特開 2023-3781 電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2023003781

(43)【公開日】2023-01-17

(54)【発明の名称】電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20230110BHJP

【ＦＩ】

H02M3/155 H

H02M3/155 W

H02M3/155 F

【審査請求】未請求

【請求項の数】7

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2021105065

(22)【出願日】2021-06-24

(71)【出願人】

【識別番号】510123839

【氏名又は名称】日本電産モビリティ株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100155712

【弁理士】

【氏名又は名称】村上 尚

(72)【発明者】

【氏名】古井 崇介

【テーマコード（参考）】

5H730

【Ｆターム（参考）】

5H730AA14

5H730AS01

5H730AS04

5H730AS13

5H730BB14

5H730BB57

5H730BB82

5H730BB88

5H730DD03

5H730DD04

5H730FG05

5H730FG10

5H730FG22

(57)【要約】

【課題】結合リアクトルを備える電圧変換装置の制御をより安定化させる。
【解決手段】電力変換装置（１０）は、入力電圧（Ｖｉｎ）を所定の出力電圧（Ｖｏｕｔ）に変換する。電力変換装置（１０）は、互いに磁気結合された第１のリアクトル（Ｌ１）及び第２のリアクトル（Ｌ２）を有する結合リアクトル（１）と、第１のスイッチング素子（Ｔｒ１）と、第２のスイッチング素子（Ｔｒ２）と、第１のコンデンサ（Ｃ１）と、第２のコンデンサ（Ｃ２）と、制御部（１５）と、を備えている。制御部（１５）は、軽負荷時に、第１のスイッチング素子（Ｔｒ１）及び第２のスイッチング素子（Ｔｒ２）のスイッチング周波数を上げる。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

入力電圧を所定の出力電圧に変換する電力変換装置であって、
互いに磁気結合された第１のリアクトル及び第２のリアクトルを有する結合リアクトルと、
前記第１のリアクトルの出力側に接続された第１のスイッチング素子と、
前記第２のリアクトルの出力側に接続された第２のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の駆動を制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、軽負荷時に、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子のスイッチング周波数を上げることを特徴とする電力変換装置。

【請求項2】

前記制御部は、負荷の大きさに応じて前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子をスイッチングする制御信号のオンデューティ比を変更し、前記オンデューティ比が５０％未満である場合に、前記スイッチング周波数を上げることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項3】

前記電力変換装置は、電流不連続モード及び電流連続モードで動作し、
前記電流不連続モードと前記電流連続モードとの境界において前記第１のリアクトル及び前記第２のリアクトルのいずれかに流れる電流Ｉcrmは、前記入力電圧をＶｉとし、前記オンデューティ比をＡとし、前記スイッチング周波数をｆ_ＳＷとし、前記第１のリアクトル及び前記第２のリアクトルの自己リアクタンスをＬとし、前記結合リアクトルの結合係数をｋとすると、次の式、
Ｉcrm＝ＡＶｉ｛１－Ａ(１＋ｋ)｝／２Ｌｆ_ＳＷ(１－Ａ)(１－ｋ^２)
により表されることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。

【請求項4】

前記結合リアクトルの入力側に接続された第１のコンデンサと、
前記結合リアクトルの出力側に接続された第２のコンデンサと、
を更に備えていることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。

【請求項5】

前記第１のスイッチング素子の出力側に接続された第１のダイオードと、
前記第２のスイッチング素子の出力側に接続された第２のダイオードと、
を更に備えていることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。

【請求項6】

前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子は、縦型のＭＯＳ型電界効果トランジスタであり、
前記第１のスイッチング素子のドレインと、前記第１のダイオードのアノードとが接続され、
前記第２のスイッチング素子のドレインと、前記第２のダイオードのアノードとが接続されていることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。

【請求項7】

前記第１のスイッチング素子の出力側に接続された第３のスイッチング素子と、
前記第２のスイッチング素子の出力側に接続された第４のスイッチング素子と、
を更に備え、
前記制御部は、前記第１のスイッチング素子のオン時に前記第３のスイッチング素子がオフし、前記第１のスイッチング素子のオフ時に前記第３のスイッチング素子がオンし、前記第２のスイッチング素子のオン時に前記第４のスイッチング素子がオフし、前記第２のスイッチング素子のオフ時に前記第４のスイッチング素子がオンするように、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子の駆動を制御することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電力変換装置に関する。

【背景技術】

【0002】

従来、ＤＣ－ＤＣコンバータにおいては、大電力化を図るために、コンバータ回路を並列化したインターリーブ方式の回路構成を備えるものがある。このインターリーブ方式の回路構成を小型化するために、各相のリアクトルを磁気結合した結合リアクトルを用いることが提案されている。

【0003】

例えば、特許文献１には、互いに結合された第１相の第１リアクトルおよび第２相の第２リアクトルを含むコンバータが開示されている。第１リアクトルには、第１ハイサイドスイッチおよび第１ローサイドスイッチが接続されている。第２リアクトルには、第２ハイサイドスイッチおよび第２ローサイドスイッチが接続されている。このコンバータにおいては、第１リアクトルおよび第２リアクトルの結合の強弱に応じて、第１ハイサイドスイッチのオンに応じて第２ローサイドスイッチのボディダイオードの導通を制御している。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】米国特許第１０３２６３６９号明細書

