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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2023047635
(43)【公開日】2023-04-06
(54)【発明の名称】飛しょう体誘導装置及び飛しょう体誘導方法
(51)【国際特許分類】
G01S 13/28 20060101AFI20230330BHJP
G01S 7/02 20060101ALI20230330BHJP
G01S 13/24 20060101ALI20230330BHJP
F41G 7/22 20060101ALI20230330BHJP
【ＦＩ】
G01S13/28
G01S7/02 218
G01S13/24
F41G7/22
【審査請求】未請求
【請求項の数】5
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2021156658
(22)【出願日】2021-09-27
(71)【出願人】
【識別番号】000003078
【氏名又は名称】株式会社東芝
(71)【出願人】
【識別番号】598076591
【氏名又は名称】東芝インフラシステムズ株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110001737
【氏名又は名称】弁理士法人スズエ国際特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】蜂須 裕之
【テーマコード（参考）】
2C014
5J070
【Ｆターム（参考）】
2C014DA02
2C014DB01
2C014DC00
5J070AB08
5J070AC02
5J070AC06
5J070AC11
5J070AD07
5J070AE02
5J070AF07
5J070AH02
5J070AH40
5J070AK17
5J070AK28
(57)【要約】
【課題】目標に対してハイダイブで接近し、目標の電力検出と測角信号検出を実施する際に、電力検出におけるシークラッタの抑圧と測角信号検出におけるグリントノイズ低減の両立を可能とする。
【解決手段】実施形態によれば、目標に照射電波を放射する照射電波の送受信周期間で送信パルス波形を生成しパルス圧縮変調を実施して前記照射電波として放射し、送受信周期間の反射電波の受信時に目標から反射して戻ってきた信号を復調し、送受信周期間で観測されパルス圧縮復調を実施された全受信信号の観測毎データを保存しておき、保存された複数回の全受信信号の観測毎データをレンジ化し平均化し、平均化された信号から目標の範囲の信号を抽出し、目標の範囲の信号を使用してモノパルス測角方式により測角信号を取得する。測角信号は、広帯域系の処理による目標検出範囲と広帯域系の処理結果から狭帯域系の目標範囲を抽出して生成する。
【選択図】図２
【解決手段】実施形態によれば、目標に照射電波を放射する照射電波の送受信周期間で送信パルス波形を生成しパルス圧縮変調を実施して前記照射電波として放射し、送受信周期間の反射電波の受信時に目標から反射して戻ってきた信号を復調し、送受信周期間で観測されパルス圧縮復調を実施された全受信信号の観測毎データを保存しておき、保存された複数回の全受信信号の観測毎データをレンジ化し平均化し、平均化された信号から目標の範囲の信号を抽出し、目標の範囲の信号を使用してモノパルス測角方式により測角信号を取得する。測角信号は、広帯域系の処理による目標検出範囲と広帯域系の処理結果から狭帯域系の目標範囲を抽出して生成する。
【選択図】図２
【特許請求の範囲】
【請求項1】
飛しょう体に搭載され、目標を検出して前記飛しょう体を前記目標に誘導する飛しょう体誘導装置において、
前記目標に照射電波を放射し、その反射電波を受信するアンテナ部と、
前記照射電波の波形生成及び制御、前記反射電波の受信信号から前記目標の抽出及び測角検出の処理を実施し、前記目標に向けてホーミングするための誘導信号を算出する誘導処理部と
を具備し、
前記誘導処理部は、
前記照射電波の送受信周期間で送信パルス波形を生成しパルス圧縮変調を実施して前記照射電波として放射するパルス圧縮変調処理部と、
前記送受信周期間の前記反射電波の受信時に前記目標から反射して戻ってきた信号を復調するパルス圧縮復調処理部と、
前記送受信周期間で観測されパルス圧縮復調を実施された全受信信号の観測毎データを保存しておく観測毎データ保存処理部と、
前記観測毎データ保存処理部に保存された複数回の全受信信号の観測毎データをレンジ化し平均化するレンジ毎平均処理部と、
前記平均化された信号から前記目標の範囲の信号を抽出する目標抽出処理部と、
前記目標の範囲の信号を使用してモノパルス測角方式により測角信号を得る目標測角処理部と
を備え、
前記誘導処理部は、広帯域系と狭帯域系の処理系統を備え、前記広帯域系の処理による目標検出範囲と前記広帯域系の処理結果から前記狭帯域系の目標範囲を抽出して前記測角信号を生成する飛しょう体誘導装置。
前記目標に照射電波を放射し、その反射電波を受信するアンテナ部と、
前記照射電波の波形生成及び制御、前記反射電波の受信信号から前記目標の抽出及び測角検出の処理を実施し、前記目標に向けてホーミングするための誘導信号を算出する誘導処理部と
を具備し、
前記誘導処理部は、
前記照射電波の送受信周期間で送信パルス波形を生成しパルス圧縮変調を実施して前記照射電波として放射するパルス圧縮変調処理部と、
前記送受信周期間の前記反射電波の受信時に前記目標から反射して戻ってきた信号を復調するパルス圧縮復調処理部と、
前記送受信周期間で観測されパルス圧縮復調を実施された全受信信号の観測毎データを保存しておく観測毎データ保存処理部と、
