特開 2023-3292 ３端子静止形直流変圧器の制御装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2023003292

(43)【公開日】2023-01-11

(54)【発明の名称】３端子静止形直流変圧器の制御装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20221228BHJP

【ＦＩ】

H02M3/28 H

【審査請求】未請求

【請求項の数】3

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2021104379

(22)【出願日】2021-06-23

(71)【出願人】

【識別番号】500091520

【氏名又は名称】株式会社アイケイエス

(74)【代理人】

【識別番号】110002365

【氏名又は名称】特許業務法人サンネクスト国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】門 勇一

(72)【発明者】

【氏名】今井 尊史

(72)【発明者】

【氏名】後藤 隆雄

【テーマコード（参考）】

5H730

【Ｆターム（参考）】

5H730AA14

5H730BB27

5H730BB57

5H730BB81

5H730DD04

5H730DD16

5H730EE04

5H730EE07

5H730EE61

5H730EE73

5H730FD01

5H730FD11

5H730FG10

(57)【要約】

【課題】
直流端子間の電圧差が大きい場合においても、安全性が損なわれ、変換効率が低下するのを有効に防止し得る３端子静止形直流変圧器の制御装置を提案する。
【解決手段】
３端子静止形直流変圧器を駆動制御する３端子静止形直流変圧器の制御装置において、交流側の電圧をそれぞれ正電圧、ゼロ電圧及び負電圧の３レベルの矩形波とし、その矩形波はゼロ電圧で折り返すと、正電圧の矩形波が半周期で繰り返されるように時間変化させ、かつ、各第１、第２及び第３の自励式単相インバータの交流側電圧がゼロでない区間の長さと、第１、第２及び第３の直流端子間電圧との積が等しくなるように第１、第２及び第３の自励式単相インバータをそれぞれ駆動する演算部に設けるようにした。
【選択図】 図７

【特許請求の範囲】

【請求項1】

それぞれ直流側に直流コンデンサが並列接続された第１、第２及び第３の自励式単相インバータが交流側で高周波変圧器を介して接続され、それぞれ対応する前記第１、第２又は第３の自励式単相インバータが接続された第１、第２及び第３の直流端子間で電力を融通するように構成された３端子静止形直流変圧器を駆動制御する３端子静止形直流変圧器の制御装置において、
前記交流側の電圧をそれぞれ正電圧、ゼロ電圧及び負電圧の３レベルの矩形波とし、その矩形波はゼロ電圧で折り返すと、正電圧の矩形波が半周期で繰り返されるように時間変化させ、かつ、各前記第１、第２及び第３の自励式単相インバータの前記交流側電圧がゼロでない区間の長さと、前記第１、第２及び第３の直流端子間電圧との積が等しくなるように前記第１、第２及び第３の自励式単相インバータをそれぞれ駆動する演算部
を備えることを特徴とする３端子静止形直流変圧器の制御装置。

【請求項2】

前記演算部は、
前記第１の自励式単相インバータが接続された前記第１の直流端子の電圧をＶ１、前記第２の自励式単相インバータが接続された前記第２の直流端子の電圧をＶ２、前記第３の自励式単相インバータが接続された前記第３の直流端子の電圧をＶ３、前記第１の自励式単相インバータの前記交流側の電圧の前記ゼロ電圧の時間をδ１、前記第２の自励式単相インバータの前記交流側の電圧の前記ゼロ電圧の時間をδ２、前記第３の自励式単相インバータの前記交流側の電圧の前記ゼロ電圧の時間をδ３として、次式

【数2】

を満たすように、前記第１、第２及び第３の自励式単相インバータをそれぞれ駆動する
ことを特徴とする請求項１に記載の３端子静止形直流変圧器の制御装置。

【請求項3】

前記第１、第２及び第３の自励式単相インバータは、
ブリッジ回路を構成する第１、第２、第３及び第４の自己消弧素子を備え、
前記第１及び第２の自己消弧素子からなる第１の自己消弧素子ペアと、前記第３及び第４の自己消弧素子からなる第２の自己消弧素子ペアとが対応する前記第１、第２又は第３の直流端子間に並列に接続され、
前記演算部は、
前記第１、第２及び第３の自励式単相インバータについて、前記第１の自己消弧素子ペアを構成する前記第１及び第２の自己消弧素子にそれぞれ印加する点弧パルスと、前記第２の自己消弧素子ペアを構成する前記第３及び第４の自己消弧素子にそれぞれ印加する点弧パルスとの位相差を制御することにより、前記第１、第２及び第３の自励式単相インバータの前記交流側の電圧の前記ゼロ電圧の時間を制御する
ことを特徴とする請求項２に記載の３端子静止形直流変圧器の制御装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は３端子静止形直流変圧器の制御装置に関し、特に、各直流端子間の電位差が大きい３端子静止形直流変圧器を駆動制御する制御装置に適用して好適なものである。