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

結合リアクトルを備える昇圧型のＤＣ－ＤＣコンバータでは、スイッチング素子に与えられるスイッチングパルスのオンデューティ比が５０％未満である軽負荷時に、電流不連続モード（ＤＣＭ）で駆動した場合に、結合リアクトルに逆電流が発生する。このため、オンデューティ比の変化に対して出力電圧が追従しなくなる不感帯現象が起こることがある。この不感帯現象の発生している状態では、電力変換装置の制御が不安定になり、出力電圧が発振するおそれがあるという課題がある。

【0006】

本発明の一態様は、結合リアクトルを備える電圧変換装置の制御をより安定化させることを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0007】

上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係る電圧変換装置は、入力電圧を所定の出力電圧に変換する電力変換装置であって、互いに磁気結合された第１のリアクトル及び第２のリアクトルを有する結合リアクトルと、前記第１のリアクトルの出力側に接続された第１のスイッチング素子と、前記第２のリアクトルの出力側に接続された第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の駆動を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、軽負荷時に、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子のスイッチング周波数を上げる。

【0008】

電流不連続モードと電流連続モードとの境界で第１のリアクトル及び第２のリアクトルのいずれかに流れる電流は、スイッチング周波数の逆数に依存する。これにより、スイッチング周波数を上げることにより、上記の電流の値が小さくなる。それゆえ、電流不連続モードと電流連続モードとが切り替わる境界が、電流連続モード側にシフトする。したがって、電流不連続モードの範囲を狭めて、電流連続モードの範囲を広げることができる。よって、電力変換装置が軽負荷時の電流不連続モードで動作しているときに生じる不感帯領域を狭めることができる。

【0009】

本発明の態様２に係る電力変換装置において、前記制御部は、負荷の大きさに応じて前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子をスイッチングする制御信号のオンデューティ比を変更し、前記オンデューティ比が５０％未満である場合に、前記スイッチング周波数を上げる。

【0010】

上記の構成によれば、オンデューティ比が５０％未満であるか否かに応じてスイッチング周波数を上げるか否かを決定することができる。これにより、電流不連続モードと電流連続モードとの切り替えを容易に制御することができる。

【0011】

本発明の態様３に係る電力変換装置において、前記電力変換装置は、電流不連続モード及び電流連続モードで動作し、前記電流不連続モードと前記電流連続モードとの境界において前記第１のリアクトル及び前記第２のリアクトルのいずれかに流れる電流Ｉcrmは、前記入力電圧をＶｉとし、前記オンデューティ比をＡとし、前記スイッチング周波数をｆ_ＳＷとし、前記第１のリアクトル及び前記第２のリアクトルの自己リアクタンスをＬとし、前記結合リアクトルの結合係数をｋとすると、次の式、
Ｉcrm＝ＡＶｉ｛１－Ａ(１＋ｋ)｝／２Ｌｆ_ＳＷ(１－Ａ)(１－ｋ^２)
により表される。

【0012】

上記の構成によれば、電流Ｉcrmのスイッチング周波数依存性を利用して、電流不連続モードと電流連続モードとの切り替えを容易に制御することができる。

【0013】

本発明の態様４に係る電力変換装置では、前記結合リアクトルの入力側に接続された第１のコンデンサと、前記結合リアクトルの出力側に接続された第２のコンデンサと、を更に備えている。

【0014】

上記構成によれば、第１のコンデンサによりリプル電流を除去できると共に、結合リアクトルに蓄えられたエネルギーを第２のコンデンサに供給した後に放出することで、電力変換装置の出力を大きくできる。

【0015】

本発明の態様５に係る電力変換装置では、前記第１のスイッチング素子の出力側に接続された第１のダイオードと、前記第２のスイッチング素子の出力側に接続された第２のダイオードと、を更に備えている。

【0016】

上記構成によれば、第１のスイッチング素子の出力側に第１のダイオードを接続し、第２のスイッチング素子の出力側に第２のダイオードを接続することで、第１のコンデンサから結合リアクトル側へ電流が逆流することを防止できる。

【0017】

本発明の態様６に係る電力変換装置では、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子は、縦型のＭＯＳ型電界効果トランジスタであり、前記第１のスイッチング素子のドレインと、前記第１のダイオードのアノードとが接続され、前記第２のスイッチング素子のドレインと、前記第２のダイオードのアノードとが接続されている。

【0018】

上記構成によれば、スイッチング素子として、縦型のＭＯＳ型電界効果トランジスタを用いることによって、耐圧を高め、且つ高速にスイッチングを行うことができる。

【0019】

本発明の態様７に係る電力変換装置では、前記第１のスイッチング素子の出力側に接続された第３のスイッチング素子と、前記第２のスイッチング素子の出力側に接続された第４のスイッチング素子と、を更に備え、前記制御部は、前記第１のスイッチング素子のオン時に前記第３のスイッチング素子がオフし、前記第１のスイッチング素子のオフ時に前記第３のスイッチング素子がオンし、前記第２のスイッチング素子のオン時に前記第４のスイッチング素子がオフし、前記第２のスイッチング素子のオフ時に前記第４のスイッチング素子がオンするように、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子の駆動を制御する。

