(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2023027925
(43)【公開日】2023-03-03
(54)【発明の名称】電力変換装置
(51)【国際特許分類】
H02M 3/155 20060101AFI20230224BHJP
H02M 7/48 20070101ALI20230224BHJP
【ＦＩ】
H02M3/155 P
H02M7/48 R
【審査請求】未請求
【請求項の数】4
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2021133290
(22)【出願日】2021-08-18
(71)【出願人】
【識別番号】000180025
【氏名又は名称】山洋電気株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110001416
【氏名又は名称】弁理士法人信栄事務所
(72)【発明者】
【氏名】柳沢 実
【テーマコード（参考）】
5H730
5H770
【Ｆターム（参考）】
5H730AS04
5H730BB14
5H730BB57
5H730BB83
5H730BB88
5H730DD03
5H730DD12
5H730EE59
5H730FD01
5H730FF02
5H730FG05
5H770BA11
5H770CA01
5H770DA02
5H770DA41
5H770DA44
5H770EA01
5H770GA17
(57)【要約】
【課題】絶縁トランスを用いることなく直流各部の対接地電位の変動を低減し、直流各部の浮遊容量による漏れ電流の発生を抑制することが可能な電力変換装置を提供する。
【解決手段】直流電源７からの電圧を昇圧する昇圧チョッパ回路２と、分圧コンデンサＣ３，Ｃ４と、昇圧チョッパ回路２からの直流電圧を交流電圧に変換する２組のハーフブリッジ回路４１，４２からなるインバータ回路４と、インバータ回路４から出力された交流電圧が供給される三相系統の商用電源８と、昇圧チョッパ回路２を制御する昇圧チョッパ制御部１０と、を備える。昇圧チョッパ回路２は、直列に接続されるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ３と、リアクトルＬ１，Ｌ２と、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２と、を有する。チョッパ制御部１０は、スイッチング素子Ｑ２を一定のデューティー比で制御し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３をそれぞれ周期的に変動するデューティー比で制御する。
【選択図】図１
【解決手段】直流電源７からの電圧を昇圧する昇圧チョッパ回路２と、分圧コンデンサＣ３，Ｃ４と、昇圧チョッパ回路２からの直流電圧を交流電圧に変換する２組のハーフブリッジ回路４１，４２からなるインバータ回路４と、インバータ回路４から出力された交流電圧が供給される三相系統の商用電源８と、昇圧チョッパ回路２を制御する昇圧チョッパ制御部１０と、を備える。昇圧チョッパ回路２は、直列に接続されるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ３と、リアクトルＬ１，Ｌ２と、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２と、を有する。チョッパ制御部１０は、スイッチング素子Ｑ２を一定のデューティー比で制御し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３をそれぞれ周期的に変動するデューティー比で制御する。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
直流電源から入力される第一直流電圧を昇圧して、第二直流電圧を出力する昇圧チョッパ回路と、
前記昇圧チョッパ回路の正極出力端子と負極出力端子との間に、直列に接続される複数の分圧コンデンサと、
前記第二直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータ回路と、
前記インバータ回路から出力された交流電圧が供給される三相系統の商用電源と、
前記昇圧チョッパ回路を制御する昇圧チョッパ制御部と、
を備え、
前記昇圧チョッパ回路は、
前記正極出力端子と前記負極出力端子との間に、直列に接続される第一スイッチング素子、第二スイッチング素子、および第三スイッチング素子と、
前記第一スイッチング素子と第二スイッチング素子との第一接続点と、前記直流電源の正極端子との間に接続される第一リアクトルと、
前記第二スイッチング素子と第三スイッチング素子との第二接続点と、前記直流電源の負極端子との間に接続される第二リアクトルと、
前記正極端子と前記正極出力端子との間に接続される第一平滑コンデンサと、
前記負極端子と前記負極出力端子との間に接続される第二平滑コンデンサと、
を有し、
前記インバータ回路は、
前記正極出力端子と前記負極出力端子の間に、直列に２つのスイッチング素子を接続して構成される、第一ハーフブリッジ回路、第二ハーフブリッジ回路を有し、
前記商用電源は、前記三相系統の一相が前記複数の分圧コンデンサの中間点に接続され、他の二相が前記第一ハーフブリッジ回路における第四スイッチング素子と第五スイッチング素子との中間点と、前記第二ハーフブリッジ回路における第六スイッチング素子と第七スイッチング素子との中間点に、それぞれ接続されており、
前記昇圧チョッパ制御部は、前記第一スイッチング素子を第一デューティー比でオン・オフ制御し、前記第二スイッチング素子を第二デューティー比でオン・オフ制御し、前記第三スイッチング素子を第三デューティー比でオン・オフ制御し、
前記第二デューティー比は一定であり、前記昇圧チョッパ制御部は、前記第一デューティー比、前記第三デューティー比をそれぞれ周期的に変動させる、
電力変換装置。
前記昇圧チョッパ回路の正極出力端子と負極出力端子との間に、直列に接続される複数の分圧コンデンサと、
前記第二直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータ回路と、
前記インバータ回路から出力された交流電圧が供給される三相系統の商用電源と、
前記昇圧チョッパ回路を制御する昇圧チョッパ制御部と、
を備え、
前記昇圧チョッパ回路は、
前記正極出力端子と前記負極出力端子との間に、直列に接続される第一スイッチング素子、第二スイッチング素子、および第三スイッチング素子と、
前記第一スイッチング素子と第二スイッチング素子との第一接続点と、前記直流電源の正極端子との間に接続される第一リアクトルと、
前記第二スイッチング素子と第三スイッチング素子との第二接続点と、前記直流電源の負極端子との間に接続される第二リアクトルと、
前記正極端子と前記正極出力端子との間に接続される第一平滑コンデンサと、
前記負極端子と前記負極出力端子との間に接続される第二平滑コンデンサと、
を有し、
前記インバータ回路は、
前記正極出力端子と前記負極出力端子の間に、直列に２つのスイッチング素子を接続して構成される、第一ハーフブリッジ回路、第二ハーフブリッジ回路を有し、
前記商用電源は、前記三相系統の一相が前記複数の分圧コンデンサの中間点に接続され、他の二相が前記第一ハーフブリッジ回路における第四スイッチング素子と第五スイッチング素子との中間点と、前記第二ハーフブリッジ回路における第六スイッチング素子と第七スイッチング素子との中間点に、それぞれ接続されており、
前記昇圧チョッパ制御部は、前記第一スイッチング素子を第一デューティー比でオン・オフ制御し、前記第二スイッチング素子を第二デューティー比でオン・オフ制御し、前記第三スイッチング素子を第三デューティー比でオン・オフ制御し、
