特開 2023-40980 地絡検出装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2023040980

(43)【公開日】2023-03-23

(54)【発明の名称】地絡検出装置

(51)【国際特許分類】

   G01R 31/52 20200101AFI20230315BHJP

   B60L 3/00 20190101ALI20230315BHJP

   B60L 50/60 20190101ALI20230315BHJP

   B60L 58/10 20190101ALI20230315BHJP

   B60R 16/02 20060101ALI20230315BHJP

【ＦＩ】

G01R31/52

B60L3/00 S

B60L50/60

B60L58/10

B60R16/02 650R

【審査請求】未請求

【請求項の数】11

【出願形態】書面

(21)【出願番号】P 2021167737

(22)【出願日】2021-09-10

(71)【出願人】

【識別番号】595176098

【氏名又は名称】甲神電機株式会社

(72)【発明者】

【氏名】畠山 善博

(72)【発明者】

【氏名】平田 大瑚

【テーマコード（参考）】

2G014

5H125

【Ｆターム（参考）】

2G014AA04

2G014AB24

2G014AB29

2G014AC18

5H125AA01

5H125AC12

5H125DD10

5H125EE22

5H125EE23

(57)【要約】

【課題】地絡電流を微小な値まで高精度に測定が可能で、高電圧回路の電圧変化直後から高精度な絶縁抵抗測定が可能となる地絡検出装置を得る。
【解決手段】地絡電流を検出する検出抵抗Ｒ２の一端が電圧出力手段１０の電圧基準点１０ａに接続され、電流測定手段３０が電圧基準点１０ａを基準に検出抵抗Ｒ２の他端を入力とした非反転増幅回路により検出抵抗Ｒ２の両端電圧を測定し、演算手段４０が、矩形波電圧パルス出力１０ｄのＬ電圧期間の地絡電流値である第１測定手段出力４１ａと、Ｈ電圧期間の地絡電流値である第２測定手段出力４２ａと、それらの差分演算値の差分演算手段出力４５ａから、両期間の注入コンデンサＣ１の両端電圧の差分、注入手段２０の抵抗の電圧降下の差分を求め、絶縁抵抗値を演算する。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

アース電位と絶縁された少なくとも１つ以上の電路と、
第１の電圧を出力する第１の期間と、第２の電圧を出力する第２の期間を交互に、電圧基準点を基準に繰り返し出力する電圧出力手段と、
前記電圧出力手段の出力を前記電路に注入する注入手段と、
前記注入手段により注入された注入電流を測定し出力する電流測定手段と、
前記電流測定手段の出力を基に、前記電路と前記アース電位の間の絶縁抵抗を演算する演算手段を有する地絡検出装置であって、
前記注入手段は、前記電圧出力手段の出力に、直接又は抵抗を介して一端を接続し、他端を直接又は抵抗を介して前記電路に接続した少なくとも１つ以上の注入コンデンサと、前記電圧基準点に一端を接続し、他端を直接又は抵抗を介して前記アース電位に接続した検出抵抗を有し、
前記電流測定手段は、前記検出抵抗の両端電圧を測定することを特徴とする地絡検出装置。

【請求項2】

アース電位と絶縁された直流電源と、
前記直流電源と、プラス側電路及びマイナス側電路を介して接続された負荷と、
前記直流電源と前記負荷の間にあり、前記負荷の印可電圧を入り切り又は電圧変化させるスイッチ手段と、
第１の電圧を出力する第１の期間と、第２の電圧を出力する第２の期間を交互に、電圧基準点を基準に繰り返し出力する電圧出力手段と、
前記電圧出力手段の出力を前記電路に注入する注入手段と、
前記注入手段により注入された注入電流を測定し出力する電流測定手段と、
前記電流測定手段の出力を基に、前記電路と前記アース電位の間の絶縁抵抗を演算する演算手段を有する地絡検出装置であって、
前記注入手段は、前記電圧出力手段の出力に直接又は抵抗を介して一端を接続した２つの注入コンデンサと、前記アース電位に直接又は抵抗を介して接続した前記電圧基準点を有し、前記注入コンデンサの第１の注入コンデンサは、他端を直接又は抵抗を介して前記プラス側電路に接続し、前記注入コンデンサの第２の注入コンデンサは、他端を直接又は抵抗を介して前記マイナス側電路に接続し、前記第１の注入コンデンサの他端と前記第２の注入コンデンサの他端の少なくとも１つは、前記スイッチ手段の前記負荷側の前記電路に直接又は抵抗を介して接続したことを特徴とする地絡検出装置。

【請求項3】

前記注入手段は、前記電圧基準点に一端を接続し、他端を直接又は抵抗を介して前記アース電位に接続した検出抵抗を有し、
前記電流測定手段は、前記検出抵抗の両端電圧を測定することを特徴とする請求項２に記載の地絡検出装置。

【請求項4】

前記電流測定手段は、前記電圧基準点を基準に前記検出抵抗の他端を入力とした、又は前記検出抵抗の他端を基準に前記電圧基準点を入力とした非反転増幅回路を有することを特徴とする請求項１又は請求項３に記載の地絡検出装置。

【請求項5】

前記演算手段は、
前記第１の期間の第１の測定時点で前記電流測定手段の出力を測定し、第１の測定値として出力する第１の測定手段と、
前記第２の期間の第２の測定時点で前記電流測定手段の出力を測定し、第２の測定値として出力する第２の測定手段と、
前記第１の測定時点での測定後の第１の演算時点、又は前記第２の測定時点での測定後の第２の演算時点で、前記第１の測定値と前記第２の測定値の差分を演算する第１の差分演算手段を有し、
前記第１の差分演算手段の演算値を基に、前記電路と前記アース電位の間の絶縁抵抗を演算することを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかに記載の地絡検出装置。

【請求項6】

前記演算手段は、
前記第１の測定値と、１つ前期間の前記第２の測定値の差分を演算する前記第１の差分演算手段の第１の差分値と、
前記第２の測定値と、１つ前期間の前記第１の測定値の差分を演算する前記第１の差分演算手段の第２の差分値を有し、
前記第１の差分値と前記第２の差分値から選択した１つを基に、又は前記第１の差分値と前記第２の差分値の差分を基に、
前記電路と前記アース電位の間の絶縁抵抗を演算することを特徴とする請求項５に記載の地絡検出装置。

【請求項7】

前記演算手段は、
前記第１の測定時点と１つ前期間の前記第２の測定時点の、又は前記第２の測定時点と１つ前期間の前記第１の測定時点の、
前記注入コンデンサの両端電圧の差分と、
前記注入手段の注入電流経路の抵抗による電圧降下の差分と、
前記第１の差分演算手段の演算値と、
前記電圧出力手段の、第１の電圧と第２の電圧の差分を用いて、
前記電路と前記アース電位の間の絶縁抵抗を演算することを特徴とする請求項５に記載の地絡検出装置。

【請求項8】

前記演算手段は、
前記電圧出力手段の第１の電圧と第２の電圧の差分を、前記注入コンデンサの容量と、前記電路と前記アース電位の間の静電容量で分圧した第１の補正電圧と、
前記第１の測定時点と前記第２の測定時点の前記静電容量に流れる電流の差分に相当する第１の補正電流の、
少なくとも一つを演算の因子に追加して前記電路と前記アース電位の間の絶縁抵抗を演算することを特徴とする請求項７に記載の地絡検出装置。

【請求項9】

前記演算手段は、
前記第１の測定値と、１つ前期間の前記第２の測定値の差分を演算する前記第１の差分演算手段の第１の差分値と、
前記第２の測定値と、１つ前期間の前記第１の測定値の差分を演算する前記第１の差分演算手段の第２の差分値で、
絶対値の大きい方を用いて前記電路と前記アース電位の間の絶縁抵抗を演算することを特徴とする請求項７又は請求項８に記載の地絡検出装置。

【請求項10】

アース電位と絶縁された少なくとも１つ以上の電路と、
第１の電圧を出力する第１の期間と、第２の電圧を出力する第２の期間を交互に、電圧基準点を基準に繰り返し出力する電圧出力手段と、
前記電圧出力手段の出力を前記電路に注入する注入手段と、
前記注入手段により注入された注入電流を測定し出力する電流測定手段と、
前記電流測定手段の出力を基に、前記電路と前記アース電位の間の絶縁抵抗を演算する演算手段を有する地絡検出装置であって、
前記注入手段は、
前記電圧出力手段の出力に、直接又は抵抗を介して一端を接続し、他端を直接又は抵抗を介して前記電路に接続した少なくとも１つ以上の注入コンデンサと、前記アース電位に直接又は抵抗を介して接続した前記電圧基準点を有し、
前記演算手段は、
前記第１の期間の第１の測定時点で前記電流測定手段の出力を測定し、第１の測定値として出力する第１の測定手段と、
前記第２の期間の第２の測定時点で前記電流測定手段の出力を測定し、第２の測定値として出力する第２の測定手段と、
前記第１の測定時点での測定後の第１の演算時点又は前記第２の測定時点での測定後の第２の演算時点で、前記第１の測定値と前記第２の測定値の差分を演算する第１の差分演算手段と、
前記第１の測定値と、１つ前期間の前記第２の測定値の差分を演算する前記第１の差分演算手段の第１の差分値と、
前記第２の測定値と、１つ前期間の前記第１の測定値の差分を演算する前記第１の差分演算手段の第２の差分値を有し、
前記第１の差分値と前記第２の差分値から選択した１つを基に、又は前記第１の差分値と前記第２の差分値の差分を基に、前記電路と前記アース電位の間の絶縁抵抗を演算することを特徴とする地絡検出装置。

【請求項11】

前記演算手段は、
前記第１の期間の始端直後の第３の測定時点で前記電流測定手段の出力を測定し、第３の測定値として出力する第３の測定手段と、
前記第２の期間の始端直後の第４の測定時点で前記電流測定手段の出力を測定し、第４の測定値として出力する第４の測定手段を有し、
前記第３の測定時点での測定後の第３の演算時点又は第４の測定時点での測定後の第４の演算時点で、
前記第３の測定値と前記第４の測定値の両方が所定の判定値内にあるか、又は前記第３の測定値と前記第４の測定値の差分が、所定の判定値内にあるとき注入異常と判定することを特徴とする請求項１から請求項１０のいずれかに記載の地絡検出装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

この発明は、絶縁された電路とアース電位間の絶縁を監視する地絡検出装置に関するものである。

【背景技術】

【0002】

従来、電気自動車やハイブリッド車両等の電動車両に設けられた高電圧直流電源と車体アース（シャーシ）との地絡を検出する地絡検出装置では、例えば特許文献１の図１に示すように被地絡検出対象となる直流電源（高電圧回路）のプラス側出力端またはマイナス側出力端のどちらか一端にカップリングコンデンサ（注入コンデンサ）の一端を接続し、その注入コンデンサの他端に検出抵抗を介して、出力部が出力するデューティー比５０％の矩形波パルス電圧信号を注入している。注入したパルス電圧信号は、高電圧回路と車体アース間の絶縁抵抗に印可され、絶縁抵抗に対応した地絡電流が流れる。

【0003】

この地絡電流の検出は、検出抵抗との接続点である注入コンデンサの他端を測定点として、測定点の電圧を抵抗とコンデンサから成る電圧測定回路により測定しており、地絡電流（絶縁抵抗を流れる電流）が検出抵抗を介して流れることで生じる検出抵抗の電圧低下を電圧測定回路で測定することで、地絡電流の大きさを検出している。

【0004】

注入コンデンサを介して流れる電流は、矩形波パルス電圧信号の注入パルス波形の立上り時や立下り時の電圧変化の大きい時点では、高電圧回路と車体アース間の静電容量（絶縁抵抗と並列に存在する）への充電電流も含まれ、過渡的に大きな電流となる。

【0005】

例えば特許文献１での地絡電流の測定は、この過渡的な電流が流れる時間を避け、矩形波注入パルス電圧信号の「Ｈ」レベルの終端直前での測定（測定値ＶＨ）と「Ｌ」レベルの終端直前での測定（測定値ＶＬ）の２回測定し、それらの差分値（ＶＨ－ＶＬ）を用いることで、注入コンデンサを介して流れる注入電流の中の車体アース間静電容量を流れる電流の影響を低減し、絶縁抵抗を流れる電流（地絡電流）をより高精度に測定している。

