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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2023050285
(43)【公開日】2023-04-11
(54)【発明の名称】電力変換装置
(51)【国際特許分類】
H02M 7/12 20060101AFI20230404BHJP
H02M 3/28 20060101ALI20230404BHJP
【ＦＩ】
H02M7/12 W
H02M3/28 W
【審査請求】未請求
【請求項の数】12
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2021160319
(22)【出願日】2021-09-30
(71)【出願人】
【識別番号】000005108
【氏名又は名称】株式会社日立製作所
(74)【代理人】
【識別番号】110001807
【氏名又は名称】弁理士法人磯野国際特許商標事務所
(72)【発明者】
【氏名】上妻 央
(72)【発明者】
【氏名】叶田 玲彦
(72)【発明者】
【氏名】馬淵 雄一
(72)【発明者】
【氏名】古川 公久
【テーマコード（参考）】
5H006
5H730
【Ｆターム（参考）】
5H006AA01
5H006CA02
5H006CB01
5H006CB08
5H006CC01
5H006CC02
5H006DA02
5H006DC02
5H730AA02
5H730AS08
5H730BB27
5H730BB82
5H730EE04
5H730EE07
5H730EE13
5H730EE21
5H730EE59
5H730FD31
5H730FG12
(57)【要約】
【課題】複数の電力変換ユニットの出力側を多並列接続する電力変換器において、並列接続された各ユニットのコンデンサ間の共振電流を低減し、小型化した電力変換装置を提供する。
【解決手段】複数の電力変換ユニット２０と、電力変換ユニットの出力端子の電流を検出する電流センサ３０１と、電流センサの検出する電流の所定の周波数範囲の周波数成分を測定する制御部３１０とを備え、電力変換ユニットは、入力端子の交流電力を出力端子に出力するＡＣ／ＤＣコンバータ１１３と、出力端子に並列に接続され、出力電圧を平滑する平滑コンデンサ１８と、平滑コンデンサの一端と出力端子の一端との間に接続された可変抵抗スイッチ２０１とを有し、制御部は電流センサの検出する所定の周波数成分の大きさに応じて可変抵抗スイッチの抵抗値を制御し、複数の電力変換ユニットの出力端子は、並列に接続されて電力変換装置１としての出力端子３７，３８を構成する。
【選択図】図５
【解決手段】複数の電力変換ユニット２０と、電力変換ユニットの出力端子の電流を検出する電流センサ３０１と、電流センサの検出する電流の所定の周波数範囲の周波数成分を測定する制御部３１０とを備え、電力変換ユニットは、入力端子の交流電力を出力端子に出力するＡＣ／ＤＣコンバータ１１３と、出力端子に並列に接続され、出力電圧を平滑する平滑コンデンサ１８と、平滑コンデンサの一端と出力端子の一端との間に接続された可変抵抗スイッチ２０１とを有し、制御部は電流センサの検出する所定の周波数成分の大きさに応じて可変抵抗スイッチの抵抗値を制御し、複数の電力変換ユニットの出力端子は、並列に接続されて電力変換装置１としての出力端子３７，３８を構成する。
【選択図】図５
【特許請求の範囲】
【請求項1】
二つの１次側入力端子と二つの２次側出力端子を有する複数の電力変換ユニットと、
前記電力変換ユニットのそれぞれの２次側出力端子に流れる電流を検出する複数の電流センサと、
複数の前記電流センサの検出する電流の所定の周波数範囲の周波数成分を測定する制御部と、
を備え、
前記電力変換ユニットは、
二つの前記１次側入力端子の間に入力した交流電力を二つの前記２次側出力端子の間に出力するＡＣ／ＤＣコンバータと、
二つの前記２次側出力端子の間に並列に接続され、二つの前記２次側出力端子の間に出力される出力電圧を平滑する出力側平滑コンデンサと、
前記出力側平滑コンデンサの一端と前記２次側出力端子の一端との間に接続された可変抵抗スイッチと、
を有し、
前記制御部は、複数の前記電流センサの検出する電流の所定の周波数成分の大きさに応じて、複数の前記可変抵抗スイッチの抵抗値を制御し、
複数の前記電力変換ユニットのそれぞれの２次側出力端子は、互いに並列に接続されて電力変換装置としての直流電源端子を構成する、
ことを特徴とする電力変換装置。
前記電力変換ユニットのそれぞれの２次側出力端子に流れる電流を検出する複数の電流センサと、
複数の前記電流センサの検出する電流の所定の周波数範囲の周波数成分を測定する制御部と、
を備え、
前記電力変換ユニットは、
二つの前記１次側入力端子の間に入力した交流電力を二つの前記２次側出力端子の間に出力するＡＣ／ＤＣコンバータと、
二つの前記２次側出力端子の間に並列に接続され、二つの前記２次側出力端子の間に出力される出力電圧を平滑する出力側平滑コンデンサと、
前記出力側平滑コンデンサの一端と前記２次側出力端子の一端との間に接続された可変抵抗スイッチと、
を有し、
前記制御部は、複数の前記電流センサの検出する電流の所定の周波数成分の大きさに応じて、複数の前記可変抵抗スイッチの抵抗値を制御し、
複数の前記電力変換ユニットのそれぞれの２次側出力端子は、互いに並列に接続されて電力変換装置としての直流電源端子を構成する、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項2】
請求項１において、
複数の前記電流センサは、複数の前記電力変換ユニットにそれぞれ備えられる、
ことを特徴とする電力変換装置。
複数の前記電流センサは、複数の前記電力変換ユニットにそれぞれ備えられる、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項3】
請求項１において、
前記ＡＣ／ＤＣコンバータは、
前記１次側入力端子から入力した交流電圧の周波数を高い周波数に変換する周波数変換器と、
前記周波数変換器の出力する第１の交流電圧を入力し、第２の交流電圧に変換して出力する高周波トランスと、
前記高周波トランスの出力する交流を入力して、直流に変換して出力する２次側交直変換器と、
を具備して構成される、
ことを特徴とする電力変換装置。
前記ＡＣ／ＤＣコンバータは、
前記１次側入力端子から入力した交流電圧の周波数を高い周波数に変換する周波数変換器と、
前記周波数変換器の出力する第１の交流電圧を入力し、第２の交流電圧に変換して出力する高周波トランスと、
前記高周波トランスの出力する交流を入力して、直流に変換して出力する２次側交直変換器と、
を具備して構成される、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項4】
請求項１において、
複数の前記電力変換ユニットの二つの１次側入力端子は、複数の前記電力変換ユニットの間において直列に接続される、
ことを特徴とする電力変換装置。
複数の前記電力変換ユニットの二つの１次側入力端子は、複数の前記電力変換ユニットの間において直列に接続される、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項5】
請求項３において、
前記周波数変換器は、
入力した交流を直流に変換して出力する第１交直変換器と、
前記第１交直変換器の直流の出力電圧を平滑化する１次側平滑コンデンサと、
前記第１交直変換器の出力する直流を交流に変換して出力する第２交直変換器と、
を備えて構成される、
ことを特徴とする電力変換装置。
前記周波数変換器は、
入力した交流を直流に変換して出力する第１交直変換器と、
前記第１交直変換器の直流の出力電圧を平滑化する１次側平滑コンデンサと、
前記第１交直変換器の出力する直流を交流に変換して出力する第２交直変換器と、
を備えて構成される、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項6】
請求項１において、
前記可変抵抗スイッチは、並列接続されたトランジスタとダイオードを備えて構成される、
ことを特徴とする電力変換装置。
前記可変抵抗スイッチは、並列接続されたトランジスタとダイオードを備えて構成される、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項7】
請求項６において、
前記制御部は、前記可変抵抗スイッチの前記トランジスタの駆動電圧を可変できる機構を備える、
ことを特徴とする電力変換装置。
前記制御部は、前記可変抵抗スイッチの前記トランジスタの駆動電圧を可変できる機構を備える、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項8】
請求項７において、
前記可変抵抗スイッチの導通抵抗特性が、前記トランジスタの駆動電圧で制御される、
ことを特徴とする電力変換装置。
前記可変抵抗スイッチの導通抵抗特性が、前記トランジスタの駆動電圧で制御される、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項9】
請求項６において、
前記可変抵抗スイッチは、並列接続されたトランジスタとダイオードの組が複数の組で構成され、複数の前記組が直列接続されて構成される、
ことを特徴とする電力変換装置。
前記可変抵抗スイッチは、並列接続されたトランジスタとダイオードの組が複数の組で構成され、複数の前記組が直列接続されて構成される、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項10】
請求項７において、
前記可変抵抗スイッチと並列に接続されているバイパススイッチを備え、
前記バイパススイッチの開閉が前記制御部で制御される、
ことを特徴とする電力変換装置。
前記可変抵抗スイッチと並列に接続されているバイパススイッチを備え、
前記バイパススイッチの開閉が前記制御部で制御される、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項11】
請求項１０において、
前記バイパススイッチは、電磁開閉器またはリレーを備えて構成される、
ことを特徴とする電力変換装置。
前記バイパススイッチは、電磁開閉器またはリレーを備えて構成される、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項12】
請求項１において、
複数の直流電力を伝送する直流バスと、
複数のバス切替スイッチを有する並列数切替スイッチ部と、
を備え、
前記並列数切替スイッチ部が複数の前記バス切替スイッチを選択的に接続することによって、複数の前記電力変換ユニットのそれぞれの２次側出力端子の直流出力を、複数の前記直流バスを介して、複数の直流負荷に選択的に供給する、
ことを特徴とする電力変換装置。
複数の直流電力を伝送する直流バスと、
複数のバス切替スイッチを有する並列数切替スイッチ部と、
を備え、
前記並列数切替スイッチ部が複数の前記バス切替スイッチを選択的に接続することによって、複数の前記電力変換ユニットのそれぞれの２次側出力端子の直流出力を、複数の前記直流バスを介して、複数の直流負荷に選択的に供給する、
ことを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【0002】
近年の電力変換装置は、その主要部品であるパワー半導体モジュールの技術革新によって、より高速なスイッチング動作を実現し、このパワー半導体から発する損失を低減させている。このように、損失による発熱を低減させることによって、特に冷却器を小型化することができて、電力変換装置を小型化が可能となっている。また、パワー半導体の損失を低減することによって、電力変換装置の効率を向上することができる。
【0003】
例えば、ＳｉＣ（炭化ケイ素）やＧａＮ等（窒化ガリウム）のワイドバンドギャップデバイスは、電子飽和速度がＳｉ（ケイ素）に対し約２倍以上あることから高速スイッチング動作によるスイッチング損失の低減、さらに高周波インバータスイッチング動作が可能となる。
【0004】
また、産業向け電力変換器では、システムの高効率化のため、システム電圧の高耐圧化が進んでいる。システム電圧を高耐圧化とすることで、同一電力における電流・導通損失を低減できて、システムを高効率化できる。
ただし、パワー半導体モジュールの耐圧には制限があることから、パワー半導体デバイスを含む複数の電力変換ユニットを直列接続し、電力変換器のシステム電圧を高耐圧化する電力変換器構成が提案されている。
ただし、パワー半導体モジュールの耐圧には制限があることから、パワー半導体デバイスを含む複数の電力変換ユニットを直列接続し、電力変換器のシステム電圧を高耐圧化する電力変換器構成が提案されている。
【0005】
また、システム高効率化のため、電力変換器から負荷までの配電ラインを直流とする直流配電の適用が検討されている。直流配電の適用により、同一電力における電流・導通損失を低減でき、システムを高効率化できる。
ただし、パワー半導体モジュールの耐圧には制限があることから、パワー半導体デバイスを含む複数の電力変換ユニットを直列接続し、電力変換器のシステム電圧を高耐圧化する電力変換器構成が提案されている。
ただし、パワー半導体モジュールの耐圧には制限があることから、パワー半導体デバイスを含む複数の電力変換ユニットを直列接続し、電力変換器のシステム電圧を高耐圧化する電力変換器構成が提案されている。
【0006】
こうした本技術分野の背景技術として、特許文献１、特許文献２、および特許文献３の技術が開示されている。
【0007】
特許文献１の［要約］には、「［課題］直流端子ＰＮ間の電圧を脈動させずに交流出力の高調波が低減できる電力変換装置及び電力変換方法を提供する。［解決手段］電力変換装置１は、直流端子５のＰ端子とＮ端子間に、複数台の単位変換器２を直列に接続して構成されたＰ側アームＡＲＭＰと、複数台の単位変換器２を直列に接続して構成されたＮ側アームＡＲＭＮの直列回路によりレグを構成し、Ｐ側アームＡＲＭＰとＮ側アームＡＲＭＮの接続点を交流端子４の三相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）にそれぞれ接続している。」と記載され、電力変換装置の技術が開示されている。
このように特許文献１には、交流を直流に変換するＡＣ／ＤＣ変換回路を含む変換ユニットにおいて、複数ユニットの交流入力と直流出力を直列接続し、高圧ＡＣ入力／高圧ＤＣ出力に対応した高圧変換機構成が記載されている。また、高圧変換機部は、三相ＵＶＷ入力に対応するため、３組で構成され、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれに対応した高圧変換機のＤＣ出力は、並列接続された構成となることが示されている。
このように特許文献１には、交流を直流に変換するＡＣ／ＤＣ変換回路を含む変換ユニットにおいて、複数ユニットの交流入力と直流出力を直列接続し、高圧ＡＣ入力／高圧ＤＣ出力に対応した高圧変換機構成が記載されている。また、高圧変換機部は、三相ＵＶＷ入力に対応するため、３組で構成され、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれに対応した高圧変換機のＤＣ出力は、並列接続された構成となることが示されている。
【0008】
