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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2023025882
(43)【公開日】2023-02-24
(54)【発明の名称】プラズマ加工装置用パルス電源装置
(51)【国際特許分類】
H02M 7/48 20070101AFI20230216BHJP
H02M 3/155 20060101ALI20230216BHJP
【ＦＩ】
H02M7/48 S
H02M7/48 F
H02M3/155 P
H02M3/155 U
【審査請求】有
【請求項の数】5
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2021131311
(22)【出願日】2021-08-11
(11)【特許番号】
(45)【特許公報発行日】2022-01-26
(71)【出願人】
【識別番号】392026888
【氏名又は名称】京都電機器株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110001069
【氏名又は名称】弁理士法人京都国際特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】藤吉 敏一
(72)【発明者】
【氏名】小西 庸平
【テーマコード（参考）】
5H730
5H770
【Ｆターム（参考）】
5H730AS04
5H730BB85
5H730BB88
5H730CC01
5H730DD16
5H730FD01
5H730FD31
5H730FG05
5H730FG10
5H770CA01
5H770CA02
5H770CA08
5H770DA01
5H770DA24
5H770DA41
5H770EA01
5H770EA07
5H770GA19
5H770HA02W
5H770HA02Y
5H770HA03W
5H770HA03Y
(57)【要約】 （修正有）
【課題】立上り及び立下りの特性が可変である等、様々な波形形状のパルス電圧を出力するプラズマ加工装置用パルス電源装置を提供する。
【解決手段】プラズマ加工装置用の可変パルス電源装置１は、少なくとも１周期分の出力電圧波形に対応する電圧パターン情報が格納された電圧パターン設定部５と、外部から供給される交流電力に基いて、電圧パターン情報によるピーク電圧値に応じた、正負のいずれか一方又は両方の極性であって、絶対値が該ピーク電圧値以上である高電圧を生成する高電圧生成部２と、電圧パターン情報による時間経過に対応するパターン形状の変化に従って、高電圧生成部２から与えられる高電圧又はそれに由来する電圧をスイッチングする位相シフトＰＷＭ方式のマルチレベルコンバータである波形整形部３と、波形整形部３から出力される電圧波形に重畳している不要な信号成分を除去するフィルタ４と、を備える。
【選択図】図１
【解決手段】プラズマ加工装置用の可変パルス電源装置１は、少なくとも１周期分の出力電圧波形に対応する電圧パターン情報が格納された電圧パターン設定部５と、外部から供給される交流電力に基いて、電圧パターン情報によるピーク電圧値に応じた、正負のいずれか一方又は両方の極性であって、絶対値が該ピーク電圧値以上である高電圧を生成する高電圧生成部２と、電圧パターン情報による時間経過に対応するパターン形状の変化に従って、高電圧生成部２から与えられる高電圧又はそれに由来する電圧をスイッチングする位相シフトＰＷＭ方式のマルチレベルコンバータである波形整形部３と、波形整形部３から出力される電圧波形に重畳している不要な信号成分を除去するフィルタ４と、を備える。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
プラズマ加工装置において加工のためのプラズマ負荷に正極性若しくは逆極性である単極性、又は両極性のパルス電圧を印加するプラズマ加工装置用パルス電源装置であって、
a)少なくとも１周期分の出力電圧波形に対応する電圧パターン情報が格納されたパターン情報記憶部と、
b)外部から供給される交流電力に基いて、前記パターン情報記憶部に格納されている電圧パターン情報によるピーク電圧値に応じた、正負のいずれか一方又は両方の極性であって、絶対値が該ピーク電圧値以上である高電圧を生成する高電圧生成部と、
c)前記パターン情報記憶部に格納されている電圧パターン情報による時間経過に対応するパターン形状の変化に従って、前記高電圧生成部から与えられる高電圧又はそれに由来する電圧をスイッチングするコンバータである波形整形部と、
d)前記波形整形部から出力される電圧波形に重畳している不要な信号成分を除去するフィルタと、
を備えるプラズマ加工装置用パルス電源装置。
a)少なくとも１周期分の出力電圧波形に対応する電圧パターン情報が格納されたパターン情報記憶部と、
b)外部から供給される交流電力に基いて、前記パターン情報記憶部に格納されている電圧パターン情報によるピーク電圧値に応じた、正負のいずれか一方又は両方の極性であって、絶対値が該ピーク電圧値以上である高電圧を生成する高電圧生成部と、
c)前記パターン情報記憶部に格納されている電圧パターン情報による時間経過に対応するパターン形状の変化に従って、前記高電圧生成部から与えられる高電圧又はそれに由来する電圧をスイッチングするコンバータである波形整形部と、
d)前記波形整形部から出力される電圧波形に重畳している不要な信号成分を除去するフィルタと、
を備えるプラズマ加工装置用パルス電源装置。
【請求項2】
前記波形整形部は、各々が、少なくとも一組の相補スイッチ、又は該相補スイッチの代わりとなる一個のスイッチと一個のダイオードとの組合せ、を含む波形整形ユニットを複数直列に接続した、位相シフトＰＷＭ方式によるマルチレベルカスケードコンバータである、請求項１に記載のプラズマ加工装置用パルス電源装置。
【請求項3】
前記波形整形ユニットは、一組の相補スイッチを含むレッグを複数備え、ＰＷＭ制御されるレッグを入れ替えることによって前記波形整形部から出力する電圧の極性を切り替える、請求項２に記載のプラズマ加工装置用パルス電源装置。
【請求項4】
前記波形整形部は、ユニポーラ変調により両極性又は単極性のパルス電圧を生成可能である、請求項１～３のいずれか１項に記載のプラズマ加工装置用パルス電源装置。
【請求項5】
前記高電圧生成部は、ＰＡＭ方式のコンバータとＰＷＭデューティ比が０．５固定である２相インバータとを組み合わせたものである、請求項１～４のいずれか１項に記載のプラズマ加工装置用パルス電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、各種のプラズマ加工装置に用いられるパルス電源装置に関する。
【背景技術】
【0002】
現在、半導体プロセスを始めとする様々な分野において、プラズマを利用して対象物に対しエッチング、スパッタリングなどの加工処理を施すプラズマ加工装置が用いられている。こうしたプラズマ加工装置では、プラズマを生成したり、プラズマに電力を供給したり、或いは、プラズマ中の荷電粒子を加速したりするために、高周波（ＲＦ）電圧と直流パルス電圧とを併用するものが従来知られている。
【0003】
こうしたプラズマ加工装置に使用されるパルス電源装置では、数百Ｖ～数kV程度の波高値の高電圧パルスを生成する必要があり、例えば特許文献１、２に記載の電源装置が知られている。この電源装置では、リアクトルと容量性負荷回路とを含む共振回路での共振現象を利用して、直流パルス電圧の立上り波形及び立下り波形を形成している。こうした手法によって、直流パルス電圧の損失を抑えながら、高電圧である直流パルス電圧の立上り時間及び立下り時間を短縮することが可能である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0004】
【特許文献1】特許第６８１０３１６号公報
【特許文献2】特許第６８１０３１７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0005】
一方で、プラズマ加工装置のパルス電源装置には、高電圧である直流パルス電圧の立上りや立下りをできるだけ急峻に行いたいという要求のみならず、その逆に立上りや立下りを緩慢に行いたい、或いは、特定の二つの電圧レベルのパルス電圧だけでなく、多段階の電圧レベルのパルス電圧を使用したい、といった様々な要求がある。即ち、従来よりも一層柔軟な波形形状を有するパルス電圧を生成することが求められるようになってきている。しかしながら、従来、そうした要求に応え得るプラズマ加工装置用パルス電源装置は存在しない。
【0006】
例えば、上記特許文献１、２に記載のような電源装置において、直流パルス電圧の立上り及び立下り波形を変化させるには、共振回路に可飽和リアクトルを使用し、そのリアクトルのインダクタンス値を調整することで共振周波数を変化させることが考えられる。しかしながら、そうした場合、緩慢な立上り及び立下りを達成するために低い共振周波数に適応する大きなインダクタンス値の可飽和リアクトルが必要となり、リアクトルの大形化及びコストアップが避けられない。そのほか、従来の回路方式における出力電流制限抵抗を可変抵抗とすることや、半導体シリーズドロッパ方式を用いる等の対応も考えられるものの、いずれも大きな電力損失が生じるために実用性に乏しい。
【0007】
本発明はこうした課題を解決するためになされたものであり、その主な目的は、大きな電力損失を生じることなく、例えば立上り及び立下りの特性が可変である等、様々な波形形状を有する高電圧のパルス電圧を出力することができるプラズマ加工装置用パルス電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0008】
上記課題を解決するためになされた本発明に係るプラズマ加工装置用パルス電源装置は、プラズマ加工装置において加工のためのプラズマ負荷に正極性若しくは逆極性である単極性、又は両極性のパルス電圧を印加するプラズマ加工装置用パルス電源装置であって、
