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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2023050978
(43)【公開日】2023-04-11
(54)【発明の名称】絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ
(51)【国際特許分類】
H02M 3/06 20060101AFI20230404BHJP
【ＦＩ】
H02M3/06
【審査請求】未請求
【請求項の数】10
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2021161382
(22)【出願日】2021-09-30
(71)【出願人】
【識別番号】304021417
【氏名又は名称】国立大学法人東京工業大学
(74)【代理人】
【識別番号】100105924
【弁理士】
【氏名又は名称】森下 賢樹
(74)【代理人】
【識別番号】100109047
【弁理士】
【氏名又は名称】村田 雄祐
(74)【代理人】
【識別番号】100109081
【弁理士】
【氏名又は名称】三木 友由
(74)【代理人】
【識別番号】100133215
【弁理士】
【氏名又は名称】真家 大樹
(72)【発明者】
【氏名】萩原 誠
【テーマコード（参考）】
5H730
【Ｆターム（参考）】
5H730AA14
5H730AA15
5H730AS04
5H730AS05
5H730AS08
5H730BB21
5H730BB27
5H730BB57
5H730BB81
5H730DD03
5H730DD04
5H730DD16
5H730EE04
5H730FD01
5H730FD11
5H730FD21
5H730FD51
5H730FG05
5H730FG10
(57)【要約】
【課題】小型化または大容量化が可能な絶縁型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】第１スイッチング素子Ｓ１は、第１絶縁用コンデンサＣ１の第１端と一次側正極端子Ｐ１の間に接続される。第２スイッチング素子Ｓ２は、第１絶縁用コンデンサＣ１の第２端と二次側負極端子Ｐ４の間に接続される。第１制御電流源１１０は、第１絶縁用コンデンサＣ１の第１端と第２絶縁用コンデンサの第１端の間に直列に接続される第１インダクタＬ１および少なくともひとつの第１ブリッジセル１１４を含む。各第１ブリッジセル１１４は直流コンデンサを含む。第２制御電流源１２０は、第１絶縁用コンデンサＣ１の第２端と第２絶縁用コンデンサＣ２の第２端の間に直列に接続される第２インダクタＬ２および少なくともひとつの第２ブリッジセル１２４を含む。
【選択図】図１
【解決手段】第１スイッチング素子Ｓ１は、第１絶縁用コンデンサＣ１の第１端と一次側正極端子Ｐ１の間に接続される。第２スイッチング素子Ｓ２は、第１絶縁用コンデンサＣ１の第２端と二次側負極端子Ｐ４の間に接続される。第１制御電流源１１０は、第１絶縁用コンデンサＣ１の第１端と第２絶縁用コンデンサの第１端の間に直列に接続される第１インダクタＬ１および少なくともひとつの第１ブリッジセル１１４を含む。各第１ブリッジセル１１４は直流コンデンサを含む。第２制御電流源１２０は、第１絶縁用コンデンサＣ１の第２端と第２絶縁用コンデンサＣ２の第２端の間に直列に接続される第２インダクタＬ２および少なくともひとつの第２ブリッジセル１２４を含む。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
一次側正極端子および一次側負極端子と、
二次側正極端子および二次側負極端子と、
第１端および第２端を有する第１絶縁用コンデンサと、
第１端および第２端を有する第２絶縁用コンデンサと、
前記第１絶縁用コンデンサの前記第１端と前記一次側正極端子の間、前記第２絶縁用コンデンサの前記第１端と前記一次側負極端子の間の一方に接続される第１スイッチング素子と、
前記第１絶縁用コンデンサの前記第２端と前記二次側負極端子の間、前記第２絶縁用コンデンサの前記第２端と前記二次側正極端子の一方に接続される第２スイッチング素子と、
前記第１絶縁用コンデンサの前記第１端と前記第２絶縁用コンデンサの前記第１端の間に直列に接続される第１インダクタおよび少なくともひとつの第１ブリッジセルを含み、各第１ブリッジセルは直流コンデンサを含む、第１制御電流源と、
前記第１絶縁用コンデンサの前記第２端と前記第２絶縁用コンデンサの前記第２端の間に直列に接続される第２インダクタおよび少なくともひとつの第２ブリッジセルを含み、各第２ブリッジセルは直流コンデンサを含む、第２制御電流源と、
前記第１スイッチング素子がオン、前記第２スイッチング素子がオフである第１状態と、前記第１スイッチング素子がオフ、前記第２スイッチング素子がオンである第２状態と、を交互に繰り返すとともに、前記少なくともひとつの第１ブリッジセルおよび前記少なくともひとつの第２ブリッジセルを制御するコントローラと、
を備えることを特徴とする絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
二次側正極端子および二次側負極端子と、
第１端および第２端を有する第１絶縁用コンデンサと、
第１端および第２端を有する第２絶縁用コンデンサと、
前記第１絶縁用コンデンサの前記第１端と前記一次側正極端子の間、前記第２絶縁用コンデンサの前記第１端と前記一次側負極端子の間の一方に接続される第１スイッチング素子と、
前記第１絶縁用コンデンサの前記第２端と前記二次側負極端子の間、前記第２絶縁用コンデンサの前記第２端と前記二次側正極端子の一方に接続される第２スイッチング素子と、
前記第１絶縁用コンデンサの前記第１端と前記第２絶縁用コンデンサの前記第１端の間に直列に接続される第１インダクタおよび少なくともひとつの第１ブリッジセルを含み、各第１ブリッジセルは直流コンデンサを含む、第１制御電流源と、
前記第１絶縁用コンデンサの前記第２端と前記第２絶縁用コンデンサの前記第２端の間に直列に接続される第２インダクタおよび少なくともひとつの第２ブリッジセルを含み、各第２ブリッジセルは直流コンデンサを含む、第２制御電流源と、
前記第１スイッチング素子がオン、前記第２スイッチング素子がオフである第１状態と、前記第１スイッチング素子がオフ、前記第２スイッチング素子がオンである第２状態と、を交互に繰り返すとともに、前記少なくともひとつの第１ブリッジセルおよび前記少なくともひとつの第２ブリッジセルを制御するコントローラと、
を備えることを特徴とする絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項2】
前記第１絶縁用コンデンサの前記第１端と前記一次側正極端子の間、前記第２絶縁用コンデンサの前記第１端と前記一次側負極端子の間の他方に接続される第３スイッチング素子と、
前記第１絶縁用コンデンサの前記第２端と前記二次側負極端子の間、前記第２絶縁用コンデンサの前記第２端と前記二次側正極端子の他方に接続される第４スイッチング素子と、
をさらに備え、
前記コントローラは、
前記第１状態において前記第３スイッチング素子をオン、前記第４スイッチング素子をオフし、
前記第２状態において、前記第３スイッチング素子をオフ、前記第４スイッチング素子をオンすることを特徴とする請求項１に記載の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記第１絶縁用コンデンサの前記第２端と前記二次側負極端子の間、前記第２絶縁用コンデンサの前記第２端と前記二次側正極端子の他方に接続される第４スイッチング素子と、
をさらに備え、
前記コントローラは、
前記第１状態において前記第３スイッチング素子をオン、前記第４スイッチング素子をオフし、
前記第２状態において、前記第３スイッチング素子をオフ、前記第４スイッチング素子をオンすることを特徴とする請求項１に記載の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項3】
前記コントローラは、
前記一次側正極端子と前記一次側負極端子の間の一次側電圧と、前記二次側正極端子と前記二次側負極端子の間の二次側電圧にもとづいて、前記第１状態と前記第２状態のデューティサイクルを制御するスイッチングコントローラを含むことを特徴とする請求項１または２に記載の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記一次側正極端子と前記一次側負極端子の間の一次側電圧と、前記二次側正極端子と前記二次側負極端子の間の二次側電圧にもとづいて、前記第１状態と前記第２状態のデューティサイクルを制御するスイッチングコントローラを含むことを特徴とする請求項１または２に記載の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項4】
前記コントローラは、
前記第１インダクタに流れる第１インダクタ電流がその指令値に近づくように、前記少なくともひとつの第１ブリッジセルの出力電圧それぞれをフィードバック制御する一次側コントローラを含むことを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記第１インダクタに流れる第１インダクタ電流がその指令値に近づくように、前記少なくともひとつの第１ブリッジセルの出力電圧それぞれをフィードバック制御する一次側コントローラを含むことを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項5】
前記一次側正極端子と前記一次側負極端子の間の電圧をＶｄｃ１、前記二次側正極端子と前記二次側負極端子の間の電圧をＶｄｃ２、前記第１絶縁用コンデンサの電圧をｖＣ１、前記第２絶縁用コンデンサの電圧をｖＣ２とするとき、
前記少なくともひとつの第１ブリッジセルの出力電圧それぞれの指令値は、前記第１状態においてＶｄｃ１、前記第２状態において－Ｖｄｃ２＋ｖＣ１＋ｖＣ２であるフィードフォワード成分を含むことを特徴とする請求項４に記載の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記少なくともひとつの第１ブリッジセルの出力電圧それぞれの指令値は、前記第１状態においてＶｄｃ１、前記第２状態において－Ｖｄｃ２＋ｖＣ１＋ｖＣ２であるフィードフォワード成分を含むことを特徴とする請求項４に記載の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項6】
前記一次側コントローラは、
前記少なくともひとつの第１ブリッジセルそれぞれの直流コンデンサの電圧の平均値が所定の指令値に近づくように、前記第１インダクタ電流の前記指令値の交流成分を変化させることを特徴とする請求項４または５に記載の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記少なくともひとつの第１ブリッジセルそれぞれの直流コンデンサの電圧の平均値が所定の指令値に近づくように、前記第１インダクタ電流の前記指令値の交流成分を変化させることを特徴とする請求項４または５に記載の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項7】
前記少なくともひとつの第１ブリッジセルは複数の第１ブリッジセルであり、
