特開 2023-59445 複数相磁気結合リアクトル

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2023059445

(43)【公開日】2023-04-27

(54)【発明の名称】複数相磁気結合リアクトル

(51)【国際特許分類】

   H01F 37/00 20060101AFI20230420BHJP

   H01F 27/24 20060101ALI20230420BHJP

   H01F 27/255 20060101ALI20230420BHJP

【ＦＩ】

H01F37/00 M

H01F37/00 A

H01F37/00 C

H01F37/00 R

H01F27/24 J

H01F27/24 K

H01F27/255

【審査請求】未請求

【請求項の数】4

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2021169455

(22)【出願日】2021-10-15

(71)【出願人】

【識別番号】000116574

【氏名又は名称】愛三工業株式会社

(71)【出願人】

【識別番号】504139662

【氏名又は名称】国立大学法人東海国立大学機構

(74)【代理人】

【識別番号】110000394

【氏名又は名称】弁理士法人岡田国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】和田 悠暉

(72)【発明者】

【氏名】今岡 淳

(57)【要約】

【課題】リアクトルの体格を増大させることなくコアの急激な磁気特性の変化を抑制すること。
【解決手段】複数相磁気結合リアクトル１２であって、各相電流に対応する複数の第１脚部３２、３４と、これらの第１脚部３２、３４に接続されて各第１脚部と共に各相電流に対応する磁路を成す少なくとも一つの第２脚部３６とを有するコアと、各第１脚部３２、３４に巻かれた各相電流が流れる巻線１４、１６とを備え、各第１脚部を通る磁束が対向するように前記巻線が前記コアに巻かれており、前記第１脚部３２、３４が第１コア材料で形成され、前記第２脚部３６が第２コア材料で形成されており、磁界の増加に伴う前記第１コア材料の微分比透磁率の低下が前記第２コア材料の微分比透磁率の低下よりも緩やかである。
【選択図】図７

【特許請求の範囲】

【請求項1】

複数相磁気結合リアクトルであって、
各相電流に対応する複数の第１脚部と、これらの第１脚部に接続されて各第１脚部と共に各相電流に対応する磁路を成す少なくとも一つの第２脚部とを有するコアと、
各第１脚部に巻かれた各相電流が流れる巻線とを備え、各第１脚部を通る磁束が対向するように前記巻線が前記コアに巻かれており、
前記第１脚部が第１コア材料で形成され、前記第２脚部が第２コア材料で形成されており、
磁界の増加に伴う前記第１コア材料の微分比透磁率の低下が前記第２コア材料の微分比透磁率の低下よりも緩やかである、複数相磁気結合リアクトル。

【請求項2】

請求項１の複数相磁気結合リアクトルであって、前記第１コア材料が鉄系圧粉材料であり、前記第２コア材料がフェライト系材料である、複数相磁気結合リアクトル。

【請求項3】

請求項２の複数相磁気結合リアクトルであって、前記第２コア材料がＭｎ－Ｚｎ系フェライトである、複数相磁気結合リアクトル。

【請求項4】

請求項１または２の複数相磁気結合リアクトルであって、各第１脚部にエアギャップがない、複数相磁気結合リアクトル。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本技術はＤＣ－ＤＣコンバータなどの電力変換装置に用いることのできる複数相磁気結合リアクトルに関するものである。

【背景技術】

【0002】

直流電源に接続されて電圧を変換するために利用されるＤＣ－ＤＣコンバータは、リアクトルとスイッチを用い、電力を磁束として蓄えたり放出したりすることにより昇圧または降圧を行う。例えば、特開２０１２－０６５４５３号公報には、ハイブリッド車両の電源回路として用いることのできるコンバータが開示されている。この公報のコンバータは、特に、磁気結合リアクトルを用いた二相コンバータである。二相コンバータは二つのコイル（インダクタ）を用い、それぞれのコイルにはスイッチングによって位相のずれた交流成分を含む電流が流れる。また、磁気結合リアクトルはこの二つのコイルを三つの脚部をもつ磁性体コアで磁気的に結合したものである。各コイルは外側脚部に磁束の向きが互いに対向するように巻かれる。すなわち、各コイルによって発生した磁束は共通の中央脚部を同じ向きに通る。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】特開２０１２－０６５４５３号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

上述のようなＤＣ－ＤＣコンバータ用のリアクトルのコイルには直流電流が流れるため、回路中の各種素子の特性のばらつきにより各コイルに流れる平均電流値にアンバランスが生じている場合には、コアに過剰な直流偏磁が生じやすい。この過剰な直流偏磁によってコア材料が磁気飽和に達すると、コア材料のインダクタンスが急激に低下する。これにより巻線に過電流が生じ、コンバータの制御性が悪化するという問題が発生する。