また、特許文献２の［要約］には、「［課題］信頼性の向上が可能な充電装置を提供する。［解決手段］充電装置は、複数の蓄電装置を充電するものであって、直流電力を出力する複数のコンバータセル（２０－１～２０－Ｍ）と、複数のコンバータセルの複数の出力が接続される複数の入力ポート（２１－ｘ１～２１－ｘＭ）と複数の蓄電装置が接続される複数の出力ポート（２１－ｙ１～２１－ｙＭ）とを有する切替器（２１）と、切替器が、複数の入力ポートのいずれかを、複数の出力ポートのいずれかに接続するとき、複数の出力ポートのいずれかに接続される蓄電装置の電圧に応じて、複数の入力ポートのいずれかに接続されるコンバータセルの出力電圧を調整する制御装置（２２）とを備える。」と記載され、充電装置の技術が開示されている。
このように特許文献２には、交流を直流に変換するＡＣ／ＤＣ変換回路と入出力が絶縁されたＤＣ／ＤＣ変換回路を含む変換ユニットにおいて、複数ユニットの交流入力を直列接続し、また複数ユニットの直流出力を並列接続し、高圧ＡＣ入力／低圧ＤＣ出力に対応した高圧変換機の技術、構成が示されている。
このように特許文献２には、交流を直流に変換するＡＣ／ＤＣ変換回路と入出力が絶縁されたＤＣ／ＤＣ変換回路を含む変換ユニットにおいて、複数ユニットの交流入力を直列接続し、また複数ユニットの直流出力を並列接続し、高圧ＡＣ入力／低圧ＤＣ出力に対応した高圧変換機の技術、構成が示されている。
【0009】
また、特許文献３の［要約］には、「［課題］インバータのスイッチング素子のスイッチング動作時に第１、第２のコンデンサが共振することを抑制して共振電流の増加を防止し、大きな電流に対応することを不要とすることで第１、第２のコンデンサの小型化を図ることができる電力変換装置を提供する。［解決手段］スイッチング素子７、８のスイッチング動作により直流電源３から供給される直流電力を交流電力に変換するインバータ６と、接続配線４、５間の直流電源３側に配置された第１のコンデンサ２と、スイッチング素子７、８側に配置された第２のコンデンサ１５とを備え、接続配線４、５の等価インダクタンスと第１のコンデンサ２の静電容量で定まる共振周波数を、スイッチング素子７、８のスイッチング動作時に該スイッチング素子７、８から接続配線４、５に重畳される高周波電流の周波数帯域に合わせるように、接続配線４、５の等価インダクタンスと第１のコンデンサ２の静電容量を設定する。」と記載され、電力変換装置の技術が開示されている。
このように特許文献３には、二つのコンデンサ間に共振抑制用のリアクトルを配置することで共振電流を抑制することを可能とする構成が記載されている。
このように特許文献３には、二つのコンデンサ間に共振抑制用のリアクトルを配置することで共振電流を抑制することを可能とする構成が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0010】
【特許文献1】特開２０２０－８０６２７号公報
【特許文献2】特開２０１９－２１３４２４号公報
【特許文献3】特開２０１０－２５２５３５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0011】
高圧ＡＣ／ＤＣ変換機において、ＭＭＣ（Modular Multilevel Converter）方式では入力端子と出力端子が絶縁されてないため、地絡時の故障拡大や、入出力間のノイズ伝搬等が課題となる。より高信頼なシステムには入出力間が絶縁された高圧ＡＣ／ＤＣ変換機が必要である。
特許文献１に開示された技術では、絶縁型の高圧ＡＣ／ＤＣ変換機において、多重絶縁トランスを適用した高圧電力変換器を備えているが、多重絶縁トランスを用いることに起因して、電力変換器の重量、体積が大型化するという課題がある。
特許文献１に開示された技術では、絶縁型の高圧ＡＣ／ＤＣ変換機において、多重絶縁トランスを適用した高圧電力変換器を備えているが、多重絶縁トランスを用いることに起因して、電力変換器の重量、体積が大型化するという課題がある。
【0012】
特許文献２に開示された技術では、高周波絶縁トランスを適用したマルチステージ変換器（ＭＳＣ）は、絶縁トランスの小型化が可能となり省スペース化に有利となっている。ただし、マルチステージ変換器では、絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換回路を含む電力変換ユニットを複数台、直列／並列接続して高圧から低圧まで任意の入出力電圧に対応する。このように、電力変換ユニットのＤＣ出力を複数並列接続したマルチステージ変換器では、各電力変換ユニットの出力に内蔵されたＤＣリンクコンデンサと他の電力変換ユニットの出力のＤＣリンクコンデンサ間が並列接続された構成となる。その構成のため、コンデンサ間のインダクタンス値との関係で反共振点が形成され、共振電流がユニット間に発生してしまうという課題がある。
【0013】
特許文献３に開示された技術では、コンデンサ間に共振抑制用のリアクトルを配置することで共振電流を抑制することが可能としている。ただし、この手法をマルチステージ変換器（ＭＳＣ）に適用すると、各ユニットの出力にリアクトルを配置する必要があり、変換器（電力変換装置）の体積が増大するという課題がある。
【0014】
本発明は、複数の電力変換ユニットの出力側を多並列接続する電力変換器において、並列接続された各ユニットのコンデンサ間の共振電流を低減し、小型化した電力変換装置を提供することを課題（目的）とする。
【課題を解決するための手段】
【0015】
前記の課題を解決するために、本発明を以下のように構成した。
すなわち、本発明の電力変換装置は、二つの１次側入力端子と二つの２次側出力端子を有する複数の電力変換ユニットと、前記電力変換ユニットのそれぞれの２次側出力端子に流れる電流を検出する複数の電流センサと、複数の前記電流センサの検出する電流の所定の周波数範囲の周波数成分を測定する制御部と、を備え、前記電力変換ユニットは、二つの前記１次側入力端子の間に入力した交流電力を二つの前記２次側出力端子の間に出力するＡＣ／ＤＣコンバータと、二つの前記２次側出力端子の間に並列に接続され、二つの前記２次側出力端子の間に出力される出力電圧を平滑する出力側平滑コンデンサと、前記出力側平滑コンデンサの一端と前記２次側出力端子の一端との間に接続された可変抵抗スイッチと、を有し、前記制御部は、複数の前記電流センサの検出する電流の所定の周波数成分の大きさに応じて、複数の前記可変抵抗スイッチの抵抗値を制御し、複数の前記電力変換ユニットのそれぞれの２次側出力端子は、互いに並列に接続されて電力変換装置としての直流出力端子を構成することを特徴とする。
すなわち、本発明の電力変換装置は、二つの１次側入力端子と二つの２次側出力端子を有する複数の電力変換ユニットと、前記電力変換ユニットのそれぞれの２次側出力端子に流れる電流を検出する複数の電流センサと、複数の前記電流センサの検出する電流の所定の周波数範囲の周波数成分を測定する制御部と、を備え、前記電力変換ユニットは、二つの前記１次側入力端子の間に入力した交流電力を二つの前記２次側出力端子の間に出力するＡＣ／ＤＣコンバータと、二つの前記２次側出力端子の間に並列に接続され、二つの前記２次側出力端子の間に出力される出力電圧を平滑する出力側平滑コンデンサと、前記出力側平滑コンデンサの一端と前記２次側出力端子の一端との間に接続された可変抵抗スイッチと、を有し、前記制御部は、複数の前記電流センサの検出する電流の所定の周波数成分の大きさに応じて、複数の前記可変抵抗スイッチの抵抗値を制御し、複数の前記電力変換ユニットのそれぞれの２次側出力端子は、互いに並列に接続されて電力変換装置としての直流出力端子を構成することを特徴とする。
【0016】
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
【発明の効果】
【0017】
本発明によれば、複数の電力変換ユニットの出力側を多並列接続する電力変換器において、並列接続された各ユニットのコンデンサ間の共振電流を低減し、小型化した電力変換装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【0018】
【図1】本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。
【図2】本発明の第１実施形態に係る電力変換装置における１次側系統電圧と２次側系統電圧の波形例を示す図である。
【図3】本発明の第１実施形態に係る電力変換装置を三相交流システムに適用した構成例を示す図である。
【図4】本発明の第１実施形態に係る電力変換装置における電力変換ユニットであるコンバータセルの構成例と機能例を説明する図である。
【図5】本発明の第１実施形態に係るコンバータセルに可変抵抗スイッチを備えた構成例と機能例を説明する図である。
【図6】本発明の第１実施形態に係るコンバータセルの可変抵抗スイッチのゲート駆動電圧制御フローのフローチャート例を示す図である。
【図7】本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。
【図8A】本発明の第２実施形態に係るコンバータセルのバイパススイッチと可変抵抗スイッチを制御するフローチャート例を示す図である。
【図8B】本発明の第２実施形態に係るコンバータセルのバイパススイッチと可変抵抗スイッチを制御するフローチャート例を示す図である。
【図9】本発明の第３実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。
【図10】本発明の第４実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0019】
以下、本発明を実施するための形態（以下においては「実施形態」と表記する）を、適宜、図面を参照して説明する。
【0020】
≪第１実施形態≫
本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１の構成について、図を参照して説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１の構成例を示す図である。
図１において、電力変換装置１は、Ｎ台の電力変換ユニットであるコンバータセル２０－１～２０－Ｎを有して構成されている。
各々のコンバータセル２０－ｋ（ｋは段数番号、１≦ｋ≦Ｎ）は、一対の１次側端子２５，２６と、一対の２次側端子２７，２８と、交直変換器１１（ＡＣ－ＤＣコンバータ）と、交直変換器１２（ＤＣ－ＡＣインバータ）と、交直変換器１３（ＡＣ－ＤＣコンバータ）とを備えている。
また、平滑コンデンサ１７（１次側平滑コンデンサ）と、平滑コンデンサ１８（出力側平滑コンデンサ）と、可変抵抗スイッチ２０１と、高周波トランス１５とを備えている。
本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１の構成について、図を参照して説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１の構成例を示す図である。
図１において、電力変換装置１は、Ｎ台の電力変換ユニットであるコンバータセル２０－１～２０－Ｎを有して構成されている。
各々のコンバータセル２０－ｋ（ｋは段数番号、１≦ｋ≦Ｎ）は、一対の１次側端子２５，２６と、一対の２次側端子２７，２８と、交直変換器１１（ＡＣ－ＤＣコンバータ）と、交直変換器１２（ＤＣ－ＡＣインバータ）と、交直変換器１３（ＡＣ－ＤＣコンバータ）とを備えている。
また、平滑コンデンサ１７（１次側平滑コンデンサ）と、平滑コンデンサ１８（出力側平滑コンデンサ）と、可変抵抗スイッチ２０１と、高周波トランス１５とを備えている。
【0021】
以上のコンバータセル２０－ｋの詳細な構成、機能、動作については、図４を参照して後記する。
なお、図１における交直変換器１１，１２，１３のブロックにおいて、「波形」と「斜線」と「横線」の記号を用いて表記しているが、「波形」は交流を表し、「横線」は直流を表し、「斜線」は変換を意味している。すなわち、所定の制御によって、交直変換器１１，１３は、ＡＣ／ＤＣ変換を行い、交直変換器１２は、ＤＣ／ＡＣ変換を行う。
また、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１は、交流の１次側系統から入力して、直流の２次側系統に出力する場合と、直流の２次側系統から入力して、交流の１次側系統へ出力する場合の双方向の可能性がある。ただし、本発明の第１実施形態においては、可変抵抗スイッチ２０１の役割と効果を説明するのが主眼であるため、交流の１次側系統から入力して、直流の２次側系統に出力する場合を主として説明する。
なお、図１における交直変換器１１，１２，１３のブロックにおいて、「波形」と「斜線」と「横線」の記号を用いて表記しているが、「波形」は交流を表し、「横線」は直流を表し、「斜線」は変換を意味している。すなわち、所定の制御によって、交直変換器１１，１３は、ＡＣ／ＤＣ変換を行い、交直変換器１２は、ＤＣ／ＡＣ変換を行う。
また、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１は、交流の１次側系統から入力して、直流の２次側系統に出力する場合と、直流の２次側系統から入力して、交流の１次側系統へ出力する場合の双方向の可能性がある。ただし、本発明の第１実施形態においては、可変抵抗スイッチ２０１の役割と効果を説明するのが主眼であるため、交流の１次側系統から入力して、直流の２次側系統に出力する場合を主として説明する。
【0022】
《電力変換装置１の構成、機能、動作》
次に、複数のコンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）を組み合わせによる電力変換装置１の構成、機能、動作の例について説明する。
図１において、Ｎ台の電力変換ユニットであるコンバータセル２０－１～２０－Ｎの１次側端子２５，２６は、順次、直列に接続され、これら直列回路（端子３５，３６）に、１次側電源系統３１（ＶＳ１）が接続されている。
前記したように、交流の１次側系統と直流の２次側系統とにおける電力の伝送は双方向の可能性がある。
そのため、交流系統である１次側電源系統３１は、純正の交流電圧波形のみではなく、スイッチング動作などによるノイズ波形を含む場合も対象とするため、１次側電源系統３１（ＶＳ１）の機器においては、誘導性のインピーダンス、またはフィルタリアクトルを内包するものとする。
次に、複数のコンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）を組み合わせによる電力変換装置１の構成、機能、動作の例について説明する。
図１において、Ｎ台の電力変換ユニットであるコンバータセル２０－１～２０－Ｎの１次側端子２５，２６は、順次、直列に接続され、これら直列回路（端子３５，３６）に、１次側電源系統３１（ＶＳ１）が接続されている。
前記したように、交流の１次側系統と直流の２次側系統とにおける電力の伝送は双方向の可能性がある。
そのため、交流系統である１次側電源系統３１は、純正の交流電圧波形のみではなく、スイッチング動作などによるノイズ波形を含む場合も対象とするため、１次側電源系統３１（ＶＳ１）の機器においては、誘導性のインピーダンス、またはフィルタリアクトルを内包するものとする。
【0023】
コンバータセル２０－１～２０－Ｎの２次側端子２７，２８は、互いに並列に接続され、これらコンバータセルの並列回路の出力（出力端子３７，３８）に、直流系統である２次側電源系統３２（ＶＳ２）として、ＤＣ負荷系統が接続されている。
【0024】
また、１次側電源系統３１、２次側電源系統（ＤＣ負荷系統）３２としては、例えば、商用電源系統、太陽光発電システム、モータ等、様々な発電設備や受電設備を採用することができる。
【0025】
前記したように、１次側電源系統３１の電圧を１次側系統電圧ＶＳ１とし、２次側電源系統（２次側負荷系統）３２の電圧を２次側系統電圧ＶＳ２とする。
１次側系統電圧ＶＳ１と２次側系統電圧ＶＳ２とは、振幅および周波数が相互に独立している。