前記一次側コントローラは、複数のコンデンサ電圧バランサーを含み、
前記複数のコンデンサ電圧バランサーのそれぞれは、前記複数の第１ブリッジセルの対応するひとつの前記直流コンデンサの電圧が、前記複数の第１ブリッジセルそれぞれの直流コンデンサの電圧の平均値に近づくように、対応する第１ブリッジセルの出力電圧の指令値を補正することを特徴とする請求項４から６のいずれかに記載の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記一次側コントローラは、複数のコンデンサ電圧バランサーを含み、
前記複数のコンデンサ電圧バランサーのそれぞれは、前記複数の第１ブリッジセルの対応するひとつの前記直流コンデンサの電圧が、前記複数の第１ブリッジセルそれぞれの直流コンデンサの電圧の平均値に近づくように、対応する第１ブリッジセルの出力電圧の指令値を補正することを特徴とする請求項４から６のいずれかに記載の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項8】
前記一次側コントローラは、
前記第１絶縁用コンデンサの電圧と前記第２絶縁用コンデンサの電圧の平均値がゼロに近づくように、前記第１インダクタ電流の前記指令値の直流成分を変化させることを特徴とする請求項４から７のいずれかに記載の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記第１絶縁用コンデンサの電圧と前記第２絶縁用コンデンサの電圧の平均値がゼロに近づくように、前記第１インダクタ電流の前記指令値の直流成分を変化させることを特徴とする請求項４から７のいずれかに記載の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項9】
前記コントローラは、前記第２インダクタに流れる第２インダクタ電流がその指令値に近づくように、前記少なくともひとつの第２ブリッジセルの出力電圧それぞれの指令値を生成する二次側コントローラを含むことを特徴とする請求項４から８のいずれかに記載の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項10】
前記二次側コントローラは、前記一次側コントローラと同じ構成を有することを特徴とする請求項９に記載の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本開示は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【0002】
電気鉄道、電気自動車、電動航空機等の移動体、太陽光発電、次世代直流系統において、直流電圧を直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータは重要な要素技術である。
【0003】
特許文献１や非特許文献１には、補助変換器を用いた双方向チョッパ回路が提案されている。この双方向チョッパ回路は、従来の双方向チョッパ回路（Ｂｕｃｋコンバータ）に対応する主変換器と、主変換器のインダクタと直列に接続された補助変換器とを備える。補助変換器は、単相フルブリッジ変換器のカスケード接続により構成される。補助変換器を使用することで、それを使用しない従来の双方向チョッパと比較して、インダクタンスを１／５０以下に低減できる。また、補助変換器が半導体直流遮断器としての機能を有するため低圧側直流遮断器を除去できる。
【0004】
一方、電気鉄道用ＤＣ／ＤＣコンバータは、安全上の理由や信頼性向上の観点から直流電圧間の電気的絶縁が要求される場合がある。絶縁が要求される用途では、補助変換器を用いた双方向チョッパ回路を用いることができず、変圧器を用いたフライバックコンバータやフォワードコンバータなどが使用される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0005】
【特許文献1】国際公開第２０１７／０３８１２２号
【非特許文献】
【0006】
【非特許文献1】大西晴菜、萩原誠：「補助変換器を有する双方向チョッパの制御法と動作検証」、電気学会産業応用部門誌、vol.138、No.7
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0007】
ところが変圧器を用いた絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、磁気エネルギーを介して電力授受を行うため、大容量化にともなって、磁気エネルギーが必然的に大きくなる。一般に変圧器の重量・体積は磁気エネルギーに比例するため、変圧器が大型化・高重量化するという問題がある。このため、フライバックコンバータの適用は数１００Ｗ以下に限定されている。
【0008】
また、フライバックコンバータでは、磁気エネルギーを多く蓄える必要上、鉄心内部に空隙（ギャップ）を設ける必要がある。ギャップを設けることで効率的に磁気エネルギーを蓄積できる一方、ギャップに起因する漏れ磁束が増大する。漏れ磁束に蓄えられた磁気エネルギーはスイッチング素子に過電圧を引き起こす要因となり、システムの信頼性低下を引き起こす。
【0009】
まとめると、非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータである双方向チョッパ回路は、高圧化・大容量化が容易であり、特に補助変換器を適用することでインダクタの小型・軽量化を実現できるという利点があるが、直流電圧間の電気的絶縁は実現できないという問題がある。一方、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの代表例であるフライバックコンバータは、磁気エネルギーを介して電力授受を行うため、大容量化が困難という問題が存在した。
【0010】
本開示はかかる状況においてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、小型化または大容量化が可能な絶縁型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの提供にある。
【課題を解決するための手段】
【0011】
本開示のある態様は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、一次側正極端子および一次側負極端子と、二次側正極端子および二次側負極端子と、第１端および第２端を有する第１絶縁用コンデンサと、第１端および第２端を有する第２絶縁用コンデンサと、第１絶縁用コンデンサの第１端と一次側正極端子の間、第２絶縁用コンデンサの第１端と一次側負極端子の間の一方に接続される第１スイッチング素子と、第１絶縁用コンデンサの第２端と二次側負極端子の間、第２絶縁用コンデンサの第２端と二次側正極端子の一方に接続される第２スイッチング素子と、第１絶縁用コンデンサの第１端と第２絶縁用コンデンサの第１端の間に直列に接続される第１インダクタおよび少なくともひとつの第１ブリッジセルを含み、各第１ブリッジセルは直流コンデンサを含む、第１制御電流源と、第１絶縁用コンデンサの第２端と第２絶縁用コンデンサの第２端の間に直列に接続される第２インダクタおよび少なくともひとつの第２ブリッジセルを含み、各第２ブリッジセルは直流コンデンサを含む、第２制御電流源と、第１スイッチング素子がオン、第２スイッチング素子がオフである第１状態と、第１スイッチング素子がオフ、第２スイッチング素子がオンである第２状態と、を交互に繰り返すとともに、少なくともひとつの第１ブリッジセルおよび少なくともひとつの第２ブリッジセルを制御するコントローラと、を備える。
【発明の効果】
【0012】
本開示のある態様によれば、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを小型化または大容量化することができる。
【図面の簡単な説明】
【0013】
【図1】実施形態１に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【図2】ブリッジセルの構成例を示す回路図である。
【図4】絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作波形を示す図である。
【図5】絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータのコントローラの構成例を示すブロック図である。
【図6】一次側コントローラの構成例を示すブロック図である。
【図7】直流コンデンサ電圧一括制御部のブロック図である。
【図8】変換器電圧コントローラの構成例を示すブロック図である。
【図9】コンデンサ電圧バランサーの構成例を示す図である。
【図10】絶縁用コンデンサ電圧の直流分制御が組み込まれたインダクタ電流指令値生成部のブロック図である。
【図11】シミュレーションに用いた回路定数を示す図である。
【図12】一次側から二次側への電力送電時におけるシミュレーション波形を示す図である。
【図13】二次側から一次側への電力送電時におけるシミュレーション波形を示す図である。
【図14】電力潮流の向きを２０ｍｓで反転させた場合のシミュレーション波形を示す図である。
【図15】変形例１に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【図16】変形例２に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【図17】変形例３に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【図19】変形例５に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【発明を実施するための形態】
【0014】
（実施形態の概要）
本開示のいくつかの例示的な実施形態の概要を説明する。この概要は、後述する詳細な説明の前置きとして、実施形態の基本的な理解を目的として、１つまたは複数の実施形態のいくつかの概念を簡略化して説明するものであり、発明あるいは開示の広さを限定するものではない。この概要は、考えられるすべての実施形態の包括的な概要ではなく、すべての実施形態の重要な要素を特定することも、一部またはすべての態様の範囲を線引きすることも意図していない。便宜上、「一実施形態」は、本明細書に開示するひとつの実施形態（実施例や変形例）または複数の実施形態（実施例や変形例）を指すものとして用いる場合がある。
本開示のいくつかの例示的な実施形態の概要を説明する。この概要は、後述する詳細な説明の前置きとして、実施形態の基本的な理解を目的として、１つまたは複数の実施形態のいくつかの概念を簡略化して説明するものであり、発明あるいは開示の広さを限定するものではない。この概要は、考えられるすべての実施形態の包括的な概要ではなく、すべての実施形態の重要な要素を特定することも、一部またはすべての態様の範囲を線引きすることも意図していない。便宜上、「一実施形態」は、本明細書に開示するひとつの実施形態（実施例や変形例）または複数の実施形態（実施例や変形例）を指すものとして用いる場合がある。
【0015】