【背景技術】

【0002】

近年、地球温暖化対策として太陽光発電エネルギーを代表とする再生可能エネルギーの利用が世界中で増加傾向にある。これに伴い、発電された再生可能エネルギーを蓄電するための蓄電池の需要も増えてきている。また天然ガスから発電する燃料電池の開発及び利用も進められている。

【0003】

加えて、欧州では、地球温暖化防止の観点からガソリン自動車の販売を禁止して、電気自動車の普及を国家レベルで進めようとしており、これに伴って電気自動車に搭載する充放電可能な蓄電池の大量生産による低コスト化と、高性能化とが進められている。

【0004】

太陽光発電装置、蓄電池及び燃料電池などは直流で電力を発電又は蓄積するため、これらから出力される電力はインバータにより交流に変換されて利用されている。

【0005】

しかしながら、近年ではＬＥＤ照明や直流家電の普及も後押しして、交直流変換損失のない直流配電網の普及が期待されている。これは、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）などを代表とする自己消弧半導体素子の発展によりインバータが廉価で信頼性も高くなってきていることに起因するものであり、次世代配電網としての直流配電網の研究開発が進められている。

【0006】

直流配電網では、異電圧を接続する場合、直流を高周波交流に変換し、適当な巻線比の交流変圧器を介して昇圧又は降圧し、再度直流に変換する２端子型の静止形変圧器が用いられる。また様々な形状の直流配電網を構成する場合には、２端子ではなく接続の各調整がある３端子の静止形直流変圧器が必要となる。

【0007】

なお３静止形直流変換器に関する発明として、下記特許文献１には、それぞれ直流コンデンサが並列接続された３つ以上の自励式単相インバータが高周波変圧器を介して接続された静止形直流変圧器を駆動制御する制御装置について、１つの直流端子に直流電圧が印加されて当該直流端子が一定電圧に保たれた状態において、各直流端子の電圧をそれぞれ検出する検出器と、検出器の検出結果に基づいて、直流電圧が印加されていない直流端子のうち、電圧が最も低い直流端子を選択する最小電圧端子選択回路と、直流電圧が印加された直流端子の電圧と、最小電圧端子選択回路により選択された直流端子の電圧との差分に比例した大きさの交流電圧を、直流電圧が印加された自励式単相インバータに発生させる演算回路とを設けることが開示されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0008】

【特許文献1】特開２０１９－４１４３６号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0009】

ところで、直流配電網に接続される、直流家電などの負荷装置や、電気自動車の充放電機器、蓄電池及び太陽電池などの動作電圧や出力電圧は様々である。例えば、直流配電網のバスライン電圧が380～400Vであるとすると、この直流配電網に接続される電気自動車の蓄電池は200～400V、ＬＥＤ照明機器は100V、直流家電は48Vといったように、電圧範囲が広く分散している。

【0010】

このように動作電圧や出力電圧が大きく異なる負荷装置や蓄電池とバスラインとを静止形直流変圧器で接続した場合、静止形直流変圧器の直流端子間に大きな電圧差が生じる。この結果、静止形直流変圧器の交流側の回路素子に流れる電流ピーク値及び実効電流値が大きくなって安全性が損なわれると共に、交流側間を循環して電力伝送に寄与しない循環電流の電流値が大きくなり変換効率が低下するという問題があった。

【0011】

本発明は以上の点を考慮してなされたもので、直流端子間の電圧差が大きい場合においても、安全性が損なわれ、変換効率が低下するのを有効に防止し得る３端子静止形直流変圧器の制御装置を提案しようとするものである。

【課題を解決するための手段】

【0012】

かかる課題を解決するため本発明においては、それぞれ直流側に直流コンデンサが並列接続された第１、第２及び第３の自励式単相インバータが交流側で高周波変圧器を介して接続され、それぞれ対応する前記第１、第２又は第３の自励式単相インバータが接続された第１、第２及び第３の直流端子間で電力を融通するように構成された３端子静止形直流変圧器を駆動制御する３端子静止形直流変圧器の制御装置において、前記交流側の電圧をそれぞれ正電圧、ゼロ電圧及び負電圧の３レベルの矩形波とし、その矩形波はゼロ電圧で折り返すと、正電圧の矩形波が半周期で繰り返されるように時間変化させ、かつ、各前記第１、第２及び第３の自励式単相インバータの前記交流側電圧がゼロでない区間の長さと、前記第１、第２及び第３の直流端子間電圧との積が等しくなるように前記第１、第２及び第３の自励式単相インバータをそれぞれ駆動する演算部を設けるようにした。

【0013】

本発明の３端子静止形直流変圧器の制御装置によれば、第１～第３の自励式単相インバータの交流側の電流のピーク値及び実効値を抑制することができると共に、これら交流側間を循環して電力伝送に寄与しない循環電流を最小化することができる。

【発明の効果】

【0014】

本発明によれば、直流端子間の電圧差が大きい場合においても、安全性が損なわれ、変換効率が低下するのを有効に防止し得る３端子静止形直流変圧器の制御装置を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【0015】