【0006】

高電圧回路には、例えば特許文献２の図１に示すように蓄電装置（高電圧バッテリ）、交流電動機のモータ駆動装置や、内燃機関の排気通路に設けられた電気加熱式触媒（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｈｅａｔｅｄ Ｃａｔａｌｙｓｔ 以下ＥＨＣと称す）用直流電源装置等がある。

【0007】

これら高電圧回路の地絡電流を測定するにあたり、高電圧バッテリの充放電による高電圧バッテリ自身の電圧変動、高電圧バッテリとモータ駆動装置間にあるスイッチの入り切りによるモータ駆動装置入力電圧の電圧変動、ＥＨＣへの通電入り切りや、ＥＨＣの温度制御のためのＥＨＣ用直流電源装置の出力電圧の電圧変動等により高電圧回路の直流電圧は変動する。これらの電圧変動により注入コンデンサを介して流れる電流も変動し、地絡電流測定の誤差要因となる。

【0008】

例えば特許文献３の図１には、高電圧バッテリ自身の電圧変動、高電圧バッテリとモータ駆動装置間にあるスイッチの入り切りによるモータ駆動装置入力電圧の電圧変動の、地絡電流測定への影響を低減するために、二つの結合コンデンサ（注入コンデンサ）のそれぞれの一端を高電圧バッテリのプラス側出力端とマイナス側出力端にそれぞれ接続し、二つの注入コンデンサの二つの他端と検出抵抗の一端を接続し、その検出抵抗を介してパルス電圧信号を注入し、この注入コンデンサの二つの他端の接続点を測定点として測定している。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0009】

【特許文献1】特開２００３－２５０２０１号

【特許文献2】特開２０１４－０８３９４３号

【特許文献3】特開２００４－１０４９２３号

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0010】

上記のように従来の地絡検出装置においては、地絡電流を測定する場合、出力部の出力端電圧に検出抵抗の両端電圧が加わった点を測定点とし、その測定点の電圧を測定し、測定点の電圧値と、あらかじめ設定してある出力部出力端から出力されるであろう電圧値との差から検出抵抗の両端電圧値を得ることになる。この測定点の電圧値には、出力部出力端電圧のばらつきや変動分も含まれてしまい、検出抵抗の両端電圧値（地絡電流に比例）を高精度に得ることができず、高精度に地絡電流が測定できないという問題があった。

【0011】

また、測定点には注入コンデンサの他に電圧測定回路も接続されているので、検出抵抗には測定対象の注入コンデンサを介して流れる地絡電流の他に、電圧測定回路の入力インピーダンス（抵抗、コンデンサとＡ／Ｄ変換部より成る入力インピーダンス）に流れる漏れ電流も流れている。この漏れ電流は、例えば注入パルス電圧が５Ｖで、入力インピーダンスが５００ｋΩの場合１０μＡとなり、注入パルス電圧のばらつきや変動の影響も受け、この漏れ電流が検出抵抗の両端電圧から地絡電流を求める場合の誤差となる。特にμＡレベルの微小な地絡電流が高精度に測定できないという問題があった。

【0012】

定常時の地絡電流＝注入パルス電圧交流分／絶縁抵抗
であるから、絶縁劣化の兆候を監視するための測定対象範囲となる絶縁抵抗１０ＭΩから１００ｋΩでは、例えば注入パルス電圧が５Ｖ（交流分±２．５Ｖ）の場合、測定する地絡電流は±０．２５μＡから±２５μＡとなる。この測定対象範囲における前述の電圧測定回路入力インピーダンスの漏れ電流１０μＡが測定誤差に与える影響は大きく、絶縁劣化の兆候を捉えることは困難であった。

【0013】

また、地絡電流の測定は、矩形波注入パルス電圧信号が「Ｈ」レベルの終端直前と「Ｌ」レベルの終端直前の２回測定し、それらの差分値を用いており、この２回測定の間に注入経路内にある注入コンデンサの両端電圧が変化しなければ、２回測定で絶縁抵抗に印可される電圧の差分は、注入パルス電圧信号の「Ｈ」レベルと「Ｌ」レベルの電圧差と同一となり、２回測定の差分値から絶縁抵抗値と相関のある適正な地絡電流を得ることができる。

【0014】

しかし注入コンデンサは、自身を流れる地絡電流により充放電され２回の測定間に注入コンデンサ両端電圧は変化する。注入コンデンサの両端電圧が変化すると、その電圧変化分が、注入パルス電圧の「Ｈ」レベルと「Ｌ」レベルの電圧差に加算され、２回測定で絶縁抵抗に印可される電圧の差分は変化し、２回測定の差分値から得られる地絡電流は変化する。

【0015】

絶縁抵抗が小さい（絶縁劣化が進む）程、また高電圧回路の電圧変化が大きい程注入コンデンサの充放電電流は大きくなり、２回測定の間の注入コンデンサの両端電圧の変化も大きくなり、その分２回測定の差分値から得られる地絡電流の変化も大きくなる。

【0016】

例えば絶縁抵抗が１００ｋΩの時、２回測定の間に注入コンデンサの両端電圧が変化しない定常時の地絡電流Ｉｇ１は
Ｉｇ１＝注入パルス電圧交流分／絶縁抵抗＝±２．５Ｖ／１００ｋΩ＝±２５μＡ
であり、注入パルス電圧の「Ｈ」レベル時の２５μＡと「Ｌ」レベル時の－２５μＡとの差分値は５０μＡであり、この５０μＡが測定された時の絶縁抵抗は１００ｋΩであると相関付けることで、適正な絶縁抵抗値を得ることができる。

【0017】

しかし、高電圧回路の電圧が変化した過渡時は、例えば４００Ｖの高電圧回路のスイッチを入り切りし、０Ｖから４００Ｖへの電圧変化がある場合は、絶縁抵抗には、注入パルス電圧にこの高電圧回路電圧変化分４００Ｖが加算された電圧が印可され、この過渡時の絶縁抵抗１００ｋΩの地絡電流Ｉｇ２は
Ｉｇ２＝（注入パルス電圧交流分＋高電圧回路電圧変化分）／絶縁抵抗
＝（２．５Ｖ＋４００Ｖ）／１００ｋΩ＝４．０２５ｍＡ
と４ｍＡ程度の電流値となる。

【0018】

例えば注入コンデンサ容量を１０μＦとし、２回の測定間隔時間を０．１秒（注入パルス電圧信号を５Ｈｚとし、その１／２周期）とし、この間の地絡電流Ｉｇ２の変化が大きくない（注入コンデンサ容量１０μＦと絶縁抵抗１００ｋΩの時定数１秒に比べ０．１秒間のＩｇ２の変化は大きくないと仮定する）とすると、２回測定間の注入コンデンサの両端電圧変化ΔＶｃは
ΔＶｃ＝地絡電流Ｉｇ２×測定時間間隔／注入コンデンサ容量
＝４ｍＡ×０．１秒／１０μＦ＝４０Ｖ
と概算され、このΔＶｃにより、２回測定で絶縁抵抗に印可される電圧の差分は過渡的に定常時の８（＝４０Ｖ／５Ｖ）倍変化することになり、高電圧回路の電圧変化直後（スイッチ入り切り直後）の過渡時において絶縁抵抗監視が適正にできない（絶縁抵抗値が大きく変化する）という問題があった。

【0019】

ここで、特許文献３の図１に示すように、二つの結合コンデンサ（注入コンデンサ）のそれぞれの一端を高電圧バッテリのプラス側出力端とマイナス側出力端にそれぞれ接続し、二つの注入コンデンサの二つの他端と検出抵抗の一端を接続し、その検出抵抗を介してパルス電圧信号を注入し、この注入コンデンサの二つ他端の接続点を測定点として測定しても、絶縁抵抗に高電圧回路の電圧変化分（例えば４００Ｖ）が加わる点は同じなので、大きな充放電電流が流れ、２回測定の間の注入コンデンサの両端電圧の変化も大きくなり、その分２回測定の差分値から得られる地絡電流の変化、つまり絶縁抵抗値の変化が大きくなる問題は改善されない。

【0020】

この地絡電流や絶縁抵抗値の変化を改善するために、注入コンデンサの両端電圧変化ΔＶｃを注入パルス電圧５Ｖの例えば１０％の０．５Ｖ以下に抑えるには、注入コンデンサ容量をこの０．５Ｖと前述の４０Ｖの電圧比８０（＝４０Ｖ／０．５Ｖ）倍の８００μＦ（＝１０μＦ×８０）以上にすることになりコンデンサの大きさ、コスト面から実用的ではない。

【0021】

また、スイッチ入り切りによる過渡現象が落ち着き、地絡電流が安定するには、注入コンデンサ容量１０μＦと絶縁抵抗１００ｋΩの時定数が１（＝１０μＦ×１００ｋΩ）秒であることから秒単位の待ち時間が生じ、この間は適正な測定ができないという問題があった。注入コンデンサ容量を大きくすると、注入コンデンサの両端電圧変化ΔＶｃを小さくすることはできるが、注入コンデンサ容量×絶縁抵抗の時定数が大きくなり、適正な測定ができない時間は長くなり問題となる。

【0022】

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、地絡電流を微小な値まで高精度に測定が可能で、高電圧回路の電圧変化直後から高精度な絶縁抵抗測定が可能となる地絡検出装置を得ることを目的とするものである。

【課題を解決するための手段】

【0023】

この発明の地絡検出装置は、アース電位と絶縁された少なくとも１つ以上の電路と、第１の電圧を出力する第１の期間と、第２の電圧を出力する第２の期間を交互に、電圧基準点を基準に繰り返し出力する電圧出力手段と、電圧出力手段の出力を電路に注入する注入手段と、注入手段により注入された注入電流を測定し出力する電流測定手段と、電流測定手段の出力を基に、電路と前記アース電位の間の絶縁抵抗を演算する演算手段を有する地絡検出装置であって、注入手段は、電圧出力手段の出力に、直接又は抵抗を介して一端を接続し、他端を直接又は抵抗を介して電路に接続した少なくとも１つ以上の注入コンデンサと、電圧基準点に一端を接続し、他端を直接又は抵抗を介して前記アース電位に接続した検出抵抗を有し、電流測定手段は、検出抵抗の両端電圧を測定するものである。

【発明の効果】

【0024】

この発明によれば、地絡電流を検出する検出抵抗の一端が、電圧出力手段の出力の電圧基準点に接続され、電流測定手段が検出抵抗の両端電圧を測定しているので、電圧出力手段の出力電圧や測定回路への漏れ電流の影響の少ない高精度の地絡電流測定が行える。

【図面の簡単な説明】

【0025】

【図1】 本発明の実施の形態１における地絡検出装置と高電圧回路を示す回路ブロック図である。

【図2】 本発明の実施の形態１における注入電流の測定時点を示す図である。

【図3】 本発明の実施の形態１におけるシミュレーション結果を示す図である。

【図4】 本発明の実施の形態１における２秒経過後のシミュレーション結果を示す図である。

【図5】 本発明の実施の形態１における注入回路の等価回路を示す図である。

【図6】 本発明の実施の形態２における地絡検出装置と高電圧回路を示す回路ブロック図である。

【図7】 本発明の実施の形態２におけるシミュレーション結果を示す図である。

【図8】 本発明の実施の形態２における２秒経過後のシミュレーション結果を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0026】

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１における地絡検出装置１００と高電圧回路５０を示す回路ブロック図、図２は注入電流の測定時点を示す図である。

【0027】

図１において、高電圧回路５０は、直流電源５１、直流電源５１の出力を入り切り又は昇降圧するスイッチ手段５２、スイッチ手段５２の出力に並列接続されたコンデンサ５３と負荷５４を有し、負荷５４のプラス側電路５４ａと車体アース（シャーシ）６０間には絶縁抵抗Ｒｇａ、静電容量Ｃｇａを有し、負荷５４のマイナス側電路５４ｂと車体アース６０間には絶縁抵抗Ｒｇｂ、静電容量Ｃｇｂを有す。

【0028】

直流電源５１は高電圧バッテリ又はその出力を昇降圧した例えば４００Ｖの電源であり、スイッチ手段５２は、電路を入り切りするメカニカル又は半導体スイッチや、電圧を例えば０Ｖから４００Ｖの間の任意の電圧に可変する電力変換装置であり、コンデンサ５３は平滑用コンデンサやノイズ対策用のＸコンデンサ（ラインとライン間に接続するコンデンサ）であり、負荷５４は、例えばモータ駆動装置の直流回路部や、電気加熱式触媒（ＥＨＣ）等である。