a)少なくとも１周期分の出力電圧波形に対応する電圧パターン情報が格納されたパターン情報記憶部と、
b)外部から供給される交流電力に基いて、前記パターン情報記憶部に格納されている電圧パターン情報によるピーク電圧値に応じた、正負のいずれか一方又は両方の極性であって、絶対値が該ピーク電圧値以上である高電圧を生成する高電圧生成部と、
c)前記パターン情報記憶部に格納されている電圧パターン情報による時間経過に対応するパターン形状の変化に従って、前記高電圧生成部から与えられる高電圧又はそれに由来する電圧をスイッチングするコンバータである波形整形部と、
d)前記波形整形部から出力される電圧波形に重畳している不要な信号成分を除去するフィルタと、
を備える。
a)少なくとも１周期分の出力電圧波形に対応する電圧パターン情報が格納されたパターン情報記憶部と、
b)外部から供給される交流電力に基いて、前記パターン情報記憶部に格納されている電圧パターン情報によるピーク電圧値に応じた、正負のいずれか一方又は両方の極性であって、絶対値が該ピーク電圧値以上である高電圧を生成する高電圧生成部と、
c)前記パターン情報記憶部に格納されている電圧パターン情報による時間経過に対応するパターン形状の変化に従って、前記高電圧生成部から与えられる高電圧又はそれに由来する電圧をスイッチングするコンバータである波形整形部と、
d)前記波形整形部から出力される電圧波形に重畳している不要な信号成分を除去するフィルタと、
を備える。
【0009】
本発明に係るプラズマ加工装置用パルス電源装置において、パターン情報記憶部には、例えば１周期分の出力パルス電圧波形に対応する電圧パターン情報が予め格納される。この電圧パターン情報は例えば、１周期内の所定時間間隔を有する各時点における電圧値を示すものである。実際に出力パルス電圧を生成する回路は、前段の高電圧生成部と後段の波形整形部とから成り、高電圧生成部では、出力パルス電圧波形のピーク電圧又はそれ以上の電圧値を持つ高電圧を生成する。波形整形部は例えば位相シフトＰＷＭ方式のマルチレベルコンバータであり、電圧パターン情報に基いて、高電圧生成部から与えられた電圧を各段のコンバータでそれぞれＰＷＭ制御することでパルス電圧を生成し、その複数のパルス電圧を合成して出力する。フィルタはこの電圧波形に重畳しているキャリア成分を除去し出力する。
【0010】
本発明に係るプラズマ加工装置用パルス電源装置において、前記波形整形部は、各々が、少なくとも一組の相補スイッチ、又は該相補スイッチの代わりとなる一個のスイッチと一個のダイオードとの組合せ、を含む波形整形ユニットを複数直列に接続した、位相シフトＰＷＭ方式によるマルチレベルカスケードコンバータである構成とすることができる。
【0011】
この構成によれば、電圧定格等が比較的低いスイッチング素子等を利用することができるので、スイッチング速度の高速化による損失の低減が可能である。
【0012】
また、本発明に係わるプラズマ加工装置用パルス電源装置において、前記波形整形部は、二組の相補スイッチを用いることによって両極性のパルス電圧を生成可能である構成とすることができる。
その場合、降圧チョッパ動作を基本として、それぞれ一組の相補スイッチを含む複数のレッグをＰＷＭ用レッグ、極性切換用レッグという専用のレッグとする方式としてもよいが、正極性時のＰＷＭ用レッグと逆極性時のＰＷＭ用レッグとを予め定め、ゼロクロスを境としてＰＷＭ制御するレッグを入れ替えることによって波形整形部から出力する電圧の極性を切り替える方式とする方が好ましい。これにより、ゼロクロス時の出力ノイズを低減することができる。
その場合、降圧チョッパ動作を基本として、それぞれ一組の相補スイッチを含む複数のレッグをＰＷＭ用レッグ、極性切換用レッグという専用のレッグとする方式としてもよいが、正極性時のＰＷＭ用レッグと逆極性時のＰＷＭ用レッグとを予め定め、ゼロクロスを境としてＰＷＭ制御するレッグを入れ替えることによって波形整形部から出力する電圧の極性を切り替える方式とする方が好ましい。これにより、ゼロクロス時の出力ノイズを低減することができる。
【0013】
また、本発明に係るプラズマ加工装置用パルス電源装置において、前記波形整形部は、ユニポーラＰＷＭ方式により両極性又は単極性のパルス電圧を生成可能である構成とすることができる。
前記波形整形部にはＨブリッジ動作を基本としたバイポーラＰＷＭ方式を用いることもできるが、ユニポーラＰＷＭ方式を用いることで、リップルを抑えるとともに効率を改善することができる。
前記波形整形部にはＨブリッジ動作を基本としたバイポーラＰＷＭ方式を用いることもできるが、ユニポーラＰＷＭ方式を用いることで、リップルを抑えるとともに効率を改善することができる。
【0014】
なお、上記波形整形ユニットに含まれる相補スイッチは、通常、出力パルス電圧の極性が正極性又は逆極性のいずれか一方のみ（つまり単極性）である場合には１組以上、出力パルス電圧の極性が正極性と逆極性との両方（つまり両極性）である場合には２組以上である。
【0015】
また、本発明に係るプラズマ加工装置用パルス電源装置において、前記高電圧生成部は、ＰＡＭ方式のコンバータとＰＷＭデューティ比が０．５固定である２相インバータとを組み合わせた構成とすることができる。
【発明の効果】
【0016】
本発明に係るプラズマ加工装置用パルス電源装置によれば、パターン情報記憶部に格納する電圧パターン情報を適宜変更することによって、例えば立上り及び立下りの特性が急峻である又は緩慢である等、様々な波形形状のパルス電圧を出力することができる。そうしたパルス電圧を生成するのに際して、インダクタンス値が可変である可飽和リアクトルや抵抗値が可変である出力電流制限抵抗などを用いる必要がない。そのため、装置の小形化、軽量化、低コスト削減等に有利であるほか、電力損失を抑制して効率的にプラズマ負荷に電力を供給することができる。
【図面の簡単な説明】
【0017】
【図1】本発明の第１実施形態である可変パルス電源装置の概略ブロック構成図。
【図2】第１実施形態の可変パルス電源装置による電圧出力波形の一例を示す図。
【図3】第１実施形態の可変パルス電源装置における高電圧生成部の概略回路の一例を示す図。
【図4】第１実施形態の可変パルス電源装置における波形整形部及びフィルタの概略回路の一例を示す図。
【図5】波形整形部における相補スイッチのオン／オフ状態の一例を示す図。
【図6】波形整形部のＰＷＭ駆動におけるデューティ比とリップル残存度との関係を示す図。
【図7】波形整形部の動作波形の一例を示す図。
【図8】簡略化した波形整形部における電流経路の一例を示す図。
【図9】簡略化した波形整形部における電流経路の一例を示す図。
【図10】簡略化した波形整形部における電流経路の一例を示す図。
【図11】簡略化した波形整形部における電流経路の一例を示す図。
【図12】各レッグをＰＷＭ用及び極性切替用の専用のレッグとする方式における相補スイッチのオン／オフ状態の一例を示す概略図。
【図13】ユニポーラＰＷＭ方式を採用した場合の、波形整形部における正極性出力時の要部の波形と相補スイッチのオン／オフ状態の一例を示す概略図。
【図14】ユニポーラＰＷＭ方式を採用した場合の、波形整形部における逆極性出力時の要部の波形と相補スイッチのオン／オフ状態の一例を示す概略図。
【図15】ユニポーラＰＷＭ方式を採用した場合の、波形整形部におけるゼロ出力時の要部の波形と相補スイッチのオン／オフ状態の一例を示す概略図。
【図16】ユニポーラＰＷＭ方式を採用した場合の、簡略化した波形整形部における正極性出力時の電流経路の一例を示す図。
【図17】ユニポーラＰＷＭ方式を採用した場合の、簡略化した波形整形部における逆極性出力時の電流経路の一例を示す図。
【図18】ユニポーラＰＷＭ方式を採用した場合の、簡略化した波形整形部におけるゼロ出力時の電流経路の一例を示す図。
【図19】第２実施形態である可変パルス電源装置における波形整形部の一部の回路図。
【図20】第２実施形態のパルス電源装置における波形整形部の一変形例を示す図。
【図21】第３実施形態である可変パルス電源装置における波形整形部の一部の回路図。
【図22】第４実施形態である可変パルス電源装置における波形整形部の一部の回路図。
【図23】第５実施形態である可変パルス電源装置における波形整形部の一部の回路図。
【図24】第６実施形態である可変パルス電源装置における波形整形部の一部の回路図。
【図25】第７実施形態である可変パルス電源装置における波形整形部の一部の回路図。
【図26】波形整形部をバイポーラ方式でＰＷＭ制御する場合の相補スイッチのオン／オフ状態の一例を示す図。
【図27】ユニポーラＰＷＭ方式を採用し他の制御方法を用いた場合の、波形整形部における正極性出力時の要部の波形と相補スイッチのオン／オフ状態の一例を示す概略図。
【図28】ユニポーラＰＷＭ方式を採用し他の制御方法を用いた場合の、波形整形部における逆極性出力時の要部の波形と相補スイッチのオン／オフ状態の一例を示す概略図。
【図29】ユニポーラＰＷＭ方式を採用し他の制御方法を用いた場合の、波形整形部におけるゼロ出力時の要部の波形と相補スイッチのオン／オフ状態の一例を示す概略図。
【発明を実施するための形態】
【0018】
以下、本発明に係るプラズマ加工装置用パルス電源装置の実施形態について、添付図面を参照して説明する。
【0019】
［第１実施形態］
＜全体構成と概略動作＞
図１は、第１実施形態の可変パルス電源装置の概略ブロック構成図である。図２は本実施形態の可変パルス電源装置による出力電圧波形の一例を示す図である。
図１、図２により、本実施形態の可変パルス電源装置の概略的な構成及び動作について説明する。
＜全体構成と概略動作＞
図１は、第１実施形態の可変パルス電源装置の概略ブロック構成図である。図２は本実施形態の可変パルス電源装置による出力電圧波形の一例を示す図である。
図１、図２により、本実施形態の可変パルス電源装置の概略的な構成及び動作について説明する。
【0020】
