印加される電圧ｖｂｕｆを３００[Ｖ]とし、リアクトル３１のインダクタンスＬａを３０[μＨ]とし、入力コンデンサ４０のキャパシタンスＣｂｕｆを１００[μＨ]とし、負荷３２の抵抗値Ｒを６．６７[Ω]とし、連系インダクタのインダクタンスＬｂを２０[ｍＨ]とし、単相交流電力の出力電圧ｖｏｕｔを１００[Ｖｒｍｓ]、５０[Ｈｚ]とし、制御部５０のスイッチング周波数ｆｓｗを１０[ｋＨｚ]とした。
【0076】
図６は、実施形態に係るシミュレーションをした結果得られた第１モード時の第１直流電源の電流波形と第２直流電源の電流波形とを示す図である。横軸は時間[ｓ]、縦軸は電流値［Ａ］を示す。
同図に示すように、１周期毎に電流値がゼロになる電流不連続期間を確認することができる。
同図に示すように、１周期毎に電流値がゼロになる電流不連続期間を確認することができる。
【0077】
図７は、実施形態に係るシミュレーションをした結果得られた第２モード時の第１直流電源の電流波形と第２直流電源の電流波形とを示す図である。横軸は時間[ｓ]、縦軸は電流値［Ａ］を示す。
同図に示すように、１周期毎に電流値がゼロになる電流不連続期間を確認することができる。
同図に示すように、１周期毎に電流値がゼロになる電流不連続期間を確認することができる。
【0078】
図８は、実施形態に係るシミュレーションをした結果得られたモード切替時の第１直流電源の電流波形と第２直流電源の電流波形とを示す図である。横軸は時間[ｓ]、縦軸は電流値［Ａ］を示す。
同図には、第１モード及び第２モードによる動作される場合における、それぞれの第１直流電源の電流波形と第２直流電源の電流波形とを示す。第１モード及び第２モードのいずれにおいても、ＡＰＤ回路により２倍周波数で現れる脈動を低減できていることが分かる。
同図には、第１モード及び第２モードによる動作される場合における、それぞれの第１直流電源の電流波形と第２直流電源の電流波形とを示す。第１モード及び第２モードのいずれにおいても、ＡＰＤ回路により２倍周波数で現れる脈動を低減できていることが分かる。
【0079】
図９は、実施形態に係るシミュレーションをした結果得られたコンデンサの電圧波形を示す図である。横軸は時間[ｓ]、縦軸は電圧値［Ｖ］を示す。
入力コンデンサ４０の両端に印加される電圧ｖｂｕｆが３００［Ｖ］に安定し、２倍周波数である１００［Ｈｚ］を含みながら制御されていることにより、脈動補償がされている。その結果、図８に示したように、２倍周波数で現れる脈動を低減することができる。
入力コンデンサ４０の両端に印加される電圧ｖｂｕｆが３００［Ｖ］に安定し、２倍周波数である１００［Ｈｚ］を含みながら制御されていることにより、脈動補償がされている。その結果、図８に示したように、２倍周波数で現れる脈動を低減することができる。
【0080】
図１０は、実施形態に係るシミュレーションをした結果得られた出力電流波形を示す図である。横軸は時間[ｓ]、縦軸は電流値［Ａ］を示す。
同図に示すように、出力電流ｉｏｕｔは、ひずみのない綺麗な波形となる。よって、電源装置１が良好に動作したことを確認することができた。また、単相電力脈動補償により脈動成分が良好に補償されていることを確認することができた。
同図に示すように、出力電流ｉｏｕｔは、ひずみのない綺麗な波形となる。よって、電源装置１が良好に動作したことを確認することができた。また、単相電力脈動補償により脈動成分が良好に補償されていることを確認することができた。
【0081】
［実施形態のまとめ］
以上説明したように、電源回路２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路と単相交流インバータ回路とを備え、それぞれの回路は連系用のリアクトルを要せず連系される。したがって、電源回路２は従来技術では必要としていた連系用のリアクトル（図１１におけるリアクトル９３）を要せず、２つのスイッチング素子（図１１におけるスイッチ９４及びスイッチ９５）をも削減することができる。
よって、本実施形態によれば、高コスト化、及び電源回路２の大型化を抑止することができる。
以上説明したように、電源回路２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路と単相交流インバータ回路とを備え、それぞれの回路は連系用のリアクトルを要せず連系される。したがって、電源回路２は従来技術では必要としていた連系用のリアクトル（図１１におけるリアクトル９３）を要せず、２つのスイッチング素子（図１１におけるスイッチ９４及びスイッチ９５）をも削減することができる。