一実施形態に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、一次側正極端子および一次側負極端子と、二次側正極端子および二次側負極端子と、第１端および第２端を有する第１絶縁用コンデンサと、第１端および第２端を有する第２絶縁用コンデンサと、第１絶縁用コンデンサの第１端と一次側正極端子の間、第２絶縁用コンデンサの第１端と一次側負極端子の間の一方に接続される第１スイッチング素子と、第１絶縁用コンデンサの第２端と二次側負極端子の間、第２絶縁用コンデンサの第２端と二次側正極端子の一方に接続される第２スイッチング素子と、第１絶縁用コンデンサの第１端と第２絶縁用コンデンサの第１端の間に直列に接続される第１インダクタおよび少なくともひとつの第１ブリッジセルを含み、各第１ブリッジセルは直流コンデンサを含む、第１制御電流源と、第１絶縁用コンデンサの第２端と第２絶縁用コンデンサの第２端の間に直列に接続される第２インダクタおよび少なくともひとつの第２ブリッジセルを含み、各第２ブリッジセルは直流コンデンサを含む、第２制御電流源と、第１スイッチング素子がオン、第２スイッチング素子がオフである第１状態と、第１スイッチング素子がオフ、第２スイッチング素子がオンである第２状態と、を交互に繰り返すとともに、少なくともひとつの第１ブリッジセルおよび少なくともひとつの第２ブリッジセルを制御するコントローラと、を備える。
【0016】
この絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは絶縁用コンデンサを用いて電気的絶縁を実現する。その結果、変換器の小型・軽量化を実現できる。さらに、変圧器の損失と比較しコンデンサの損失は小さいため、高効率化が期待できる。
【0017】
また従来のフライバックコンバータは磁気エネルギーを介して直流電源間の電力授受を行うため、大容量電力変換に不向きであるが、この絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、各セルの直流コンデンサに蓄えられる静電エネルギーを介して電力授受を行うため、大容量電力変換を実現できる。
【0018】
一実施形態において、各ブリッジセルに位相シフトＰＷＭ（Pulse-Width Modulation）を適用してもよい。これにより第１インダクタ、第２インダクタの小型化を実現できる。その結果、小型・軽量な電力変換器を実現することができるため、移動体に搭載する電力変換器としても最適である。
【0019】
一実施形態において、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１絶縁用コンデンサの第１端と一次側正極端子の間、第２絶縁用コンデンサの第１端と一次側負極端子の間の他方に接続される第３スイッチング素子と、第１絶縁用コンデンサの第２端と二次側負極端子の間、第２絶縁用コンデンサの第２端と二次側正極端子の他方に接続される第４スイッチング素子と、をさらに備えてもよい。コントローラは、第１状態において第３スイッチング素子をオン、第４スイッチング素子をオフし、第２状態において、第３スイッチング素子をオフ、第４スイッチング素子をオンしてもよい。
【0020】
一実施形態において、コントローラは、一次側正極端子と一次側負極端子の間の一次側電圧と、二次側正極端子と二次側負極端子の間の二次側電圧にもとづいて、第１状態と第２状態のデューティサイクルを制御するスイッチングコントローラを含んでもよい。
【0021】
一実施形態において、コントローラは、第１インダクタに流れる第１インダクタ電流がその指令値に近づくように、少なくともひとつの第１ブリッジセルそれぞれの出力電圧をフィードバック制御する一次側コントローラを含んでもよい。これにより電流制御（電力制御）を実現できる。
【0022】
一実施形態において、一次側正極端子と一次側負極端子の間の電圧をＶｄｃ１、二次側正極端子と二次側負極端子の間の電圧をＶｄｃ２、第１絶縁用コンデンサの電圧をｖＣ１、第２絶縁用コンデンサの電圧をｖＣ２とするとき、少なくともひとつの第１ブリッジセルの出力電圧それぞれの指令値は、第１状態においてＶｄｃ１、第２状態において－Ｖｄｃ２＋ｖＣ１＋ｖＣ２であるフィードフォワード成分を含んでもよい。
【0023】
フィードフォワード項を追加することで、インダクタ電流に含まれる周波数のスイッチング周波数成分を除去できる。その結果、リップル電流とインダクタンスの大幅な低減が実現できる。
【0024】
一実施形態において、少なくともひとつの第１ブリッジセルは複数の第１ブリッジセルであってもよい。一次側コントローラは、複数のコンデンサ電圧バランサーを含んでもよい。複数のコンデンサ電圧バランサーのそれぞれは、複数の第１ブリッジセルの対応するひとつの直流コンデンサの電圧が、複数の第１ブリッジセルそれぞれの直流コンデンサの電圧の平均値に近づくように、対応する第１ブリッジセルの出力電圧の指令値を補正してもよい。
【0025】
これにより、複数の直流コンデンサの電圧を均一化できる。なお、「平均値」は合計値と等価であり、したがって、複数の値の平均値を制御することは、複数の値の合計値を制御することを含む。
【0026】
一実施形態において、一次側コントローラは、少なくともひとつの第１ブリッジセルそれぞれの直流コンデンサの電圧の平均値が所定の指令値に近づくように、第１インダクタ電流の指令値の交流成分を変化させてもよい。これにより、複数の直流コンデンサの電圧の合計電圧を安定化できる。
【0027】
一実施形態において、一次側コントローラは、第１絶縁用コンデンサの電圧と第２絶縁用コンデンサの電圧の平均値がゼロに近づくように、第１インダクタ電流の指令値の直流成分を変化させてもよい。
【0028】
一実施形態において、コントローラは、第２インダクタに流れる第２インダクタ電流がその指令値に近づくように、少なくともひとつの第２ブリッジセルの出力電圧それぞれの指令値を生成する二次側コントローラを含んでもよい。二次側コントローラは、一次側コントローラと同じ構成を有してもよい。
【0029】
（実施形態）
以下、好適な実施形態について、図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施形態は、開示および発明を限定するものではなく例示であって、実施形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも開示および発明の本質的なものであるとは限らない。
以下、好適な実施形態について、図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施形態は、開示および発明を限定するものではなく例示であって、実施形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも開示および発明の本質的なものであるとは限らない。
【0030】
本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【0031】
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に接続された（設けられた）状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【0032】
また本明細書において、電圧信号、電流信号などの電気信号、あるいは抵抗、コンデンサなどの回路素子に付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値、あるいは抵抗値、容量値を表すものとする。
【0033】
（実施形態１）
図１は、実施形態１に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の回路図である。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００には、一次側電源ＰＳ１と二次側電源ＰＳ２が接続される。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、一次側電源ＰＳ１からの電力を二次側電源ＰＳ２に単方向で伝送可能であり、あるいは一次側電源ＰＳ１と二次側電源ＰＳ２との間で双方向に電力を伝送可能である。一次側電源ＰＳ１の電圧を一次側直流電圧Ｖｄｃ１、二次側電源ＰＳ２の電圧を二次側直流電圧Ｖｄｃ２と称する。本明細書において、電気信号（電流信号や電圧信号）に付された小文字で始まる符号ｉ＃、ｖ＃は瞬時値量を表し、言い換えればその信号が絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００のスイッチング動作に応じて変動することを表す。後述するように、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、Ｖｄｃ１＞Ｖｄｃ２の条件でも動作可能であり、Ｖｄｃ１＜Ｖｄｃ２の条件でも動作可能であるし、Ｖｄｃ１＝Ｖｄｃ２の条件でも動作可能である。
図１は、実施形態１に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の回路図である。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００には、一次側電源ＰＳ１と二次側電源ＰＳ２が接続される。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、一次側電源ＰＳ１からの電力を二次側電源ＰＳ２に単方向で伝送可能であり、あるいは一次側電源ＰＳ１と二次側電源ＰＳ２との間で双方向に電力を伝送可能である。一次側電源ＰＳ１の電圧を一次側直流電圧Ｖｄｃ１、二次側電源ＰＳ２の電圧を二次側直流電圧Ｖｄｃ２と称する。本明細書において、電気信号（電流信号や電圧信号）に付された小文字で始まる符号ｉ＃、ｖ＃は瞬時値量を表し、言い換えればその信号が絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００のスイッチング動作に応じて変動することを表す。後述するように、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、Ｖｄｃ１＞Ｖｄｃ２の条件でも動作可能であり、Ｖｄｃ１＜Ｖｄｃ２の条件でも動作可能であるし、Ｖｄｃ１＝Ｖｄｃ２の条件でも動作可能である。
【0034】
絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、一次側入力１０２と二次側出力１０４を有する。上述のように、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は双方向コンバータとして動作可能であるため、「入力」と「出力」の表記は便宜的なものである。一次側入力１０２は、一次側正極端子Ｐ１と一次側負極端子Ｐ２を有し、一次側正極端子Ｐ１と一次側負極端子Ｐ２の間には、一次側電源ＰＳ１が接続される。二次側出力１０４は、二次側正極端子Ｐ３と二次側負極端子Ｐ４を有し、二次側正極端子Ｐ３と二次側負極端子Ｐ４の間には、二次側電源ＰＳ２が接続される。
【0035】
絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、第１絶縁用コンデンサＣ１、第２絶縁用コンデンサＣ２、複数のスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４、第１制御電流源１１０、第２制御電流源１２０、コントローラ２００を備える。
【0036】
