(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2023030633
(43)【公開日】2023-03-08
(54)【発明の名称】ＶＣＯ利得制御方法及び回路
(51)【国際特許分類】
H03L 7/099 20060101AFI20230301BHJP
【ＦＩ】
H03L7/099
【審査請求】未請求
【請求項の数】2
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2021135864
(22)【出願日】2021-08-23
(71)【出願人】
【識別番号】504371734
【氏名又は名称】株式会社ファイ・マイクロテック
(74)【代理人】
【識別番号】100119677
【弁理士】
【氏名又は名称】岡田 賢治
(74)【代理人】
【識別番号】100115794
【弁理士】
【氏名又は名称】今下 勝博
(72)【発明者】
【氏名】野口 健吾
(72)【発明者】
【氏名】結城 直彦
【テーマコード（参考）】
5J106
【Ｆターム（参考）】
5J106AA01
5J106CC01
5J106CC32
5J106DD05
5J106DD13
5J106FF08
5J106GG01
5J106HH03
5J106JJ01
5J106KK05
5J106KK38
(57)【要約】
【課題】本発明は、ＶＣＯ利得の非線形性とＶＣＯ利得の可変性とを切り分けて制御でき、回路規模が大きくならず、且つ汎用性の高いＶＣＯ利得制御回路を提供することを目的とする。
【解決手段】本発明に係るＶＣＯ利得制御回路は、ＶＣＯ１０３のＶＣＯ利得を制御するＶＣＯ利得制御回路であって、ＶＣＯ１０３の出力周波数に応じたモニタ電圧Ｖｆｍｏと基準電圧Ｖｓｅｔとの差分を、可変である第１の利得αで増幅してＶＣＯ１０３への入力電圧Ｖｃｏｎｔにフィードバックするフィードバック回路を備え、基準電圧Ｖｓｅｔが入力電圧Ｖｃｏｎｔを第２の利得β（１１２）で増幅又は減衰した電圧であることを特徴とする。
【選択図】図５
【解決手段】本発明に係るＶＣＯ利得制御回路は、ＶＣＯ１０３のＶＣＯ利得を制御するＶＣＯ利得制御回路であって、ＶＣＯ１０３の出力周波数に応じたモニタ電圧Ｖｆｍｏと基準電圧Ｖｓｅｔとの差分を、可変である第１の利得αで増幅してＶＣＯ１０３への入力電圧Ｖｃｏｎｔにフィードバックするフィードバック回路を備え、基準電圧Ｖｓｅｔが入力電圧Ｖｃｏｎｔを第２の利得β（１１２）で増幅又は減衰した電圧であることを特徴とする。
【選択図】図５
【特許請求の範囲】
【請求項1】
電圧制御発振器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ－ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）の利得を制御するＶＣＯ利得制御方法であって、
前記ＶＣＯの出力周波数に応じたモニタ電圧と基準電圧との差分を、可変である第１の利得で増幅して前記ＶＣＯへの入力電圧にフィードバックすること、及び
前記入力電圧を第２の利得で増幅又は減衰して前記基準電圧とすること
を特徴とするＶＣＯ利得制御方法。
前記ＶＣＯの出力周波数に応じたモニタ電圧と基準電圧との差分を、可変である第１の利得で増幅して前記ＶＣＯへの入力電圧にフィードバックすること、及び
前記入力電圧を第２の利得で増幅又は減衰して前記基準電圧とすること
を特徴とするＶＣＯ利得制御方法。
【請求項2】
電圧制御発振器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ－ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）の利得を制御するＶＣＯ利得制御回路であって、
前記ＶＣＯの出力周波数に応じたモニタ電圧と基準電圧との差分を、可変である第１の利得で増幅して前記ＶＣＯへの入力電圧にフィードバックするフィードバック回路を備え、 前記基準電圧が前記入力電圧を第２の利得で増幅又は減衰した電圧であることを特徴とするＶＣＯ利得制御回路。
前記ＶＣＯの出力周波数に応じたモニタ電圧と基準電圧との差分を、可変である第１の利得で増幅して前記ＶＣＯへの入力電圧にフィードバックするフィードバック回路を備え、 前記基準電圧が前記入力電圧を第２の利得で増幅又は減衰した電圧であることを特徴とするＶＣＯ利得制御回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本開示は、ＶＣＯ利得を調整可能とするＶＣＯ利得制御方法及びその回路に関する。
【背景技術】
【0002】
入力電圧に対して出力信号の周波数が変化する電圧制御発振器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ－ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：以後ＶＣＯと記す）は、位相同期回路（ＰＬＬ ：ｐｈａｓｅ ｌｏｃｋｅｄ ｌｏｏｐ：以後ＰＬＬと記す）、周波数変復調回路等に用いられており、無線伝送装置やセンサ等に幅広く用いられている。