また、前記したように、電力変換装置１は、１次側電源系統３１と２次側電源系統３２との間で、一方向または双方向に電力を伝送する。
１次側系統電圧ＶＳ１と２次側系統電圧ＶＳ２とは、振幅および周波数が相互に独立している。
また、前記したように、電力変換装置１は、１次側電源系統３１と２次側電源系統３２との間で、一方向または双方向に電力を伝送する。
【0026】
なお、図１に示す１次側電源系統３１の一対の端子（３５，３６）において、端子３６を、１次側基準端子３６と呼ぶ。
同様に、２次側電源系統３２の一対の端子（３７，３８）において、端子３８を、２次側基準端子３８と呼ぶ。
１次側基準端子３６は、１次側基準電位が現れる端子であり、２次側基準端子３８は、２次側基準電位が現れる端子である。１次側基準電位および２次側基準電位は、例えば接地電位である。ただし、基準電位は、必ずしも接地電位でなくともよい。
同様に、２次側電源系統３２の一対の端子（３７，３８）において、端子３８を、２次側基準端子３８と呼ぶ。
１次側基準端子３６は、１次側基準電位が現れる端子であり、２次側基準端子３８は、２次側基準電位が現れる端子である。１次側基準電位および２次側基準電位は、例えば接地電位である。ただし、基準電位は、必ずしも接地電位でなくともよい。
【0027】
＜電力変換装置における系統電圧の波形例と三相交流システムへの応用＞
電力変換装置１を構成する電力変換ユニットであるコンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）の詳細を説明する前に、「１次側系統電圧ＶＳ１と２次側系統電圧ＶＳ２の波形例」と「電力変換装置１の三相交流システムへの応用」を、それぞれ図２と図３を参照して先に説明する。
その後、「コンバータセル２０－ｋの構成と機能の詳細」について、図４～図６を参照して説明する。
電力変換装置１を構成する電力変換ユニットであるコンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）の詳細を説明する前に、「１次側系統電圧ＶＳ１と２次側系統電圧ＶＳ２の波形例」と「電力変換装置１の三相交流システムへの応用」を、それぞれ図２と図３を参照して先に説明する。
その後、「コンバータセル２０－ｋの構成と機能の詳細」について、図４～図６を参照して説明する。
【0028】
《１次側系統電圧ＶＳ１と２次側系統電圧ＶＳ２の波形例》
１次側系統電圧ＶＳ１と２次側系統電圧ＶＳ２の波形例について説明する。
図２は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置における１次側系統電圧ＶＳ１と２次側系統電圧ＶＳ２の波形例を示す図である。
１次側系統電圧ＶＳ１と２次側系統電圧ＶＳ２の波形例について説明する。
図２は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置における１次側系統電圧ＶＳ１と２次側系統電圧ＶＳ２の波形例を示す図である。
【0029】
図２において、上段に示す波形は、電力変換装置１の入力に交流電圧が印加される１次側系統電圧ＶＳ１の波形例である。もしくは電力変換装置１が、交流電圧を１次側系統に出力する場合の波形例である。交流波形である正弦波の１周期分（０～２π）に相当する波形（Ｖｍａｘ，－Ｖｍａｘ）を示している。
また、図２の下段に示す波形は、電力変換装置１から出力される２次側系統電圧ＶＳ２の波形例であって、直流電圧（ＶＰ、ＶＮ）間の電圧が出力される。なお、図２の下段の図における破線は、例えば後記する図３における接地電位のＮ１に対応している。
また、図２の下段に示す波形は、電力変換装置１から出力される２次側系統電圧ＶＳ２の波形例であって、直流電圧（ＶＰ、ＶＮ）間の電圧が出力される。なお、図２の下段の図における破線は、例えば後記する図３における接地電位のＮ１に対応している。
【0030】
なお、図２の上段における交流波形は、正弦波に対して、ノイズ成分が含まれている例を示している。
電力変換装置１に入力する電圧は、前記したように、商用電源系統、太陽光発電システム、モータ等、様々な発電設備からのものであり、必ずしも純正な正弦波形ではない。また、電力変換装置１から１次側電源系統３１に交流電圧（交流電力）を出力する場合がある。そのため、図２の上段における交流波形にはノイズ成分が含まれている例を示している。
このような交流波形にはノイズ成分が含まれている場合に対処するために、前記したように、１次側電源系統３１には、誘導性のインピーダンス、またはフィルタリアクトルを内包することを推奨している。
電力変換装置１に入力する電圧は、前記したように、商用電源系統、太陽光発電システム、モータ等、様々な発電設備からのものであり、必ずしも純正な正弦波形ではない。また、電力変換装置１から１次側電源系統３１に交流電圧（交流電力）を出力する場合がある。そのため、図２の上段における交流波形にはノイズ成分が含まれている例を示している。
このような交流波形にはノイズ成分が含まれている場合に対処するために、前記したように、１次側電源系統３１には、誘導性のインピーダンス、またはフィルタリアクトルを内包することを推奨している。
【0031】
《電力変換装置１の三相交流システムへの応用》
次に、電力変換装置１の三相交流システムへの応用例について説明する。
図３は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１を三相交流システムに適用した構成例を示す図である。
図３において、図１で説明した電力変換装置１を３台（１Ｕ，１Ｖ，１Ｗ）備えて、三相交流（三相交流システム）に適用している。
電力変換装置１（１Ｕ）は、図１で示したように複数のコンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）を組み合わせて電力変換装置が構成されている。
同様に、電力変換装置１（１Ｖ）と電力変換装置１（１Ｗ）も、それぞれ複数のコンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）を組み合わせて、それぞれ電力変換装置が構成されている。
次に、電力変換装置１の三相交流システムへの応用例について説明する。
図３は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１を三相交流システムに適用した構成例を示す図である。
図３において、図１で説明した電力変換装置１を３台（１Ｕ，１Ｖ，１Ｗ）備えて、三相交流（三相交流システム）に適用している。
電力変換装置１（１Ｕ）は、図１で示したように複数のコンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）を組み合わせて電力変換装置が構成されている。
同様に、電力変換装置１（１Ｖ）と電力変換装置１（１Ｗ）も、それぞれ複数のコンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）を組み合わせて、それぞれ電力変換装置が構成されている。
【0032】
電力変換装置１Ｕ（１）の入力端子（３５，３６）は、一端がＵ１端子に、他端がＮ１端子に接続されている。また、電力変換装置１Ｕの出力端子（２７，２８）は、一端がＰ２端子に、他端がＮ２端子に接続されている。
電力変換装置１Ｖ（１）の入力端子（３５，３６）は、一端がＶ１端子に、他端がＮ１端子に接続されている。また、電力変換装置１Ｖの出力端子（２７，２８）は、一端がＰ２端子に、他端がＮ２端子に接続されている。
電力変換装置１Ｗ（１）の入力端子（３５，３６）は、一端がＷ１端子に、他端がＮ１端子に接続されている。また、電力変換装置１Ｗの出力端子（２７，２８）は、一端がＰ２端子に、他端がＮ２端子に接続されている。
電力変換装置１Ｖ（１）の入力端子（３５，３６）は、一端がＶ１端子に、他端がＮ１端子に接続されている。また、電力変換装置１Ｖの出力端子（２７，２８）は、一端がＰ２端子に、他端がＮ２端子に接続されている。
電力変換装置１Ｗ（１）の入力端子（３５，３６）は、一端がＷ１端子に、他端がＮ１端子に接続されている。また、電力変換装置１Ｗの出力端子（２７，２８）は、一端がＰ２端子に、他端がＮ２端子に接続されている。
【0033】
そして、電力変換装置１Ｕ（１）のひとつの入力端子（３６）は、中性点Ｎ１に接続されている。電力変換装置１Ｖ（１）のひとつの入力端子（３６）は、中性点Ｎ１に接続されている。電力変換装置１Ｗ（１）のひとつの入力端子（３６）は、中性点Ｎ１に接続されている。
すなわち、電力変換装置１Ｕ、電力変換装置１Ｖ、電力変換装置１Ｗの入力側は、Ｙ結線（スター結線）されている。そして、Ｕ１端子、Ｖ１端子、Ｗ１端子、および中性点Ｎ１との間に三相交流電力（三相交流電圧）が印加される。
すなわち、電力変換装置１Ｕ、電力変換装置１Ｖ、電力変換装置１Ｗの入力側は、Ｙ結線（スター結線）されている。そして、Ｕ１端子、Ｖ１端子、Ｗ１端子、および中性点Ｎ１との間に三相交流電力（三相交流電圧）が印加される。
【0034】
また、電力変換装置１Ｕ（１）、電力変換装置１Ｖ（１）、電力変換装置１Ｗ（１）の出力であるＰ２端子とＮ２端子は、それぞれ並列に接続されて、直流電力（直流電圧）が共通に出力される。
ただし、電力変換装置１Ｕ（１）、電力変換装置１Ｖ（１）、電力変換装置１Ｗ（１）のそれぞれの出力であるＰ２端子とＮ２端子は、それぞれ独立して、別系統に直流電力（直流電圧）を供給する場合もある。
ただし、電力変換装置１Ｕ（１）、電力変換装置１Ｖ（１）、電力変換装置１Ｗ（１）のそれぞれの出力であるＰ２端子とＮ２端子は、それぞれ独立して、別系統に直流電力（直流電圧）を供給する場合もある。
【0035】
以上の図３で示した３台の電力変換装置の構成によって、三相交流電力（三相交流電圧）を用いた三相交流電力から直流電力への電力変換の三相交流システムが実現する。
【0036】
＜コンバータセル２０－ｋの構成と機能の詳細＞
図１で示した電力変換装置１の電力変換ユニット（コンバータセル２０）であるコンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）の構成と機能の詳細について図４を参照して説明する。
図４は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置における電力変換ユニットであるコンバータセル２０の構成例と機能例を説明する図である。
前記したように、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置は、交流の１次側系統から入力して、直流の２次側系統に出力する場合と、直流の２次側系統から入力して、交流の１次側系統へ出力する場合の双方向の可能性がある。
しかし、簡単化のために、交流の１次側系統から入力して、直流の２次側系統に出力する場合について、以下に説明する。
図１で示した電力変換装置１の電力変換ユニット（コンバータセル２０）であるコンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）の構成と機能の詳細について図４を参照して説明する。
図４は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置における電力変換ユニットであるコンバータセル２０の構成例と機能例を説明する図である。
前記したように、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置は、交流の１次側系統から入力して、直流の２次側系統に出力する場合と、直流の２次側系統から入力して、交流の１次側系統へ出力する場合の双方向の可能性がある。
しかし、簡単化のために、交流の１次側系統から入力して、直流の２次側系統に出力する場合について、以下に説明する。
【0037】
図４において、コンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）は、１次側電力変換ユニット１０１と、２次側電力変換ユニット１０２と、高周波トランス１５を備えて、構成される。
１次側電力変換ユニット１０１は、入力端子（２５，２６）から交流電力（交流電圧）を入力して、高い周波数の交流電圧に変換する。そして、変換した高い周波数の交流電圧を高周波トランス１５の１次側に出力する。
高周波トランス１５は、１次側に入力した交流電圧を、例えば高い電圧に変圧して、高い電圧の交流電圧を２次側に出力する。そして、高い電圧に変圧された交流電力（交流電圧）を２次側電力変換ユニット１０２に供給する。
２次側電力変換ユニット１０２は、入力した高い電圧の交流電力（交流電圧）を直流電力（直流電圧）に変換する。
１次側電力変換ユニット１０１は、入力端子（２５，２６）から交流電力（交流電圧）を入力して、高い周波数の交流電圧に変換する。そして、変換した高い周波数の交流電圧を高周波トランス１５の１次側に出力する。
高周波トランス１５は、１次側に入力した交流電圧を、例えば高い電圧に変圧して、高い電圧の交流電圧を２次側に出力する。そして、高い電圧に変圧された交流電力（交流電圧）を２次側電力変換ユニット１０２に供給する。
２次側電力変換ユニット１０２は、入力した高い電圧の交流電力（交流電圧）を直流電力（直流電圧）に変換する。
【0038】
《１次側電力変換ユニット１０１の構成と機能の詳細》
図４において、１次側電力変換ユニット１０１は、交直変換器１１と平滑コンデンサ１７と交直変換器１２とを備えて構成される。
交直変換器１１（第１交直変換器）は、それぞれＨブリッジ状に接続された４個のスイッチング素子と、これらスイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続された計４個のダイオードＦＷＤ（Free Wheeling Diode）とを有して構成される。また、交直変換器１１の出力側には平滑コンデンサ１７（１次側平滑コンデンサ）が並列に接続されている。
交直変換器１１には、入力端子（２５，２６）から交流電圧（交流電力）を入力して、Ｈブリッジ状に接続された４個のスイッチング素子を、図示していない変換器制御回路によって所定の波形で制御（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）する。
すると入力した交流電圧（正弦波）は、整流変換されて、直流電圧（直流電力）が平滑コンデンサ１７の両端に出力される。
図４において、１次側電力変換ユニット１０１は、交直変換器１１と平滑コンデンサ１７と交直変換器１２とを備えて構成される。
交直変換器１１（第１交直変換器）は、それぞれＨブリッジ状に接続された４個のスイッチング素子と、これらスイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続された計４個のダイオードＦＷＤ（Free Wheeling Diode）とを有して構成される。また、交直変換器１１の出力側には平滑コンデンサ１７（１次側平滑コンデンサ）が並列に接続されている。
交直変換器１１には、入力端子（２５，２６）から交流電圧（交流電力）を入力して、Ｈブリッジ状に接続された４個のスイッチング素子を、図示していない変換器制御回路によって所定の波形で制御（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）する。
すると入力した交流電圧（正弦波）は、整流変換されて、直流電圧（直流電力）が平滑コンデンサ１７の両端に出力される。
【0039】
すなわち、交直変換器１１は、交流電力（交流電圧）を直流電力（直流電圧）に変換するコンバータ（ＡＣ／ＤＣ変換器）の役目をする。
なお、この変換にダイオードＦＷＤは、負荷電流を転流させる役目をする。また、ダイオードＦＷＤは、寄生ダイオードを利用することもできる。