【0020】

上記構成によれば、第１のスイッチング素子の出力側に第３のスイッチング素子を接続し、第２のスイッチング素子の出力側に第４のスイッチング素子を接続することで、第１のコンデンサから結合リアクトル側へ電流が逆流することを防止できる。また、同期整流方式の回路構成が形成されるので、態様５に係る電力変換装置と比べて、変換効率を高めることができる。

【発明の効果】

【0021】

本発明の一態様によれば、結合リアクトルを備える電圧変換装置の制御をより安定化させることができる。

【図面の簡単な説明】

【0022】

【図1】本発明の実施形態に係る電力変換装置を含む電源装置の概略構成を示す図である。

【図2】上記電力変換装置における電流連続モードにおける各相の電流経路を示す図である。

【図3】上記電力変換装置における第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子のオンデューティ比の時間変化と出力電圧の時間変化との関係を示すグラフである。

【図4】上記電力変換装置における結合リアクトルに逆電流が流れる状態を示す図である。

【図5】上記電力変換装置の結合リアクトルに不感帯領域が発生した場合の図３相当図である。

【図6】上記オンデューティ比が５０％未満である場合に結合リアクトルを構成する第１のリアクトル及び第２のリアクトルに流れる電流の波形を示す波形図である。

【図7】スイッチング周期と上記第１のリアクトル及び上記第２のリアクトルに流れる電流との関係を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0023】

〔実施形態〕
以下、本発明の実施形態に係る電力変換装置１０を含む電源装置１００について、図１～図７を参照して説明する。

【0024】

＜電源装置の概略構成＞
図１は、電力変換装置１０を含む電源装置１００の概略構成を示す図である。図１に示すように、電源装置１００は、電源Ｅと、電力変換装置１０とを備えている。電源装置１００は、例えば、電気自動車及びハイブリッド自動車等の車両に搭載され、モータ３０に接続される。

【0025】

電力変換装置１０は、電源Ｅから供給される直流の入力電圧Ｖｉｎを、所定の出力電圧Ｖｏｕｔに変換する装置である。電力変換装置１０は、例えば、昇圧コンバータ等のＤＣ－ＤＣコンバータである。電源Ｅは、例えば２００〔Ｖ〕程度の高電圧電源である。電力変換装置１０は、インバータ２０に接続され、インバータ２０に出力電圧Ｖｏｕｔを供給する。なお、電力変換装置１０は、ＤＣ－ＤＣコンバータに限らず、他にも力率改善（ＰＦＣ：Power Factor Correction）回路に用いてもよい。

【0026】

電源装置１００には、インバータ２０が接続される。インバータ２０には、三相交流式のモータ３０が接続される。インバータ２０は、電力変換装置１０から供給される出力電圧Ｖｏｕｔを３相の交流電圧に変換して、モータ３０に出力する。モータ３０は、車両の走行駆動源として機能する。

【0027】

［電力変換装置の構成］
電力変換装置１０は、図１に示すように、結合リアクトル１と、第１のスイッチング素子Ｔｒ１と、第２のスイッチング素子Ｔｒ２と、第１のダイオードＤ１と、第２のダイオードＤ２と、第１のコンデンサＣ１と、第２のコンデンサＣ２と、制御部１５とを有している。

【0028】

電力変換装置１０の入力端子Ｐｉｎは、電源Ｅの正極に接続されている。一方、電力変換装置１０の入力端子Ｎｉｎは、電源Ｅの負極に接続されている。また、電力変換装置１０の出力端子Ｐｏｕｔは、インバータ２０の正極側の入力端子２１に接続されている。一方、電力変換装置１０の出力端子Ｎｏｕｔは、インバータ２０の負極側の入力端子２２に接続されている。電力変換装置１０は、電源Ｅから入力される入力電圧Ｖｉｎを所定の出力電圧Ｖｏｕｔに昇圧する。

【0029】

結合リアクトル１は、コア１１にコイルが巻回された第１のリアクトルＬ１と、コア１１にコイルが巻回された第２のリアクトルＬ２とを有して構成される。結合リアクトル１の第１のリアクトルＬ１及び第２のリアクトルＬ２は、互いに磁気結合されている。第１のリアクトルＬ１及び第２のリアクトルＬ２は、互いに異なる方向に巻回された差動型の結合リアクトルである。これにより、コア１１内に発生する各相の直流磁束を打ち消すことができ、磁気飽和に対する余裕度を向上させることができる。したがって、磁気飽和を抑制しながら、コア１１のサイズを小型にすることができる。

【0030】

第１のリアクトルＬ１の入力側の端子Ｔ１１は、電源Ｅの正極に接続される。第２のリアクトルＬ２の入力側の端子Ｔ２１は、電源Ｅの正極に接続される。また、第１のリアクトルＬ１の出力側の端子Ｔ１２には、第１のスイッチング素子Ｔｒ１及び第１のダイオードＤ１が接続されている。第２のリアクトルＬ２の出力側の端子Ｔ２２には、第２のスイッチング素子Ｔｒ２及び第２のダイオードＤ２が接続されている。