【0003】
ＶＣＯの性能を表す重要な要素として、入力制御電圧と出力周波数の関係がある。
【0004】
ＶＣＯの入力制御電圧（Ｖｃｏｎｔ）と出力周波数の関係は、ＶＣＯ利得（Ｋｖ）として示さる。Ｋｖは、入力制御電圧の変化量に対し、出力周波数（ｆｏ）の変化量を表した値であり、単位は〔Ｈｚ／Ｖ〕である。ＶＣＯの入力制御電圧と出力周波数との関係を示す基本的な式は、ＶＣＯオフセット周波数をｆｏｆｆｖｃｏとすると、
で表される。
【数0】
【0005】
ＶＣＯ利得の特性は、ＶＣＯの発振周波数帯域においてＶＣＯ利得が一定値であることが理想である。すなわち、上記の式のようにＶＣＯの発振周波数帯域において入力制御電圧と出力周波数とが線形であることが望ましい。
【0006】
（第１の課題）
しかし、一般的にＶＣＯ利得の特性は非線形である。ＶＣＯ利得が非線形であることによる課題は、例えばＰＬＬ回路においては、位相雑音の増加やループ安定性の低下によるループの発振を引き起こすことが特許文献１で示されている。また、レーダーシステムに用いられる周波数連続変調波（ＦＭＣＷ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ）をＶＣＯで発生させる場合、ＶＣＯ利得の非線形性により距離分解能が劣化することが特許文献２に示されている。
しかし、一般的にＶＣＯ利得の特性は非線形である。ＶＣＯ利得が非線形であることによる課題は、例えばＰＬＬ回路においては、位相雑音の増加やループ安定性の低下によるループの発振を引き起こすことが特許文献１で示されている。また、レーダーシステムに用いられる周波数連続変調波（ＦＭＣＷ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ）をＶＣＯで発生させる場合、ＶＣＯ利得の非線形性により距離分解能が劣化することが特許文献２に示されている。
【0007】
（第２の課題）
また、ＶＣＯ利得の線形性の他に、ＶＣＯ利得の値もＶＣＯの性能を表す重要な要素である。ＶＣＯ利得の大小は、特に出力周波数を短時間に変更するＰＬＬにおいて重要な要素である。
また、ＶＣＯ利得の線形性の他に、ＶＣＯ利得の値もＶＣＯの性能を表す重要な要素である。ＶＣＯ利得の大小は、特に出力周波数を短時間に変更するＰＬＬにおいて重要な要素である。
【0008】
出力周波数を短時間で変更するＰＬＬにおいては、ロックアップタイムの低減と位相雑音の低減の相反する要求を解決するため、ＰＬＬの開ループ利得（あるいは閉ループ利得）をロックアップ時には高く（あるいは広く）、ロックアップ後には低く（あるいは狭く）することが行われている。例えば、特許文献３ではバラクタを用いたＶＣＯのＶＣＯ利得を可変とすることでＰＬＬの開ループ利得を可変とし、ロックアップタイムの低減と位相雑音の低減を実現する方法が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0009】
【特許文献1】特開平１０－１５４９３４号公報
【特許文献2】特開２０１１－１２７９２３号公報
【特許文献3】特開２００９－２００８４４号公報
【特許文献4】特開２００８－２２４３５０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0010】
・特許文献１について
ＶＣＯ利得の非線形性を改善する方法として、特許文献１ではＰＬＬの構成要素であるループフィルタからの出力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、デジタル信号処理によりＶＣＯ利得の非直線性を検出し、ＰＬＬの構成要素である位相変換機の利得、ループフィルタの容量や抵抗を調整し、ＶＣＯ利得の非線形性に起因する特性の劣化をループ利得を調整することで解決する方法が記載されている。
ＶＣＯ利得の非線形性を改善する方法として、特許文献１ではＰＬＬの構成要素であるループフィルタからの出力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、デジタル信号処理によりＶＣＯ利得の非直線性を検出し、ＰＬＬの構成要素である位相変換機の利得、ループフィルタの容量や抵抗を調整し、ＶＣＯ利得の非線形性に起因する特性の劣化をループ利得を調整することで解決する方法が記載されている。
【0011】
また、特許文献１には明記されていないが、ループ利得を調整する手法であることから、ロックアップタイムの低減と位相雑音の低減のための手法としても応用可能である。
【0012】
一方、ＶＣＯ利得の非直線性の検出のためアナログ‐デジタル変換器およびデジタル信号処理回路が必要となり、回路規模が増加する課題がある。また、特許文献１で示された方法は、ＰＬＬ回路構成において有効な方法であり他の目的でＶＣＯを使用する場合にはその適用は困難である。