また、交直変換器１１の４個のスイッチング素子は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が用いられる。
また、交直変換器１１の出力側に並列に接続された平滑コンデンサ１７は、交直変換器１１の出力した交流電圧からリップルを低減する役目をする。
なお、この変換にダイオードＦＷＤは、負荷電流を転流させる役目をする。また、ダイオードＦＷＤは、寄生ダイオードを利用することもできる。
また、交直変換器１１の４個のスイッチング素子は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が用いられる。
また、交直変換器１１の出力側に並列に接続された平滑コンデンサ１７は、交直変換器１１の出力した交流電圧からリップルを低減する役目をする。
【0040】
なお、コンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）の１次側端子２５，２６の間に現れる電圧を１次側ＡＣ端子間電圧ＶＵ１ｋと呼び、平滑コンデンサ１７の両端の間に現れる電圧を１次側ＤＣリンク電圧Ｖｄｃ１（１次側直流電圧）と呼ぶ。
また、交直変換器１１は、１次側ＡＣ端子間電圧ＶＵ１ｋと、１次側ＤＣリンク電圧Ｖｄｃ１とを、制御方法を選択することによって、相互に変換可能である。そして、電力を一方向または双方向に伝送することが可能である。
また、交直変換器１１は、１次側ＡＣ端子間電圧ＶＵ１ｋと、１次側ＤＣリンク電圧Ｖｄｃ１とを、制御方法を選択することによって、相互に変換可能である。そして、電力を一方向または双方向に伝送することが可能である。
【0041】
図４において、交直変換器１２（第２交直変換器）は、交直変換器１１と同様に、それぞれＨブリッジ状に接続された４個のスイッチング素子と、これらスイッチング素子に逆並列に接続された４個のダイオードＦＷＤとを有して構成される。
ただし、交直変換器１２は、交直変換器１１とは４個のスイッチング素子の制御波形が異なる。交直変換器１２において、平滑コンデンサ１７から直流電力（直流電圧）を入力して、Ｈブリッジ状に接続された４個のスイッチング素子を、図示していない変換器制御回路によって、交直変換器１１とは異なる所定の波形で制御（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）すると、入力端子（２５，２６）の周波数よりも高い周波数の交流電圧（交流電力）に変換して出力される。
ただし、交直変換器１２は、交直変換器１１とは４個のスイッチング素子の制御波形が異なる。交直変換器１２において、平滑コンデンサ１７から直流電力（直流電圧）を入力して、Ｈブリッジ状に接続された４個のスイッチング素子を、図示していない変換器制御回路によって、交直変換器１１とは異なる所定の波形で制御（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）すると、入力端子（２５，２６）の周波数よりも高い周波数の交流電圧（交流電力）に変換して出力される。
【0042】
以上のように、１次側電力変換ユニット１０１は、入力端子（２５，２６）から入力した交流電圧（交流電力）の周波数を、高い周波数に変換する。
すなわち、１次側電力変換ユニット１０１は、周波数変換器でもある。なお、１次側電力変換ユニット１０１は、入力した交流電圧の周波数を高くも、低くも変換可能であるが、高周波トランスへ出力する場合には、高い周波数に変換する。
周波数変換器でもある１次側電力変換ユニット１０１は、高い周波数の交流電圧（交流電力）を出力する。この高い周波数の交流電圧（交流電力）を高周波トランス１５の１次側へ出力する。
すなわち、１次側電力変換ユニット１０１は、周波数変換器でもある。なお、１次側電力変換ユニット１０１は、入力した交流電圧の周波数を高くも、低くも変換可能であるが、高周波トランスへ出力する場合には、高い周波数に変換する。
周波数変換器でもある１次側電力変換ユニット１０１は、高い周波数の交流電圧（交流電力）を出力する。この高い周波数の交流電圧（交流電力）を高周波トランス１５の１次側へ出力する。
【0043】
《高周波トランス１５》
高周波トランス１５は、１次巻線１５ａと２次巻線１５ｂとを有し、１次巻線１５ａと２次巻線１５ｂとの間で、所定の周波数で電力を伝送する。
高周波トランス１５においては、１次側電力変換ユニット１０１から入力した交流電圧を、例えば高い電圧の交流電圧に変換する。
そして変換した、例えば高い電圧の交流電圧（交流電力）を２次側電力変換ユニット１０２に入力する。
高周波トランス１５は、１次巻線１５ａと２次巻線１５ｂとを有し、１次巻線１５ａと２次巻線１５ｂとの間で、所定の周波数で電力を伝送する。
高周波トランス１５においては、１次側電力変換ユニット１０１から入力した交流電圧を、例えば高い電圧の交流電圧に変換する。
そして変換した、例えば高い電圧の交流電圧（交流電力）を２次側電力変換ユニット１０２に入力する。
【0044】
高周波トランス１５は、高周波数において効率よく、トランスの１次側に入力した交流電圧を変圧して、トランスの２次側に交流電圧を出力する。
トランス（高周波トランス）は、交流電圧の１次電圧を２次電圧に変圧する際に、高周波を用いることによってトランスのコアを小型にできる。すなわちトランスを小型化できる。
このように、トランスを小型化するために、前記した電力変換ユニットであるコンバータセル２０－ｋにおいては、例えば商用周波数の低い周波数の交流電圧を、高い周波数の交流電圧に変換してから、高周波トランス１５に供給し、高周波トランス１５で効率よく変圧（例えば昇圧）してから、高周波数の交流電圧を直流電圧に整流して出力する方法をとっている。
トランス（高周波トランス）は、交流電圧の１次電圧を２次電圧に変圧する際に、高周波を用いることによってトランスのコアを小型にできる。すなわちトランスを小型化できる。
このように、トランスを小型化するために、前記した電力変換ユニットであるコンバータセル２０－ｋにおいては、例えば商用周波数の低い周波数の交流電圧を、高い周波数の交流電圧に変換してから、高周波トランス１５に供給し、高周波トランス１５で効率よく変圧（例えば昇圧）してから、高周波数の交流電圧を直流電圧に整流して出力する方法をとっている。
【0045】
なお、ここで高周波とは、例えば１００Ｈｚ以上の周波数である。さらには、１ｋＨｚ以上の周波数を採用することが好ましく、１０ｋＨｚ以上の周波数を採用することがより好ましい。
そのため、前記したように、１次側電力変換ユニット１０１を周波数変換器として動作させている。
そのため、前記したように、１次側電力変換ユニット１０１を周波数変換器として動作させている。
【0046】
《２次側電力変換ユニット１０２の構成と機能の詳細》
図４において、２次側電力変換ユニット１０２は、交直変換器１３と平滑コンデンサ１８と可変抵抗スイッチ２０１を備えて構成される。
交直変換器１３は、前記した交直変換器１１と同様に、それぞれＨブリッジ状に接続された４個のスイッチング素子と、これらスイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードＦＷＤとを有して構成される。また、交直変換器１３の出力には平滑コンデンサ１８が並列に接続されている。
交直変換器１３には、高周波トランス１５から交流電圧（交流電力）を入力して、Ｈブリッジ状に接続された４個のスイッチング素子を図示していない変換器制御回路によって、所定の波形で制御すると、直流電圧（直流電力）に変換される。
平滑コンデンサ１８の両端の間に現れる電圧を２次側ＤＣリンク電圧Ｖｄｃ２（２次側直流電圧）と呼ぶ。
図４において、２次側電力変換ユニット１０２は、交直変換器１３と平滑コンデンサ１８と可変抵抗スイッチ２０１を備えて構成される。
交直変換器１３は、前記した交直変換器１１と同様に、それぞれＨブリッジ状に接続された４個のスイッチング素子と、これらスイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードＦＷＤとを有して構成される。また、交直変換器１３の出力には平滑コンデンサ１８が並列に接続されている。
交直変換器１３には、高周波トランス１５から交流電圧（交流電力）を入力して、Ｈブリッジ状に接続された４個のスイッチング素子を図示していない変換器制御回路によって、所定の波形で制御すると、直流電圧（直流電力）に変換される。
平滑コンデンサ１８の両端の間に現れる電圧を２次側ＤＣリンク電圧Ｖｄｃ２（２次側直流電圧）と呼ぶ。
【0047】
すなわち、交直変換器１３は、交流電圧（交流電力）を直流電圧（直流電力）に変換するＡＣ／ＤＣコンバータの役目をする。
また、ダイオードＦＷＤについては、交直変換器１１におけるダイオードと同じ構成であるので、重複する説明は省略する。
また、ダイオードＦＷＤについては、交直変換器１１におけるダイオードと同じ構成であるので、重複する説明は省略する。
【0048】
なお、１次側電力変換ユニット１０１と高周波トランス１５と交直変換器１３によって、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１３を構成しているとも考えられる。
【0049】
また、図４における平滑コンデンサ１８は、交直変換器１３の出力した交流電圧、またはＡＣ／ＤＣコンバータ１１３の出力した交流電圧からリップルを低減する役目をする。
このリップルを低減した直流電圧（直流電力）をコンバータセル２０－ｋの出力電圧（出力電力）として、出力端子（２７，２８）から出力する。
このリップルを低減した直流電圧（直流電力）をコンバータセル２０－ｋの出力電圧（出力電力）として、出力端子（２７，２８）から出力する。
【0050】
また、図４において、平滑コンデンサ１８の一端と出力端子２７との間に可変抵抗スイッチ２０１が備えられている。
可変抵抗スイッチ２０１は、並列に接続された複数のコンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）間における反共振を防止するためのものである。
この反共振の現象、および可変抵抗スイッチ２０１の詳細については、後記する。
可変抵抗スイッチ２０１は、並列に接続された複数のコンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）間における反共振を防止するためのものである。
この反共振の現象、および可変抵抗スイッチ２０１の詳細については、後記する。
【0051】
なお、平滑コンデンサ１８の両端の間に現れる電圧を２次側ＤＣリンク電圧Ｖｄｃ２（２次側直流電圧）と呼ぶ。また、２次側端子２７，２８の間に現れる電圧を２次側ＤＣ端子間電圧Ｖｕ２ｋと呼ぶ。
【0052】
また、コンバータセル２０（２０－ｋ）は、１次側端子２５，２６から交流電圧（交流電力）を入力して２次側端子２７，２８から直流電圧（直流電力）を出力する例を説明した。ただし、前記したように、制御の仕方によって、１次側端子２５，２６と２次側端子２７，２８との間で双方向に電力（交流電力⇔直流電力）を伝送することも可能である。
【0053】
＜電力変換器の出力に関連する反共振の現象について＞
複数のコンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）を備えて構成される電力変換装置１の出力に関連する反共振の現象について、図１を参照して説明する。
図１において、複数のコンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）のそれぞれの出力端子（２７，２８）を互いに並列に接続された構成となっている。
この構成では、ＡＣ／ＤＣ変換器である交直変換器１３の駆動周波数条件や、並列接続される電力変換ユニットの２次側端子間の配線寄生インダクタンス成分により、出力側平滑コンデンサ１８間に反共振（不要共振電流）が発生することがある。
このとき、２次側出力における出力側平滑コンデンサ１８には、反共振の現象による不要共振電流が流れることで、コンデンサ発熱が増大する。
複数のコンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）を備えて構成される電力変換装置１の出力に関連する反共振の現象について、図１を参照して説明する。
図１において、複数のコンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）のそれぞれの出力端子（２７，２８）を互いに並列に接続された構成となっている。
この構成では、ＡＣ／ＤＣ変換器である交直変換器１３の駆動周波数条件や、並列接続される電力変換ユニットの２次側端子間の配線寄生インダクタンス成分により、出力側平滑コンデンサ１８間に反共振（不要共振電流）が発生することがある。
このとき、２次側出力における出力側平滑コンデンサ１８には、反共振の現象による不要共振電流が流れることで、コンデンサ発熱が増大する。
【0054】
また、出力側平滑コンデンサ１８や配線寄生インダクタンス成分のみならず、交直変換器１３や高周波トランス１５が反共振の現象に関与することがある。場合によっては、２次側電源系統３２に起因する直流電源端子３７，３８間に存在する静電容量の成分が関与することがある。
【0055】
これらの場合の共振は、複数の回路構成によって、複数の共振現象が存在し、これらの複数の共振経路による共振が様々に発生あるいは消滅し、これらの共振現象が様々に移り変わっていく反共振が起こりうる。
この反共振に伴うリプル電流（不要共振電流）を抑制し、このリプル電流による出力側平滑コンデンサ１８のコンデンサ発熱を低減するために、図１および図４において、可変抵抗スイッチ２０１を設けている。
この反共振に伴うリプル電流（不要共振電流）を抑制し、このリプル電流による出力側平滑コンデンサ１８のコンデンサ発熱を低減するために、図１および図４において、可変抵抗スイッチ２０１を設けている。
【0056】
《可変抵抗スイッチ２０１》
図５は、本発明の第１実施形態に係るコンバータセルに可変抵抗スイッチ２０１を備えた構成例と機能例を説明する図である。
なお、図５においては、可変抵抗スイッチ２０１の機能を説明することが主眼である。そのため、図５においては、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１３を用いて、コンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）の記載を簡略化して表現している。
すなわち、図５において、「ＡＣ／ＤＣ１」、「ＡＣ／ＤＣ２」、・・・、「ＡＣ／ＤＣＮ」と表記したＡＣ／ＤＣコンバータ１１３は、図４におけるＡＣ／ＤＣコンバータ１１３と表記した交直変換器１１、平滑コンデンサ１７、交直変換器１２、高周波トランス１５、交直変換器１３の合成回路に相当する。
以下においては、可変抵抗スイッチ２０１の構成、機能、動作について、図５を参照して説明する。
図５は、本発明の第１実施形態に係るコンバータセルに可変抵抗スイッチ２０１を備えた構成例と機能例を説明する図である。
なお、図５においては、可変抵抗スイッチ２０１の機能を説明することが主眼である。そのため、図５においては、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１３を用いて、コンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）の記載を簡略化して表現している。
すなわち、図５において、「ＡＣ／ＤＣ１」、「ＡＣ／ＤＣ２」、・・・、「ＡＣ／ＤＣＮ」と表記したＡＣ／ＤＣコンバータ１１３は、図４におけるＡＣ／ＤＣコンバータ１１３と表記した交直変換器１１、平滑コンデンサ１７、交直変換器１２、高周波トランス１５、交直変換器１３の合成回路に相当する。