【図1】３端子静止形直流変圧器の構成例を示す回路図である。

【図2】図１の３端子静止形直流変圧器を駆動制御する制御装置の一部構成を示すブロック図である。

【図3】第１～第３の自励式単相インバータ回路の回路構成を示す回路図である。

【図4】（Ａ）は従来の第１及び第３の点弧パルスの波形例を示す波形図、（Ｂ）は従来の第２及び第４の点弧パルスの波形例を示す波形図であり、（Ｃ）は従来の制御方式による第１～第３の自励式単相インバータ回路の交流側電圧の波形例を示す波形図である。

【図5】（Ａ）は本実施の形態の制御方式による第１及び第３の点弧パルスの波形例を示す波形図、（Ｂ）は本実施の形態の制御方式による第２及び第４の点弧パルスの波形例を示す波形図であり、（Ｃ）は本実施の形態の制御方式による第１～第３の自励式単相インバータ回路の交流側電圧の波形例を示す波形図であり、（Ｄ）は本実施の形態の制御方式による第１～第３の自励式単相インバータ回路の交流側電圧の負側をゼロ電圧で正側に折り返した波形を示す波形図である。

【図6】（Ａ）は本実施の形態の制御方式による第１～第３の自励式単相インバータ回路の交流側電圧の１周期分の電圧波形を抜き出した波形図であり、（Ｂ）は（Ａ）の波形の負側をゼロ電圧で正側に折り返した波形図である。

【図7】本実施の形態の制御方式による第１～第３の自励式単相インバータ回路の交流側電圧の時間的変化を示す波形図である。

【図8】（Ａ）は、従来方式による第１～第３の自励式単相インバータ回路の交流側電圧の時間変化を示す波形図であり、（Ｂ）は、そのときの第１～第３の自励式単相インバータ回路の交流側電流の時間変化を示す波形図である。

【図9】（Ａ）は、本実施の形態の制御方式による第１～第３の自励式単相インバータ回路の交流側電圧の時間変化を示す波形図であり、（Ｂ）は、そのときの第１～第３の自励式単相インバータ回路の交流側電流の時間変化を示す波形図である。

【発明を実施するための形態】

【0016】

以下図面について、本発明の一実施の形態を詳述する。

【0017】

（１）本実施の形態による３端子静止形直流変圧器の構成
図１において、１は全体として本実施の形態による３端子静止形直流変圧器を示す。この３端子静止形直流変圧器１は、第１の直流ポート端子２Ａを構成する第１及び第２の端子２ＡＡ，２ＡＢ間に並列に接続された第１の自励式単相インバータ回路３Ａ及び第１の直流コンデンサ４Ａと、第２の直流ポート端子２Ｂを構成する第１及び第２の端子２ＢＡ，２ＢＢ間に並列に接続された第２の自励式単相インバータ回路３Ｂ及び第２の直流コンデンサ４Ｂと、第３の直流ポート端子２Ｃを構成する第１及び第２の端子２ＣＡ，２ＣＢ間に並列に接続された第３の自励式単相インバータ回路３Ｃ及び第３の直流コンデンサ４Ｃと、第１～第３の自励式単相インバータ回路３Ａ～３Ｃ間を接続する３巻線高周波変圧器５とを備えて構成される。

【0018】

第１の自励式単相インバータ回路３Ａは、第１～第４の自己消弧素子１０Ａ，１１Ａ，１２Ａ，１３Ａがブリッジ状に接続され、これら第１～第４の自己消弧素子１０Ａ～１３Ａにそれぞれ第１～第４のダイオード１４Ａ，１５Ａ，１６Ａ，１７Ａが並列に接続されて構成される。

【0019】

そして第１の自励式単相インバータ回路３Ａは、第１及び第４の自己消弧素子１０Ａ，１３Ａの接続中点が第１の直流ポート端子２Ａの第１の端子２ＡＡに接続されると共に、第２及び第３の自己消弧素子１１Ａ，１２Ａの接続中点が第１の直流側ポート端子２Ａの第２の端子２ＡＢに接続されている。

【0020】

同様に、第２の自励式単相インバータ回路３Ｂは、第１～第４の自己消弧素子１０Ｂ，１１Ｂ，１２Ｂ，１３Ｂがブリッジ状に接続され、これら第１～第４の自己消弧素子１０Ｂ～１３Ｂにそれぞれ第１～第４のダイオード１４Ｂ，１５Ｂ，１６Ｂ，１７Ｂが並列に接続されて構成される。

【0021】

そして第２の自励式単相インバータ回路３Ｂは、第１及び第４の自己消弧素子１０Ｂ，１３Ｂの接続中点が第２の直流ポート端子２Ｂの第１の端子２ＢＡに接続されると共に、第２及び第３の自己消弧素子１１Ｂ，１２Ｂの接続中点が第２の直流側ポート端子２Ｂの第２の端子２ＢＢに接続されている。