【0013】
つまり、特許文献１の技術は、上述した第１の課題と第２の課題を解決できるが、回路規模及び汎用性についての新たな課題が発生することになる。
【0014】
・特許文献２について
特許文献２では、ＦＭＣＷ信号発生を目的としてＶＣＯ利得の非直線性を補正する手段が記載されているが、特許文献１と同様にＶＣＯ利得の非直線性の検出のためアナログ－デジタル変換器およびデジタル信号処理回路が必要となり、回路規模が増加する課題がある。また、ＶＣＯ利得の非直線性の補正のみであり、ＶＣＯ利得の大小を制御する技術と効果については記載されていない。
特許文献２では、ＦＭＣＷ信号発生を目的としてＶＣＯ利得の非直線性を補正する手段が記載されているが、特許文献１と同様にＶＣＯ利得の非直線性の検出のためアナログ－デジタル変換器およびデジタル信号処理回路が必要となり、回路規模が増加する課題がある。また、ＶＣＯ利得の非直線性の補正のみであり、ＶＣＯ利得の大小を制御する技術と効果については記載されていない。
【0015】
つまり、特許文献２の技術は、上述した第１の課題を解決することができるが、第２の課題を解決できず、且つ回路規模についての新たな課題が発生することになる。
【0016】
・特許文献３について
特許文献３では、ＶＣＯ利得を可変とすることでロックアップタイムの低減と位相雑音の低減を実現する技術である。特許文献３の技術は、ＶＣＯの回路構成がバラクタを用いたＶＣＯに限定されており、またＶＣＯ利得の非直線性を改善する技術と効果については記載されていない。
特許文献３では、ＶＣＯ利得を可変とすることでロックアップタイムの低減と位相雑音の低減を実現する技術である。特許文献３の技術は、ＶＣＯの回路構成がバラクタを用いたＶＣＯに限定されており、またＶＣＯ利得の非直線性を改善する技術と効果については記載されていない。
【0017】
つまり、特許文献３の技術は、上述した第２の課題を解決することができるが、第１の課題を解決できず、且つ汎用性についての新たな課題が発生することになる。
【0018】
・特許文献４について
特許文献４は、ＶＣＯ利得の非直線性を補正する手段として、ＶＣＯの出力周波数信号を周波数－電圧変換器（Ｆ／Ｖ変換器：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ／Ｖｏｌｔａｇｅ変換器）を介して入力周波数に対応した電圧信号に変換し、ＶＣＯの制御電圧と比較し誤差を求め、この誤差信号がなくなるようＶＣＯの制御電圧を制御する方法を開示している。しかし、特許文献４の技術は、ＶＣＯ利得の非直線性の補正方法しか実現できていない。
特許文献４は、ＶＣＯ利得の非直線性を補正する手段として、ＶＣＯの出力周波数信号を周波数－電圧変換器（Ｆ／Ｖ変換器：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ／Ｖｏｌｔａｇｅ変換器）を介して入力周波数に対応した電圧信号に変換し、ＶＣＯの制御電圧と比較し誤差を求め、この誤差信号がなくなるようＶＣＯの制御電圧を制御する方法を開示している。しかし、特許文献４の技術は、ＶＣＯ利得の非直線性の補正方法しか実現できていない。
【0019】
つまり、特許文献４の技術は、上述した第１の課題を解決することができるが、第２の課題を解決できないことになる。
【0020】
そこで、本発明は、上記の課題を全て解決するために、ＶＣＯ利得の非線形性とＶＣＯ利得の可変性とを切り分けて制御でき、回路規模が大きくならず、且つ汎用性の高いＶＣＯ利得制御方法及び回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0021】
上記目的を達成するために、本発明に係るＶＣＯ利得制御方法及び回路は、ＶＣＯの出力周波数に応じたモニタ電圧と基準電圧との差分を増幅して前記ＶＣＯへの入力電圧にフィードバックするときに、その増幅量でＶＣＯ利得の可変と線形性の改善をすることとした。
【0022】
具体的には、本発明に係るＶＣＯ利得制御方法は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）の利得を制御するＶＣＯ利得制御方法であって、前記ＶＣＯの出力周波数に応じたモニタ電圧と基準電圧との差分を、可変である第１の利得で増幅して前記ＶＣＯへの入力電圧にフィードバックすること、及び前記入力電圧を第２の利得で増幅又は減衰して前記基準電圧とすることを特徴とする。
【0023】
また、本発明に係るＶＣＯ利得制御回路は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）の利得を制御するＶＣＯ利得制御回路であって、前記ＶＣＯの出力周波数に応じたモニタ電圧と基準電圧との差分を、可変である第１の利得で増幅して前記ＶＣＯへの入力電圧にフィードバックするフィードバック回路を備え、 前記基準電圧が前記入力電圧を第２の利得で増幅又は減衰した電圧であることを特徴とする。
【0024】