前記第二デューティー比は一定であり、前記昇圧チョッパ制御部は、前記第一デューティー比、前記第三デューティー比をそれぞれ周期的に変動させる、
電力変換装置。
【請求項2】
直流電源から入力される第一直流電圧を昇圧して、第二直流電圧を出力する昇圧チョッパ回路と、
前記昇圧チョッパ回路の正極出力端子と負極出力端子との間に、直列に接続される複数の分圧コンデンサと、
前記第二直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータ回路と、
前記インバータ回路から出力された交流電圧が供給される三相系統の商用電源と、
前記昇圧チョッパ回路を制御する昇圧チョッパ制御部と、
を備え、
前記昇圧チョッパ回路は、
前記正極出力端子と前記負極出力端子との間に、直列に接続される第一スイッチング素子、第二スイッチング素子、および第三スイッチング素子と、
前記第一スイッチング素子と第二スイッチング素子との第一接続点と、前記直流電源の正極端子との間に接続される第一リアクトルと、
前記第二スイッチング素子と第三スイッチング素子との第二接続点と、前記直流電源の負極端子との間に接続される第二リアクトルと、
前記正極端子と前記負極端子との間に、直列に接続される第一平滑コンデンサと第二平滑コンデンサと、を有し、
前記第一平滑コンデンサと前記第二平滑コンデンサとの中間点が、前記複数の分圧コンデンサの中間点に接続され、
前記インバータ回路は、
前記正極出力端子と前記負極出力端子の間に、直列に２つのスイッチング素子を接続して構成される、第一ハーフブリッジ回路、第二ハーフブリッジ回路を有し、
前記商用電源は、前記三相系統の一相が前記複数の分圧コンデンサの中間点に接続され、他の二相が前記第一ハーフブリッジ回路における第四スイッチング素子と第五スイッチング素子との中間点と、前記第二ハーフブリッジ回路における第六スイッチング素子と第七スイッチング素子との中間点に、それぞれ接続されており、
前記昇圧チョッパ制御部は、前記第一スイッチング素子を第一デューティー比でオン・オフ制御し、前記第二スイッチング素子を第二デューティー比でオン・オフ制御し、前記第三スイッチング素子を第三デューティー比でオン・オフ制御し、
前記第二デューティー比は一定であり、前記昇圧チョッパ制御部は、前記第一デューティー比、前記第三デューティー比をそれぞれ周期的に変動させる、
電力変換装置。
前記昇圧チョッパ回路の正極出力端子と負極出力端子との間に、直列に接続される複数の分圧コンデンサと、
前記第二直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータ回路と、
前記インバータ回路から出力された交流電圧が供給される三相系統の商用電源と、
前記昇圧チョッパ回路を制御する昇圧チョッパ制御部と、
を備え、
前記昇圧チョッパ回路は、
前記正極出力端子と前記負極出力端子との間に、直列に接続される第一スイッチング素子、第二スイッチング素子、および第三スイッチング素子と、
前記第一スイッチング素子と第二スイッチング素子との第一接続点と、前記直流電源の正極端子との間に接続される第一リアクトルと、
前記第二スイッチング素子と第三スイッチング素子との第二接続点と、前記直流電源の負極端子との間に接続される第二リアクトルと、
前記正極端子と前記負極端子との間に、直列に接続される第一平滑コンデンサと第二平滑コンデンサと、を有し、
前記第一平滑コンデンサと前記第二平滑コンデンサとの中間点が、前記複数の分圧コンデンサの中間点に接続され、
前記インバータ回路は、
前記正極出力端子と前記負極出力端子の間に、直列に２つのスイッチング素子を接続して構成される、第一ハーフブリッジ回路、第二ハーフブリッジ回路を有し、
前記商用電源は、前記三相系統の一相が前記複数の分圧コンデンサの中間点に接続され、他の二相が前記第一ハーフブリッジ回路における第四スイッチング素子と第五スイッチング素子との中間点と、前記第二ハーフブリッジ回路における第六スイッチング素子と第七スイッチング素子との中間点に、それぞれ接続されており、
前記昇圧チョッパ制御部は、前記第一スイッチング素子を第一デューティー比でオン・オフ制御し、前記第二スイッチング素子を第二デューティー比でオン・オフ制御し、前記第三スイッチング素子を第三デューティー比でオン・オフ制御し、
前記第二デューティー比は一定であり、前記昇圧チョッパ制御部は、前記第一デューティー比、前記第三デューティー比をそれぞれ周期的に変動させる、
電力変換装置。
【請求項3】
前記商用電源において、Ｖ結線またはデルタ結線されたトランス巻線の一つが前記トランス巻線の中点で接地されている、または、Ｙ結線されたトランスの中性点が接地されている、
請求項１または２に記載の電力変換装置。
請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項4】
前記昇圧チョッパ制御部は、前記接地された中点あるいは前記接地された中性点と、前記複数の分圧コンデンサの中間点が接続された前記一相との間に印加されている電圧に基づいて、前記第一デューティー比、前記第三デューティー比をそれぞれ周期的に変動させる、
請求項３に記載の電力変換装置。
請求項３に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【0002】
従来から、太陽電池で発電した直流電力を商用周波数の交流に変換して商用系統と連系し、交流電力を系統に送り出す電力変換装置が知られている。例えば、特許文献１には、太陽電池からの直流電力を三相出力の交流電力に変換し、一相を接地した三相の系統と連系して交流電力を系統に送り出す太陽光電力変換装置が開示されている。
【0003】
特許文献１の太陽光電力変換装置では、直列に接続された２個のスイッチング素子を２組有するインバータ回路を備え、このインバータ回路の直流入力部間に直流電圧を分圧する２個のコンデンサを直列接続し、三相出力の１つとしてコンデンサの接続部から出力線を引き出し、三相出力の他の２つとして２組のスイッチング素子の中間点からそれぞれ出力線を引き出してハーフブリッジインバータ回路の構成とし、コンデンサの接続部から引き出された出力線を接地した一相に接続している。また、特許文献１の太陽光電力変換装置では、電圧が低い太陽光などの直流電源をインバータの直流電圧に変換するために昇圧チョッパ方式のＤＣ／ＤＣコンバータを用いている。当該太陽光電力変換装置は、このような構成とすることにより、絶縁トランスを用いずにインバータの直流部における対地間電位の変動を抑制している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0004】
【特許文献1】特開２００１－１０３７６８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0005】
ところで、特許文献１には、一相を接地した三相の系統と連系する構成（例えば、国内で多く利用されている三相三線式のＶ相接地方式の系統に連系する構成）の電力変換装置について記載されている。しかしながら、その他の接地方式の系統と連系する構成、例えば、Ｖ結線あるいはデルタ結線されたトランス巻線の一つを巻線の中点で接地する方式や、Ｙ結線されたトランスの中性点を接地する方式などの系統と連系する構成の電力変換装置については記載されていない。したがって、昇圧チョッパ方式のＤＣ／ＤＣコンバータを用いたトランスレス方式の電力変換装置において直流部の対地間電位の変動を抑制する点に関してはさらなる改善の余地がある。
【0006】
本発明は、絶縁トランスを用いることなく直流各部の対接地電位の変動を低減し、直流各部の浮遊容量による漏れ電流の発生を抑制することが可能な電力変換装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【0007】