図１に示すように、本実施形態の可変パルス電源装置１は、三相交流電源６から三相交流電力を受け、プラズマ加工装置において生成される容量性であるプラズマ負荷７に、パルス電圧を印加するものである。本実施形態の可変パルス電源装置１は、三相交流電力を受けて正極性側と逆極性側のいずれか一方又は両方の高電圧を生成する高電圧生成部２と、その高電圧を入力とし、スイッチングにより波形整形された電圧を出力する波形整形部３と、波形整形された電圧に重畳しているキャリア信号成分を除去するフィルタ４と、予め設定された電圧波形のパターン情報に応じて高電圧生成部２及び波形整形部３に指示信号を出力する電圧パターン設定部５と、を含む。
【0021】
電圧パターン設定部５は、フラッシュメモリなどの不揮発性の半導体メモリと該メモリへのデータの読み書きを制御するリードライト回路などを中心に構成される。電圧パターン設定部５の不揮発性半導体メモリには、図２に示したような出力パルス電圧の少なくとも１周期内における、時間経過に対する電圧値データが格納される。この時間経過に対する電圧値データが電圧パターンであり、この電圧パターンを適宜書き換えることで、様々な形状のパルス電圧を出力することができる。パルス電圧のピーク電圧値はもちろんのこと、パルスの立上り及び立下りの特性や、パルスの段数（電圧値のレベル数）など、装置に規定された範囲内でパルス電圧の形状を適宜に設定することができる。
【0022】
ごく簡単に言うと、本実施形態の可変パルス電源装置１は、電圧パターン設定部５に予め設定された電圧パターンに従って、このパターンに倣った形状で電圧値が変化するパルス電圧を生成してプラズマ負荷７に出力する。
【0023】
電圧パターン設定部５は、設定されている電圧パターンにおいて正極側と負極側のピーク電圧の絶対値を比較し、その大きい方の電圧値（図２の例ではＶoa）、又はそれよりもさらに大きな電圧値Ｖsを目標電圧値として高電圧生成部２に対し指示する。一般的に、この電圧値Ｖsは１kV以上である。上記指示を受けた高電圧生成部２は、正極側と負極側の両方（又はいずれか一方）においてその絶対値がＶsである電圧を生成する。波形整形部３は電圧パターン設定部５から指示された時間経過に伴う電圧パターンに従って、高電圧生成部２から与えられた電圧をスイッチング制御してパルス電圧として出力する。フィルタ４はＬＣローパスフィルタであり、波形整形部３でのスイッチング制御により発生するキャリア周波数成分等を除去して出力する。
【0024】
出力パルス電圧のピーク電圧値Ｖoa、Ｖobは、高電圧生成部２で決まるようにしてもよいし、波形整形部３におけるスイッチング制御によって決まるようにしてもいずれでも構わない。
【0025】
図２に示すように、本実施形態の可変パルス電源装置１から出力されるパルス電圧波形は周期的で且つ連続した波形である。ここでは、説明の都合上、ゼロクロス点である時刻ｔ1から次のゼロクロス点である時刻ｔ4までの期間の負電圧側を正極性電圧、ゼロクロス点である時刻ｔ4から時刻ｔ7までの正電圧側を逆極性電圧と定める。また、時刻ｔ1～ｔ2の期間を正極性出力時の、時刻ｔ4～ｔ5の期間を逆極性出力時のそれぞれ立上り期間、時刻ｔ0～ｔ1の期間を逆極性出力時の、時刻ｔ3～ｔ4の期間を正極性出力時のそれぞれ立下り期間と定める。
【0026】
Ｖoaは正極性電圧、Ｖobは逆極性電圧におけるそれぞれのピーク電圧値であり、ＶoaとＶobとを比較して絶対値が大きい方のＶoaに対応する高電圧生成部２の出力電圧をＶsとして、図２中に一点鎖線で示す。α1、α2は出力パルス電圧波形のエッジ部に相当する変化期間であり、この部分の波形を１／４波長正弦波で近似すれば、エッジ部の周波数は１／（４・α1）又は１／（４・α2）となる。
次に各部の詳細な構成と動作を順に説明する。
次に各部の詳細な構成と動作を順に説明する。
【0027】
＜高電圧生成部の構成及び動作＞
図３は、高電圧生成部２の概略回路の一例を示す図である。
高電圧生成部２は、降圧コンバータ２Ａと高周波インバータ２Ｂを含む。三相交流電源６から供給される三相交流電圧は、ヒューズ回路２０を通して、ブリッジダイオード２１とコンデンサ２２とから成る整流回路に入力される。コンデンサ２２の両端間の電圧は、直列接続された二つのスイッチング素子２３１、２３２から成る相補スイッチ２３、リアクトル２４、及びコンデンサ２６により構成される降圧コンバータ２Ａに入力される。降圧コンバータ２Ａにおける相補スイッチ２３のオン・オフ動作は第１制御部２９により制御され、それによりコンデンサ２６の両端に所定の電圧値のＰ／Ｎバスライン電圧Ｖpnが得られる。リアクトル２４とコンデンサ２６との間には電流トランス２５が挿入され、電流トランス２５で検出された電流値は第１制御部２９にフィードバックされる。
図３は、高電圧生成部２の概略回路の一例を示す図である。
高電圧生成部２は、降圧コンバータ２Ａと高周波インバータ２Ｂを含む。三相交流電源６から供給される三相交流電圧は、ヒューズ回路２０を通して、ブリッジダイオード２１とコンデンサ２２とから成る整流回路に入力される。コンデンサ２２の両端間の電圧は、直列接続された二つのスイッチング素子２３１、２３２から成る相補スイッチ２３、リアクトル２４、及びコンデンサ２６により構成される降圧コンバータ２Ａに入力される。降圧コンバータ２Ａにおける相補スイッチ２３のオン・オフ動作は第１制御部２９により制御され、それによりコンデンサ２６の両端に所定の電圧値のＰ／Ｎバスライン電圧Ｖpnが得られる。リアクトル２４とコンデンサ２６との間には電流トランス２５が挿入され、電流トランス２５で検出された電流値は第１制御部２９にフィードバックされる。
【0028】
Ｐ／Ｎバスラインの両端は、直列に接続されたスイッチング素子２７１、２７２を含む第１レッグ２７と、同じく直列に接続されたスイッチング素子２８１、２８２を含む第２レッグ２８とで構成されるブリッジ回路の一端と他端にそれぞれ接続される。このブリッジ回路が高周波インバータ２Ｂを構成し、Ｐ／Ｎバスライン電圧Ｖpnの変化により、第１レッグ２７の中点ｅと第２レッグ２８の中点ｆとの間に、振幅が可変である高周波高電圧が出力される。この高周波高電圧が、後述する高周波スイッチングトランスの１次巻線を励磁し、波形整形部３に電力を供給する。
【0029】
上記の回路方式は、ＰＡＭ（パルス振幅変調）方式として知られている手法である。三相交流電圧に起因する商用リップルの改善は、よく知られているように、上記のＰＷＭ制御にピーク電流モード制御を併用することで行うことができる。
【0030】
なお、降圧コンバータ２Ａ及び高周波インバータ２Ｂに用いられる各スイッチング素子は、例えば１００kHz程度以上の高速のスイッチング周波数で動作する必要がある。そのため、スイッチング素子としてはＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴが用いられる。また、アーム短絡を防止するために、スイッチング素子の切替え時にはデッドタイムを設ける必要がある。
【0031】
＜波形整形部及びフィルタの構成、並びに動作＞
図４は、波形整形部３及びフィルタ４の概略回路の一例を示す図である。
プラズマ加工装置用のパルス電源装置において、図２に示した出力パルス電圧のピーク電圧は、通常、１kV～１０kVと、かなり高い電圧が必要とされる。そのため、一般に流通しているスイッチング素子等の回路部品の電圧定格の制約から、波形整形部３としては、回路を複数に分割し、分割された各回路の出力を直列に接続する、位相シフトＰＷＭ方式のマルチレベルカスケードコンバータを採用する。こうした回路を採用することで、回路部品の電圧定格の制約を回避し易くなり、また、流通性の高い回路部品を使用することが可能となるのでコスト的にも有利である。
図４は、波形整形部３及びフィルタ４の概略回路の一例を示す図である。
プラズマ加工装置用のパルス電源装置において、図２に示した出力パルス電圧のピーク電圧は、通常、１kV～１０kVと、かなり高い電圧が必要とされる。そのため、一般に流通しているスイッチング素子等の回路部品の電圧定格の制約から、波形整形部３としては、回路を複数に分割し、分割された各回路の出力を直列に接続する、位相シフトＰＷＭ方式のマルチレベルカスケードコンバータを採用する。こうした回路を採用することで、回路部品の電圧定格の制約を回避し易くなり、また、流通性の高い回路部品を使用することが可能となるのでコスト的にも有利である。
【0032】
図４に示した例では、パルス電圧のピーク電圧値を２kVと想定し、波形整形部３の回路を符号３０Ａ、３０Ｂ、３０Ｃ、３０Ｄで示す四つの波形整形ユニットに分割している。なお、図３中で符号３０Ａ、３０Ｂ、３０Ｃ、３０Ｄで示した波形整形ユニットに含まれる構成は全く同じであり、符号３１、３２、３３、３４、３５の構成要素には一部しか符号を明示していないものの、それら構成要素には３１Ａ～３１Ｄ、３２Ａ～３２Ｄ、…の符号が付されているものとみなす。これは、後述する他の実施形態の説明においても同様である。
【0033】
上述したように波形整形部３を四つのユニットに分割したため、前段の高電圧生成部２からの電圧供給も四つの回路に対応して分岐させる必要がある。即ち、図４に示すように、高電圧生成部２の高周波インバータ２Ｂにおける各レッグ２７、２８の中点ｅ、ｆは 四つの高周波スイッチングトランス３１Ａ～３１Ｄの１次側巻線にそれぞれ接続され、その四つの２次側巻線において分離され、且つ互いに電気的に絶縁されている。四つの高周波スイッチングトランス３１Ａ～３１Ｄの２次側巻線はそれぞれ、ブリッジダイオード３２Ａ～３２Ｄのそれぞれ交流入力端に接続され、その直流出力端にはコンデンサ３３Ａ～３３Ｄがそれぞれ接続されている。ブリッジダイオード３２Ａ～３２Ｄ及びコンデンサ３３Ａ～３３Ｄは高周波整流回路を形成する。
【0034】
波形整形ユニット３０Ａ～３０Ｄにおけるコンデンサ３３Ａ～３３Ｄの両端はそれぞれ、四つに分岐された独立した高電圧生成部２の出力端であるとみることもできる。即ち、図４において波形整形ユニット３０Ａ～３０Ｄに含まれる符号３Ａで示した範囲（高周波スイッチングトランス３１Ａ～３１Ｄ、ブリッジダイオード３２Ａ～３２Ｄ、コンデンサ３３Ａ～３３Ｄ）は実質的には高電圧生成部２に含まれるとみなすことができ、その場合には、高電圧生成部２から各波形整形ユニット３０Ａ～３０Ｄの符号３Ａ以降の回路に、それぞれ独立に直流電圧が印加されることになる。こうした回路構成を採ることによって、高電圧生成部２から波形整形部３に対して十分に高い直流電圧を印加する一方、波形整形部３では適切に出力電圧を設定するとともにその波形形状を制御することができる。
