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特開2023-28333ＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータおよびその制御方法
(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2023028333
(43)【公開日】2023-03-03
(54)【発明の名称】ＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータおよびその制御方法
(51)【国際特許分類】
H02M 3/28 20060101AFI20230224BHJP
【ＦＩ】
H02M3/28 H
H02M3/28 W
【審査請求】未請求
【請求項の数】13
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2021133971
(22)【出願日】2021-08-19
(71)【出願人】
【識別番号】000006105
【氏名又は名称】株式会社明電舎
(74)【代理人】
【識別番号】100086232
【弁理士】
【氏名又は名称】小林 博通
(74)【代理人】
【識別番号】100092613
【弁理士】
【氏名又は名称】富岡 潔
(74)【代理人】
【識別番号】100104938
【弁理士】
【氏名又は名称】鵜澤 英久
(74)【代理人】
【識別番号】100210240
【弁理士】
【氏名又は名称】太田 友幸
(72)【発明者】
【氏名】大井 一伸
【テーマコード（参考）】
5H730
【Ｆターム（参考）】
5H730AA17
5H730AS08
5H730BB27
5H730BB82
5H730BB88
5H730DD02
5H730EE04
5H730EE07
5H730EE13
5H730FD21
5H730FG02
(57)【要約】
【課題】両端が直列接続されたＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいてコンデンサ電圧バランスを均等にする。
【解決手段】ＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、１次側直流電源ＤＣ１と、２次側直流電源ＤＣ２と、第１ユニット～第ｍユニットと、を備える。１次側直流電源ＤＣ１、２次側直流電源ＤＣ２の正極と負極との間に第１ユニット～前記第ｍユニットの１次側直流コンデンサＣ１、２次側直流コンデンサＣ２が直列接続される。１次側直流コンデンサＣ１、２次側直流コンデンサＣ２にそれぞれ第１インバータ、第２インバータが接続される。第１インバータの交流側と第２インバータの交流側との間にトランスＴｒが接続される。各ユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が等しくなるように各ユニットの第１インバータと第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御する。
【選択図】図２
【解決手段】ＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、１次側直流電源ＤＣ１と、２次側直流電源ＤＣ２と、第１ユニット～第ｍユニットと、を備える。１次側直流電源ＤＣ１、２次側直流電源ＤＣ２の正極と負極との間に第１ユニット～前記第ｍユニットの１次側直流コンデンサＣ１、２次側直流コンデンサＣ２が直列接続される。１次側直流コンデンサＣ１、２次側直流コンデンサＣ２にそれぞれ第１インバータ、第２インバータが接続される。第１インバータの交流側と第２インバータの交流側との間にトランスＴｒが接続される。各ユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が等しくなるように各ユニットの第１インバータと第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御する。
【選択図】図２
【特許請求の範囲】
【請求項1】
１次側直流電源と、２次側直流電源と、前記１次側直流電源と前記２次側直流電源との間に接続された第１ユニット～第ｍ（ｍ：２以上の整数）ユニットと、を備えたＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記１次側直流電源の正極と負極との間に直列接続された前記第１ユニット～前記第ｍユニットの１次側直流コンデンサと、
前記２次側直流電源の正極と負極との間に直列接続された前記第１ユニット～前記第ｍユニットの２次側直流コンデンサと、
前記第１ユニット～前記第ｍユニットの前記１次側直流コンデンサにそれぞれ接続された前記第１ユニット～前記第ｍユニットの第１インバータと、
前記第１ユニット～前記第ｍユニットの前記２次側直流コンデンサにそれぞれ接続された前記第１ユニット～前記第ｍユニットの第２インバータと、
前記第１ユニット～前記第ｍユニットの前記第１インバータの交流側にそれぞれ１次巻線が接続され、前記第１ユニット～前記第ｍユニットの前記第２インバータの交流側にそれぞれ２次巻線が接続された前記第１ユニット～前記第ｍユニットのトランスと、
前記第１，第２インバータのゲート信号を生成する制御部と、
を備え、
前記制御部は、
各ユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が等しくなるように各ユニットの前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御することを特徴とするＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記１次側直流電源の正極と負極との間に直列接続された前記第１ユニット～前記第ｍユニットの１次側直流コンデンサと、
前記２次側直流電源の正極と負極との間に直列接続された前記第１ユニット～前記第ｍユニットの２次側直流コンデンサと、
前記第１ユニット～前記第ｍユニットの前記１次側直流コンデンサにそれぞれ接続された前記第１ユニット～前記第ｍユニットの第１インバータと、
前記第１ユニット～前記第ｍユニットの前記２次側直流コンデンサにそれぞれ接続された前記第１ユニット～前記第ｍユニットの第２インバータと、
前記第１ユニット～前記第ｍユニットの前記第１インバータの交流側にそれぞれ１次巻線が接続され、前記第１ユニット～前記第ｍユニットの前記第２インバータの交流側にそれぞれ２次巻線が接続された前記第１ユニット～前記第ｍユニットのトランスと、
前記第１，第２インバータのゲート信号を生成する制御部と、
を備え、
前記制御部は、
各ユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が等しくなるように各ユニットの前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御することを特徴とするＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項2】
前記制御部は、
第ｋ（ｋ＝１～ｍの整数）ユニットの１次側直流コンデンサ電圧と第ｋユニットのアンバランス電圧指令値の和から１次側直流コンデンサ電圧平均値を減算し、第ｋユニットの１次側電圧偏差を算出する第１減算器と、
第ｋユニットの２次側直流コンデンサ電圧と第ｋユニットの前記アンバランス電圧指令値の和から２次側直流コンデンサ電圧平均値を減算し、第ｋユニットの２次側電圧偏差を算出する第２減算器と、
前記トランスの巻数比が１次巻線：２次巻線＝１：ｎの時に、前記２次側電圧偏差に－１／ｎを乗算し、または、前記２次側電圧偏差に－１を乗算し、前記１次側電偏差にｎを乗算する巻数比乗算器と、
電力指令値が第１閾値よりも大きい場合は前記１次側電圧偏差を増幅し、前記電力指令値が第２閾値よりも小さい場合は前記２次側電圧偏差を増幅し、前記電力指令値が第２閾値以上第１閾値未満の場合は前記１次側電圧偏差または前記２次側電圧偏差のどちらか、あるいは両方の和を増幅し、あるいは０を第ｋユニットの位相として出力する第１アンプと、
前記第ｋユニットの位相に位相指令値を加算して位相差指令値として出力する第２加算器と、
を備え、前記位相差指令値に基づいて第ｋユニットの前記第１インバータと前記第２インバータを制御することを特徴とする請求項１記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
第ｋ（ｋ＝１～ｍの整数）ユニットの１次側直流コンデンサ電圧と第ｋユニットのアンバランス電圧指令値の和から１次側直流コンデンサ電圧平均値を減算し、第ｋユニットの１次側電圧偏差を算出する第１減算器と、
第ｋユニットの２次側直流コンデンサ電圧と第ｋユニットの前記アンバランス電圧指令値の和から２次側直流コンデンサ電圧平均値を減算し、第ｋユニットの２次側電圧偏差を算出する第２減算器と、
前記トランスの巻数比が１次巻線：２次巻線＝１：ｎの時に、前記２次側電圧偏差に－１／ｎを乗算し、または、前記２次側電圧偏差に－１を乗算し、前記１次側電偏差にｎを乗算する巻数比乗算器と、
電力指令値が第１閾値よりも大きい場合は前記１次側電圧偏差を増幅し、前記電力指令値が第２閾値よりも小さい場合は前記２次側電圧偏差を増幅し、前記電力指令値が第２閾値以上第１閾値未満の場合は前記１次側電圧偏差または前記２次側電圧偏差のどちらか、あるいは両方の和を増幅し、あるいは０を第ｋユニットの位相として出力する第１アンプと、
前記第ｋユニットの位相に位相指令値を加算して位相差指令値として出力する第２加算器と、
を備え、前記位相差指令値に基づいて第ｋユニットの前記第１インバータと前記第２インバータを制御することを特徴とする請求項１記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項3】
第ｋユニットの前記アンバランス電圧指令値を０とすることを特徴とする請求項２記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項4】
前記制御部は、
第ｋ（ｋ＝１～ｍの整数）ユニットの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値が他のユニットに比べて大きい場合に第ｋユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が小さくなるよう第ｋユニットの前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御し、
第ｋユニットの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値が他のユニットに比べて小さい場合に第ｋユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が大きくなるよう第ｋユニットの前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御することを特徴とする請求項１記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
第ｋ（ｋ＝１～ｍの整数）ユニットの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値が他のユニットに比べて大きい場合に第ｋユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が小さくなるよう第ｋユニットの前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御し、
第ｋユニットの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値が他のユニットに比べて小さい場合に第ｋユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が大きくなるよう第ｋユニットの前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御することを特徴とする請求項１記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項5】
前記制御部は、
第ｋ（ｋ＝１～ｍの整数）ユニットの電力伝送の下流側の直流コンデンサ電圧が他のユニットに比べて大きい場合に第ｋユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が小さくなるよう第ｋユニットの前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御し、
第ｋユニットの電力伝送の下流側の直流コンデンサ電圧が他のユニットに比べて小さい場合に第ｋユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が大きくなるよう第ｋユニットの前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御することを特徴とする請求項１記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
第ｋ（ｋ＝１～ｍの整数）ユニットの電力伝送の下流側の直流コンデンサ電圧が他のユニットに比べて大きい場合に第ｋユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が小さくなるよう第ｋユニットの前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御し、