以下においては、可変抵抗スイッチ２０１の構成、機能、動作について、図５を参照して説明する。
【0057】
図５において、コンバータセル２０－１は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１３と平滑コンデンサ（出力側平滑コンデンサ）１８と、可変抵抗スイッチ２０１とを備えて構成されている。
可変抵抗スイッチ２０１は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）素子を備えて構成され、平滑コンデンサ（出力側平滑コンデンサ）１８の一端と出力端子２７との間に接続されている。
可変抵抗スイッチ２０１は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）素子を備えて構成され、平滑コンデンサ（出力側平滑コンデンサ）１８の一端と出力端子２７との間に接続されている。
【0058】
可変抵抗スイッチ２０１は、トランジスタ（ＩＧＢＴ素子）２１１とトランジスタ（ＩＧＢＴ素子）２１２とを備えて構成される。なお、寄生ダイオード（ダイオード）２２１はＩＧＢＴ素子２１１に、寄生ダイオード（ダイオード）２２２は、ＩＧＢＴ素子２１２に付随して形成される。
ＩＧＢＴ素子２１１のカソードは、ＩＧＢＴ素子２１２のカソードに接続されている。
ＩＧＢＴ素子２１１のエミッタは、平滑コンデンサ（出力側平滑コンデンサ）１８の一端に接続され、ＩＧＢＴ素子２１２のエミッタは出力端子２７に接続されている。
ＩＧＢＴ素子２１１のカソードは、ＩＧＢＴ素子２１２のカソードに接続されている。
ＩＧＢＴ素子２１１のエミッタは、平滑コンデンサ（出力側平滑コンデンサ）１８の一端に接続され、ＩＧＢＴ素子２１２のエミッタは出力端子２７に接続されている。
【0059】
すなわち、トランジスタ（ＩＧＢＴ素子）２１１とダイオード（寄生ダイオード）２２１が並列に接続された第１の回路と、トランジスタ（ＩＧＢＴ素子）２１２とダイオード（寄生ダイオード）２２２が並列に接続された第２の回路とが、直列に接続されて、可変抵抗スイッチ２０１が構成されている。
ＩＧＢＴ素子２１１とＩＧＢＴ素子２１２のゲートは、後記する制御部３１０の抵抗値制御信号３２２が接続され、この抵抗値制御信号３２２が駆動するゲート駆動電圧で、ＩＧＢＴ素子２１１，２１２の導通時の可変抵抗スイッチ２０１の抵抗値（抵抗成分）が制御可能となる。
なお、図５において示したＩＧＢＴ素子は、ゲート電圧を高くすると電流が流れやすくなり、抵抗値は低くなる特性を有している。
ＩＧＢＴ素子２１１とＩＧＢＴ素子２１２のゲートは、後記する制御部３１０の抵抗値制御信号３２２が接続され、この抵抗値制御信号３２２が駆動するゲート駆動電圧で、ＩＧＢＴ素子２１１，２１２の導通時の可変抵抗スイッチ２０１の抵抗値（抵抗成分）が制御可能となる。
なお、図５において示したＩＧＢＴ素子は、ゲート電圧を高くすると電流が流れやすくなり、抵抗値は低くなる特性を有している。
【0060】
また、図５において、可変抵抗スイッチ２０１の一端と出力端子２７とに流れる電流を検出する電流センサ（電流検出器）３０１が設けられている。
この電流センサ３０１は、コンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）において、同様に設けられている。
この複数の電流センサ３０１で検出された電流検出信号３２１は、制御部３１０に伝送されている。
制御部３１０は、電流検出信号３２１によって、電流値を感知し、その結果によって、複数の可変抵抗スイッチ２０１の抵抗値を制御する抵抗値制御信号３２２を、複数の可変抵抗スイッチ２０１に送る。そして、抵抗値制御信号３２２によって、複数の可変抵抗スイッチ２０１の抵抗値（導通抵抗特性）を制御する。
なお、制御部３１０は、電流検出信号３２１によって、可変抵抗スイッチ２０１の抵抗値（導通抵抗特性）を制御する機構を備えている。
この電流センサ３０１は、コンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）において、同様に設けられている。
この複数の電流センサ３０１で検出された電流検出信号３２１は、制御部３１０に伝送されている。
制御部３１０は、電流検出信号３２１によって、電流値を感知し、その結果によって、複数の可変抵抗スイッチ２０１の抵抗値を制御する抵抗値制御信号３２２を、複数の可変抵抗スイッチ２０１に送る。そして、抵抗値制御信号３２２によって、複数の可変抵抗スイッチ２０１の抵抗値（導通抵抗特性）を制御する。
なお、制御部３１０は、電流検出信号３２１によって、可変抵抗スイッチ２０１の抵抗値（導通抵抗特性）を制御する機構を備えている。
【0061】
また、制御部３１０では、反共振が起きていのか否かを判定するために、電流検出信号３２１による検出電流の所定の周波数成分に着目して検出する。
ただし、反共振の現象においては、共振周波数は必ずしも一定していない。すなわち、可能性のある複数の共振の間で遷移することがある。そのため、検出する周波数の範囲は、所定の幅を持った周波数帯域である。
なお、制御部３１０が複数の可変抵抗スイッチ２０１の抵抗値を制御することによって、複数のコンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）のそれぞれの出力端子（２７，２８）に流れる電流を制御する。そして、複数のコンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）の出力端子（２７，２８）間を介して、発生する反共振を抑制する。
ただし、反共振の現象においては、共振周波数は必ずしも一定していない。すなわち、可能性のある複数の共振の間で遷移することがある。そのため、検出する周波数の範囲は、所定の幅を持った周波数帯域である。
なお、制御部３１０が複数の可変抵抗スイッチ２０１の抵抗値を制御することによって、複数のコンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）のそれぞれの出力端子（２７，２８）に流れる電流を制御する。そして、複数のコンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）の出力端子（２７，２８）間を介して、発生する反共振を抑制する。
【0062】
＜可変抵抗スイッチ２０１のゲート駆動電圧制御フロー＞
次に、図５で示した可変抵抗スイッチ２０１のゲート駆動電圧の制御フローについて、図６を参照して説明する。
図６は、図５で示した本発明の第１実施形態に係るコンバータセルの可変抵抗スイッチ２０１のゲート駆動電圧制御フローのフローチャート例を示す図である。
次に、図５で示した可変抵抗スイッチ２０１のゲート駆動電圧の制御フローについて、図６を参照して説明する。
図６は、図５で示した本発明の第１実施形態に係るコンバータセルの可変抵抗スイッチ２０１のゲート駆動電圧制御フローのフローチャート例を示す図である。
【0063】
《ステップＳ４０１》
ステップＳ４０１において、初期設定として、可変抵抗スイッチ（２０１：図５）を駆動する。そしてステップＳ４０２に進む。
なお、フローチャート上において、表記の都合により、適宜、可変抵抗スイッチを「可変抵抗ＳＷ」と記載する。
ステップＳ４０１において、初期設定として、可変抵抗スイッチ（２０１：図５）を駆動する。そしてステップＳ４０２に進む。
なお、フローチャート上において、表記の都合により、適宜、可変抵抗スイッチを「可変抵抗ＳＷ」と記載する。
【0064】
《ステップＳ４０２》
ステップＳ４０２において、図５に示した電流センサ３０１によって、「ユニット出力電流を検出」する。すなわち、図５における複数のコンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）の出力側の電流を、複数の電流センサ３０１で検出する。
ステップＳ４０２において、図５に示した電流センサ３０１によって、「ユニット出力電流を検出」する。すなわち、図５における複数のコンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）の出力側の電流を、複数の電流センサ３０１で検出する。
【0065】
《ステップＳ４０３》
ステップＳ４０３では、複数の電流センサ３０１で検出した電流値を、図５に示した制御部３１０に集約して、「いずれかのユニット（電力変換ユニット、コンバータセル）で出力電流の特定周波数成分（所定の周波数帯域の周波数成分）が規定値以上か？」を判定する。
規定値以上の特定周波数成分の電流（反共振電流）を、いずれかのユニットで検出した場合（Ｙｅｓ）には、共振（反共振）が起きていると判定して、「共振抑制モード」に移行するため、ステップＳ４２４に進む。
また、いずれのユニットでも、規定値以上の特定周波数成分の電流（反共振電流）を検出しない場合（Ｎｏ）には、可変抵抗スイッチの抵抗を下げることが可能であるとして、「低抵抗モード」に移行するため、ステップＳ４１４に進む。
ステップＳ４０３では、複数の電流センサ３０１で検出した電流値を、図５に示した制御部３１０に集約して、「いずれかのユニット（電力変換ユニット、コンバータセル）で出力電流の特定周波数成分（所定の周波数帯域の周波数成分）が規定値以上か？」を判定する。
規定値以上の特定周波数成分の電流（反共振電流）を、いずれかのユニットで検出した場合（Ｙｅｓ）には、共振（反共振）が起きていると判定して、「共振抑制モード」に移行するため、ステップＳ４２４に進む。
また、いずれのユニットでも、規定値以上の特定周波数成分の電流（反共振電流）を検出しない場合（Ｎｏ）には、可変抵抗スイッチの抵抗を下げることが可能であるとして、「低抵抗モード」に移行するため、ステップＳ４１４に進む。
【0066】
《ステップＳ４１４》
ステップＳ４１４においては、制御部３１０の抵抗値制御信号３２２によって、複数の「可変抵抗スイッチの駆動電圧を上昇」して可変抵抗スイッチ２０１の抵抗値を下げる。
なお、可変抵抗スイッチの抵抗値を下げるのは、直流電源の出力（出力端子３７，３８）としての出力インピーダンスを下げて、直流電源としての出力特性を良好にするためである。
そしてステップＳ４１５に進む。
ステップＳ４１４においては、制御部３１０の抵抗値制御信号３２２によって、複数の「可変抵抗スイッチの駆動電圧を上昇」して可変抵抗スイッチ２０１の抵抗値を下げる。
なお、可変抵抗スイッチの抵抗値を下げるのは、直流電源の出力（出力端子３７，３８）としての出力インピーダンスを下げて、直流電源としての出力特性を良好にするためである。
そしてステップＳ４１５に進む。
【0067】
《ステップＳ４１５》
ステップＳ４１５においては、ステップＳ４１４における「可変抵抗スイッチの駆動電圧を上昇」後の「ユニット出力電流を（再度）検出」する。
そしてステップＳ４１６に進む。
ステップＳ４１５においては、ステップＳ４１４における「可変抵抗スイッチの駆動電圧を上昇」後の「ユニット出力電流を（再度）検出」する。
そしてステップＳ４１６に進む。
【0068】
《ステップＳ４１６》
ステップＳ４１６においては、「いずれかのユニット（電力変換ユニット、コンバータセル）で出力電流の特定周波数成分（所定の周波数帯域の周波数成分）が規定値以上か？」を判定する。
いずれのユニットでも、規定値以上の特定周波数成分の電流（反共振電流）を検出しない場合（Ｎｏ）には、まだ可変抵抗スイッチの抵抗値に余裕があるとして、ステップＳ４１４に戻り、可変抵抗スイッチの抵抗値を下げることを、再度、試みる。
また、規定値以上の特定周波数成分の電流（反共振電流）を、いずれかのユニットで検出した場合（Ｙｅｓ）には、共振（反共振）がすでに起きていると判定して、ステップＳ４１７に進む。
ステップＳ４１６においては、「いずれかのユニット（電力変換ユニット、コンバータセル）で出力電流の特定周波数成分（所定の周波数帯域の周波数成分）が規定値以上か？」を判定する。
いずれのユニットでも、規定値以上の特定周波数成分の電流（反共振電流）を検出しない場合（Ｎｏ）には、まだ可変抵抗スイッチの抵抗値に余裕があるとして、ステップＳ４１４に戻り、可変抵抗スイッチの抵抗値を下げることを、再度、試みる。
また、規定値以上の特定周波数成分の電流（反共振電流）を、いずれかのユニットで検出した場合（Ｙｅｓ）には、共振（反共振）がすでに起きていると判定して、ステップＳ４１７に進む。
【0069】
《ステップＳ４１７》
ステップＳ４１７においては、共振（反共振）がすでに起きているのは、可変抵抗スイッチの抵抗値が低すぎるためであるとして、「可変抵抗スイッチ駆動電圧を低下」して可変抵抗スイッチの抵抗値を高くする。この「可変抵抗スイッチ駆動電圧を低下」する際における電圧は、共振（反共振）が起こらなかったことが確認されている前の段階の電圧「駆動電圧」である。
そして、ステップＳ４１８に進む。
ステップＳ４１７においては、共振（反共振）がすでに起きているのは、可変抵抗スイッチの抵抗値が低すぎるためであるとして、「可変抵抗スイッチ駆動電圧を低下」して可変抵抗スイッチの抵抗値を高くする。この「可変抵抗スイッチ駆動電圧を低下」する際における電圧は、共振（反共振）が起こらなかったことが確認されている前の段階の電圧「駆動電圧」である。
そして、ステップＳ４１８に進む。
【0070】
《ステップＳ４１８》
ステップＳ４１８においては、共振（反共振）が起こらなかったことが確認されている前の段階の電圧で、可変抵抗スイッチの「駆動電圧を決定」して複数のコンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）、および電力変換装置１を動作させる。
ステップＳ４１８においては、共振（反共振）が起こらなかったことが確認されている前の段階の電圧で、可変抵抗スイッチの「駆動電圧を決定」して複数のコンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）、および電力変換装置１を動作させる。
【0071】
《ステップＳ４２４》
「共振抑制モード」であるステップＳ４２４においては、可変抵抗スイッチの抵抗を高くして、共振を抑制するために、「可変抵抗スイッチ駆動電圧を低下」させる。
そして、ステップＳ４２５に進む。
「共振抑制モード」であるステップＳ４２４においては、可変抵抗スイッチの抵抗を高くして、共振を抑制するために、「可変抵抗スイッチ駆動電圧を低下」させる。
そして、ステップＳ４２５に進む。
【0072】
《ステップＳ４２５》
ステップＳ４２５では、ステップＳ４２４で「可変抵抗スイッチ駆動電圧を低下」させたものの、適正な駆動電圧であるかは不明であるため、「ユニット出力電流を検出」することを行う。
そして、ステップＳ４２６に進む。
ステップＳ４２５では、ステップＳ４２４で「可変抵抗スイッチ駆動電圧を低下」させたものの、適正な駆動電圧であるかは不明であるため、「ユニット出力電流を検出」することを行う。
そして、ステップＳ４２６に進む。
【0073】
《ステップＳ４２６》
ステップＳ４２６においては、「いずれかのユニット（電力変換ユニット、コンバータセル）で出力電流の特定周波数成分（所定の周波数帯域の周波数成分）が規定値以上か？」を判定する。
規定値以上の特定周波数成分の電流（反共振電流）を、いずれかのユニットで検出した場合（Ｙｅｓ）には、共振（反共振）が引き続き起きているとして、ステップＳ４２４に戻る。
また、いずれのユニットでも、規定値以上の特定周波数成分の電流（反共振電流）を検出しない場合（Ｎｏ）には、共振（反共振）が収まったと判定して、ステップＳ４２７に進む。
ステップＳ４２６においては、「いずれかのユニット（電力変換ユニット、コンバータセル）で出力電流の特定周波数成分（所定の周波数帯域の周波数成分）が規定値以上か？」を判定する。