【0031】

第１のスイッチング素子Ｔｒ１及び第２のスイッチング素子Ｔｒ２は、例えば、パワーＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）である。第１のスイッチング素子Ｔｒ１及び第２のスイッチング素子Ｔｒ２は、制御部１５によって、オン及びオフ動作が制御される。なお、第１のスイッチング素子Ｔｒ１及び第２のスイッチング素子Ｔｒ２は、パワーＭＯＳＦＥＴに限らず、他にもＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）であってもよい。

【0032】

第１のスイッチング素子Ｔｒ１のソースｓ１とドレインｄ１の間には、第１のボディダイオードＤｂ１が形成されている。第１のボディダイオードＤｂ１は、第１のスイッチング素子Ｔｒ１の寄生ダイオードである。第１のスイッチング素子Ｔｒ１がオンしているとき、第１のボディダイオードＤｂ１よりも抵抗の小さいチャネル部分に電流が流れる。一方、第１のスイッチング素子Ｔｒ１がオフしているとき、第１のボディダイオードＤｂ１を電流が流れる。

【0033】

第２のスイッチング素子Ｔｒ２のソースｓ２とドレインｄ２の間には、第２のボディダイオードＤｂ２が形成されている。第２のボディダイオードＤｂ２は、第２のスイッチング素子Ｔｒ２の寄生ダイオードである。第２のスイッチング素子Ｔｒ２がオンしているとき、第２のボディダイオードＤｂ２よりも抵抗の小さいチャネル部分に電流が流れる。一方、第２のスイッチング素子Ｔｒ２がオフしているとき、第２のボディダイオードＤｂ２を電流が流れる。

【0034】

第１のスイッチング素子Ｔｒ１のドレインｄ１は、第１のリアクトルＬ１の出力側の端子Ｔ１２、及び第１のダイオードＤ１のアノードに接続される。第１のスイッチング素子Ｔｒ１のソースｓ１は、入力端子Ｎｉｎ及び出力端子Ｎｏｕｔに接続される。第１のスイッチング素子Ｔｒ１のゲートｇ１は、制御部１５に接続される。

【0035】

第２のスイッチング素子Ｔｒ２のドレインｄ２は、第２のリアクトルＬ２の出力側の端子Ｔ２２、及び第２のダイオードＤ２のアノードに接続される。第２のスイッチング素子Ｔｒ２のソースｓ２は、入力端子Ｎｉｎ及び出力端子Ｎｏｕｔに接続される。第２のスイッチング素子Ｔｒ２のゲートｇ２は、制御部１５に接続される。

【0036】

第１のコンデンサＣ１の一端Ｐ１は、入力端子Ｐｉｎと第１のリアクトルＬ１の入力側の端子Ｔ１１との間に接続されている。第１のコンデンサＣ１の他端Ｎ１は、入力端子Ｎｉｎと出力端子Ｎｏｕｔとの間に接続されている。第１のコンデンサＣ１は、平滑コンデンサであり、電源Ｅから電力変換装置１０に供給される入力電圧Ｖｉｎに含まれるリプルを少なくする。

【0037】

第２のコンデンサＣ２の一端Ｐ２は、出力端子Ｐｏｕｔを介して、インバータ２０の正極の端子２１に接続される。第２のコンデンサＣ２の他端Ｎ２は、出力端子Ｎｏｕｔを介して、インバータ２０の負極の端子２２に接続される。

【0038】

制御部１５は、図１に示すように、制御信号Ｓｉｇ１を出力することにより、第１のスイッチング素子Ｔｒ１のオン及びオフ動作を制御する。また、制御部１５は、制御信号Ｓｉｇ２を出力することにより、第２のスイッチング素子Ｔｒ２のオン及びオフ動作を制御する。これにより、制御部１５は、第１のリアクトルＬ１及び第２のリアクトルＬ２に蓄積したエネルギーを、第２のコンデンサＣ２を介してインバータ２０へ供給する。

【0039】

制御部１５は、負荷の大きさに応じて第１のスイッチング素子Ｔｒ１及び第２のスイッチング素子Ｔｒ２をスイッチングする制御信号のオンデューティ比を変更する。具体的には、制御部１５は、負荷が大きい（重負荷である）ときに、オンデューティ比を大きくし、負荷が小さい（軽負荷である）ときに、オンデューティ比を小さくする。

【0040】

＜電力変換装置の動作＞
次に、電力変換装置１０の動作の一例について、図２を参照して説明する。図２は、電力変換装置１０における電流連続モードにおける各相の電流経路を示す図である。図３は、電力変換装置１０におけるオンデューティ比Ａの時間変化と出力電圧Ｖｏｕｔの時間変化との関係を示すグラフである。