【0022】

また第３の自励式単相インバータ回路３Ｃは、第１～第４の自己消弧素子１０Ｃ，１１Ｃ，１２Ｃ，１３Ｃがブリッジ状に接続され、これら第１～第４の自己消弧素子１０Ｃ～１３Ｃにそれぞれ第１～第４のダイオード１４Ｃ，１５Ｃ，１６Ｃ，１７Ｃが並列に接続されたブリッジ回路から構成される。

【0023】

そして第３の自励式単相インバータ回路３Ｃは、第１及び第４の自己消弧素子１０Ｃ，１３Ｃの接続中点が第３の直流ポート端子２Ｃの第１の端子２ＣＡに接続されると共に、第２及び第３の自己消弧素子１１Ｃ，１２Ｃの接続中点が第３の直流側ポート端子２Ｃの第２の端子２ＣＢに接続されている。

【0024】

３巻線高周波変圧器５は、鉄心１８に巻回された第１～第３の巻線１９Ａ，１９Ｂ，１９Ｃを備えて構成される。そして第１の巻線１９Ａは、一端側が第１の外付けインダクタ２０Ａを介して第１の自励式単相インバータ回路３Ａの第１及び第２の自己消弧素子１０Ａ，１１Ａの接続中点に接続されると共に、他端側が第３及び第４の自己消弧素子１２Ａ，１３Ａの接続中点に接続されている。

【0025】

また第２の巻線１９Ｂは、一端側が第２の外付けインダクタ２０Ｂを介して第２の自励式単相インバータ回路３Ｂの第１及び第２の自己消弧素子１０Ｂ，１１Ｂの接続中点に接続されると共に、他端側が第３及び第４の自己消弧素子１２Ｂ，１３Ｂの接続中点に接続されている。

【0026】

さらに第３の巻線１９Ｃは、一端側が第３の外付けインダクタ２０Ｃを介して第３の自励式単相インバータ回路３Ｃにおける第１及び第２の自己消弧素子１０Ｃ，１１Ｃの接続中点に接続されると共に、他端側が第３及び第４の自己消弧素子１２Ｃ，１３Ｃの接続中点に接続されている。

【0027】

図２は、かかる３端子静止形直流変圧器１の第１～第３の自励式単相インバータ回路３Ａ～３Ｃの動作を制御する本実施の形態による制御装置３０の構成を示す。この制御装置３０は、第１～第３の検出器３１～３３と、最小電圧端子検出回路３４と、演算回路３５とを備えて構成される。

【0028】

第１の検出器３１は、第１の直流側ポート端子２Ａの第１及び第２の端子２ＡＡ，２ＡＢ間の電位差を第１の直流側ポート電圧Ｖ１（図１）として検出する電圧検出器であり、検出した第１の直流側ポート電圧Ｖ１の値を演算回路３５に出力する。

【0029】

また第２の検出器３２は、第２の直流側ポート端子２Ｂの第１及び第２の端子２ＢＡ，２ＢＢ間の電位差を第２の直流側ポート電圧Ｖ２（図１）として検出する電圧検出器であり、検出した第２の直流側ポート電圧Ｖ２の値を最小電圧端子検出回路３４に出力する。

【0030】

第３の検出器３３は、第３の直流側ポート端子２Ｃの第１及び第２の端子２ＣＡ，２ＣＢ間の電位差を第３の直流側ポート電圧Ｖ３（図１）として検出する電圧検出器であり、検出した第３の直流側ポート電圧Ｖ３の値を最小電圧端子検出回路３４に出力する。

【0031】

最小電圧端子検出回路３４は、第２の検出器３２から与えられた第２の直流側ポート電圧Ｖ２の値と、第３の検出器３３から与えられた第３の直流側ポート電圧Ｖ３の値とのうちのいずれか低い一方の値を選択し、選択した第２又は第３の直流側ポート電圧Ｖ２，Ｖ３の値を演算回路３５に通知する。

【0032】

演算回路３５は、第１の検出器３１から与えられた第１の直流側ポート電圧Ｖ１の値と、最小電圧端子検出回路３４から与えられた第２又は第３の直流側ポート電圧Ｖ２，Ｖ３の値とに基づいて、第１の自励式単相インバータ回路３Ａの第１～第４の自己消弧素子１０Ａ～１３Ａにそれぞれ印加すべき第１～第４の点弧パルスＰＬ１Ａ，ＰＬ２Ａ，ＰＬ３Ａ，ＰＬ４Ａと、第２の自励式単相インバータ回路３Ｂの第１～第４の自己消弧素子１０Ｂ～１３Ｂにそれぞれ印加すべき第１～第４の点弧パルスＰＬ１Ｂ，ＰＬ２Ｂ，ＰＬ３Ｂ，ＰＬ４Ｂと、第３の自励式単相インバータ回路３Ｃの第１～第４の自己消弧素子１０Ｃ～１３Ｃにそれぞれ印加すべき第１～第４の点弧パルスＰＬ１Ｃ，ＰＬ２Ｃ，ＰＬ３Ｃ，ＰＬ４Ｃとをそれぞれ生成する。