本発明の一側面に係る電力変換装置は、
直流電源から入力される第一直流電圧を昇圧して、第二直流電圧を出力する昇圧チョッパ回路と、
前記昇圧チョッパ回路の正極出力端子と負極出力端子の間に、直列に接続される複数の分圧コンデンサと、
前記第二直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータ回路と、
前記インバータ回路から出力された交流電圧が供給される三相系統の商用電源と、
前記昇圧チョッパ回路を制御する昇圧チョッパ制御部と、
を備え、
前記昇圧チョッパ回路は、
前記正極出力端子と前記負極出力端子の間に直列に接続される第一スイッチング素子、第二スイッチング素子、および第三スイッチング素子と、
前記第一スイッチング素子と第二スイッチング素子との第一接続点と、前記直流電源の正極端子との間に接続される第一リアクトルと、
前記第二スイッチング素子と第三スイッチング素子との第二接続点と、前記直流電源の負極端子との間に接続される第二リアクトルと、
前記正極端子と前記正極出力端子との間に接続される第一平滑コンデンサと、
前記負極端子と前記負極出力端子との間に接続される第二平滑コンデンサと、
を有し、
前記インバータ回路は、
前記正極出力端子と前記負極出力端子の間に、直列に２つのスイッチング素子を接続して構成される、第一ハーフブリッジ回路、第二ハーフブリッジ回路を有し、
前記商用電源は、前記三相系統の一相が前記複数の分圧コンデンサの中間点に接続され、他の二相が前記第一ハーフブリッジ回路における第四スイッチング素子と第五スイッチング素子との中間点と、前記第二ハーフブリッジ回路における第六スイッチング素子と第七スイッチング素子との中間点に、それぞれ接続されており、
前記昇圧チョッパ制御部は、前記第一スイッチング素子を第一デューティー比でオン・オフ制御し、前記第二スイッチング素子を第二デューティー比でオン・オフ制御し、前記第三スイッチング素子を第三デューティー比でオン・オフ制御し、
前記第二デューティー比は一定であり、前記昇圧チョッパ制御部は、前記第一デューティー比、前記第三デューティー比をそれぞれ周期的に変動させる。
直流電源から入力される第一直流電圧を昇圧して、第二直流電圧を出力する昇圧チョッパ回路と、
前記昇圧チョッパ回路の正極出力端子と負極出力端子の間に、直列に接続される複数の分圧コンデンサと、
前記第二直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータ回路と、
前記インバータ回路から出力された交流電圧が供給される三相系統の商用電源と、
前記昇圧チョッパ回路を制御する昇圧チョッパ制御部と、
を備え、
前記昇圧チョッパ回路は、
前記正極出力端子と前記負極出力端子の間に直列に接続される第一スイッチング素子、第二スイッチング素子、および第三スイッチング素子と、
前記第一スイッチング素子と第二スイッチング素子との第一接続点と、前記直流電源の正極端子との間に接続される第一リアクトルと、
前記第二スイッチング素子と第三スイッチング素子との第二接続点と、前記直流電源の負極端子との間に接続される第二リアクトルと、
前記正極端子と前記正極出力端子との間に接続される第一平滑コンデンサと、
前記負極端子と前記負極出力端子との間に接続される第二平滑コンデンサと、
を有し、
前記インバータ回路は、
前記正極出力端子と前記負極出力端子の間に、直列に２つのスイッチング素子を接続して構成される、第一ハーフブリッジ回路、第二ハーフブリッジ回路を有し、
前記商用電源は、前記三相系統の一相が前記複数の分圧コンデンサの中間点に接続され、他の二相が前記第一ハーフブリッジ回路における第四スイッチング素子と第五スイッチング素子との中間点と、前記第二ハーフブリッジ回路における第六スイッチング素子と第七スイッチング素子との中間点に、それぞれ接続されており、
前記昇圧チョッパ制御部は、前記第一スイッチング素子を第一デューティー比でオン・オフ制御し、前記第二スイッチング素子を第二デューティー比でオン・オフ制御し、前記第三スイッチング素子を第三デューティー比でオン・オフ制御し、
前記第二デューティー比は一定であり、前記昇圧チョッパ制御部は、前記第一デューティー比、前記第三デューティー比をそれぞれ周期的に変動させる。
【0008】
また、本発明の一側面に係る電力変換装置は、
直流電源から入力される第一直流電圧を昇圧して、第二直流電圧を出力する昇圧チョッパ回路と、
前記昇圧チョッパ回路の正極出力端子と負極出力端子との間に、直列に接続される複数の分圧コンデンサと、
前記第二直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータ回路と、
前記インバータ回路から出力された交流電圧が供給される三相系統の商用電源と、
前記昇圧チョッパ回路を制御する昇圧チョッパ制御部と、
を備え、
前記昇圧チョッパ回路は、
前記正極出力端子と前記負極出力端子との間に、直列に接続される第一スイッチング素子、第二スイッチング素子、および第三スイッチング素子と、
前記第一スイッチング素子と第二スイッチング素子との第一接続点と、前記直流電源の正極端子との間に接続される第一リアクトルと、
前記第二スイッチング素子と第三スイッチング素子との第二接続点と、前記直流電源の負極端子との間に接続される第二リアクトルと、
前記正極端子と前記負極端子との間に、直列に接続される第一平滑コンデンサと第二平滑コンデンサと、を有し、
前記第一平滑コンデンサと前記第二平滑コンデンサとの中間点が、前記複数の分圧コンデンサの中間点に接続され、
前記インバータ回路は、
前記正極出力端子と前記負極出力端子の間に、直列に２つのスイッチング素子を接続して構成される、第一ハーフブリッジ回路、第二ハーフブリッジ回路を有し、
前記商用電源は、前記三相系統の一相が前記複数の分圧コンデンサの中間点に接続され、他の二相が前記第一ハーフブリッジ回路における第四スイッチング素子と第五スイッチング素子との中間点と、前記第二ハーフブリッジ回路における第六スイッチング素子と第七スイッチング素子との中間点に、それぞれ接続されており、
前記昇圧チョッパ制御部は、前記第一スイッチング素子を第一デューティー比でオン・オフ制御し、前記第二スイッチング素子を第二デューティー比でオン・オフ制御し、前記第三スイッチング素子を第三デューティー比でオン・オフ制御し、
前記第二デューティー比は一定であり、前記昇圧チョッパ制御部は、前記第一デューティー比、前記第三デューティー比をそれぞれ周期的に変動させる。
直流電源から入力される第一直流電圧を昇圧して、第二直流電圧を出力する昇圧チョッパ回路と、
前記昇圧チョッパ回路の正極出力端子と負極出力端子との間に、直列に接続される複数の分圧コンデンサと、
前記第二直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータ回路と、
前記インバータ回路から出力された交流電圧が供給される三相系統の商用電源と、
前記昇圧チョッパ回路を制御する昇圧チョッパ制御部と、
を備え、
前記昇圧チョッパ回路は、
前記正極出力端子と前記負極出力端子との間に、直列に接続される第一スイッチング素子、第二スイッチング素子、および第三スイッチング素子と、
前記第一スイッチング素子と第二スイッチング素子との第一接続点と、前記直流電源の正極端子との間に接続される第一リアクトルと、
前記第二スイッチング素子と第三スイッチング素子との第二接続点と、前記直流電源の負極端子との間に接続される第二リアクトルと、
前記正極端子と前記負極端子との間に、直列に接続される第一平滑コンデンサと第二平滑コンデンサと、を有し、
前記第一平滑コンデンサと前記第二平滑コンデンサとの中間点が、前記複数の分圧コンデンサの中間点に接続され、
前記インバータ回路は、