【0041】

図２に示す電力変換装置１０は、４つの動作モード１～４を有する。

【0042】

動作モード１は、第１のスイッチング素子Ｔｒ１がオン、第２のスイッチング素子Ｔｒ２がオフの状態である。

【0043】

動作モード２は、第１のスイッチング素子Ｔｒ１がオフ、第２のスイッチング素子Ｔｒ２がオンの状態である。

【0044】

動作モード３は、第１のスイッチング素子Ｔｒ１及び第２のスイッチング素子Ｔｒ２がオフの状態である。

【0045】

動作モード４は、第１のスイッチング素子Ｔｒ１及び第２のスイッチング素子Ｔｒ２がオンの状態である。各動作モード１～４では、第１のリアクトルＬ１及び第２のリアクトルＬ２は、互いに磁気結合した状態で動作する。

【0046】

制御部１５は、第１のスイッチング素子Ｔｒ１及び第２のスイッチング素子Ｔｒ２を半周期ずらして、即ち１８０°位相をシフトさせて駆動させる。第１のスイッチング素子Ｔｒ１及び第２のスイッチング素子Ｔｒ２のスイッチングのオンデューティ比Ａが５０％未満である場合、制御部１５は、例えば、動作モード１→動作モード３→動作モード２→動作モード３のパターンが繰り返されるように、第１のスイッチング素子Ｔｒ１及び第２のスイッチング素子Ｔｒ２の駆動を制御する。

【0047】

一方、第１のスイッチング素子Ｔｒ１及び第２のスイッチング素子Ｔｒ２スイッチングのオンデューティ比Ａが５０％よりも大きい場合、制御部１５は、動作モード１→動作モード４→動作モード２→動作モード４のパターンが繰り返されるように、第１のスイッチング素子Ｔｒ１及び第２のスイッチング素子Ｔｒ２の駆動を制御する。また、第１のスイッチング素子Ｔｒ１及び第２のスイッチング素子Ｔｒ２のスイッチングのオンデューティ比Ａが５０％である場合、制御部１５は、動作モード１と動作モード２を交互に繰り返す。なお、上記した電力変換装置１０の動作パターンは、一例であり、適宜変更可能である。

【0048】

オンデューティ比Ａが５０％以上である場合、図３に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔがオンデューティ比Ａの変化に追従するように変化する。このように、オンデューティ比Ａが５０％以上である場合、出力電圧Ｖｏｕｔの制御が安定している。

【0049】

［逆電流の発生］
次に、結合リアクトル１の第１のリアクトルＬ１又は第２のリアクトルＬ２に逆電流が発生する条件、及び逆電流が発生しない条件について、図３～図５、及び表１を参照して説明する。図３は、図１の電力変換装置１０における第１のスイッチング素子Ｔｒ１及び第２のスイッチング素子Ｔｒ２のスイッチングのオンデューティ比Ａの時間変化と出力電圧Ｖｏｕｔの時間変化との関係を示すグラフである。図４は、図１の電力変換装置１０の第２のリアクトルＬ２に逆電流が流れる状態を示す図である。図５は、図１の電力変換装置１０の結合リアクトル１に不感帯現象が発生した場合の図３相当図である。ここで、「不感帯現象」とは、オンデューティ比Ａの変化に対して、出力電圧Ｖｏｕｔが追従しなくなる現象をいう。また、図５の時間ｔ２～ｔ３に示すように、不感帯現象が発生する領域を「不感帯領域」という。

【0050】

以下の表１に、逆電流が発生する条件を示す。表１において、電流連続モード（ＣＣＭ：Continuous Conduction Mode）とは、第１のリアクトルＬ１又は第２のリアクトルＬ２に電流が連続的に流れるモードをいう。一方、電流不連続モード（ＤＣＭ：Discontinuous Conduction Mode）とは、第１のリアクトルＬ１又は第２のリアクトルＬ２に流れる電流が、一周期中にゼロになる期間ができるモードをいう。

【0051】

なお、一般的なＤＣ－ＤＣコンバータは、軽負荷であっても常に電流連続モードで動作させようとすると、それを意識して設計しなければならないので、電流不連続モード及び電流連続モードが混在する状態で動作するのが通常である。したがって、電力変換装置１０も同様に、電流不連続モード及び電流連続モードが混在する状態で動作するものとする。

【0052】

【表1】

【0053】

表１に示すように、第１のスイッチング素子Ｔｒ１及び第２のスイッチング素子Ｔｒ２のスイッチングのオンデューティ比Ａが５０％以上である場合、第１のリアクトルＬ１又は第２のリアクトルＬ２に逆電流は発生しない。また、第１のスイッチング素子Ｔｒ１及び第２のスイッチング素子Ｔｒ２が電流連続モードで駆動する場合、第１のリアクトルＬ１又は第２のリアクトルＬ２に逆電流は発生しない。

【0054】

一方、例えば、第１のスイッチング素子Ｔｒ１及び第２のスイッチング素子Ｔｒ２のスイッチングのオンデューティ比Ａが５０％未満である場合、第２のスイッチング素子Ｔｒ２が電流不連続モードで駆動するとき、図４に示すように、第２のリアクトルＬ２にリアクトル電流Ｉ_Ｌ２－１で示される逆電流が発生する。