【0033】

そして演算回路３５は、生成したこれらの第１～第４の点弧パルスＰＬ１Ａ～ＰＬ４Ａ，ＰＬ１Ｂ～ＰＬ４Ｂ，ＰＬ１Ｃ～ＰＬ４Ｃを、それぞれ対応する第１～第３の自励式単相インバータ回路３Ａ～３Ｃの第１～第４の自己消弧素子１０Ａ～１３Ａ，１０Ｂ～１３Ｂ，１０Ｃ～１３Ｃに印加する。

【0034】

かくして、これら第１～第４の点弧パルスＰＬ１Ａ～ＰＬ４Ａ，ＰＬ１Ｂ～ＰＬ４Ｂ，ＰＬ１Ｃ～ＰＬ４Ｃに基づいて第１～第３の自励式単相インバータ回路３Ａ～３Ｃの第１～第４の自己消弧素子１０Ａ～１３Ａ，１０Ｂ～１３Ｂ，１０Ｃ～１３Ｃがそれぞれスイッチング動作を実行し、この結果として第１～第３の自励式単相インバータ回路３Ａ～３Ｃ間で電力伝送が行われる。

【0035】

なお、以下の説明においては、第１～第３の自励式単相インバータ回路３Ａ～３Ｃを区別する必要がない場合には、図３に示すように、各構成要素の符号を添え字「Ａ」～「Ｃ」をとった数字だけで表記する場合がある。ただし、第１～第３の直流ポート端子２Ａ～２Ｃの第１の端子２ＡＡ～２ＣＡについては第１の端子２Ａ、第２の端子２ＡＢ～２ＣＢについては第２の端子２Ｂと表記する場合がある。

【0036】

また第１～第３の自励式単相インバータ回路３Ａ～３Ｃを区別する必要がない場合、図４（Ａ）及び（Ｂ）に示すように、第１の自己消弧素子１０に印加する第１の点弧パルスＰＬ１Ａ～ＰＬ１ＣをＰＬ１、第２の自己消弧素子１１に印加する第２の点弧パルスＰＬ２Ａ～ＰＬ２ＣをＰＬ２、第３の自己消弧素子１２に印加する第２の点弧パルスＰＬ３Ａ～ＰＬ３ＣをＰＬ３、第４の自己消弧素子１３に印加する第２の点弧パルスＰＬ４Ａ～ＰＬ４ＣをＰＬ４と表記する場合がある。

【0037】

（２）本実施の形態による３端子静止形直流変圧器の制御方式
ここで、図３に示すように、第１～第３の自励式単相インバータ回路３において、第１及び第２の自己消弧素子１０，１１のペアを第１の自己消弧素子ペアＬｅｇ１、第３及び第４の自己消弧素子１２，１３のペアを第２の自己消弧素子ペアＬｅｇ２と呼ぶものとする。

【0038】

通常、第１の自己消弧素子１０に印加する第１の点弧パルスＰＬ１及び第３の自己消弧素子１２に印加する第３の点弧パルスＰＬ３は、図４（Ａ）に示すように、デューティ比が50％の同相の矩形波であり、第２の自己消弧素子１１に印加する第２の点弧パルスＰＬ２及び第４の自己消弧素子１３に印加する第４の点弧パルスＰＬ４は、図４（Ｂ）に示すように、第１及び第３の自己消弧素子１０，１２に印加される点弧パルスＰＬ１，ＰＬ３を反転したデューティ比が50％の同相の矩形波である。

【0039】

このとき第１～第３の自励式単相インバータ回路３の交流側の電圧ｕｉ（ｉ＝１，２，３）（図１参照）の時間変化は、図４（Ｃ）に示すように、正電圧（Ｖｉ（ｉ＝１，２，３））（図１参照）と、負電圧（－Ｖｉ）とを振幅とするデューティ比が50％の矩形波となる。なお、ｕ1，ｕ２，ｕ３は、それぞれ第１、第２、第３の自励式単相インバータ回路３Ａ～３Ｃの交流側の電圧である。

【0040】

これに対して、本実施の形態では、演算回路３５（図２）が第１～第３の自励式単相インバータ回路３に対して、図５（Ａ）及び図５（Ｂ）に示すように、第１及び第２の自己消弧素子ペアＬｅｇ１，Ｌｅｇ２間に位相差Φｉ（ｉ＝１，２，３）をつけた第１～第４の点弧パルスＰＬ１～ＰＬ４を第１～第４の自己消弧素子１０～１３にそれぞれ印加することを特徴とする。なおΦ１，Φ２，Φ３は、それぞれ第１、第２、第３の自励式単相インバータ回路３Ａ～３Ｃにおける第１及び第２の自己消弧素子ペアＬｅｇ１，Ｌｅｇ２間の位相差である。