第ｋユニットの電力伝送の下流側の直流コンデンサ電圧が他のユニットに比べて小さい場合に第ｋユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が大きくなるよう第ｋユニットの前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御することを特徴とする請求項１記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項6】
前記制御部は、
第ｋユニットの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値と、前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値の全ユニットの平均値と、の第１エネルギー偏差を算出する第７減算器と、
前記第１エネルギー偏差を増幅し第ｋユニットの前記アンバランス電圧指令値として出力する第２アンプと、
を備えたことを特徴とする請求項２記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
第ｋユニットの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値と、前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値の全ユニットの平均値と、の第１エネルギー偏差を算出する第７減算器と、
前記第１エネルギー偏差を増幅し第ｋユニットの前記アンバランス電圧指令値として出力する第２アンプと、
を備えたことを特徴とする請求項２記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項7】
前記制御部は、
前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値が全ユニットのうち最小以外のユニットで、当該ユニットの運転力率を低下させることを特徴とする請求項１または４記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値が全ユニットのうち最小以外のユニットで、当該ユニットの運転力率を低下させることを特徴とする請求項１または４記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項8】
前記制御部は、
電力伝送の下流側の直流コンデンサ電圧が全ユニットのうち最小以外のユニットで、当該ユニットの運転力率を低下させることを特徴とする請求項１または５記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
電力伝送の下流側の直流コンデンサ電圧が全ユニットのうち最小以外のユニットで、当該ユニットの運転力率を低下させることを特徴とする請求項１または５記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項9】
前記制御部は、
第ｋユニットの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値と、全ユニットのうち前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値の最小値と、の偏差である第２エネルギー偏差を算出する第９減算器と、
前記第２エネルギー偏差を増幅する第３アンプと、
第ｋユニットの１次側パルス幅指令値と第ｋユニットの２次側パルス幅指令値のうち小さい方に前記第３アンプの出力を加算する第７加算器と、
前記第７加算器の出力を上限値、下限値内に制限する第１リミッタと、
前記第１リミッタの入力値と出力値の差分を算出する第１０減算器と、
第ｋユニットの前記１次側パルス幅指令値と第ｋユニットの前記２次側パルス幅指令値のうち大きい方から、前記第１リミッタの入力値と出力値の差分を減算する第１１減算器と、
前記第１１減算器の出力を上限値、下限値内に制限する第２リミッタと、
第ｋユニットの前記１次側パルス幅指令値が第ｋユニットの前記２次側パルス幅指令値よりも大きい場合、前記第２リミッタの出力を出力し、それ以外の場合前記第１リミッタの出力を出力する第４スイッチと、
第ｋユニットの前記１次側パルス幅指令値が第ｋユニットの前記２次側パルス幅指令値よりも大きい場合、前記第１リミッタの出力を出力し、それ以外の場合前記第２リミッタの出力を出力する第５スイッチと、
前記トランスの巻数比が１次巻線：２次巻線＝１：ｎの時に、第ｋユニットの１次側交流電流検出値を１／ｎ倍し、または、第ｋユニットの２次側交流電流検出値をｎ倍する第１乗算器と、
前記第４スイッチの出力に、第ｋユニットの１次側交流電流検出値の直流成分を増幅した値を加算して第ｋユニットの１次側のプラス側パルス幅指令値として出力する第３加算器と、
前記第４スイッチの出力から、第ｋユニットの１次側交流電流検出値の直流成分を増幅した値を減算して第ｋユニットの１次側のマイナス側パルス幅指令値として出力する第５減算器と、
前記第５スイッチの出力に、第ｋユニットの２次側交流電流検出値の直流成分を増幅した値を加算して第ｋユニットの２次側のプラス側パルス幅指令値として出力する第４加算器と、
前記第５スイッチの出力から、第ｋユニットの２次側交流電流検出値の直流成分を増幅した値を減算して第ｋユニットの２次側のマイナス側パルス幅指令値として出力する第６減算器と、
を備えたことを特徴とする請求項２、３、６のうち何れかに記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
第ｋユニットの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値と、全ユニットのうち前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値の最小値と、の偏差である第２エネルギー偏差を算出する第９減算器と、
前記第２エネルギー偏差を増幅する第３アンプと、
第ｋユニットの１次側パルス幅指令値と第ｋユニットの２次側パルス幅指令値のうち小さい方に前記第３アンプの出力を加算する第７加算器と、
前記第７加算器の出力を上限値、下限値内に制限する第１リミッタと、
前記第１リミッタの入力値と出力値の差分を算出する第１０減算器と、
第ｋユニットの前記１次側パルス幅指令値と第ｋユニットの前記２次側パルス幅指令値のうち大きい方から、前記第１リミッタの入力値と出力値の差分を減算する第１１減算器と、
前記第１１減算器の出力を上限値、下限値内に制限する第２リミッタと、
第ｋユニットの前記１次側パルス幅指令値が第ｋユニットの前記２次側パルス幅指令値よりも大きい場合、前記第２リミッタの出力を出力し、それ以外の場合前記第１リミッタの出力を出力する第４スイッチと、
第ｋユニットの前記１次側パルス幅指令値が第ｋユニットの前記２次側パルス幅指令値よりも大きい場合、前記第１リミッタの出力を出力し、それ以外の場合前記第２リミッタの出力を出力する第５スイッチと、
前記トランスの巻数比が１次巻線：２次巻線＝１：ｎの時に、第ｋユニットの１次側交流電流検出値を１／ｎ倍し、または、第ｋユニットの２次側交流電流検出値をｎ倍する第１乗算器と、
前記第４スイッチの出力に、第ｋユニットの１次側交流電流検出値の直流成分を増幅した値を加算して第ｋユニットの１次側のプラス側パルス幅指令値として出力する第３加算器と、
前記第４スイッチの出力から、第ｋユニットの１次側交流電流検出値の直流成分を増幅した値を減算して第ｋユニットの１次側のマイナス側パルス幅指令値として出力する第５減算器と、
前記第５スイッチの出力に、第ｋユニットの２次側交流電流検出値の直流成分を増幅した値を加算して第ｋユニットの２次側のプラス側パルス幅指令値として出力する第４加算器と、
前記第５スイッチの出力から、第ｋユニットの２次側交流電流検出値の直流成分を増幅した値を減算して第ｋユニットの２次側のマイナス側パルス幅指令値として出力する第６減算器と、
を備えたことを特徴とする請求項２、３、６のうち何れかに記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項10】
前記制御部は、
前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値が全ユニットのうち最小以外のユニットで、当該ユニットが出力する電流の直流成分を大きくすることを特徴とする請求項７記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値が全ユニットのうち最小以外のユニットで、当該ユニットが出力する電流の直流成分を大きくすることを特徴とする請求項７記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項11】
前記制御部は、
電力伝送の下流側の直流コンデンサ電圧が全ユニットのうち最小以外のユニットで、当該ユニットが出力する電流の直流成分を大きくすることを特徴とする請求項８記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
電力伝送の下流側の直流コンデンサ電圧が全ユニットのうち最小以外のユニットで、当該ユニットが出力する電流の直流成分を大きくすることを特徴とする請求項８記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項12】
第ｋユニットの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値と、全ユニットのうち前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値の最小値と、の偏差である第２エネルギー偏差を算出する第９減算器と、
前記第２エネルギー偏差を増幅する第３アンプと、
第ｋユニットの１次側パルス幅指令値と第ｋユニットの２次側パルス幅指令値のうち小さい方に前記第３アンプの出力を加算する第７加算器と、
前記第７加算器の出力を上限値、下限値内に制限する第１リミッタと、
前記第１リミッタの入力値と出力値の差分を算出する第１０減算器と、
第ｋユニットの前記１次側パルス幅指令値と第ｋユニットの前記２次側パルス幅指令値のうち大きい方から、前記第１リミッタの入力値と出力値の差分を減算する第１１減算器と、
前記第１１減算器の出力を上限値、下限値内に制限する第２リミッタと、
前記第２リミッタの入力値と出力値の差分を算出する第１２減算器と、
第ｋユニットの前記１次側パルス幅指令値が第ｋユニットの前記２次側パルス幅指令値よりも大きい場合、前記第２リミッタの出力を出力し、それ以外の場合前記第１リミッタの出力を出力する第４スイッチと、
第ｋユニットの前記１次側パルス幅指令値が第ｋユニットの前記２次側パルス幅指令値よりも大きい場合、前記第１リミッタの出力を出力し、それ以外の場合前記第２リミッタの出力を出力する第５スイッチと、
前記トランスの巻数比が１次巻線：２次巻線＝１：ｎの時に、第ｋユニットの１次側交流電流検出値を１／ｎ倍し、または、第ｋユニットの２次側交流電流検出値をｎ倍する第１乗算器と、
前記第２リミッタの入力値と出力値の差分から、第ｋユニットの１次側交流電流検出値の直流成分を減算する第３減算器と、
前記第２リミッタの入力値と出力値の差分の符号を反転した値から、第ｋユニットの２次側交流電流検出値の直流成分を減算する第４減算器と、
前記第４スイッチの出力に、前記第３減算器の出力を増幅した値を加算して第ｋユニットの１次側のプラス側パルス幅指令値として出力する第３加算器と、
前記第４スイッチの出力から、前記第３減算器の出力を増幅した値を減算して第ｋユニットの１次側のマイナス側パルス幅指令値として出力する第５減算器と、
前記第５スイッチの出力に、前記第４減算器の出力を増幅した値を加算して第ｋユニットの２次側のプラス側パルス幅指令値として出力する第４加算器と、
前記第５スイッチの出力から、前記第４減算器の出力を増幅した値を減算して第ｋユニットの２次側マイナス側パルス幅指令値として出力する第６減算器と、
を備えたことを特徴とする請求項２、３、６のうち何れかに記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記第２エネルギー偏差を増幅する第３アンプと、
第ｋユニットの１次側パルス幅指令値と第ｋユニットの２次側パルス幅指令値のうち小さい方に前記第３アンプの出力を加算する第７加算器と、
前記第７加算器の出力を上限値、下限値内に制限する第１リミッタと、
前記第１リミッタの入力値と出力値の差分を算出する第１０減算器と、
第ｋユニットの前記１次側パルス幅指令値と第ｋユニットの前記２次側パルス幅指令値のうち大きい方から、前記第１リミッタの入力値と出力値の差分を減算する第１１減算器と、
前記第１１減算器の出力を上限値、下限値内に制限する第２リミッタと、
前記第２リミッタの入力値と出力値の差分を算出する第１２減算器と、
第ｋユニットの前記１次側パルス幅指令値が第ｋユニットの前記２次側パルス幅指令値よりも大きい場合、前記第２リミッタの出力を出力し、それ以外の場合前記第１リミッタの出力を出力する第４スイッチと、
第ｋユニットの前記１次側パルス幅指令値が第ｋユニットの前記２次側パルス幅指令値よりも大きい場合、前記第１リミッタの出力を出力し、それ以外の場合前記第２リミッタの出力を出力する第５スイッチと、
前記トランスの巻数比が１次巻線：２次巻線＝１：ｎの時に、第ｋユニットの１次側交流電流検出値を１／ｎ倍し、または、第ｋユニットの２次側交流電流検出値をｎ倍する第１乗算器と、
前記第２リミッタの入力値と出力値の差分から、第ｋユニットの１次側交流電流検出値の直流成分を減算する第３減算器と、
前記第２リミッタの入力値と出力値の差分の符号を反転した値から、第ｋユニットの２次側交流電流検出値の直流成分を減算する第４減算器と、