前記正極出力端子と前記負極出力端子の間に、直列に２つのスイッチング素子を接続して構成される、第一ハーフブリッジ回路、第二ハーフブリッジ回路を有し、
前記商用電源は、前記三相系統の一相が前記複数の分圧コンデンサの中間点に接続され、他の二相が前記第一ハーフブリッジ回路における第四スイッチング素子と第五スイッチング素子との中間点と、前記第二ハーフブリッジ回路における第六スイッチング素子と第七スイッチング素子との中間点に、それぞれ接続されており、
前記昇圧チョッパ制御部は、前記第一スイッチング素子を第一デューティー比でオン・オフ制御し、前記第二スイッチング素子を第二デューティー比でオン・オフ制御し、前記第三スイッチング素子を第三デューティー比でオン・オフ制御し、
前記第二デューティー比は一定であり、前記昇圧チョッパ制御部は、前記第一デューティー比、前記第三デューティー比をそれぞれ周期的に変動させる。
【発明の効果】
【0009】
本発明によれば絶縁トランスを用いることなく直流各部の対接地電位の変動を低減し、直流各部の浮遊容量による漏れ電流の発生を抑制することが可能な電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【0010】
【図1】本発明の実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。
【図2】スイッチング素子を一定のデューティー比でオン・オフ制御する昇圧チョッパ制御部の構成図である。
【図6】スイッチング素子を周期的に変動させるデューティー比でオン・オフ制御する昇圧チョッパ制御部の構成図である。
【図10】（ａ）はＹ結線されたトランスの中性点が接地されている系統、（ｂ）はデルタ結線のＳ相が接地されている系統を示す図である。
【図14】本発明の変形例に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0011】
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。尚、実施形態の説明において既に説明された部材と同一の参照番号を有する部材については、説明の便宜上、その説明は省略する。また、本図面に示された各部材の寸法は、説明の便宜上、実際の各部材の寸法とは異なる場合がある。
【0012】
図１は、本発明の実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。当該電力変換装置は、直流電力を三相の交流電力に変換し、連系した三相系統に交流電力を送出する装置である。図１に示すように、電力変換装置１は、昇圧チョッパ回路２と、分圧コンデンサ３と、インバータ回路４と、フィルタ回路５と、制御回路６と、を備える。昇圧チョッパ回路２の入力側には直流電源７が接続されている。フィルタ回路５の出力側には三相系統の商用電源８が接続されている。制御回路６は、昇圧チョッパ回路２を制御する昇圧チョッパ制御部１０と、インバータ回路４を制御するインバータ制御部２０と、を有する。
【0013】
昇圧チョッパ回路２は、直流電源７から入力される第一直流電圧を第二直流電圧に昇圧し、昇圧した第二直流電源をインバータ回路４に出力する。昇圧チョッパ回路２は、第一スイッチング素子Ｑ１、第二スイッチング素子Ｑ２、および第三スイッチング素子Ｑ３と、第一リアクトルＬ１、および第二リアクトルＬ２と、第一平滑コンデンサＣ１、および第二平滑コンデンサＣ２と、を有する。
【0014】
第一スイッチング素子Ｑ１と第二スイッチング素子Ｑ２と第三スイッチング素子Ｑ３とは、昇圧チョッパ回路２の正極出力端子２１ａと負極出力端子２１ｂの間に、直列に接続されている。これらのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ３は、例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）と、逆並列された還流ダイオードとで構成されている。
【0015】
第一リアクトルＬ１は、第一スイッチング素子Ｑ１と第二スイッチング素子Ｑ２との第一接続点２２ａと、直流電源７の正極端子Ｐとの間に接続されている。第二リアクトルＬ２は、第二スイッチング素子Ｑ２と第三スイッチング素子Ｑ３との第二接続点２２ｂと、直流電源７の負極端子Ｎとの間に接続されている。
【0016】
第一平滑コンデンサＣ１は、直流電源７の正極端子Ｐと昇圧チョッパ回路２の正極出力端子２１ａとの間に接続されている。第二平滑コンデンサＣ２は、直流電源７の負極端子Ｎと昇圧チョッパ回路２の負極出力端子２１ｂとの間に接続されている。
【0017】
分圧コンデンサ３は、昇圧チョッパ回路２の正極出力端子２１ａと負極出力端子２１ｂとの間に接続されている。分圧コンデンサ３は、昇圧チョッパ回路２において直列接続されている第一スイッチング素子Ｑ１、第二スイッチング素子Ｑ２、および第三スイッチング素子Ｑ３と並列に接続されている。分圧コンデンサ３は、図に示す例では第一分圧コンデンサＣ３と第二分圧コンデンサＣ４とで構成されている。第一分圧コンデンサＣ３と第二分圧コンデンサＣ４とは、直列に接続されている。なお、コンデンサの数は２個に限定されない。
【0018】
第一分圧コンデンサＣ３と第二分圧コンデンサＣ４との中間点３１ｃは、三相系統の商用電源８のＳ相に接続されている。第一分圧コンデンサＣ３における第二分圧コンデンサＣ４との中間点３１ｃ側とは反対側の端子３１ａは、昇圧チョッパ回路２の正極出力端子２１ａに接続されている。第二分圧コンデンサＣ４における第一分圧コンデンサＣ３との中間点３１ｃ側とは反対側の端子３１ｂは、昇圧チョッパ回路２の負極出力端子２１ｂに接続されている。第一分圧コンデンサＣ３の容量と第二分圧コンデンサＣ４の容量とは、より近似する容量であることが好ましい。
【0019】
インバータ回路４は、昇圧チョッパ回路２の出力電圧である第二直流電圧を交流電圧に変換して出力する。インバータ回路４は、第一ハーフブリッジ回路４１と、第二ハーフブリッジ回路４２と、を有する。第一ハーフブリッジ回路４１は、第四スイッチング素子Ｑ１１と、第五スイッチング素子Ｑ１２とで構成されている。第二ハーフブリッジ回路４２は、第六スイッチング素子Ｑ１３と、第七スイッチング素子Ｑ１４とで構成されている。
【0020】
第四スイッチング素子Ｑ１１と第五スイッチング素子Ｑ１２とは、直列に接続されている。第六スイッチング素子Ｑ１３と第七スイッチング素子Ｑ１４とは、直列に接続されている。第四スイッチング素子Ｑ１１と第五スイッチング素子Ｑ１２、および第六スイッチング素子Ｑ１３と第七スイッチング素子Ｑ１４は、分圧コンデンサ３（第一分圧コンデンサＣ３と第二分圧コンデンサＣ４）と同様に、昇圧チョッパ回路２の正極出力端子２１ａと負極出力端子２１ｂとの間に接続されている。
【0021】
フィルタ回路５は、第一フィルタリアクトルＬ３と、第二フィルタリアクトルＬ４と、第一フィルタコンデンサＣ５と、第二フィルタコンデンサＣ６と、を有する。
第一フィルタリアクトルＬ３の一方の端子は、インバータ回路４の第一ハーフブリッジ回路４１における第四スイッチング素子Ｑ１１と第五スイッチング素子Ｑ１２との中間点４３に接続されている。また、第一フィルタリアクトルＬ３の他方の端子は、三相系統の商用電源８のＲ相に接続されている。第二フィルタリアクトルＬ４の一方の端子は、インバータ回路４の第二ハーフブリッジ回路４２における第六スイッチング素子Ｑ１３と第七スイッチング素子Ｑ１４との中間点４４に接続されている。また、第二フィルタリアクトルＬ４の他方の端子は、三相系統の商用電源８のＴ相に接続されている。
第一フィルタリアクトルＬ３の一方の端子は、インバータ回路４の第一ハーフブリッジ回路４１における第四スイッチング素子Ｑ１１と第五スイッチング素子Ｑ１２との中間点４３に接続されている。また、第一フィルタリアクトルＬ３の他方の端子は、三相系統の商用電源８のＲ相に接続されている。第二フィルタリアクトルＬ４の一方の端子は、インバータ回路４の第二ハーフブリッジ回路４２における第六スイッチング素子Ｑ１３と第七スイッチング素子Ｑ１４との中間点４４に接続されている。また、第二フィルタリアクトルＬ４の他方の端子は、三相系統の商用電源８のＴ相に接続されている。