【0005】

この問題に対処するため、通常の磁気結合リアクトルはコアの外側脚部にある程度の長さのエアギャップを設けるとともに外側脚部の断面積を大きくすることで、磁気特性の変化が小さい領域でコアを使用するようにしている。しかし、このような対策では外側脚部を太くした分だけリアクトルが大型化してしまう。このため、リアクトルの体格を増大させることなくコアの急激な磁気特性の変化を抑制することが望まれる。

【課題を解決するための手段】

【0006】

本技術のひとつの態様は、複数相磁気結合リアクトルであって、各相電流に対応する複数の第１脚部と、これらの第１脚部に接続されて各第１脚部と共に各相電流に対応する磁路を成す少なくとも一つの第２脚部とを有するコアと、各第１脚部に巻かれた各相電流が流れる巻線とを備え、各第１脚部を通る磁束が対向するように前記巻線が前記コアに巻かれており、前記第１脚部が第１コア材料で形成され、前記第２脚部が第２コア材料で形成されており、磁界の増加に伴う前記第１コア材料の微分比透磁率の低下が前記第２コア材料の微分比透磁率の低下よりも緩やかである。実施形態によっては、前記第１コア材料が鉄系圧粉材料であり、前記第２コア材料がフェライト系材料である。実施形態によっては、前記第２コア材料がＭｎ－Ｚｎ系フェライトである。このようにすると、相電流のアンバランスにより磁界の増加が生じても、上記のような第１コア材料の透磁率特性による磁気抵抗の増加によってこの磁界の増加が相殺され、リップル電流の振幅の急変を抑制できる。また、リップル電流の振幅の増加がある程度許容されるため、第１脚部の断面積を大きくする必要がなく、結果的にリアクトルを小型化することができる。

【0007】

実施形態によっては、各第１脚部にエアギャップがない。このようにすれば、第１脚部の断面積を大きくする必要がなく、またエアギャップからの漏れ磁束が巻線に作用して渦電流を生じるという影響（フリンジング）を考慮する必要もないため、結果的にリアクトルを小型化することができる。

【図面の簡単な説明】

【0008】

【図1】一つの実施形態としての磁気結合リアクトルを備えたＤＣ－ＤＣ降圧コンバータの電気回路図である。

【図2】コアに生じる磁束とこれを磁気回路で表現した図である。

【図3】スイッチングのタイミングに対するコイルの巻線電流とコアの磁束の変化を示すグラフである。

【図4】各相のコイルに流れる平均電流のアンバランスにより通常の平均磁束に加えてコアの外周部分に余分に生じた周回する磁束成分を示す図である。

【図5】図６の余分な周回する磁束成分のみを示した磁気回路図である。

【図6】過剰な直流偏磁によって巻線に生じた過電流を示す図である。

【図7】一つの実施形態として外周部分を鉄系圧粉材料で形成したコアを用いたリアクトルを示す図である。

【図8】鉄系圧粉材料とフェライトの概略的な磁束密度の変化を示すグラフである。

【図9】鉄系圧粉材料とフェライトの概略的な微分比透磁率の変化を示すグラフである。

【図10】外側脚部に一様な長さのエアギャップを設けたコアを示すとともに、その外側脚部の磁気抵抗を計算するためのパラメータを説明する図である。

【図11】電流アンバランスが生じた場合の図１０のコアの外側脚部の磁気特性の変化を示す図である。

【図12】エアギャップ長さと断面積を大きくとった場合のコアの外側脚部の磁気特性の変化を示す図である。

【図13】電流アンバランスが生じた場合の図７のコアの外側脚部の磁気特性の変化を示す図である。

【図14】別の実施形態として異なる全体形状を有するコアを示す図である。

【図15】さらに別の実施形態として異なる全体形状を有するコアを示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0009】

以下、本技術の各種実施形態について図面を参照しながら説明する。なお以下の実施形態のうち実質的な差異がない部分については類似の符号を付して説明の繰り返しを避ける。

【0010】

〔コンバータ〕
図１は、一つの実施形態として、リアクトル１２を備えたＤＣ－ＤＣ降圧コンバータ１０の回路図である。以下ではコンバータ１０は二相降圧コンバータであるとして説明するが、本願で説明する特徴は、昇圧コンバータ、昇降圧コンバータや、三相以上の多相コンバータなど、同様の構成を有する種々の電力変換装置にも適用できる。コンバータ１０は入力側において図示しない直流電源に接続されてスイッチング電源を構成し、入力電圧Ｖｉを出力電圧Ｖｏに変換する。直流電源は例えば再充電可能な二次電池や大容量のキャパシタとすることができる。コンバータ１０の出力側には負荷が接続される。例えばコンバータ１０はインバータと組み合わせることにより交流モータのための電源回路として用いることができる。交流モータは例えばハイブリッド自動車や電気自動車などの電動車両に搭載し、車輪を駆動するために用いることができる。