【0055】

具体的には、上記した動作モード１から動作モード３へ状態が変化するとき、即ち、第１のスイッチング素子Ｔｒ１がターンオフし、第１のリアクトルＬ１から出力側へ放電している期間に、第２のスイッチング素子Ｔｒ２がオフしているとき、第２のボディダイオードＤｂ２が導通することにより、第２のリアクトルＬ２に逆電流が発生する。

【0056】

この第２のリアクトルＬ２における逆電流は、図４に示すようにリアクトル電流Ｉ_Ｌ１－１が出力側へ流れているとき、電力伝送を行っている相に対して、これを妨げる方向にリアクトル電流Ｉ_Ｌ２－１が流れることにより起こる。このため、図５のｔ２～ｔ３に示すように、第１のスイッチング素子Ｔｒ１及び第２のスイッチング素子Ｔｒ２のスイッチングのオンデューティ比Ａの変化に対し、出力電圧Ｖｏｕｔが追従しなくなる不感帯現象が発生する不感帯領域が現れる。

【0057】

［電流不連続モードと電流連続モードとの境界で流れる電流］
続いて、電流不連続モードと電流連続モードとが切り替わる境界でリアクトルに流れる電流（境界電流）と、第１のスイッチング素子Ｔｒ１及び第２のスイッチング素子Ｔｒ２のスイッチング周波数との関係について説明する。

【0058】

図６は、オンデューティ比が５０％未満である場合に結合リアクトルを構成する第１のリアクトルＬ１及び第２のリアクトルＬ２に流れる電流の波形を示す波形図である。

【0059】

なお、図６を参照した以下の説明では、上述した第１モード、第２モード、及び第３モードについて、第１モードをモードＭ１とし、第１モードに続く第３モードをモードＭ２とし、第２モードをモードＭ３とし、第２モードに続く第３モードをモードＭ４とする。また、以降の説明では、第１のリアクトルＬ１，Ｌ２にそれぞれ流れる電流を、その向きに関わらずＩ_Ｌ１，Ｉ_Ｌ２と称する。

【0060】

また、後述する表２を参照した説明では、入力電圧ＶｉｎをＶｉと称し、出力電圧ＶｏｕｔをＶｏと称する。

【0061】

図６に示すように、オンデューティ比Ａが５０％未満である場合、モードＭ１～Ｍ４について、第１のリアクトルＬ１に流れるリアクトル電流Ｉ_Ｌ１は、以下のように変化する。

【0062】

モードＭ１では、第１のスイッチング素子Ｔｒ１がオン時間ｔonでオンする。これにより、第１のスイッチング素子Ｔｒ１を介して第１のリアクトルＬ１にｄｉ１〔Ａ〕のリアクトル電流Ｉ_Ｌ１が流れ込むことで、第１のリアクトルＬ１に磁気エネルギーが蓄えられる。

【0063】

モードＭ２では、第１のスイッチング素子Ｔｒ１がオフ時間ｔoff（＝ｔon）でオフすることにより、第１のリアクトルＬ１に蓄えられていた磁気エネルギーの一部が放出される。これにより、負のｄｉ２〔Ａ〕（｜ｄｉ１｜＞｜ｄｉ２｜）のリアクトル電流Ｉ_Ｌ１が第１のリアクトルＬ１から第１のダイオードＤ１に流れ出す。

【0064】

モードＭ３では、第２のスイッチング素子Ｔｒ２がオン時間ｔonでオンする。これにより、第２のスイッチング素子Ｔｒ２を介して第１のリアクトルＬ１に、僅かなｄｉ３〔Ａ〕（｜ｄｉ２｜＞｜ｄｉ３｜）のリアクトル電流Ｉ_Ｌ１が流れ込む。

【0065】

モードＭ４では、第１のスイッチング素子Ｔｒ１及び第２のスイッチング素子Ｔｒ２がオフ時間ｔｏｆｆでオフすることにより、第１のリアクトルＬ１に蓄えられていた磁気エネルギーの残りが放出される。これにより、負のｄｉ４〔Ａ〕（ｄｉ２＜ｄｉ４＜０）のリアクトル電流Ｉ_Ｌ１が第１のリアクトルＬ１から第１のダイオードＤ１に流れ出す。

【0066】

なお、モードＭ１～Ｍ４におけるリアクトル電流Ｉ_Ｌ１は、それぞれモードＭ３，Ｍ４，Ｍ１，Ｍ２におけるリアクトル電流Ｉ_Ｌ２と等しい。

【0067】

ここで、第１相（第１のリアクトルＬ１）及び第２相（第２のリアクトルＬ２）のそれぞれのモードＭ１～Ｍ４における、入力電圧Ｖｉと、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの差（Ｖｉ－Ｖｏ）は、表２に示す各式のように表される。表２において、Ｌは第１のリアクトルＬ１及び第２のリアクトルＬ２のそれぞれの自己インダクタンスを表し、Ｍは、結合リアクトル１における相互インダクタンスを表している。