前記第４スイッチの出力に、前記第３減算器の出力を増幅した値を加算して第ｋユニットの１次側のプラス側パルス幅指令値として出力する第３加算器と、
前記第４スイッチの出力から、前記第３減算器の出力を増幅した値を減算して第ｋユニットの１次側のマイナス側パルス幅指令値として出力する第５減算器と、
前記第５スイッチの出力に、前記第４減算器の出力を増幅した値を加算して第ｋユニットの２次側のプラス側パルス幅指令値として出力する第４加算器と、
前記第５スイッチの出力から、前記第４減算器の出力を増幅した値を減算して第ｋユニットの２次側マイナス側パルス幅指令値として出力する第６減算器と、
を備えたことを特徴とする請求項２、３、６のうち何れかに記載のＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項13】
１次側直流電源と、
２次側直流電源と、
前記１次側直流電源と前記２次側直流電源との間に接続された第１ユニット～第ｍ（ｍ：２以上の整数）ユニットと、
前記１次側直流電源の正極と負極との間に直列接続された前記第１ユニット～前記第ｍユニットの１次側直流コンデンサと、
前記２次側直流電源の正極と負極との間に直列接続された前記第１ユニット～前記第ｍユニットの２次側直流コンデンサと、
前記第１ユニット～前記第ｍユニットの前記１次側直流コンデンサにそれぞれ接続された前記第１ユニット～前記第ｍユニットの第１インバータと、
前記第１ユニット～前記第ｍユニットの前記２次側直流コンデンサにそれぞれ接続された前記第１ユニット～前記第ｍユニットの第２インバータと、
前記第１ユニット～前記第ｍユニットの前記第１インバータの交流側にそれぞれ１次巻線が接続され、前記第１ユニット～前記第ｍユニットの前記第２インバータの交流側にそれぞれ２次巻線が接続された前記第１ユニット～前記第ｍユニットのトランスと、
前記第１，第２インバータのゲート信号を生成する制御部と、
を備えたＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法であって、
前記制御部は、
各ユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が等しくなるように各ユニットの前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御することを特徴とするＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。
２次側直流電源と、
前記１次側直流電源と前記２次側直流電源との間に接続された第１ユニット～第ｍ（ｍ：２以上の整数）ユニットと、
前記１次側直流電源の正極と負極との間に直列接続された前記第１ユニット～前記第ｍユニットの１次側直流コンデンサと、
前記２次側直流電源の正極と負極との間に直列接続された前記第１ユニット～前記第ｍユニットの２次側直流コンデンサと、
前記第１ユニット～前記第ｍユニットの前記１次側直流コンデンサにそれぞれ接続された前記第１ユニット～前記第ｍユニットの第１インバータと、
前記第１ユニット～前記第ｍユニットの前記２次側直流コンデンサにそれぞれ接続された前記第１ユニット～前記第ｍユニットの第２インバータと、
前記第１ユニット～前記第ｍユニットの前記第１インバータの交流側にそれぞれ１次巻線が接続され、前記第１ユニット～前記第ｍユニットの前記第２インバータの交流側にそれぞれ２次巻線が接続された前記第１ユニット～前記第ｍユニットのトランスと、
前記第１，第２インバータのゲート信号を生成する制御部と、
を備えたＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法であって、
前記制御部は、
各ユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が等しくなるように各ユニットの前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御することを特徴とするＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、直流電力をインバータにより交流電力に変換し、トランスを用いて絶縁し、別のインバータで直流に変換するデュアルアクティブブリッジ（ＤＡＢ）方式の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの直列接続における電圧バランス制御に関する。
【背景技術】
【0002】
非特許文献１、特許文献１～３は補助コンバータを用いてコンデンサ電圧のバランスを制御する方式である。補助コンバータを用いることでいかなる条件においてもコンデンサ電圧の偏差を非常に小さく保つことができる。
【0003】
非特許文献１，特許文献１は補助コンバータとしてＤＡＢ方式のコンバータを、特許文献２はチョッパを、特許文献３は共振回路と倍電圧整流回路を用いている。特許文献３の補助コンバータは受動素子のみで構成されているため、別途制御手段を用いることなくコンデンサ電圧をバランスさせることができる。
【0004】
特許文献４は、ＤＡＢユニットの一端にブリッジセルを接続し、ブリッジセルのカスケード接続構成を電源に接続した構成である。ブリッジセルのカスケード接続構成ではコンデンサ電圧のバランス制御方法が確立されていて、また、電源が交流でも対応できる。電源が直流のみの場合はブリッジセルをチョッパセルに置換することで半導体素子数を少なくすることができる。ＤＡＢユニットのもう一端には切替機を接続し、負荷の台数や容量に応じて自由にＤＡＢユニットの並列台数を切り替えることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0005】
【特許文献1】国際公開ＷＯ２０１７／１６３５０８
【特許文献2】特開２０１７－０１７８６８号公報
【特許文献3】特開２０１７－０１７８６９号公報
【特許文献4】特開２０１９－２１３４２４号公報
【非特許文献】
【0006】
【非特許文献1】石橋卓治、地道拓志、森修、「大規模洋上風力発電の直流送配電システム向け高圧大容量ＤＣ／ＤＣ変換器の回路方式と制御法」、電気学会論文誌Ｄ、２０１８年、１３８巻１号、ｐ５８－６６
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0007】
しかし、非特許文献１、特許文献１～３の構成では、追加した補助コンバータの分だけ部品点数・コスト・装置容積が増加してしまう。特許文献１ではＭ直列構成に対してＭ－１台の補助コンバータが必要となる。
【0008】
非特許文献１では入力３直列３並列・出力９直列の構成に対し２台の補助コンバータが必要となる。また、補助コンバータの容量設計も問題となる。
【0009】
例えば、非特許文献１では半導体損失のばらつきとリアクトルのばらつきを考慮した設計例が記載されている。しかし、これ以外の例えば直流コンデンサの経年劣化による漏れ電流増加には対応できず、バランス維持が不可能となる。余裕を持って容量を設計すると、コストや装置容積が増加してしまう。また、非特許文献１、特許文献１，２の構成では補助回路の制御手段が別途必要となり、検出器や制御基板の分だけコストが増加してしまう。
【0010】
特許文献３の構成であれば制御手段が不要である。しかし、調整電圧の設計が困難である。調整電圧が過剰であれば、コンデンサ電圧がバランスされていても補助コンバータを介して上下のＤＡＢユニットを電流が循環し続け損失が増加してしまう。調整電圧が不足しているとコンデンサ電圧のバランスが大きく崩れてから電流が補助コンバータを流れ始め、コンデンサ電圧の偏差が拡大してしまう。
【0011】
特許文献４では、一端に接続するブリッジセル・チョッパセルの分だけ部品点数・コスト・装置容積が増加してしまう。また、もう一端には切替機も必要となりこれも部品点数・コスト・装置容積増加の原因となる。特に切替機ではユニットＭ台・負荷Ｍ台に対してＭ×Ｍ個のスイッチが必要となり、部品点数が大幅に増加する。スイッチを機械接点にすれば寿命が問題となり、直流電流に対応した遮断器は大型・高コストである。半導体スイッチを用いる場合は電圧降下による損失増加が問題となる。
【0012】
ＤＡＢ方式のコンバータは入力側と出力側が絶縁されているため、複数台を直並列に接続することができる。並列に接続して大電流の直流電力の変換と絶縁を行うほか、一端を直列に接続することで高圧の電力から低圧大電流の電力への双方向の変換も行うことができる。また、ＤＡＢユニットを１台設計しそれを量産すれば、複数台を直並列に接続することで高圧・大電力の変換に対応することができる。
【0013】
その際に問題となるのが、直列に接続した一端のコンデンサ電圧バランスである。電圧バランスが崩れると特定のＤＡＢユニットに電圧責務が集中し、ユニットの過熱やスイッチングサージによる素子の破壊・過電圧による部品の破壊といった問題が生じる。もう一端が並列接続であれば、並列側を経由して別ユニットへの直流コンデンサの電荷を移動でき、直列コンデンサ電圧バランスを維持できる。
【0014】
しかし、両端が直列接続の場合は電荷の移動が同一ユニット内に限られてしまい、バランス維持は困難である。
【0015】
以上示したようなことから、両端が直列接続されたＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、コンデンサ電圧バランスを均等にすることが課題となる。
【課題を解決するための手段】
【0016】
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、１次側直流電源と、２次側直流電源と、前記１次側直流電源と前記２次側直流電源との間に接続された第１ユニット～第ｍ（ｍ：２以上の整数）ユニットと、を備えたＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記１次側直流電源の正極と負極との間に直列接続された前記第１ユニット～前記第ｍユニットの１次側直流コンデンサと、前記２次側直流電源の正極と負極との間に直列接続された前記第１ユニット～前記第ｍユニットの２次側直流コンデンサと、前記第１ユニット～前記第ｍユニットの前記１次側直流コンデンサにそれぞれ接続された前記第１ユニット～前記第ｍユニットの第１インバータと、前記第１ユニット～前記第ｍユニットの前記２次側直流コンデンサにそれぞれ接続された前記第１ユニット～前記第ｍユニットの第２インバータと、前記第１ユニット～前記第ｍユニットの前記第１インバータの交流側にそれぞれ１次巻線が接続され、前記第１ユニット～前記第ｍユニットの前記第２インバータの交流側にそれぞれ２次巻線が接続された前記第１ユニット～前記第ｍユニットのトランスと、前記第１，第２インバータのゲート信号を生成する制御部と、を備え、前記制御部は、各ユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が等しくなるように各ユニットの前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御することを特徴とする。
【0017】
また、その一態様として、前記制御部は、第ｋ（ｋ＝１～ｍの整数）ユニットの１次側直流コンデンサ電圧と第ｋユニットのアンバランス電圧指令値の和から１次側直流コンデンサ電圧平均値を減算し、第ｋユニットの１次側電圧偏差を算出する第１減算器と、第ｋユニットの２次側直流コンデンサ電圧と第ｋユニットの前記アンバランス電圧指令値の和から２次側直流コンデンサ電圧平均値を減算し、第ｋユニットの２次側電圧偏差を算出する第２減算器と、前記トランスの巻数比が１次巻線：２次巻線＝１：ｎの時に、前記２次側電圧偏差に－１／ｎを乗算し、または、前記２次側電圧偏差に－１を乗算し、前記１次側電偏差にｎを乗算する巻数比乗算器と、電力指令値が第１閾値よりも大きい場合は前記１次側電圧偏差を増幅し、前記電力指令値が第２閾値よりも小さい場合は前記２次側電圧偏差を増幅し、前記電力指令値が第２閾値以上第１閾値未満の場合は前記１次側電圧偏差または前記２次側電圧偏差のどちらか、あるいは両方の和を増幅し、あるいは０を第ｋユニットの位相として出力する第１アンプと、前記第ｋユニットの位相に位相指令値を加算して位相差指令値として出力する第２加算器とを備え、前記位相差指令値に基づいて第ｋユニットの前記第１インバータと前記第２インバータを制御することを特徴とする。
【0018】
また、その一態様として、第ｋユニットの前記アンバランス電圧指令値を０とすることを特徴とする。
【0019】
また、他の態様として、前記制御部は、第ｋ（ｋ＝１～ｍの整数）ユニットの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値が他のユニットに比べて大きい場合に第ｋユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が小さくなるよう第ｋユニットの前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御し、第ｋユニットの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値が他のユニットに比べて小さい場合に第ｋユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が大きくなるよう第ｋユニットの前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御することを特徴とする。
【0020】