第１絶縁用コンデンサＣ１および第２絶縁用コンデンサＣ２は、絶縁すべき一次側領域１０６と二次側領域１０８の境界に設けられる。第１絶縁用コンデンサＣ１および第２絶縁用コンデンサＣ２はそれぞれ、単一の部品（コンデンサ）で構成してもよいし、複数の部品（コンデンサ）を直列および／または並列に接続して構成してもよい。
【0037】
第１スイッチング素子Ｓ１は、一次側正極端子Ｐ１と第１絶縁用コンデンサＣ１の一次側の電極（端子）の間に接続され、第２スイッチング素子Ｓ２は、第１絶縁用コンデンサＣ１の二次側の電極（端子）と二次側負極端子Ｐ４の間に接続される。第１スイッチング素子Ｓ１は、一次側正極端子Ｐ１から第１絶縁用コンデンサＣ１に向かう電流を遮断できるように構成され、第２スイッチング素子Ｓ２は、第１絶縁用コンデンサＣ１から二次側負極端子Ｐ４に向かう電流を遮断できるように構成される。
【0038】
第３スイッチング素子Ｓ３は、一次側負極端子Ｐ２と第２絶縁用コンデンサＣ２の一次側の電極（端子）の間に接続され、第４スイッチング素子Ｓ４は、第２絶縁用コンデンサＣ２の二次側の電極（端子）と二次側正極端子Ｐ３の間に接続される。第３スイッチング素子Ｓ３は、第２絶縁用コンデンサＣ２から一次側負極端子Ｐ２に向かう電流を遮断できるように配置される。第４スイッチング素子Ｓ４は、二次側正極端子Ｐ３から第２絶縁用コンデンサＣ２に向かう電流を遮断できるように配置される。
【0039】
第１スイッチング素子Ｓ１～第４スイッチング素子Ｓ４は、単方向の電流が遮断可能なバルブデバイスであり、半導体スイッチ（パワートランジスタ）を用いることができる。たとえば、第１スイッチング素子Ｓ１～第４スイッチング素子Ｓ４はそれぞれ、並列に接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）とフリーホイールダイオード（フライホイルダイオードあるいは還流ダイオードともいう）を含む逆導通ＩＧＢＴ（ＲＣ－ＩＧＢＴ）で構成してもよい。あるいは第１スイッチング素子Ｓ１～第４スイッチング素子Ｓ４は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）で構成してもよい。ＭＯＳＦＥＴは、そのボディダイオードがフリーホイールダイオードとして機能する。
【0040】
さらに、第１スイッチング素子Ｓ１～第４スイッチング素子Ｓ４に対して並列に、過電圧抑制用スナバ回路を接続してもよい。ただし、図１の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、磁気エネルギーを用いずに電力伝送を行うため、漏れインダクタンスに蓄積される磁気エネルギーは発生しない。その結果、スナバ回路の小型・軽量化が実現できる。
【0041】
第１制御電流源１１０は、第１絶縁用コンデンサＣ１の一次側電極と第２絶縁用コンデンサＣ２の一次側電極の間に接続される。第１制御電流源１１０は、第１インダクタＬ１と第１変換器１１２を含む。第１変換器１１２は、その両端間電圧（変換器電圧という）ｖａが調節可能であり、可変制御電圧源と把握することができる。これにより第１インダクタＬ１に流れるインダクタ電流ｉＬ１を制御可能となっている。インダクタ電流ｉＬ１は、第１絶縁用コンデンサＣ１の一次側電極から第２絶縁用コンデンサＣ２の一次側電極に向かう向きを正ととる。
【0042】
第１変換器１１２は半導体電力変換器であり、少なくともひとつ（Ｎ個、Ｎ≧１）のブリッジセル（単位セル）１１４＿１～１１４＿Ｎのカスケード接続で構成される。
【0043】
図２は、ブリッジセル１１４＿ｊの構成例を示す回路図である。ブリッジセル１１４＿ｊは、直流コンデンサＣｊａと、トランジスタＱ１～Ｑ４からなるフルブリッジ回路１１５と、を含む単相フルブリッジ変換器である。直流コンデンサＣｊａの両端間電圧ｖＣｊａを直流コンデンサ電圧と称する。またフルブリッジ回路１１５の出力間電圧をｖｊａと表記し、セル電圧と称する。フルブリッジ回路１１５は、第１スイッチング素子Ｓ１～第４スイッチング素子Ｓ４よりも高速にスイッチングする。
【0044】
ブリッジセル１１４は、図示しないゲートドライバなどを含むが、公知技術であるため図示を省略している。また図２ではブリッジセル１１４として単相フルブリッジ変換器を使用しているが、同様の機能を有する任意の半導体電力変換器を代用できる。またブリッジセル１１４のトランジスタＱ１～Ｑ４は、第１スイッチング素子Ｓ１～第４スイッチング素子Ｓ４と同様にＲＣ－ＩＧＢＴで構成することができるが、その限りでなく、ＭＯＳＦＥＴなどのその他のパワートランジスタで構成してもよい。
【0045】
図１に戻る。第２制御電流源１２０は、第１絶縁用コンデンサＣ１の二次側電極と第２絶縁用コンデンサＣ２の二次側電極の間に接続される。第２制御電流源１２０は、第２インダクタＬ２と第２変換器１２２を含み、第１制御電流源１１０と同様に構成され、インダクタ電流ｉＬ２を生成する。インダクタ電流ｉＬ２は、第１絶縁用コンデンサＣ１の二次側電極から第２絶縁用コンデンサＣ２の二次側電極に向かう向きを正ととる。なお、第１のインダクタＬ１と第２のインダクタＬ２は磁気的に結合した結合インダクタを用いて実装してもよい。
【0046】
第２変換器１２２は半導体電力変換器であり、複数Ｎ個（Ｎ≧２）の単位セル１２４＿１～１２４＿Ｎのカスケード接続で構成される。ブリッジセル１２４＿ｊは、図２のブリッジセル１１４と同様に構成され、直流コンデンサＣｊｂとフルブリッジ回路１１５を含む。
【0047】
図１に戻る。一次側負極端子Ｐ２と二次側負極端子Ｐ４はそれぞれ、安全上の観点から接地されることが想定される。図１は負極端子Ｐ２，Ｐ４の両方を接地しても動作可能であり、片側のみを接地した場合も動作可能である。
【0048】
コントローラ２００は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００が目標とする状態となるように、第１スイッチング素子Ｓ１～第４スイッチング素子Ｓ４および第１変換器１１２、第２変換器１２２を制御する。
【0049】
具体的には、コントローラ２００は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００を二状態φ１とφ２で交互にスイッチングする。第１状態φ１では、第１スイッチング素子Ｓ１～第４スイッチング素子Ｓ４のうち、一次側のスイッチがオン、二次側のスイッチがオフであり、第２状態φ２では、第１スイッチング素子Ｓ１～第４スイッチング素子Ｓ４のうち、二次側のスイッチがオン、一次側のスイッチがオフである。
【0050】
第１状態φ１：
第１スイッチング素子Ｓ１ ＯＮ
第３スイッチング素子Ｓ３ ＯＮ
第２スイッチング素子Ｓ２ ＯＦＦ
第４スイッチング素子Ｓ４ ＯＦＦ
第１スイッチング素子Ｓ１ ＯＮ
第３スイッチング素子Ｓ３ ＯＮ
第２スイッチング素子Ｓ２ ＯＦＦ
第４スイッチング素子Ｓ４ ＯＦＦ
【0051】
第２状態φ２：
第１スイッチング素子Ｓ１ ＯＦＦ
第３スイッチング素子Ｓ３ ＯＦＦ
第２スイッチング素子Ｓ２ ＯＮ
第４スイッチング素子Ｓ４ ＯＮ
第１スイッチング素子Ｓ１ ＯＦＦ
第３スイッチング素子Ｓ３ ＯＦＦ
第２スイッチング素子Ｓ２ ＯＮ
第４スイッチング素子Ｓ４ ＯＮ
【0052】
第１状態φ１と第２状態φ２の間には、全スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４がオフとなるデッドタイムを挿入することができる。
【0053】
またコントローラ２００は、第１変換器１１２を制御し、インダクタＬ１に流れる電流ｉＬ１を安定化する。具体的には第１変換器１１２を構成するブリッジセル１１４のフルブリッジ回路１１５のスイッチング動作を制御することにより、インダクタ電流ｉＬ１を安定化する。同様にコントローラ２００は、第２変換器１２２を制御し、インダクタＬ２に流れる電流ｉＬ２を安定化する。
【0054】
以上が絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の構成である。続いてその動作を説明する。
【0055】
図３（ａ）、（ｂ）は、図１の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の動作を説明する図である。ここでは一次側入力１０２から二次側出力１０４への電力伝送を説明する。説明の簡潔化、理解の容易化のために、配線抵抗と配線インダクタンスは零とし、各ブリッジセルは理想的な制御電圧源として動作するものとする。即ち、各ブリッジセルが出力する高調波電圧は零と仮定する。このとき、可変制御電圧源とインダクタの組み合わせは、理想的な制御電流源として動作する。
【0056】
また、全スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４は理想スイッチであるものとし、全スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４オフとなるデッドタイムはゼロであるとする。
【0057】
【0058】
図３（ａ）の第１状態φ１では、二次側電源ＰＳ２が第１絶縁用コンデンサＣ１、第２絶縁用コンデンサＣ２から切り離され、二次側電源ＰＳ２に流れる電流ｉｄｃ２はゼロとなる。図３（ｂ）の第２状態φ２では、一次側電源ＰＳ１が第１絶縁用コンデンサＣ１、第２絶縁用コンデンサＣ２から切り離され、一次側電源ＰＳ１に流れる電流ｉｄｃ１はゼロとなる。つまり、第１状態φ１と第２状態φ２を交互に繰り返すことにより、一次側電源ＰＳ１と二次側電源ＰＳ２の電気的絶縁を確保することができる。
【0059】
図３（ａ）の第１状態φ１において、以下の電圧・電流方程式が成立する。
なお、本動作期間は各ブリッジセルに使用するコンデンサが静電エネルギーを蓄積する都合上、式（１），（２）において、ｖ１＞０，ｖ２＞０の関係が成立する必要がある。
【数1】
【0060】
図３（ｂ）の第２状態φ２において、以下の電圧・電流方程式が成立する。
なお、本動作期間は各ブリッジセルに使用するコンデンサが静電エネルギーを放出する都合上、式（６），（７）において、ｖ１＜０，ｖ２＜０の関係が成立する必要がある。以上より、バルブデバイスの状態に関わらず、絶縁用コンデンサＣ１，Ｃ２には常に共通の電流が流れる（ｉＣ１＝ｉＣ２）。
【数2】
【0061】
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３のオン時間をＴＯＮ、オフ時間をＴＯＦＦ、デューティサイクル（スイッチング周期に対するオン時間の割合、通電率ともいう）をｄ＝ＴＯＮ／（ＴＯＮ＋ＴＯＦＦ）とする。このとき、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の通電率は１－ｄとなる。一次側電力の一周期平均値をＰｄｃ１、二次側電力の一周期平均値をＰｄｃ２とする。このとき、両者は式（１１）で表される。
ただしＩｄｃ１，Ｉｄｃ２は、ｉｄｃ１，ｉｄｃ２の一周期平均値を表す（Ｉｄｃ１＞０，Ｉｄｃ２＞０）。変換器損失が零の場合、定常時においてＰｄｃ１＝Ｐｄｃ２の関係式が成立する。このとき、式（１１）より式（１２）の関係が導かれる。
【数3】
【数4】
【0062】
式（１２）を変形すると、式（１２’）を得る。