前記観測毎データ保存処理部に保存された複数回の全受信信号の観測毎データをレンジ化し平均化するレンジ毎平均処理部と、
前記平均化された信号から前記目標の範囲の信号を抽出する目標抽出処理部と、
前記目標の範囲の信号を使用してモノパルス測角方式により測角信号を得る目標測角処理部と
を備え、
前記誘導処理部は、広帯域系と狭帯域系の処理系統を備え、前記広帯域系の処理による目標検出範囲と前記広帯域系の処理結果から前記狭帯域系の目標範囲を抽出して前記測角信号を生成する飛しょう体誘導装置。
【請求項2】
前記誘導処理部は、
送信期間に、前記照射電波を所定のパルス幅を有するパルス波形として空間に放射し、受信期間に、前記パルス幅よりも広がって戻ってくる前記反射電波から和信号と差信号を生成して前記目標の抽出及び測角検出の処理を行う
請求項１記載の飛しょう体誘導装置。
送信期間に、前記照射電波を所定のパルス幅を有するパルス波形として空間に放射し、受信期間に、前記パルス幅よりも広がって戻ってくる前記反射電波から和信号と差信号を生成して前記目標の抽出及び測角検出の処理を行う
請求項１記載の飛しょう体誘導装置。
【請求項3】
前記誘導処理部は、
前記受信期間の観測毎に受信される和信号を２系統に分岐し、
前記分岐を受けた一方の系統の和信号を、広帯域フィルタと狭帯域フィルタの２系統に分岐し、
前記広帯域フィルタで得られた信号を広帯域の復調波形と畳み込み積分してパルス圧縮復調後の広帯域の観測毎の和成分データを取得し、
前記狭帯域フィルタで得られた信号を前記広帯域の復調波形と畳み込み積分してパルス圧縮復調後の狭帯域の和成分データを取得し、
前記受信期間の観測毎の差信号を狭帯域フィルタに入力し、狭帯域フィルタで得られた信号を前記広帯域の復調波形と畳み込み積分してパルス圧縮復調後の狭帯域の差成分データを取得する
請求項２記載の飛しょう体誘導装置。
前記受信期間の観測毎に受信される和信号を２系統に分岐し、
前記分岐を受けた一方の系統の和信号を、広帯域フィルタと狭帯域フィルタの２系統に分岐し、
前記広帯域フィルタで得られた信号を広帯域の復調波形と畳み込み積分してパルス圧縮復調後の広帯域の観測毎の和成分データを取得し、
前記狭帯域フィルタで得られた信号を前記広帯域の復調波形と畳み込み積分してパルス圧縮復調後の狭帯域の和成分データを取得し、
前記受信期間の観測毎の差信号を狭帯域フィルタに入力し、狭帯域フィルタで得られた信号を前記広帯域の復調波形と畳み込み積分してパルス圧縮復調後の狭帯域の差成分データを取得する
請求項２記載の飛しょう体誘導装置。
【請求項4】
前記誘導処理部は、前記送受信周期間ごとに前記照射電波の送信周波数を周波数アジリティー帯域の範囲でランダムに切り換える
請求項１記載の飛しょう体誘導装置。
請求項１記載の飛しょう体誘導装置。
【請求項5】
目標に照射電波を放射し、その反射電波を受信し、前記照射電波の波形生成及び制御、前記反射電波の受信信号から前記目標の抽出及び測角検出の処理を実施し、前記目標に向けてホーミングするための誘導信号を算出する方法であって、
前記照射電波の送受信周期間で送信パルス波形を生成しパルス圧縮変調を実施して前記照射電波として放射し、
前記送受信周期間の前記反射電波の受信時に前記目標から反射して戻ってきた信号を復調し、
前記送受信周期間で観測されパルス圧縮復調を実施された全受信信号の観測毎データを保存しておき、
前記保存された複数回の全受信信号の観測毎データをレンジ化し平均化し、
前記平均化された信号から前記目標の範囲の信号を抽出し、
前記目標の範囲の信号を使用してモノパルス測角方式により測角信号を取得するものとし、
広帯域系の処理による目標検出範囲と前記広帯域系の処理結果から狭帯域系の目標範囲を抽出して前記測角信号を生成する
飛しょう体誘導方法。
前記照射電波の送受信周期間で送信パルス波形を生成しパルス圧縮変調を実施して前記照射電波として放射し、
前記送受信周期間の前記反射電波の受信時に前記目標から反射して戻ってきた信号を復調し、
前記送受信周期間で観測されパルス圧縮復調を実施された全受信信号の観測毎データを保存しておき、
前記保存された複数回の全受信信号の観測毎データをレンジ化し平均化し、
前記平均化された信号から前記目標の範囲の信号を抽出し、
前記目標の範囲の信号を使用してモノパルス測角方式により測角信号を取得するものとし、
広帯域系の処理による目標検出範囲と前記広帯域系の処理結果から狭帯域系の目標範囲を抽出して前記測角信号を生成する
飛しょう体誘導方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
この発明の実施形態は、飛しょう体誘導装置及び飛しょう体誘導方法に関する。
【背景技術】
【0002】
飛しょう体に搭載され、電波を利用して当該飛しょう体を船舶等の大型目標に誘導する飛しょう体誘導装置においては、目標からの反射電波の電力検出と目標方向に相当する測角信号の検出を実施している。
【0003】
ここで、目標からの反射電波の電力検出については、目標周囲の海面からの反射電波（シークラッタ）を抑圧して、目標からの反射電波との電力差を得ることで実現している。特に、シークラッタの抑圧は、具体的には、パルス圧縮（非特許文献１）等によりレンジ観測の高分解能化を実施して、シークラッタの素となる海面反射範囲を小さくすることによって実現している。
【0004】
また、測角信号の検出は、通常、モノパルス測角（非特許文献２）により、目標方向の測角信号を得ている。特に、目標が大型の船舶等の場合には、目標からの反射電波の変動（グリントノイズ）が測角信号に影響するため、複数回の電波照射と各反射電波の観測結果を平均する際に、電波照射毎の周波数を切換える周波数アジリティー方式（非特許文献３）を併用することで、グリントノイズの低減を実現している。