【0035】
上記高電圧生成部２における高周波インバータ２Ｂ、高周波スイッチングトランス３１Ａ～３１Ｄ、及び高周波整流回路を含むＤＣ－ＤＣコンバータは、ＰＷＭデューティ比Ｄ＝０．５で動作する２相コンバータである。これは、後述する図６における２チャンネルのコンバータに該当し、デューティ比Ｄ＝０．５にてリップルが打ち消されてゼロになる。そのため、高周波整流回路中にリップルの平滑化を目的とするリアクトルを設ける必要がない。従って、高周波整流回路中のブリッジダイオード３２Ａ～３２Ｄの電流は２相の半波次サイクルまで継続せず、ダイオードのリカバリ時間による短絡が生じないため、その開放時のサージ電圧がその素子自体に印加されることを避けることができる。
【0036】
四つの波形整形ユニット３０Ａ～３０Ｄは、４組の直列接続されたスイッチング素子Sa1、Sb1～Sa4、Sb4を含む第１の相補スイッチ３４Ａ～３４Ｄと、同じく４組の直列接続されたスイッチング素子Sa5、Sb5～Sa8、Sb8を含む第２の相補スイッチ３５Ａ～３５Ｄと、を備える。各波形整形ユニット３０Ａ～３０Ｄにおいて、第１の相補スイッチ３４Ａ～３４Ｄと第２の相補スイッチ３５Ａ～３５Ｄとはそれぞれ降圧チョッパ回路を構成するレッグである。
【0037】
波形整形ユニット３０Ａ～３０Ｄはそれぞれ、上述したように四つに分岐独立した高電圧生成部２の出力の一端とみなせるコンデンサ３３Ａ～３３Ｄの正極側の端部と、第１及び第２の相補スイッチ３４Ａ～３４Ｄ、３５Ａ～３５Ｄの一端であるスイッチング素子Sb1～Sb4、Sb5～Sb8の一端（ドレイン）をそれぞれ共通に接続した第１の接続端ａと、コンデンサ３３Ａ～３３Ｄの負極側の端部と第１及び第２の相補スイッチ３４Ａ～３４Ｄ、３５Ａ～３５Ｄの他端であるスイッチング素子Sa1～Sa4、Sa5～Sa8の他端（ソース）をそれぞれ共通接続した第２の接続端ｂと、第１の相補スイッチ３４Ａ～３４Ｄ同士を接続するスイッチング素子Sa1～Sa4の一端（ドレイン）とスイッチング素子Sb1～Sb4の他端（ソース）のそれぞれの接続点である第１の出力端ｃと、第２の相補スイッチ３５Ａ～３５Ｄ同士を接続するスイッチング素子Sa5～Sa8の一端（ドレイン）とスイッチング素子Sb5～Sb8の他端（ソース）のそれぞれの接続点である第２の出力端ｄと、を含む。第１及び第２の相補スイッチ３４Ａ～３４Ｄ、３５Ａ～３５Ｄに含まれるスイッチング素子のオン・オフ動作は、第２制御部３６により制御される。
【0038】
この波形整形部３は、４段目の波形整形ユニット３０Ｄの第１の出力端ｃが３段目の波形整形ユニット３０Ｃの第２の出力端ｄに接続され、同様に３段目の波形整形ユニット３０Ｃの出力端ｃが２段目の波形整形ユニット３０Ｂの出力端ｄに接続され、これが順次繰り返されることによって、４段目の波形整形ユニット３０Ｄの出力端ｄと１段目の波形整形ユニット３０Ａの出力端ｃとの間に、波形整形ユニット３０Ａ～３０Ｄ毎に１／４に分割された出力電圧Ｖoが直列に合成されて出力される構成である。
なお、上記構成に代えて、４段目の波形整形ユニット３０Ｄの出力端ｄを３段目の波形整形ユニット３０Ｃの出力端ｃに接続し、同様に３段目の波形整形ユニット３０Ｃの出力端ｄを２段目の波形整形ユニット３０Ｂの出力端ｃに接続し、これを順次繰り返すことによって、４段目の波形整形ユニット３０Ｄの出力端ｃと１段目の波形整形ユニット３０Ａの出力端ｄとの間に、上記出力電圧Ｖoとはその方向が逆である電圧を出力する構成とすることもできる。
なお、上記構成に代えて、４段目の波形整形ユニット３０Ｄの出力端ｄを３段目の波形整形ユニット３０Ｃの出力端ｃに接続し、同様に３段目の波形整形ユニット３０Ｃの出力端ｄを２段目の波形整形ユニット３０Ｂの出力端ｃに接続し、これを順次繰り返すことによって、４段目の波形整形ユニット３０Ｄの出力端ｃと１段目の波形整形ユニット３０Ａの出力端ｄとの間に、上記出力電圧Ｖoとはその方向が逆である電圧を出力する構成とすることもできる。
【0039】
フィルタ４は、リアクトル４０とコンデンサ４１とを含むＬＣローパスフィルタである。リアクトル４０の一端と出力端との間には、電流トランス４２とダンピング抵抗４３が設けられる。また、両出力端の間には、電圧検出用のモニタ抵抗４４、４５が設けられており、電流トランス４２により検出されるモニタ電流とモニタ抵抗４４により検出されるモニタ電圧とが電圧パターン設定部５にフィードバックされる。
【0040】
図５（Ａ）、（Ｂ）は、正極性出力時及び逆極性出力時における第１、第２の相補スイッチ３４Ａ～３４Ｄ、３５Ａ～３５Ｄのオン／オフ状態の一例を示す概略図である。図５は、相補スイッチに含まれる各スイッチング素子のゲートに印加される駆動信号であるとみることもできる。
【0041】
四つの波形整形ユニット３０Ａ～３０Ｄにおける出力電圧の調整は、第２制御部３６によるＰＷＭ制御によって実施される。第１及び第２の相補スイッチ３４Ａ～３４Ｄ、３５Ａ～３５Ｄの動作は、例えば第１の相補スイッチ３４Ａ～３４ＤがＰＷＭ制御によるパルス幅で相補動作するとき、第２の相補スイッチ３４Ａ～３４Ｄのスイッチング素子Sb5～Sb8は常時オン、他のスイッチング素子Sa5～Sa8は常時オフの状態となる。一方、第２の相補スイッチ３５Ａ～３５ＤがＰＷＭ制御によるパルス幅で相補動作するときには、第１の相補スイッチ３４Ａ～３４Ｄのスイッチング素子Sb1～Sb4は常時オン、他のスイッチング素子Sa1～Sa4は常時オフの状態となる。即ち、出力電圧が正極から逆極に又は逆極から正極に切り替わる度に、第１及び第２の相補スイッチ３４Ａ～３４Ｄ、３５Ａ～３５Ｄの状態、つまりは二つのレッグの状態が入れ替わる、いわゆる、降圧チョッパ動作を基本とするＰＷＭ用レッグの入替えによる極性切替え方式に従った動作を行う。
【0042】
ここで、４段の波形整形ユニット３０Ａ～３０Ｄにおいて、ＰＷＭ制御のための波形整形部３のキャリア周波数の位相は、それぞれ３６０°／４＝９０°ずつずれた位相シフト動作がなされている。それ故に、この制御方式は位相シフトＰＷＭ方式である。この場合、リップル周波数ｆrは４×キャリア周波数ｆである。例えばｆ＝４００kHzである場合、リップル周波数ｆrは１．６MHzである。また、図６に示すように、１／４＝０．２５のＰＷＭデューティの倍数毎にリップルは打ち消される。図６は、チャンネル数（ここでいうユニット数）とリップル残存度との関係を示す曲線であり、リップル残存度＝０は完全にリップルがキャンセルされた状態である。
【0043】
図７は、各波形整形ユニット３０Ａ～３０Ｄの出力端ｃ、ｄ間の出力電圧をＶo1～Ｖo4とし、４段目の波形整形ユニット３０Ｄの出力端ｄと１段目の波形整形ユニット３０Ａの出力端ｃとの間の直列に合成された出力電圧をＶo5として、図２に示した波形図におけるｔ1～ｔ2期間における第１及び第２の相補スイッチ３４Ａ～３４Ｄ、３５Ａ～３５Ｄの動作状態が、図５（Ａ）に示した正極性出力である場合のＰＷＭ動作例を示す概略波形図である。図７は、それぞれ位相が９０°異なるキャリア周波数ｆの三角波形Tri1～Tri4とＶo設定電圧とをコンパレータComp1～4で比較することでＰＷＭ出力電圧Ｖo1～Ｖo4が得られ、そのＰＷＭ出力電圧Ｖo1～Ｖo4の合算がＶo5となることを示している。なお、ここでは、三角波形Tri1～Tri4とＶo設定電圧とを比較するフィードフォワード制御を用いているが、Ｖo設定電圧とＶo検出電圧との誤差電圧を増幅してそれをゼロにするようなフィードバック制御を用いてもよい。
【0044】
図８～図１１は、図５（Ａ）に示した正極性出力である場合において、図７に示した出力電圧Ｖo5でパルス電圧Ｖa～Ｖdが出力されるときの、波形整形部３における電流経路を示す概略図である。なお、図８～図１１に示す回路では、図４中に示した高周波スイッチングトランス等を含む高周波整流回路を、電源Ｖs1～Ｖs4、単一ダイオードＤ1～Ｄ4、及びコンデンサＣ1～Ｃ4を用いて簡易的に示している。
【0045】
図８は、Ｖo5＝Ｖaの場合である。この場合、スイッチング素子Sa3、Sb1、Sb2、Sb4がＰＷＭ制御により一時的にオンし、スイッチング素子Sb5～Sb8は常時オンである。そのため、図中に太線矢印で示すように、スイッチング素子Sb1→Sb5→Sb2→Sb6→Sa3→Ｃ3→Sb7→Sb4→Sb8の経路で循環的に電流が流れ、出力端Ｖo5には、Ｖo3＝（Ｃ3）ｖ＝Ｖs3、が出力される。
【0046】
図９は、Ｖo5＝Ｖbの場合である。この場合、スイッチング素子Sa1、Sa4、Sb2、Sb3がＰＷＭ制御により一時的にオンし、スイッチング素子Sb5～Sb8は常時オンである。そのため、図中に太線矢印で示すように、スイッチング素子Sa1→Ｃ1→Sb5→Sb2→Sb6→Sb3→Sb7→Sb4→Ｃ4→Sb8の経路で循環的に電流が流れ、出力端Ｖo5には、Ｖo1＋Ｖo4＝（Ｃ1）ｖ＋（Ｃ4）v＝Ｖs1＋Ｖs4、が出力される。
【0047】
図１０は、Ｖo5＝Ｖcの場合である。この場合、スイッチング素子Sa2、Sa3、Sa4、Sb1がＰＷＭ制御により一時的にオンし、スイッチング素子Sb5～Sb8は常時オンである。そのため、図中に太線矢印で示すように、スイッチング素子Sb1→Sb5→Sa2→Ｃ2→Sb6→Sa3→Ｃ3→Sb7→Sa4→Ｃ4→Sb8の経路で循環的に電流が流れ、出力端Ｖo5にはＶo2＋Ｖo3＋Ｖo4＝（Ｃ2）ｖ＋（Ｃ3）ｖ＋（Ｃ4）ｖ＝Ｖs2＋Ｖs3＋Ｖs4、が出力される。
【0048】
図１１は、Ｖo5＝Ｖdの場合である。この場合、スイッチング素子Sa1、Sa2、Sa3、Sa4がＰＷＭ制御により一時的にオンし、スイッチング素子Sb5～Sb8は常時オンである。そのため、スイッチング素子Sa1→Ｃ1→Sb5→Sa2→Ｃ2→Sb6→Sa3→Ｃ3→Sb7→Sa4→Ｃ4→Sb8の経路で循環的に電流が流れ、出力端Ｖo5には、Ｖo1＋Ｖo2＋Ｖo3＋Ｖo4＝（Ｃ1）ｖ＋（Ｃ2）ｖ＋（Ｃ3）ｖ＋（Ｃ4）ｖ＝Ｖs1＋Ｖs2＋Ｖs3＋Ｖs4、が出力される。