【0029】

静電容量Ｃｇａ、Ｃｇｂは、電路５４ａ、５４ｂと車体アース６０間に存在する浮遊容量や、高電圧回路５０内の各装置の電路５４ａ、５４ｂに接続されたノイズ対策用のＹコンデンサ（ラインとアース間に接続するコンデンサ）等の合成静電容量であり、絶縁抵抗Ｒｇａ、Ｒｇｂは、電路５４ａ、５４ｂと車体アース６０間の絶縁抵抗であり、正常時は２０ＭΩ以上の良好な絶縁状態であるが、異常時は１００ｋΩ以下に絶縁が劣化することがある。

【0030】

地絡検出装置１００は、この絶縁抵抗（ＲｇａとＲｇｂの並列合成抵抗）を流れる地絡電流を測定し高電圧回路５０の絶縁状態を監視するもので、電圧出力手段１０、注入手段２０、電流測定手段３０、演算手段４０を有す。

【0031】

電圧出力手段１０は、電圧基準点１０ａに対し所定電圧（例えば１５Ｖ）の直流電源１０ｂと、所定電圧（例えば－１５Ｖ）の直流電源１０ｃと、直流電源１０ｂのプラス端に一端を接続したスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１の他端に一端を接続し他端を直流電源１０ｃのマイナス端に接続したスイッチング素子Ｑ２を有し、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を所定周期（例えば０．１秒）毎に交互にオンオフする事で、電圧出力点１０ｄ（スイッチング素子Ｑ１の他端とスイッチング素子Ｑ２の一端との接続点）から電圧基準点１０ａを基準に所定電圧（例えば±１５Ｖ）で所定周波数（例えば５Ｈｚ）の矩形波パルス電圧を出力する。この出力が「Ｌ」レベル（第１の電圧、例えば－１５Ｖ）、「Ｈ」レベル（第２の電圧、例えば１５Ｖ）の注入パルス電圧信号となる。

【0032】

注入手段２０は、電圧出力手段１０が出力した注入パルス電圧を、高電圧回路５０に注入するもので、電圧出力点１０ｄに一端を接続した抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ１の他端に一端を接続した注入コンデンサＣ１と、電圧基準点１０ａに一端を接続し、他端を車体アース６０に接続した検出抵抗Ｒ２を有し、注入コンデンサＣ１の他端は高電圧回路５０のマイナス側電路５４ｂに接続されている。注入コンデンサＣ１の他端は高電圧回路５０のプラス側電路５４ａ又はマイナス側電路５４ｂのどちらか一方に接続される。なお、検出抵抗Ｒ２の他端と車体アース６０の間、注入コンデンサＣ１の他端と電路５４ｂの間に抵抗を挿入してもよい。

【0033】

電流測定手段３０は、注入手段２０により注入した電圧により生じる注入電流を測定するもので、オペアンプ３１を有し、オペアンプ３１の＋端子３１ａを検出抵抗Ｒ２の他端（車体アース６０）に接続し、－端子３１ｂをオペアンプ出力３１ｃに接続し、検出抵抗Ｒ２の一端（電圧基準点１０ａ）を基準にして、検出抵抗Ｒ２の他端（車体アース６０）を入力とし、オペアンプ出力３１ｃを出力とした非反転増幅回路を構成しており、電圧基準点１０ａを基準にしたオペアンプ出力３１ｃを電流測定出力３２として演算手段４０に出力する。

【0034】

演算手段４０は、電流測定手段３０の電流測定出力３２を所定の測定時点で測定し、絶縁抵抗を演算し、注入異常を検出するものであるが、まず測定時点について説明する。

【0035】

図２は注入電流の測定時点を示す図で、電流測定手段３０の電流測定出力３２の波形を示しており、期間ＴＬ（第１の期間）が注入パルス電圧「Ｌ」レベル（第１の電圧）の期間、期間ＴＨ（第２の期間）が注入パルス電圧「Ｈ」レベル（第２の電圧）の期間である。期間ＴＬと期間ＴＨは所定周期（例えば０．１秒）毎に交互に繰り返しており、図２では期間ＴＬ、期間ＴＨ、期間ＴＬと３つの期間を切り出して図示している。

【0036】

１つ目の期間の期間ＴＬの始端（注入パルス電圧が「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化した時点）では、静電容量Ｃｇａ、Ｃｇｂの充電による突入電流が車体アース６０から電路５４ａ、５４ｂの方向に流れ、検出抵抗Ｒ２には電圧基準点１０ａから車体アース６０の方向に流れ、電流測定出力３２はマイナス極性方向（図示下方向）に一時大きく振れやがて減少（過渡変化）する。期間ＴＬ始端直後（第３の測定時点）の時点３０ａ１はこの過渡変化途中領域の測定時点を示す。

【0037】

静電容量Ｃｇａ、Ｃｇｂの充電が完了しこの過渡変化が終わると、絶縁抵抗Ｒｇａ、Ｒｇｂに流れる安定した電流が車体アース６０から電路５４ａ、５４ｂの方向に流れ、検出抵抗Ｒ２には電圧基準点１０ａから車体アース６０の方向に流れ、電流測定出力３２はマイナス極性方向（図示下方向）に安定した電圧が出力される。期間ＴＬ終端直前（第１の測定時点）の時点３０ｂ１はこの安定した領域の測定時点を示す。

【0038】

１つ目の後の、２つ目の期間の期間ＴＨの始端（注入パルス電圧が「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化した時点）では、静電容量Ｃｇａ、Ｃｇｂの充電による突入電流が電路５４ａ、５４ｂから車体アース６０の方向に流れ、検出抵抗Ｒ２には車体アース６０から電圧基準点１０ａの方向に流れ、電流測定出力３２はプラス極性方向（図示上方向）に一時大きく振れやがて減少（過渡変化）する。期間ＴＨ始端直後（第４の測定時点）の時点３０ｃ１はこの過渡変化途中領域の測定時点を示す。電流測定出力３２はこの過渡変化が終わると絶縁抵抗Ｒｇａ、Ｒｇｂに流れる電流が安定して現れ、期間ＴＨ終端直前（第２の測定時点）の時点３０ｄ１はこの安定した領域の測定時点を示す。

【0039】

３つ目の期間の期間ＴＬの時点３０ａ２は、１つ目の期間ＴＬの時点３０ａ１に相当し、時点３０ｂ２は、時点３０ｂ１に相当する。

【0040】

次に、演算手段４０の各測定手段、演算手段、検出手段について説明する。
演算手段４０は、期間ＴＬ終端直前（時点３０ｂ１、時点３０ｂ２等）の電流測定出力３２を測定し検出抵抗Ｒ２で除して（検出抵抗Ｒ２を流れる電流値として）出力４１ａ（第１の測定値）にホールド出力する第１測定手段４１と、期間ＴＨ終端直前（時点３０ｄ１等）の電流測定出力３２を測定し検出抵抗Ｒ２で除して出力４２ａ（第２の測定値）にホールド出力する第２測定手段４２と、期間ＴＬ始端直後（時点３０ａ１、時点３０ａ２等）の電流測定出力３２を測定し検出抵抗Ｒ２で除して出力４３ａ（第３の測定値）にホールド出力する第３測定手段４３と、期間ＴＨ始端直後（時点３０ｃ１等）の電流測定出力３２を測定し検出抵抗Ｒ２で除して出力４４ａ（第４の測定値）にホールド出力する第４測定手段４４を有す。

【0041】

また、演算手段４０は期間ＴＬの終端直前の測定時点での測定後の演算時点（第１の演算時点）又は期間ＴＨの終端直前の測定時点での測定後の演算時点（第２の演算時点）で、第１測定手段出力４１ａと第２測定手段出力４２ａの差分を演算し出力４５ａに出力する第１の差分演算手段４５と、その第１の差分演算手段出力４５ａと第１測定手段出力４１ａと第２測定手段出力４２ａから絶縁抵抗を演算する絶縁抵抗演算手段４６と、期間ＴＬの始端直後の測定時点での測定後の演算時点（第３の演算時点）又は期間ＴＨの始端直後の測定時点での測定後の演算時点（第４の演算時点）で、第３測定手段出力４３ａと第４測定手段出力４４ａから注入異常の有無を検出する注入異常検出手段４７を有す。

【0042】

演算手段４０の絶縁抵抗演算手段４６は、期間ＴＬの第１測定手段出力４１ａと一つ前期間ＴＨの第２測定手段出力４２ａの差分演算値である第１の差分演算手段４５の期間ＴＬの電流差分値（第１の差分値）と、期間ＴＨの第２測定手段出力４２ａと一つ前期間ＴＬの第１測定手段出力４１ａの差分演算値である第１の差分演算手段４５の期間ＴＨの電流差分値（第２の差分値）と、第２の差分演算手段４６ａ（図示せず）と、注入コンデンサ両端電圧変化演算手段４６ｂ（図示せず）と、抵抗電圧降下演算手段４６ｃ（図示せず）を有し、第２の差分演算手段４６ａは期間ＴＬの電流差分値と期間ＴＨの電流差分値の差分を演算する。

【0043】

絶縁抵抗演算手段４６の注入コンデンサ両端電圧変化演算手段４６ｂは、第１測定手段出力４１ａと第２測定手段出力４２ａの少なくとも一つを用いて、一つ前期間の期間ＴＬ終端直前と期間ＴＨ終端直前（時点３０ｂ１と時点３０ｄ１等）の、又は一つ前期間の期間ＴＨ終端直前と期間ＴＬ終端直前（時点３０ｄ１と時点３０ｂ２等）の注入コンデンサ両端電圧の電圧変化（差分）を演算する。

【0044】

絶縁抵抗演算手段４６の抵抗電圧降下演算手段４６ｃは、第１の差分演算手段出力４５ａと、注入手段２０の注入電流経路の抵抗である抵抗Ｒ１及び検出抵抗Ｒ２の抵抗値を用いて、一つ前期間の期間ＴＬ終端直前と期間ＴＨ終端直前（時点３０ｂ１と時点３０ｄ１等）の、又は一つ前期間の期間ＴＨ終端直前と期間ＴＬ終端直前（時点３０ｄ１と時点３０ｂ２等）の抵抗Ｒ１及び検出抵抗Ｒ２の電圧降下の差分を演算する。

【0045】

また、演算手段４０の絶縁抵抗演算手段４６は、次に述べる第１から第３の絶縁抵抗演算方法の中の一つを用いて絶縁抵抗を演算する。

【0046】

第１の絶縁抵抗演算方法は、第１の差分演算手段出力４５ａから、あらかじめ実験及びシミュレーションで設定しておいた近似式または換算表を基に絶縁抵抗値を求めるにあたり、期間ＴＬと期間ＴＨの中のどちらの期間の第１の差分演算手段出力４５ａ（電流差分値）を用いるかを選択する。

【0047】

第２の絶縁抵抗演算方法は、第２の差分演算手段４６ａの演算結果から、あらかじめ実験及びシミュレーションで設定しておいた近似式または換算表を基に絶縁抵抗値を求める。

【0048】

第３の絶縁抵抗演算方法は、電圧出力点１０ｄの「Ｈ」レベルと「Ｌ」レベルの電圧差と、注入コンデンサ両端電圧変化演算手段４６ｂの演算結果と、抵抗電圧降下演算手段４６ｃの演算結果と、静電容量Ｃｇａ、Ｃｇｂに起因する注入コンデンサＣ１の静電容量起因電圧４６ｄ（後述する）と、静電容量Ｃｇａ、Ｃｇｂに起因する静電容量起因電流４６ｅ（後述する）から、絶縁抵抗ＲｇａとＲｇｂの並列合成抵抗値を演算する。

【0049】

演算手段４０の注入異常検出手段４７は、第３測定手段出力４３ａと第４測定手段出力４４ａの両方が所定の判定値範囲内にある場合に、又は第３測定手段出力４３ａと第４測定手段出力４４ａの差分値が所定の判定値範囲内にある場合に、注入異常があると判定する。