【0005】
ただし、上記飛しょう体誘導装置では、目標とする大型船舶に対して高空からのハイダイブで接近する場合に、シークラッタの強度が増加するため（非特許文献４）、シークラッタを抑圧するために、パルス圧縮の変調帯域を広帯域にして高分解能化を図る必要が生じる。
【0006】
一方、周波数アジリティー方式によりグリントノイズの低減効果を得るためには、レンジ方向に一定の観測長を取る必要がある（非特許文献３）。これは、目標の電力検出におけるパルス圧縮の変調帯域を狭帯域のままとして高分解能化を抑えることに相当し、変調帯域を広げる必要のあるシークラッタの抑圧と相反する状況に陥る。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【0007】
【非特許文献1】RADAR HANDBOOK Third Edition McGraw Hill Merrill Skolnik Chapter 8 Pulse Compression Radar
【非特許文献2】RADAR HANDBOOK Third Edition McGraw Hill Merrill Skolnik Chapter 9 9.2 MONOPULSE
【非特許文献3】GORAN LIND "Reduction of Radar Tracking Errors with Frequency Agility" IEEE Trans. Vol.AES-4 No3 May 1968
【非特許文献4】RADAR HANDBOOK Third Edition McGraw Hill Merrill Skolnik Chapter 15 Sea Clutter
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0008】
以上のように、従来の飛しょう体誘導装置では、船舶等の目標に対してハイダイブで接近し、目標の電力検出と測角信号検出を実施する際に、電力検出におけるシークラッタの抑圧と測角信号検出におけるグリントノイズ低減の両立が困難であった。
【0009】
本発明の課題は、目標に対してハイダイブで接近し、目標の電力検出と測角信号検出を実施する際に、電力検出におけるシークラッタの抑圧と測角信号検出におけるグリントノイズ低減の両立を可能とする飛しょう体誘導装置及び飛しょう体誘導方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0010】
上記の課題を解決するために、実施形態に係る飛しょう体誘導装置は、飛しょう体に搭載され、目標を検出して前記飛しょう体を前記目標に誘導する誘導装置で、アンテナ部と、誘導処理部とを具備する。前記アンテナ部は、前記目標に照射電波を放射し、その反射電波を受信する。前記誘導処理部は、前記照射電波の波形生成及び制御、前記反射電波の受信信号から前記目標の抽出及び測角検出の処理を実施し、前記目標に向けてホーミングするための誘導信号を算出する。前記誘導処理部は、パルス圧縮変調処理部と、パルス圧縮復調処理部と、観測毎データ保存処理部と、レンジ毎平均処理部と、目標抽出処理部と、目標測角処理部とを備える。前記パルス圧縮変調処理部は、前記照射電波の送受信周期間で送信パルス波形を生成しパルス圧縮変調を実施して前記照射電波として放射する。前記パルス圧縮復調処理部は、前記送受信周期間の前記反射電波の受信時に前記目標から反射して戻ってきた信号を復調する。前記観測毎データ保存処理部は、前記送受信周期間で観測されパルス圧縮復調を実施された全受信信号の観測毎データを保存しておく。前記レンジ毎平均処理部は、前記観測毎データ保存処理部に保存された複数回の全受信信号の観測毎データをレンジ化し平均化する。前記目標抽出処理部は、前記平均化された信号から前記目標の範囲の信号を抽出する。前記目標測角処理部は、前記目標の範囲の信号を使用してモノパルス測角方式により測角信号を得る。前記誘導処理部は、広帯域系と狭帯域系の処理系統を備え、前記広帯域系の処理による目標検出範囲と前記広帯域系の処理結果から前記狭帯域系の目標範囲を抽出して前記測角信号を生成する。
【図面の簡単な説明】
【0011】
【発明を実施するための形態】
【0012】
以下、図面を参照しながら、実施形態について説明する。なお、本実施形態における飛しょう体は、目標に対して高高度から誘導開始点に進入し、目標を検出した以降は目標に向けての誘導を持続するものとする。
【0013】
［電波照射状況と飛しょう状況］
図１は、本実施形態における、飛しょう体の目標に対する電波照射状況と飛しょう状況を示しており、（ａ）は側面図、（ｂ）は上面図である。図１に示すように、飛しょう体１は、目標Ｔに対して、高空からのハイダイブで側方から誘導飛しょう（ホーミング：homing）している。飛しょう体１は、ホーミング期間中、電波照射を継続して、目標からの反射電波の電力検出と測角信号の検出により、ホーミングを実現する。
図１は、本実施形態における、飛しょう体の目標に対する電波照射状況と飛しょう状況を示しており、（ａ）は側面図、（ｂ）は上面図である。図１に示すように、飛しょう体１は、目標Ｔに対して、高空からのハイダイブで側方から誘導飛しょう（ホーミング：homing）している。飛しょう体１は、ホーミング期間中、電波照射を継続して、目標からの反射電波の電力検出と測角信号の検出により、ホーミングを実現する。
【0014】
［飛しょう体の構成］
図２は、図１に示した飛しょう体１の概略構成を示すプロック図である。図２に示すように、飛しょう体１は、誘導制御装置１１、推進装置１２、および操舵装置１３を搭載している。誘導制御装置１１は、後述するように、目標Ｔを検出して飛しょう体１を目標Ｔに誘導するための操舵信号を操舵装置１３に出力する。推進装置１２は、飛しょう体１を飛しょうさせるための推進機構である。操舵装置１３は、誘導制御装置１１により算出される操舵信号に基づいて、目標Ｔに誘導するために飛しょう体１の飛しょうを制御する。