【0022】
第一フィルタコンデンサＣ５の一方の端子は、第一フィルタリアクトルＬ３の商用電源８側の端子に接続されている。また、第一フィルタコンデンサＣ５の他方の端子は、第一分圧コンデンサＣ３と第二分圧コンデンサＣ４との中間点３１ｃに接続されている。第二フィルタコンデンサＣ６の一方の端子は、第二フィルタリアクトルＬ４の商用電源８側の端子に接続されている。また、第二フィルタコンデンサＣ６の他方の端子は、第一分圧コンデンサＣ３と第二分圧コンデンサＣ４との中間点３１ｃに接続されている。
【0023】
第一ハーフブリッジ回路４１は、第一分圧コンデンサＣ３と第二分圧コンデンサＣ４との中間点３１ｃと、第四スイッチング素子Ｑ１１と第五スイッチング素子Ｑ１２との中間点４３との間に交流電圧を発生させる。フィルタ回路５の第一フィルタリアクトルＬ３と第一フィルタコンデンサＣ５は、第一ハーフブリッジ回路４１から出力される交流電圧を商用電源８に通過させるとともに、第一ハーフブリッジ回路４１のスイッチングにより発生するキャリア周波数の信号が商用電源８に通過するのを防止する。
【0024】
第二ハーフブリッジ回路４２は、第一分圧コンデンサＣ３と第二分圧コンデンサＣ４との中間点３１ｃと、第六スイッチング素子Ｑ１３と第七スイッチング素子Ｑ１４との中間点４４との間に交流電圧を発生させる。フィルタ回路５の第二フィルタリアクトルＬ４と第二フィルタコンデンサＣ６は、第二ハーフブリッジ回路４２から出力される交流電圧を商用電源８に通過させるとともに、第二ハーフブリッジ回路４２のスイッチングにより発生するキャリア周波数の信号が商用電源８に通過するのを防止する。
【0025】
直流電源７は、正極端子Ｐが第一リアクトルＬ１と第一平滑コンデンサＣ１との接続点に接続されており、負極端子Ｎが第二リアクトルＬ２と第二平滑コンデンサＣ２との接続点に接続されている。直流電源７の直流電圧としては、例えば、太陽電池によって発電された直流電圧等が挙げられる。なお、直流電源７の正極端子Ｐと負極端子Ｎとに接続されている符号ＣＥ１，ＣＥ２は、直流電源７の対地間浮遊容量である。
【0026】
商用電源８は、インバータ回路４から出力される交流電圧が供給される。商用電源８は、例えば、三相三線の系統である。商用電源８は、例えば、Ｖ結線されたトランス巻線の一つのトランス巻線が中点Ｍで接地されている。図に示す商用電源８では、Ｖ結線されたトランス巻線におけるＲ線とＳ線の中点Ｍで接地されている。中点Ｍに対するＳ相の電圧は、Ｒ－Ｓ間の線間電圧の１／２の電圧である。したがって、Ｓ相に接続されている分圧コンデンサ３の中間点３１ｃの電圧は、Ｒ－Ｓ間の電圧の１／２の電圧となる。
【0027】
昇圧チョッパ制御部１０は、昇圧チョッパ回路２のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ３をそれぞれ所定のデューティー比でオン・オフ制御する。昇圧チョッパ制御部１０は、例えば、第二スイッチング素子Ｑ２を一定のデューティー比でオン・オフ制御し、第一スイッチング素子Ｑ１と第三スイッチング素子Ｑ３をそれぞれ周期的に変動させるデューティー比でオン・オフ制御する。具体的には、昇圧チョッパ制御部１０は、商用電源８における接地された中点Ｍと、分圧コンデンサ３の中間点３１ｃが接続されたＳ相と、の間に印加される電圧に基づいて、第一スイッチング素子Ｑ１と第三スイッチング素子Ｑ３のデューティー比をそれぞれ周期的に変動させてオン・オフ制御する。
【0028】
インバータ制御部２０は、インバータ回路４のスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４を所望の状態にスイッチング制御する。インバータ制御部２０は、第一ハーフブリッジ回路４１の第四スイッチング素子Ｑ１１と第五スイッチング素子Ｑ１２との中間点４３からＲ相交流電力を出力し、第二ハーフブリッジ回路４２の第六スイッチング素子Ｑ１３と第七スイッチング素子Ｑ１４との中間点４４からＴ相交流電力を出力するようにインバータ回路４制御する。具体的には、インバータ制御部２０は、制御波形とキャリア三角波とを比較して、制御波形の方が大きい場合に上側のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１３がオンして、下側のスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１４がオフする駆動波形を生成する。また、インバータ制御部２０は、制御波形の方が小さい場合に下側のスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１４がオンして、上側のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１３がオフする駆動波形を生成する。
【0029】
次に、昇圧チョッパ制御部１０による昇圧チョッパ回路２（スイッチング素子Ｑ１～Ｑ３）のスイッチング制御について以下に説明する。
【0030】
本発明の電力変換装置１における昇圧チョッパ制御部１０は、上述したように、昇圧チョッパ回路２の第二スイッチング素子Ｑ２を一定のデューティー比でオン・オフ制御し、第一スイッチング素子Ｑ１と第三スイッチング素子Ｑ３をそれぞれ周期的に変動させるデューティー比でオン・オフ制御する。
そこで先ず、比較例として、昇圧チョッパ制御部１０が昇圧チョッパ回路２の第一スイッチング素子Ｑ１から第三スイッチング素子Ｑ３をそれぞれ一定のデューティー比でオン・オフ制御する場合について図２から図５を参照して説明する。
そこで先ず、比較例として、昇圧チョッパ制御部１０が昇圧チョッパ回路２の第一スイッチング素子Ｑ１から第三スイッチング素子Ｑ３をそれぞれ一定のデューティー比でオン・オフ制御する場合について図２から図５を参照して説明する。
【0031】
図２は、第一スイッチング素子Ｑ１～第三スイッチング素子Ｑ３をそれぞれ一定のデューティー比でオン・オフ制御するときの昇圧チョッパ制御部１０の構成図である。図２に示すように、昇圧チョッパ制御部１０は、定電圧のチョッパ制御信号１１と、キャリア三角波１２と、をコンパレータ１３で比較して、第二スイッチング素子Ｑ２を制御する第二ゲート信号を生成する。そして、昇圧チョッパ制御部１０は、生成した第二ゲート信号をインバータ１４により反転して第一スイッチング素子Ｑ１および第三スイッチング素子Ｑ３を制御する、第一ゲート信号および第三ゲート信号を生成する。
【0032】
図３は、昇圧チョッパ制御部１０によって生成された第一ゲート信号～第三ゲート信号のスイッチングパターンを示す図である。図３に示すように、第一スイッチング素子Ｑ１～第三スイッチング素子Ｑ３をオン・オフ制御する第一ゲート信号～第三ゲート信号のスイッチングパターンは、いずれも一定のデューティー比となっている。そして、第一スイッチング素子Ｑ１を制御する第一ゲート信号と第三スイッチング素子Ｑ３を制御する第三ゲート信号のスイッチングパターンは、第二スイッチング素子Ｑ２を制御する第二ゲート信号のスイッチングパターンに対してオン・オフが反転したスイッチングパターンになっている。
【0033】
図４は、図３に示す第一ゲート信号～第三ゲート信号のスイッチングパターンで第一スイッチング素子Ｑ１～第三スイッチング素子Ｑ３をオン・オフ制御したときの、直流電源７の正極端子Ｐの電圧に対する昇圧チョッパ回路２の正極出力端子２１ａの電圧と、直流電源７の負極端子Ｎの電圧に対する昇圧チョッパ回路２の負極出力端子２１ｂの電圧を示す図である。
【0034】