【0050】

このように構成された地絡検出装置１００においては、図２の期間ＴＬにおいて電圧出力手段１０が「Ｈ」レベルの例えば１５Ｖから「Ｌ」レベルの例えば－１５Ｖへの電圧変化－３０Ｖを出力すると、期間ＴＬ始端では高電圧回路５０への注入電流として、静電容量Ｃｇａ、Ｃｇｂへの充電電流が車体アース６０から電路５４ａ、５４ｂの方向へ流れる。この注入電流は抵抗Ｒ１及び検出抵抗Ｒ２により制限され二つの抵抗の直列合成抵抗値Ｒ１０が例えば１２ｋΩの時は、注入コンデンサＣ１の影響を無視すれば、最大電流－２．５ｍＡ（＝－３０Ｖ／Ｒ１０＝－３０Ｖ／１２ｋΩ）が流れる。

【0051】

静電容量Ｃｇａ、Ｃｇｂの並列合成容量Ｃ１０が例えば０．４μＦとすると、充電時定数４．８ｍ秒（＝Ｒ１０×Ｃ１０＝１２ｋΩ×０．４μＦ）で充電され、この充電電流は指数関数的に減少していき、充電時定数の例えば１６倍である８０ｍ秒後には充電が完了しており、注入電流は、絶縁抵抗Ｒｇａ、Ｒｇｂを流れる電流である地絡電流値に安定する。図２の時点３０ｂ１は、期間ＴＬの始端から例えば８０ｍ秒経過した時点であり、この時点の検出抵抗Ｒ２を流れる電流に相当する電流測定出力３２を第１測定手段４１は測定する。

【0052】

期間ＴＨにおいて電圧出力手段１０が「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルへの電圧変化を出力する場合でも、電流の極性を逆にした同様な動作となり、図２の時点３０ｄ１は、期間ＴＨの始端から例えば８０ｍ秒経過した時点であり、この時点の検出抵抗Ｒ２を流れる電流に相当する電流測定出力３２を第２測定手段４２は測定する。

【0053】

絶縁抵抗Ｒｇａ、Ｒｇｂの並列合成抵抗Ｒ１１を例えば１０ＭΩとすると、地絡電流は±１．５μＡ（＝±１５Ｖ／Ｒ１１＝±１５Ｖ／１０ＭΩ）となり、この微小な電流が検出抵抗Ｒ２を流れ、検出抵抗Ｒ２が例えば２ｋΩの場合はその両端電圧は±３ｍＶ（＝±１．５μＡ×２ｋΩ）となり、電流測定手段３０はこの微小な電圧を高精度に測定する必要がある。

【0054】

地絡電流を検出する検出抵抗Ｒ２は、一端を電圧出力手段１０の電圧基準点１０ａに接続しており、電流測定手段３０は電圧基準点１０ａを基準に検出抵抗Ｒ２の他端を測定することで、検出抵抗Ｒ２の両端電圧を、つまり地絡電流を高精度に測定することができる。

【0055】

この構成の場合検出抵抗Ｒ２両端電圧の測定誤差要因はオペアンプ３１の入力オフセット電圧が主要因となり、オペアンプ３１に標準的に入手可能な低入力オフセット電圧（例えば入力オフセット電圧が３０μＶ以下）オペアンプを用いれば、その入力オフセット電圧の影響は、前述の検出抵抗Ｒ２両端電圧の３ｍＶに対し１％（＝３０μＶ／３ｍＶ）以下と小さい。他に誤差要因となる不要な電圧ばらつきや変動要因がないのでμＡレベルの地絡電流でも高精度に測定することができる。

【0056】

また電流測定手段３０は、非反転増幅回路の構成を用いており、測定点となる検出抵抗Ｒ２の他端にはオペアンプ３１の＋端子３１ａのみが接続されている。検出抵抗Ｒ２両端電圧による地絡電流測定誤差のもう一つの主要因である測定回路の入力インピーダンスはオペアンプ３１にのみ存在し、オペアンプ３１に標準的に入手可能な高入力インピーダンス（例えば入力電流が５００ｐＡ以下）オペアンプを用いれば、その入力インピーダンス（入力電流）の影響は、前述の地絡電流１．５μＡに対し０．０３３％（＝５００ｐＡ／１．５μＡ）以下と小さく、検出抵抗Ｒ２には地絡電流の誤差要因となる余計な漏れ電流が流れないのでμＡレベルの地絡電流でも高精度に測定することができる。

【0057】

なお、電流測定手段３０を反転増幅回路の構成とすることもでき、この場合測定回路の入力インピーダンスは、反転増幅回路の入力側抵抗が相当しこれが等価的に検出抵抗Ｒ２に並列接続された形となる。入力側抵抗に高精度抵抗を用いることで入力インピーダンスの影響は低減できる。しかし、反転増幅回路のオペアンプの入力オフセット電流に入力側抵抗と出力側抵抗の並列合成抵抗値を乗じたものが、入力オフセット電圧に加わることになるので、入力側抵抗と出力側抵抗を大きくすると入力オフセット電圧の影響が大きくなる。また入力側抵抗を小さくするとオペアンプで処理しなければならない電流が増えるので、オペアンプの制御電源は大きくせざるを得ない。

【0058】

また、ここでは検出抵抗Ｒ２の一端を基準にして、検出抵抗Ｒ２の他端を測定したが、オペアンプの制御電源の取り方に応じて、検出抵抗Ｒ２の他端を基準にして、検出抵抗Ｒ２の一端を測定してもよい。

【0059】

また、抵抗Ｒ１は、高電圧回路５０の電路５４ａ、５４ｂと車体アース６０が誤って短絡した場合に、注入電流を制限して地絡電流検出装置１００を過電流による故障から保護することができる。このとき、電流測定手段３０のオペアンプ３１に不要な過電圧がかからないように、検出抵抗Ｒ２には並列に図示しない逆直列接続のチェナーダイオードを接続するのが望ましい。

【0060】

ここで、高電圧回路５０の負荷５４へ印可される電圧が変化した場合の地絡検出装置１００の動作について説明する。

【0061】

高電圧回路５０のスイッチ手段５２がオンし、負荷５４に直流電源５１の出力電圧を印可した場合の動作を回路シミュレータによるシミュレーション波形を用いて説明する。
シミュレーションの条件として、図１において、高電圧回路５０の直流電源５１の出力電圧が４００Ｖ、コンデンサ５３が２０μＦ、負荷５４が５０Ω、静電容量Ｃｇａ、Ｃｇｂがそれぞれ０．２μＦとし、地絡検出装置１００の電圧出力手段１０の出力が±１５Ｖ５Ｈｚの矩形波パルス、抵抗Ｒ１と検出抵抗Ｒ２の直列合成抵抗値が１２ｋΩ、注入コンデンサＣ１が１０μＦとし、絶縁抵抗Ｒｇａが１００ｋΩ（絶縁劣化状態）、Ｒｇｂが１０００ＭΩ（絶縁健全状態）とする。第１測定手段４１、第２測定手段４２の測定時点としては期間ＴＬ、ＴＨの始端から０．０８秒経過した時点とする。

【0062】

図３はシミュレーション結果を示す図で、図３（ａ）は電圧出力手段１０の電圧出力点１０ｄの波形を示し、時間０秒から０．１秒間「Ｌ」レベルの－１５Ｖを、その後０．１秒間「Ｈ」レベルの１５Ｖを出力し、以降それを繰り返す。

【0063】

図３（ｂ）は負荷５４に印可される電圧波形を示す図で、時間０．０５秒にスイッチ手段５２がオンし、４００Ｖが負荷５４に印可される。本シミュレーションでは、このタイミングで負荷５４印可電圧が急変した場合を検証する。

【0064】

図３（ｃ）は電流測定手段３０の電流測定出力３２の波形（注入電流波形）と測定時点を示す図であり、測定時点は、注入電圧パルス電圧「Ｌ」レベル（期間ＴＬ）の終端直前の時間０．０８秒時点（期間ＴＬの時点３０ｂ１）、注入電圧パルス電圧「Ｈ」レベル（期間ＴＨ）の終端直前の時間０．１８秒時点（期間ＴＨの時点３０ｄ１）、時間０．２８秒時点（期間ＴＬの時点３０ｂ２）、時間０．３８秒時点（期間ＴＨの時点３０ｄ２）、時間０．４８秒時点（期間ＴＬの時点３０ｂ３）である。

【0065】

注入電流波形では時間０．０５秒に負荷５４へ４００Ｖが印可された時点に、静電容量Ｃｇａ，Ｃｇｂに大きな充電電流がプラス極性方向（図示上方向）に流れ、その後注入パルス電圧が「Ｌ」から「Ｈ」、「Ｈ」から「Ｌ」に変化するたびに、静電容量Ｃｇａ、Ｃｇｂへの充電電流がプラス極性方向（図示上方向）、マイナス極性方向（図示下方向）に流れる。注入電流により注入コンデンサＣ１が充電されていくのに従い、注入電流は全体的に減少していく。

【0066】

図３（ｄ）は図３（ｃ）に示す各測定時点での注入電流の測定値を示す折れ線グラフで、電流測定出力３２の測定値を検出抵抗Ｒ２の抵抗値で除したもの（第１測定手段出力４１ａ、第２測定手段出力４２ａに相当）で、検出抵抗Ｒ２を流れる電流値を示す。縦軸の単位はμＡ、横軸の単位は秒である。

【0067】

図３（ｅ）は図３（ｃ）に示す各測定時点（各期間）の注入電流の電流差分値を示す折れ線グラフで、あるＮ期間の測定時点での電流測定出力３２の測定値と、Ｎの一つ前の（Ｎ－１）期間の測定時点での電流測定出力３２の測定値との差分値を検出抵抗Ｒ２の抵抗値で除したＮ期間の電流差分値（Ｎ期間の第１の差分演算手段出力４５ａに相当）を示し、時点３０ｄ１では時点３０ｂ１との電流差分値、時点３０ｂ２では時点３０ｄ１との電流差分値、時点３０ｄ２では時点３０ｂ２との電流差分値、時点３０ｂ３では時点３０ｄ２との電流差分値を示す。縦軸の単位はμＡ、横軸の単位は秒である。なお時点３０ｂ１での電流差分値は不定値としてグラフにプロットしていない。この不定値処理については後述する。

【0068】

図３（ｆ）は図３（ｃ）に示す各測定時点（各期間）の注入電流の電流差分値の差分値を示す折れ線グラフで、あるＮ期間の電流差分値（Ｎ期間の第１の差分演算手段出力４５ａに相当）と、Ｎの一つ前の（Ｎ－１）期間の電流差分値（（Ｎ－１）期間の第１の差分演算手段出力４５ａに相当）との差分値（Ｎ期間の第２の差分演算手段４６ａの演算結果に相当）を示し、時点３０ｂ２では時点３０ｄ１との差分値、時点３０ｄ２では時点３０ｂ２との差分値、時点３０ｂ３では時点３０ｄ２との差分値を示す。縦軸の単位はμＡ、横軸の単位は秒である。なお時点３０ｂ１、時点３０ｄ１では前述の電流差分値の不定値に係る演算となるのでグラフにプロットしていない。

【0069】

図３（ｇ）は図３（ｃ）に示す各測定時点（各期間）の絶縁抵抗演算値を示す折れ線グラフで、縦軸の単位はｋΩ、横軸の単位は秒である。なお時点３０ｂ１では前述の電流差分値の不定値に係る演算となるのでグラフにプロットしていない。

【0070】

図４は２秒経過後のシミュレーション結果を示す図で、図３と同様に、図４（ａ）は電圧出力手段１０の電圧出力点１０ｄの波形を示し、図４（ｂ）は負荷５４に印可される電圧波形を示し、図４（ｃ）は電流測定手段３０の電流測定出力３２の波形（注入電流波形）と測定時点を示す図であり、測定時点は、注入電圧パルス電圧「Ｌ」レベル（期間ＴＬ）の終端直前の時間２．０８秒時点（期間ＴＬの時点３０ｂ１１）、注入電圧パルス電圧「Ｈ」レベル（期間ＴＨ）の終端直前の時間２．１８秒時点（期間ＴＨの時点３０ｄ１１）、時間２．２８秒時点（期間ＴＬの時点３０ｂ１２）、時間２．３８秒時点（期間ＴＨの時点３０ｄ１２）、時間２．４８秒時点（期間ＴＬの時点３０ｂ１３）である。