具体的な説明は後述するが、フィードバック回路の第１利得αを調整することでＶＣＯ利得の可変と線形性の改善をすることができる。また、第２利得βを設定することで、ＶＣＯ利得の線形性と可変性とを切り分けて制御することができる。本回路には、アナログ－デジタル変換器およびデジタル信号処理回路が不要であるため、回路規模が大きくならない。また、本回路は、どのようなタイプのＶＣＯであっても適用可能であるため汎用性が高い。
【0025】
従って、本発明は、ＶＣＯ利得の非線形性とＶＣＯ利得の可変性とを切り分けて制御でき、回路規模が大きくならず、且つ汎用性の高いＶＣＯ利得制御方法及び回路を提供することができる。
【発明の効果】
【0026】
本発明は、ＶＣＯ利得の非線形性とＶＣＯ利得の可変性とを切り分けて制御でき、回路規模が大きくならず、且つ汎用性の高いＶＣＯ利得制御方法及び回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【0027】
【図1】本発明に係るＶＣＯ利得制御回路を説明する図である。
【図2】本発明に係るＶＣＯ利得制御回路を説明する図である。
【図3】本発明に係るＶＣＯ利得制御回路の効果を説明する図である。
【図4】本発明に係るＶＣＯ利得制御回路の効果を説明する図である。
【図5】本発明に係るＶＣＯ利得制御回路を説明する図である。
【図6】本発明に係るＶＣＯ利得制御回路を説明する図である。
【図7】本発明に係るＶＣＯ利得制御回路の効果を説明する図である。
【図8】本発明に係るＶＣＯ利得制御回路の効果を説明する図である。
【図9】本発明に係るＶＣＯ利得制御回路の効果を説明する図である。
【図10】本発明に係るＶＣＯ利得制御回路の効果を説明する図である。
【図11】本発明に係るＶＣＯ利得制御回路を説明する図である。
【図12】本発明に係るＶＣＯ利得制御回路を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【0028】
添付の図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下に説明する実施形態は本発明の実施例であり、本発明は、以下の実施形態に制限されるものではない。なお、本明細書及び図面において符号が同じ構成要素は、相互に同一のものを示すものとする。
【0029】
（実施形態１）
図１は、本実施形態のＶＣＯ利得制御回路１００を説明するブロック図である。ＶＣＯ利得制御回路１００は、ＶＣＯ１０３のＶＣＯ利得を制御するＶＣＯ利得制御回路であって、
ＶＣＯ１０３の出力周波数に応じたモニタ電圧Ｖｆｍｏと基準電圧Ｖｓｅｔとの差分を、可変である第１の利得αで増幅してＶＣＯ１０３への入力電圧Ｖｃｏｎｔにフィードバックするフィードバック回路を備えることを特徴とする。
図１においてフィードバック回路とは、周波数に応じた電圧を出力するＦ／Ｖ変換器１０８、加算器１０７、増幅器１０６、及び加算器１０２で構成される閉ループ回路である。
図１は、本実施形態のＶＣＯ利得制御回路１００を説明するブロック図である。ＶＣＯ利得制御回路１００は、ＶＣＯ１０３のＶＣＯ利得を制御するＶＣＯ利得制御回路であって、
ＶＣＯ１０３の出力周波数に応じたモニタ電圧Ｖｆｍｏと基準電圧Ｖｓｅｔとの差分を、可変である第１の利得αで増幅してＶＣＯ１０３への入力電圧Ｖｃｏｎｔにフィードバックするフィードバック回路を備えることを特徴とする。
図１においてフィードバック回路とは、周波数に応じた電圧を出力するＦ／Ｖ変換器１０８、加算器１０７、増幅器１０６、及び加算器１０２で構成される閉ループ回路である。
【0030】
ＶＣＯ１０３は、入力信号であるＶｏ（１０９）を入力としＶｏに対応した周波数ｆｏ（１０４）を有する信号を出力する。周波数ｆｏはＦ／Ｖ変換器１０８の入力となり、ｆｏの周波数に対応した電圧Ｖｆｍｏ（１１１）を出力する。
【0031】
加算器１０７は、基準電圧のＶｓｅｔ（１０５）からＶｆｍｏを減じた信号を生成する。増幅器１０６は当該信号をα倍に増幅して電圧Ｖｒｅ（１１０）を生成する。加算器１０２は、ＶＣＯ１０３が出力する周波数を指示する入力制御電圧Ｖｃｏｎｔ（１０１）と電圧Ｖｒｅを加算して電圧Ｖｏを生成しＶＣＯ１０３へ入力する。なお、本実施形態では、基準電圧Ｖｓｅｔ（１０５）は一定値である。
【0032】
電圧Ｖｒｅは（１）式で表される。
電圧Ｖｏは（２）式で表される。
（２）式に（１）式を代入することで電圧Ｖｏは（３）で表される。
Ｆ／Ｖ変換器１０８の入力信号周波数と出力信号が線形であるとすると、モニタ電圧Ｖｆｍｏは（４）式で表される。
ここで、ＬｖはＦ／Ｖ変換器１０８の利得、すなわち入力信号の周波数の変化量に対する出力信号の変化量の割合であり、その単位は〔Ｖ／Ｈｚ〕である。また、Ｌｖは定数である。
【数1】
【数2】
【数3】
【数4】
【0033】
（３）式に（４）式を代入すると（５）式を得る。
（５）式を変更すると（６）式で表される。
故に
【数5】
【数5a】
【数6】