規定値以上の特定周波数成分の電流（反共振電流）を、いずれかのユニットで検出した場合（Ｙｅｓ）には、共振（反共振）が引き続き起きているとして、ステップＳ４２４に戻る。
また、いずれのユニットでも、規定値以上の特定周波数成分の電流（反共振電流）を検出しない場合（Ｎｏ）には、共振（反共振）が収まったと判定して、ステップＳ４２７に進む。
【0074】
《ステップＳ４２７》
ステップＳ４２７においては、共振（反共振）が収まっているので、この収まったときの駆動電圧を採用すべく、「駆動電圧を決定」して、複数のコンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）、および電力変換装置１を動作させる。
ステップＳ４２７においては、共振（反共振）が収まっているので、この収まったときの駆動電圧を採用すべく、「駆動電圧を決定」して、複数のコンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）、および電力変換装置１を動作させる。
【0075】
【0076】
ステップＳ４０１においては、電力変換ユニットの可変抵抗ＳＷ（可変抵抗スイッチ）を導通状態とし、各負荷に電力を供給するモードに移行する場合は、可変抵抗ＳＷのゲート駆動電圧が設定される。
【0077】
ステップＳ４０３においては、制御部３１０（図５）には電流センサ３０１からの電流情報が入力される。検出された電流値が特定の周波数で規定値以下となり、不要な共振電流（不要共振電流）が流れてないと判定されたとき（Ｓ４０３（Ｎｏ））、ゲート駆動電圧を上昇させて、低抵抗モード（Ｓ４１４）で駆動される。
【0078】
低抵抗モードでは、不要共振電流が発生するか、また定格の規定値まで段階的に上昇させる。ゲート電圧上昇中に、電流検出情報から不要共振電流が発生したと判定した場合（Ｓ４１６（Ｙｅｓ））には、共振電流が発生しない電圧までゲート駆動電圧を下げ（Ｓ４１７）、ゲート駆動電圧を策定（決定）する（Ｓ４１８）。
【0079】
一方、ステップＳ４０３において、検出された電流値が特定の周波数で規定値以下となり、不要共振電流が流れていると判定された（Ｙｅｓ）とき、ゲート駆動電圧は共振抑制モードで駆動される（Ｓ４２４）。
【0080】
共振抑制モードでは、不要共振電流が規定値以下（Ｓ４２６（Ｎｏ））となるか、また導通状態を維持できる下限の規定値まで段階的にゲート電圧を低下させる（Ｓ４２４）。
ゲート電圧低減中に、電流検出情報から不要共振電流が規定値以下となった場合、そのゲート駆動電圧で策定する（Ｓ４２７）。
ゲート電圧低減中に、電流検出情報から不要共振電流が規定値以下となった場合、そのゲート駆動電圧で策定する（Ｓ４２７）。
【0081】
以上、図６で示した制御フローで適切な可変抵抗スイッチの駆動電圧が決定できる。
本発明の第１実施形態に係る電力変換装置を図６で示した制御フローで運用すれば、不要共振電流が発生しない条件下では、可変抵抗スイッチ（可変抵抗ＳＷ）２０１の抵抗成分を低減したモードで駆動でき、可変抵抗スイッチでの損失を低減することで、電力変換効率を向上することが可能となる。
本発明の第１実施形態に係る電力変換装置を図６で示した制御フローで運用すれば、不要共振電流が発生しない条件下では、可変抵抗スイッチ（可変抵抗ＳＷ）２０１の抵抗成分を低減したモードで駆動でき、可変抵抗スイッチでの損失を低減することで、電力変換効率を向上することが可能となる。
【0082】
＜第１実施形態の総括＞
図１に示すように電力変換ユニット２０の２次側出力端子２７，２８を並列接続した構成では、ＡＣ／ＤＣ変換器である交直変換器１３の駆動周波数条件や、並列接続される電力変換ユニットの２次側端子間の配線寄生インダクタンス成分により、出力側平滑コンデンサ１８間に反共振が発生し、不要共振電流が流れることがある。
この際、２次側出力の平滑コンデンサ１８は、不要共振電流が流れることで、コンデンサ発熱が増大する。
図１に示すように電力変換ユニット２０の２次側出力端子２７，２８を並列接続した構成では、ＡＣ／ＤＣ変換器である交直変換器１３の駆動周波数条件や、並列接続される電力変換ユニットの２次側端子間の配線寄生インダクタンス成分により、出力側平滑コンデンサ１８間に反共振が発生し、不要共振電流が流れることがある。
この際、２次側出力の平滑コンデンサ１８は、不要共振電流が流れることで、コンデンサ発熱が増大する。
【0083】
一方、図４や図１に示したように、第１実施形態の電力変換装置においては、平滑コンデンサ１８の一端と出力端子２７との間に可変抵抗スイッチ２０１が備えられている。
そのため、２次側出力の平滑コンデンサ１８と並列接続される他の電力変換ユニットの２次側出力の平滑コンデンサ１８との間に可変抵抗スイッチ２０１が存在することなる。
この構成において、複数の平滑コンデンサ１８が関与する反共振現象において、不要共振電流発生時に可変抵抗スイッチ２０１の導通抵抗を高くすることで、共振電流を抑制し、コンデンサの発熱を低減することが可能となる。
コンデンサの発熱を低減することで、冷却機構の簡易化や必要コンデンサ容量を削減可能となり、電力変換装置の小型化が可能である。
なお、負荷側から電力変換装置へ、すなわち、２次側電源系統３２から１次側電源系統３１へ、電力が供給される場合においても、可変抵抗スイッチ２０１を用いることによって、反共振を防止することができる。
そのため、２次側出力の平滑コンデンサ１８と並列接続される他の電力変換ユニットの２次側出力の平滑コンデンサ１８との間に可変抵抗スイッチ２０１が存在することなる。
この構成において、複数の平滑コンデンサ１８が関与する反共振現象において、不要共振電流発生時に可変抵抗スイッチ２０１の導通抵抗を高くすることで、共振電流を抑制し、コンデンサの発熱を低減することが可能となる。
コンデンサの発熱を低減することで、冷却機構の簡易化や必要コンデンサ容量を削減可能となり、電力変換装置の小型化が可能である。
なお、負荷側から電力変換装置へ、すなわち、２次側電源系統３２から１次側電源系統３１へ、電力が供給される場合においても、可変抵抗スイッチ２０１を用いることによって、反共振を防止することができる。
【0084】
＜第１実施形態の効果＞
本発明によれば、複数の電力変換ユニットの出力側を多並列接続する電力変換器において、並列接続された各ユニットのコンデンサ間の共振電流を低減し、小型化した電力変換装置を提供できる。
また、反共振に伴うリプル電流を抑制し、コンデンサ（平滑コンデンサ）の発熱を低減することができる。
また、コンデンサの発熱を低減することで、冷却機構の簡易化や必要とするコンデンサ容量を削減可能となり、さらなる電力変換装置の小型化が可能である。
本発明によれば、複数の電力変換ユニットの出力側を多並列接続する電力変換器において、並列接続された各ユニットのコンデンサ間の共振電流を低減し、小型化した電力変換装置を提供できる。
また、反共振に伴うリプル電流を抑制し、コンデンサ（平滑コンデンサ）の発熱を低減することができる。
また、コンデンサの発熱を低減することで、冷却機構の簡易化や必要とするコンデンサ容量を削減可能となり、さらなる電力変換装置の小型化が可能である。
【0085】
≪第２実施形態≫
本発明の第２実施形態に係る電力変換装置１Ｂの構成について、図７を参照して説明する。
図７は、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の構成例を説明する図である。
図７においては、図５に記載の電力変換器において、複数のバイパススイッチ６０１が複数の可変抵抗スイッチ２０１のそれぞれに並列に備えられている。
バイパススイッチ６０１は、並列に接続されている可変抵抗スイッチ２０１をバイパスする。
バイパススイッチ６０１は、例えば電磁開閉器やリレーのように、前記した可変抵抗スイッチ２０１を構成するＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチよりも導通抵抗が低いスイッチである。
本発明の第２実施形態に係る電力変換装置１Ｂの構成について、図７を参照して説明する。
図７は、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の構成例を説明する図である。
図７においては、図５に記載の電力変換器において、複数のバイパススイッチ６０１が複数の可変抵抗スイッチ２０１のそれぞれに並列に備えられている。
バイパススイッチ６０１は、並列に接続されている可変抵抗スイッチ２０１をバイパスする。
バイパススイッチ６０１は、例えば電磁開閉器やリレーのように、前記した可変抵抗スイッチ２０１を構成するＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチよりも導通抵抗が低いスイッチである。
【0086】
なお、図７で示した本発明の第２実施形態の電力変換装置１Ｂの特徴は、前記のバイパススイッチ６０１を備えたことにあり、他の回路構成や機能について、事実上、重複する説明は、省略する。
また、図７では、記載の簡単化のために、コンバータセルの数を３台に限定して表記している。本発明の第２実施形態における電力変換装置の特徴は、前記したように、バイパススイッチ６０１を備えたことにあるので、コンバータセルの数を３台に限定して説明しても、本質的には問題は生じないからである。
また、電力変換装置１Ｂの直流電力（直流電圧）の出力端子側を２次側電源系統３２Ｂと表記している。
なお、図７における２次側電源系統３２Ｂは、直流電力（直流電圧）の負荷側に相当することもある。
また、図７では、記載の簡単化のために、コンバータセルの数を３台に限定して表記している。本発明の第２実施形態における電力変換装置の特徴は、前記したように、バイパススイッチ６０１を備えたことにあるので、コンバータセルの数を３台に限定して説明しても、本質的には問題は生じないからである。
また、電力変換装置１Ｂの直流電力（直流電圧）の出力端子側を２次側電源系統３２Ｂと表記している。
なお、図７における２次側電源系統３２Ｂは、直流電力（直流電圧）の負荷側に相当することもある。
【0087】
図７において、複数（３台）の電流センサ３０１は、それぞれ複数（３台）のコンバータセルの出力の電流を検出している。
複数の電流センサ３０１の検出した電流検出信号３２１は、制御部３１１に入力する。
制御部３１１は、電流検出信号３２１の特定周波数成分（所定の周波数帯域の周波数成分）を検出して、反共振が起きているか否かを検出する。そして、特定周波数成分の有無に応じて、可変抵抗スイッチ２０１への抵抗値制御信号３２２と共に、バイパススイッチ６０１の開閉を制御する開閉制御信号３２３を出力する。
複数の電流センサ３０１の検出した電流検出信号３２１は、制御部３１１に入力する。
制御部３１１は、電流検出信号３２１の特定周波数成分（所定の周波数帯域の周波数成分）を検出して、反共振が起きているか否かを検出する。そして、特定周波数成分の有無に応じて、可変抵抗スイッチ２０１への抵抗値制御信号３２２と共に、バイパススイッチ６０１の開閉を制御する開閉制御信号３２３を出力する。
【0088】
制御部３１１は、可変抵抗スイッチ２０１の抵抗値を下限近く低下させた際に、さらに抵抗値を低くする余地があると判定した場合に、バイパススイッチ６０１を短絡し、その際に、反共振が発生しない場合には、電力変換装置１Ｂとしての出力インピーダンスの向上（低抵抗化）を図る。
次に、可変抵抗スイッチ２０１とバイパススイッチ６０１の制御フローについて説明する。
次に、可変抵抗スイッチ２０１とバイパススイッチ６０１の制御フローについて説明する。
【0089】
＜バイパススイッチ６０１と可変抵抗スイッチ２０１の制御フロー＞
図７で示したバイパススイッチ６０１と可変抵抗スイッチ２０１を制御する制御フローについて、図８Ａと図８Ｂを参照して説明する。
図８Ａおよび図８Ｂは、図７で示した本発明の第２実施形態に係るコンバータセルのバイパススイッチ６０１と可変抵抗スイッチ２０１を制御するフローチャート例を示す図である。
図７で示したバイパススイッチ６０１と可変抵抗スイッチ２０１を制御する制御フローについて、図８Ａと図８Ｂを参照して説明する。
図８Ａおよび図８Ｂは、図７で示した本発明の第２実施形態に係るコンバータセルのバイパススイッチ６０１と可変抵抗スイッチ２０１を制御するフローチャート例を示す図である。
【0090】
図８Ａにおいて、ステップＳ５０１～Ｓ５０３は、図６のステップＳ４０１～Ｓ４０３に対応し、図８ＢにおけるステップＳ５２４～Ｓ５２７は、図６のステップ４２４～Ｓ４２７に対応している。そのため、事実上、重複する説明は省略する。
図８ＡにおけるステップＳ５１４～Ｓ５１７と、ステップ５３７～Ｓ５３８、および図８ＢにおけるステップＳ５１８～Ｓ５２１、そしてステップＳ５４１について、以下に説明する。
図８ＡにおけるステップＳ５１４～Ｓ５１７と、ステップ５３７～Ｓ５３８、および図８ＢにおけるステップＳ５１８～Ｓ５２１、そしてステップＳ５４１について、以下に説明する。
【0091】
《ステップＳ５１４》
図８Ａにおいて、ステップＳ５１４において、制御部３１１の抵抗値制御信号３２２によって、複数の「可変抵抗スイッチの駆動電圧を上昇」して可変抵抗スイッチ２０１の抵抗値を下げる。
なお、前記したように、可変抵抗スイッチの抵抗値を下げるのは、直流電源の出力（出力端子３７，３８）としての出力インピーダンスを下げて、直流電源としての出力特性を良好にするためである。
そしてステップＳ５１５に進む。
図８Ａにおいて、ステップＳ５１４において、制御部３１１の抵抗値制御信号３２２によって、複数の「可変抵抗スイッチの駆動電圧を上昇」して可変抵抗スイッチ２０１の抵抗値を下げる。
なお、前記したように、可変抵抗スイッチの抵抗値を下げるのは、直流電源の出力（出力端子３７，３８）としての出力インピーダンスを下げて、直流電源としての出力特性を良好にするためである。
そしてステップＳ５１５に進む。
【0092】
《ステップＳ５１５》
ステップＳ５１５においては、ステップＳ５１４における「可変抵抗スイッチの駆動電圧を上昇」後の「ユニット出力電流を（再度）検出」する。
そしてステップＳ５１６に進む。
ステップＳ５１５においては、ステップＳ５１４における「可変抵抗スイッチの駆動電圧を上昇」後の「ユニット出力電流を（再度）検出」する。
そしてステップＳ５１６に進む。
【0093】
《ステップＳ５１６》
ステップＳ５１６においては、「いずれかのユニット（電力変換ユニット、コンバータセル）で出力電流の特定周波数成分（所定の周波数帯域の周波数成分）が規定値以上か？」を判定する。
いずれのユニットでも、規定値以上の特定周波数成分の電流（反共振電流）を検出しない場合（Ｎｏ）には、まだ可変抵抗スイッチの抵抗値に余裕があるとして、ステップＳ５１７に進む。
また、規定値以上の特定周波数成分の電流（反共振電流）を、いずれかのユニットで検出した場合（Ｙｅｓ）には、共振（反共振）がすでに起きていると判定して、ステップＳ５３７に進む。
ステップＳ５１６においては、「いずれかのユニット（電力変換ユニット、コンバータセル）で出力電流の特定周波数成分（所定の周波数帯域の周波数成分）が規定値以上か？」を判定する。
いずれのユニットでも、規定値以上の特定周波数成分の電流（反共振電流）を検出しない場合（Ｎｏ）には、まだ可変抵抗スイッチの抵抗値に余裕があるとして、ステップＳ５１７に進む。
また、規定値以上の特定周波数成分の電流（反共振電流）を、いずれかのユニットで検出した場合（Ｙｅｓ）には、共振（反共振）がすでに起きていると判定して、ステップＳ５３７に進む。
【0094】
《ステップＳ５３７》
ステップＳ５３７においては、共振（反共振）がすでに起きているのは、可変抵抗スイッチの抵抗値が低すぎるためであるとして、「可変抵抗スイッチ駆動電圧を低下」して可変抵抗スイッチの抵抗値を高くする。この「可変抵抗スイッチ駆動電圧を低下」する際における電圧は、共振（反共振）が起こらなかったことが確認されている前の段階の電圧「駆動電圧」である。