図２は、図１に示した飛しょう体１の概略構成を示すプロック図である。図２に示すように、飛しょう体１は、誘導制御装置１１、推進装置１２、および操舵装置１３を搭載している。誘導制御装置１１は、後述するように、目標Ｔを検出して飛しょう体１を目標Ｔに誘導するための操舵信号を操舵装置１３に出力する。推進装置１２は、飛しょう体１を飛しょうさせるための推進機構である。操舵装置１３は、誘導制御装置１１により算出される操舵信号に基づいて、目標Ｔに誘導するために飛しょう体１の飛しょうを制御する。
【0015】
誘導制御装置１１は、アンテナ部１１１、誘導処理部１１２、制御処理部１１３、慣性計測部１１４からなる。アンテナ部１１１は、目標Ｔに対する照射電波Ｒ１の空間への放射と放射方向の制御（送信ビームの走査）とを実施する。また、アンテナ部１１１は、目標Ｔからの反射電波Ｒ２を受信するための受信方向の制御（受信ビームの走査）と電波の受信を実施する。さらに、アンテナ部１１１は、受信した電波を信号処理等が可能となる低い周波数に変換して誘導処理部１１２へ出力する。
【0016】
誘導処理部１１２は、照射電波Ｒ１の波形生成や制御、また反射電波Ｒ２に含まれる目標Ｔの電力検出や測角信号の検出のための処理を実施し、目標Ｔに向けてホーミングするための誘導信号を算出して、制御処理部１１３へ出力する。制御処理部１１３は、誘導信号に基づいて飛しょう体１の機体を安定に飛しょうさせるための操舵信号を算出して操舵装置１３へ出力する。慣性計測部１１４は、飛しょう体１の角速度、加速度を観測して所定の座標系における飛しょう体１の位置、速度、姿勢角を算出する。
【0017】
［アンテナ部の構成］
図３は、図１に示した飛しょう体１の誘導制御装置１１におけるアンテナ部１１１の具体的な構成を示すプロック図である。図３に示すように、アンテナ部１１１は、ｎ個のアンテナ素子Ａ１１～Ａ１ｎを備え、それぞれに送受信モジュールＡ２１～Ａ２ｎが接続されている。さらに、ｎ個の送受信モジュールＡ２１～Ａ２ｎは、分配合成比較器Ａ３に接続されている。
図３は、図１に示した飛しょう体１の誘導制御装置１１におけるアンテナ部１１１の具体的な構成を示すプロック図である。図３に示すように、アンテナ部１１１は、ｎ個のアンテナ素子Ａ１１～Ａ１ｎを備え、それぞれに送受信モジュールＡ２１～Ａ２ｎが接続されている。さらに、ｎ個の送受信モジュールＡ２１～Ａ２ｎは、分配合成比較器Ａ３に接続されている。
【0018】
分配合成比較器Ａ３は、方向性結合器Ａ４を介して、送信周波数変換器（Σ）Ａ５と受信周波数変換器（Σ）Ａ６に接続される。また、分配合成比較器Ａ３は、受信周波数変換器（ΔＡｚ）Ａ７と受信周波数変換器（ΔＥｌ）Ａ８に接続される。
【0019】
上記の送信周波数変換器（Σ）Ａ５、受信周波数変換器（Σ）Ａ６、受信周波数変換器（ΔＡｚ）Ａ７、および受信周波数変換器（ΔＥｌ）Ａ８は、それぞれ、誘導処理部１１２に接続される。
【0020】
［照射電波Ｒ１の送信］
照射電波Ｒ１を空間に向けて放射するときは、誘導処理部１１２からｎ個の送受信モジュールＡ２１～Ａ２ｎに対して、送受信切換制御信号Ｓ１１～Ｓ１ｎを“送信”に設定し、さらに、アンテナ部１１１の電波照射方向が目標Ｔの方向となるように、移相量データＤ１１～Ｄ１ｎを設定する。次に、誘導処理部１１２は、照射毎送信信号Σを送信周波数変換器（Σ）Ａ５に出力する。送信周波数変換器（Σ）Ａ５は照射毎送信信号Σの周波数変換を実施して、方向性結合器Ａ４を介して、分配合成比較器Ａ３へ出力する。さらに、分配合成比較器Ａ３は、ｎ個の送受信モジュールＡ２１～Ａ２ｎに対して分配出力する。
照射電波Ｒ１を空間に向けて放射するときは、誘導処理部１１２からｎ個の送受信モジュールＡ２１～Ａ２ｎに対して、送受信切換制御信号Ｓ１１～Ｓ１ｎを“送信”に設定し、さらに、アンテナ部１１１の電波照射方向が目標Ｔの方向となるように、移相量データＤ１１～Ｄ１ｎを設定する。次に、誘導処理部１１２は、照射毎送信信号Σを送信周波数変換器（Σ）Ａ５に出力する。送信周波数変換器（Σ）Ａ５は照射毎送信信号Σの周波数変換を実施して、方向性結合器Ａ４を介して、分配合成比較器Ａ３へ出力する。さらに、分配合成比較器Ａ３は、ｎ個の送受信モジュールＡ２１～Ａ２ｎに対して分配出力する。
【0021】
こうして、ｎ個の送受信モジュールＡ２１～Ａ２ｎに接続されたｎ個のアンテナ素子Ａ１１～Ａ１ｎから、目標Ｔの方向に向けて照射電波Ｒ１が空間内に放射される。
【0022】
［反射電波Ｒ２の受信］
目標Ｔから反射して戻ってくる反射電波Ｒ２を受信するときは、誘導処理部１１２からｎ個の送受信モジュールＡ２１～Ａ２ｎに対して、送受信切換制御信号Ｓ１１～Ｓ１ｎを“受信”に設定し、また、送信時と同様に、目標Ｔの方向からの反射電波Ｒ２を受信するための移相量データＤ１１～Ｄ１ｎも設定する。ｎ個のアンテナ素子Ａ１１～Ａ１ｎで受信された反射電波Ｒ２は、それぞれ、ｎ個の送受信モジュールＡ２１～Ａ２ｎを経て、分配合成比較器Ａ３に入力される。
目標Ｔから反射して戻ってくる反射電波Ｒ２を受信するときは、誘導処理部１１２からｎ個の送受信モジュールＡ２１～Ａ２ｎに対して、送受信切換制御信号Ｓ１１～Ｓ１ｎを“受信”に設定し、また、送信時と同様に、目標Ｔの方向からの反射電波Ｒ２を受信するための移相量データＤ１１～Ｄ１ｎも設定する。ｎ個のアンテナ素子Ａ１１～Ａ１ｎで受信された反射電波Ｒ２は、それぞれ、ｎ個の送受信モジュールＡ２１～Ａ２ｎを経て、分配合成比較器Ａ３に入力される。
【0023】