【0034】
Ｆ／Ｖ変換器１０８の入力信号周波数と出力信号が線形であると仮定したことから、Ｌｖは定数となり１／Ｌｖも定数となる。また、Ｌｖは〔Ｖ／Ｈｚ〕の単位をもつ量であることから、１／Ｌｖの単位は〔Ｈｚ／Ｖ〕となる。
【0035】
（６）式において、Ｖｃｏｎｔ、Ｖｓｅｔ、及びＶｏは、電圧の単位をもつ量であることから、３つの項はそれぞれ［Ｈｚ］の単位となり、ｆｏの周波数と一致する。ただし、Ｖｏは、（５）式からＶｃｏｎｔの関数であることから（６）式は、（７）式で表せる。
【数7】
【0036】
ここで、利得制御回路１００の全体の利得Ｋｖｔｏｔａｌ（単位電圧当たりの周波数変化量；感度特性）は入力制御信号Ｖｃｏｎｔに対するＶＣＯ１０３の出力信号周波数ｆｏの変化の割合であるから、（７）式をＶｃｏｎｔで微分することにより求められ（８）式となる。
故に
【数7a】
【数8】
【0037】
（８）式の
は利得制御回路１００全体の利得Ｋｖｔｏｔａｌを示している。つまり、［Ｈｚ／Ｖ］の単位をもつ１／Ｌｖをαで割っていることから、αを調整することで利得制御回路１００全体の利得Ｋｖｔｏｔａｌを調整することが可能といえる。
【数8a】
【0038】
また、（８）式の
は、ＶＣＯ１０３の非線形性による影響をうけ非線形性を有する。このため、（８）式のαを大きくすれば、利得制御回路１００全体としてＶＣＯ１０３の非線形性による影響を小さくすることができる。つまり、利得αは、フィードバック回路内の誤差を調整することが可能であり、その値を大きくするとＶＣＯ１０３のＶＦ特性の線形性を改善するように誤差を抑圧する。
【数8b】
【0039】
従って、利得制御回路１００は、増幅器１０６の利得αで利得制御回路１００の利得Ｋｖｔｏｔａｌを調整できるとともに、利得αを大きくすることでＶＣＯ１０３の非線形の影響も小さくできる。
【0040】
（実施例１）
図２は、利得制御回路１００の具体的な回路例である。図３は、図２の利得制御回路１００におけるＶＦ特性（制御電圧Ｖｃｏｎｔに対する出力周波数ｆｏの特性）の利得α依存性を説明する図である。図４は、図２の利得制御回路１００におけるゲイン特性（制御電圧Ｖｃｏｎｔに対するＶＣＯ利得（Ｋｖ）の特性）の利得α依存性を説明する図である。
図２は、利得制御回路１００の具体的な回路例である。図３は、図２の利得制御回路１００におけるＶＦ特性（制御電圧Ｖｃｏｎｔに対する出力周波数ｆｏの特性）の利得α依存性を説明する図である。図４は、図２の利得制御回路１００におけるゲイン特性（制御電圧Ｖｃｏｎｔに対するＶＣＯ利得（Ｋｖ）の特性）の利得α依存性を説明する図である。
【0041】
図３に示されるように、利得αで入力制御電圧と出力周波数との傾き（利得）を調整できる。また、図４に示されるように、利得αを大きくすることでＶＣＯ利得（Ｋｖ）が小さくなり、入力制御電圧とＶＣＯ利得との非線形性も改善される。このため、図３に示されるαをさらに大きくし、無限大に近づけると一定の周波数（図３のＶＦ特性では、Ｖｃｏｎｔ＝－１～＋１Ｖの全範囲でｆｏ≒２．５ＧＨｚ）に収束する。その結果、図４では、Ｖｃｏｎｔ＝－１～＋１Ｖの全範囲で利得＝０．０［ＧＨｚ／Ｖ］に近づく。
つまり、本発明に係るＶＣＯ利得制御回路は、利得αを調整することでＶＣＯのＶＦ特性の傾き（利得）を調整し、その利得の非線形性も改善することができる。
つまり、本発明に係るＶＣＯ利得制御回路は、利得αを調整することでＶＣＯのＶＦ特性の傾き（利得）を調整し、その利得の非線形性も改善することができる。
【0042】
（実施形態２）
実施形態１のＶＣＯ利得制御回路１００は、利得αを大きくすればするほど、図３のようにＶＦ特性の傾きが緩やかになり、図４のようにＶＣＯ利得の非線形性も改善する。ただし、図４に示されるように、利得αによりＶＣＯ利得（Ｋｖ）の値が変動する。つまり、ＶＣＯ利得の非線形性を改善しようと利得αを大きくすると、利得αの値でＶＣＯ利得（Ｋｖ）の値が決定することになる。
実施形態１のＶＣＯ利得制御回路１００は、利得αを大きくすればするほど、図３のようにＶＦ特性の傾きが緩やかになり、図４のようにＶＣＯ利得の非線形性も改善する。ただし、図４に示されるように、利得αによりＶＣＯ利得（Ｋｖ）の値が変動する。つまり、ＶＣＯ利得の非線形性を改善しようと利得αを大きくすると、利得αの値でＶＣＯ利得（Ｋｖ）の値が決定することになる。
【0043】
そこで、本実施形態では、利得αによりＶＣＯ利得が変動することを改善する回路を説明する。図５は、本実施形態のＶＣＯ利得制御回路１５０を説明する図である。ＶＣＯ利得制御回路１５０は、図１のＶＣＯ利得制御回路１００に対し、基準電圧Ｖｓｅｔが入力電圧Ｖｃｏｎｔを第２の利得β（１１２）で増幅又は減衰した電圧であることが相違する。
【0044】
ＶＣＯ利得制御回路１５０の動作原理を説明する。
図５のＶｏは、ＶＣＯ利得制御回路１００で示した（５）式で表される。ＶＣＯ利得制御回路１００では外部から基準電圧のＶｓｅｔ（一定値）を印加した。ＶＣＯ利得制御回路１５０では、基準電圧のＶｓｅｔは入力制御電圧のＶｃｏｎｔに比例する。つまり、本実施形態の基準電圧Ｖｓｅｔは入力制御電圧のＶｃｏｎｔをβ倍した（９）式で表される。