【0049】
【0050】
図２に示した出力パルス電圧波形のエッジ部（立上りエッジ部及び立下りエッジ部）を例えばα1、α2＝２～５０μsの範囲で可変させるのであれば、そのエッジ部の周波数は、１／４αより５kHz～１２５kHzの範囲で変化し得る。従って、この周波数範囲の信号を通過させ、且つリップル周波数ｆr＝ｎ×キャリア周波数、例えばfr＝４×４００kHz＝１．６MHzを持つ信号成分を阻止する遮断周波数ｆcのＬＣローパスフィルタを、４段の波形整形ユニット３０Ａ～３０Ｄを直列に接続した出力端と本可変パルス電源装置１の出力端との間に、リアクトル４０は直列、コンデンサ４１は並列と見なせるように挿入する。ＰＷＭ制御周波数であるリップル周波数ｆrは、一般に、パルス波形のエッジ部における最大変化周波数の１０～２０倍程度に選ばれる。
【0051】
出力のローパスフィルタは例えば、リアクトル４０及びコンデンサ４１から成るフィルタ４と、プラズマ負荷７の負荷抵抗とにより構成される２次バターワースローパスフィルタである。リアクトル４０のインダクタンス値をＬo、コンデンサ４１のキャパシタンス値をＣo、負荷抵抗の抵抗値をＲpとすると、よく知られているように、
Ｌo＝Ｒp／（√２・π・ｆc）
Ｃo＝１／（２・√２・π・ｆc・Ｒp）
の式が成り立つ。遮断周波数ｆc及び抵抗値Ｒpが決まれば上記式より、インダクタンス値Ｌo及びキャパシタンス値Ｃoを求めることができる。
Ｌo＝Ｒp／（√２・π・ｆc）
Ｃo＝１／（２・√２・π・ｆc・Ｒp）
の式が成り立つ。遮断周波数ｆc及び抵抗値Ｒpが決まれば上記式より、インダクタンス値Ｌo及びキャパシタンス値Ｃoを求めることができる。
【0052】
厳密に言えば、図８～図１１にも示したように、この可変パルス電源装置１の出力端とプラズマ負荷７との間には、浮遊インダクタンスＬnや浮遊容量を含む容量負荷Ｃpが存在する。そこで、これらの要因による不要な電圧振動と負荷短絡時に生じる短絡電流の抑制のために、図４にも示したように、数Ω～数十Ω程度の抵抗値Ｒdを有するダンピング抵抗４３が本可変パルス電源装置１の出力端に挿入される。
【0053】
特に、波形整形部３における第１及び第２の相補スイッチ３４Ａ～３４Ｄ、３５Ａ～３５Ｄに使用されるスイッチング素子は、例えば４００kHz程度又はそれ以上のかなり高速なスイッチングに対応する必要がある。そのため、スイッチング素子としてＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴが用いられる。また、アーム短絡を防止するために、スイッチング素子の切替え時には必ずデッドタイムが設けられる。また、正極性パルス電圧又は逆極性パルス電圧のいずれか一方のみが必要である場合には、第１、第２の相補スイッチ３４Ａ～３４Ｄ、３５Ａ～３５Ｄのどちらか一方のみでよく、この場合にはその相補スイッチの片方をダイオードとすることもできる。これについては、追って他の実施形態として示す。
【0054】
［各レッグをＰＷＭ用及び極性切換用の専用のレッグとする方式を用いた場合］
上述したように、上記例では波形整形部３においてＰＷＭ用レッグの入替えによる極性切替え方式に基く制御を実施していたが、これとは異なり、降圧チョッパ回路を構成する一方のレッグをＰＷＭ用レッグ、他方のレッグを極性切替用レッグに固定して出力電圧の極性を切り替える方式に基く制御を実施することも可能である。
図１２（Ａ）、（Ｂ）は、各レッグをＰＷＭ用及び極性切替用の専用のレッグとする方式における正極性出力時及び逆極性出力時の第１、第２の相補スイッチ３４Ａ～３４Ｄ、３５Ａ～３５Ｄのオン／オフ状態の一例を示す概略図である。この図は、図５に示したＰＷＭ用レッグの入替えによる極性切換方式における各相補スイッチのオン／オフ状態に対応する定常状態を示すものである。
上述したように、上記例では波形整形部３においてＰＷＭ用レッグの入替えによる極性切替え方式に基く制御を実施していたが、これとは異なり、降圧チョッパ回路を構成する一方のレッグをＰＷＭ用レッグ、他方のレッグを極性切替用レッグに固定して出力電圧の極性を切り替える方式に基く制御を実施することも可能である。
図１２（Ａ）、（Ｂ）は、各レッグをＰＷＭ用及び極性切替用の専用のレッグとする方式における正極性出力時及び逆極性出力時の第１、第２の相補スイッチ３４Ａ～３４Ｄ、３５Ａ～３５Ｄのオン／オフ状態の一例を示す概略図である。この図は、図５に示したＰＷＭ用レッグの入替えによる極性切換方式における各相補スイッチのオン／オフ状態に対応する定常状態を示すものである。
【0055】
いま、第１の相補スイッチ３４Ａ～３４ＤをＰＷＭ用レッグ、第２の相補スイッチ３５Ａ～３５Ｄを極性切換用レッグに固定し、図１２（Ａ）に示す正極性出力時の定常状態から電圧波形がゼロクロスして極性切換用レッグにより極性を切り替えて、図１２（Ｂ）に示す逆極性出力時の定常状態に移行する場合を考える。
スイッチング素子Sa1～Sa4のオン／オフ駆動パルスは、出力電圧がゼロに向かうに伴ってオン幅が減少し、出力電圧がゼロになるオフ状態となる。他方、スイッチング素子Sb1～Sb4は相補的に動作するので出力電圧がゼロに向かうに伴ってオン幅は増加しゼロになるとオン状態となる。このとき、スイッチング素子Sa5～Sa8は常時オフ状態、スイッチング素子Sb5～Sb8は常時オン状態である。
スイッチング素子Sa1～Sa4のオン／オフ駆動パルスは、出力電圧がゼロに向かうに伴ってオン幅が減少し、出力電圧がゼロになるオフ状態となる。他方、スイッチング素子Sb1～Sb4は相補的に動作するので出力電圧がゼロに向かうに伴ってオン幅は増加しゼロになるとオン状態となる。このとき、スイッチング素子Sa5～Sa8は常時オフ状態、スイッチング素子Sb5～Sb8は常時オン状態である。
【0056】
出力電圧の極性が切り替わり図１２（Ｂ）に示す逆極性出力時に移行するとき、スイッチング素子Sa5～Sa8が常時オフ状態から常時オン状態に、スイッチング素子Sb5～SB8が常時オン状態から常時オフ状態になると同時に、スイッチング素子Sa1～Sa4をオフからオンに、スイッチング素子Sb1～Sb4をオンからオフにするようにＰＷＭ制御信号を切り替える。なお、このＰＷＭ制御信号の切り替えに遅れが生じた場合、ゼロクロス時に大きな出力ノイズが発生する可能性がある。
【0057】
［ユニポーラＰＷＭ方式を採用した場合］
上記実施形態の可変パルス電源装置の波形整形部３では、ユニポーラＰＷＭ方式による制御を行うことも可能である。
ユニポーラＰＷＭでは一般的に、Ｈブリッジ動作を基本として、例えばゼロを基準とした対称三角波キャリア信号と、同じくゼロを基準としたＶo設定信号とを比較することで第１のＰＷＭ制御パターンのパルス信号を生成して、これにより第１のレッグを駆動する。一方、対称三角波キャリア信号と上記Ｖo設定信号の反転信号とを比較することで第２のＰＷＭ制御パターンのパルス信号を生成して、これにより第２のレッグを駆動する。このような駆動によって、出力には第１のＰＷＭ制御パターンと第２のＰＷＭ制御パターンとを合成した電圧波形が得られる。この場合の出力電圧波形はキャリア周波数の２倍の周波数になる。また、フィルタ４を構成するリアクトル４０に印加される電圧は、後述するバイポーラＰＷＭ方式の１／２で済み、そのためフィルタ２の小形化を図ることができる。
上記実施形態の可変パルス電源装置の波形整形部３では、ユニポーラＰＷＭ方式による制御を行うことも可能である。
ユニポーラＰＷＭでは一般的に、Ｈブリッジ動作を基本として、例えばゼロを基準とした対称三角波キャリア信号と、同じくゼロを基準としたＶo設定信号とを比較することで第１のＰＷＭ制御パターンのパルス信号を生成して、これにより第１のレッグを駆動する。一方、対称三角波キャリア信号と上記Ｖo設定信号の反転信号とを比較することで第２のＰＷＭ制御パターンのパルス信号を生成して、これにより第２のレッグを駆動する。このような駆動によって、出力には第１のＰＷＭ制御パターンと第２のＰＷＭ制御パターンとを合成した電圧波形が得られる。この場合の出力電圧波形はキャリア周波数の２倍の周波数になる。また、フィルタ４を構成するリアクトル４０に印加される電圧は、後述するバイポーラＰＷＭ方式の１／２で済み、そのためフィルタ２の小形化を図ることができる。
【0058】
また、本例のように、位相シフトＰＷＭ方式のマルチレベルカスケードコンバータにユニポーラＰＷＭ方式を適用した場合、１段のコンバータで２相の出力が得られるので、リップル周波数（ＰＷＭ制御周波数）＝２ｎ×キャリア周波数、とすることができる。即ち、リップル周波数が同一ならばマルチレベルカスケードコンバータの段数は１／２で済み、それが同一の段数であるならばリップル周波数を２倍にすることができる。
【0059】
図１３及び図１４は、ユニポーラＰＷＭ方式を採用した場合における、正極性出力時及び逆極性出力時の波形整形部３における要部の波形、並びに、第１、第２の相補スイッチ３４Ａ～３４Ｄ、３５Ａ～３５Ｄのオン／オフ状態の一例を示す概略図である。図１６は、図１３に示した正極性出力である場合において、波形整形部３の１段の波形整形ユニットにおける電流経路を示す概略図である。図１７は、図１４に示した逆極性出力である場合において、波形整形部３の１段の波形整形ユニットにおける電流経路を示す概略図である。なお、説明を簡単にするために、図１６～図１８では１段の波形整形ユニットのみを示しているが、実際には、図８～図１１と同様にマルチレベルカスケードコンバータの構成とすることができる。
【0060】
正極性出力時において、図１３に示す時刻ｔ0～ｔ1の期間には、スイッチング素子Sa1、Sb5がＰＷＭ制御により一時的にオンする。これにより、図１６（Ａ）中に太線矢印で示すように、スイッチング素子Sa1→Ｃ1→Sb5の経路で循環的に電流が流れ、出力端Ｖo1には、Ｖo1＝（Ｃ1）Ｖ＝Ｖs1が正極性方向に出力される。
【0061】