図４に示すように、このときの直流電源７の正極端子Ｐの電圧に対する昇圧チョッパ回路２の正極出力端子２１ａの電圧は、「ｂｕｓＰ－Ｐ間電圧」＝「ｂｕｓ電圧／２」－「直流入力電圧／２」＝１５０Ｖの一定の電圧になる。また、直流電源７の負極端子Ｎの電圧に対する昇圧チョッパ回路２の負極出力端子２１ｂの電圧は、「ｂｕｓＮ－Ｎ間電圧」＝「直流入力電圧／２」－「ｂｕｓ電圧／２」＝－１５０Ｖの一定の電圧になる。なお、本実施形態の昇圧チョッパ回路２は、直流電源７から入力される正極端子Ｐと負極端子Ｎ間のＤＣ３００Ｖ（第一直流電圧）をＤＣ６００Ｖ（第二直流電圧）に昇圧して、正極出力端子２１ａと負極出力端子２１ｂ間に出力する回路であるとする。
【0035】
図５は、図３に示す第一ゲート信号～第三ゲート信号のスイッチングパターンで第一スイッチング素子Ｑ１～第三スイッチング素子Ｑ３をオン・オフ制御したときの、商用電源８の中点Ｍから見た各部の電圧波形を示す図である。上述したように中点Ｍは、接地（Ｅ）された点である。
【0036】
図５に示すように、このときの商用電源８の中点Ｍから見た分圧コンデンサ３の中間点３１ｃの電圧（「ｂｕｓ０－Ｅ間電圧」）は、中点Ｍ（接地Ｅ）から見たＳ相の電圧（三相系統のＳ－Ｅ間の電圧）であり、ＤＣ０Ｖを中心として交流成分のＡＣ１００Ｖが重畳した電圧波形になる。
【0037】
また、商用電源８の中点Ｍから見た直流電源７の正極端子Ｐの電圧（「Ｐ－Ｅ間電圧」）は、ＤＣ１５０Ｖを中心として交流成分のＡＣ１００Ｖが重畳した電圧波形になる。商用電源８の中点Ｍから見た直流電源７の負極端子Ｎの電圧（「Ｎ－Ｅ間電圧」）は、ＤＣ－１５０Ｖを中心として交流成分のＡＣ１００Ｖが重畳した電圧波形になる。
【0038】
また、商用電源８の中点Ｍから見た昇圧チョッパ回路２の正極出力端子２１ａの電圧（「ｂｕｓＰ－Ｅ間電圧」）は、ＤＣ３００Ｖを中心として交流成分のＡＣ１００Ｖが重畳した電圧波形になる。商用電源８の中点Ｍから見た昇圧チョッパ回路２の負極出力端子２１ｂの電圧（「ｂｕｓＮ－Ｅ間電圧」）は、ＤＣ－３００Ｖを中心として交流成分のＡＣ１００Ｖが重畳した電圧波形になる。
【0039】
このように、図３に示すスイッチングパターンでスイッチング素子Ｑ１～Ｑ３をオン・オフ制御したときは、直流電源７の正極端子Ｐおよび負極端子Ｎの対地間電位と、昇圧チョッパ回路２の正極出力端子２１ａおよび負極出力端子２１ｂの対地間電圧が、商用電源８の周波数（５０／６０Ｈｚ）と電圧（交流成分ＡＣ１００Ｖ）で変動する。このため、例えば、正極端子Ｐおよび負極端子Ｎと対地との間には、対地間浮遊容量ＣＥ１、ＣＥ２を介して漏れ電流が流れる。
【0040】
続いて、昇圧チョッパ制御部１０が昇圧チョッパ回路２の第二スイッチング素子Ｑ２を一定のデューティー比でオン・オフ制御し、第一スイッチング素子Ｑ１と第三スイッチング素子Ｑ３をそれぞれ周期的に変動させるデューティー比でオン・オフ制御する場合について図６から図９を参照して説明する。
【0041】
図６は、第二スイッチング素子Ｑ２を一定のデューティー比で、第一スイッチング素子Ｑ１と第三スイッチング素子Ｑ３をそれぞれ周期的に変動させるデューティー比でオン・オフ制御するときの昇圧チョッパ制御部１０の構成図である。図６に示すように、昇圧チョッパ制御部１０は、チョッパ制御信号１１と、キャリア三角波１２とをコンパレータ１３で比較して、第二スイッチング素子Ｑ２を制御する第二ゲート信号を生成する。この制御は、図２で説明した場合と同様である。
【0042】
そして、昇圧チョッパ制御部１０は、第一スイッチング素子Ｑ１と第三スイッチング素子Ｑ３をオン・オフ制御するデューティー比を変動させるためのデューティー変調信号１５と、チョッパ制御信号１１と、を減算器１６に入力して差分を算出する。昇圧チョッパ制御部１０は、減算器１６の出力をコンパレータ１７に入力し、キャリア三角波１２と比較して第一スイッチング素子Ｑ１を制御する第一ゲート信号を生成する。デューティー変調信号１５は、電源系統の中点ＭとＳ間の電圧、または電源系統のＲ－Ｓ間の線間電圧の１／２の電圧を、昇圧チョッパ制御部１０内で制御される電圧のレベルに合わせた信号である。中点ＭとＳ間の電圧、Ｒ－Ｓ間の線間電圧の１／２の電圧は、図２で説明したように、ＤＣ０Ｖを中心として交流成分のＡＣ１００Ｖが重畳した電圧である。
【0043】
また、昇圧チョッパ制御部１０は、第一スイッチング素子Ｑ１と第三スイッチング素子Ｑ３をオン・オフ制御するデューティー比を変動させるためのデューティー変調信号１５と、チョッパ制御信号１１と、を加算器１８に入力して加算する。昇圧チョッパ制御部１０は、加算器１８の出力をコンパレータ１９に入力し、キャリア三角波１２と比較して第三スイッチング素子Ｑ３を制御する第三ゲート信号を生成する。
【0044】
また、昇圧チョッパ制御部１０は、コンパレータ１７から出力される第一ゲート信号およびコンパレータ１９から出力される第三ゲート信号がコンパレータ１３から出力される第二ゲート信号に対して反転した極性となるように、キャリア三角波１２が入力されるコンパレータ１７，１９の入力端子の極性とキャリア三角波１２が入力されるコンパレータ１３の入力端子の極性とを相違させている。図示の例では、コンパレータ１３はキャリア三角波１２が反転入力端子に入力され、コンパレータ１７，１９はキャリア三角波１２が非反転入力端子に入力されている。
【0045】
図７は、図６に示す昇圧チョッパ制御部１０によって生成された第一ゲート信号～第三ゲート信号のスイッチングパターンを示す図である。図７に示すように、第二スイッチング素子Ｑ２をオン・オフ制御する第二ゲート信号のスイッチングパターンは、破線５１に示されるように、一定のデューティー比となっている。そして、第一スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ制御する第一ゲート信号と第三スイッチング素子Ｑ３をオン・オフ制御する第三ゲート信号のスイッチングパターンは、デューティー変調信号１５によって変調されて、デューティー比が破線５２，５３に示されるように、第二ゲート信号のスイッチングパターンに対してオン・オフが反転したスイッチングパターンをベースとして、それぞれ周期的に変動するデューティー比となっている。さらに、第一ゲート信号と第三ゲート信号のスイッチングパターンは、第一ゲート信号のスイッチングパターンにおけるデューティー比の周期的な変動と、第三ゲート信号のスイッチングパターンにおけるデューティー比の周期的な変動とは、デューティー比の大小が逆の変動になっている。
【0046】
図８は、図７に示す第一ゲート信号～第三ゲート信号のスイッチングパターンで第一スイッチング素子Ｑ１～第三スイッチング素子Ｑ３をオン・オフ制御したときの、直流電源７の正極端子Ｐの電圧に対する昇圧チョッパ回路２の正極出力端子２１ａの電圧（ｂｕｓＰ電圧）と、直流電源７の負極端子Ｎの電圧に対する昇圧チョッパ回路２の負極出力端子２１ｂの電圧（ｂｕｓＮ電圧）を示す図である。
【0047】
図８に示すように、このときの直流電源７の正極端子Ｐの電圧に対する昇圧チョッパ回路２の正極出力端子２１ａの電圧は、「ｂｕｓＰ－Ｐ間電圧」＝「ｂｕｓ電圧／２」－「直流入力電圧／２」＋「三相系統のＳ－Ｅ間電圧」＝「ＤＣ１５０Ｖを中心として交流成分のＡＣ１００Ｖが重畳した電圧」となる。また、直流電源７の負極端子Ｎの電圧に対する昇圧チョッパ回路２の負極出力端子２１ｂの電圧は、「ｂｕｓＮ－Ｎ間電圧」＝「直流入力電圧／２」－「ｂｕｓ電圧／２」＋「三相系統のＳ－Ｅ間電圧」＝「ＤＣ－１５０Ｖを中心として交流成分のＡＣ１００Ｖが重畳した電圧」となる。
【0048】
図９は、図８に示す第一ゲート信号～第三ゲート信号のスイッチングパターンで第一スイッチング素子Ｑ１～第三スイッチング素子Ｑ３をオン・オフ制御したときの、商用電源８の中点Ｍから見た各部の電圧波形を示す図である。
【0049】