よって、本実施形態によれば、高コスト化、及び電源回路２の大型化を抑止することができる。
【0082】
また、本実施形態によれば、電源回路２において、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路及び単相交流インバータ回路は、第４接続点Ｐ４において接地される。したがって、本実施形態によればＤＣ／ＤＣコンバータ回路及び単相交流インバータ回路のグラウンドレベルを共通化することができるため、共通の接地点（例えば電源装置１が載置される車両のシャシー等）に接続することができ、ノイズに強い。
【0083】
また、本実施形態によれば、電源回路２において、入力コンデンサ４０両端の電圧は、第１直流電源１１及び第２直流電源２１のいずれの出力電圧よりも大きい。したがって、本実施形態によれば、入力コンデンサ４０両端の電圧が高いため、スイッチングにより電圧利用率が下がった場合であっても、電圧利用率が低いことが単相交流電力を生成する際の制約条件とならない。
【0084】
また、本実施形態によれば、電源装置１は、電源回路２と制御部５０とを備える。したがって、電源回路２は、制御部５０により好適に制御されることができる。
【0085】
また、本実施形態によれば、制御部５０は、第１モード及び第２モードのいずれかのモードによりスイッチを制御する。したがって、制御部５０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路及び単相交流インバータ回路が同一の接地点において連系されている場合であっても、直流コンバータ動作と単相交流インバータ動作のいずれの動作も行うことができる。
また、本実施形態によれば、それぞれのモードに合わせて、第１スイッチＳ１、第２スイッチＳ２、第３スイッチＳ３、第４スイッチＳ４の導通状態を制御することにより、第５スイッチＳ５と第６スイッチＳ６の導通状態によらず、第１直流電源１１から入力コンデンサ４０に電力を共有することができる。
また、本実施形態によれば、それぞれのモードに合わせて、第１スイッチＳ１、第２スイッチＳ２、第３スイッチＳ３、第４スイッチＳ４の導通状態を制御することにより、第５スイッチＳ５と第６スイッチＳ６の導通状態によらず、第１直流電源１１から入力コンデンサ４０に電力を共有することができる。
【0086】
また、本実施形態によれば、制御部５０がスイッチを制御する周期において、第１モード及び第２モードのいずれについても、リアクトル１２に流れる電流がゼロになる期間が存在する。本実施形態によれば、リアクトル１２に流れる電流がゼロになる期間を有する電流不連続モードを用いることにより、リアクトル１２を小型化することができる。
【0087】
また、本実施形態によれば、制御部５０は、第４接続点Ｐ４における電位を、入力コンデンサ４０の両端の電圧の略５０％となるようスイッチを制御する。また、本実施形態によれば、電源回路２において、入力コンデンサ４０両端の電圧は、第１直流電源１１及び第２直流電源２１のいずれの出力電圧よりも大きい。したがって、本実施形態によれば、電圧利用率が略５０％であったとしても、単相交流電力を生成する際の制約条件とならない。
【0088】
また、本実施形態によれば、第２レグｌｅｇ２の制御に応じて、第１レグｌｅｇ１を制御する。したがって、共通の接地点によりＤＣ／ＤＣコンバータ回路と単相交流インバータ回路とを連系したとしても、コンバートに要するスイッチングにより交流電力波形が崩れることがない。
【0089】
以上、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明したが、具体的な構成が上述した実施形態に限られるわけではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲での設計変更等も含まれる。
【符号の説明】
【0090】
１…電源装置、１０…第１電源部、１１…第１直流電源、１２…リアクトル、２０…直流コンバータ回路、２１…第２直流電源、３０…単相インバータ回路、３１…リアクトル、３２…負荷、３３…Ｈブリッジ回路、４０…入力コンデンサ、５０…制御部、Ｓ１…第１スイッチ、Ｓ２…第２スイッチ、Ｓ３…第３スイッチ、Ｓ４…第４スイッチ、Ｓ５…第５スイッチ、Ｓ６…第６スイッチ、Ｓ７…第７スイッチ、Ｓ８…第８スイッチ、ＰＬ１…第１電源線、ＰＬ２…第２電源線、Ｐ１…第１接続点、Ｐ２…第２接続点、Ｐ３…第３接続点、Ｐ４…第４接続点、９１…フライングキャパシタ型コンバータ回路、９２…単相インバータ回路
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】