【0041】

具体的に、演算回路３５は、第１～第３の自励式単相インバータ回路３について、第１の自己消弧素子１０に印加する第１の点弧パルスＰＬ１に対して位相差Φｉの第３の点弧パルスＰＬ３を第３の自己消弧素子１２に印加し、第１の点弧パルスＰＬ１と逆相の第２の自己消弧素子１１に印加する第２の点弧パルスＰＬ２に対して位相差Φｉ（つまり第３の点弧パルスＰＬ３の逆相）の第４の点弧パルスＰＬ４を第４の自己消弧素子１３に印加する。

【0042】

この結果、第１～第３の自励式単相インバータ回路３の交流側の電圧ｕｉの時間変化は、図５（Ｃ）に示すように、正電圧（Ｖｉ）、ゼロ電圧及び負電圧（－Ｖｉ）の３レベル電圧の動作となる。第１～第４の点弧パルスＰＬ１～ＰＬ４のデューティ比を50％とすると、交流側の電圧ｕｉが正電圧（Ｖ）である時間と、負電圧（－Ｖｉ）である時間とが等しく、ゼロ電圧となる区間（以下、これをゼロ電圧区間と呼ぶ）δｉ（ｉ＝１，２，３）は、その第１～第３の自励式単相インバータ回路３における第１及び第２の自己消弧素子ペアＬｅｇ１，Ｌｅｇ２間の位相差Φｉ（ｉ＝１，２，３）により制御可能な可変区間である。なおδ１，δ２，δ３は、それぞれ第１、第２、第３の自励式単相インバータ回路３Ａ～３Ｃにおける上述のゼロ電圧区間である。

【0043】

図６（Ａ）は、かかる第１～第３の自励式単相インバータ回路３の交流側の電圧ｕｉの１周期分の電圧波形を抜き出したものであり、図６（Ｂ）は、この電圧波形の負側をゼロ電圧で正側に折り返したものである（図５（Ｄ）も同様）。この図６（Ａ）に示す周期電圧波形のゼロ電圧区間δｉは、図５（Ａ）～（Ｃ）からも明らかなように、第１及び第２の自己消弧素子ペアＬｅｇ１，Ｌｅｇ２間の位相差Φｉに等しい。従って、ゼロ電圧区間δｉの区間幅を、第１及び第２の自己消弧素子ペアＬｅｇ１，Ｌｅｇ２間の位相差Φｉとして制御することができる。

【0044】

また図１に示す本実施の形態の３端子静止形直流変圧器１において、第１～第３の直流側ポート電圧Ｖ１～Ｖ３の値が決まっている場合、各第１～第３の直流側ポート端子２Ａ～２Ｃ間での電力伝送の向きと大きさは、第１の自励式単相インバータ回路３Ａの第１～第４の自己消弧素子１０Ａ～１３Ａにそれぞれ印加する第１～第４の点弧パルスＰＬ１Ａ～ＰＬ４Ａに対する第２及び第３の自励式単相インバータ回路３Ｂ，３Ｃの第１～第４の自己消弧素子１０Ｂ～１３Ｂ，１０Ｃ～１３Ｃに印加する第１～第４の点弧パルスＰＬ１Ｂ～ＰＬ４Ｂ，ＰＬ１Ｃ～ＰＬ４Ｃの位相差φｉ（ｉ＝２，３）（図７参照）で制御することができる。

【0045】

そこで本実施の形態の場合、制御装置３０（図２）の演算回路３５（図２）は、第１～第３の自励式単相インバータ回路３Ａ～３Ｃの交流側の電圧ｕｉにおけるゼロ電圧区間δｉを次の条件式を満たす様に決める。ここで、Ｖ１～Ｖ３は直流側ポート電圧である。

【数1】

を満たすように、第１～第３の自励式単相インバータ回路３Ａ～３Ｃにおける第１及び第２の自己消弧素子ペアＬｅｇ１，Ｌｅｇ２間の点弧パルス（第１及び第３の点弧パルスＰＬ１，ＰＬ３と、第２及び第４の点弧パルスＰＬ２，ＰＬ４）の位相を制御する。このようにすることによって、交流電流のピーク値と実効値とを低減でき、電力伝送に寄与しない循環電力を最小化することができる。以下、その理由について説明する。

【0046】

図７は、本実施の形態の３端子静止形直流変圧器１において、第１～第３の自励式単相インバータ回路３Ａ～３Ｃの第１及び第２の自己消弧素子ペアＬｅｇ１，Ｌｅｇ２間の位相差Φ１～Φ３によってセロ電圧区間δ１～δ３をそれぞれ設定した場合における第１～第３の自励式単相インバータ回路３Ａ～３Ｃの交流側の電圧ｕ１～ｕ３の時間的変化を示している。