【0071】

図４（ｄ）は図４（ｃ）に示す各測定時点での注入電流の測定値を示す折れ線グラフで、電流測定出力３２の測定値を検出抵抗Ｒ２の抵抗値で除したもの（第１測定手段出力４１ａ、第２測定手段出力４２ａに相当）で、検出抵抗Ｒ２を流れる電流値を示す。縦軸の単位はμＡ、横軸の単位は秒である。

【0072】

図４（ｅ）は図４（ｃ）に示す各測定時点（各期間）の注入電流の電流差分値を示す折れ線グラフで、あるＮ期間の測定時点での電流測定出力３２の測定値と、Ｎの一つ前の（Ｎ－１）期間の測定時点での電流測定出力３２の測定値との差分値を検出抵抗Ｒ２の抵抗値で除したＮ期間の電流差分値（Ｎ期間の第１の差分演算手段出力４５ａに相当）を示し、時点３０ｂ１１では時間１．９８秒時点との電流差分値、時点３０ｄ１１では時点３０ｂ１１との電流差分値、時点３０ｂ１２では時点３０ｄ１１との電流差分値、時点３０ｄ１２では時点３０ｂ１２との電流差分値、時点３０ｂ１３では時点３０ｄ１２との電流差分値を示す。縦軸の単位はμＡ、横軸の単位は秒である。

【0073】

図４（ｆ）は図４（ｃ）に示す各測定時点（各期間）の注入電流の電流差分値の差分値を示す折れ線グラフで、あるＮ期間の電流差分値（Ｎ期間の第１の差分演算手段出力４５ａに相当）と、Ｎの一つ前の（Ｎ－１）期間の電流差分値（（Ｎ－１）期間の第１の差分演算手段出力４５ａに相当）との差分値（Ｎ期間の第２の差分演算手段４６ａの演算結果に相当）を示し、時点３０ｂ１１では時間１．９８秒時点との差分値、時点３０ｄ１１では時点３０ｂ１１との差分値、時点３０ｂ１２では時点３０ｄ１１との差分値、時点３０ｄ１２では時点３０ｂ１２との差分値、時点３０ｂ１３では時点３０ｄ１２との差分値を示す。縦軸の単位はμＡ、横軸の単位は秒である。

【0074】

図４（ｇ）は図４（ｃ）に示す各測定時点（各期間）の絶縁抵抗演算値を示す折れ線グラフで、縦軸の単位はｋΩ、横軸の単位は秒である。

【0075】

ここで、シミュレーション結果について説明する。
図３（ｄ）に示すように、検出抵抗Ｒ２を流れる注入電流は、スイッチ手段５２をオンした直後は３．２ｍＡ程度流れる。この電流は徐々に減少し、２秒程度経過した図４（ｄ）では、５００μＡ程度となる。

【0076】

スイッチ手段５２をオンした直後の注入電流の電流差分値は、図３（ｅ）に示すように、時点３０ｄ１や時点３０ｄ２では小さくなる。これは、スイッチ手段５２をオンした直後は注入電流が大きく、注入コンデンサＣ１は急速に充電され、注入コンデンサＣ１両端電圧の一つ前の期間の測定時点との電圧変化ΔＶｃが３０Ｖ程度となり、注入パルス電圧の「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルへの電圧変化分ΔＶ１０ｄの３０Ｖを打ち消し、一つ前の測定時点３０ｂ１と測定時点３０ｄ１で、又一つ前の測定時点３０ｂ２と測定時点３０ｄ２で絶縁抵抗Ｒｇａに印可される電圧の差が小さいためである。

【0077】

逆に、時点３０ｂ２や時点３０ｂ３では、注入電流の電流差分値は大きくなる。これは注入コンデンサＣ１両端電圧の一つ前の期間の測定時点との電圧変化ΔＶｃが、注入パルス電圧の「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルへの電圧変化分ΔＶ１０ｄの－３０Ｖに加算され、一つ前の測定時点３０ｄ１と測定時点３０ｂ２で、又一つ前の測定時点３０ｄ２と測定時点３０ｂ３で絶縁抵抗Ｒｇａに印可される電圧の差が大きくなるためである。

【0078】

スイッチ手段５２をオンして２秒程度経過すると、図４（ｅ）に示すように、期間ＴＨの測定時点（３０ｄ１１、３０ｄ１２）の電流差分値ΔＩｄ１１、ΔＩｄ１２は、１９６μＡ、２０４μＡ、期間ＴＬの測定時点（３０ｂ１２、３０ｂ１３）の電流差分値ΔＩｂ１２、ΔＩｂ１３は、－２９０μＡ、－２８３μＡと、期間ＴＨと期間ＴＬの差が小さくなる。十分な時間が経過するとこの差が無くなり安定し、その安定値はΔＩｄ１２とΔＩｂ１３の絶対値の平均値２４４μＡ（＝（２０４μＡ＋２８３μＡ）／２）となり、電流差分値の絶対値が２４４μＡの場合、絶縁抵抗値は１００ｋΩであると相関付けることができる。

【0079】

スイッチ手段５２をオンした直後は図３（ｅ）に示すように、期間ＴＨの測定時点（３０ｄ１、３０ｄ２）の電流差分値ΔＩｄ１、ΔＩｄ２は－４０μＡ、１３μＡ、期間ＴＬの測定時点（３０ｂ２、３０ｂ３）の電流差分値ΔＩｂ２、ΔＩｂ３は－４９９μＡ、－４５８μＡであり、前述の２４４μＡを基準にすると、期間ＴＨ同士の絶対値のばらつきは２７（＝４０－１３）μＡで基準に対し１１％（＝２７μＡ／２４４μＡ）、期間ＴＬ同士の絶対値のばらつきは４１（＝４９９－４５８）μＡで基準に対し１７％、期間ＴＨと期間ＴＬの絶対値のばらつきは４５９（＝４９９－４０）μＡで基準に対し１８８％、時点３０ｂ２のΔＩｂ２は－４９９μＡで基準に対し２０５％となり、期間ＴＨと期間ＴＬのばらつきが大きく、期間ＴＬでの電流差分値の誤差も大きな値となる。

【0080】

スイッチ手段５２をオン後２秒以上経過した時点３０ｂ１３のΔＩｂ１３は－２８３μＡで基準に対し１１６％となり、この時点においても誤差は１６％と小さくない。

【0081】

ここで、演算手段４０の絶縁抵抗演算手段４６の絶縁抵抗演算方法と演算結果について説明するが、その前に前述の図３（ｅ）の説明で述べた電流差分値の不定値処理について説明する。

【0082】

図３（ｅ）では時点３０ｂ１の電流差分値を不定値としたが、時点３０ｂ１はスイッチ手段５２をオンして最初の期間の測定時点であるので、一つ前の期間の測定時点ではまだスイッチ手段５２がオフであり、このスイッチ手段５２の状態が異なる前後で第１の差分演算手段４５により電流差分値を求めると、演算値は３０９０μＡと異常な過大値となる。この過大値を絶縁抵抗の演算に用いるのは好ましくないので、この過大な電流差分演算値は不定値とし、この不定値に係る演算は行わず直前の絶縁抵抗演算値を維持することとする。

【0083】

どの期間の電流差分値を不定値とするかは、電流測定出力３２の測定値や電流差分値の推移状況から、突出した１回の期間を不定値と判定してもよいし、高電圧回路５０のスイッチ手段５２等の制御内容とそのタイミングが分かっていれば、制御内容とそのタイミングから判定してもよい。

【0084】

絶縁抵抗演算手段４６は、第１から第３の絶縁抵抗演算方法の中の一つを用いて絶縁抵抗を演算するが、まず第１の絶縁抵抗演算方法と演算結果について説明する。

【0085】

第１の絶縁抵抗演算方法では、あらかじめ実験またはシミュレーションにより第１の差分演算出力４５ａと絶縁抵抗値の相関関係を近似式または換算表にしておき、その近似式または換算表を基に、第１の差分演算手段出力４５ａから絶縁抵抗値を求めるが、全ての第１の差分演算手段出力４５ａを用いるのではなく、期間ＴＬ又は期間ＴＨの中のどちらの期間の第１の差分演算手段出力４５ａを用いるかを選択する。また前述の電流差分値の不定値処理を行う。

【0086】

なお、従来（特許文献１）は、注入パルス電圧の「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルへの差分を測定しており、前述の不定値処理を行っていないのでスイッチ手段５２オン直後は、時点３０ｂ１（０．０８秒後）の３０９０μＡ、時点３０ｂ２（０．２８秒後）の－４９９μＡ、時点３０ｂ３（０．４８秒後）の－４５９Ａを測定することになり、前述の基準値２４４μＡに対し絶対値は１２６６％、２０５％、１８８％と大きな地絡電流（電流差分値）が測定される。２．４８秒後の時点３０ｂ１３でも－２８３μＡを測定することになり、前述の基準値２４４μＡに対し絶対値は１１６％となり２秒以上経過しても１６％大きい値が測定される。地絡電流（電流差分値）が大きいということは絶縁抵抗が小さく絶縁劣化の度合いが悪化したということなので、スイッチ手段５２をオンした場合に過剰な絶縁悪化情報を一時的に発出することになり問題であった。

【0087】

スイッチ手段５２をオンした場合の過剰な絶縁悪化情報の一時的発出を防止するためには、前述の電流差分値の不定値処理に加え、値の大きい電流差分値ΔＩｂ２、ΔＩｂ３となる期間ＴＬではなく、値の小さい電流差分値ΔＩｄ１、ΔＩｄ２となる期間ＴＨの第１の差分演算手段出力４５ａを選択することで、電流差分値は－４０μＡ、１３μＡとなる。この場合は前述の基準値２４４μＡに対し絶対値は１６％、５％と小さくなりその分絶縁抵抗演算値は大きな値となり、従来（特許文献１）の一時的に発出していた過剰な絶縁悪化情報の発出を防止することができる。

【0088】

電流差分値（第１の差分演算手段出力４５ａ）が小さくなるのは、注入コンデンサＣ１の充電電圧変化極性が、注入パルス電圧の出力電圧変化極性を打ち消すように働く場合であり、今回のように注入コンデンサＣ１をマイナス側電路５４ｂに接続し絶縁抵抗Ｒｇａを絶縁劣化（１００ｋΩ）させた場合は、スイッチ手段５２をオンした時に、期間ＴＨの方が小さくなり、スイッチ手段５２をオフした時は、注入コンデンサＣ１の充電電圧変化極性が逆になるので、期間ＴＬの方が小さくなる。注入コンデンサＣ１をプラス側電路５４ａに接続し絶縁抵抗Ｒｇｂを絶縁劣化（１００ｋΩ）させた場合は、注入コンデンサＣ１の充電電圧変化極性が逆になるのでスイッチ手段５２をオンした時に期間ＴＬの方が小さくなり、スイッチ手段５２をオフした時は期間ＴＨの方が小さくなる。状況に応じて期間ＴＬと期間ＴＨのどちらの期間の電流差分値（第１の差分演算手段出力４５ａ）を用いるかを選択することで過剰な絶縁悪化情報の発出を防止できる。

【0089】

期間ＴＬと期間ＴＨの中で前述の不定値を除いて電流差分値の絶対値の小さい方（第１の差分演算手段出力４５ａの絶対値の小さい方）の期間を選択してもよいし、高電圧回路５０のスイッチ手段５２等の制御内容とそのタイミングが分かっていれば、制御内容とそのタイミングから期間を選択してもよい。

【0090】

次に、絶縁抵抗演算手段４６で行う第２の絶縁抵抗演算方法と演算結果について説明する。第２の絶縁抵抗演算方法では、あらかじめ実験またはシミュレーションにより第２の差分演算手段４６ａの演算結果と絶縁抵抗値の相関関係を近似式または換算表にしておき、その近似式または換算表を基に、第２の差分演算手段４６ａの演算結果から絶縁抵抗値を求める。また、前述の電流差分値の不定値処理を行う。

【0091】

第２の差分演算手段４６ａの演算結果を、図３（ｆ）及び図４（ｆ）に示す。
図４（ｆ）に示すように、スイッチ手段５２オン後２秒程度経過後の第２の差分演算手段４６ａの演算結果は、時点３０ｄ１２（２．３８秒後）の演算値が－４９４μＡ、時点３０ｂ１３（２．４８秒後）の演算値が４８７μＡと両者の絶対値は近づいており、時間の経過と共にその両者の絶対値の平均値４９０μＡに安定する。よって第２の差分演算手段４６ａの演算結果が絶対値で４９０μＡの場合、絶縁抵抗Ｒｇａは１００ｋΩであると相関付けることができる。