次の時刻ｔ1～ｔ2の期間には、スイッチング素子Sb1、Sb5がＰＷＭ制御により一時的にオンする。これにより、図１６（Ｂ）中に太線矢印で示すように、リアクトルＬoをエネルギ源としてスイッチング素子Sb1→Sb5の経路で循環的に電流が流れる。出力端Ｖo1はスイッチング素子Sb1、Sb5により短絡されるのでＶo1＝０となる。
【0062】
図１６（Ｃ）中に太線矢印で示すように、時刻ｔ2～ｔ3の期間における電流経路は時刻ｔ0～ｔ1の期間と同一であり、出力端Ｖo1にはＶo1＝（Ｃ1）Ｖ＝Ｖs1が正極性方向に出力される。
時刻ｔ3～ｔ4の期間には、スイッチング素子Sa1、Sa5がＰＷＭ制御により一時的にオンする。これにより、図１６（Ｄ）中に太線矢印で示すように、スイッチング素子Sa1→Sa5の経路で循環的に電流が流れ、出力端Ｖo1はスイッチング素子Sa1、Sa5により短絡されるのでＶo1＝０となる。
時刻ｔ3～ｔ4の期間には、スイッチング素子Sa1、Sa5がＰＷＭ制御により一時的にオンする。これにより、図１６（Ｄ）中に太線矢印で示すように、スイッチング素子Sa1→Sa5の経路で循環的に電流が流れ、出力端Ｖo1はスイッチング素子Sa1、Sa5により短絡されるのでＶo1＝０となる。
【0063】
逆極性出力時において、図１４に示す時刻ｔ0～ｔ1の期間には、スイッチング素子Sa5、Sb1がＰＷＭ制御により一時的にオンする。これにより、図１７（Ａ）中に太線矢印で示すように、スイッチング素子Sa5→Ｃ1→Sb1の経路で循環的に電流が流れ、出力端Vo1には、Ｖo1＝（Ｃ1）Ｖ＝Ｖs1が逆極性方向に出力される。
【0064】
次の時刻ｔ1～ｔ2の期間には、スイッチング素子Sb5、Sb1がＰＷＭ制御により一時的にオンする。これにより、図１７（Ｂ）中に太線矢印で示すように、リアクトルＬoをエネルギ源としてスイッチング素子Sb5→Sb1の経路で循環的に電流が流れる。出力端Ｖo1はスイッチング素子Sb5、Sb1により短絡されるので、Ｖo1＝０となる。
【0065】
図１７（Ｃ）中に太線矢印で示すように、時刻ｔ2～ｔ3の期間における電流経路は時刻ｔ0～ｔ1の期間と同一であり、出力端Ｖo1にはＶo1＝（Ｃ1）Ｖ＝Ｖs1が逆極性方向に出力される。
時刻ｔ3～ｔ4の期間には、スイッチング素子Sa5、Sa1がＰＷＭ制御により一時的にオンする。これにより、図１７（Ｄ）中に太線矢印で示すように、スイッチング素子Sa5→Sa1の経路で循環的に電流が流れ、出力端Ｖo1はスイッチング素子Sa5、Sa1により短絡されるのでＶo1＝０となる。
時刻ｔ3～ｔ4の期間には、スイッチング素子Sa5、Sa1がＰＷＭ制御により一時的にオンする。これにより、図１７（Ｄ）中に太線矢印で示すように、スイッチング素子Sa5→Sa1の経路で循環的に電流が流れ、出力端Ｖo1はスイッチング素子Sa5、Sa1により短絡されるのでＶo1＝０となる。
【0066】
図１５は、ユニポーラＰＷＭ方式を採用した場合におけるゼロ出力時の波形整形部３における要部の波形、並びに、第１、第２の相補スイッチ３４Ａ～３４Ｄ、３５Ａ～３５Ｄのオン／オフ状態の一例を示す概略図である。図１８は、このときの波形整形部３の１段の波形整形ユニットにおける電流経路を示す概略図である。
【0067】
図１５に示す時刻ｔ0～ｔ1の期間には、スイッチング素子Sa1、Sb5がＰＷＭ制御により一時的にオンする。出力端Ｖo1はスイッチング素子Sb1、Sb5により短絡されるので、Ｖo1＝０となる。ここでは、リアクトルＬoのエネルギがないので循環経路に電流は流れない。
時刻ｔ1～ｔ0の期間には、スイッチング素子Sa1、Sa5がＰＷＭ制御により一時的にオンする。出力端Ｖo1はスイッチング素子Sa1、Sa5により短絡されるので、Ｖo1＝０となる。
時刻ｔ1～ｔ0の期間には、スイッチング素子Sa1、Sa5がＰＷＭ制御により一時的にオンする。出力端Ｖo1はスイッチング素子Sa1、Sa5により短絡されるので、Ｖo1＝０となる。
【0068】
図１３～図１５に示されているように、上記動作において、スイッチング素子Sb5のＰＷＭ制御パターンは、スイッチング素子Sa1のＰＷＭ制御パターンを三角波キャリア信号に対して１８０°だけ位相シフトさせたものである。また同様に、スイッチング素子Sa5のＰＷＭ制御パターンは、スイッチング素子Sb1のＰＷＭ制御パターンを三角波キャリア信号に対して１８０°だけ位相シフトさせたものである。即ち、この１段の波形整形ユニットは２相で動作しており、正極性出力時又は逆極性出力時の出力端Ｖoの出力波形に示すように、三角波キャリア信号の１サイクル中にパルスが２回出力される。このことから、リップル周波数（ＰＷＭ制御周波数）は、上述したＰＷＭ用レッグの入替えによる極性切替方式や後述するバイポーラＰＷＭ方式の２倍になることが分かる。
【0069】
上記説明では、ゼロを基準とした一つの対称三角波キャリア信号と、同じくゼロを基準としたＶo設定信号及びその反転信号をそれぞれを比較することで、第１及び第２のＰＷＭ制御パターンのパルス信号を生成して、これにより第１及び第２のレッグを駆動していた。これを、ゼロを基準とした一つのＶo設定信号（図２７～図２９中のＶo(ref)）と、ゼロを基準とした第１の対称三角波キャリア信号（図２７～図２９中のキャリア１）、及びその第１の対称三角波キャリア信号を１８０°位相シフトさせた第２の対称三角波キャリア信号（図２７～図２９中のキャリア２）をそれぞれ比較することで、第１及び第２のＰＷＭ制御パターンのパルス信号を生成し、これにより第１及び第２のレッグを駆動するように変形可能であることは当業者には明らかである。
【0070】
その場合の、波形整形部における正極性出力時の要部の波形と相補スイッチのオン／オフ状態の一例を、図２７～図２９に示す。図２７～図２９は図１３～図１５にそれぞれ対応する図であり、詳しい動作説明は省略するが、この場合にも上記説明と同様の出力電圧が得られ、同じ利点を享受し得ることは当然である。
【0071】
［バイポーラＰＷＭ方式を採用した場合］
上記実施形態の可変パルス電源装置の波形整形部３では、バイポーラＰＷＭ方式による制御を行うことも可能である。
この場合、図４に示した構成において、第１の接続端ａに接続された第１の相補スイッチ３４Ａ～３４Ｄの一方及び第２の接続端ｂに接続された第２の相補スイッチ３５Ａ～３５Ｄの他方と、第１の接続端ａに接続された第２の相補スイッチ３５Ａ～３５Ｄの一方及び第２の接続端ｂに接続された第１の相補スイッチ３４Ａ～３４Ｄの他方が、それぞれ同一のパルス幅の駆動信号で駆動され、ＰＷＭ制御によるパルス幅で以て相補動作する。
上記実施形態の可変パルス電源装置の波形整形部３では、バイポーラＰＷＭ方式による制御を行うことも可能である。
この場合、図４に示した構成において、第１の接続端ａに接続された第１の相補スイッチ３４Ａ～３４Ｄの一方及び第２の接続端ｂに接続された第２の相補スイッチ３５Ａ～３５Ｄの他方と、第１の接続端ａに接続された第２の相補スイッチ３５Ａ～３５Ｄの一方及び第２の接続端ｂに接続された第１の相補スイッチ３４Ａ～３４Ｄの他方が、それぞれ同一のパルス幅の駆動信号で駆動され、ＰＷＭ制御によるパルス幅で以て相補動作する。
【0072】
図２６（Ａ）、（Ｂ）は、バイポーラＰＷＭ方式における正極性出力及び逆極性出力時の、第１、第２の相補スイッチ３４Ａ～３４Ｄ、３５Ａ～３５Ｄのオン／オフ状態の一例を示す概略図である。これは、図１３及び図１４に示したユニポーラＰＷＭ方式におけるオン／オフ状態に対応するものである。
【0073】
図４に示した構成における１段目の波形整形ユニット３０Ａでは、例えば図２６（Ａ）に示すように、第１の相補スイッチ３４Ａにおける一方のスイッチング素子Sa1と第２の相補スイッチ３５Ａにおける他方のスイッチング素子Sb5、第２の相補スイッチ３４Ａにおける一方のスイッチング素子Sa5と第１の相補スイッチ３４Ａにおける他方のスイッチング素子Sb1が、さらに同様に、２段目の波形整形ユニット３０Ｂではスイッチング素子Sa2とSb6、スイッチング素子Sa6とSb2、３段目の波形整形ユニット３０Ｃではスイッチング素子Sa3とSb7、スイッチング素子Sa7とSb3、４段目の波形整形ユニット３０Ｄではスイッチング素子Sa4とSb8、スイッチング素子Sa8とSb4がそれぞれ、同一のパルス幅の駆動信号により駆動され、ＰＷＭ制御されたパルス幅で以て相補動作する。
【0074】
ここで、駆動信号のデューティ比Ｄ＝０．５、つまり全てのスイッチング素子のパルス幅が等しいときに出力電圧は０となり、そのデューティ比が変化するに伴って、正極性側から逆極性側までの範囲に亘って変化する電圧の出力が可能である。
【0075】
＜本実施形態の装置の特徴と利点のまとめ＞
上述した第１実施形態の可変パルス電源装置１の特徴と利点をまとめると次の通りである。
（１）第１実施形態の可変パルス電源装置１では、従来の直流パルス電源装置に用いている大きなインダクタンス値を持つ大形の過飽和リアクトルに代えて、スイッチング制御を行うことでパルス電圧の立上げ、立下げ特性を急峻な状態や緩慢な状態に容易に変化させることができ、小形化、軽量化、さらにはコスト低減を図ることができる。
上述した第１実施形態の可変パルス電源装置１の特徴と利点をまとめると次の通りである。
（１）第１実施形態の可変パルス電源装置１では、従来の直流パルス電源装置に用いている大きなインダクタンス値を持つ大形の過飽和リアクトルに代えて、スイッチング制御を行うことでパルス電圧の立上げ、立下げ特性を急峻な状態や緩慢な状態に容易に変化させることができ、小形化、軽量化、さらにはコスト低減を図ることができる。
【0076】
（２）第１実施形態の可変パルス電源装置１において、高電圧生成部２は、電圧パターン設定部５に設定されている電圧パターンのピーク電圧値に対応して必要とされる最大振幅電圧に応じて出力を制御する。そして、波形整形部３は、主として電圧パターンの時間変化に応じて出力を制御する。この独立した２系統の出力制御によって、特に低電圧出力時における波形の分解能や応答速度の向上による出力電圧パターンの再現性が良好となる。また、波形整形部３に含まれる各スイッチング素子に印加される電圧値を低く抑えることができるので、該スイッチング素子におけるスイッチング損失を低減させ、効率を向上させることができる。