また、他の態様として、前記制御部は、第ｋ（ｋ＝１～ｍの整数）ユニットの電力伝送の下流側の直流コンデンサ電圧が他のユニットに比べて大きい場合に第ｋユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が小さくなるよう第ｋユニットの前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御し、第ｋユニットの電力伝送の下流側の直流コンデンサ電圧が他のユニットに比べて小さい場合に第ｋユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が大きくなるよう第ｋユニットの前記第１インバータと前記第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御することを特徴とする。
【0021】
また、他の態様として、前記制御部は、第ｋユニットの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値と、前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値の全ユニットの平均値と、の第１エネルギー偏差を算出する第７減算器と、前記第１エネルギー偏差を増幅し第ｋユニットの前記アンバランス電圧指令値として出力する第２アンプと、を備えたことを特徴とする。
【0022】
また、他の態様として、前記制御部は、前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値が全ユニットのうち最小以外のユニットで、当該ユニットの運転力率を低下させることを特徴とする。
【0023】
また、他の態様として、前記制御部は、電力伝送の下流側の直流コンデンサ電圧が全ユニットのうち最小以外のユニットで、当該ユニットの運転力率を低下させることを特徴とする。
【0024】
また、他の態様として、前記制御部は、第ｋユニットの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値と、全ユニットのうち前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値の最小値と、の偏差である第２エネルギー偏差を算出する第９減算器と、前記第２エネルギー偏差を増幅する第３アンプと、第ｋユニットの１次側パルス幅指令値と第ｋユニットの２次側パルス幅指令値のうち小さい方に前記第３アンプの出力を加算する第７加算器と、前記第７加算器の出力を上限値、下限値内に制限する第１リミッタと、前記第１リミッタの入力値と出力値の差分を算出する第１０減算器と、第ｋユニットの前記１次側パルス幅指令値と第ｋユニットの前記２次側パルス幅指令値のうち大きい方から、前記第１リミッタの入力値と出力値の差分を減算する第１１減算器と、前記第１１減算器の出力を上限値、下限値内に制限する第２リミッタと、第ｋユニットの前記１次側パルス幅指令値が第ｋユニットの前記２次側パルス幅指令値よりも大きい場合、前記第２リミッタの出力を出力し、それ以外の場合前記第１リミッタの出力を出力する第４スイッチと、第ｋユニットの前記１次側パルス幅指令値が第ｋユニットの前記２次側パルス幅指令値よりも大きい場合、前記第１リミッタの出力を出力し、それ以外の場合前記第２リミッタの出力を出力する第５スイッチと、前記トランスの巻数比が１次巻線：２次巻線＝１：ｎの時に、第ｋユニットの１次側交流電流検出値を１／ｎ倍し、または、第ｋユニットの２次側交流電流検出値をｎ倍する第１乗算器と、前記第４スイッチの出力に、第ｋユニットの１次側交流電流検出値の直流成分を増幅した値を加算して第ｋユニットの１次側のプラス側パルス幅指令値として出力する第３加算器と、前記第４スイッチの出力から、第ｋユニットの１次側交流電流検出値の直流成分を増幅した値を減算して第ｋユニットの１次側のマイナス側パルス幅指令値として出力する第５減算器と、前記第５スイッチの出力に、第ｋユニットの２次側交流電流検出値の直流成分を増幅した値を加算して第ｋユニットの２次側のプラス側パルス幅指令値として出力する第４加算器と、前記第５スイッチの出力から、第ｋユニットの２次側交流電流検出値の直流成分を増幅した値を減算して第ｋユニットの２次側のマイナス側パルス幅指令値として出力する第６減算器と、を備えたことを特徴とする。
【0025】
また、他の態様として、前記制御部は、前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値が全ユニットのうち最小以外のユニットで、当該ユニットが出力する電流の直流成分を大きくすることを特徴とする。
【0026】
また、他の態様として、前記制御部は、電力伝送の下流側の直流コンデンサ電圧が全ユニットのうち最小以外のユニットで、当該ユニットが出力する電流の直流成分を大きくすることを特徴とする。
【0027】
また、他の態様として、第ｋユニットの前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値と、全ユニットのうち前記１次側直流コンデンサと前記２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値の最小値と、の偏差である第２エネルギー偏差を算出する第９減算器と、前記第２エネルギー偏差を増幅する第３アンプと、第ｋユニットの１次側パルス幅指令値と第ｋユニットの２次側パルス幅指令値のうち小さい方に前記第３アンプの出力を加算する第７加算器と、前記第７加算器の出力を上限値、下限値内に制限する第１リミッタと、前記第１リミッタの入力値と出力値の差分を算出する第１０減算器と、第ｋユニットの前記１次側パルス幅指令値と第ｋユニットの前記２次側パルス幅指令値のうち大きい方から、前記第１リミッタの入力値と出力値の差分を減算する第１１減算器と、前記第１１減算器の出力を上限値、下限値内に制限する第２リミッタと、前記第２リミッタの入力値と出力値の差分を算出する第１２減算器と、第ｋユニットの前記１次側パルス幅指令値が第ｋユニットの前記２次側パルス幅指令値よりも大きい場合、前記第２リミッタの出力を出力し、それ以外の場合前記第１リミッタの出力を出力する第４スイッチと、第ｋユニットの前記１次側パルス幅指令値が第ｋユニットの前記２次側パルス幅指令値よりも大きい場合、前記第１リミッタの出力を出力し、それ以外の場合前記第２リミッタの出力を出力する第５スイッチと、前記トランスの巻数比が１次巻線：２次巻線＝１：ｎの時に、第ｋユニットの１次側交流電流検出値を１／ｎ倍し、または、第ｋユニットの２次側交流電流検出値をｎ倍する第１乗算器と、前記第２リミッタの入力値と出力値の差分から、第ｋユニットの１次側交流電流検出値の直流成分を減算する第３減算器と、前記第２リミッタの入力値と出力値の差分の符号を反転した値から、第ｋユニットの２次側交流電流検出値の直流成分を減算する第４減算器と、前記第４スイッチの出力に、前記第３減算器の出力を増幅した値を加算して第ｋユニットの１次側のプラス側パルス幅指令値として出力する第３加算器と、前記第４スイッチの出力から、前記第３減算器の出力を増幅した値を減算して第ｋユニットの１次側のマイナス側パルス幅指令値として出力する第５減算器と、前記第５スイッチの出力に、前記第４減算器の出力を増幅した値を加算して第ｋユニットの２次側のプラス側パルス幅指令値として出力する第４加算器と、前記第５スイッチの出力から、前記第４減算器の出力を増幅した値を減算して第ｋユニットの２次側マイナス側パルス幅指令値として出力する第６減算器と、を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【0028】
本発明によれば、両端が直列接続されたＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、コンデンサ電圧バランスを均等にすることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【0029】
【図1】実施形態１～４におけるＤＡＢ方式双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの主回路構成を示す図。
【図2】実施形態１～４の位相差指令値演算部を示すブロック図。
【図3】実施形態１，２のパルス幅指令値演算部を示すブロック図。
【図4】実施形態１～４のゲート信号生成部を示すブロック図。
【図5】第ｋユニットの１次側交流電圧Ｖ１ｋと第ｋユニットの２次側交流電圧Ｖ２ｋとゲート信号Ｔ２ｋ１，Ｔ２ｋ２，Ｔ２ｋ３，Ｔ２ｋ４の例を示す図。
【図6】１次側から２次側へ電力を伝送するときの１次側直流コンデンサ電圧の影響を示す図。
【図7】２次側から１次側へ電力を伝送するときの１次側直流コンデンサ電圧の影響を示す図。
【図8】実施形態２のアンバランス電圧指令値演算部を示すブロック図。
【図9】実施形態３のパルス幅指令値演算部を示すブロック図。
【図10】実施形態４のパルス幅指令値演算部を示すブロック図。
【発明を実施するための形態】
【0030】
【0031】
［実施形態１］
本発明は図１の回路に適用することを前提とする。左側を１次側、右側を２次側としてｍ台のＤＡＢユニットを両側とも直列接続した構成である。１次側直流電源ＤＣ１と２次側直流電源ＤＣ２の間には第１～第ｍユニットが接続される。
本発明は図１の回路に適用することを前提とする。左側を１次側、右側を２次側としてｍ台のＤＡＢユニットを両側とも直列接続した構成である。１次側直流電源ＤＣ１と２次側直流電源ＤＣ２の間には第１～第ｍユニットが接続される。
【0032】
１次側直流電源ＤＣ１の両端間には、第１～第ｍユニットの１次側直流コンデンサＣ１が直列接続される。各ユニットの１次側直流コンデンサＣ１の両端間には、それぞれ第１，第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が直列接続される。また、各ユニットの１次側直流コンデンサＣ１の両端間には、第３，第４スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４が直列接続される。第１～第４スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４を第１インバータとする。
【0033】
２次側直流電源ＤＣ２の両端間には、第１～第ｍユニットの２次側直流コンデンサＣ２が直列接続される。各ユニットの２次側直流コンデンサＣ２の両端間には、それぞれ第５，第６スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６が直列接続される。また、各ユニットの２次側直流コンデンサＣ２の両端間には、第７，第８スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８が直列接続される。第５～第８スイッチング素子Ｓ５～Ｓ８を第２インバータとする。
【0034】
なお、図１では、第１～第８スイッチング素子にコンデンサが並列接続されているが、このコンデンサは省略することも可能である。
【0035】
第１，第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の接続点にはリアクトルＬ１の一端が接続される。第３，第４スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の接続点にはリアクトルＬ２の一端が接続される。第５，第６スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６の接続点にはリアクトルＬ３の一端が接続される。第７，第８スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８の接続点にはリアクトルＬ４の一端が接続される。
【0036】
リアクトルＬ１の他端とリアクトルＬ２の他端との間にはトランスＴｒの１次巻線が接続される。リアクトルＬ３の他端とリアクトルＬ４の他端との間にはトランスＴｒの２次巻線が接続される。第１インバータ、第２インバータ、トランスＴｒで１つのユニットとする。本実施形態１では、第１～第ｍ（ｍ：２以上の整数）ユニットを備えるものとする。
【0037】
図１では、第１インバータ，第２インバータとトランスＴｒと間に直列にリアクトルＬ１～Ｌ４を接続しているが、リアクトルＬ１～Ｌ４の代わりにトランスＴｒの漏れインダクタンスとしてもよい。また、リアクトルＬ１～Ｌ４とトランスＴｒの漏れインダクタンスの両方としてもよい。
【0038】
なお、１次側直流電源ＤＣ１の電圧をＶｄｃ１，２次側直流電源ＤＣ２の電圧をＶｄｃ２，第１～第ｍユニットの１次側直流コンデンサＣ１の１次側直流コンデンサ電圧をＶｄｃ１１～Ｖｄｃ１ｍ，第１～第ｍユニットの２次側直流コンデンサＣ２の２次側直流コンデンサ電圧をＶｄｃ２１～Ｖｄｃ２ｍ，第ｋユニットの１次側交流電圧をＶ１ｋ、第ｋユニットの２次側交流電圧をＶ２ｋ、第ｋユニットの１次側交流電流をｉ１ｋ、第ｋユニットの２次側交流電流をｉ２ｋとする。ここで、ｋ＝１～ｍの整数とする。
【0039】
図２～４に本実施形態１における図１の回路構成の第ｋユニットの制御部のブロック図を示す。制御部は第１，第２インバータのゲート信号を生成する。図２は第ｋユニットの位相差指令値（θｋ）演算部のブロック図である。
【0040】
第１ローパスフィルタＬＰＦ１は、第ｋユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋから基本波の２倍の周波数のリプルやノイズなどを除去する。
【0041】
１次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ１ａｖｇは１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１１～Ｖｄｃ１ｍの合計または１次側直流電圧Ｖｄｃ１のどちらかをユニットの台数ｍで割った値である。
【0042】