図９に示すように、このときの商用電源８の中点Ｍから見た分圧コンデンサ３の中間点３１ｃの電圧（「ｂｕｓ０－Ｅ間電圧」）は、中点Ｍ（接地Ｅ）から見たＳ相の電圧（三相系統のＳ－Ｅ間の電圧）であり、ＤＣ０Ｖを中心として交流成分のＡＣ１００Ｖが重畳した電圧波形になる。
【0050】
また、商用電源８の中点Ｍから見た直流電源７の正極端子Ｐの電圧（「Ｐ－Ｅ間電圧」）は、図５で示したような重畳された三相系統のＳ－Ｅ間電圧（ＤＣ１５０Ｖを中心として交流成分のＡＣ１００Ｖ）が相殺されて、変動のないＤＣ１５０Ｖの直流電圧になる。同様に、商用電源８の中点Ｍから見た直流電源７の負極端子Ｎの電圧（「Ｎ－Ｅ間電圧」）は、重畳されていた三相系統のＮ－Ｅ間電圧が相殺されて、変動のないＤＣ１５０Ｖの直流電圧になる。
【0051】
また、商用電源８の中点Ｍから見た昇圧チョッパ回路２の正極出力端子２１ａの電圧（「ｂｕｓＰ－Ｅ間電圧」）は、ＤＣ３００Ｖを中心として交流成分のＡＣ１００Ｖが重畳した電圧波形になる。商用電源８の中点Ｍから見た昇圧チョッパ回路２の負極出力端子２１ｂの電圧（「ｂｕｓＮ－Ｅ間電圧」）は、ＤＣ－３００Ｖを中心として交流成分のＡＣ１００Ｖが重畳した電圧波形になる。
【0052】
このように、図７に示すスイッチングパターンでスイッチング素子Ｑ１～Ｑ３をオン・オフ制御したときは、三相系統のＳ－Ｅ間電圧がｂｕｓＰ－Ｐ間およびｂｕｓＮ－Ｎ間電圧に加算されるため、「Ｐ－Ｅ間電圧」および「Ｎ－Ｅ間電圧」、すなわち、直流電源７の正極端子Ｐおよび負極端子Ｎの対地間電位が変動のない直流電圧になる。このため、例えば、正極端子Ｐおよび負極端子Ｎと対地との間では、対地間浮遊容量ＣＥ１、ＣＥ２へ流れる漏れ電流が抑制される。なお、図に示した例ではトランス巻線のＲ線とＳ線の中点Ｍを接地する場合について説明したが、例えば、Ｓ線とＴ線の中点を接地する場合においても同様に、直流電源７の正極端子Ｐおよび負極端子Ｎの対地間電位が変動のない直流電圧になる。
【0053】
また、上記実施形態では、Ｖ結線されたトランス巻線における一つの巻線の中点が接地されている三相系統の商用電源８について説明したが、これに限られない。例えば、商用電源８は、図１０（ａ）に示すように、Ｙ結線されたトランスの中性点が接地されている系統のものであってもよい。また、商用電源８は、図１０（ｂ）に示すように、デルタ結線の例えばＳ相が接地されている系統のものであってもよい。
【0054】
図１１は、図１０（ａ）に示すＹ結線の中性点接地の商用電源８において、図３に示す第一ゲート信号～第三ゲート信号のスイッチングパターンで第一スイッチング素子Ｑ１～第三スイッチング素子Ｑ３をオン・オフ制御したとき、すなわち、第一ゲート信号～第三ゲート信号のスイッチングパターンがいずれも一定のデューティー比であるときの、商用電源８の中性点から見た各部の電圧波形を示す図である。
【0055】
図１１に示すように、第一ゲート信号～第三ゲート信号のスイッチングパターンがいずれも一定のデューティー比であるときは、Ｖ結線のＲ線とＳ線の中点Ｍが接地されている場合の電圧波形（図５参照）と同様に、直流電源７の正極端子Ｐおよび負極端子Ｎの対地間電位（「Ｐ－Ｅ間電圧」，「Ｎ－Ｅ間電圧」）と、昇圧チョッパ回路２の正極出力端子２１ａおよび負極出力端子２１ｂの対地間電圧（「ｂｕｓＰ－Ｅ間電圧」，「ｂｕｓＮ－Ｅ間電圧」）が、商用電源８の周波数（５０／６０Ｈｚ）と電圧（この系統では交流成分ＡＣ１１５Ｖ）で変動する。
【0056】
図１２は、図１０（ａ）に示すＹ結線の中性点接地の商用電源８において、図６で示すデューティー変調信号１５を、Ｙ結線の中性点とＳ間の電圧を昇圧チョッパ制御部１０内で制御される電圧のレベルに合わせた信号に置き換え、図７に示す第一ゲート信号～第三ゲート信号のスイッチングパターンで第一スイッチング素子Ｑ１～第三スイッチング素子Ｑ３をオン・オフ制御したとき、すなわち、第二ゲート信号のスイッチングパターンが一定のデューティー比で、第一ゲート信号と第三ゲート信号のスイッチングパターンがそれぞれ周期的に変動するデューティー比であるときの、商用電源８の中性点から見た各部の電圧波形を示す図である。ここで、Ｙ結線の中性点電圧は、Ｒ，Ｓ，Ｔから抵抗分圧により、あるいはコンデンサ分圧により求めた電圧でもよい。また、（Ｒ－Ｓ電圧＋Ｔ－Ｓ電圧）／３により求めた電圧でもよい。
【0057】
図１２に示すように、第二ゲート信号のスイッチングパターンが一定のデューティー比で、第一ゲート信号と第三ゲート信号のスイッチングパターンがそれぞれ周期的に変動するデューティー比で構成されているときは、Ｖ結線のＲ線とＳ線の中点Ｍが接地されている場合の電圧波形（図９参照）と同様に、三相系統のＳ－Ｅ間電圧がｂｕｓＰ－Ｐ間およびｂｕｓＮ－Ｎ間電圧に加算されるため、「Ｐ－Ｅ間電圧」および「Ｎ－Ｅ間電圧」、すなわち、直流電源７の正極端子Ｐおよび負極端子Ｎの対地間電位が変動のない直流電圧になる。
【0058】
図１３は、図１０（ｂ）に示すデルタ結線のＳ相接地の商用電源８において、図３に示す第一ゲート信号～第三ゲート信号のスイッチングパターンで第一スイッチング素子Ｑ１～第三スイッチング素子Ｑ３をオン・オフ制御したとき、すなわち、第一ゲート信号～第三ゲート信号のスイッチングパターンがいずれも一定のデューティー比であるときの、商用電源８のＳ相から見た各部の電圧波形を示す図である。
【0059】
図１３に示すように、デルタ結線のＳ相接地の場合には、第一ゲート信号～第三ゲート信号のスイッチングパターンが全て一定のデューティー比であっても、直流電源７の正極端子Ｐおよび負極端子Ｎの対地間電位（「Ｐ－Ｅ間電圧」，「Ｎ－Ｅ間電圧」）と、昇圧チョッパ回路２の正極出力端子２１ａおよび負極出力端子２１ｂの対地間電圧（「ｂｕｓＰ－Ｅ間電圧」，「ｂｕｓＮ－Ｅ間電圧」）が、変動のない直流電圧になる。したがって、商用電源８がデルタ結線のＳ相接地の場合には、ゲート信号のスイッチングパターンにおけるデューティー比を周期的に変動させる制御を行う必要がない。
【0060】
以上説明したように、本実施形態に係る電力変換装置１は、直流電源７から入力される第一直流電圧を昇圧して、第二直流電圧を出力する昇圧チョッパ回路２と、昇圧チョッパ回路２の正極出力端子２１ａと負極出力端子２１ｂの間に、直列に接続された第一分圧コンデンサＣ３および第二分圧コンデンサＣ４で構成される分圧コンデンサ３と、第二直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータ回路４と、インバータ回路４から出力された交流電圧が供給される三相系統の商用電源８と、昇圧チョッパ回路２を制御する昇圧チョッパ制御部１０と、を備える。そして、昇圧チョッパ回路２は、正極出力端子２１ａと負極出力端子２１ｂの間に直列に接続される第一スイッチング素子Ｑ１、第二スイッチング素子Ｑ２、および第三スイッチング素子Ｑ３と、第一スイッチング素子Ｑ１と第二スイッチング素子Ｑ２との第一接続点２２ａと直流電源７の正極端子Ｐとの間に接続される第一リアクトルＬ１と、第二スイッチング素子Ｑ２と第三スイッチング素子Ｑ３との第二接続点２２ｂと直流電源７の負極端子Ｎとの間に接続される第二リアクトルＬ２と、直流電源７の正極端子Ｐと正極出力端子２１ａとの間に接続される第一平滑コンデンサＣ１と、直流電源７の負極端子Ｎと負極出力端子２１ｂとの間に接続される第二平滑コンデンサＣ２と、を有する。インバータ回路４は、正極出力端子２１ａと負極出力端子２１ｂの間に、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１１とＱ１２で構成される第一ハーフブリッジ回路と、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１３とＱ１４で構成される第二ハーフブリッジ回路４２を有する。商用電源８は、三相系統の一相が第一分圧コンデンサＣ３と第二分圧コンデンサＣ４との中間点３１ｃに接続され、他の二相が第一ハーフブリッジ回路４１における第四スイッチング素子Ｑ１１と第五スイッチング素子Ｑ１２との中間点４３と、第二ハーフブリッジ回路４２における第六スイッチング素子Ｑ１３と第七スイッチング素子Ｑ１４との中間点４４に、それぞれ接続されている。チョッパ制御部１０は、第一スイッチング素子Ｑ１を第一デューティー比でオン・オフ制御し、第二スイッチング素子Ｑ２を第二デューティー比でオン・オフ制御し、第三スイッチング素子Ｑ３を第三デューティー比でオン・オフ制御し、第二デューティー比を一定で制御し、第一デューティー比、第三デューティー比をそれぞれ周期的に変動させる。この構成によれば、昇圧チョッパ回路２を構成する第一スイッチング素子Ｑ１と第三スイッチング素子Ｑ３のオン・オフデューティー比を周期的に変動させることで、直流電源７の正極端子Ｐおよび負極端子Ｎにおける対接地電位の変動を抑制することができる。これにより、絶縁トランスを用いずに、直流電源７の浮遊容量による漏れ電流の発生を抑制できる。