図５のＶｏは、ＶＣＯ利得制御回路１００で示した（５）式で表される。ＶＣＯ利得制御回路１００では外部から基準電圧のＶｓｅｔ（一定値）を印加した。ＶＣＯ利得制御回路１５０では、基準電圧のＶｓｅｔは入力制御電圧のＶｃｏｎｔに比例する。つまり、本実施形態の基準電圧Ｖｓｅｔは入力制御電圧のＶｃｏｎｔをβ倍した（９）式で表される。
【数9】
【0045】
（９）式を（５）式に代入すると（１０）式を得る。
【数10】
【0046】
実施形態１で説明した通り、ＶｏはＶｃｏｎｔの関数であることから（１０）式は（１１）式で表せる。
【数11】
【0047】
ＶＣＯ利得制御回路１５０全体の利得は入力制御信号（Ｖｃｏｎｔ）に対するＶＣＯ出力信号周波数(ｆｏ)の変化の割合であるから、（１１）式をＶｃｏｎｔで微分することにより求められ（１２）式となる。
【数12】
【0048】
（１２）式の第１項の
は、実施形態１のＶＣＯ利得制御回路１００の（８）式と同じであり、αで利得調整と非線形性を同時に調整できる。さらに、利得制御回路１５０は、第２項のβ／Ｌｖのβを変えることでも利得の調整が可能となる。
【数12a】
【0049】
従って、第１項のαを非線形性の抑圧に使えることになり、αを大きくする事でΔｆｏに寄与する第１項の非線形性は小さくなり、Δｆｏは第２項であるβ／Ｌｖの値に接近する。その結果、ΔｆｏはＶｃｏｎｔの変化に対して一定となり、本構成要素であるＶＣＯに非線形性が存在したとしても、系全体として線形な利得を有する回路として動作する。
【0050】
以上の説明から明らかなように、ＶＣＯ利得制御回路１５０の回路構成を用いることで、ＶＣＯ利得の値を利得βで調整し、利得調整とは別にＶＣＯ利得の非線形性の補正が利得αで可能となる。
【0051】
（実施例２）
図６は、ＶＣＯ利得制御回路１５０の具体的な回路例である。
図７は、図６のＶＣＯ利得制御回路１５０におけるＶＦ特性（制御電圧Ｖｃｏｎｔに対する出力周波数ｆｏの特性）の利得α依存性を説明する図である（利得β＝０．０９５固定）。
図８は、図６のＶＣＯ利得制御回路１５０におけるゲイン特性（制御電圧Ｖｃｏｎｔに対するＶＣＯ利得（Ｋｖ）の特性）の利得α依存性を説明する図である（利得β＝０．０９５固定）。
図９は、図６のＶＣＯ利得制御回路１５０におけるＶＦ特性（制御電圧Ｖｃｏｎｔに対する出力周波数ｆｏの特性）の利得β依存性を説明する図である（利得α＝１０固定）。
図１０は、図６のＶＣＯ利得制御回路１５０におけるゲイン特性（制御電圧Ｖｃｏｎｔに対するＶＣＯ利得（Ｋｖ）の特性）の利得β依存性を説明する図である（利得α＝１０固定）。
図６は、ＶＣＯ利得制御回路１５０の具体的な回路例である。
図７は、図６のＶＣＯ利得制御回路１５０におけるＶＦ特性（制御電圧Ｖｃｏｎｔに対する出力周波数ｆｏの特性）の利得α依存性を説明する図である（利得β＝０．０９５固定）。
図８は、図６のＶＣＯ利得制御回路１５０におけるゲイン特性（制御電圧Ｖｃｏｎｔに対するＶＣＯ利得（Ｋｖ）の特性）の利得α依存性を説明する図である（利得β＝０．０９５固定）。
図９は、図６のＶＣＯ利得制御回路１５０におけるＶＦ特性（制御電圧Ｖｃｏｎｔに対する出力周波数ｆｏの特性）の利得β依存性を説明する図である（利得α＝１０固定）。
図１０は、図６のＶＣＯ利得制御回路１５０におけるゲイン特性（制御電圧Ｖｃｏｎｔに対するＶＣＯ利得（Ｋｖ）の特性）の利得β依存性を説明する図である（利得α＝１０固定）。
【0052】
前述のように、利得αは、フィードバック回路内の誤差を調整でき、その値を大きくすることでＶＣＯ１０３のＶＦ特性の線形性を改善する。一方、利得βは、ＶＦ特性が収束する利得（傾斜）を決定しており、その値を小さくすると利得が小さくなる。つまり、利得αと利得βでＶＣＯ利得の非線形性とその値を調整可能となる。
【0053】
図７と図８において実施形態１の説明と同様に利得αをさらに大きくし、無限大に近づけると、ＶＣＯ利得制御回路１００と異なりβ＝０．０９５できまる、ある傾きのＶＦ特性に収束する。例えば、図７のＶＦ特性であれば、利得αを無限大に近づけても図７のα＝２０と同程度の傾斜のＶＦ特性となる。その結果、図８では、Ｖｃｏｎｔ≒－０．７～＋０．７Ｖの範囲でＶＣＯ利得≒２．５［Ｈｚ／Ｖ］で一定となる。
【0054】
図９と図１０においてβをさらに小さくし、０にすると、ＶＣＯ利得制御回路１５０の特性は、実施形態１で説明したＶＣＯ利得制御回路１００の特性（図３と図４のα＝１０）と同じになる。
ここで、図９の各βに対してαをさらに大きくし、無限大に近づけると、ＶＦ特性は、図９のそれぞれの傾きに近いところで誤差が改善されて収束する。例えば、図１０であれば、下記の利得で一定の値になる。
β＝０．０９５（点線） 利得≒２．５［Ｈｚ／Ｖ］
β＝０．０５５（破線） 利得≒２．０［Ｈｚ／Ｖ］