第１減算器１は、第１ローパスフィルタＬＰＦ１を適用した第ｋユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋと第ｋユニットのアンバランス電圧指令値Ｖｄｃｋ＊の和から１次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ１ａｖｇを減算し、第ｋユニットの１次側電圧偏差を求める。本実施形態１では、Ｖｄｃｋ＊＝０である。
【0043】
第２ローパスフィルタＬＰＦ２は、第ｋユニットの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋから基本波の２倍の周波数のリプルやノイズなどを除去する。２次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ２ａｖｇは２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２１～Ｖｄｃ２ｍの合計または２次側直流電圧Ｖｄｃ２のどちらかをユニットの台数ｍで割った値である。
【0044】
第２減算器２は、第２ローパスフィルタＬＰＦ２を適用した第ｋユニットの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋと第ｋユニットのアンバランス電圧指令値Ｖｄｃｋ＊の和から２次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ２ａｖｇを減算し、第ｋユニットの２次側電圧偏差を求める。
【0045】
図２のＰ＊は、１次側と２次側間で伝送される電力指令値である。電力指令値Ｐ＊がプラスならば電力は１次側から２次側に伝送され、マイナスならば電力は２次側から１次側に伝送される。電力指令値Ｐ＊は外部から与えられる他、１次側直流電圧Ｖｄｃ１または２次側直流電圧Ｖｄｃ２どちらかの電圧制御や電流制御によって得られる場合もある。
【0046】
第１比較器３は、電力指令値Ｐ＊がプラスであるか否かを判断する。巻数比演算器４は、第２減算器２の出力（２次側電圧偏差）にトランスＴｒの巻数比の逆数に－１を乗算した値を乗算する。また、巻数比演算器４は、第２減算器２の出力（２次側電圧偏差）に－１を乗算し、第１減算器１の出力（１次側電圧偏差）にトランスＴｒの巻数比ｎを乗算してもよい。ここで、トランスＴｒの巻数比は１次側：２次側＝１：ｎとする。
【0047】
第１スイッチＳＷ１は、電力指令値Ｐ＊がプラスならば第ｋユニットの１次側電圧偏差を、電力指令値Ｐ＊が零またはマイナスならば巻数比演算器４の出力を出力する。
【0048】
第１スイッチＳＷ１の頻繁な切り替わりを防ぐため、電力指令値Ｐ＊が零付近ならば直前のスイッチの状態を維持させヒステリシス特性を持たせてもよい。また、電力指令値Ｐ＊が零ならば、第ｋユニットの１次側電圧偏差と第ｋユニットの２次側電圧偏差の平均値を出力してもよい。
【0049】
第１アンプ５は、第１スイッチＳＷ１の出力を増幅し第ｋユニットの位相θｋｂを出力する。今回は例として以下の２つを併用する。
【0050】
比例アンプＰ１は、第１スイッチＳＷ１の出力に比例した値を出力する。ゲイン付き一次遅れフィルタ５ａは、第１スイッチＳＷ１の出力の低周波数成分を増幅する。
【0051】
第１加算器６は、以上２つのアンプ出力を加算して位相θｋｂを出力する。第２加算器７は、位相θｋｂに別途与えられる位相指令値θ＊を加算し、第ｋユニットの位相差指令値θｋを出力する。
【0052】
位相指令値θ＊は直流側の電流や電圧のフィードバック制御によって与えられる場合もある。電力指令値Ｐ＊と第ｋユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋ，第ｋユニットの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋから計算により求める場合もある。
【0053】
ここでは、位相θｋｂ，位相指令値θ＊，第ｋユニットの位相差指令値θｋはプラスの時に第ｋユニットの１次側交流電圧Ｖ１ｋの位相が第ｋユニットの２次側交流電圧Ｖ２ｋに対して進みとなり、電力は１次側から２次側に伝送されるものとする
図３にパルス幅指令値（Ｗ１ｋｐ，Ｗ１ｋｍ，Ｗ２ｋｐ，Ｗ２ｋｍ）演算部のブロック図を示す。
図３にパルス幅指令値（Ｗ１ｋｐ，Ｗ１ｋｍ，Ｗ２ｋｐ，Ｗ２ｋｍ）演算部のブロック図を示す。
【0054】
第３ローパスフィルタＬＰＦ３は、第ｋユニットの１次側交流電流検出値ｉ１ｋの直流成分を抽出する。
【0055】
第１乗算器８は、第ｋユニットの２次側交流電流検出値ｉ２ｋに巻数比ｎを乗算する。第４ローパスフィルタＬＰＦ４は、第１乗算器８の出力（ｎ×ｉ２ｋ）から直流成分を抽出する。
【0056】
なお、図３では、第ｋユニットの２次側交流電流検出値ｉ２ｋにトランスＴｒの巻数比ｎを乗算したが、第ｋユニットの１次側交流電流検出値ｉ１ｋに巻数比ｎの逆数（１／ｎ）を乗算してもよい。ここで、トランスＴｒの巻数比は１次側：２次側＝１：ｎとする。
【0057】
第３減算器９は、直流成分指令値から第３ローパスフィルタＬＰＦ３の出力を減算し偏差を求める。第４減算器１０は、直流成分指令値から第４ローパスフィルタＬＰＦ４の出力を減算し偏差を求める。実施形態１，２，３では、直流成分指令値は零である。
【0058】
ＰＩアンプ１１は、第３減算器９で求めた偏差を増幅する。ＰＩアンプ１２は、第４減算器１０で求めた偏差を増幅する。
【0059】
第３加算器１３は、第ｋユニットの１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋと、第ｋユニットの１次側交流電流検出値ｉ１ｋを入力としたＰＩアンプ１１の出力を加算し、第ｋユニットの１次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｐを出力する。
【0060】
第５減算器１４は、第ｋユニットの１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋから、第ｋユニットの１次側交流電流検出値ｉ１ｋを入力としたＰＩアンプ１１の出力を減算し、第ｋユニットの１次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｍを出力する。
【0061】
第４加算器１５は、第ｋユニットの２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋと、第ｋユニットの２次側交流電流検出値ｉ２ｋを入力としたＰＩアンプ１２の出力を加算し、第ｋユニットの２次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｐを出力する。
【0062】
第６減算器１６は、第ｋユニットの２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋから、第ｋユニットの２次側交流電流検出値ｉ２ｋを入力としたＰＩアンプ１２の出力を減算し、第ｋユニットの２次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｍを出力する。
【0063】
図４にゲート信号生成部のブロック図を示す。
【0064】
第２乗算器１７は、第ｋユニットの位相差指令値θｋを０．５倍する。第３乗算器１８は、第２乗算器１７の出力（０．５θｋ）に－１を乗算して符号を反転させる。
【0065】
ゲート生成器１９は、第２乗算器１７の出力（０．５θｋ）と、前述した第ｋユニットの１次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｐ、第ｋユニットの１次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｍを入力し、デッドタイムを付加してゲート信号Ｔ１ｋ１，Ｔ１ｋ２，Ｔ１ｋ３，Ｔ１ｋ４を出力する。ゲート信号Ｔ１ｋ１が第１スイッチング素子Ｓ１を、ゲート信号Ｔ１ｋ２は第２スイッチング素子Ｓ２を、ゲート信号Ｔ１ｋ３は第３スイッチング素子Ｓ３を、ゲート信号Ｔ１ｋ４は第４スイッチング素子Ｓ４を制御する。
【0066】
ゲート生成器２０は、第３乗算器１８の出力（－０．５θｋ）と、第ｋユニットの２次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｐ、第ｋユニットの２次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｍを入力し、デッドタイムを付加してゲート信号Ｔ２ｋ１，Ｔ２ｋ２，Ｔ２ｋ３，Ｔ２ｋ４を出力する。ゲート信号Ｔ２ｋ１が第５スイッチング素子Ｓ５を、ゲート信号Ｔ２ｋ２は第６スイッチング素子Ｓ６を、ゲート信号Ｔ２ｋ３は第７スイッチング素子Ｓ７を、ゲート信号Ｔ２ｋ４は第８スイッチング素子Ｓ８を制御する。
【0067】
図５に第ｋユニットの１次側交流電圧Ｖ１ｋと第ｋユニットの２次側交流電圧Ｖ２ｋとゲート信号Ｔ２ｋ１，Ｔ２ｋ２，Ｔ２ｋ３，Ｔ２ｋ４の例を示す。この例では第ｋユニットの位相差指令値θｋはプラスであり、第ｋユニットの１次側交流電圧Ｖ１ｋの位相が第ｋユニットの２次側交流電圧Ｖ２ｋに対して進み、電力は１次側から２次側に伝送される。
【0068】
【0069】
図６は、図１から１次側のみを抽出したものである。電力は１次側から２次側に伝送され、各ユニットの伝送電力は等しいとする。第ｋユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋは１次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ１ａｖｇよりも過剰であり、第ｍユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｍが１次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ１ａｖｇよりも不足している場合を考える。
【0070】
ＤＡＢユニットは直列接続であるため、各ユニットを流れる直流電流は一定である。第ｋユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋは他のユニットの１次側直流コンデンサ電圧よりも大きいため、第ｋユニットが入力する電力も増加する。しかし、第ｋユニットが２次側に伝送する電力は他のユニットと等しいため、入力電力は過剰となり１次側直流コンデンサＣ１に充電され、第ｋユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋはさらに増加してしまう。
【0071】
第ｍユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｍは他のユニットの１次側直流コンデンサ電圧よりも小さく、第ｍユニットが入力する電力は減少する。他のユニットと等しい電力を伝送するには第ｍユニットの１次側直流コンデンサＣ１を放電することになり、第ｍユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｍはさらに減少してしまう。
【0072】
以上より、電力が１次側から２次側に伝送される場合、１次側直流コンデンサＣ１の電圧バランスは不安定であり、制御を必要とする。
【0073】
一方、図７に示すように電力が２次側から１次側に伝送される場合を考える。図７は図１から１次側のみを抽出したものである。第ｋユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋは他のユニットの１次側直流コンデンサ電圧よりも大きく、第ｋユニットが出力する電力も増加する。しかし、第ｋユニットが２次側から受け取る電力は他のユニットに等しいため、出力電力に対して入力電力は不足しその分は第ｋユニットの１次側直流コンデンサＣ１の放電によって補われる。そのため第ｋユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋは減少する。
【0074】
第ｍユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｍは他のユニットの１次側直流コンデンサ電圧よりも小さく、第ｍユニットが出力する電力も減少する。第ｍユニットが２次側から受け取る電力は他のユニットに等しいため、第ｍユニットが２次側から受け取る電力は出力に対して過剰となり、過剰分は第ｍユニットの１次側直流コンデンサＣ１に充電され第ｍユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｍは増加する。
【0075】
以上より、電力が２次側から１次側に伝送される場合、１次側直流コンデンサＣ１の電圧バランスは安定であり、ある程度の偏差は生じるが制御不要で自発的にバランスする。このバランス効果は伝送電力が大きくなるほど高くなるが、伝送電力が小さければバランスしにくくなり偏差が大きくなる。伝送電力が零であればバランス効果もなくなり不安定になる。
【0076】
本実施形態１では、電力指令値Ｐ＊がプラスで電力が１次側から２次側に伝送される場合には１次側直流コンデンサ電圧をバランスさせる。図２に示すように、電力指令値Ｐ＊がプラスの場合第１スイッチＳＷ１は上側に切り替わり、第１アンプ５には第ｋユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋと１次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ１ａｖｇとの偏差が入力される。
【0077】
第ｋユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋが過剰ならば偏差はプラスであり、第１アンプ５で増幅された位相θｋｂもプラスとなる。その結果、第ｋユニットの１次側交流電圧Ｖ１ｋの位相は第ｋユニットの２次側交流電圧Ｖ２ｋに対して進み、その位相差は他のユニットよりも大きくなる。第ｋユニットでは他のユニットよりも大きな電力が１次側から２次側に伝送され、第ｋユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋが減少し偏差が小さくなる。
【0078】
第ｋユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋが不足していれば偏差はマイナスとなる。第ｋユニットが１次側から２次側に伝達する電力は他のユニットよりも小さくなり、第ｋユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋが増加する。
【0079】
以上の動作により１次側コンデンサ電圧がバランスする。一方で、１次側コンデンサ電圧のバランスに必要な電荷は２次側コンデンサから供給するため２次側のコンデンサ電圧バランスは悪化する。
【0080】
しかし、前述したように２次側のコンデンサ電圧バランスは安定である。そのためある程度の偏差は生じるが、２次側コンデンサ電圧はユニットから伝送される電力と出力される電力の均衡がとれるところに収束する。
【0081】
電力指令値Ｐ＊が零またはマイナスで電力が２次側から１次側に伝送される場合には２次側のコンデンサ電圧をバランスさせる。電力指令値Ｐ＊がマイナスの場合は第１スイッチＳＷ１は下側に切り替わり、第１アンプ５には第ｋユニットの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋと２次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ２ａｖｇとの偏差が入力される。
【0082】
第ｋユニットの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋが過剰ならば偏差はマイナスになり第１アンプ５で増幅された位相θｋｂもマイナスとなる。第ｋユニットの１次側交流電圧Ｖ１ｋの位相は第ｋユニットの２次側交流電圧Ｖ２ｋに対して遅れ、位相差は他のユニットよりも大きくなる。第ｋユニットでは他のユニットよりも大きな電力が２次側から１次側に伝送され、第ｋユニットの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋが減少する。
【0083】
第ｋユニットの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋが不足していれば偏差はプラスとなる。第ｋユニットが１次側から２次側に伝送する電力は他のユニットよりも小さくなり、第ｋユニットの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋが増加する。
【0084】
１次側直流コンデンサＣ１の電圧バランスは制御を行わないが自発的に安定となる。
【0085】
図２の第１アンプ５には積分器を使用していない。この理由を説明する。積分器は直流のゲインが無限となり、直流の偏差を零にして制御対象であるコンデンサ電圧を指令値に等しくするという特徴がある。
【0086】
しかし、今回の制御対象である図１では、ユニットコンデンサ電圧の合計（１次側ではＶｄｃ１）は接続された電圧源や別途用意する直流電流一定制御など外部の要因によって決定する。そのためｍ－１台のユニットコンデンサ電圧が決定すれば、残り１台のコンデンサ電圧は必然的に決定される。制御対象の自由度はｍ－１であるが、これにｍ個の制御器で制御を行うと自由度が不足し制御が不安定になる。
【0087】
特に検出器に誤差がある場合には、あるユニットの積分アンプが誤差も含めた偏差を零にしようと出力を増加し、それが他のユニットの偏差を増加させることになりそのユニットの積分アンプが出力を増加、とアンプ出力が際限なく増加してしまう恐れがある。
【0088】
その対策として、直流のゲインを有限に抑えわずかではあるが残った偏差を許容するように比例アンプＰ１とゲイン付き一次遅れフィルタ５ａで制御を行う。他の対策としては、ｍ－１台のユニットで図２のアンプをＰＩアンプに置換したバランス制御を行い、残りのユニット（例えば第１ユニット）では図２のバランス制御を行わず位相θ１ｂを零で固定してもよい。
【0089】
図２では電力指令値Ｐ＊が零の場合は２次側直流コンデンサ電圧をバランスさせるが、１次側直流コンデンサ電圧をバランスさせてもよい。無負荷での待機状態など電力指令値Ｐ＊が零に近く頻繁に符号が変わる場合には、位相θｋｂの急変の頻発を防ぐために第１スイッチＳＷ１の切り替わりにヒステリシス特性を持たせてもよい。
【0090】
本実施形態１では、各ユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が等しくなるように各ユニットの第１インバータと第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御する。
【0091】
１次側電圧偏差と２次側電圧偏差の平均値を第１アンプ５に入力して制御を行ってもよい。すなわち、第１アンプ５は、電力指令値Ｐ＊が第１閾値よりも大きい場合は１次側電圧偏差を増幅し、電力指令値Ｐ＊が第２閾値よりも小さい場合は２次側電圧偏差を増幅し、電力指令値Ｐ＊が第２閾値以上第１閾値未満の場合は１次側電圧偏差または２次側電圧偏差のどちらか、あるいは両方（平均値）の和を増幅し、あるいは０を第ｋユニットの位相θｋｂとして出力する。
【0092】
ただし、本実施形態１単独では電力指令値Ｐ＊＝０においてコンデンサ電圧をバランスすることができない。この問題には、後述する実施形態３と組み合わせる必要がある。
【0093】
本実施形態１は、伝送される電力の絶対値が十分大きければ制御を行わない側のコンデンサ電圧のバランス偏差を十分小さく保つことができる。しかし、負荷が軽くなり伝送電力の絶対値が小さくなると偏差が大きくなってしまうという問題がある。
【0094】
以上示したように、本実施形態１によれば、ある程度伝送電力が大きな条件では１次側・２次側両方の直流コンデンサ電圧のバランスを保つことができる。
【0095】
また、特定のユニットへの電圧責務集中を防ぎ、過電圧による過熱や部品の破損、サージによるスイッチング素子の破損を防ぐことができる。
【0096】
また、部品の耐圧を高くする必要がなくなりコストを下げることができる。また、従来技術に比べて補助回路が不要のため、コスト低減の他に装置を小型化できる。
【0097】
［実施形態２］
図８に、本実施形態２における第ｋユニットのアンバランス電圧指令値（Ｖｄｃｋ＊）演算部のブロック図を示す。
図８に、本実施形態２における第ｋユニットのアンバランス電圧指令値（Ｖｄｃｋ＊）演算部のブロック図を示す。
【0098】
第５ローパスフィルタＬＰＦ５は、第ｋユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋの基本波の２倍の周波数のリプルやノイズなどを除去して直流成分を抽出する。第６ローパスフィルタＬＰＦ６は、第ｋユニットの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋの直流成分を抽出する。
【0099】
第４乗算器２１は、第５ローパスフィルタＬＰＦ５を適用した第ｋユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋの自乗を求める。第５乗算器２２は、第６ローパスフィルタＬＰＦ６を適用した第ｋユニットの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋの自乗を求める。
【0100】
第６乗算器２３は、第４乗算器２１の出力に、１次側コンデンサ容量Ｃ１を２で割った値を乗算する。第７乗算器２４は、第５乗算器２２の出力に、２次側コンデンサ容量Ｃ２を２で割った値を乗算する。
【0101】
第５加算器２５は、第６，第７乗算器２３，２４の出力を加算し、第ｋユニットの両側に接続された１次側直流コンデンサＣ１と２次側直流コンデンサＣ２に蓄積されたエネルギー合計値Ｅｋを求める。
【0102】
第７減算器２６は、エネルギー合計値Ｅｋと、全ユニットの１次側直流コンデンサＣ１と２次側直流コンデンサＣ２に蓄積されたエネルギー合計値の平均値Ｅａｖｇと、の偏差である第１エネルギー偏差を求める。
【0103】
第２アンプ２７は、第７減算器２６の出力にゲインＧ２をかけて増幅する。ゲインＧ２は固定値とするほか、図８に示したように、ゲイン調整器２８において、電力指令値Ｐ＊が零付近の時は小さくするなど、電力指令値Ｐ＊に基づいて値を変化させてもよい。第２アンプ２７の出力がアンバランス電圧指令値Ｖｄｃｋ＊となる。
【0104】
本実施形態２では、実施形態１の問題点の１つである軽負荷時の偏差を小さくする方法を説明する。
【0105】
本実施形態２では、まず第ｋユニットの１次側直流コンデンサＣ１と２次側直流コンデンサＣ２に蓄積されたエネルギー合計値Ｅｋを求める。次に、同様に求めた各ユニットのエネルギー合計値の平均値Ｅａｖｇとエネルギー合計値Ｅｋとの偏差を計算する。これをゲインＧ２で増幅し、得られた値を第ｋユニットのアンバランス電圧指令値Ｖｄｃｋ＊とする。
【0106】
本実施形態２の動作を説明する。例としてＰ＊＞０で１次側直流コンデンサ電圧が制御対象とする。このとき、Ｖｄｃ１１～Ｖｄｃ１ｍは実施形態１の制御によりほぼ等しい値となるため、１次側直流コンデンサの蓄積エネルギーはほぼ等しくなる。
【0107】
エネルギー合計値Ｅｋには、第ｋユニットの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋの大きさが反映される。第ｋユニットの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋが２次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ２ａｖｇよりも大きい場合、エネルギー合計値Ｅｋもエネルギー合計値の平均値Ｅａｖｇより大きくなり、アンバランス電圧指令値Ｖｄｃｋ＊はプラスとなる。
【0108】
このアンバランス電圧指令値Ｖｄｃｋ＊が図２の第１，第２減算器１，２に入力される。第１減算器１は、第１ローパスフィルタＬＰＦ１を適用した第ｋユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋと第ｋユニットのアンバランス電圧指令値Ｖｄｃｋ＊の和から１次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ１ａｖｇを減算し、第ｋユニットの１次側電圧偏差を求める。
【0109】
第２減算器２は、第２ローパスフィルタＬＰＦ２を適用した第ｋユニットの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋと第ｋユニットのアンバランス電圧指令値Ｖｄｃｋ＊の和から２次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ２ａｖｇを減算し、第ｋユニットの２次側電圧偏差を求める。
【0110】
その結果、バランス制御の指令値（Ｖｄｃ１ａｖｇ－Ｖｄｃｋ＊）は小さくなり第ｋユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋも減少する。各ユニットを流れる直流電流は一定であるため、第ｋユニットが１次側直流電圧Ｖｄｃ１から受け取る電力は減少する。第ｋユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋは制御対象であるため、受け取る電力の減少は第ｋユニットの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋの大きさに反映され、第ｋユニットの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋは減少し２次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ２ａｖｇに近づけることができる。
【0111】
Ｐ＊＜０で２次側コンデンサ電圧が実施形態１の制御対象の場合、エネルギー合計値Ｅｋには第ｋユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋの大きさが反映される。第ｋユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋが１次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ１ａｖｇよりも小さい場合、エネルギー合計値Ｅｋもエネルギー合計値の平均値Ｅａｖｇより小さくなり、アンバランス電圧指令値Ｖｄｃｋ＊はマイナスとなる。
【0112】
このアンバランス電圧指令値Ｖｄｃｋ＊が図２の第１，第２減算器１，２に入力され、前述のように演算が行われる。その結果、バランス制御の指令値（Ｖｄｃ２ａｖｇ－Ｖｄｃｋ＊）は大きくなり第ｋユニットの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋも増加する。第ｋユニットが２次側直流電圧Ｖｄｃ２から受け取る電力は増加し、第ｋユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋを増加させ１次側直流コンデンサ電圧平均値Ｖｄｃ１ａｖｇに近づけることができる。
【0113】