そして、ステップＳ５３８に進む。
ステップＳ５３７においては、共振（反共振）がすでに起きているのは、可変抵抗スイッチの抵抗値が低すぎるためであるとして、「可変抵抗スイッチ駆動電圧を低下」して可変抵抗スイッチの抵抗値を高くする。この「可変抵抗スイッチ駆動電圧を低下」する際における電圧は、共振（反共振）が起こらなかったことが確認されている前の段階の電圧「駆動電圧」である。
そして、ステップＳ５３８に進む。
【0095】
《ステップＳ５３８》
ステップＳ５３８においては、共振（反共振）が起こらなかったことが確認されている前の段階の電圧で、可変抵抗スイッチの「駆動電圧を決定」して複数のコンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦３）、および電力変換装置１を動作させる。
ステップＳ５３８においては、共振（反共振）が起こらなかったことが確認されている前の段階の電圧で、可変抵抗スイッチの「駆動電圧を決定」して複数のコンバータセル２０－ｋ（１≦ｋ≦３）、および電力変換装置１を動作させる。
【0096】
《ステップＳ５１７》
ステップ５１７においては、共振（反共振）が起きていないことから、可変抵抗スイッチの駆動電圧を高く（低抵抗化）することが可能であるかを検証する。
具体的には、「可変抵抗スイッチ駆動電圧が規定値以上か？」を判定する。
可変抵抗スイッチ駆動電圧が規定値以上ではない場合（Ｎｏ）には、ステップＳ５１４に戻り、可変抵抗スイッチ駆動電圧を高くすることを試みる。
また、可変抵抗スイッチ駆動電圧が規定値以上の場合（Ｙｅｓ）には、可変抵抗スイッチの駆動電圧を更に高くするよりも、バイパススイッチ６０１を用いる方法が適当であるとして、ステップＳ５１８（図８Ｂ）に進む。
以下は、図８Ｂを参照して説明する。
ステップ５１７においては、共振（反共振）が起きていないことから、可変抵抗スイッチの駆動電圧を高く（低抵抗化）することが可能であるかを検証する。
具体的には、「可変抵抗スイッチ駆動電圧が規定値以上か？」を判定する。
可変抵抗スイッチ駆動電圧が規定値以上ではない場合（Ｎｏ）には、ステップＳ５１４に戻り、可変抵抗スイッチ駆動電圧を高くすることを試みる。
また、可変抵抗スイッチ駆動電圧が規定値以上の場合（Ｙｅｓ）には、可変抵抗スイッチの駆動電圧を更に高くするよりも、バイパススイッチ６０１を用いる方法が適当であるとして、ステップＳ５１８（図８Ｂ）に進む。
以下は、図８Ｂを参照して説明する。
【0097】
《ステップＳ５１８》
図８ＢにおけるステップＳ５１８においては、バイパススイッチ（６０１：図７）をオン（ＯＮ）する。すなわち、可変抵抗スイッチ２０１の両端をバイパススイッチ６０１で短絡する。
そして、ステップＳ５１９に進む。
図８ＢにおけるステップＳ５１８においては、バイパススイッチ（６０１：図７）をオン（ＯＮ）する。すなわち、可変抵抗スイッチ２０１の両端をバイパススイッチ６０１で短絡する。
そして、ステップＳ５１９に進む。
【0098】
《ステップＳ５１９》
ステップＳ５１９においては、ステップＳ５１８における「バイパススイッチをオン」後の「ユニット出力電流を検出」する。
そしてステップＳ５２０に進む。
ステップＳ５１９においては、ステップＳ５１８における「バイパススイッチをオン」後の「ユニット出力電流を検出」する。
そしてステップＳ５２０に進む。
【0099】
《ステップＳ５２０》
ステップＳ５２０においては、「いずれかのユニット（電力変換ユニット、コンバータセル）で出力電流の特定周波数成分（所定の周波数帯域の周波数成分）が規定値以上か？」を判定する。
いずれのユニットでも、規定値以上の特定周波数成分の電流（反共振電流）を検出しない場合（Ｎｏ）には、ステップＳ５２１に進む。
また、規定値以上の特定周波数成分の電流（反共振電流）を、いずれかのユニットで検出した場合（Ｙｅｓ）には、共振（反共振）がすでに起きていると判定して、ステップＳ５４１に進む。
ステップＳ５２０においては、「いずれかのユニット（電力変換ユニット、コンバータセル）で出力電流の特定周波数成分（所定の周波数帯域の周波数成分）が規定値以上か？」を判定する。
いずれのユニットでも、規定値以上の特定周波数成分の電流（反共振電流）を検出しない場合（Ｎｏ）には、ステップＳ５２１に進む。
また、規定値以上の特定周波数成分の電流（反共振電流）を、いずれかのユニットで検出した場合（Ｙｅｓ）には、共振（反共振）がすでに起きていると判定して、ステップＳ５４１に進む。
【0100】
《ステップＳ５２１》
ステップＳ５２１においては、バイパススイッチをオンしても共振（反共振）が起きていないとして、電力変換装置１Ｂ（複数のコンバータセル）の出力インピーダンス特性と良好な「バイパススイッチをオン状態を保持」する。
すなわち、バイパススイッチをオン状態で電力変換装置１Ｂを動作させる。
ステップＳ５２１においては、バイパススイッチをオンしても共振（反共振）が起きていないとして、電力変換装置１Ｂ（複数のコンバータセル）の出力インピーダンス特性と良好な「バイパススイッチをオン状態を保持」する。
すなわち、バイパススイッチをオン状態で電力変換装置１Ｂを動作させる。
【0101】
《ステップＳ５４１》
ステップＳ５４１においては、バイパススイッチをオンすると共振（反共振）が起きているとして、「バイパススイッチをオフ」する。
すなわち、可変抵抗スイッチのオン状態のみとして、電力変換装置１Ｂを動作させる。
ステップＳ５４１においては、バイパススイッチをオンすると共振（反共振）が起きているとして、「バイパススイッチをオフ」する。
すなわち、可変抵抗スイッチのオン状態のみとして、電力変換装置１Ｂを動作させる。
【0102】
＜図８Ａ、図８Ｂのフローチャートの補足＞
図８Ａ、図８Ｂのフローチャートについて、実際の動作との関係について、以下に補足する。
図８Ａ、図８Ｂのフローチャートは、前記した図６のフローチャートに対して、さらにバイパススイッチの制御を含めたフローチャートである。
そのため、バイパススイッチの制御が関連しない制御フローは、図６のフローチャートと同じになるので、重複する説明は省略する。
図８Ａ、図８Ｂのフローチャートについて、実際の動作との関係について、以下に補足する。
図８Ａ、図８Ｂのフローチャートは、前記した図６のフローチャートに対して、さらにバイパススイッチの制御を含めたフローチャートである。
そのため、バイパススイッチの制御が関連しない制御フローは、図６のフローチャートと同じになるので、重複する説明は省略する。
【0103】
低抵抗モード（Ｓ５０３（Ｎｏ））で可変抵抗ＳＷのゲート電圧を上昇させ（Ｓ５１４）、検出された電流値が特定の周波数で規定値以下の状態（Ｓ５１６（Ｎｏ））で、可変抵抗ＳＷの駆動電圧が規定値に到達した場合（Ｓ５１７（Ｙｅｓ））は、バイパススイッチ（バイパスＳＷ）６０１（図７）が導通状態に制御される。バイパスＳＷが導通状態で、不要共振電流が規定値以下と判定（Ｓ５２０（Ｎｏ））されたとき、バイパスＳＷの導通状態を維持（保持）し（Ｓ５２１）、バイパスＳＷ導通モードで変換器が駆動される。
【0104】
一方、バイパスＳＷを導通状態としたとき、検出された電流値が特定の周波数で規定値以上となった場合（Ｓ５２０（Ｙｅｓ））は、バイパスＳＷをオフし（Ｓ５４１）、可変抵抗ＳＷ低抵抗導通モードで変換器が駆動される。
【0105】
以上、図８Ａ、図８Ｂで示した制御フローで適切な可変抵抗スイッチとバイパススイッチを使い分けることによって、不要共振電流が発生せずに、スイッチ部（可変抵抗スイッチ＋バイパススイッチ）での損失を低減することで、電力変換効率を向上することが可能となる。
すなわち、不要共振抑制モードと高効率運転モードの切り替えが図れる。
すなわち、不要共振抑制モードと高効率運転モードの切り替えが図れる。
【0106】
＜第２実施形態の効果＞
可変抵抗スイッチに並列に接続したバイパススイッチを設けて、可変抵抗スイッチとバイパススイッチを適切に使い分けることによって、不要共振電流を発生せずに、出力インピーダンスを低下して、電力変換効率を向上させることが可能となる効果がある。
可変抵抗スイッチに並列に接続したバイパススイッチを設けて、可変抵抗スイッチとバイパススイッチを適切に使い分けることによって、不要共振電流を発生せずに、出力インピーダンスを低下して、電力変換効率を向上させることが可能となる効果がある。
【0107】
≪第３実施形態≫
本発明の第３実施形態に係る電力変換装置１Ｃの構成について、図９を参照して説明する。
図９は、本発明の第３実施形態に係る電力変換装置の構成例を説明する図である。
図９においては、電力変換装置１Ｃのコンバータセルにおける可変抵抗スイッチ２０２として、ＩＧＢＴ素子２１１と寄生ダイオード２２１とを備えて構成されている。
なお、図５、図７で示した可変抵抗スイッチ２０１は、ＩＧＢＴ素子２１１と寄生ダイオード２２１の対、およびＩＧＢＴ素子２１２と寄生ダイオード２２２の対、いわば２対で構成されていた。
それに対して、図９の可変抵抗スイッチ２０２では、ＩＧＢＴ素子２１１と寄生ダイオード２２１の１対で構成されている。
本発明の第３実施形態に係る電力変換装置１Ｃの構成について、図９を参照して説明する。
図９は、本発明の第３実施形態に係る電力変換装置の構成例を説明する図である。
図９においては、電力変換装置１Ｃのコンバータセルにおける可変抵抗スイッチ２０２として、ＩＧＢＴ素子２１１と寄生ダイオード２２１とを備えて構成されている。
なお、図５、図７で示した可変抵抗スイッチ２０１は、ＩＧＢＴ素子２１１と寄生ダイオード２２１の対、およびＩＧＢＴ素子２１２と寄生ダイオード２２２の対、いわば２対で構成されていた。
それに対して、図９の可変抵抗スイッチ２０２では、ＩＧＢＴ素子２１１と寄生ダイオード２２１の１対で構成されている。
【0108】
図９における電力変換装置１Ｃは、図７における電力変換装置１Ｂとの相違は、図９の可変抵抗スイッチ２０２と、図７の可変抵抗スイッチ２０１との相違のみである。
その他の重複する説明は、適宜、省略する。
図９の可変抵抗スイッチ２０２を用いた場合においても、図８Ａと図８Ｂのフローチャートで示した同様の電力変換装置としての制御が可能である。
図９における電力変換装置１Ｃにおいても、半導体スイッチ（可変抵抗スイッチ）の素子数を低減しつつ、不要共振抑制モードと高効率運転モードの切り替えが可能となる。
その他の重複する説明は、適宜、省略する。
図９の可変抵抗スイッチ２０２を用いた場合においても、図８Ａと図８Ｂのフローチャートで示した同様の電力変換装置としての制御が可能である。
図９における電力変換装置１Ｃにおいても、半導体スイッチ（可変抵抗スイッチ）の素子数を低減しつつ、不要共振抑制モードと高効率運転モードの切り替えが可能となる。
【0109】
＜第３実施形態の効果＞
第３実施形態の電力変換装置１Ｃにおいても、半導体スイッチ（可変抵抗スイッチ）の素子数を低減しつつ、不要共振抑制モードと高効率運転モードの切り替えが可能となる。
第３実施形態の電力変換装置１Ｃにおいても、半導体スイッチ（可変抵抗スイッチ）の素子数を低減しつつ、不要共振抑制モードと高効率運転モードの切り替えが可能となる。
【0110】
≪第４実施形態≫
本発明の第４実施形態に係る電力変換装置１Ｄの構成について、図１０を参照して説明する。
図１０は、本発明の第４実施形態に係る電力変換装置の構成例を説明する図である。
図１０においては、図５に示した電力変換装置１における出力側において、直流負荷である接続負荷（８０１，８０２）と電力変換ユニット（コンバータセル）の接続並列数を切り替える並列数切替スイッチ７０１をさらに備えた電力変換装置１Ｄを示している。
本発明の第４実施形態に係る電力変換装置１Ｄの構成について、図１０を参照して説明する。
図１０は、本発明の第４実施形態に係る電力変換装置の構成例を説明する図である。
図１０においては、図５に示した電力変換装置１における出力側において、直流負荷である接続負荷（８０１，８０２）と電力変換ユニット（コンバータセル）の接続並列数を切り替える並列数切替スイッチ７０１をさらに備えた電力変換装置１Ｄを示している。
【0111】
また、図５においては、電力変換ユニットであるコンバータセル２０－１～２０－Ｎは、Ｎ台とし、それに伴い各コンバータセルの入力側のＡＣ／ＤＣコンバータ１１３を「ＡＣ／ＤＣ１」、「ＡＣ／ＤＣ２」、・・・、「ＡＣ／ＤＣＮ」として記載した。
それに対して、図１０においては、簡単化のために、入力側のＡＣ／Ｄソコンバータ１１３を「ＡＣ／ＤＣ１」、「ＡＣ／ＤＣ２」、「ＡＣ／ＤＣ３」として示したように、電力変換ユニットであるコンバータセルを３台の場合で示している。
また、図１０において、直流負荷である接続負荷（８０１，８０２）を「ＤＣ／ＤＣ１」、「ＤＣ／ＤＣ２」と記載している。
なお、図１０において、図５と重複する説明は、適宜、省略する。
それに対して、図１０においては、簡単化のために、入力側のＡＣ／Ｄソコンバータ１１３を「ＡＣ／ＤＣ１」、「ＡＣ／ＤＣ２」、「ＡＣ／ＤＣ３」として示したように、電力変換ユニットであるコンバータセルを３台の場合で示している。
また、図１０において、直流負荷である接続負荷（８０１，８０２）を「ＤＣ／ＤＣ１」、「ＤＣ／ＤＣ２」と記載している。
なお、図１０において、図５と重複する説明は、適宜、省略する。
【0112】
また、図１０において、並列数切替スイッチ７０１は、直流電力（直流電圧）を複数の系列で伝送する第１直流バス（ＤＣＢＵＳ１Ｐ，ＤＣＢＵＳ１Ｎ）と、第２直流バス（ＤＣＢＵＳ２Ｐ，ＤＣＢＵＳ２Ｎ）とを備えている。
また、並列数切替スイッチ７０１は、電力変換ユニット（コンバータセル）の出力を第１直流バス（ＤＣＢＵＳ１Ｐ，ＤＣＢＵＳ１Ｎ）に接続するバス切替スイッチ（７１１Ａ，７１１Ｂ）、バス切替スイッチ（７１２Ａ，７１２Ｂ）、バス切替スイッチ（７１３Ａ，７１３Ｂ）を備えている。
また、並列数切替スイッチ７０１は、電力変換ユニット（コンバータセル）の出力を第２直流バス（ＤＣＢＵＳ２Ｐ，ＤＣＢＵＳ２Ｎ）に接続するバス切替スイッチ（７２１Ａ，７２１Ｂ）、バス切替スイッチ（７２２Ａ，７２２Ｂ）、バス切替スイッチ（７２３Ａ，７２３Ｂ）を備えている。
また、並列数切替スイッチ７０１は、電力変換ユニット（コンバータセル）の出力を第１直流バス（ＤＣＢＵＳ１Ｐ，ＤＣＢＵＳ１Ｎ）に接続するバス切替スイッチ（７１１Ａ，７１１Ｂ）、バス切替スイッチ（７１２Ａ，７１２Ｂ）、バス切替スイッチ（７１３Ａ，７１３Ｂ）を備えている。
また、並列数切替スイッチ７０１は、電力変換ユニット（コンバータセル）の出力を第２直流バス（ＤＣＢＵＳ２Ｐ，ＤＣＢＵＳ２Ｎ）に接続するバス切替スイッチ（７２１Ａ，７２１Ｂ）、バス切替スイッチ（７２２Ａ，７２２Ｂ）、バス切替スイッチ（７２３Ａ，７２３Ｂ）を備えている。
【0113】
並列数切替スイッチ７０１の第１直流バス（ＤＣＢＵＳ１Ｐ，ＤＣＢＵＳ１Ｎ）は、直流負荷（ＤＣ／ＤＣ１）８０１に接続されている。なお、直流負荷（ＤＣ／ＤＣ１）８０１の入力側には平滑コンデンサ１９１が接続されている。
また、並列数切替スイッチ７０１の第２直流バス（ＤＣＢＵＳ２Ｐ，ＤＣＢＵＳ２Ｎ）は、直流負荷（ＤＣ／ＤＣ２）８０２に接続されている。なお、直流負荷（ＤＣ／ＤＣ２）８０２の入力側には平滑コンデンサ１９２が接続されている。
また、並列数切替スイッチ７０１の第２直流バス（ＤＣＢＵＳ２Ｐ，ＤＣＢＵＳ２Ｎ）は、直流負荷（ＤＣ／ＤＣ２）８０２に接続されている。なお、直流負荷（ＤＣ／ＤＣ２）８０２の入力側には平滑コンデンサ１９２が接続されている。
【0114】
以上の構成によって、電力変換装置１Ｄは、複数の電力変換ユニット（コンバータセル）の直流電力を、並列数切替スイッチ７０１に備えた複数のバス切替スイッチを適正に切り替えることによって、一つの電力変換器で複数負荷への同時接続が可能となる。かつ、負荷の電力量に応じて接続並列数を適切に切り替えることで、高効率での運転が可能となる。