【0047】

ここでは、第１～第３のポート電圧Ｖｉ（ｉ＝１，２，３）の値がそれぞれ異なり、第１の自励式単相インバータ回路３Ａの第１～第４の自己消弧素子１０Ａ～１３Ａにそれぞれ印加する第１～第４の点弧パルスＰＬ１Ａ～ＰＬ４Ａに対して、第２の自励式単相インバータ回路３Ｂの第１～第４の自己消弧素子１０Ｂ～１３Ｂにそれぞれ印加する第１～第４の点弧パルスＰＬ１Ｂ～ＰＬ４Ｂにφ２の位相差、第３の自励式単相インバータ回路３Ｃの第１～第４の自己消弧素子１０Ｃ～１３Ｃにそれぞれ印加する第１～第４の点弧パルスＰＬ１Ｃ～ＰＬ４Ｃにφ３の位相差をそれぞれつけて電力伝送を行うことを想定している。

【0048】

なお図７において、直線の波形は第１の自励式単相インバータ回路３Ａの交流側の電圧ｕ１に対応し、破線の波形は第２の自励式単相インバータ回路３Ｂの交流側の電圧ｕ２に対応し、一点鎖線の波形は第３の自励式単相インバータ回路３Ｃの交流側の電圧ｕ３に対応する。以下の図８（Ａ）及び（Ｂ）並びに図９（Ａ）及び（Ｂ）においても同様である。

【0049】

直流側ポート電圧に電圧差がある場合に、従来のように第１及び第２の自己消弧素子ペアＬｅｇ１，Ｌｅｇ２間の位相差がない点弧パルス方式で３端子静止形直流変圧器１を駆動した場合の、第１～第３の自励式単相インバータ回路３Ａ～３Ｃの交流側の電圧ｕ１～ｕ３の時間的変化を図８（Ａ）、３Ａ～３Ｃの交流側の電流ｉＬ１～ｉＬ３の時間変化を図８（Ｂ）にそれぞれ示す。

【0050】

図８（Ｂ）では、第１の自励式単相インバータ回路３Ａの交流側の電圧ｕ１を400V、第２の自励式単相インバータ回路３Ｂの交流側の電圧ｕ２を300V、第３の自励式単相インバータ回路３Ｃの交流側の電圧ｕ３を200Vとしている。このとき第１の自励式単相インバータ回路３Ａの交流側の電流ｉＬ１に注目すると、そのピーク値は39.8Ａ、実効値は20.9Ａとなっている。第１の自励式単相インバータ回路の電圧（ｕ１）と交流側のインダクタ電流ｉＬ１に注目すると、スイッチング時（-400V ⇒ 400V）時、インダクタ電流ｉＬ１は負側に大きく流れており、その後、正側に流れ始める。その結果、電流の正負の相殺が生じて、周期内における伝送電力量が減少している。更に、スイッチング時点から半周期間はインダクタ電流ｉＬ１が増え続けるので、ピーク値は39.8Ａに達している。

【0051】

この図８（Ａ）及び（Ｂ）からも明らかなように、第１～第３の自励式単相インバータ回路３Ａ～３Ｃの交流側の電流ｉＬ１～ｉＬ３は、それぞれ対応する電圧ｕ１～ｕ３が正電圧から負電圧へ、また負電圧から正電圧へと切り替わるタイミングで上昇から下降へ又は下降から上昇へと切り替わっている。そして、上昇から下降へ又は下降から上昇へと切り替わった後の電流ｉＬ１～ｉＬ３の時間的な変化量は、切り替わる前後の電位差が大きければ大きいほど大きく、かつ切り替わる周期が長ければ長いほど大きくなる。

【0052】

そこで、図９（Ａ）に示す様に、従来では２レベルとなっている自励式単相インバータ回路の電圧uiにゼロ電圧となる区間δiを追加する。この方法によってインダクタ電流（ｉＬ１～ｉＬ３）は半周期ごとにゼロとなりピーク値の抑制になる。また、スイッチング時（例えば、-400V ⇒ 400V）の逆流電流をゼロにして、インバータ回路の電圧がゼロの時に、インダクタ電流がゼロとすれば、伝送電力に寄与しない損失となる循環電力を低減できる。

【0053】

本実施の形態のように第１及び第２の自己消弧素子ペアＬｅｇ１，Ｌｅｇ２間に位相差Φ１～Φ３を付けた点弧パルス方式を採用することで３レベル動作とし、ゼロ電圧区間δ１～δ３が上述の（１）式を満足するようにかかる位相差Φ１～Φ３を制御するようにして３端子静止形直流変圧器１を駆動したときの、第１～第３の自励式単相インバータ回路３Ａ～３Ｃの交流側の電圧ｕ１～ｕ３の時間的変化を図９（Ａ）、第１～第３の自励式単相インバータ回路３Ａ～３Ｃの交流側の電流ｉＬ１～ｉＬ３の時間変化を図９（Ｂ）にそれぞれ示す。この循環電力をゼロにする条件は、スイッチング時（例えば、-400V→400V）の逆流電流をゼロにして、インバータ回路の電圧がゼロの時のインダクタ電流がゼロであれば、スイッチとインダクタのみを循環して電力伝送を行わない電流の抑制になる。この条件から、条件式（１）が導かれる。