本実施形態２では、Ｐ＊＞０における１次側およびＰ＊＜０における２次側、すなわち電力伝送の上流側のコンデンサ電圧バランス偏差を意図的に少しだけ発生させる。これにより、Ｐ＊＞０における２次側およびＰ＊＜０における１次側、すなわち下流側のコンデンサ電圧バランス偏差を改善することができる。
【0114】
本実施形態２では、第ｋ（ｋ＝１～ｍの整数）ユニットの１次側直流コンデンサと２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値Ｅｋが他のユニットに比べて大きい場合に第ｋユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が小さくなるよう第ｋユニットの第１インバータと第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御し、第ｋユニットの１次側直流コンデンサと２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値Ｅｋが他のユニットに比べて小さい場合に第ｋユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が大きくなるよう第ｋユニットの第１インバータと第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御する。
【0115】
本実施形態２では、第２アンプ２７の入力が電力伝送の下流側コンデンサ電圧ではなくユニットの１次側直流コンデンサＣ１と２次側直流コンデンサＣ２に蓄積されたエネルギー合計値としている。その理由を説明する。Ｐ＊＞０の場合、第２アンプ２７の入力をＶｄｃ２ｋ－Ｖｄｃ２ａｖｇとすることも考えられる。
【0116】
しかし、例えば第ｋユニットの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋが大きい場合、第ｋユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋを小さくすることで第ｋユニットの２次側直流コンデンサＣ２が受け取る電力を減少させる。しかし、第ｋユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋを下げるには第ｋユニットの１次側直流コンデンサＣ１を放電することになる。放電された電荷はＤＡＢコンバータを経由して第ｋユニットの２次側直流コンデンサＣ２に移動するため、第ｋユニットの２次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２ｋはさらに増加してしまう。
【0117】
すると、前述の動作により第ｋユニットの１次側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ１ｋをさらに小さくしようとしてしまう。そのため、制御系が不安定になりやすくなり、ゲインＧ２には大きな値を設定できず効果は非常に小さくなってしまう。
【0118】
一方、１次側直流コンデンサＣ１と２次側直流コンデンサＣ２に蓄積されたエネルギー合計値Ｅｋならばコンデンサ電圧とは異なり電荷を移動しても一定であるため、制御系は安定しやすく高いゲインを設定でき十分な効果を得ることができる。
【0119】
前述したように、第２アンプ２７の入力をエネルギー合計値Ｅｋとした方が望ましいが、第２アンプ２７の入力を下流側の直流コンデンサ電圧としてもよい。この場合、第ｋユニットの電力伝送の下流側の直流コンデンサ電圧が他のユニットに比べて大きい場合に第ｋユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が小さくなるよう第ｋユニットの第１インバータ、第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御し、第ｋユニットの電力伝送の下流側の直流コンデンサ電圧が他のユニットに比べて小さい場合に第ｋユニットの電力伝送の上流側の直流コンデンサ電圧が大きくなるよう第ｋユニットの第１インバータ、第２インバータが出力する交流電圧の位相差を制御する。
【0120】
本実施形態２では負荷があれば効果を得られるが、無負荷では電力伝送の上流側のコンデンサ電圧を変更しても受け取る電力が零で差が生じないため、効果が得られない。そのため、電力指令値Ｐ＊が零付近の場合はゲインＧ２を零にして不要な偏差を発生させないようにしてもよい。
【0121】
本実施形態２は、実施形態１と組み合わせることで伝送される電力の絶対値が小さくてもコンデンサ電圧のバランス偏差を十分小さく保つことができる。しかし、無負荷の場合では制御手段を喪失し偏差が大きくなってしまうという問題がある。
【0122】
実施形態１と実施形態２を併用することにより、伝送電力が小さな条件においても１次側・２次側両方の直流コンデンサの電圧バランスを保つことができる。
【0123】
実施形態１に比べると、バランスを均等にできた側は少しだけバランスが悪化してしまうが、実施形態１では偏差が生じてしまった側の電圧バランスを改善することができる。
【0124】
これにより、部品の耐圧を実施形態１よりも小さくできる。実施形態３を単独で、または実施形態１と併用した場合と比較して、伝送電力が小さな条件での損失を低くすることができる。
【0125】
【0126】
本実施形態３では、第ｋユニットの１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋ，第ｋユニットの２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋは以下のように求めることを想定している。
【0127】
１次側直流電圧Ｖｄｃ１と巻線比を考慮した２次側直流電圧Ｖｄｃ２／ｎを比較し、電圧が小さい方のパルス幅指令値は、例えば０．７～１程度の１に近い固定値とする。または、電力指令値Ｐ＊が零に近いときは小さく、電力指令値Ｐ＊が零から離れるほど大きくなる上限を０．７～１程度とした可変値としてもよい。
【0128】
また、電圧が大きい方のパルス幅指令値は以下の（１）式のＷ1とする。なお、（１）式のＷ2は電圧が小さい方のパルス幅指令値である。また、（１）式のθは、電力指令値Ｐ＊と、２次側直流電圧Ｖｄｃ２と２次側直流電流Ｉｄｃ２の積をローパスフィルタでノイズを除去した値と、の偏差をＰＩアンプで増幅した値である。
【0129】
【数1】
【0130】
第８減算器２９は、第ｋユニットの１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋから第ｋユニットの２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋを減算する。第２比較器３０は、第８減算器２９の出力を入力し、Ｗ１ｋ＞Ｗ２ｋかどうかを判定する。第２比較器３０は、後述するスイッチの頻繁な切り替わりを避けるためヒステリシス特性を持たせてもよい。
【0131】
第２スイッチＳＷ２は、第ｋユニットの１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋ，第ｋユニットの２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋを入力し、Ｗ１ｋ＞Ｗ２ｋならＷ２ｋ、Ｗ１ｋ≦Ｗ２ｋならＷ１ｋ、すなわちＷ１ｋとＷ２ｋのうち小さい方を出力する。第３スイッチＳＷ３は、第ｋユニットの１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋ，第ｋユニットの２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋを入力し、Ｗ１ｋ＞Ｗ２ｋならＷ１ｋ、Ｗ１ｋ≦Ｗ２ｋならＷ２ｋ、すなわちＷ１ｋとＷ２ｋのうち大きい方を出力する。
【0132】
第９減算器３１は、第ｋユニットの１次側直流コンデンサと２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値Ｅｋと、各ユニットの１次側直流コンデンサと２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値のうち全ユニット中の最小値Ｅｍｉｎと、の偏差である第２エネルギー偏差を求める。
【0133】
第２エネルギー偏差を増幅する第３アンプ３２は、今回は例として以下の２つを併用する。比例アンプＰ２は、第９減算器３１で求めた第２エネルギー偏差に比例した値を出力する。ゲイン付き一次遅れフィルタ３２ａは、第９減算器３１で求めた第２エネルギー偏差の低周波数成分を増幅する。第６加算器３３は、比例アンプＰ２の出力とゲイン付き一次遅れフィルタ３２ａの出力を加算する。
【0134】
第７加算器３４は、第３アンプ３２の出力と第２スイッチＳＷ２の出力を加算する。第１リミッタ３５は第７加算器３４の出力を制限する。第１リミッタ３５の上限は通常１，下限は０．２など零よりも大きな値である。上限は１より少し小さな値としてもよい。
【0135】
第１０減算器３６は、第１リミッタ３５の入力と出力の差分を求め、第１リミッタ３５を超過した値を出力する。第１１減算器３７は、第３スイッチＳＷ３の出力から第１０減算器３６の出力を減算する。第２リミッタ３８は、第１１減算器３７の出力を制限する。第２リミッタ３８の上限・下限の設定は、第１リミッタ３５と同様である。
【0136】
第４スイッチＳＷ４は、第１リミッタ３５，第２リミッタ３８両方の出力を入力し、Ｗ１ｋ＞Ｗ２ｋならば第２リミッタ３８の出力を出力し、それ以外ならば第１リミッタ３５の出力を出力する。
【0137】
第４スイッチＳＷ４の出力する値は、第ｋユニットの１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋと第ｋユニットの２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋの大小関係に依存せず、第ｋユニットの１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋにアンプ出力が加算された値である。
【0138】
第５スイッチＳＷ５は、第１リミッタ３５，第２リミッタ３８両方の出力を入力し、Ｗ１ｋ＞Ｗ２ｋならば第１リミッタ３５の出力を出力し、それ以外ならば第２リミッタ３８の出力を出力する。
【0139】
第５スイッチＳＷ５の出力する値は、第ｋユニットの１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋと第ｋユニットの２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋの大小関係に依存せず、第ｋユニットの２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋからアンプ出力が減算された値である。
【0140】
第３加算器１３は、第４スイッチＳＷ４の出力に第ｋユニットの１次側交流電流検出値ｉ１ｋの直流成分をＰＩアンプ１１で増幅した値を加算し、１次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｐとして出力する。第５減算器１４は、第４スイッチＳＷ４の出力から第ｋユニットの１次側交流電流検出値ｉ１ｋの直流成分をＰＩアンプ１１で増幅した値を減算し、１次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｍとして出力する。
【0141】
第４加算器１５は、第５スイッチＳＷ５の出力に第ｋユニットの２次側交流電流検出値ｉ２ｋの直流成分をＰＩアンプ１２で増幅した値を加算し、２次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｐとして出力する。第６減算器１６は、第５スイッチＳＷ５の出力から第ｋユニットの２次側交流電流検出値ｉ２ｋの直流成分をＰＩアンプ１２で増幅した値を減算し、２次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｍとして出力する。
【0142】
本実施形態３では、これまでの実施形態１，２の問題点であった無負荷時のコンデンサ電圧のバランス偏差を小さくする方法を説明する。
【0143】
本実施形態３の動作を説明する。まず、実施形態２と同様に第ｋユニットの１次側直流コンデンサと２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値Ｅｋを計算し入力する。また、各ユニットの１次側直流コンデンサと２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値のうち全ユニット中の最小値Ｅｍｉｎを求め、第ｋユニットのエネルギー合計値Ｅｋとの偏差である第２エネルギー偏差を第３アンプ３２に入力する。
【0144】
第３アンプ３２の出力に基づいて第ｋユニットの１次側交流電圧Ｖ１ｋ，第ｋユニットの２次側交流電圧Ｖ２ｋのパルス幅を操作する。操作は、まずパルス幅の狭い方を広げ、リミッタを超過したらパルス幅の広い方を狭くする。
【0145】
２次側直流電圧Ｖｄｃ２が小さく２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋ＝０．７～１、１次側直流電圧Ｖｄｃ１が大きく１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋ＝（１）式とし、かつ第ｋユニットの直流コンデンサ蓄積エネルギー合計値Ｅｋが最小ではない場合を例に本実施形態３の動作を説明する。このとき、第ｋユニットの２次側インバータ出力電圧のパルス幅は広く設定され交流側は力率１で動作する。１次側インバータ出力電圧はパルス幅が狭く設定されトランスやリアクトルに供給する無効電力をすべて分担する。
【0146】