分配合成比較器Ａ３は、ｎ個の送受信モジュールＡ２１～Ａ２ｎの信号を全て合成した出力を、方向性結合器Ａ４を介して、受信周波数変換器（Σ）Ａ６へ出力して周波数変換されて、誘導処理部１１２に向けて、観測毎受信信号Σとして出力する。
【0024】
また、分配合成比較器Ａ３は、ｎ個の送受信モジュールＡ２１～Ａ２ｎのうち、方位方向で差を取った信号と高低方向で差を取った信号を、それぞれ、受信周波数変換器（ΔＡｚ）Ａ７と受信周波数変換器（ΔＥｌ）Ａ８へ出力してそれぞれ周波数変換されて、誘導処理部１１２に向けて、観測毎受信信号ΔＡｚ観測毎受信信号ΔＥｌとして出力する。
【0025】
［送受信期間の構成］
図４は、図１に示す飛しょう体誘導装置の送受信期間の処理を説明するための図で、送受信周期（ＴPRI）に対して、（ａ）は照射電波Ｒ１のパルス出力、（ｂ）は反射電波Ｒ２の受信波形、（ｃ）は観測毎受信信号Σの受信波形、（ｄ）は観測毎受信信号ΔＡｚの受信波形、（ｅ）は観測毎受信信号ΔＥｌの受信波形、（ｆ）は送信周波数の切り替えを示している。
図４は、図１に示す飛しょう体誘導装置の送受信期間の処理を説明するための図で、送受信周期（ＴPRI）に対して、（ａ）は照射電波Ｒ１のパルス出力、（ｂ）は反射電波Ｒ２の受信波形、（ｃ）は観測毎受信信号Σの受信波形、（ｄ）は観測毎受信信号ΔＡｚの受信波形、（ｅ）は観測毎受信信号ΔＥｌの受信波形、（ｆ）は送信周波数の切り替えを示している。
【0026】
図４において、送信期間に、照射電波Ｒ１は所定のパルス幅ｔを有するパルス波形として空間に放射される。一方、反射電波Ｒ２は、受信期間に、目標Ｔを含む周辺の海面からの反射（シークラッタ）を含むため、パルス幅ｔよりも広がって戻ってくる。反射電波Ｒ２は、前記に示した観測毎受信信号Σ、観測毎受信信号ΔＡｚ、及び観測毎受信信号ΔＥｌに変換される。
【0027】
このような、一組の送信と受信の組み合わせを送受信周期ＴPRIとして、電力検出や測角信号の検出に向けては、複数回の送受信周期ＴPRIが繰り返される。また、各送受信期間ＴPRIでの送信周波数Ｆは、送受信期間ＴPRI毎に切り換えられる。一般に、送受信期間ＴPRI毎に送信周波数Ｆを切り換えて観測する方式は、周波数アジリティー（非特許文献３）と呼ばれる。
【0028】
図５は、図１に示す飛しょう体誘導装置の周波数設定パターンを説明するための図であり、周波数アジリティー方式での周波数発生パターンの一例を示している。この例では、図５（ａ）に示すＮ個の送受信期間ＰＲＩ＃１～ＰＲＩ＃Ｎについて、図５（ｂ）に示すように、Ｋ個の送信周波数Ｆ１～ＦＫをランダムとなるような順番で設定している。ここで、Ｋ個の送信周波数Ｆ１～ＦＫの全範囲を周波数アジリティー帯域（ΔＦｇ）と呼び、後述のように、グリントノイズの軽減に向けて必要な諸元とする。
【0029】
【0030】
図６（ａ）に示す送信時のパルス圧縮変調処理部Ｓ０は、パルス圧縮変調を実施して照射電波Ｒ１のパルス波形を生成する。
【0031】
受信時の誘導処理部１１２の処理は、図６（ｂ）に示すパルス圧縮復調処理部Ｓ１、観測毎データ保存処理部Ｓ２、レンジ毎平均処理部Ｓ３、目標抽出処理部Ｓ４、目標測角処理部Ｓ５からなる一連の処理から成っている。パルス圧縮復調処理部Ｓ１は、目標Ｔから反射して戻ってきた信号を復調する。観測毎データ保存処理部Ｓ２は、複数回の送受信周期間で観測されパルス圧縮の復調を実施された全受信信号を保存しておく。レンジ毎平均処理部Ｓ３は、保存された複数回の全受信信号を平均化する。目標抽出処理部Ｓ４は、平均された信号から目標の範囲を抽出する。最後に、目標測角処理部Ｓ５は、目標範囲の信号を使用してモノパルス測角方式により測角信号を得る。以下、順次、各処理部の内容を説明する。
【0032】
［パルス圧縮の変調］
図７は、図６（ａ）に示す誘導処理部１１２における送信時のパルス圧縮変調処理部Ｓ０の処理内容を説明するための図である。ここでは、図７（ａ）に示す変調波形生成部（広帯域）Ｓ０１により、図７（ｂ）に示す照射電波Ｒ１のパルス幅ｔの期間中の送信周波数Ｆが、図７（ｃ）に示すように、変調帯域（広帯域）ΔＦwの範囲で直線的に変化する変調（チャープ方式）を加えた波形を生成する。この例では、周波数を高い方へ変化させている（アップチャープ）が、逆に、低い方向に変化（ダウンチャープ）させてもよい。この波形を照射毎送信信号Σとしてアンテナ部１１１へ出力する。
図７は、図６（ａ）に示す誘導処理部１１２における送信時のパルス圧縮変調処理部Ｓ０の処理内容を説明するための図である。ここでは、図７（ａ）に示す変調波形生成部（広帯域）Ｓ０１により、図７（ｂ）に示す照射電波Ｒ１のパルス幅ｔの期間中の送信周波数Ｆが、図７（ｃ）に示すように、変調帯域（広帯域）ΔＦwの範囲で直線的に変化する変調（チャープ方式）を加えた波形を生成する。この例では、周波数を高い方へ変化させている（アップチャープ）が、逆に、低い方向に変化（ダウンチャープ）させてもよい。この波形を照射毎送信信号Σとしてアンテナ部１１１へ出力する。
【0033】
［パルス圧縮復調（広帯域）］
図８は、図６（ｂ）に示す誘導処理部１１２における受信時のパルス圧縮復調処理部（広帯域）Ｓ１の処理内容を説明するための図である。パルス圧縮の復調は、一般に非特許文献１に示される方法で実施される。具体的には、図８（ａ）に示すように、観測毎受信信号Σを入力し、変調帯域（広帯域）に相当する通過帯域を有する広帯域フィルタ（バンドパスフィルタ）Ｓ１１を通過させ、コンボリューション処理部Ｓ１２に送る。一方、復調波形生成部（広帯域）Ｓ１３において、パルス圧縮の復調を実施するための復調波形を生成する。復調波形は、図８（ｂ）に示すように、パルス幅ｔ相当の期間で、図８（ｃ）に示すように、変調帯域（広帯域）に相当する範囲で直線的に変化する信号とする。ここで、周波数の変化方向は、パルス圧縮変調時とは逆方向の変化とする。続いて、コンボリューション処理部Ｓ１２で、復調波形と入力信号との畳み込み積分を実施する。これにより、パルス圧縮の復調後の観測毎Σデータ（広帯域）を得る。