また、並列数切替スイッチ７０１によって、接続負荷や、並列接続数が切り替わるごとに、図６で示した制御フローで可変抵抗スイッチ２０１の駆動電圧が調整される。
また、並列数切替スイッチ７０１によって、接続負荷や、並列接続数が切り替わるごとに、図６で示した制御フローで可変抵抗スイッチ２０１の駆動電圧が調整される。
【0115】
＜第４実施形態の効果＞
第４実施形態の電力変換装置によれば、並列数切替スイッチによって、一つの電力変換器で複数負荷への同時接続が可能となる。
また、負荷の電力量に応じて接続並列数を適切に切り替えることで、高効率での運転が可能となる。
また、それぞれの変換器ユニット（コンバータセル）に可変抵抗スイッチを設けているので、並列コンデンサ数や負荷条件が切り替わる場合においても、可変抵抗スイッチのゲート駆動電圧を制御することで、反共振の発生や不要共振電流の抑制が可能となる。
第４実施形態の電力変換装置によれば、並列数切替スイッチによって、一つの電力変換器で複数負荷への同時接続が可能となる。
また、負荷の電力量に応じて接続並列数を適切に切り替えることで、高効率での運転が可能となる。
また、それぞれの変換器ユニット（コンバータセル）に可変抵抗スイッチを設けているので、並列コンデンサ数や負荷条件が切り替わる場合においても、可変抵抗スイッチのゲート駆動電圧を制御することで、反共振の発生や不要共振電流の抑制が可能となる。
【0116】
≪その他の実施形態≫
なお、本発明は、以上に説明した実施形態に限定されるものでなく、さらに様々な変形例が含まれる。例えば、前記の実施形態は、本発明を分かりやすく説明するために、詳細に説明したものであり、必ずしも説明したすべての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成の一部で置き換えることが可能であり、さらに、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成の一部または全部を追加・削除・置換をすることも可能である。
以下に、その他の実施形態や変形例について、さらに説明する。
なお、本発明は、以上に説明した実施形態に限定されるものでなく、さらに様々な変形例が含まれる。例えば、前記の実施形態は、本発明を分かりやすく説明するために、詳細に説明したものであり、必ずしも説明したすべての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成の一部で置き換えることが可能であり、さらに、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成の一部または全部を追加・削除・置換をすることも可能である。
以下に、その他の実施形態や変形例について、さらに説明する。
【0117】
《制御部の可変抵抗スイッチの抵抗値制御について》
図５を参照して第１実施形態では、制御部３１０が複数の電流センサ３０１に流れる所定の周波数成分を検出して、その結果を用いて、一律に可変抵抗スイッチの抵抗値を制御していたが、複数の電流センサ３０１の個々の検出値によって、対応する可変抵抗スイッチの抵抗値を個別に制御する方法もある。
このように個別に制御する方法の方が、反共振の抑制と電力変換器の出力特性の向上の相反する特性の両立を、より精度よく図れる。
図５を参照して第１実施形態では、制御部３１０が複数の電流センサ３０１に流れる所定の周波数成分を検出して、その結果を用いて、一律に可変抵抗スイッチの抵抗値を制御していたが、複数の電流センサ３０１の個々の検出値によって、対応する可変抵抗スイッチの抵抗値を個別に制御する方法もある。
このように個別に制御する方法の方が、反共振の抑制と電力変換器の出力特性の向上の相反する特性の両立を、より精度よく図れる。
【0118】
《並列数切替スイッチと可変抵抗スイッチ、バイパススイッチの抵抗値制御》
第４実施形態においては、並列数切替スイッチ７０１によって、接続負荷や、並列接続数が切り替わるごとに、図６の制御フローに基づき、可変抵抗スイッチ２０１の駆動電圧が調整される場合について説明した。
しかし、並列数切替スイッチ７０１を用いた場合に、調整をするのは可変抵抗スイッチ２０１に限定されない。
図７で示した電力変換装置１Ｂに、図１０で示した並列数切替スイッチ７０１を併用してもよい。この場合には、並列数切替スイッチ７０１によって、接続負荷や、並列接続数が切り替わるごとに、図８Ａ、図８Ｂで示した制御フローに基づき、可変抵抗スイッチとバイパススイッチを調整する。
第４実施形態においては、並列数切替スイッチ７０１によって、接続負荷や、並列接続数が切り替わるごとに、図６の制御フローに基づき、可変抵抗スイッチ２０１の駆動電圧が調整される場合について説明した。
しかし、並列数切替スイッチ７０１を用いた場合に、調整をするのは可変抵抗スイッチ２０１に限定されない。
図７で示した電力変換装置１Ｂに、図１０で示した並列数切替スイッチ７０１を併用してもよい。この場合には、並列数切替スイッチ７０１によって、接続負荷や、並列接続数が切り替わるごとに、図８Ａ、図８Ｂで示した制御フローに基づき、可変抵抗スイッチとバイパススイッチを調整する。
【0119】
《可変抵抗スイッチの素子》
可変抵抗スイッチはＩＧＢＴ素子に限定されない。ＭＯＳＦＥＴＦＥＴ、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタなどの半導体素子のいずれかで構成してもよい。
また、半導体素子をＮ型系統のスイッチング素子でも、Ｐ型系統のスイッチング素子で構成してもよい。ただし、可変抵抗スイッチを制御する抵抗値制御信号の極性を反転して用いる。
可変抵抗スイッチはＩＧＢＴ素子に限定されない。ＭＯＳＦＥＴＦＥＴ、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタなどの半導体素子のいずれかで構成してもよい。
また、半導体素子をＮ型系統のスイッチング素子でも、Ｐ型系統のスイッチング素子で構成してもよい。ただし、可変抵抗スイッチを制御する抵抗値制御信号の極性を反転して用いる。
【0120】
《可変抵抗スイッチを構成する半導体素子の対数》
図５においては、可変抵抗スイッチをＩＧＢＴ素子２１１とダイオード２２１の対と、ＩＧＢＴ素子２１２とダイオード２２２の対の計２対で構成していた。
また、図９においては、可変抵抗スイッチをＩＧＢＴ素子２１１とダイオード２２１の対による１対で構成していた。
しかし、２対や１対に限定されない、３対以上で構成してもよい。
図５においては、可変抵抗スイッチをＩＧＢＴ素子２１１とダイオード２２１の対と、ＩＧＢＴ素子２１２とダイオード２２２の対の計２対で構成していた。
また、図９においては、可変抵抗スイッチをＩＧＢＴ素子２１１とダイオード２２１の対による１対で構成していた。
しかし、２対や１対に限定されない、３対以上で構成してもよい。
【0121】
《バイパススイッチの構成》
図７において、バイパススイッチ６０１について、「電磁開閉器やリレーのように半導体スイッチよりも導通抵抗が低いスイッチである」と説明した。しかし電磁開閉器やリレーのように半導体以外の部品に限定されない。
半導体素子においても、半導体素子の形状や、印加する電圧の選択、あるいは低いスレッショルド電圧の特性のものを採用する、などの様々な手法を採用することによって、バイパススイッチ６０１を半導体素子で構成する方法もある。
図７において、バイパススイッチ６０１について、「電磁開閉器やリレーのように半導体スイッチよりも導通抵抗が低いスイッチである」と説明した。しかし電磁開閉器やリレーのように半導体以外の部品に限定されない。
半導体素子においても、半導体素子の形状や、印加する電圧の選択、あるいは低いスレッショルド電圧の特性のものを採用する、などの様々な手法を採用することによって、バイパススイッチ６０１を半導体素子で構成する方法もある。
【0122】
《並列数切替スイッチ部における直流バス数》
図１０においては、並列数切替スイッチ部における直流バスを第１直流バスと第２直流バスの２系列としたが、３系列以上でもよい。また接続負荷（直流負荷）の台数、系列数（８０１，８０２）を２台（系列）としたが、共に３系列以上でもよく、一般的にＮ系列で構成してもよい。
図１０においては、並列数切替スイッチ部における直流バスを第１直流バスと第２直流バスの２系列としたが、３系列以上でもよい。また接続負荷（直流負荷）の台数、系列数（８０１，８０２）を２台（系列）としたが、共に３系列以上でもよく、一般的にＮ系列で構成してもよい。
【0123】
《複数の電力変換ユニットの交流側の接続方法》
図１、図５、図７、図９、図１０においては、複数の電力変換ユニット（コンバータセル）の１次側端子（２５，２６）は、直列に順次接続される構成例で説明した。
しかし、複数の電力変換ユニット（コンバータセル）の１次側端子（２５，２６）は、直列に接続されることに限定されない。
複数の電力変換ユニット（コンバータセル）の１次側端子（２５，２６）が互いに、並列に接続される場合においても、２次側（出力側）において、可変抵抗スイッチやバイパススイッチを設ける方法は、反共振を防止するにあたって有効な方法である。
図１、図５、図７、図９、図１０においては、複数の電力変換ユニット（コンバータセル）の１次側端子（２５，２６）は、直列に順次接続される構成例で説明した。
しかし、複数の電力変換ユニット（コンバータセル）の１次側端子（２５，２６）は、直列に接続されることに限定されない。
複数の電力変換ユニット（コンバータセル）の１次側端子（２５，２６）が互いに、並列に接続される場合においても、２次側（出力側）において、可変抵抗スイッチやバイパススイッチを設ける方法は、反共振を防止するにあたって有効な方法である。
【0124】
《電力変換ユニットの構成》
図１および図４においては、電力変換ユニット（コンバータセル）の構成として、高周波トランス１５を備える場合について説明した。しかし電力変換ユニットとして、高周波トランスを備えることは必須ではない。
図４、図５、図７、図９、図１０におけるＡＣ／ＤＣコンバータ１１３は、交流電力（交流電圧）を直流電力（直流電圧）に変換する役目であるので、高周波トランスを含まずに構成してもよい。
図１および図４においては、電力変換ユニット（コンバータセル）の構成として、高周波トランス１５を備える場合について説明した。しかし電力変換ユニットとして、高周波トランスを備えることは必須ではない。
図４、図５、図７、図９、図１０におけるＡＣ／ＤＣコンバータ１１３は、交流電力（交流電圧）を直流電力（直流電圧）に変換する役目であるので、高周波トランスを含まずに構成してもよい。
【0125】
《電流センサの個数》
図５、図７、図９において、電流センサ３０１の個数は、電力変換ユニット（コンバータセル）と同数である場合について、説明した。
しかし、電流センサ３０１は、すべての電力変換ユニットに設けるとは限らない。
反共振の現象が発生する場合には、複数の他の電力変換ユニットが関連するのが一般的であるので、電流センサ３０１の数が電力変換ユニットの数と一致しない構成でも反共振を検出する構成をとることは可能である場合がある。
図５、図７、図９において、電流センサ３０１の個数は、電力変換ユニット（コンバータセル）と同数である場合について、説明した。
しかし、電流センサ３０１は、すべての電力変換ユニットに設けるとは限らない。
反共振の現象が発生する場合には、複数の他の電力変換ユニットが関連するのが一般的であるので、電流センサ３０１の数が電力変換ユニットの数と一致しない構成でも反共振を検出する構成をとることは可能である場合がある。
【0126】
《電流センサの配置》
図５、図７、図９において、電流センサ３０１を、電力変換ユニット（コンバータセル）を構成する要素として、電力変換ユニットに取り込んで構成してもよい。
また、複数の電力変換ユニットを構成した後に、複数の電流センサ３０１を複数の電力変換ユニットに配備してもよい。
図５、図７、図９において、電流センサ３０１を、電力変換ユニット（コンバータセル）を構成する要素として、電力変換ユニットに取り込んで構成してもよい。
また、複数の電力変換ユニットを構成した後に、複数の電流センサ３０１を複数の電力変換ユニットに配備してもよい。
【符号の説明】
【0127】
１，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｕ，１Ｖ，１Ｗ 電力変換装置
１１ 第１交直変換器（交直変換器）
１２ 第２交直変換器（交直変換器）
１３ ２次側交直変換器（交直変換器）
１５ 高周波トランス
１７ １次側平滑コンデンサ（平滑コンデンサ）
１８ 出力側平滑コンデンサ（平滑コンデンサ）
１９１，１９２ 平滑コンデンサ
２５，２６ １次側端子、入力端子
２７，２８ ２次側端子、出力端子、２次側出力端子
２０，２０－１，２０－２，２０－ｋ，２０－Ｎ コンバータセル、電力変換ユニット、ユニット
３１ １次側電源系統
３２，３２Ａ，３２Ｂ，３２Ｃ ２次側電源系統、ＤＣ負荷系統
３５ 交流電源端子、入力端子
３６ 交流電源端子、１次側基準端子、入力端子、端子
３７ 直流電源端子、出力端子
３８ 直流電源端子、２次側基準端子、出力端子、端子
１０１ １次側電力変換ユニット、周波数変換器
１０２ ２次側電力変換ユニット
１１３ ＡＣ／ＤＣコンバータ
２０１，２０２ 可変抵抗スイッチ
２１１，２１２ トランジスタ、ＩＧＢＴ素子
２２１，２２２ ダイオード、寄生ダイオード
３０１ 電流センサ、電流検出器
３１０，３１１ 制御部
３２１ 電流検出信号
３２２ 抵抗値制御信号
３２３ 開閉制御信号
６０１ バイパススイッチ
７０１ 並列数切替スイッチ部
７１１Ａ，７１１Ｂ，７１２Ａ，７１２Ｂ，７１３Ａ，７１３Ｂ，７２１Ａ，７２１Ｂ，７２２Ａ，７２２Ｂ，７２３Ａ，７２３Ｂ バス切替スイッチ
８０１，８０２ 直流負荷、接続負荷
ＤＣＢＵＳ１Ｐ，ＤＣＢＵＳ１Ｎ 第１直流バス
ＤＣＢＵＳ２Ｐ，ＤＣＢＵＳ２Ｎ 第２直流バス
１１ 第１交直変換器（交直変換器）
１２ 第２交直変換器（交直変換器）
１３ ２次側交直変換器（交直変換器）
１５ 高周波トランス
１７ １次側平滑コンデンサ（平滑コンデンサ）
１８ 出力側平滑コンデンサ（平滑コンデンサ）
１９１，１９２ 平滑コンデンサ
２５，２６ １次側端子、入力端子
２７，２８ ２次側端子、出力端子、２次側出力端子
２０，２０－１，２０－２，２０－ｋ，２０－Ｎ コンバータセル、電力変換ユニット、ユニット
３１ １次側電源系統
３２，３２Ａ，３２Ｂ，３２Ｃ ２次側電源系統、ＤＣ負荷系統
３５ 交流電源端子、入力端子
３６ 交流電源端子、１次側基準端子、入力端子、端子
３７ 直流電源端子、出力端子
３８ 直流電源端子、２次側基準端子、出力端子、端子
１０１ １次側電力変換ユニット、周波数変換器
１０２ ２次側電力変換ユニット
１１３ ＡＣ／ＤＣコンバータ
２０１，２０２ 可変抵抗スイッチ
２１１，２１２ トランジスタ、ＩＧＢＴ素子
２２１，２２２ ダイオード、寄生ダイオード
３０１ 電流センサ、電流検出器
３１０，３１１ 制御部
３２１ 電流検出信号
３２２ 抵抗値制御信号
３２３ 開閉制御信号
６０１ バイパススイッチ
７０１ 並列数切替スイッチ部
７１１Ａ，７１１Ｂ，７１２Ａ，７１２Ｂ，７１３Ａ，７１３Ｂ，７２１Ａ，７２１Ｂ，７２２Ａ，７２２Ｂ，７２３Ａ，７２３Ｂ バス切替スイッチ
８０１，８０２ 直流負荷、接続負荷
ＤＣＢＵＳ１Ｐ，ＤＣＢＵＳ１Ｎ 第１直流バス
ＤＣＢＵＳ２Ｐ，ＤＣＢＵＳ２Ｎ 第２直流バス
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8A】
【図8B】
【図9】
【図10】