これにより１次側交流電流検出値ｉ１ｋ，２次側交流電流検出値ｉ２ｋを小さくして銅損や導通損を低減する。ここで、パルス幅の狭い第ｋユニットの１次側インバータ出力電圧のパルス幅を広げることで、交流側に供給される無効電力は過剰になり、第ｋユニットの２次側インバータは進み力率で運転する。
【0147】
不要な無効電力のやりとりが発生することにより１次側交流電流検出値ｉ１ｋ，２次側交流電流検出値ｉ２ｋの振幅が増加し銅損や導通損も増加、コンデンサ電圧の放電を促す。
【0148】
第ｋユニットの１次側インバータ出力電圧のパルス幅を１まで広げてもコンデンサ電圧の放電が不十分な場合、第ｋユニットの２次側インバータ出力電圧のパルス幅を狭くする。これにより交流側に供給される無効電力をさらに大きくし、コンデンサ電圧をさらに小さくすることができる。
【0149】
コンデンサ蓄積エネルギーが最小のユニットはパルス幅の変更が行われず、２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋ＝０．７～１、１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋ＝（１）式と同じ動作になり、損失を小さくしてコンデンサの放電を抑制する。以上の動作によりコンデンサ電圧のバランスを改善する。
【0150】
本実施形態３では、１次側直流コンデンサと２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値Ｅｋが最小以外のユニットで、当該ユニットの出力する無効電力が大きくなるように（運転力率を低下させるように）１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋと２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋのうち小さい方のパルス幅を広げ、または、大きい方のパルス幅を狭め、または両方行って、１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋと２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋを補正し、１次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｐ、１次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｍ、２次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｐ、２次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｍとして出力する。
【0151】
また、第ｋユニットの電力伝送の下流側の直流コンデンサ電圧が最小以外のユニットで、当該ユニットの出力する無効電力が大きくなるように（運転力率を低下させるように）１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋと２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋのうち小さい方のパルス幅を広げ、または、大きい方のパルス幅を狭め、または両方行って、１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋと２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋを補正し、１次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｐ、１次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｍ、２次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｐ、２次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｍとして出力してもよい。
【0152】
本実施形態３では、パルス幅に第１，第２リミッタ３５，３８を設定している。第１，第２リミッタ３５，３８の上限は通常１であるが、０．７～０．９５程度に設定してもよい。第１，第２リミッタ３５，３８の下限を０に設定すると交流側電圧が出力されず電力伝送ができなくなり制御不能に陥る。そのため例えば０．２程度など０より大きな値に設定する。
【0153】
本実施形態３ではパルス幅の操作として狭い方を広げることを優先しているが、逆に広い方を狭くすることを優先してもよい。また、両方を均等に操作してもよい。
【0154】
本実施形態３の第３アンプ３２のゲインＰ２，ゲインＧ２は一定としている。しかし、実施形態１，２により負荷がある状態ならば実施形態３を適用しなくてもコンデンサ電圧をバランスさせることができる。そのため、電力指令値Ｐ＊が０でなければゲインを０に切り替えてもよく、損失を抑えることができる。電力指令値Ｐ＊の絶対値が０．１以上などある程度大きな条件でゲインを０に設定してもよく、軽負荷でも意図的に損失を発生させることで効率は少し低下してしまうがコンデンサ電圧バランスの偏差を小さくすることもできる。ゲインの切り替えにはヒステリシス特性を持たせてもよく、電力指令値Ｐ＊の絶対値に基づきゲインを変化させてもよい。
【0155】
実施形態３では意図的に損失を発生させるため、当然ユニットの熱責務が増加する。しかし、実施形態３の適用は無負荷あるいは軽負荷を想定し、このときの損失としては銅損・導通損・スイッチング損は非常に小さく鉄損を始めとする無負荷損が大半を占め、無負荷損が最大のユニットに合わせて他のユニットの損失を揃えているに過ぎず、損失の増加は小さい。
【0156】
例えば、トランスＴｒの鉄心にひびが入り該当箇所の磁束密度が増加しヒステリシス損が増加した、積層鋼板の絶縁が衝撃で破損し渦電流損が増加した、経年劣化でコンデンサの漏れ電流が増加した、などの異常による極端な損失増加が発生しない限り、冷却機構の大型化は不要である。
【0157】
本実施形態３によれば、伝送電力が零の条件においても１次側・２次側両方の直流コンデンサの電圧バランスを保ち運転を継続することができる。無負荷で待機する状況が頻発する用途においてもこの構成のコンバータを適用することができる。
【0158】
実施形態１や実施形態２と併用することで、伝送電力がある条件において損失は増加してしまうが直流コンデンサの電圧バランスの偏差をより小さくできる。
【0159】
また、ある程度伝送電力が大きな条件では本実施形態３の制御ゲインを小さくすることで本実施形態３を無効化し、効率低下を防ぐことができる。また、後述する実施形態４とは異なり直流側に発生するリプルは基本波周波数の２倍となるので、小さなフィルタで除去できる。
【0160】
【0161】
本実施形態４では、第１２減算器３９を追加している。第１２減算器３９は、第２リミッタ３８の入力と出力の差分を求め、第２リミッタ３８を超過した値を出力する。
【0162】
この第１２減算器３９の出力は、第ｋユニットの１次側交流電流の直流成分指令値とし、第３減算器９で用いる。また、第１２減算器３９の出力の符号を反転した信号は、第ｋユニットの２次側交流電流の直流成分指令値とし、第４減算器１０で用いる。
【0163】
第３減算器９は第１２減算器３９の出力から第３ローパスフィルタＬＰＦ３の出力を減算する。第４減算器１０は第１２減算器３９の出力の符号を反転した値から第４ローパスフィルタＬＰＦ４の出力を減算する。
【0164】
実施形態３は、パルス幅を変化させることで損失を意図的に増加させ無負荷時のコンデンサ電圧のバランス偏差を小さくする。しかし、変化させることのできるパルス幅に制限があり、上記のようなこれを上回るコンデンサ電圧バランス外乱が発生した場合には対処できない。
【0165】
本実施形態４は、無負荷においてより大きなバランス外乱が発生した場合でもコンデンサ電圧のバランス偏差を小さくする方法を説明する。
【0166】
実施形態３では、狭い方のパルス幅を広げる操作を行うが、操作量がリミッタを超過した分については広い方のパルス幅を狭くする操作を行い、ここでもリミッタを超過したらその分は操作を行わない。
【0167】
本実施形態４では、広い方のパルス幅を狭くする操作についてもリミッタを超過した分を検出し、超過分を第ｋユニットの１次側交流電流検出値ｉ１ｋ，第ｋユニットの２次側交流電流検出値ｉ２ｋの直流成分の指令値とした。
【0168】
第ｋユニットの１次側交流電流検出値ｉ１ｋ，第ｋユニットの２次側交流電流検出値ｉ２ｋに直流成分を重畳することでより大きな損失を発生させコンデンサを放電することができる。
【0169】
与える直流成分指令値は、第ｋユニットの１次側交流電流検出値ｉ１ｋと第ｋユニットの２次側交流電流検出値ｉ２ｋで逆向きに設定した。本実施形態４では、第１乗算器８は、１次側交流電流検出値ｉ１ｋを１／ｎ倍、または、２次側交流電流検出値ｉ２ｋをｎ倍する。これにより高周波トランス内部の鉄心で１次側・２次側両方の電流により発生する磁束の直流成分が互いに打ち消し合うため、鉄心の磁気飽和を防ぐことができる。
【0170】
本実施形態４では、１次側直流コンデンサと２次側直流コンデンサに蓄積されたエネルギー合計値Ｅｋが全ユニット中最小以外のユニットで、当該ユニットが出力する電流の直流成分が大きくなるように１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋと２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋを補正し、１次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｐ、１次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｍ、２次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｐ、２次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｍとして出力する。
【0171】
また、電力伝送の下流側の直流コンデンサ電圧が最小以外のユニットで、当該ユニットが出力する電流の直流成分が大きくなるように１次側パルス幅指令値Ｗ１ｋと２次側パルス幅指令値Ｗ２ｋを補正し、１次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｐ、１次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ１ｋｍ、２次側のプラス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｐ、２次側のマイナス側パルス幅指令値Ｗ２ｋｍとして出力してもよい。
【0172】
本実施形態４では、損失を発生させる手段として交流側の無効電力増加の優先度を高く、交流電流への直流重畳の優先度を低くした。この理由を説明する。無効電力を増加すると、直流側には基本波周波数の２倍のリプルが発生する。直流重畳の場合は基本波周波数に等しい周波数のリプルが発生する。リプル周波数が低いと、同じコンデンサ容量でも電圧リプルの振幅が大きくなる、除去に大型のフィルタが必要になる、といった問題が生じる。そのため、発生するリプル周波数の高い手段を優先した。
【0173】
本実施形態４の適用が必要なほど大きなバランス外乱としては、トランスやコンデンサの異常の他、ユニット内への異物混入による放電、ユニットの絶縁破壊などが考えられる。そこで、第ｋユニットの１次側交流電流検出値ｉ１ｋ，第ｋユニットの２次側交流電流検出値ｉ２ｋの直流成分指令値を積算してその値をメンテナンスなどで定期的に確認、積算値の大きなユニットが存在すれば他のユニットに劣化や異常が発生したと考え、最も積算値の小さなユニットを交換し故障を未然に防ぐといった運用を行うことも考えられる。
【0174】
本実施形態４によれば、伝送電力が零の条件においてより大きなバランス外乱が発生した場合でも１次側・２次側両方の直流コンデンサの電圧バランスを保ち運転を継続することができる。
【0175】
また、直流側には基本波周波数に等しい周波数のリプルが発生してしまうが、これを最小限に抑えることができる。
【0176】
なお、本発明は非特許文献１に示されているような複数台のＤＡＢ方式コンバータの一端がすべて直列接続され、もう一端が直列・並列接続を組み合わせた構成にも適用することができる。この場合、複数台のＤＡＢ方式コンバータのうち一端が直列に、もう一端が並列に接続した単位ユニットが複数直列接続されていると見なし、単位ユニット内部の直列コンデンサ電圧バランス制御は既存の制御法を適用する。各単位ユニットのコンデンサ電圧のバランス制御は本発明を適用する。
【0177】
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
【符号の説明】
【0178】
ＤＣ１，ＤＣ２…１次側直流電源，２次側直流電源
Ｃ１，Ｃ２…１次側直流コンデンサ，２次側直流コンデンサ
Ｌ１～Ｌ４…リアクトル
Ｔｒ…トランス
ＬＰＦ１～ＬＰＦ４…第１～第４ローパスフィルタ
１，２…第１，第２減算器
３…第１比較器
４…巻数比演算器
ＳＷ１～ＳＷ５…第１～第５スイッチ
５…第１アンプ
６，７…第１，第２加算器
Ｃ１，Ｃ２…１次側直流コンデンサ，２次側直流コンデンサ
Ｌ１～Ｌ４…リアクトル
Ｔｒ…トランス
ＬＰＦ１～ＬＰＦ４…第１～第４ローパスフィルタ
１，２…第１，第２減算器
３…第１比較器
４…巻数比演算器
ＳＷ１～ＳＷ５…第１～第５スイッチ
５…第１アンプ
６，７…第１，第２加算器
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】