【0077】
（３）波形整形部３には、位相シフトＰＷＭ方式のマルチレベルカスケードコンバータを採用しているので、リップル周波数が高く、ＰＷＭ制御精度や制御応答速度が向上すると共に、リップル打ち消し効果と相まって出力段のフィルタ４を小形化することができる。
（４）波形整形部３に、ＰＷＭレッグの入替えによる極性切換方式を用いた構成では、ゼロクロス時に正極性から逆極性にスムーズに移行することができ、出力ノイズを低減することができる。さらにまた、後述するように正極性及び逆極性それぞれの最大振幅電圧に応じた専用の高電圧生成部２を設け、正極性レッグと逆極性レッグとに独立に電力を供給し、予めその出力を制御することによって、正極性出力時、逆極性出力時のいずれにおいても、動作の最適化をより一層図ることができる。
（４）波形整形部３に、ＰＷＭレッグの入替えによる極性切換方式を用いた構成では、ゼロクロス時に正極性から逆極性にスムーズに移行することができ、出力ノイズを低減することができる。さらにまた、後述するように正極性及び逆極性それぞれの最大振幅電圧に応じた専用の高電圧生成部２を設け、正極性レッグと逆極性レッグとに独立に電力を供給し、予めその出力を制御することによって、正極性出力時、逆極性出力時のいずれにおいても、動作の最適化をより一層図ることができる。
【0078】
（５）波形整形部３にユニポーラＰＷＭ方式を用いた構成では、出力電圧波形はキャリア周波数の２倍の周波数になると共に、フィルタ４を構成するリアクトル４０に印加される電圧はバイポーラＰＷＭ方式の１／２で済む。このため、フィルタ４の小形化を図ることができる。上記の例のように、位相シフトＰＷＭ方式のマルチレベルカスケードコンバータにユニポーラＰＷＭ方式を適用した場合、１段で２相の出力が得られるのでリップル周波数（ＰＷＭ制御周波数）＝２ｎ×キャリア周波数、とすることができる。即ち、リップル周波数が同じであるならば段数は１／２で済み、同一段数ならリップル周波数を２倍にすることができる。
【0079】
（６）高周波スイッチングトランス、高周波整流回路、相補スイッチ回路等の回路を、出力パルス電圧のピーク電圧値と素子の定格等に応じた適宜の数に分割し、分割した回路をまとめて標準化したユニットを必要数だけ用意して装置を構成することができる。このような回路ユニットの標準化によって、生産性を向上させるとともにコストの低減を図ることができる。
【0080】
（７）高電圧生成部２にＰＡＭ方式とＰＷＭデューティ比Ｄ＝０．５固定の２相コンバータを用いたため、大形部品である高周波整流回路の高電圧リアクトルが不要となり、接地電位に対する安全性が向上する。また、各波形整形ユニット３０Ａ～３０Ｄの高周波整流回路に含まれるダイオードにリカバリーショートがなく、そのためスナバ回路が不要である。それにより、波形整形部３を省スペース化し、小形化、軽量化、及び高効率化を図ることができる。
【0081】
［第２実施形態］
図１９は、第２実施形態である可変パルス電源装置における波形整形部の一部の回路図である。この図は、第１実施形態の可変パルス電源装置における図４中の波形整形ユニット３０Ｄに相当する波形整形ユニット３０Ｄ１のみを示す図である。図４中の波形整形ユニット３０Ａ～３０Ｃも波形整形ユニット３０Ｄ１と同様の構成の回路に置き換えるものとする。なお、これは、以下の第３実施形態以降も同様である。
図１９は、第２実施形態である可変パルス電源装置における波形整形部の一部の回路図である。この図は、第１実施形態の可変パルス電源装置における図４中の波形整形ユニット３０Ｄに相当する波形整形ユニット３０Ｄ１のみを示す図である。図４中の波形整形ユニット３０Ａ～３０Ｃも波形整形ユニット３０Ｄ１と同様の構成の回路に置き換えるものとする。なお、これは、以下の第３実施形態以降も同様である。
【0082】
第１実施形態の可変パルス電源装置では、高電圧生成部２において正極性側の直流高電圧と逆極性側の直流高電圧とを図３に示した１系統の回路で生成していたが、これを正極性側の直流高電圧を生成する回路と逆極性側の直流高電圧を生成する回路との２系統に分け、一方の出力端対ｅ1、ｆ1と他の出力端対ｅ2、ｆ2からそれぞれ出力する。波形整形ユニット３０Ｄ１では、高周波スイッチングトランス３１Ｄａ、３１Ｄｂ、高周波整流回路３２Ｄａ、３２Ｄｂ、３３Ｄａ、３３Ｄｂを正極性側と逆極性側とに分離して設け、出力端対ｅ1、ｆ1と他の出力端対ｅ2、ｆ2からそれぞれ供給された電力を整流して第１、第２の相補スイッチ３４Ｄ、３５Ｄに供給する。
【0083】
第２実施形態の可変パルス電源装置では、正極性、逆極性に対応してそれぞれ、降圧コンバータ２Ａ、高周波インバータ２Ｂ、及び第１制御部２９を含む２系統の直流高電圧生成部を設けているので、正極性のピーク電圧Ｖoaと逆極性のピーク電圧Ｖob（図２参照）に対し各々最適な直流電圧Ｖsa及びＶsbを波形整形部３に供給することができる。
【0084】
図２０は、図１９に示した波形整形部の変形例である。図２０では、四つの波形整形ユニット３０Ａ１～３０Ｄ１を全て記載してある。一つの波形整形ユニットにおける回路構成は図１９に示した例と同じであり、ユニット間の接続が異なるが、この構成においても図１９の例と同様に、両極性のパルス電圧を出力可能であることは容易に理解できる。
【0085】
［第３実施形態］
図２１は、第３実施形態である可変パルス電源装置における波形整形部の一部の回路図である。
第１、２実施形態の可変パルス電源装置では、正逆の両極性の出力パルス電圧を得ることを前提としていたが、出力パルス電圧が正極性又は逆極性の一方のみでよい場合、第１、第２の相補スイッチ３４Ｄ、３５Ｄのいずれか一方を省くことができる。図２１の例では、出力パルス電圧が正極性のみである例であって第１の相補スイッチ３４Ｄのみを残しているが、出力パルス電圧が逆極性のみである場合には第２の相補スイッチ３５Ｄのみを残せばよい。
これにより、回路構成は簡単になり、小形化、軽量化、コスト低減などを図ることができる。
図２１は、第３実施形態である可変パルス電源装置における波形整形部の一部の回路図である。
第１、２実施形態の可変パルス電源装置では、正逆の両極性の出力パルス電圧を得ることを前提としていたが、出力パルス電圧が正極性又は逆極性の一方のみでよい場合、第１、第２の相補スイッチ３４Ｄ、３５Ｄのいずれか一方を省くことができる。図２１の例では、出力パルス電圧が正極性のみである例であって第１の相補スイッチ３４Ｄのみを残しているが、出力パルス電圧が逆極性のみである場合には第２の相補スイッチ３５Ｄのみを残せばよい。
これにより、回路構成は簡単になり、小形化、軽量化、コスト低減などを図ることができる。
【0086】
［第４実施形態］
図２２は、第４実施形態である可変パルス電源装置における波形整形部の一部の回路図である。
これは、第３実施形態の装置の回路をさらに簡単にしたものであり、図２１における第１の相補スイッチ３４Ｄに含まれるスイッチング素子の一方を単純なダイオードに置き換えている。逆極性のみの出力パルス電圧を得る場合にも、同様の簡易化した構成が可能である。
これにより、回路構成は一層簡単になり、小形化、軽量化、コスト低減などを図ることができる。
図２２は、第４実施形態である可変パルス電源装置における波形整形部の一部の回路図である。
これは、第３実施形態の装置の回路をさらに簡単にしたものであり、図２１における第１の相補スイッチ３４Ｄに含まれるスイッチング素子の一方を単純なダイオードに置き換えている。逆極性のみの出力パルス電圧を得る場合にも、同様の簡易化した構成が可能である。
これにより、回路構成は一層簡単になり、小形化、軽量化、コスト低減などを図ることができる。
【0087】
［第５実施形態］
図２３は、第５実施形態である可変パルス電源装置における波形整形部の一部の回路図である。
この第５実施形態の装置では、第４実施形態の装置の回路において、ダイオードブリッジ３２Ｄを含む高周波整流回路の出力と第１の相補スイッチ３４Ｄとの間の電源Ｐ／Ｎラインに、コモンモードリアクトル３７Ｄ及びコンデンサ３８Ｄから成るコモンモードノイズフィルタを挿入している。
図２３は、第５実施形態である可変パルス電源装置における波形整形部の一部の回路図である。
この第５実施形態の装置では、第４実施形態の装置の回路において、ダイオードブリッジ３２Ｄを含む高周波整流回路の出力と第１の相補スイッチ３４Ｄとの間の電源Ｐ／Ｎラインに、コモンモードリアクトル３７Ｄ及びコンデンサ３８Ｄから成るコモンモードノイズフィルタを挿入している。
【0088】
この構成は、波形整形部３で発生したノイズが電源ラインを通して高電圧生成部２に伝搬するのを防止するのに有効である。なお、このようなコモンモードリアクトル又はコモンモードノイズフィルタを設ける変形は、既述の第１～第４実施形態及び後述の第６～第７実施形態の装置を含めて全ての装置に適用可能である。また、コモンモードリアクトルは、高電圧生成部２の高周波インバータ２Ｂと高周波スイッチングトランス３１Ａ～３１Ｄとの間に一括して又は分割して設けてもよい。
【0089】
［第６実施形態の説明］
図２４は、第６実施形態である可変パルス電源装置における波形整形部の一部の回路図である。
この第６実施形態の装置では、各波形整形ユニットにおいて高周波スイッチングトランス３０１Ｄとして、１次側巻線、２次側巻線に加え、それら巻線とコアを共有する３次側巻線を設けたスイッチングトランスを用いる。そして、各波形整形ユニットの３次側巻線を直列に接続することで得られる高周波電圧を高周波整流回路３９で直流化し、得られた直流電圧をモニタ電圧Ｖs1としてフィードバックする。
これにより、波形整形部３に実際に印加される電圧を電気的に絶縁した状態でモニタすることができ、これを用いて高電圧生成部２で生成される電圧Ｖsを制御することができる。なお、この構成も、第１～第５、及び第７実施形態を含めて全ての装置に適用可能である。
図２４は、第６実施形態である可変パルス電源装置における波形整形部の一部の回路図である。