図８は、図６（ｂ）に示す誘導処理部１１２における受信時のパルス圧縮復調処理部（広帯域）Ｓ１の処理内容を説明するための図である。パルス圧縮の復調は、一般に非特許文献１に示される方法で実施される。具体的には、図８（ａ）に示すように、観測毎受信信号Σを入力し、変調帯域（広帯域）に相当する通過帯域を有する広帯域フィルタ（バンドパスフィルタ）Ｓ１１を通過させ、コンボリューション処理部Ｓ１２に送る。一方、復調波形生成部（広帯域）Ｓ１３において、パルス圧縮の復調を実施するための復調波形を生成する。復調波形は、図８（ｂ）に示すように、パルス幅ｔ相当の期間で、図８（ｃ）に示すように、変調帯域（広帯域）に相当する範囲で直線的に変化する信号とする。ここで、周波数の変化方向は、パルス圧縮変調時とは逆方向の変化とする。続いて、コンボリューション処理部Ｓ１２で、復調波形と入力信号との畳み込み積分を実施する。これにより、パルス圧縮の復調後の観測毎Σデータ（広帯域）を得る。
【0034】
図９は、図８に示すパルス圧縮復調（広帯域）で得られる観測毎Σデータ（広帯域）を説明するための図で、図９（ａ）に観測毎の受信信号Σの波形を示し、図９（ｂ）に受信信号Σの復調処理（広帯域）を行った場合に得られる観測毎Σデータ（広帯域）の波形の概要を示す。パルス圧縮の復調処理後は、（１）式に示される分解能でレンジ方向に分解された受信波形が得られる（非特許文献１）。
ΔＲｗ＝Ｃ／（２・ΔＦｗ） （１）
ここで、ΔＲｗはレンジ分解能に相当する。
ΔＲｗ＝Ｃ／（２・ΔＦｗ） （１）
ここで、ΔＲｗはレンジ分解能に相当する。
【0035】
［シークラッタの抑圧］
一般に、海面からの反射電波（シークラッタ）はΔＲｗに比例する（非特許文献４）ことから、パルス圧縮復調後の信号波形において、船舶等の目標Ｔからの反射電波Ｒ２よりもシークラッタが小さくなるように、変調帯域（広帯域）を選定する。特に、図１に示すようなハイダイブで目標Ｔの電力検出をする場合にはシークラッタが大きくなることから、変調帯域をシークラッタの軽減が有効となる程度の変調帯域（広帯域）にする必要がある。
一般に、海面からの反射電波（シークラッタ）はΔＲｗに比例する（非特許文献４）ことから、パルス圧縮復調後の信号波形において、船舶等の目標Ｔからの反射電波Ｒ２よりもシークラッタが小さくなるように、変調帯域（広帯域）を選定する。特に、図１に示すようなハイダイブで目標Ｔの電力検出をする場合にはシークラッタが大きくなることから、変調帯域をシークラッタの軽減が有効となる程度の変調帯域（広帯域）にする必要がある。
【0036】
そこで、図９（ａ）に示す観測毎受信信号Σから、パルス圧縮復調により、変調帯域（広帯域）として図９（ｂ）に示す観測毎Σデータ（広帯域）の波形が得られる。このように、観測毎受信信号Σにおいて広がっていた波形は、（１）式に相当するレンジ分解能の単位で高分解能化され、シークラッタのレベルが低減された観測毎Σデータ（広帯域）となる。
【0037】
［グリントノイズの低減］
一方、グリントノイズの軽減効果の指標として、以下に示されるグリントノイズ改善度Ｉが知られている（非特許文献３）。
Ｉ＝ΔＦg／ΔＦc （２）
式中、ΔＦｇは図５に示す周波数アジリティー帯域に相当する。さらに、ΔＦｃは、Critical-frequency-differenceと定義される量であり、次式で与えられる。
ΔＦｃ＝Ｃ／（２Ｄ） （３）
（３）式中のＤは、観測の奥行方向の長さであり、パルス圧縮等を実施している場合には、レンジ分解能に対応する。したがって、（３）式を変形すると以下となる。
Ｉ＝ΔＦｇ／ΔＦｗ （４）
このように、パルス圧縮等により目標Ｔを高分解能で観測している場合、グリントノイズの軽減にあたっては、周波数アジリティー帯域（ΔＦg）の増加、または、パルス圧縮の変調帯域（ΔＦｗ）の減少が効果的である。ただ、周波数アジリティー帯域（ΔＦｇ）の増大は高周波系のハードウェア制約を受けるため、パルス圧縮による変調帯域ΔＦｗを抑える方法が取りやすい。
一方、グリントノイズの軽減効果の指標として、以下に示されるグリントノイズ改善度Ｉが知られている（非特許文献３）。
Ｉ＝ΔＦg／ΔＦc （２）
式中、ΔＦｇは図５に示す周波数アジリティー帯域に相当する。さらに、ΔＦｃは、Critical-frequency-differenceと定義される量であり、次式で与えられる。
ΔＦｃ＝Ｃ／（２Ｄ） （３）
（３）式中のＤは、観測の奥行方向の長さであり、パルス圧縮等を実施している場合には、レンジ分解能に対応する。したがって、（３）式を変形すると以下となる。
Ｉ＝ΔＦｇ／ΔＦｗ （４）
このように、パルス圧縮等により目標Ｔを高分解能で観測している場合、グリントノイズの軽減にあたっては、周波数アジリティー帯域（ΔＦg）の増加、または、パルス圧縮の変調帯域（ΔＦｗ）の減少が効果的である。ただ、周波数アジリティー帯域（ΔＦｇ）の増大は高周波系のハードウェア制約を受けるため、パルス圧縮による変調帯域ΔＦｗを抑える方法が取りやすい。
【0038】
以上ように、図１のようなハイダイブで側方から目標Ｔへ接近する場合には、前述のようにクラッタ軽減を目的にパルス圧縮帯域を変調帯域（広帯域）とする必要があるのに対して、周波数アジリティー帯域に限界がある場合にはグリントノイズ軽減を目的として、パルス圧縮帯域を狭帯域とするという、相反した状況となる。
【0039】
［パルス圧縮復調（狭帯域）］