【0092】

この４９０μＡを基準にすると、スイッチ手段オン直後の第２の差分演算手段４６ａの演算結果は図３（ｆ）に示すように、時点３０ｂ２（０．２８秒後）の演算値は４５８μＡで基準の４９０μＡの９３．５％、時点３０ｄ２（０．３８秒後）の演算値は－５１２μＡで基準の１０４．５％となり、スイッチ手段５２オン直後でも±７％以下の精度での絶縁抵抗演算が可能となる。

【0093】

従来（特許文献１）のスイッチ手段５２オン直後の時点３０ｂ２（０．２８秒後）の演算値が前述のように基準値に対し２０５％であるのに比べ、第２の絶縁抵抗演算方法では基準値に対し９３．５％となり、より高精度な絶縁抵抗演算が可能である。

【0094】

次に、絶縁抵抗演算手段４６で行う第３の絶縁抵抗演算方法と演算結果について説明するが、まず第３の絶縁抵抗演算方法について、図３（ｃ）の中の三つの測定時点における注入回路の等価回路を用いて説明する。ここで注入回路の等価回路とは図１において注入電流の流れる経路を等価的に示したもので、絶縁抵抗Ｒｇａ、Ｒｇｂの並列合成絶縁抵抗をＲｇとし、静電容量Ｃｇａ、Ｃｇｂは除いている。静電容量Ｃｇａ，Ｃｇｂの影響については後述する。

【0095】

図５（ａ）は図３（ｃ）の時点３０ｂ１における注入回路の等価回路、図５（ｂ）は時点３０ｄ１における注入回路の等価回路、図５（ｃ）は時点３０ｂ２における注入回路の等価回路を示す。

【0096】

図５（ａ）において、注入電流をＩｂ１、注入コンデンサＣ１両端電圧をＶｃｂ１、抵抗Ｒ１及び検出抵抗Ｒ２の電圧降下をＶｒｂ１、直流電源５１を４００Ｖ、直流電源１０ｃを－１５Ｖとすると、絶縁抵抗Ｒｇに印可される電圧Ｖｇｂ１は下記（１）式となる。

【0097】

【数1】

また、抵抗Ｒ１と検出抵抗Ｒ２の直列合成抵抗をＲ１０とすると、電圧降下Ｖｒｂ１は下記（２）式となる。

【0098】

【数2】

図５（ｂ）において、注入電流をＩｄ１、注入コンデンサ両端電圧をＶｃｄ１、抵抗Ｒ１及び検出抵抗Ｒ２の電圧降下をＶｒｄ１、直流電源５１を４００Ｖ、直流電源１０ｂを１５Ｖとすると、絶縁抵抗Ｒｇに印可される電圧Ｖｇｄ１は下記（３）式となる。

【0099】

【数3】

また、電圧降下Ｖｒｄ１は下記（４）式となる。

【0100】

【数4】

ここで、（３）式－（１）式、（２）式、（４）式よりＶｇｄ１とＶｇｂ１の差分のＶｇｄ１－Ｖｇｂ１を求めると、下記（５）式となる。

【0101】

【数5】

また、Ｖｇｂ１、Ｖｇｄ１は絶縁抵抗Ｒｇと注入電流の積なので下記（６）式、（７）式となる。

【0102】

【数6】

【0103】

【数7】

よってＶｇｄ１とＶｇｂ１の差分Ｖｇｄ１－Ｖｇｂ１は、（７）式－（６）式より下記（８）式となる。

【0104】

【数8】

また、（５）式と（８）式より下記（９）式が得られる。

【0105】

【数9】

注入電流の差分Ｉｄ１－Ｉｂ１、注入コンデンサ両端電圧の差分Ｖｃｄ１－Ｖｃｂ１を

【0106】

【数10】

【0107】

【数11】

とすると、（９）式より絶縁抵抗Ｒｇは下記（１２）式となる。

【0108】

【数12】

以上より、期間ＴＨの時点３０ｄ１において（１２）式を用いて絶縁抵抗Ｒｇを演算することができ、他の期間ＴＨにおいても同様に演算することができる。

【0109】

（１２）式の右辺分子は絶縁抵抗Ｒｇへの印可電圧の差分値に相当し、右辺分母は絶縁抵抗Ｒｇを流れる地絡電流の差分値に相当し、３０Ｖは電圧出力点１０ｄの期間ＴＨ始端の「Ｌ」レベルと「Ｈ」レベルの電圧差に相当し、ΔＶｃｄ１は後述する注入コンデンサ両端電圧変化演算手段４６ｂの時点３０ｄ１での測定値の演算結果に相当し、Ｒ１０×ΔＩｄ１は、後述する抵抗電圧降下演算手段４６ｃの時点３０ｄ１での測定値の演算結果に相当し、ΔＩｄ１は時点３０ｄ１での測定値での第１の差分演算手段出力４５ａに相当する。また、前述の電流差分値の不定値に係る演算は行わず前回の演算値を維持する。

【0110】

また、図５（ｃ）において、注入電流をＩｂ２、注入コンデンサＣ１両端電圧をＶｃｂ２、抵抗Ｒ１及び検出抵抗Ｒ２の電圧降下をＶｒｂ２、直流電源５１を４００Ｖ、直流電源１０ｃを－１５Ｖとすると、絶縁抵抗Ｒｇに印可される電圧Ｖｇｂ２は下記（１３）式となる。

【0111】

【数13】

また、電圧降下Ｖｒｂ２は下記（１４）式となる。

【0112】

【数14】

ここで（１３）式－（３）式、（４）式、（１４）式よりＶｇｂ２とＶｇｄ１の差分のＶｇｂ２－Ｖｇｄ１を求めると、下記（１５）式となる。

【0113】

【数15】

また、Ｖｇｂ２は絶縁抵抗Ｒｇと注入電流の積なので下記（１６）式となる

【0114】

【数16】

よって差分Ｖｇｂ２－Ｖｇｄ１は、（１６）式－（７）式より下記（１７）式となる。

【0115】

【数17】

また（１５）式と（１７）式より下記（１８）式となる。

【0116】

【数18】

注入電流の差分Ｉｂ２－Ｉｄ１、注入コンデンサ両端電圧の差分Ｖｃｂ２－Ｖｃｄ１を

【0117】

【数19】

【0118】

【数20】

とすると、絶縁抵抗Ｒｇは下記（２１）式となる。

【0119】

【数21】

以上より、期間ＴＬの時点３０ｂ２において（２１）式を用いて絶縁抵抗Ｒｇを演算することができ、他の期間ＴＬにおいても同様に演算することができる。

【0120】

（２１）式の右辺分子は絶縁抵抗Ｒｇへの印可電圧の差分値に相当し、右辺分母は絶縁抵抗Ｒｇを流れる地絡電流の差分値に相当し、－３０Ｖは電圧出力点１０ｄの期間ＴＬ始端の「Ｈ」レベルと「Ｌ」レベルの電圧差に相当し、ΔＶｃｂ２は後述する注入コンデンサ両端電圧変化演算手段４６ｂの時点３０ｂ２での測定値の演算結果に相当し、Ｒ１０×ΔＩｂ２は、後述する抵抗電圧降下演算手段４６ｃの時点３０ｂ２での測定値の演算結果に相当し、ΔＩｂ２は時点３０ｂ２での測定値での第１の差分演算手段出力４５ａに相当する。また、前述の電流差分値の不定値に係る演算は行わず前回の演算値を維持する。

【0121】

ここでは、絶縁抵抗演算式である（１２）、（２１）式にある注入コンデンサ両端電圧の差分ΔＶｃｄ１、ΔＶｃｂ２について説明する。これらは注入コンデンサ両端電圧変化演算手段４６ｂで演算する。
下記コンデンサの特性式（２２）より

【0122】

【数22】

注入コンデンサ両端電圧の差分ΔＶｃｄ１、ΔＶｃｂ２は、時点３０ｂ１から時点３０ｄ１まで、又は時点３０ｄ１から時点３０ｂ２までの注入コンデンサＣ１の充電電流（注入電流）を時間積し、注入コンデンサＣ１の容量で除する事で得られるが、以下の第１及び第２の注入コンデンサ両端電圧変化演算方法に単純化することができ、どちらか一つの方法を用いて求めればよい。

【0123】

この２つの演算方法について、まず期間ＴＨの演算方法を、時点３０ｄ１での測定値を演算する場合を例に説明する。

【0124】

第１の注入コンデンサ両端電圧変化演算方法は、注入コンデンサＣ１の充電電流として時点３０ｂ１の注入電流Ｉｂ１が期間ＴＬの残り時間Ｔ１（図３参照、例えば０．０２秒）流れ、時点３０ｄ１の注入電流Ｉｄ１が期間ＴＨの経過時間Ｔ２（図３参照、例えば０．０８秒）流れたとする方法で、注入コンデンサＣ１容量がＣ１の場合の差分ΔＶｃｄ１は下記（２３）式となる。

【0125】

【数23】

第２の注入コンデンサ両端電圧変化演算方法は、注入コンデンサＣ１の充電電流として時点３０ｄ１の注入電流Ｉｄ１が期間ＴＨの全時間Ｔ３（図３参照、例えば０．１秒）流れたとする方法で、注入コンデンサＣ１容量がＣ１の場合の差分ΔＶｃｄ１は下記（２４）式となる。

【0126】

【数24】

次に期間ＴＬの演算方法を、時点３０ｂ２での測定値を演算する場合を例に説明する。この場合も同様に、ΔＶｃｂ２は第１の注入コンデンサ両端電圧変化演算方法では下記（２５）式となり、第２の注入コンデンサ両端電圧変化演算方法では下記（２６）式となる。

【0127】

【数25】

【0128】

【数26】

【0129】

第１及び第２の注入コンデンサ両端電圧変化演算方法の両方法とも、時点３０ｂ１、時点３０ｂ２での第１測定手段出力４１ａである注入電流Ｉｂ１、Ｉｂ２と、時点３０ｄ１での第２測定手段出力４２ａである注入電流Ｉｄ１から、注入コンデンサ両端電圧の差分ΔＶｃｄ１、ΔＶｃｂ２を演算することができる。

【0130】

また、絶縁抵抗演算式である（１２）、（２１）式にある、Ｒ１０×ΔＩｄ１、Ｒ１０×ΔＩｂ２は、抵抗電圧降下演算手段４６ｃで演算しており、抵抗Ｒ１と検出抵抗Ｒ２との直列合成抵抗Ｒ１０に電流差分値（第１の差分電流演算手段出力４５ａ）を乗じることで、抵抗Ｒ１と検出抵抗Ｒ２による電圧降下値の差分を演算することができる。

【0131】

ここまでは、静電容量Ｃｇａ、Ｇｇｂを除いて説明してきたが、静電容量Ｃｇａ、Ｇｇｂに起因する絶縁抵抗演算の誤差要因について以下に説明する。

【0132】

注入パルス電圧が「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに、または「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化した時、注入コンデンサＣ１は、静電容量ＣｇａとＣｇｂの並列合成容量Ｃｇと直列接続されて充放電され、注入コンデンサＣ１の両端電圧は変化する。この注入コンデンサ両端電圧変化分ΔＶｃ１が誤差要因となる。

【0133】

ΔＶｃ１は並列合成容量Ｃｇに依存し、期間ＴＬの演算では、注入パルス電圧の「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルの電圧変化分ΔＶ１０ｄ（例えば－３０Ｖ）を、期間ＴＨの演算では注入パルス電圧の「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルの電圧変化分ΔＶ１０ｄ（例えば３０Ｖ）を注入コンデンサＣ１と静電容量Ｃｇで分圧した値となり、下記（２７）式となる。

【0134】

【数27】

このΔＶｃ１は静電容量起因電圧４６ｄに相当し、前述の（２３）式から（２６）式のΔＶｃｄ１、ΔＶｃｂ２に、この電圧変化分ΔＶｃ１を補正加算することで、より高精度な絶縁抵抗演算が可能である。