この第６実施形態の装置では、各波形整形ユニットにおいて高周波スイッチングトランス３０１Ｄとして、１次側巻線、２次側巻線に加え、それら巻線とコアを共有する３次側巻線を設けたスイッチングトランスを用いる。そして、各波形整形ユニットの３次側巻線を直列に接続することで得られる高周波電圧を高周波整流回路３９で直流化し、得られた直流電圧をモニタ電圧Ｖs1としてフィードバックする。
これにより、波形整形部３に実際に印加される電圧を電気的に絶縁した状態でモニタすることができ、これを用いて高電圧生成部２で生成される電圧Ｖsを制御することができる。なお、この構成も、第１～第５、及び第７実施形態を含めて全ての装置に適用可能である。
【0090】
［第７実施形態の説明］
図２５は、第７実施形態である可変パルス電源装置における波形整形部の概略回路図である。
上記各実施形態において波形整形部３は、同じ回路構成の波形整形ユニットを複数段カスケードに接続した構成であるが、その複数の波形整形ユニットの回路構成は同一でなくてもよい。例えば、正極側又は逆極側の最大ピーク電圧によっては、第１の相補スイッチ３４Ａ～３４Ｄと、第２の相補スイッチ３５Ａ～３５Ｄの段数を異なるものとしてもよい。図２５に示した例では、例えば正極側の最大ピーク電圧が逆極側の最大ピーク電圧に比べて２倍程度以上大きい場合における回路であって、１段目及び２段目の波形整形ユニット３０Ａ２、３０Ｂ２では、第２の相補スイッチが省かれている。
図２５は、第７実施形態である可変パルス電源装置における波形整形部の概略回路図である。
上記各実施形態において波形整形部３は、同じ回路構成の波形整形ユニットを複数段カスケードに接続した構成であるが、その複数の波形整形ユニットの回路構成は同一でなくてもよい。例えば、正極側又は逆極側の最大ピーク電圧によっては、第１の相補スイッチ３４Ａ～３４Ｄと、第２の相補スイッチ３５Ａ～３５Ｄの段数を異なるものとしてもよい。図２５に示した例では、例えば正極側の最大ピーク電圧が逆極側の最大ピーク電圧に比べて２倍程度以上大きい場合における回路であって、１段目及び２段目の波形整形ユニット３０Ａ２、３０Ｂ２では、第２の相補スイッチが省かれている。
【0091】
［そのほかの変形例］
上記各実施形態において高電圧生成部２に含まれる降圧コンバータ２Ａは、昇降圧反転コンバータやセピックコンバータなどの適宜の構成のコンバータに置き換え可能である。即ち、目的とする所定の電圧値から０までの範囲で連続に出力電圧が可変できるものであればその方式は問わない。
上記各実施形態において高電圧生成部２に含まれる降圧コンバータ２Ａは、昇降圧反転コンバータやセピックコンバータなどの適宜の構成のコンバータに置き換え可能である。即ち、目的とする所定の電圧値から０までの範囲で連続に出力電圧が可変できるものであればその方式は問わない。
【0092】
また、高電圧生成部２に含まれる高周波インバータ２ＢはＰＷＭデューティ比Ｄ＝０．５固定で動作する２相コンバータに限るものではなく、電流共振コンバータやＬＬＣコンバータなどに置き換え可能である。即ち、高周波スイッチングトランスの２次側に設けられた高周波整流回路に平滑リアクトルが不要である回路方式であればよく、その整流回路の構成をフルブリッジ整流ではなく両波倍電圧整流などに変更しても構わない。
【0093】
また、波形整形部３におけるスイッチング制御の方式はＰＷＭ制御に限らない。例えば、パルス波形をｎ段毎にスライスし、これを階段状に積み上げるパルスステップ変調（ＰＳＭ）制御を用いたり、ＰＳＭ制御とＰＷＭ制御とを組み合わせる制御を行ったりしてもよい。さらに、パルスの間引きによるパルス密度変調（ＰＤＭ）制御を用いたり、それを他の変調方式と組み合わせたりしてもよい。
【0094】
また、上記実施形態や変形例はあくまでも本発明の一例であり、本発明の趣旨の範囲で適宜修正、変更、追加を行っても本願特許請求の範囲に包含されることは明らかである。
【符号の説明】
【0095】
１…可変パルス電源装置
２…高電圧生成部
２Ａ…降圧コンバータ
２Ｂ…高周波インバータ
２０…ヒューズ回路
２１…ブリッジダイオード
２２、２６…コンデンサ
２３…相補スイッチ
２３１、２３２…スイッチング素子
２４…リアクトル
２７…第１レッグ
２７１、２７２…スイッチング素子
２８…第２レッグ
２８１、２８２…スイッチング素子
２９…第１制御部
３…波形整形部
３０Ａ～３０Ｄ、３０Ｄ１、３０Ｄ２、３０Ｄ３、３０Ｄ４、３０Ｄ５、３０Ａ２、３０Ｂ２…波形整形ユニット
３１Ａ～３１Ｄ…高周波スイッチングトランス
３２Ａ～３２Ｄ…ブリッジダイオード
３３Ａ～３３Ｄ…コンデンサ
３４Ａ～３４Ｄ、３５Ａ～３５Ｄ…相補スイッチ
３６…第２制御部
４…フィルタ
４０…リアクトル
４１…コンデンサ
４２…電流トランス
４３…ダンピング抵抗
４４…モニタ抵抗
５…電圧パターン設定部
６…三相交流電源
７…プラズマ負荷
２…高電圧生成部
２Ａ…降圧コンバータ
２Ｂ…高周波インバータ
２０…ヒューズ回路
２１…ブリッジダイオード
２２、２６…コンデンサ
２３…相補スイッチ
２３１、２３２…スイッチング素子
２４…リアクトル
２７…第１レッグ
２７１、２７２…スイッチング素子
２８…第２レッグ
２８１、２８２…スイッチング素子
２９…第１制御部
３…波形整形部
３０Ａ～３０Ｄ、３０Ｄ１、３０Ｄ２、３０Ｄ３、３０Ｄ４、３０Ｄ５、３０Ａ２、３０Ｂ２…波形整形ユニット
３１Ａ～３１Ｄ…高周波スイッチングトランス
３２Ａ～３２Ｄ…ブリッジダイオード
３３Ａ～３３Ｄ…コンデンサ
３４Ａ～３４Ｄ、３５Ａ～３５Ｄ…相補スイッチ
３６…第２制御部
４…フィルタ
４０…リアクトル
４１…コンデンサ
４２…電流トランス
４３…ダンピング抵抗
４４…モニタ抵抗
５…電圧パターン設定部
６…三相交流電源
７…プラズマ負荷
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】
【図20】
【図21】
【図22】
【図23】
【図24】
【図25】
【図26】
【図27】
【図28】
【図29】
【手続補正書】
【提出日】2021-11-05
【手続補正1】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】請求項１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【請求項1】
プラズマ加工装置において加工のためのプラズマ負荷に正極性若しくは逆極性である単極性、又は両極性のパルス電圧を印加するプラズマ加工装置用パルス電源装置であって、
a)少なくとも１周期分の当該プラズマ加工装置用パルス電源装置からの出力電圧波形に対応する電圧パターン情報が格納されたパターン情報記憶部と、
b)外部から供給される交流電力に基いて、前記パターン情報記憶部に格納されている電圧パターン情報によるピーク電圧値に応じた、正負のいずれか一方又は両方の極性であって、絶対値が該ピーク電圧値以上である高電圧を生成する高電圧生成部と、
c)前記パターン情報記憶部に格納されている電圧パターン情報による時間経過に対応するパターン形状の変化に従って、前記高電圧生成部から与えられる高電圧又はそれに由来する電圧をスイッチングするコンバータである波形整形部と、
d)前記波形整形部から出力される電圧波形に重畳している不要な信号成分を除去するフィルタと、
を備えるプラズマ加工装置用パルス電源装置。
a)少なくとも１周期分の当該プラズマ加工装置用パルス電源装置からの出力電圧波形に対応する電圧パターン情報が格納されたパターン情報記憶部と、
b)外部から供給される交流電力に基いて、前記パターン情報記憶部に格納されている電圧パターン情報によるピーク電圧値に応じた、正負のいずれか一方又は両方の極性であって、絶対値が該ピーク電圧値以上である高電圧を生成する高電圧生成部と、
c)前記パターン情報記憶部に格納されている電圧パターン情報による時間経過に対応するパターン形状の変化に従って、前記高電圧生成部から与えられる高電圧又はそれに由来する電圧をスイッチングするコンバータである波形整形部と、
d)前記波形整形部から出力される電圧波形に重畳している不要な信号成分を除去するフィルタと、
を備えるプラズマ加工装置用パルス電源装置。
【手続補正2】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【0008】
上記課題を解決するためになされた本発明に係るプラズマ加工装置用パルス電源装置は、プラズマ加工装置において加工のためのプラズマ負荷に正極性若しくは逆極性である単極性、又は両極性のパルス電圧を印加するプラズマ加工装置用パルス電源装置であって、
a)少なくとも１周期分の当該プラズマ加工装置用パルス電源装置からの出力電圧波形に対応する電圧パターン情報が格納されたパターン情報記憶部と、
b)外部から供給される交流電力に基いて、前記パターン情報記憶部に格納されている電圧パターン情報によるピーク電圧値に応じた、正負のいずれか一方又は両方の極性であって、絶対値が該ピーク電圧値以上である高電圧を生成する高電圧生成部と、
c)前記パターン情報記憶部に格納されている電圧パターン情報による時間経過に対応するパターン形状の変化に従って、前記高電圧生成部から与えられる高電圧又はそれに由来する電圧をスイッチングするコンバータである波形整形部と、
d)前記波形整形部から出力される電圧波形に重畳している不要な信号成分を除去するフィルタと、
を備える。
a)少なくとも１周期分の当該プラズマ加工装置用パルス電源装置からの出力電圧波形に対応する電圧パターン情報が格納されたパターン情報記憶部と、
b)外部から供給される交流電力に基いて、前記パターン情報記憶部に格納されている電圧パターン情報によるピーク電圧値に応じた、正負のいずれか一方又は両方の極性であって、絶対値が該ピーク電圧値以上である高電圧を生成する高電圧生成部と、
c)前記パターン情報記憶部に格納されている電圧パターン情報による時間経過に対応するパターン形状の変化に従って、前記高電圧生成部から与えられる高電圧又はそれに由来する電圧をスイッチングするコンバータである波形整形部と、
d)前記波形整形部から出力される電圧波形に重畳している不要な信号成分を除去するフィルタと、
を備える。