β＝０．０２５（一点鎖線） 利得≒１．５［Ｈｚ／Ｖ］
ここで、図９の各βに対してαをさらに大きくし、無限大に近づけると、ＶＦ特性は、図９のそれぞれの傾きに近いところで誤差が改善されて収束する。例えば、図１０であれば、下記の利得で一定の値になる。
β＝０．０９５（点線） 利得≒２．５［Ｈｚ／Ｖ］
β＝０．０５５（破線） 利得≒２．０［Ｈｚ／Ｖ］
β＝０．０２５（一点鎖線） 利得≒１．５［Ｈｚ／Ｖ］
【0055】
実施形態１と２を通したＶＣＯ利得制御回路の利得α及びβに対する特性をまとめると次の通りである。
ＶＣＯ利得制御回路１００はＶＣＯ利得制御回路１５０においてβ＝０に対応する。このため、図３は、利得αでＶＦ特性の傾斜を調整できることを説明しており、図４は、利得αでＶＣＯ利得が変動すると共にＶＣＯ利得の非線形性を抑圧することを説明する。そして、利得αが無限大であればβ＝０．０００で決まるＶＣＯ利得＝０．０［ＧＨｚ／Ｖ］に収束することを説明している。
ＶＣＯ利得制御回路１００はＶＣＯ利得制御回路１５０においてβ＝０に対応する。このため、図３は、利得αでＶＦ特性の傾斜を調整できることを説明しており、図４は、利得αでＶＣＯ利得が変動すると共にＶＣＯ利得の非線形性を抑圧することを説明する。そして、利得αが無限大であればβ＝０．０００で決まるＶＣＯ利得＝０．０［ＧＨｚ／Ｖ］に収束することを説明している。
【0056】
図７も利得αでＶＦ特性の傾斜を調整できることを説明しており、図８は、利得αでＶＣＯ利得の非線形性を抑圧できることを説明する。そして、利得αが無限大であればβ＝０．０９５で決まるＶＣＯ利得≒２．５［ＧＨｚ／Ｖ］に収束することを説明している。
【0057】
【0058】
（実施形態３）
図１１は、本実施形態のＶＣＯ利得制御回路１６０を説明するブロック図である。ＶＣＯ利得制御回路１６０は、図５のＶＣＯ利得制御回路１５０に対し、基準電圧Ｖｓｅｔにオフセット電圧Ｖｏｆｔを加算する加算回路１１４をさらに備えることが相違する。
図１１は、本実施形態のＶＣＯ利得制御回路１６０を説明するブロック図である。ＶＣＯ利得制御回路１６０は、図５のＶＣＯ利得制御回路１５０に対し、基準電圧Ｖｓｅｔにオフセット電圧Ｖｏｆｔを加算する加算回路１１４をさらに備えることが相違する。
【0059】
例えば、Ｆ／Ｖ変換器１０８の入力信号周波数と出力信号が線形であっても、オフセットが存在する場合もある。Ｆ／Ｖ変換器１０８以外にもフィードバック回路を構成する機能部にオフセットが存在することもある。このような場合、ＶＣＯ１０３を正しく制御することができない。そこで、ＶＣＯ利得制御回路１６０は、当該オフセットを補正するために基準電圧Ｖｓｅｔにオフセット電圧Ｖｏｆｔを加算する。
【0060】
つまり、ＶＣＯ利得制御回路１６０はフィードバック回路に存在するオフセットをオフセット電圧Ｖｏｆｔで補正することができる。なお、図１１では、図５のＶＣＯ利得制御回路１５０の利得器１１２の出力にオフセット電圧Ｖｏｆｔを加算する構成であるが、図１のＶＣＯ利得制御回路１００の基準電圧Ｖｓｅｔにオフセット電圧Ｖｏｆｔを加算する構成であってもよい。
【0061】
（実施形態４）
図１２は、本実施形態のＶＣＯ利得制御回路１７０を説明するブロック図である。利得制御回路１７０は、図５の利得制御回路１５０に対し、フィードバック回路は、ＶＣＯ１０３の出力周波数を分周した周波数に基づいてモニタ電圧Ｖｆｍｏを生成することが相違する。具体的には、ＶＣＯ利得制御回路１７０は、図５のＶＣＯ利得制御回路１５０に対し、分周器１１５をさらに備える。
図１２は、本実施形態のＶＣＯ利得制御回路１７０を説明するブロック図である。利得制御回路１７０は、図５の利得制御回路１５０に対し、フィードバック回路は、ＶＣＯ１０３の出力周波数を分周した周波数に基づいてモニタ電圧Ｖｆｍｏを生成することが相違する。具体的には、ＶＣＯ利得制御回路１７０は、図５のＶＣＯ利得制御回路１５０に対し、分周器１１５をさらに備える。
【0062】
分周器１１５でＶＣＯ１０３の出力周波数ｆｏを分周することで、低周波用のＦ／Ｖ変換器１０８を使用することができ、ＶＣＯ利得制御回路のコストを低減することができる。なお、図１２では、図５のＶＣＯ利得制御回路１５０のフィードバック回路に分周器１１５を配置する構成であるが、図１のＶＣＯ利得制御回路１００のフィードバック回路に分周器１１５を配置する構成であってもよい。
【0063】
（発明の効果）
以上の説明から明らかなように、本発明により、ＶＣＯ利得の非直線性の検出手段としてアナログ‐デジタル変換器を必要とするデジタル信号処理によらず、ＶＣＯの出力周波数信号をＦ／Ｖ変換器を介して入力周波数に対応した電圧信号に変換し、入力電圧を増減した基準電圧とＦ／Ｖ変換器の出力と比較して誤差を求め、この誤差信号を入力制御電圧に加減算し、ＶＣＯの制御電圧とする方式を基本とし、ＶＣＯの回路形式によらずＶＣＯ利得の値の調整とＶＣＯ利得の非線形性の補正を可能とするＶＣＯ利得調整方法および回路を提供することができる。