【0054】

図９（Ｂ）に示すように、本実施の形態の点弧パルス方式によれば、第１の自励式単相インバータ回路３Ａの交流側の電流ｉＬ１に注目すると、そのピーク値は29.5Ａ、実効値は14.0Ａに抑制される。

【0055】

これは本実施の形態のように３レベル動作とした場合、第１～第３の自励式単相インバータ回路３Ａ～３Ｃの交流側の電圧ｕ１～ｕ３が、正電圧からゼロ電圧へ、またゼロ電圧から負電圧へ、さらに負電圧からゼロ電圧へと２レベル動作のときの２倍の速さで切り替わるため、切り替わる前後の電位差が２レベル動作のときの半分となることに起因する。

【0056】

このように第１～第３の自励式単相インバータ回路３Ａ～３Ｃの交流側の電圧ｕ１～ｕ３が２レベル動作の２倍の周期で切り替わり、さらに切り替わる前後の電位差も２レベル動作の半分となることにより、電流ｉＬ１～ｉＬ３の時間的な変化量も小さくなり、２レベル動作のときと比べて交流側の電流ｉＬ１～ｉＬ３のピーク値及び実効値が共に抑制される。

【0057】

また本実施の形態のように３レベル動作とした場合、図７からも明らかなように、第１～第３の自励式単相インバータ回路３Ａ～３Ｃの交流側の電圧ｕ１～ｕ３がすべてゼロとなる区間が発生する。そして、この区間では、３巻線高周波変圧器５（図１）の第１～第３の巻線１９Ａ～１９Ｃのいずれにも電流が流れておらず、循環電流が発生しない。

【0058】

よって、本実施の形態の点弧パルス方式を採用するに際しては、このように第１～第３の自励式単相インバータ回路３Ａ～３Ｃの交流側の電圧ｕ１～ｕ３がすべてゼロとなる区間を最大化することで３巻線高周波変圧器５に発生する循環電流を最小化できる。

【0059】

この点について本実施の形態では、制御装置３０の演算回路３５が上述の（１）式を満たすように第１～第３の自励式単相インバータ回路３Ａ～３Ｃの交流側の電圧ｕ１～ｕ３のゼロ電圧区間δ１～δ３を制御するため、かかる電圧ｕ１～ｕ３がすべてゼロとなる区間を最大化することができ、これによって３巻線高周波変圧器５に発生する循環電流を最小化することができる。

【0060】

（３）本実施の形態の効果
以上のように本実施の形態の３端子静止形直流変圧器１の制御方式によれば、３静止形直流変圧器１を構成する第１～第３の自励式単相インバータ回路３Ａ～３Ｃの交流側の電流ｉＬ１～ｉＬ３のピーク値及び実効値を抑制することができると共に、交流側間を循環して電力伝送に寄与しない循環電流を最小化することができる。よって、本３端子静止形直流変圧器１の制御方式によれば、直流端子間の電圧差が大きい場合においても、安全性が損なわれ、変換効率が低下するのを有効に防止することができる。

【0061】

（４）他の実施の形態
なお上述の実施の形態においては、制御装置３０を図２のように構成するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、この他種々の構成を広く適用することができる。

【0062】

また上述の実施の形態においては、制御装置３０を図２のように構成するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、この他種々の構成を広く適用することができる。

【産業上の利用可能性】

【0063】

本発明は、各直流端子間の電位差が大きい３端子静止形直流変圧器を駆動制御する制御装置に広く適用することができる。

【符号の説明】

【0064】

１……３静止形直流変圧器、２，２Ａ～２Ｃ……直流端子、３，３Ａ～３Ｃ……自励式単相インバータ回路、４，４Ａ～４Ｃ……直流コンデンサ、５……３巻線高周波変圧器、１０～１３，１０Ａ～１３Ａ，１０Ｂ～１３Ｂ，１０Ｃ～１３Ｃ……自己消弧素子、１８……鉄心、１４～１７，１４Ａ～１７Ａ，１４Ｂ～１７Ｂ，１４Ｃ～１７Ｃ……ダイオード、１９Ａ～１９Ｃ……巻線、２０Ａ～２０Ｃ……外付けインダクタ、３０……制御装置、３１～３３……検出器、３４……最小電圧端子検出回路、３５……演算回路、ｉＬ１～ｉＬ３……電流、Ｌｅｇ１，Ｌｅｇ２……自己消弧素子ペア、ＰＬ１～ＰＬ４，ＰＬ１Ａ～ＰＬ４Ａ，ＰＬ１Ｂ～ＰＬ４Ｂ，ＰＬ１Ｃ～ＰＬ４Ｃ……点弧パルス、ｕ１，ｕ２，ｕ３……電圧、Ｖ１～Ｖ３……電圧、Φ１～Φ３，φ２，φ３……位相差、δ１～δ３……ゼロ電圧区間。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】