図１０は、図６（ｂ）に示す誘導処理部における受信時のパルス圧縮復調（狭帯域）を説明するための図で、前述の広帯域のパルス圧縮方式を採用する装置の仕組みを活かして、グリントノイズ軽減に向けた狭帯域化の方法を示している。パルス圧縮変調が広帯域の変調幅ΔＦｗであるため、パルス圧縮復調にあたっては、図１０（ａ）に示すように、広帯域の場合と同様に、復調波形生成部（広帯域）Ｓ１３の復調波形を共通に使用してコンボリューション処理部Ｓ１５でコンボリューション処理を実施する。このとき、その前段のバンドパスフィルタには、グリントノイズ低減に効果が得られる程度の帯域、すなわち、狭帯域ΔＦｌとした狭帯域フィルタＳ１４を用いる。これにより、パルス圧縮復調時の狭帯域化を実現することができる。
図１０は、図６（ｂ）に示す誘導処理部における受信時のパルス圧縮復調（狭帯域）を説明するための図で、前述の広帯域のパルス圧縮方式を採用する装置の仕組みを活かして、グリントノイズ軽減に向けた狭帯域化の方法を示している。パルス圧縮変調が広帯域の変調幅ΔＦｗであるため、パルス圧縮復調にあたっては、図１０（ａ）に示すように、広帯域の場合と同様に、復調波形生成部（広帯域）Ｓ１３の復調波形を共通に使用してコンボリューション処理部Ｓ１５でコンボリューション処理を実施する。このとき、その前段のバンドパスフィルタには、グリントノイズ低減に効果が得られる程度の帯域、すなわち、狭帯域ΔＦｌとした狭帯域フィルタＳ１４を用いる。これにより、パルス圧縮復調時の狭帯域化を実現することができる。
【0040】
復調波形は、図１０（ｂ）に示すように、パルス幅ｔ相当の期間で、図１０（ｃ）に示すように、変調帯域（広帯域）に相当する範囲で直線的に変化する信号とする。ここでも、周波数の変化方向は、パルス圧縮変調時とは逆方向の変化とする。
【0041】
図１１は、図１０に示すパルス圧縮復調（狭帯域）で得られる観測毎Σデータ（狭帯域）を説明するための図で、図１１（ａ）に観測毎受信信号Σの波形を示し、図１１（ｂ）に受信信号Σの復調処理（広帯域）を行った場合に得られる観測毎Σデータ（狭帯域）の波形の概要を示す。パルス圧縮の復調処理後は、広帯域時と同様に、広帯域時のレンジ分解能に相当ΔＲｗのレンジ間隔でのデータを得るが、信号の質としては（５）式に示されるようなレンジ分解能が低減された受信波形が得られる。
ΔＲｌ＝Ｃ／（２・ΔＦｌ） （５）
この波形を使用することで、グリントノイズの軽減を図ることができる。このとき、グリントノイズの改善度は次式となる。
Ｉ＝ΔＦｇ／ΔＦｌ （６）
以上のような、広帯域ΔＦｗと狭帯域ΔＦｌの選定例としては、シークラッタの低減に必要な帯域として広帯域ΔＦｗを選定し、同時に、（６）式におけるグリントノイズ改善度をＩoと選定する。両者の選定値から狭帯域ΔＦｌを算出する。
ΔＦｌ＝ΔＦｇ／Ｉｏ （７）
なお、このときに、ΔＦｌ＞ΔＦｗである場合には、変調帯域（広帯域）のままでもグリントノイズ低減効果も得られることから、
ΔＦｌ＝ΔＦｗ （８）
とする。
ΔＲｌ＝Ｃ／（２・ΔＦｌ） （５）
この波形を使用することで、グリントノイズの軽減を図ることができる。このとき、グリントノイズの改善度は次式となる。
Ｉ＝ΔＦｇ／ΔＦｌ （６）
以上のような、広帯域ΔＦｗと狭帯域ΔＦｌの選定例としては、シークラッタの低減に必要な帯域として広帯域ΔＦｗを選定し、同時に、（６）式におけるグリントノイズ改善度をＩoと選定する。両者の選定値から狭帯域ΔＦｌを算出する。
ΔＦｌ＝ΔＦｇ／Ｉｏ （７）
なお、このときに、ΔＦｌ＞ΔＦｗである場合には、変調帯域（広帯域）のままでもグリントノイズ低減効果も得られることから、
ΔＦｌ＝ΔＦｗ （８）
とする。
【0042】
［パルス圧縮復調処理の総括］
図１２は、図６に示す誘導処理部１１２において、広帯域と狭帯域の選定を受けて実施するパルス圧縮復調処理部Ｓ１の処理内容を示すものである。観測毎受信信号Σは、入力後に、広帯域フィルタＳ１１と狭帯域フィルタＳ１４１の２系統に分岐される。
図１２は、図６に示す誘導処理部１１２において、広帯域と狭帯域の選定を受けて実施するパルス圧縮復調処理部Ｓ１の処理内容を示すものである。観測毎受信信号Σは、入力後に、広帯域フィルタＳ１１と狭帯域フィルタＳ１４１の２系統に分岐される。
【0043】
広帯域フィルタＳ１１で得られた信号は、コンボリューション処理部Ｓ１２に送られ、復調波形生成部Ｓ１３で生成される広帯域の復調波形を使用してコンボリューション処理され、これによって広帯域の観測毎Σデータが得られる。
【0044】
また、狭帯域フィルタＳ１４１で得られた信号は、コンボリューション処理部Ｓ１５１に送られ、広帯域の系統で用いられた復調波形を使用してコンボリューション処理され、これによって狭帯域の観測毎Σデータが得られる。
【0045】
一方、観測毎受信信号ΔＡｚ、ΔＥｌは、それぞれ狭帯域フィルタＳ１４２，Ｓ１４３で狭帯域の信号が取り出された後、コンボリューション処理部Ｓ１５２，Ｓ１５３に送られ、広帯域の系統で用いられた復調波形を使用してコンボリューション処理され、これによって狭帯域の観測毎ΔＡｚデータ、観測毎ΔＥｌデータが得られる。
【0046】
以上のように、本実施形態によれば、図８にて示した広帯域でのパルス圧縮の復調系統に対応する。これにより、高分解能化された観測毎Σ信号（広帯域）を得る。これは、シークラッタを低下させることで、後述のように、目標範囲の検出に使用される。もう一方の系統は、図１０にて示した狭帯域でのパルス圧縮の復調系統に対応する。ここで、送信時のパルス圧縮変調帯域が広帯域ΔＦｗであることから、コンボリューション処理部Ｓ１５１～Ｓ１５３での復調波形は広帯域のままとし、前段のバンドパルスフィルタの帯域を狭帯域とした狭帯域フィルタＳ１４１を通過させることで狭帯域化を実現する。また、グリントノイズの低減は測角信号の検出に適用されることから、観測毎受信信号ΔＡｚと観測毎受信信号ΔＥｌについても同様の狭帯域フィルタＳ１４２、Ｓ１４３を通過させた狭帯域の復調処理を適用する。このようにして得られた復調処理結果は、図６（ｂ）に示す観測毎データ保存処理部Ｓ２の処理によって順次保存され、次段のレンジ毎平均処理部Ｓ３の平均処理に用いられる。