【0068】

【表2】

【0069】

表２におけるモードＭ１の第１相及び第２相の式より、ｔonについて整理することにより、式（１）が導かれる。

【0070】

Ｖｏｔon／（Ｌ＋Ｍ）＝ｄｉ１－ｄｉ３ …（１）
表２におけるモードＭ２の第１相及び第２相の式より、ｔoffについて整理することにより、式（２）が導かれる。

【0071】

ｄｉ２＝ｄｉ４１＝（Ｖｉ－Ｖｏ）ｔoff／（Ｌ－Ｍ） …（２）
モードＭ３については、モードＭ１と相が入れ替わるだけであるので、式（１）と同じ式が導かれる。モードＭ４については、モードＭ２と相が入れ替わるだけであるので、式（２）と同じ式が導かれる。

【0072】

第１相の周期平均電流Ｉaveは、第１相（第１のスイッチング素子Ｔｒ１）のスイッチング周期をＴとすると、式（３）のように表される。

【0073】

Ｉave＝ｄｉ１｛（ｔon／２）＋ｔoff＋（ｔon／２）｝／Ｔ
＝ｄｉ１／２ …（３）
また、電流の傾きの符号を考慮すれば、ｄｉ１＋ｄｉ３は、－（ｄｉ２＋ｄｉ４）と等しいことから、式（４）のように求められる。

【0074】

ｄｉ１＋ｄｉ３＝－２（Ｖｉ－Ｖｏ）ｔoff／（Ｌ－Ｍ） …（４）
式（１）及び式（４）と、Ａ＝ｔon／（ｔon＋ｔoff）＝ｔon・ｆ_ＳＷから、ｄｉ１は、次式のように求められる。ここで、Ａはオンデューティ比を表し、ｆ_ＳＷは第１のスイッチング素子Ｔｒ１のスイッチング周波数を表す。

【0075】

ｄｉ１＝(Ｌ－Ｍ)ＶｏＡ－(Ｌ＋Ｍ)(Ｖｉ－Ｖｏ)(１－２Ａ)／２ｆ_ＳＷ(Ｌ_２－Ｍ_２)
上式において、Ｖｉ＝（１－Ａ）Ｖｏ及びＭ＝ｋＬ（ｋは結合リアクトル１の結合係数）であることにより、ｄｉ１は式（５）のように表される。

【0076】

ｄｉ１＝ＡＶｏ｛１－Ａ（１＋ｋ）｝／ｆ_ＳＷ（１－Ｄ（１＋ｋ）） …（５）
よって、第１相の周期平均電流Ｉaveで表される境界電流Ｉcrmは、式（３），（５）より、次式（６）のように表される。

【0077】

Ｉcrm＝Ｉave＝ＡＶｉ｛１－Ａ(１＋ｋ)｝／２Ｌｆ_ＳＷ(１－Ａ)(１－ｋ^２) …（６）
このように、境界電流Ｉcrmは、スイッチング周波数ｆ_ＳＷを分母に有する式で定まり、スイッチング周波数ｆ_ＳＷの逆数に依存する。

【0078】

［電流不連続モードと電流連続モードとの境界の変更］
上述した式（６）による境界電流Ｉcrmとスイッチング周波数ｆ_ＳＷとの関係から、スイッチング周波数ｆ_ＳＷを上げると境界電流Ｉcrmが小さくなる。これにより、オンデューティ比Ａが５０％未満であるとき、スイッチング周波数ｆ_ＳＷを上げることにより、電流不連続モードで動作する領域を狭めることができる。また、スイッチング周波数ｆ_ＳＷがスイッチング周期Ｔ_ＳＷと逆数の関係にあることから、オンデューティ比Ａが５０％未満であるとき、スイッチング周期Ｔ_ＳＷを短くすることにより、上記の境界電流値が小さくなり、電流不連続モードで動作する領域を狭めることができる。

【0079】

そこで、制御部１５は、オンデューティ比Ａが５０％未満であるとき、即ち軽負荷時に、スイッチング周波数ｆ_ＳＷを上げるように、第１のスイッチング素子Ｔｒ１及び第２のスイッチング素子Ｔｒ２の動作を制御する。

【0080】

続いて、スイッチング周波数ｆ_ＳＷを上げることによる効果について説明する。図７は、スイッチング周期Ｔ_ＳＷと結合リアクトル１に流れる電流（境界電流）との関係を示す図である。ここでは、第１のスイッチング素子Ｔｒ１及び第２のスイッチング素子Ｔｒ２のスイッチング周波数ｆ_ＳＷ（スイッチング周期Ｔ_ＳＷ）が等しくなるように制御され、リアクトル電流Ｉ_Ｌ１，Ｉ_Ｌ２が上述のように等しいとする（図６参照）。

【0081】

上述した式（６）をスイッチング周期Ｔ_ＳＷで表すと、図７に示すように、スイッチング周期Ｔ_ＳＷと境界電流Ｉcrmとが比例の関係となる。これにより、図７に示すように、軽負荷時に、スイッチング周波数ｆ_ＳＷを上げる前（スイッチング周期Ｔ_ＳＷを短くする前）の、電流不連続モードの範囲ＤＣＭ１と、電流連続モードの範囲ＣＣＭ１との境界Ｂｍ１は、境界電流Ｉcrm1によって定まる位置にある。