つまり、この絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００によれば、デューティサイクルｄに応じて、入力電圧Ｖｄｃ１と出力電圧Ｖｄｃ２の比（昇圧比／降圧比）を制御することができる。具体的にはｄ＝０のとき、ｖｄｃ２＝０であり、０＜ｄ＜０．５の範囲において、Ｖｄｃ２＝０～Ｖｄｃ１となり降圧動作が可能であり、０．５＜ｄ＜１の範囲において、Ｖｄｃ２＞Ｖｄｃ１となり、昇圧動作が可能となる。
【数5】
【0063】
コンデンサ電圧ｖＣ１，ｖＣ２に含まれる直流分を一定とするため、コンデンサ電流ｉＣ１，ｉＣ２の一周期平均値は零である必要がある。このとき、式（４），（９），（１２）より、式（１３）が成立する必要がある。
【数6】
【0064】
式（１１）～（１３）より、Ｐｄｃ１とＰｄｃ２は式（１４）に変形できる。
【数7】
【0065】
式（１４）より、ｉＬ１とｉＬ２とを適切に制御することで電力制御を実現できる。
【0066】
コンデンサ電圧ｖＣ１，ｖＣ２に着目すると、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオン、Ｓ２，Ｓ４がオフである第１状態φ１において、式（４）から、以下の回路方程式が成立する。
したがって、ｉＬ２が直流量ＩＬ２の場合、傾きＩＬ２／Ｃ１、もしくはＩＬ２／Ｃ２で一次関数的に増加する。
【数8】
【0067】
一方、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオフ、Ｓ２，Ｓ４がオンである第２状態φ２において、式（９）より以下の回路方程式が成立する。
したがって、ｉＬ１が直流量ＩＬ１の場合、傾き－ＩＬ１／Ｃ１、もしくは－ＩＬ1／Ｃ２で一次関数的に減少する。前述の式（１３）が成立する場合、増加量と減少量は等しくなり、直流コンデンサ電圧ｖＣ１，ｖＣ２の直流分は一定に保たれる。
【数9】
【0068】
一方、仮にｉＬ２を式（１３）で与えられる値よりも大きくすると、増加量の方が減少量よりも多くなる。その結果、ｖＣ１，ｖＣ２に含まれる直流分は増加する。一方、ｉＬ２を式（１３）で与えられる値よりも小さくすると、減少量の方が増加量よりも多くなる。その結果、ｖＣ１，ｖＣ２に含まれる直流分は減少する。上記特性は、ｖＣ１とｖＣ２の算術平均値に含まれる直流量の制御に利用できる。
【0069】
変換器電圧ｖａ，ｖｂに着目すると、第１状態φ１において、インダクタＬ１，Ｌ２における電圧降下が零の場合、式（１７）で表せる。
【数10】
【0070】
第１変換器１１２，１２２に流入する瞬時電力は、それぞれ、ｖａｉＬ１，ｖｂｉＬ２で与えられる。前述の仮定（ｖ１＞０，ｖ２＞０，ｉＬ１＞０，ｉＬ２＞０）より両電力とも正となる。したがって、一次側電源ＰＳ１（Ｖｄｃ１）から各変換器１１２，１２２に電力が伝達され、伝達された電力は静電エネルギーとして、各ブリッジセル１１４＿ｊ，１２４＿ｊ（ｊ＝１～Ｎ）の直流コンデンサＣｊａ，Ｃｊｂに蓄積される。
【0071】
次に、第２状態φ２において、インダクタＬ１，Ｌ２における電圧降下が零の場合、変換器電圧ｖａ，ｖｂは式（１８）で表せる。
【数11】
【0072】
各変換器１１２，１２２に流入する瞬時電力は、それぞれ、ｖａｉＬ１，ｖｂｉＬ２で与えられる。前述の仮定（ｖ１＜０，ｖ２＜０，ｉＬ１＞０，ｉＬ２＞０）より両電力とも負となる。したがって、各ブリッジセル１１４＿ｊ，１２４＿ｊ（ｊ＝１～Ｎ）の直流コンデンサＣｊａ，Ｃｊｂに蓄積された静電エネルギーを放出することで、各変換器１１２，１２２から二次側電源ＰＳ２（Ｖｄｃ２）に電力が伝達される。
【0073】
以上を要するに、第１状態φ１において第１変換器１１２、第２変換器１２２それぞれの直流コンデンサＣｊａ，Ｃｊｂに電力が流入し、静電エネルギーを蓄積する。一方、第２状態φ２において、各コンデンサＣｊａ，Ｃｊｂから電力が流出し、静電エネルギーを放出する。即ち、図１の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００では、静電エネルギーを介して電力授受を行う点で、従来のコンバータと異なっている。
【0074】
また、図１において絶縁用コンデンサは電気的絶縁のみを目的としており、回路動作時の耐圧はバルブデバイス（スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４）により確保される点に留意する必要がある。
【0075】
図４は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の動作波形を示す図である。ここでは、Ｖｄｃ１＝Ｖｄｃ２＝Ｖｄｃ，ｉＬ１＝ｉＬ２＝Ｉｄｃ（＞０），Ｃ１＝Ｃ２としている。このときのデューティサイクルｄは０．５である。ｖａ，ｖｂ，ｉＬ１，ｉＬ２に着目すると、ｖａ，ｖｂが交流分のみであるのに対して、ｉＬ１，ｉＬ２は直流分のみである。したがって、変換器１１２，１２２に流入する瞬時電力（ｖａｉＬ１，ｖｂｉＬ２）も交流分のみとなる。その結果、各ブリッジセル１１４，１２４には交流電力のみ供給され、定常的な直流電力は発生しない。したがって、直流コンデンサ電圧ｖＣｊａ，ｖＣｊｂの直流分を一定値に保つことができる。
【0076】
以上が絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の動作である。続いてその利点を説明する。
【0077】
絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、従来の双方向コンバータに比べて以下の利点を有する。すなわち従来の双方向コンバータでは、直流電圧間の電気的絶縁を実現できないのに対して、本実施形態では、電気的絶縁を実現できる。その結果、より安全で信頼性の高い電力変換器を実現できる。
【0078】
また絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、フライバックコンバータに比べて以下の利点を有する。すなわち、フライバックコンバータは変圧器を用いて電気的絶縁を実現するのに対して、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は絶縁用コンデンサＣ１，Ｃ２を用いて電気的絶縁を実現する。その結果、変換器の小型・軽量化を実現できる。さらに、変圧器の損失と比較しコンデンサの損失は小さいため、高効率化が期待できる。
【0079】
またフライバックコンバータは磁気エネルギーを介して直流電源間の電力授受を行うため、大容量電力変換に不向きである。一方、本実施形態では、各セルの直流コンデンサに蓄えられる静電エネルギーを介して電力授受を行うため、大容量電力変換を実現できる。
【0080】
また、各ブリッジセルに位相シフトＰＷＭ（Pulse-Width Modulation）を適用することが可能であり、これによりインダクタＬ１，Ｌ２の小型化を実現できる。その結果、小型・軽量な電力変換器を実現することができるため、移動体に搭載する電力変換器としても最適である。
【0081】
フライバックコンバータでは、フィードバック制御によりインダクタ電流を制御することは難しいが、本実施形態では、容易にフィードバック制御を適用できる。その結果、高性能でロバストな電力変換器を実現できる。
【0082】
続いて、コントローラ２００による絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の具体的な制御について説明する。
【0083】
図５は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００のコントローラ２００の構成例を示すブロック図である。このコントローラ２００は、一次側と二次側の電力Ｐｄｃ１，Ｐｄｃ２を制御対象とし、それらをフィードバック制御によって指令値に近づける。一次側電源ＰＳ１と二次側電源ＰＳ２の電圧Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２それぞれが一定と見なせる場合、電力Ｐｄｃ１，Ｐｄｃ２を制御することは、電流ｉｄｃ１，ｉｄｃ２を制御することに他ならない。つまりコントローラ２００は、メジャーループにおいて、一次側電流ｉｄｃ１と二次側電流ｉｄｃ２をそれぞれの指令値に近づけるフィードバック制御を行う。以下の例では、インダクタ電流ｉＬ１がその指令値ｉ＊
Ｌ１に近づき、インダクタ電流ｉＬ２がその指令値ｉ＊
Ｌ２に近づくように、フィードバックループが構成される。
【0084】
すなわち、コントローラ２００は、以下の２つの機能を有する。
・デューティサイクル制御
・インダクタ電流制御（電力制御）
・デューティサイクル制御
・インダクタ電流制御（電力制御）
【0085】
コントローラ２００は、主として、スイッチングコントローラ２０２、一次側コントローラ２０４、二次側コントローラ２０６およびセンサ群２０８を備える。センサ群２０８は、制御に必要な電気信号（電圧信号や電流信号）を検出し、デジタル値に変換する。
【0086】
コントローラ２００の機能は、ソフトウェア処理で実現してもよいし、ハードウェア処理で実現してもよいし、ソフトウェア処理とハードウェア処理の組み合わせで実現してもよい。ソフトウェア処理は、具体的には、ＣＰＵ（Central Processing Unit）やＭＰＵ（Micro Processing Unit）、マイコンなどのプロセッサ（ハードウェア）と、プロセッサ（ハードウェア）が実行するソフトウェアプログラムの組み合わせで実装される。ハードウェア処理は具体的には、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）やコントローラＩＣ、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）などのハードウェアで実装される。ハードウェア処理の場合、デジタル回路やアナログ回路、アナログデジタル混載回路で実装することができる。
【0087】
デューティサイクル制御に関して、スイッチングコントローラ２０２が設けられる。スイッチングコントローラ２０２は、第１スイッチング素子Ｓ１～第４スイッチング素子Ｓ４を制御する。上述のように、デューティサイクルｄは、一次側電圧Ｖｄｃ１と二次側電圧Ｖｄｃ２にもとづいて式（１２）から定まる。本実施形態では、式（１２）で定まるデューティサイクルｄで、第１状態φ１、第２状態φ２をスイッチングし、各状態に応じたオン、オフの制御信号を、第１スイッチング素子Ｓ１～第４スイッチング素子Ｓ４に出力する。たとえば第１スイッチング素子Ｓ１～第４スイッチング素子Ｓ４のオン、オフ状態は、一般的な三角波比較法より決定することができる。すなわち三角波やのこぎり波（最小値：0、最大値：1）とデューティサイクルｄの比較より決定することができる。
【0088】
上述のように、デューティサイクルｄは、式（１２）で与えられる。その際、検出した瞬時直流電圧Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２を使用する。なお、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３のペアと、Ｓ２，Ｓ４のペアは相補動作を行う。即ち、Ｓ１，Ｓ３がオンの場合Ｓ２，Ｓ４はオフとし、Ｓ１，Ｓ３がオフの場合Ｓ２，Ｓ４はオンとする。
【0089】
インダクタ電流制御（電力制御）に関連して、一次側コントローラ２０４および二次側コントローラ２０６が設けられる。
【0090】
一次側コントローラ２０４は、インダクタＬ１に流れる電流ｉＬ１がその指令値ｉ＊