【0047】
図１３は、図６に示す誘導処理部１１２におけるレンジ毎平均処理部Ｓ３の処理内容を示す図である。ここでは、図１３（ａ）は、複数回の観測で得られた観測毎Σデータについて、レンジ分解能の単位毎に平均を実施する様子を示し、図１３（ｂ）はレンジ毎に平均処理した場合のレンジ毎平均Σデータを示している。なお、図１３では、広帯域の復調に対応する観測毎Σデータについて説明しているが、狭帯域の復調に対する観測毎Σデータ、観測毎ΔＡｚデータ、観測毎ΔＥｌデータのそれぞれについても、同様の平均処理を実施することで、レンジ毎平均Σデータ、レンジ毎平均ΔＡｚデータ、レンジ毎平均ΔＥｌデータが得られる。
【0048】
図１４は、図６に示す誘導処理部１１２における目標抽出処理部Ｓ４の処理内容を説明するための図で、図１４（ａ）は目標抽出処理の流れを示し、図１４（ｂ）は目標抽出結果を示している。レンジ毎平均Σデータは広帯域のパルス圧縮復調により高分解能化されてシークラッタが軽減されていることから、これを使用して目標範囲判定部Ｓ４１において目標範囲を検出する。目標範囲の検出にあたっては、一般に使用されるような閾値の設定、あるいはＣＦＡＲ等による。次に、狭帯域化された信号の目標範囲については、目標範囲判定部Ｓ４１により得られた範囲に対応する範囲を、目標範囲選択部Ｓ４２、Ｓ４３及びＳ４４により、レンジ毎平均Σデータ、レンジ毎平均ΔＡｚデータ、レンジ毎平均ΔＥｌデータにおける該当する範囲を抽出することで、目標Σデータ、目標ΔＡｚデータ、目標ΔＥｌデータを得る。
【0049】
［測角信号の生成］
以上で、得られた目標Σデータ（ＶΣ）、目標ΔＡｚデータ（ＶＡｚ）、目標ΔＥｌデータ（ＶＥｌ）に、一般に使用されるモノパルス測角方式（非特許文献２）を適用することで、次式に示されるようなホーミングに必要となる測角信号を検出することができる。
測角信号Ａｚ＝Ｒｅ［（ＶΣ ＊×ＶＡｚ）／（ＶΣ ＊×ＶΣ）］
測角信号Ｅｌ＝Ｒｅ［（ＶΣ ＊×ＶＥｌ）／（ＶΣ ＊×ＶΣ）］
ここで、＊は複素共役を示す。
以上で、得られた目標Σデータ（ＶΣ）、目標ΔＡｚデータ（ＶＡｚ）、目標ΔＥｌデータ（ＶＥｌ）に、一般に使用されるモノパルス測角方式（非特許文献２）を適用することで、次式に示されるようなホーミングに必要となる測角信号を検出することができる。
測角信号Ａｚ＝Ｒｅ［（ＶΣ ＊×ＶＡｚ）／（ＶΣ ＊×ＶΣ）］
測角信号Ｅｌ＝Ｒｅ［（ＶΣ ＊×ＶＥｌ）／（ＶΣ ＊×ＶΣ）］
ここで、＊は複素共役を示す。
【0050】
このように、シークラッタの抑圧とグリントノイズ低減に向けた処理を一度の観測で実現することができる。
【0051】
以上のように、本実施形態に係る飛しょう体誘導装置によれば、船舶等の目標に対してハイダイブで接近し、目標の電力検出と測角信号検出を実施する際に、電力検出におけるシークラッタの抑圧と測角信号検出におけるグリントノイズ低減の両立を実現することができる。説明では、目標への接近がハイダイブ、側方からとしているが、これはシークラッタとグリントノイズ双方が大きくなる条件で最も効果を期待できる条件として挙げたもので、この条件を満たさない一般的な接近条件においても本実施形態の効果は有効である。
【0052】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【符号の説明】
【0053】
１…飛しょう体、１１…誘導制御装置、１１１…アンテナ部、１１２…誘導処理部、１１３…制御処理部、１１４…慣性計測部、１２…推進装置、１３…操舵装置、
Ａ１１～Ａ１ｎ…アンテナ素子、Ａ２１～Ａ２ｎ…送受信モジュール、Ａ３…分配合成比較器、Ａ４…方向性結合器、Ａ５…送信周波数変換器（Σ）、Ａ６…受信周波数変換器（Σ）、Ａ７…受信周波数変換器（ΔＡｚ）、Ａ８…受信周波数変換器（ΔＥｌ）、
Ｔ…目標、Ｒ１…照射電波、Ｒ２…反射電波、ＴPRI…送受信周期、ｔ…パルス幅、ΔＦｇ…周波数アジリティー帯域、ΔＦw…変調帯域（広帯域）、
Ｓ０…パルス圧縮変調処理部、Ｓ０１…変調波形生成部（広帯域）、
Ｓ１…パルス圧縮復調処理部、Ｓ１１…広帯域フィルタ、Ｓ１２…コンボリューション処理部、Ｓ１３…復調波形生成部（広帯域）、Ｓ１４，Ｓ１４１，Ｓ１４２，Ｓ１４３…狭帯域フィルタ、Ｓ１５，Ｓ１５１，Ｓ１５２，Ｓ１５３…コンボリューション処理部、
Ｓ２…観測毎データ保存処理部、
Ｓ３…レンジ毎平均処理部、
Ｓ４…目標抽出処理部、Ｓ４１…目標範囲判定部、Ｓ４２，Ｓ４３，Ｓ４４…目標範囲選択部、Ｓ５…目標測角処理部。
Ａ１１～Ａ１ｎ…アンテナ素子、Ａ２１～Ａ２ｎ…送受信モジュール、Ａ３…分配合成比較器、Ａ４…方向性結合器、Ａ５…送信周波数変換器（Σ）、Ａ６…受信周波数変換器（Σ）、Ａ７…受信周波数変換器（ΔＡｚ）、Ａ８…受信周波数変換器（ΔＥｌ）、
Ｔ…目標、Ｒ１…照射電波、Ｒ２…反射電波、ＴPRI…送受信周期、ｔ…パルス幅、ΔＦｇ…周波数アジリティー帯域、ΔＦw…変調帯域（広帯域）、
Ｓ０…パルス圧縮変調処理部、Ｓ０１…変調波形生成部（広帯域）、
Ｓ１…パルス圧縮復調処理部、Ｓ１１…広帯域フィルタ、Ｓ１２…コンボリューション処理部、Ｓ１３…復調波形生成部（広帯域）、Ｓ１４，Ｓ１４１，Ｓ１４２，Ｓ１４３…狭帯域フィルタ、Ｓ１５，Ｓ１５１，Ｓ１５２，Ｓ１５３…コンボリューション処理部、
Ｓ２…観測毎データ保存処理部、
Ｓ３…レンジ毎平均処理部、
Ｓ４…目標抽出処理部、Ｓ４１…目標範囲判定部、Ｓ４２，Ｓ４３，Ｓ４４…目標範囲選択部、Ｓ５…目標測角処理部。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】