【0135】

また、絶縁抵抗Ｒｇや静電容量Ｃｇの両端に印可される電圧Ｖｇが安定している期間ＴＬ、期間ＴＨの終端直前の測定時点において、静電容量Ｃｇの両端電圧Ｖｇの変化が微小であっても、その変化に応じた充放電電流が静電容量Ｃｇに流れる。この静電容量Ｃｇを流れる充放電電流が、絶縁抵抗Ｒｇを流れる地絡電流に合成されて検出抵抗Ｒ２を流れるので、特に微小な地絡電流を測定する場合の誤差要因になる。

【0136】

この期間ＴＬの終端直前の測定時点と期間ＴＨの終端直前の測定時点の静電容量Ｃｇの充放電電流の差分は、静電容量起因電流４６ｅに相当し、静電容量Ｃｇの容量値と、絶縁抵抗Ｒｇの抵抗値により決まるので、実験またはシミュレーションによりあらかじめ絶縁抵抗値毎に補正値または補正式を決めておいて、絶縁抵抗演算式である（１２）式及び（２１）式の右辺分母のΔＩｄ、ΔＩｂに補正加算することで、より高精度な絶縁抵抗演算が可能である。

【0137】

ここまで説明してきた第３の絶縁抵抗演算方法により演算した結果を図３（ｇ）、図４（ｇ）に示す。図３（ｇ）、図４（ｇ）では、第１の注入コンデンサ両端電圧変化演算方法を用い、静電容量起因電圧４６ｄ、静電容量起因電流４６ｅによる補正も行っている。

【0138】

図３（ｇ）に示すように、スイッチ手段５２オン直後の時点３０ｄ１（０．１８秒後）での絶縁抵抗演算値は７３．５ｋΩと、真値の１００ｋΩに比べ小さい値ではあるが、時点３０ｂ２（０．２８秒後）以降では絶縁抵抗演算値は９５．１ｋから１００．４ｋΩと誤差５％以下の演算をすることができ、第２の絶縁抵抗演算方法より高精度な測定が可能である。

【0139】

なお、時点３０ｄ２（０．３８秒後）は、９５．１ｋΩと誤差５％であり、他の時点３０ｂ２、３０ｂ３に比べ誤差が大きい。これは、前述の期間ＴＨの電流差分値ΔＩｄ２が１３μＡと小さく、絶縁抵抗演算式（１２）式の右辺分子と分母共に小さくなることが誤差増加の要因となっている。

【0140】

一方、期間ＴＬの時点３０ｂ２や時点３０ｂ３では誤差が０．４％と小さく、状況に応じて電流差分値の絶対値の大きい方の期間を選択して絶縁抵抗を演算することでより高精度な演算が可能となる。

【0141】

期間ＴＬと期間ＴＨの中で電流差分値の絶対値の大きい方（第１の差分演算手段出力４５ａの絶対値の大きい方）の期間を選択してもよいし、高電圧回路５０のスイッチ手段５２等の制御内容とそのタイミングが分かっていれば、制御内容とそのタイミングから期間を選択してもよい。

【0142】

スイッチ手段５２オン後２秒程度経過後の演算結果は図４（ｇ）に示すように誤差１％以下の高精度な演算が行えている。

【0143】

ここでは、注入異常検出について説明する。

【0144】

地絡検出装置１００と車体アース６０の接続異常、注入コンデンサＣ１の一端と高電圧回路５０の接続異常、注入コンデンサＣ１の断線故障、抵抗Ｒ１や検出抵抗Ｒ２の断線故障、電圧出力手段１０の故障、電流測定手段３０の故障等により注入パルス電圧が正常に注入できない注入異常が発生すると、正しく地絡電流や絶縁抵抗の監視ができなくなる。ここでは、これら注入異常を検出する方法について説明する。

【0145】

図２に示すように、期間ＴＬの始端直後の時点３０ａ１では、電圧出力点１０ｄが「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに電圧変化することにより、静電容量Ｃｇａ、Ｃｇｂの充電による突入電流が車体アース６０から電路５４ａ、５４ｂの方向に流れる。

【0146】

注入コンデンサＣ１の影響を無視すると、突入電流のピーク値は、電圧出力点１０ｄの電圧変化（例えば－３０Ｖ）を、抵抗Ｒ１と検出抵抗Ｒ２の直列合成抵抗値（例えば１２ｋΩ）で除した電流値（例えば－２．５ｍＡ）となり、時定数（Ｒ１＋Ｒ２）×（Ｃｇａ＋Ｃｇｂ）で指数関数的に０Ａ方向に変化する。

【0147】

この突入電流は、検出抵抗Ｒ２には電圧基準点１０ａから車体アース６０の方向に流れ、電流測定出力３２はマイナス極性方向に過渡変化する。第３測定手段４３はこの過渡変化途中領域の時点３０ａ１での電流測定出力３２を測定し、測定値が所定の判定値（例えば前述のピーク電流値－２．５ｍＡの１／２の－１．２５ｍＡ）よりマイナス極性方向に超えると、注入回路は健全と判定できる。

【0148】

期間ＴＨの始端直後の時点３０ｃ１では、電圧出力点１０ｄが「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに電圧変化することにより、静電容量Ｃｇａ、Ｃｇｂの充電による突入電流が電路５４ａ、５４ｂから車体アース６０の方向に同様に流れる。検出抵抗Ｒ２には車体アース６０から電圧基準点１０ａの方向に流れ、電流測定出力３２はプラス極性方向に過渡変化する。第４の測定手段４４は、この過渡変化途中領域の時点３０ｃ１での電流測定出力３２を測定し、測定値が所定の判定値（例えば１．２５ｍＡ）よりプラス極性方向に超えると、注入回路は健全と判定できる。

【0149】

静電容量Ｃｇａ、Ｃｇｂは、高電圧回路５０の各装置内のＹコンデンサ及び車体アース間浮遊容量であるが、装置内に既設のＹコンデンサがあれば、それは一般的に車体アース間浮遊容量より容量値が十分大きく、前述の時定数（Ｒ１＋Ｒ２）×（Ｃｇａ＋Ｃｇｂ）にとって支配的となり、突入電流波形は想定可能となり、突入電流による過渡変化を捉えるための電流測定時点３０ａ１も想定できる。

【0150】

なお、第３測定手段４３や第４測定手段４４にノイズ除去用のローパスフィルタがある場合は、それによる効果を想定した測定時点（時点３０ａ１、時点３０ｃ１）や判定値の設定を行うことが望ましい。また、高電圧回路５０の装置内にＹコンデンサが無い場合は、静電容量Ｃｇａ、Ｃｇｂが小さい場合があるので実機検証により測定時点や判定値を合わせ込むことが望ましい。

【0151】

また、スイッチ手段５２オン直後は、図３（ｃ）に示すように電流測定出力３２はプラス極性方向（図示上方向）に偏移し、時点３０ｃ１では、測定値がプラス極性の所定の判定値（例えば１．２５ｍＡ）よりプラス極性方向に超えるが、注入回路が健全であっても、時点３０ａ２では測定値がマイナス極性の所定の判定値（例えば－１．２５ｍＡ）よりマイナス極性方向に超えない場合があり得る。

【0152】

逆にスイッチ手段５２オフ直後は、電流測定出力３２はマイナス極性方向（図示下方向）に偏移し、注入回路が健全であっても、測定値がプラス極性の所定の判定値（例えば１．２５ｍＡ）よりプラス極性方向に超えない場合があり得る。

【0153】

そのため、注入異常検出手段４７は、第３測定手段出力４３ａと第４測定手段出力４４ａの両方が所定の判定値範囲内にある場合に注入異常があると判定する。

【0154】

また、スイッチ手段５２オン直後に、図３（ｃ）に示すように電流測定出力３２がプラス極性方向（図示上方向）に偏移しても、時点３０ｃ１と時点３０ａ２の差分や、時点３０ａ２と時点３０ｃ２の差分は絶対値が略同一値となる。よって注入異常検出手段４７は第３測定手段出力４３ａと第４測定手段出力４４ａの差分値が所定の判定値範囲内にある場合に注入異常があると判定してもよい。

【0155】

なお、地絡検出装置１００と車体アース６０の接続異常、注入コンデンサＣ１の一端と高電圧回路５０の接続異常、注入コンデンサＣ１の断線故障、抵抗Ｒ１の断線故障、検出抵抗Ｒ２の断線短絡故障、電圧出力手段１０の断線短絡故障、電流測定手段３０の断線短絡故障等が発生すると、注入電流が流れないか、又は測定できないので電流測定出力３２は略０Ｖとなり、第３測定手段出力４３ａ、第４測定手段出力４４ａ、両者の差分値とも略０となり注入異常と判定される。

【0156】

電圧出力手段１０の出力電圧異常、抵抗Ｒ１又は検出抵抗Ｒ２の抵抗値異常、電流測定手段３０の測定ゲイン異常等の異常では、異常判定の判定値の設定内容により、異常判定できる条件が変わってくる。異常判定の判定値を例えば前述のピーク電流値±２．５ｍＡの１／２以内の±１．２５ｍＡ以内とすると、電圧出力手段１０の出力電圧の電圧不足（半減）異常、抵抗Ｒ１と検出抵抗Ｒ２の直列合成抵抗値の増大（倍増）異常や電流測定手段３０の測定ゲイン低下（半減）異常等を異常判定することができる。

【0157】

本実施の形態では、電圧出力手段１０の直流電源１０ｂ、１０ｃをプラス極性とマイナス極性の二つの両電源としているが、プラス極性又はマイナス極性の一つの単電源としてもよい。

【0158】

本実施の形態では、スイッチ手段５２のオン時とオフ時の両方で地絡電流測定、絶縁抵抗演算を行っているが、スイッチ手段５２がオフ時のみに地絡電流測定、絶縁抵抗演算を行ってもよい。スイッチ手段５２がオンの場合、負荷５４の印可電圧は変動し、高電圧回路５０内の各装置が稼働中なので発生ノイズも多いが、スイッチ手段５２がオフの場合は負荷５４の印可電圧は安定し発生ノイズも少なく、より高精度な地絡電流測定、絶縁抵抗演算が可能である。

【0159】

実施の形態２．
実施の形態２では、実施の形態１と異なる点を説明する。
図６はこの発明の実施の形態２における地絡検出装置１０１と高電圧回路５０を示す回路ブロック図である。

【0160】

地絡検出装置１０１は、電圧出力手段１０、注入手段２１、電流測定手段３０、演算手段４０を有し、注入手段２０に変わり注入手段２１を有する点が実施の形態１とは異なる。

【0161】

注入手段２１は、電圧出力手段１０の電圧出力点１０ｄに一端を接続した抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ１の他端に一端を接続し他端は高電圧回路５０のプラス側電路５４ａに接続した注入コンデンサＣ１ａと、同じく抵抗Ｒ１の他端に一端を接続し他端は高電圧回路５０のマイナス側電路５４ｂに接続した注入コンデンサＣ１ｂを有す。注入コンデンサを二つ有する点が実施の形態１とは異なる。

【0162】

本実施の形態２においての演算手段４０の第３の絶縁抵抗演算方法の各演算式では、実施の形態１の注入コンデンサＣ１の容量が、注入コンデンサＣ１ａと注入コンデンサＣ１ｂの並列合成容量に相当するので、容量Ｃ１を容量（Ｃ１ａ＋Ｃ１ｂ）に置き換えて演算する。

【0163】

ここで、高電圧回路５０の負荷５４へ印可される電圧が変化した場合の地絡検出装置１０１の動作について説明する。

【0164】

高電圧回路５０のスイッチ手段５２がオンし、負荷５４に直流電源５１の出力電圧を印可した場合の動作を回路シミュレータによるシミュレーション波形を用いて説明する。
シミュレーションの条件として、図６において、注入コンデンサＣ１ａが５μＦ、注入コンデンサＣ１ｂが５μＦである点が実施の形態１と異なるが、注入コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂの並列合成容量は実施の形態１のＣ１と同じ１０μＦとしている。

【0165】

図７はシミュレーション結果を示す図で、図３と同様に図７（ａ）は電圧出力手段１０の電圧出力点１０ｄの波形を示し、図７（ｂ）は負荷５４に印可される電圧波形を示し、図７（ｃ）は電流測定手段３０の電流測定出力３２の波形（注入電流波形）と測定時点を示す図である。