Ｌ１に近づくように、第１変換器１１２を制御する。具体的には第１変換器１１２を構成する複数のブリッジセル１１４＿１～１１４＿Ｎそれぞれのフルブリッジ回路１１５を制御するためのＰＷＭ信号ＰＷＭ１ａ～ＰＷＭＮａを生成し、スイッチング動作を制御することにより、各ブリッジセル１１４のセル電圧ｖ１ａ～ｖＮａひいてはそれらの合計である変換器電圧ｖａを変化させ、これによりインダクタ電流ｉＬ１を安定化する。
【0091】
同様に、二次側コントローラ２０６は、インダクタＬ２に流れる電流ｉＬ２がその指令値ｉ＊
Ｌ２に近づくように、第２変換器１２２を制御する。具体的には第２変換器１２２を構成する複数のブリッジセル１２４＿１～１２４＿Ｎそれぞれのフルブリッジ回路１１５のスイッチング動作を制御するためのＰＷＭ信号ＰＷＭ１ｂ～ＰＷＭＮｂを生成し、各ブリッジセル１２４のセル電圧ｖ１ｂ～ｖＮｂひいてはそれらの合計である変換器電圧ｖｂを変化させ、これによりインダクタ電流ｉＬ２を安定化する。二次側コントローラ２０６は、一次側コントローラ２０４と同様に構成される。
【0092】
図６は、一次側コントローラ２０４の構成例を示すブロック図である。一次側コントローラ２０４は、変換器電圧コントローラ２１０と、複数のブリッジコントローラ２２０＿１～２２０＿Ｎを含む。変換器電圧コントローラ２１０は、インダクタ電流コントローラ２１２およびインダクタ電流指令値生成部２３０を含む。インダクタ電流指令値生成部２３０は、所望の電力が得られるように、インダクタ電流指令値ｉ＊
Ｌ１を生成する。インダクタ電流コントローラ２１２は、インダクタＬ１に流れる電流ｉＬ１の検出値と、その指令値ｉ＊
Ｌ１を受け、それらの誤差がゼロに近づくように、複数のセル電圧ｖ１ａ～ｖＮａの指令値ｖ＊
１ａ～ｖ＊
Ｎａを生成する。
【0093】
ｊ番目のブリッジコントローラ２２０＿ｊは、対応する直流コンデンサＣｊａの直流電圧の検出値ｖＣｊａと、セル電圧の指令値ｖ＊
ｊａを受ける。ブリッジコントローラ２２０＿ｊはデューティサイクル演算部２２２およびＰＷＭ変調器２２４を含む。
【0094】
デューティサイクル演算部２２２は、ｖ＊
ｊａをｖＣｊａで正規化することにより、位相シフトＰＷＭ制御のデューティサイクル（位相シフト量、あるいはオーバーラップ量）ｄｊａを算出する。ＰＷＭ変調器２２４は、デューティサイクルｄｊａにもとづいてキャリア周波数ｆＳＡを有するＰＷＭ信号ＰＷＭｊａを生成し、ブリッジセル１１４＿ｊを制御する。
【0095】
以上がコントローラ２００の構成例である。続いて、コントローラ２００の好ましい制御および構成を説明する。
【0096】
コントローラ２００は、上述したデューティサイクル制御およびインダクタ電流制御（電力制御）に加えて、以下の制御を付加的に行うことが好ましい。
【0097】
・直流コンデンサ電圧制御
図１における各ブリッジセル１１４，１２４の動作に着目すると、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオンである第１状態φ１において、一次側電源ＰＳ１から電力を吸収する。またスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオンである第２状態φ２において二次側電源ＰＳ２に電力を放出する。各ブリッジセル１１４，１２４に流出入する電力の一周期平均値は零となり、定常的な直流電力は発生しないため、直流コンデンサ電圧ｖＣｊａ，ｖＣｊｂの直流分は理想的には変動しない。しかし、実際は過渡変動や変換器１１２，１２２の損失の影響で変動するため、直流コンデンサ電圧制御を適用する必要がある。
図１における各ブリッジセル１１４，１２４の動作に着目すると、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオンである第１状態φ１において、一次側電源ＰＳ１から電力を吸収する。またスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオンである第２状態φ２において二次側電源ＰＳ２に電力を放出する。各ブリッジセル１１４，１２４に流出入する電力の一周期平均値は零となり、定常的な直流電力は発生しないため、直流コンデンサ電圧ｖＣｊａ，ｖＣｊｂの直流分は理想的には変動しない。しかし、実際は過渡変動や変換器１１２，１２２の損失の影響で変動するため、直流コンデンサ電圧制御を適用する必要がある。
【0098】
ここで、直流コンデンサ電圧制御は、２つの処理の組み合わせで行うことができる。
・直流コンデンサ電圧の一括制御
・直流コンデンサ電圧のバランス制御
・直流コンデンサ電圧の一括制御
・直流コンデンサ電圧のバランス制御
【0099】
前者は、複数の直流コンデンサ電圧ｖＣ１ａ～ｖＣＮａの平均値ｖＣａ＿ａｖｅ（二次側ではｖＣ１ｂ～ｖＣＮｂの平均値ｖＣｂ＿ａｖｅ）を制御するのに対して、後者は、複数の直流コンデンサ電圧ｖＣ１ａ～ｖＣＮａのばらつきを解消する。
【0100】
・直流コンデンサ電圧一括制御
実際の変換器１１２，１１４では、過渡変動や変換器損失の影響で直流コンデンサ電圧ｖＣ１ａ～ｖＣＮａ，ｖＣ１ｂ～ｖＣＮｂは変動するため、直流コンデンサ電圧一括制御を適用することが好ましい。直流コンデンサ電圧一括制御は、式（１９）で与えられる直流コンデンサ電圧の算術平均値ｖＣａ＿ａｖｅ，ｖＣｂ＿ａｖｅを制御することを主目的とする。
実際の変換器１１２，１１４では、過渡変動や変換器損失の影響で直流コンデンサ電圧ｖＣ１ａ～ｖＣＮａ，ｖＣ１ｂ～ｖＣＮｂは変動するため、直流コンデンサ電圧一括制御を適用することが好ましい。直流コンデンサ電圧一括制御は、式（１９）で与えられる直流コンデンサ電圧の算術平均値ｖＣａ＿ａｖｅ，ｖＣｂ＿ａｖｅを制御することを主目的とする。
【数12】
【0101】
直流コンデンサ電圧一括制御は、インダクタ電流の交流成分を利用することで実現することができる。図４に示すｖａ，ｖｂは方形波状の電圧波形となるが、基本波周波数は第１スイッチング素子Ｓ１～第４スイッチング素子Ｓ４のキャリア周波数ｆＳＭと等しい。インダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２の交流成分を利用した直流コンデンサ電圧制御法は、インダクタ電流ｉＬ１，ｉＬ２に周波数ｆＳＭの正弦波状交流成分を重畳し、その振幅を制御することで、直流コンデンサ電圧一括制御を実現する。
【0102】
図７は、直流コンデンサ電圧一括制御部２４０のブロック図である。なお、ここでは一次側コントローラ２０４側の制御について説明するが、二次側についても同様である。
【0103】
直流コンデンサ電圧一括制御部２４０は、インダクタ電流指令値生成部２３０に組み込まれる。インダクタ電流指令値生成部２３０において、インダクタ電流ｉＬ１の指令値ｉ＊
Ｌ１は、直流成分ｉ＊
Ｌ１＿ｄｃと交流成分ｉ＊
Ｌ１＿ａｃに分けられており、直流コンデンサ電圧一括制御部２４０は、交流成分の指令値ｉ＊
Ｌ１＿ａｃを変化させることで、直流コンデンサ電圧一括制御を行う。
【0104】
インダクタ電流指令値生成部２３０は、直流コンデンサ電圧一括制御部２４０および加算器２３２を含む。
【0105】
直流コンデンサ電圧一括制御部２４０は、直流コンデンサ電圧ｖＣ１ａ～ｖＣＮａの検出値の平均値ｖＣａ＿ａｖｅが、その指令値ｖ*
Ｃに近づくように、交流成分の指令値ｉ＊
Ｌ１＿ａｃをフィードバック制御する。
【0106】
直流コンデンサ電圧一括制御部２４０は、平均値演算部２４２、誤差検出器２４４、ＰＩコントローラ２４６、振幅変調器２４８を含む。平均値演算部２４２は、複数の直流コンデンサ電圧ｖＣ１ａ～ｖＣＮａの検出値の算術平均値ｖＣａ＿ａｖｅを演算する。
【0107】
誤差検出器２４４は、直流コンデンサ電圧の指令値（目標値）ｖ＊
Ｃと、複数の直流コンデンサの直流電圧の算術平均値ｖＣａ＿ａｖｅとの差分を演算し、誤差を生成する。ＰＩコントローラ２４６は、誤差検出器２４４が生成する誤差を比例・積分演算する。振幅変調器２４８は、正弦波ｓｉｎ（２πｆＳＭｔ）を、ＰＩコントローラ２４６の出力で振幅変調する。正弦波ｓｉｎ（２πｆＳＭｔ）は、ｖａに含まれる基本波成分と同相成分を表す。振幅変調器２４８の出力は、インダクタ電流制御（電力制御）におけるインダクタＬ１の電流ｉＬ１（インダクタＬ２の電流ｉＬ２）交流成分の指令値（目標値）ｉ＊
Ｌ１＿ａｃとなる。
【0108】
加算器２３２は、直流成分の指令値（目標値）ｉ＊
Ｌ１＿ｄｃに、交流成分の指令値（目標値）ｉ＊
Ｌ１＿ａｃを重畳（加算）する。直流成分ｉ＊
Ｌ１＿ｄｃによって電力が制御され、交流成分ｉ＊
Ｌ１＿ａｃにより、直流コンデンサ電圧が制御される。
【0109】
仮にｖ＊
Ｃ＞ｖＣａ＿ａｖｅの場合、ｉ＊
Ｌ１＿ａｃはｖａに含まれる基本波成分と同相となる。その結果、ｖａとインダクタ電流ｉＬ１は正の有効電力を形成し変換器１１２に有効電力が流入し、直流コンデンサ電圧ｖＣ１ａ～ｖＣＮａは増加する。一方、ｖ＊
Ｃ＜ｖＣａ＿ａｖｅの場合、ｉ＊
Ｌ１＿ａｃはｖａに含まれる基本波成分と逆相となる。その結果、ｖａとインダクタ電流ｉＬ１は負の有効電力を形成し、直流コンデンサ電圧ｖＣ１ａ～ｖＣＮａは減少する。上記特性を利用することで、直流コンデンサ電圧を制御できる。
【0110】
第２変換器１２２側についても同様である。
【0111】
なお、平均電圧ｖＣａ＿ａｖｅ（ｖＣｂ＿ａｖｅ）には、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３（Ｓ２，Ｓ４）のスイッチング周波数と等しい三角波状の交流電圧（リップル）が発生する。交流電圧は制御系の外乱となるため、制御系に取り込む際に除去する必要がある。交流電圧除去は、ローパスフィルタや移動平均フィルタを適用することで実現できる。
【0112】
・直流コンデンサ電圧バランス制御
上述の直流コンデンサ電圧一括制御では、複数の直流コンデンサ電圧の平均値が安定化されるが、直流コンデンサ電圧にアンバランスが生じうる。このアンバランスを解消するために直流コンデンサ電圧バランス制御が導入される。
上述の直流コンデンサ電圧一括制御では、複数の直流コンデンサ電圧の平均値が安定化されるが、直流コンデンサ電圧にアンバランスが生じうる。このアンバランスを解消するために直流コンデンサ電圧バランス制御が導入される。
【0113】
直流コンデンサ電圧バランス制御で、各ブリッジセルの出力電圧（セル電圧）ｖ＊
ｊａとインダクタ電流ｉＬ１の間で有効電力を形成することで電圧バランスを実現する。その際、インダクタ電流ｉＬ１の極性に応じて電圧指令値の極性を変化させる点に留意する必要がある。
【0114】
図８は、変換器電圧コントローラ２１０の構成例を示すブロック図である。上述のように変換器電圧コントローラ２１０は、複数のブリッジセル１１４のセル電圧の指令値ｖ＊
１ａ～ｖ＊
Ｎａを生成する。直流コンデンサ電圧バランス制御は、変換器電圧コントローラ２１０に組み込むことができる。
【0115】
変換器電圧コントローラ２１０は、上述のようにインダクタ電流コントローラ２１２を含む。インダクタ電流コントローラ２１２は、上述のインダクタ電流制御（電力制御）を行う。インダクタ電流コントローラ２１２は、誤差検出器２１２ａおよびＰＩコントローラ２１２ｂを含む。
【0116】
フィードフォワードコントローラ２１４は、インダクタ電流制御にもとづく電圧項ｖ＊
ＦＢａに加えて、式（２０）で与えられるフィードフォワード電圧指令値ｖ＊
ＦＦａを生成する。２つの電圧指令値ｖ＊
ＦＢａ，ｖ＊
ＦＦａは、加算器２１６によって加算され、変換器電圧ｖａの指令値ｖ＊