【0082】

これに対し、スイッチング周波数ｆ_ＳＷを上げる（スイッチング周期Ｔ_ＳＷを短くする）ことにより、境界電流Ｉcrm1が、より小さい境界電流Ｉcrm2に変化する。これにより、境界Ｂｍ１がより左側の境界Ｂｍ２に変位する。したがって、電流不連続モードの範囲ＤＣＭ１は、より狭い範囲ＤＣＭ２に狭まり、電流連続モードの範囲ＣＣＭ１の範囲は、より広い範囲ＣＣＭ２に広がる。

【0083】

［実施形態の効果］
上記のように、電流不連続モードの範囲が狭まることにより、オンデューティ比Ａが５０％未満である状態での電流不連続モードで生じる不感帯領域を狭めることができる。よって、結合リアクトル１を備える電力変換装置１０の制御をより安定化させることができる。

【0084】

また、オンデューティ比Ａが５０％未満であるか否かに応じてスイッチング周波数を上げるか否かを決定することができる。これにより、電流不連続モードと電流連続モードとの切り替えを容易に制御することができる。

【0085】

また、式（６）により表されるように、電流Ｉcrmのスイッチング周波数依存性を利用して、電流不連続モードと電流連続モードとの切り替えを容易に制御することができる。

【0086】

また、電源Ｅと結合リアクトル１との間に、第１のコンデンサＣ１に並列に接続することで、リプルを少なくできる。また、結合リアクトル１の出力側に第２のコンデンサＣ２を接続することにより、結合リアクトル１に蓄えられたエネルギーを、第２のコンデンサＣ２に供給した後にインバータ２０へ放出することで、電力変換装置１０の出力を大きくできる。

【0087】

また、第１のスイッチング素子Ｔｒ１の出力側に第１のダイオードＤ１を接続し、第２のスイッチング素子Ｔｒ２の出力側に第２のダイオードＤ２を接続することで、第２のコンデンサＣ２から結合リアクトル１側へ電流が逆流することを防止できる。

【0088】

また、第１のスイッチング素子Ｔｒ１又は第２のスイッチング素子Ｔｒ２として、縦型のＭＯＳ型電界効果トランジスタであるパワーＭＯＳＦＥＴを用いることによって、耐圧を高め、且つ高速にスイッチングを行うことができる。

【0089】

〔その他の実施形態〕
上記した実施形態の電力変換装置１０では、２相の第１のリアクトルＬ１及び第２のリアクトルＬ２が磁気結合した結合リアクトル１が１つ配置された場合について説明した。しかしながら、これに限らず、例えば４相のリアクトルからなる２つの結合リアクトル１が設けられていてもよい。

【0090】

上記した実施形態の電力変換装置１０では、第１のリアクトルＬ１の出力側に、第１のダイオードＤ１が接続され、第２のリアクトルＬ２の出力側に、第２のダイオードＤ２が接続されている構成としたが、これに限定されない。第１のダイオードＤ１及び第２のダイオードＤ２の代わりに、第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を配置した同期整流方式の回路構成としてもよい。

【0091】

即ち、電力変換装置１０の回路構成を、第１のスイッチング素子Ｔｒ１の出力側に第３のスイッチング素子を接続し、第２のスイッチング素子Ｔｒ２の出力側に第４のスイッチング素子を接続した回路構成としてもよい。第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子としては、ＦＥＴ等を用いることができる。

【0092】

第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子のオン及びオフ動作は、制御部１５によって制御される。具体的には、制御部１５は、第１のスイッチング素子Ｔｒ１のオフ時に第３のスイッチング素子がオンし、第２のスイッチング素子Ｔｒ２のオフ時に第４のスイッチング素子がオンするように制御する。また、制御部１５は、第１のスイッチング素子Ｔｒ１のオン時に第３のスイッチング素子がオフし、第２のスイッチング素子Ｔｒ２のオン時に第４のスイッチング素子がオフするように制御する。これにより、第１のスイッチング素子Ｔｒ１のオン時、及び第２のスイッチング素子Ｔｒ２のオン時に、第２のコンデンサＣ２から結合リアクトル１側へ電流が逆流することを防止できる。

【0093】

この場合、電源Ｅを二次電池とすることで、電力変換装置１０によって、モータ３０が発電された電力を、直流に変換して電源Ｅに充電することが可能である。また、同期整流方式の回路構成は、第１のダイオードＤ１及び第２のダイオードＤ２を備える非同期整流方式の回路構成と比べて、変換効率を高めることができる。

【0094】

〔付記事項〕
本発明は、上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。また、本発明は、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

【符号の説明】

【0095】

１ 結合リアクトル
１０ 電力変換装置
１１ コア
１５ 制御部
２０ インバータ
１００ 電源装置
Ｌ１ 第１のリアクトル
Ｌ２ 第２のリアクトル
Ｔｒ１ 第１のスイッチング素子
Ｔｒ２ 第２のスイッチング素子
Ｃ１ 第１のコンデンサ
Ｃ２ 第２のコンデンサ
Ｄ１ 第１のダイオード
Ｄ２ 第２のダイオード
Ｖｉｎ 入力電圧
Ｖｏｕｔ 出力電圧
Ａ オンデューティ比

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】