【0166】

注入電流波形では時間０．０５秒に負荷５４へ４００Ｖが印可された時点でも、注入コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂと、静電容量Ｃｇａ，Ｃｇｂとでバランスを取ることで静電容量Ｃｇａ、Ｃｇｂへの突入電流を防止できている。

【0167】

図７（ｄ）は、図３（ｄ）と同様に図７（ｃ）に示す各測定時点での注入電流の測定値を示す折れ線グラフ、図７（ｅ）は、図３（ｅ）と同様に図７（ｃ）に示す各測定時点（各期間）の注入電流の電流差分値を示す折れ線グラフ、図７（ｆ）は、図３（ｆ）と同様に図７（ｃ）に示す各測定時点（各期間）の注入電流の電流差分値の差分値を示す折れ線グラフ、図７（ｇ）は、図３（ｇ）と同様に図７（ｃ）に示す各測定時点（各期間）の絶縁抵抗演算値を示す折れ線グラフである。

【0168】

図８は２秒経過後のシミュレーション結果を示す図で、図４と同様に、図８（ａ）は電圧出力手段１０の電圧出力点１０ｄの波形を示し、図８（ｂ）は負荷５４に印可される電圧波形を示し、図８（ｃ）は電流測定手段３０の電流測定出力３２の波形（注入電流波形）と測定時点を示す。

【0169】

図８（ｄ）は、図４（ｄ）と同様に図８（ｃ）に示す各測定時点での注入電流の測定値を示す折れ線グラフ、図８（ｅ）は、図４（ｅ）と同様に図８（ｃ）に示す各測定時点（各期間）の注入電流の電流差分値を示す折れ線グラフ、図８（ｆ）は、図４（ｆ）と同様に図８（ｃ）に示す各測定時点（各期間）の注入電流の電流差分値の差分値を示す折れ線グラフ、図８（ｇ）は、図４（ｇ）と同様に図８（ｃ）に示す各測定時点（各期間）の絶縁抵抗演算値を示す折れ線グラフである。

【0170】

以降、シミュレーション結果について説明する。
図７（ｄ）に示すように、検出抵抗Ｒ２を流れる注入電流は、スイッチ手段５２をオンした直後は１．６ｍＡ程度流れる。実施の形態１と比べて１／２の電流となり電流測定手段３０の測定電流対象範囲が１／２になるので、高精度電流測定に有利となる。この電流は徐々に減少し、２秒程度経過した図８（ｄ）では、２５０μＡ程度となる。

【0171】

スイッチ手段５２をオンした直後の注入電流の電流差分値は、図７（ｅ）に示すように、時点３０ｄ１や時点３０ｄ２では小さくなるが、実施の形態１程は小さくならない。スイッチ手段５２をオンした直後の注入電流が実施の形態１の１／２なので、注入コンデンサＣ１ａ及びＣ１ｂの両端電圧の一つ前の期間の測定時点との電圧変化ΔＶｃは１／２程度となり、注入パルス電圧の「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルへの電圧変化分ΔＶ１０ｄの３０Ｖを打ち消しきらないので、一つ前の測定時点３０ｂ１と測定時点３０ｄ１で、又一つ前の測定時点３０ｂ２と測定時点３０ｄ２で絶縁抵抗Ｒｇａに印可される電圧の差が実施の形態１程は小さくならないためである。

【0172】

また、時点３０ｂ２や時点３０ｂ３では注入電流の電流差分値は大きくなるが、実施の形態１程は大きくならない。注入パルス電圧の「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルへの電圧変化分ΔＶ１０ｄの－３０Ｖに加算される、注入コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂの両端電圧の一つ前の期間の測定時点との電圧変化ΔＶｃが１／２となるので、一つ前の測定時点３０ｄ１と測定時点３０ｂ２で、又一つ前の測定時点３０ｄ２と測定時点３０ｂ３で絶縁抵抗Ｒｇａに印可される電圧の差が実施の形態１程は大きくならないためである。

【0173】

スイッチ手段５２をオンして２秒程度経過すると、図８（ｅ）に示すように、期間ＴＨの測定時点（３０ｄ１１、３０ｄ１２）の電流差分値ΔＩｄ１１、ΔＩｄ１２は、２２０μＡ、２２４μＡ、期間ＴＬの測定時点（３０ｂ１２、３０ｂ１３）の電流差分値ΔＩｂ１２、ΔＩｂ１３は、－２６８μＡ、－２６４μＡと、実施の形態１と同様に期間ＴＨと期間ＴＬの差が小さくなる。十分な時間が経過するとこの差が無くなり安定し、その安定値はΔＩｄ１２とΔＩｂ１３の絶対値の平均値２４４μＡ（＝（２２４μＡ＋２６４μＡ）／２）となり、電流差分値の絶対値が２４４μＡの場合、絶縁抵抗値は１００ｋΩであると相関付けることができる。

【0174】

スイッチ手段５２をオンした直後の、期間ＴＨの測定時点（３０ｄ１、３０ｄ２）の電流差分値ΔＩｄ１、ΔＩｄ２は１０６μＡ、１２７μＡ、期間ＴＬの測定時点（３０ｂ２、３０ｂ３）の電流差分値ΔＩｂ２、ΔＩｂ３は－３７４μＡ、－３５４μＡであり、前述の２４４μＡを基準にすると、期間ＴＨ同士の絶対値のばらつきは２１（＝１２７－１０６）μＡで基準に対し９％（＝２１μＡ／２４４μＡ）、期間ＴＬ同士の絶対値のばらつきは２０（＝３７４－３５４）μＡで基準に対し８％、期間ＴＨと期間ＴＬの絶対値のばらつきは２６８（＝３７４－１０６）μＡで基準に対し１１０％、時点３０ｂ２のΔＩｂ２は－３７４μＡで基準に対し１５３％となり、期間ＴＨと期間ＴＬのばらつきは実施の形態１に比べ１／９（＝１０％／８８％）と小さく、期間ＴＬの電流差分値の誤差は実施の形態１に比べ１／２（＝５３％／１０５％）と小さくなる。

【0175】

スイッチ手段５２をオン後２秒以上経過した時点３０ｂ１３のΔＩｂ１３は－２６４μＡで基準に対し１０８％となり、この時点においての誤差は８％と実施の形態１に比べ１／２（＝８％／１６％）と小さくなる。

【0176】

ここでは、演算手段４０の絶縁抵抗演算手段４６の各絶縁抵抗演算方法における演算結果について説明する。まず第１の絶縁抵抗演算方法における演算結果について説明する。

【0177】

スイッチ手段５２をオンした場合の過剰な絶縁悪化情報の一時的発出を防止するためには、前述の電流差分値の不定値処理に加え、値の大きい電流差分値ΔＩｂ２、ΔＩｂ３となる期間ＴＬではなく、値の小さい電流差分値ΔＩｄ１、ΔＩｄ２となる期間ＴＨの第１の差分演算手段出力４５ａを選択することで、電流差分値は１０６μＡ、１２７μＡとなる。この場合は前述の基準値２４４μＡに対し絶対値は４３％、５２％と小さくなりその分絶縁抵抗演算値は大きな値となり、実施の形態１と同様に過剰な絶縁悪化情報の発出を防止することができ、実施の形態１に比べ演算値は真値に近くなる。

【0178】

次に、絶縁抵抗演算手段４６で行う第２の絶縁抵抗演算方法における演算結果について説明する。第２の差分演算手段４６ａの演算結果を、図７（ｆ）及び図８（ｆ）に示す。

【0179】

図８（ｆ）に示すように、スイッチ手段５２オン後２秒程度経過後の第２の差分演算手段４６ａの演算結果は、時点３０ｄ１２（２．３８秒後）の演算値が－４９２μＡ、時点３０ｂ１３（２．４８秒後）の演算値が４８８μＡと両者の絶対値は近づいており、時間の経過と共にその両者の絶対値の平均値４９０μＡに安定する。よって第２の差分演算手段４６ａの演算結果が絶対値で４９０μＡの場合、絶縁抵抗Ｒｇａは１００ｋΩであると相関付けることができる。

【0180】

この４９０μＡを基準にすると、スイッチ手段オン直後の第２の差分演算手段４６ａの演算結果は図７（ｆ）に示すように、時点３０ｂ２（０．２８秒後）の演算値は、４８０μＡで基準の４９０μＡの９８％、時点３０ｄ２（０．３８秒後）の演算値は－５０１μＡで基準の１０２％となり、スイッチ手段５２オン直後でも±２％以下の精度での絶縁抵抗演算が可能となる。

【0181】

実施の形態１のスイッチ手段５２オン直後の時点３０ｂ２（０．２８秒後）の演算値が前述のように基準値に対し９３．５％であるのに比べ、本実施の形態２では基準値に対し９８％となり、より高精度な絶縁抵抗演算が可能である。

【0182】

次に、絶縁抵抗演算手段４６で行う第３の絶縁抵抗演算方法における演算結果について説明する。

【0183】

各演算式では、実施の形態１の注入コンデンサＣ１の容量Ｃ１を、注入コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂの並列合成容量（Ｃ１ａ＋Ｃ１ｂ）に置き換えて演算する。

【0184】

第３の絶縁抵抗演算方法により演算した結果を図７（ｇ）、図８（ｇ）に示す。図７（ｇ）、図８（ｇ）では、第１の注入コンデンサ両端電圧変化演算方法を用い、静電容量起因電圧４６ｄ、静電容量起因電流４６ｅによる補正も行っている。

【0185】

図７（ｇ）に示すように、スイッチ手段５２オン直後の時点３０ｄ１（０．１８秒後）での絶縁抵抗演算値は９８．７ｋΩと実施の形態１の７３．５ｋΩに比べ、真値の１００ｋΩに近い。これは注入コンデンサを二つにして、スイッチ手段５２オン時の静電容量Ｃｇａ、Ｃｇｂへの充電電流の影響を低減したためである。時点３０ｂ２（０．２８秒後）以降では絶縁抵抗演算値は９９．７ｋΩから１００．４ｋΩと誤差１％以下の演算をすることができ、実施の形態１より高精度な演算が可能である。

【0186】

スイッチ手段５２オン後２秒程度経過後の演算結果は図８（ｇ）に示すように誤差１％以下の高精度な演算が行えている。

【0187】

これら実施の形態１と比較した実施の形態２の効果は、従来の注入コンデンサを二つ用いる方法（例えば特許文献３）のように、高電圧バッテリ（直流電源５１）の両端にそれぞれの注入コンデンサの他端を接続する方法では得られず、本実施の形態２のように、負荷５４の両端に接続することで得られる。

【0188】

ここまで電動車両に設けた地絡検出装置について述べてきたが、それに限ることはなく、太陽光発電システムやデータセンター等の非接地直流配電システムや他の非接地系配電システムにも適用できる。その場合、車体アースは筐体アースや大地アースに相当する。

【符号の説明】

【0189】

１０ 電圧出力手段
１０ａ 電圧基準点
１０ｂ、１０ｃ 直流電源
１０ｄ 電圧出力点
２０、２１ 注入手段
３０ 電流測定手段
３１ オペアンプ
３１ａ オペアンプ＋端子
３１ｂ オペアンプ－端子
３１ｃ オペアンプ出力
３２ 電流測定出力
４０ 演算手段
４１ 第１測定手段
４２ 第２測定手段
４３ 第３測定手段
４４ 第４測定手段
４５ 第１の差分演算手段
４６ 絶縁抵抗演算手段
４６ａ 第２の差分演算手段
４６ｂ 注入コンデンサ両端電圧変化演算手段
４６ｃ 抵抗電圧降下演算手段
４６ｄ 静電容量起因電圧
４６ｅ 静電容量起因電流
４７ 注入異常検出手段
５０ 高電圧回路
５１ 直流電源
５２ スイッチ手段
５３ コンデンサ
５４ 負荷
５４ａ プラス側電路
５４ｂ マイナス側電路
６０ 車体アース
１００、１０１ 地絡検出装置
Ｒ１ 抵抗
Ｒ２ 検出抵抗
Ｒｇ、Ｒｇａ、Ｒｇｂ 絶縁抵抗
Ｃ１、Ｃ１ａ、Ｃ１ｂ 注入コンデンサ
Ｃｇ、Ｃｇａ、Ｃｇｂ 静電容量
Ｑ１、Ｑ２ スイッチング素子

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】