【0061】
また、電力変換装置１によれば、Ｖ結線またはデルタ結線されたトランス巻線の一つがトランス巻線の中点で接地されている商用電源８、または、Ｙ結線されたトランスの中性点が接地されている商用電源８に対して、直流電圧の対接地電位の変動を抑えることができる。
【0062】
また、電力変換装置１によれば、昇圧チョッパ制御部１０は、接地された中点Ｍあるいは接地された中性点と、第一分圧コンデンサＣ３と第二分圧コンデンサＣ４との中間点３１ｃが接続された一相との間に印加されている電圧に基づいて、第一デューティー比、第三デューティー比をそれぞれ周期的に変動させる。このように、接地された中点Ｍあるいは中性点と分圧コンデンサの中間点３１ｃが接続されている一相との間に印加されている電圧を用いてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のデューティー比を変化させることで、直流電源７の正極端子Ｐおよび負極端子Ｎにおける対接地電位の変動を適切に抑制することができる。
【0063】
（変形例）
次に、電力変換装置の変形例について説明する。
図１４は、変形例に係る電力変換装置１００の回路構成を示す図である。図１４に示すように、電力変換装置１００は、昇圧チョッパ回路１２０の構成が図１に示す電力変換装置１の昇圧チョッパ回路２の構成と相違する。
次に、電力変換装置の変形例について説明する。
図１４は、変形例に係る電力変換装置１００の回路構成を示す図である。図１４に示すように、電力変換装置１００は、昇圧チョッパ回路１２０の構成が図１に示す電力変換装置１の昇圧チョッパ回路２の構成と相違する。
【0064】
電力変換装置１００の昇圧チョッパ回路１２０は、第一平滑コンデンサＣ１と第二平滑コンデンサＣ２とが直流電源７の正極端子Ｐと負極端子Ｎとの間に直列に接続されている。すなわち、第一平滑コンデンサＣ１と第二平滑コンデンサＣ２は、第一リアクトルＬ１と正極端子Ｐとの接続点２３ａと、第二リアクトルＬ２と負極端子Ｎとの接続点２３ｂとの間に直列に接続されている。そして、第一平滑コンデンサＣ１と第二平滑コンデンサＣ２との中間点２３ｃが、第一分圧コンデンサＣ３と第二分圧コンデンサＣ４との中間点３１ｃに接続されている。
【0065】
電力変換装置１００における分圧コンデンサ３、インバータ回路４、フィルタ回路５、および制御回路６（昇圧チョッパ制御部１０，インバータ制御部２０）の構成は、電力変換装置１におけるそれらの構成と同様である。また、昇圧チョッパ回路２の入力側に接続されている直流電源７、およびフィルタ回路５の出力側に接続されている商用電源８についても電力変換装置１のそれらと同様である。
【0066】
そして、昇圧チョッパ制御部１０は、電力変換装置１における図６および図７に示す昇圧チョッパ制御部と同様に、第二スイッチング素子Ｑ２を一定のデューティー比でオン・オフ制御し、第一スイッチング素子Ｑ１と第三スイッチング素子Ｑ３とをそれぞれ周期的に変動させるデューティー比でオン・オフ制御する。昇圧チョッパ制御部１０は、商用電源８における接地された中点Ｍと、分圧コンデンサ３の中間点３１ｃが接続されたＳ相と、の間に印加される電圧に基づいて、第一スイッチング素子Ｑ１と第三スイッチング素子Ｑ３のデューティー比をそれぞれ周期的に変動させてオン・オフ制御する。
【0067】
上記変形例に係る電力変換装置１００のような構成によっても、実施形態の電力変換装置１と同様に、昇圧チョッパ回路１２０を構成する第一スイッチング素子Ｑ１と第三スイッチング素子Ｑ３のオン・オフデューティー比を周期的に変動させることで、直流電源７の正極端子Ｐおよび負極端子Ｎにおける対接地電位の変動を抑制することができる。これにより、絶縁トランスを用いずに、直流電源７の浮遊容量による漏れ電流の発生を抑制できる。
【0068】
以上、本発明の実施形態について説明をしたが、本発明の技術的範囲が本実施形態の説明によって限定的に解釈されるべきではないのは言うまでもない。本実施形態は単なる一例であって、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内において、様々な実施形態の変更が可能であることが当業者によって理解されるところである。本発明の技術的範囲は特許請求の範囲に記載された発明の範囲及びその均等の範囲に基づいて定められるべきである。
【符号の説明】
【0069】
１ 電力変換装置
２ 昇圧チョッパ回路
３ 分圧コンデンサ
４ インバータ回路
５ フィルタ回路
６ 制御回路
７ 直流電源
８ 商用電源
１０ 昇圧チョッパ制御部
１３，１７，１９ コンパレータ
１４ インバータ
１５ デューティー変調信号
１６ 減算器
１８ 加算器
２０ インバータ制御部
２１ａ 正極出力端子
２１ｂ 負極出力端子
２２ａ 第一接続点
２２ｂ 第二接続点
３１ａ 端子
３１ｂ 端子
３１ｃ 中間点
４１ 第一ハーフブリッジ回路
４２ 第二ハーフブリッジ回路
４３，４４ 中間点
Ｃ１ 第一平滑コンデンサ
Ｃ２ 第二平滑コンデンサ
Ｃ３ 第一分圧コンデンサ
Ｃ４ 第二分圧コンデンサ
Ｃ５ 第一フィルタコンデンサ
Ｃ６ 第二フィルタコンデンサ
Ｌ１ 第一リアクトル
Ｌ２ 第二リアクトル
Ｌ３ 第一フィルタリアクトル
Ｌ４ 第二フィルタリアクトル
Ｎ 負極端子
Ｐ 正極端子
Ｑ１ 第一スイッチング素子
Ｑ２ 第二スイッチング素子
Ｑ３ 第三スイッチング素子
Ｑ１１ 第四スイッチング素子
Ｑ１２ 第五スイッチング素子
Ｑ１３ 第六スイッチング素子
Ｑ１４ 第七スイッチング素子
２ 昇圧チョッパ回路
３ 分圧コンデンサ
４ インバータ回路
５ フィルタ回路
６ 制御回路
７ 直流電源
８ 商用電源
１０ 昇圧チョッパ制御部
１３，１７，１９ コンパレータ
１４ インバータ
１５ デューティー変調信号
１６ 減算器
１８ 加算器
２０ インバータ制御部
２１ａ 正極出力端子
２１ｂ 負極出力端子
２２ａ 第一接続点
２２ｂ 第二接続点
３１ａ 端子
３１ｂ 端子
３１ｃ 中間点
４１ 第一ハーフブリッジ回路
４２ 第二ハーフブリッジ回路
４３，４４ 中間点
Ｃ１ 第一平滑コンデンサ
Ｃ２ 第二平滑コンデンサ
Ｃ３ 第一分圧コンデンサ
Ｃ４ 第二分圧コンデンサ
Ｃ５ 第一フィルタコンデンサ
Ｃ６ 第二フィルタコンデンサ
Ｌ１ 第一リアクトル
Ｌ２ 第二リアクトル
Ｌ３ 第一フィルタリアクトル
Ｌ４ 第二フィルタリアクトル
Ｎ 負極端子
Ｐ 正極端子
Ｑ１ 第一スイッチング素子
Ｑ２ 第二スイッチング素子
Ｑ３ 第三スイッチング素子
Ｑ１１ 第四スイッチング素子
Ｑ１２ 第五スイッチング素子
Ｑ１３ 第六スイッチング素子
Ｑ１４ 第七スイッチング素子
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】