ａが生成される。
フィードフォワード項を追加することで、インダクタ電流ｉＬ１に含まれる周波数ｆＳＭのスイッチング周波数成分を除去できる。その結果、リップル電流とインダクタンスの大幅な低減が実現できる。
【数13】
【0117】
変換器電圧指令値ｖ＊
ａは、除算器２１８において１／Ｎ倍される。これは、ブリッジセル１１４ひとつ当たりのセル電圧の指令値に相当する。
【0118】
直流コンデンサ電圧バランス制御のために、コンデンサ電圧バランサー２５０＿１～２５０＿Ｎが設けられる。ｊ番目のコンデンサ電圧バランサー２５０＿ｊは、対応するｊ番目の直流コンデンサ電圧ｖＣｊａと、複数の直流コンデンサ電圧ｖＣ１ａ～ｖＣＮａの平均値ｖＣａ＿ａｖｅとの誤差が小さくなるように、セル電圧の指令値ｖ＊
ｊａを補正する。
【0119】
図９は、コンデンサ電圧バランサー２５０の構成例を示す図である。コンデンサ電圧バランサー２５０＿ｊは、誤差検出器２５２、ＰＩコントローラ２５４、極性反転器２５６、加算器２５８を備える。誤差検出器２５２は、対応するｊ番目の直流コンデンサ電圧ｖＣｊａと、直流コンデンサ電圧ｖＣ１ａ～ｖＣＮａの平均値ｖＣａ＿ａｖｅとの誤差を算出する。ＰＩコントローラ２５４は、誤差検出器２５２が生成する誤差を比例・積分演算する。極性反転器２５６は、ｉＬ１＞０のときにＰＩコントローラ２５４の出力をそのまま出力し、ｉＬ１＜０のときにＰＩコントローラ２５４の出力の極性（符号）を反転する。加算器２５８は、ｖ＊
ａ／Ｎに、極性反転器２５６の出力を加算する。
【0120】
・絶縁用コンデンサ電圧の直流分制御
コントローラ２００は、上述したデューティサイクル制御およびインダクタ電流制御（電力制御）に加えて、絶縁用コンデンサ電圧ｖＣ１，ｖＣ２の直流分制御を付加的に行うことが好ましい。絶縁用コンデンサ電圧ｖＣ１，ｖＣ２の直流分制御は、インダクタ電流指令値生成部２３０に組み込むことができる。
コントローラ２００は、上述したデューティサイクル制御およびインダクタ電流制御（電力制御）に加えて、絶縁用コンデンサ電圧ｖＣ１，ｖＣ２の直流分制御を付加的に行うことが好ましい。絶縁用コンデンサ電圧ｖＣ１，ｖＣ２の直流分制御は、インダクタ電流指令値生成部２３０に組み込むことができる。
【0121】
図１０は、絶縁用コンデンサ電圧の直流分制御が組み込まれたインダクタ電流指令値生成部２３０Ｅのブロック図である。インダクタ電流指令値生成部２３０Ｅは、絶縁用コンデンサ電圧制御部２６０を備える。
【0122】
前述の通り各絶縁用コンデンサＣ１，Ｃ２に流れる電流は共通であるためｖＣ１，ｖＣ２を独立に制御することはできない。そこで絶縁用コンデンサ電圧制御部２６０は、式（２１）で与える算術平均値ｖＣ＿ａｖｅを制御する。
【数14】
【0123】
図４の理想波形にて示した通り、ｖＣ１とｖＣ２には、スイッチング周波数ｆＳＭと等しい三角波状の交流電圧（リップル）が発生する。交流電圧（リップル）は制御系の外乱となるため、制御系に取り込む際に除去する必要がある。交流電圧除去は、ローパスフィルタや移動平均フィルタを適用することで実現できる。
【0124】
前述の通り、ｉＬ２もしくはｉＬ１に含まれる直流分を調整することでｖＣ＿ａｖｅに含まれる直流分を可変できる。したがって、図８における直流電流指令値ｉ＊
Ｌ１＿ｄｃ、もしくはｉ＊
Ｌ２＿ｄｃを、ｖＣ＿ａｖｅを零とするような電圧フィードバック制御から決定することで、ｖｃ＿ａｖｅを零にできる。
【0125】
なお、ｖｃ＿ａｖｅは制御により零に抑制できるが、仮にｖＣ１とｖＣ２に含まれる直流分にばらつきがあった場合、ｖｃ＿ａｖｅを制御により零にすることはできない。ｖＣ１とｖＣ２の直流分のばらつきは主に静電容量Ｃ１、Ｃ２の個体差に起因して、主に過渡時に発生する恐れがある。一方、コンデンサには誘電体損失が存在し、上記はコンデンサと並列に絶縁抵抗を配置することで一般に模擬する。上記絶縁抵抗により直流分のばらつきは最終的に零になる。
【0126】
絶縁用コンデンサ電圧制御部２６０は、平均値演算部２６２、誤差検出器２６４、ＰＩコントローラ２６６を含む。平均値演算部２６２は、２つの絶縁用コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧ｖＣ１，ｖＣ２の平均値ｖＣ＿ａｖｅを算出する。誤差検出器２６４は、平均値ｖＣ＿ａｖｅと、その目標値である零（０）との差分を算出する。ＰＩコントローラ２６６は、誤差を増幅し、インダクタ電流ｉＬ１の直流分の補正量ｉＬ１＿ｄｃ＿ｃｍｐを生成する。加算器２３４は、インダクタ電流ｉＬ１の直流分の指令値ｉ＊
Ｌ１＿ｄｃに補正量ｉＬ１＿ｄｃ＿ｃｍｐを加算する。加算器２３２と２３４は１個にまとめてもよい。
【0127】
以上がコントローラ２００による電力制御である。
【0128】
続いてシミュレーション結果を説明する。シミュレーションには「PSCAD/EMTDC」を使用した。図１１は、シミュレーションに用いた回路定数を示す図である。
【0129】
ブリッジセル数Ｎは３とした。直流電圧はＶｄｃ１＝１ｋＶ，Ｖｄｃ２＝１ｋＶとし、各コンデンサ電圧ｖＣ１，ｖＣ２は０．４ｋＶとした。スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のキャリア周波数ｆＳＭは４５０Ｈｚとし、各ブリッジセルのキャリア周波数ｆＳＡは１８００Ｈｚとした。各ブリッジセルには位相シフトＰＷＭを適用しているため、変換器１１２，１２２の等価キャリア周波数は１０．８ｋＨｚ（＝２×Ｎ×ｆＳＡ）となる。
【0130】
シミュレーションは原理確認が目的のため、理想状態を想定している。即ち制御遅延が零のアナログ制御系を仮定し、デッドタイムが零の理想スイッチを使用する。
【0131】
図１２は、一次側から二次側への電力送電時におけるシミュレーション波形を示す図である。ただし、インダクタ電流直流分の指令値ｉ＊
Ｌ１＿ｄｃ＝ｉ＊
Ｌ２＿ｄｃ＝１５０［Ａ］とした。図８の制御系を適用することで、インダクタ電流ｉＬ１は指令値１５０Ａに定常偏差なく追従する。一方、ｉＬ１には１０．８ｋＨｚのスイッチングリップル成分が存在するが、直流分に対して十分に小さい。デューティサイクルｄは、表1の回路定数を式（１２）に代入すると、０．５となる。
【0132】
一次側電流ｉｄｃ１に着目すると、第１状態φ１（Ｓ１＝ＯＮ，Ｓ２＝ＯＦＦ）のとき、式（３）よりｉｄｃ１＝ｉＬ１＋ｉＬ２＝３００［Ａ］となる。一方、第２状態φ２（Ｓ１＝ＯＦＦ，Ｓ２＝ＯＮ）の場合は、式（８）よりｉｄｃ１＝０となる。コンデンサ電流ｉＣ１に着目すると、第１状態φ１では、式（４）より、ｉＣ１＝ｉＬ２＝１５０［Ａ］となる。一方、第２状態φ２では、式（９）より、ｉＣ１＝－ｉＬ２＝－１５０［Ａ］となる。一次側電力の一周期平均値は式（１４）よりＰ１＝Ｖｄｃ１ｉＬ１＝１ｋＶ×１５０Ａ＝１５０［ｋＷ］となる。二次側電力の一周期平均値は同式より、Ｐ２＝Ｖｄｃ２ｉＬ２＝１ｋＶ×１５０Ａ＝１５０［ｋＷ］となる。
【0133】
変換器電圧ｖａに着目すると、第１状態φ１では、式（１７）より、ｖａ＝Ｖｄｃ１＝１［ｋＶ］となる。一方、第２状態φ２では、式（１８）よりｖａ＝－Ｖｄｃ２＋ｖＣ１＋ｖＣ２となり、コンデンサ電圧ｖＣ１，ｖＣ２の影響を受ける。コンデンサ電圧ｖＣ１，ｖＣ２の影響を除外すると、ｖａは１８０度通電の方形波電圧と見なすことができ、周波数はｆＳＭと等しい４５０Ｈｚとなる。スイッチングに起因する１０．８ｋＨｚの成分もｖａに存在するが、４５０Ｈｚ成分と比較し十分に小さい。
【0134】
直流コンデンサ電圧ｖＣ１ａ，ｖＣ２ａ，ｖＣ３ａに関しては直流分と交流分を含み、直流分は指令値４００Ｖに良好に追従する。交流分に関しては、４５０Ｈｚの三角波状交流波形となる。第１状態φ１に着目すると、直流コンデンサ電圧ｖＣ１ａ，ｖＣ２ａ，ｖＣ３ａは一次関数的に増加する。これは、ブリッジセル１１４＿１～１１４＿３に電力が流入し、直流コンデンサＣ１ａ～Ｃ３ａが静電エネルギーを蓄えていることを意味する。一方、第２状態φ２では、直流コンデンサ電圧ｖＣ１ａ，ｖＣ２ａ，ｖＣ３ａが一次関数的に減少する。これは、ブリッジセル１１４＿１～１１４＿３から二次側に電力が流出し、直流コンデンサＣ１ａ～Ｃ３ａが静電エネルギーを放出していることを意味する。コンデンサ電圧ｖＣ１ａ，ｖＣ２ａ，ｖＣ３ａが最大値をとるときの静電エネルギーと、最小値をとるときの静電エネルギーの差分が、充放電する静電エネルギー量に相当する。
【0135】
図１３は、二次側から一次側への電力送電時におけるシミュレーション波形を示す図である。ただし、インダクタ電流直流分の指令値ｉ＊
Ｌ１＿ｄｃ＝ｉ＊
Ｌ２＿ｄｃ＝－１５０［Ａ］とした。デューティサイクルｄは、図１２と同様に０．５となる。
【0136】
一次側電流ｉｄｃ１に着目すると、第１状態φ１では、式（３）より、ｉｄｃ１＝ｉＬ１＋ｉＬ２＝－３００［Ａ］となる。一方、第２状態φ２では、式（８）よりｉｄｃ１＝０となる。コンデンサ電流ｉＣ１に着目すると、第１状態φ１では、式（４）より、ｉＣ１＝ｉＬ２＝－１５０［Ａ］となる。一方、第２状態φ２では、式（９）より、ｉＣ１＝－ｉＬ１＝１５０［Ａ］となる。一次側電力の一周期平均値は式（１４）よりＰ１＝Ｖｄｃ１ｉＬ１＝１ｋＶ×（－１５０Ａ）＝－１５０［ｋＷ］となる。二次側電力の一周期平均値は同式より、Ｐ２＝Ｖｄｃ２ｉＬ２＝１ｋＶ×（－１５０Ａ）＝－１５０［ｋＷ］となる。他の波形は、図１２と同様となる。
【0137】
図１４は、電力潮流の向きを２０ｍｓで反転させた場合のシミュレーション波形を示す図である。電力潮流を２０ｍｓで高速に変化させた場合も、変換器１１２，１２２は過電圧・過電流を生じることなく良好に動作する。これは、図１が高速な電流制御機能を有することを示している。
【0138】
上述した実施形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なことが当業者に理解される。以下、こうした変形例について説明する。
【0139】
（変形例１）
図１５は、変形例１に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ａの回路図である。上述のように、実施形態に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、負極端子Ｐ２，Ｐ４の両方を接地しても動作可能であり、片側のみを接地した場合も動作可能である。一次側負極端子Ｐ２と二次側負極端子Ｐ４の片側のみ接地した場合は、第１スイッチング素子Ｓ１と第３スイッチング素子Ｓ３の何れか一方を省略できる。同様に第２スイッチング素子Ｓ２と第４スイッチング素子Ｓ４の何れか一方を省略できる。
図１５は、変形例１に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ａの回路図である。上述のように、実施形態に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、負極端子Ｐ２，Ｐ４の両方を接地しても動作可能であり、片側のみを接地した場合も動作可能である。一次側負極端子Ｐ２と二次側負極端子Ｐ４の片側のみ接地した場合は、第１スイッチング素子Ｓ１と第３スイッチング素子Ｓ３の何れか一方を省略できる。同様に第２スイッチング素子Ｓ２と第４スイッチング素子Ｓ４の何れか一方を省略できる。
【0140】
変形例１では、第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４が省略されている。