以上の説明から明らかなように、本発明により、ＶＣＯ利得の非直線性の検出手段としてアナログ‐デジタル変換器を必要とするデジタル信号処理によらず、ＶＣＯの出力周波数信号をＦ／Ｖ変換器を介して入力周波数に対応した電圧信号に変換し、入力電圧を増減した基準電圧とＦ／Ｖ変換器の出力と比較して誤差を求め、この誤差信号を入力制御電圧に加減算し、ＶＣＯの制御電圧とする方式を基本とし、ＶＣＯの回路形式によらずＶＣＯ利得の値の調整とＶＣＯ利得の非線形性の補正を可能とするＶＣＯ利得調整方法および回路を提供することができる。
【0064】
（付録）
本発明に係るＶＣＯ利得制御方法及びその回路と、特許文献４との相違点を以下にまとめる。
本発明のＶＣＯ利得制御回路と特許文献４に記載される回路とは構造が異なっている。具体的には、特許文献４に記載される回路は、誤差増幅器、第１の傾き・オフセット調整器、及び可変電圧器を含む帰還回路と、入力制御電圧（周波数変調器）を調整する第２の傾き・オフセット調整器で構成される。このため、特許文献４に記載される回路は、周波数－電圧変換器の出力と入力（周波数変調器）との関係、および誤差増幅器の動作特性を考慮し、誤差増幅器の「利得」、第１の傾き・オフセット調整器の「傾き」と「オフセット」、第２の傾き・オフセット調整器の「傾き」と「オフセット」、且つ「可変電圧器」の合計６つのパラメータの調整を行う必要がある。
一方、本発明のＶＣＯ利得制御回路は、図１であれば１つの増幅器１０６を含む帰還回路、図５の回路であればさらに入力制御電圧（Ｖｃｏｎｔ）を調整する利得器１１２を含む回路で構成される。このため、本発明のＶＣＯ利得制御回路は、Ｆ／Ｖ変換器１０８の性能で調整が不要なので、「利得α」、「基準電圧ＶｓｅｔまたはＶｏｆｔ」、「利得β」の最大３つのパラメータの調整ですむ。
以上の説明のように、本発明のＶＣＯ利得制御回路は、特許文献４に記載される回路に対して、少ないパラメータで入力制御電圧ＶｃｏｎｔとＶＣＯ利得との非線形性を改善できる。さらに、本発明のＶＣＯ利得制御回路は、特許文献４に記載される回路では不可能であったＶＣＯ利得値の調整も可能となる（前記第２の課題の解決）。
本発明に係るＶＣＯ利得制御方法及びその回路と、特許文献４との相違点を以下にまとめる。
本発明のＶＣＯ利得制御回路と特許文献４に記載される回路とは構造が異なっている。具体的には、特許文献４に記載される回路は、誤差増幅器、第１の傾き・オフセット調整器、及び可変電圧器を含む帰還回路と、入力制御電圧（周波数変調器）を調整する第２の傾き・オフセット調整器で構成される。このため、特許文献４に記載される回路は、周波数－電圧変換器の出力と入力（周波数変調器）との関係、および誤差増幅器の動作特性を考慮し、誤差増幅器の「利得」、第１の傾き・オフセット調整器の「傾き」と「オフセット」、第２の傾き・オフセット調整器の「傾き」と「オフセット」、且つ「可変電圧器」の合計６つのパラメータの調整を行う必要がある。
一方、本発明のＶＣＯ利得制御回路は、図１であれば１つの増幅器１０６を含む帰還回路、図５の回路であればさらに入力制御電圧（Ｖｃｏｎｔ）を調整する利得器１１２を含む回路で構成される。このため、本発明のＶＣＯ利得制御回路は、Ｆ／Ｖ変換器１０８の性能で調整が不要なので、「利得α」、「基準電圧ＶｓｅｔまたはＶｏｆｔ」、「利得β」の最大３つのパラメータの調整ですむ。
以上の説明のように、本発明のＶＣＯ利得制御回路は、特許文献４に記載される回路に対して、少ないパラメータで入力制御電圧ＶｃｏｎｔとＶＣＯ利得との非線形性を改善できる。さらに、本発明のＶＣＯ利得制御回路は、特許文献４に記載される回路では不可能であったＶＣＯ利得値の調整も可能となる（前記第２の課題の解決）。
【産業上の利用可能性】
【0065】
本発明は、広い線形性を有し、ＶＣＯ利得の値を特定の値もしくは可変とするＶＣＯを必要とする発振器を製造する産業で利用される。
【符号の説明】
【0066】
１００、１５０、１６０、１７０：ＶＣＯ利得調整回路
１０１：入力制御電圧
１０２：２入力加減算器
１０３：ＶＣＯ
１０４：ＶＣＯ出力信号（ｆｏ）
１０５：基準電圧（Ｖｓｅｔ）
１０６：増幅器（利得α）
１０７：２入力加減算器
１０８：Ｆ／Ｖ変換器
１０９：ＶＣＯ入力信号（Ｖｏ）
１１０：電圧（Ｖｒｅ）
１１１：モニタ電圧（Ｖｆｍｏ）
１１２：利得器（利得又は減衰β）
１１３：オフセット電圧（Ｖｏｆｓ）
１１４：２入力加減算器
１１５：分周器
１０１：入力制御電圧
１０２：２入力加減算器
１０３：ＶＣＯ
１０４：ＶＣＯ出力信号（ｆｏ）
１０５：基準電圧（Ｖｓｅｔ）
１０６：増幅器（利得α）
１０７：２入力加減算器
１０８：Ｆ／Ｖ変換器
１０９：ＶＣＯ入力信号（Ｖｏ）
１１０：電圧（Ｖｒｅ）
１１１：モニタ電圧（Ｖｆｍｏ）
１１２：利得器（利得又は減衰β）
１１３：オフセット電圧（Ｖｏｆｓ）
１１４：２入力加減算器
１１５：分周器
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】