【0141】
なお、一次側負極端子Ｐ２と二次側負極端子Ｐ４の両方を接地した場合は、接地点に流れる電流を零にする都合上、第１スイッチング素子Ｓ１～第４スイッチング素子Ｓ４の全てを配置する必要がある。
【0142】
（変形例２）
図１では、第１スイッチング素子Ｓ１～第４スイッチング素子Ｓ４として、単方向の電流遮断が可能な半導体バルブデバイスを用いたが、双方向の電流遮断が可能な半導体バルブデバイスを用いてもよい。
図１では、第１スイッチング素子Ｓ１～第４スイッチング素子Ｓ４として、単方向の電流遮断が可能な半導体バルブデバイスを用いたが、双方向の電流遮断が可能な半導体バルブデバイスを用いてもよい。
【0143】
図１６は、変形例２に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｂの回路図である。双方向の電流遮断が可能な半導体バルブデバイスは、単方向の電流遮断が可能な半導体バルブデバイスを２個互いに逆直列接続することで実現できる。
【0144】
（変形例３）
図１７は、変形例３に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｃの回路図である。変形例３においては、第１スイッチング素子Ｓ１と第４スイッチング素子Ｓ４が省略され、第２スイッチング素子Ｓ２と第３スイッチング素子Ｓ３が双方向の電流遮断が可能な半導体バルブデバイスで構成される。
図１７は、変形例３に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｃの回路図である。変形例３においては、第１スイッチング素子Ｓ１と第４スイッチング素子Ｓ４が省略され、第２スイッチング素子Ｓ２と第３スイッチング素子Ｓ３が双方向の電流遮断が可能な半導体バルブデバイスで構成される。
【0145】
（変形例４）
図１の第１制御電流源１１０、第２制御電流源１２０において、インダクタＬ１，Ｌ２の配置は、図１のそれに限定されない。図１８（ａ）～（ｃ）は、変形例４に係る第１制御電流源１１０を示す図である。図１８（ａ）では、インダクタＬ１が、ブリッジセル１１４＿１の上側に配置される。図１８（ｂ）では、インダクタＬ１が、ブリッジセル１１４＿Ｎの下側に配置される。図１８（ｃ）では、インダクタＬ１がブリッジセルの間に配置される。
図１の第１制御電流源１１０、第２制御電流源１２０において、インダクタＬ１，Ｌ２の配置は、図１のそれに限定されない。図１８（ａ）～（ｃ）は、変形例４に係る第１制御電流源１１０を示す図である。図１８（ａ）では、インダクタＬ１が、ブリッジセル１１４＿１の上側に配置される。図１８（ｂ）では、インダクタＬ１が、ブリッジセル１１４＿Ｎの下側に配置される。図１８（ｃ）では、インダクタＬ１がブリッジセルの間に配置される。
【0146】
（変形例５）
図１９は、変形例５に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｄの回路図である。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｄは、図１の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００を１ユニットとして、複数Ｍ個（Ｍ≧２）のユニットを並列に接続した構成を有する。
図１９は、変形例５に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｄの回路図である。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｄは、図１の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００を１ユニットとして、複数Ｍ個（Ｍ≧２）のユニットを並列に接続した構成を有する。
【0147】
コントローラ２００の構成や制御は上述したそれに限定されない。以下、制御に関する変形例を説明する。
【0148】
（変形例６）
ブリッジセル１１４（１２４）の個数Ｎ，つまり直流コンデンサの個数Ｎが１である場合には、直流コンデンサ電圧のバランス制御は省略できる。また一次側のブリッジセル１１４の個数と、二次側のブリッジセル１２４の個数は異なっていてもよく、それらの個数は、一次側電圧Ｖｄｃ１と二次側電圧Ｖｄｃ２それぞれに基づいて決定すればよい。
ブリッジセル１１４（１２４）の個数Ｎ，つまり直流コンデンサの個数Ｎが１である場合には、直流コンデンサ電圧のバランス制御は省略できる。また一次側のブリッジセル１１４の個数と、二次側のブリッジセル１２４の個数は異なっていてもよく、それらの個数は、一次側電圧Ｖｄｃ１と二次側電圧Ｖｄｃ２それぞれに基づいて決定すればよい。
【0149】
（変形例７）
実施形態では、コントローラ２００による制御に関して、電流制御（電量制御）を説明したが、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の動作モードはそれに限定されない。たとえば、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の一次側電圧Ｖｄｃ１または二次側電圧Ｖｄｃ２が、所定の指令値に近づくように、フィードバックループを形成してもよい。たとえば、二次側電圧Ｖｄｃ２をその指令値Ｖ＊ ｄｃ２に安定化したい場合、第一変換器１１２のインダクタ電流の直流指令値ｉ＊ Ｌ１＿ｄｃと第二変換器１２２のインダクタ電流の直流指令値ｉ＊ Ｌ２＿ｄｃをフィードバック制御により決定してもよい。具体的には、ｉ＊ Ｌ１＿ｄｃとｉ＊ Ｌ２＿ｄｃは共通な値とし、Ｖｄｃ２およびＶ＊ ｄｃ２の誤差をＰＩコントローラなどによって増幅し、ＰＩコントローラの出力に応じて直流指令値を与えればよい。
実施形態では、コントローラ２００による制御に関して、電流制御（電量制御）を説明したが、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の動作モードはそれに限定されない。たとえば、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の一次側電圧Ｖｄｃ１または二次側電圧Ｖｄｃ２が、所定の指令値に近づくように、フィードバックループを形成してもよい。たとえば、二次側電圧Ｖｄｃ２をその指令値Ｖ＊ ｄｃ２に安定化したい場合、第一変換器１１２のインダクタ電流の直流指令値ｉ＊ Ｌ１＿ｄｃと第二変換器１２２のインダクタ電流の直流指令値ｉ＊ Ｌ２＿ｄｃをフィードバック制御により決定してもよい。具体的には、ｉ＊ Ｌ１＿ｄｃとｉ＊ Ｌ２＿ｄｃは共通な値とし、Ｖｄｃ２およびＶ＊ ｄｃ２の誤差をＰＩコントローラなどによって増幅し、ＰＩコントローラの出力に応じて直流指令値を与えればよい。
【0150】
（変形例７）
コントローラ２００は、ハードウェア（デジタル回路やアナログ回路）で実装してもよい。アナログ回路で実装する場合、誤差検出器とＰＩコントローラは、エラーアンプ（オペアンプ）に置換される。
コントローラ２００は、ハードウェア（デジタル回路やアナログ回路）で実装してもよい。アナログ回路で実装する場合、誤差検出器とＰＩコントローラは、エラーアンプ（オペアンプ）に置換される。
【0151】
（用途）
本発明は、小型・軽量化・高性能性・電気的絶縁が強く要求される高圧・大容量ＤＣ／ＤＣコンバータへの適用が期待されるが、特に以下に示す分野において好適に利用できる。
・電気鉄道、電気自動車・電動航空機等移動体用のＤＣ／ＤＣコンバータ
・太陽光発電用のＤＣ／ＤＣコンバータ
・次世代直流系統用のＤＣ／ＤＣコンバータ
本発明は、小型・軽量化・高性能性・電気的絶縁が強く要求される高圧・大容量ＤＣ／ＤＣコンバータへの適用が期待されるが、特に以下に示す分野において好適に利用できる。
・電気鉄道、電気自動車・電動航空機等移動体用のＤＣ／ＤＣコンバータ
・太陽光発電用のＤＣ／ＤＣコンバータ
・次世代直流系統用のＤＣ／ＤＣコンバータ
【0152】
実施形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにさまざまな変形例が存在すること、またそうした変形例も本開示または本発明の範囲に含まれることは当業者に理解されるところである。
【符号の説明】
【0153】
１００ 絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ
１０２ 一次側入力
１０４ 二次側出力
ＰＳ１ 一次側電源
ＰＳ２ 二次側電源
Ｃ１ 第１絶縁用コンデンサ
Ｃ２ 第２絶縁用コンデンサ
Ｌ１ 第１インダクタ
Ｌ２ 第２インダクタ
Ｓ１ 第１スイッチング素子
Ｓ２ 第２スイッチング素子
Ｓ３ 第３スイッチング素子
Ｓ４ 第４スイッチング素子
Ｐ１ 一次側正極端子
Ｐ２ 一次側負極端子
Ｐ３ 二次側正極端子
Ｐ４ 二次側負極端子
１１０ 第１制御電流源
１１２ 第１変換器
１１４ ブリッジセル
１１５ フルブリッジ回路
１２０ 第２制御電流源
１２２ 第２変換器
１２４ ブリッジセル
２００ コントローラ
２０２ スイッチングコントローラ
２０４ 一次側コントローラ
２０６ 二次側コントローラ
２０８ センサ群
２１０ 変換器電圧コントローラ
２１２ インダクタ電流コントローラ
２１２ａ 誤差検出器
２１２ｂ ＰＩコントローラ
２２０ ブリッジコントローラ
２２２ デューティサイクル演算部
２２４ ＰＷＭ変調器
２３０ インダクタ電流指令値生成部
２３２ 加算器
２４０ 直流コンデンサ電圧一括制御部
２４２ 平均値演算部
２４４ 誤差検出器
２４６ ＰＩコントローラ
２４８ 振幅変調器
２５０ コンデンサ電圧バランサー
２５２ 誤差検出器
２５４ ＰＩコントローラ
２５６ 極性反転器
２５８ 加算器
２６０ 絶縁用コンデンサ電圧制御部
２６２ 平均値演算部
２６４ 誤差検出器
２６６ ＰＩコントローラ
１０２ 一次側入力
１０４ 二次側出力
ＰＳ１ 一次側電源
ＰＳ２ 二次側電源
Ｃ１ 第１絶縁用コンデンサ
Ｃ２ 第２絶縁用コンデンサ
Ｌ１ 第１インダクタ
Ｌ２ 第２インダクタ
Ｓ１ 第１スイッチング素子
Ｓ２ 第２スイッチング素子
Ｓ３ 第３スイッチング素子
Ｓ４ 第４スイッチング素子
Ｐ１ 一次側正極端子
Ｐ２ 一次側負極端子
Ｐ３ 二次側正極端子
Ｐ４ 二次側負極端子
１１０ 第１制御電流源
１１２ 第１変換器
１１４ ブリッジセル
１１５ フルブリッジ回路
１２０ 第２制御電流源
１２２ 第２変換器
１２４ ブリッジセル
２００ コントローラ
２０２ スイッチングコントローラ
２０４ 一次側コントローラ
２０６ 二次側コントローラ
２０８ センサ群
２１０ 変換器電圧コントローラ
２１２ インダクタ電流コントローラ
２１２ａ 誤差検出器
２１２ｂ ＰＩコントローラ
２２０ ブリッジコントローラ
２２２ デューティサイクル演算部
２２４ ＰＷＭ変調器
２３０ インダクタ電流指令値生成部
２３２ 加算器
２４０ 直流コンデンサ電圧一括制御部
２４２ 平均値演算部
２４４ 誤差検出器
２４６ ＰＩコントローラ
２４８ 振幅変調器
２５０ コンデンサ電圧バランサー
２５２ 誤差検出器
２５４ ＰＩコントローラ
２５６ 極性反転器
２５８ 加算器
２６０ 絶縁用コンデンサ電圧制御部
２６２ 平均値演算部
２６４ 誤差検出器
２６６ ＰＩコントローラ
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】