【0011】

コンバータ１０は、リアクトル１２の他、スイッチ１８、２０とダイオード２２、２４とを含む。各スイッチ１８、２０は位相が互いに１８０度ずれるようにオンとオフが周期的に切り替わる。リアクトル１２はスイッチ１８、２０の出力側にそれぞれ直列に接続された二つのコイル１４、１６を有し、直流電源からの電流はスイッチ１８、２０によるスイッチングに応じて対応するコイル１４、１６に流れる。スイッチは例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）や絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などのスイッチング素子である。各ダイオード２２、２４はスイッチ１８、２０がオフの時に負荷からの電流をコイル１４、１６に戻せるよう対応するスイッチ１８、２０とコイル１４、１６との間に向けて接続される。ダイオード２２、２４はスイッチ１８、２０と相補的に動作する別のスイッチ（スイッチング素子）に置き換えることも可能である。

【0012】

図２に示すように、リアクトル１２は中央脚部３６と二つの外側脚部３２、３４をもつコア３０を有し、二つのコイル１４、１６はこのコア３０で磁気的に結合される。コイル１４、１６を磁気結合させて一体化することで、リアクトル１２の部品点数が削減できるうえ、コンバータを含む装置を小型化することができる。各コイル１４、１６の巻線は直流電流が流れたときにコア３０の外側脚部３２、３４に磁束の向きが互いに対向するような巻き方向で巻かれる。コイル１４、１６と外側脚部３２、３４とによって構成される二つのインダクタの磁気的特性は同じになるようにする。なお、図示しないが、別の実施形態として３相以上の多相コンバータの場合は、相の数と同じ数の外側脚部を備えたコアを同様にして用いることができる。

【0013】

〔コイル電流と磁束の変化〕
図３に示すように、スイッチ１８、２０は、通常、制御装置（図示しない）によって生成されたパルス幅変調（ＰＷＭ）信号によって制御される。第１相のスイッチ１８がオンに切り替わると直流電源からの電流I_L1がコイル１４の巻線に流れ込む。コイル１４と外側脚部３２で構成されるインダクタのインダクタンスＬ１により、コイル１４の巻線を流れる電流I_L1が増加するにつれてそのエネルギーはコイル１４が巻かれた外側脚部３２にて磁束Φｏ１として蓄えられる。スイッチ１８がオフになると、コイル１４に蓄えられていたエネルギーが負荷側に電流として放出される。第２相についても同様に、インダクタンスＬ２によってコイル１６を流れる電流I_L2に応じて他方の外側脚部３４に磁束Φｏ２が誘起される。中央脚部３６には二つのコイル１４、１６によって発生した磁束の両方が通るため、磁束Φcはそれぞれの磁束の２倍に近い値となる。図３には参考として中央脚部３６の磁束Φcの半分の値のグラフを重ねて示している。また、中央脚部３６の磁束Φcは位相が１８０度ずれた二つの磁束成分の重ね合わせとなるため、変動の周波数がスイッチ１８、２０のスイッチング周波数の２倍となる。

【0014】

コイル１４、１６の巻線を流れる電流I_L1、I_L2は、交流（リップル）成分を含んだ波形となる。電流I_L1、I_L2の平均値は接続される負荷に依存するが、リップルの振幅はコイル１４、１６のインダクタンスＬ１、Ｌ２が大きいほど小さくなる。負荷側へ供給される出力電圧Ｖｏは、ＰＷＭ信号のデューティ比に応じて電源側からの入力電圧Ｖｉよりも小さくなる。

【0015】

なお、コンバータ１０は入力側と出力側にそれぞれ平滑化のためのコンデンサ２６、２８を有していても良い。図示しないが、各相のコイル１４、１６に流れる電流I_L1、I_L2を測定する電流センサや、コンバータ１０の入力電圧や出力電圧を検出する電圧センサを設け、その測定値に基づいてスイッチングを制御することもできる。

【0016】

〔相電流のアンバランスによる直流偏磁〕
図２の下側に示すように、リアクトル１２の特性は磁気回路を用いて表現できる。このとき、コイル１４、１６を流れる電流I_L1、I_L2は磁気回路における起磁力、コア３０のインダクタンス（の逆数）は磁気抵抗Rmc、Rmoに置き換えて考えることができる。ここでは二つのコイルの巻き数Ｎや二つの外側脚部３２、３４の磁気抵抗Rmoは同じであるとする。

【0017】

コイル１４、１６を流れる電流I_L1、I_L2はリップル成分を含むものの、時間平均をとれば互いに同じ値であることが理想である。しかし、スイッチ１８、２０やセンサなど各相に配置される回路素子の特性にばらつきがあると、図４に示すように二つの平均相電流I_L1、I_L2にアンバランスが生じうる。ここでは第１相のコイル１４を流れる平均電流I_L1が基準値I_LからδI_Lだけ大きく、第２相のコイル１６の平均電流I_L2が基準値I_LからδI_Lだけ小さいとする。図５は均衡状態からの差分のみを表現した磁気回路図であり、二つのコイル１４、１６に対応する起磁力NI_L1、NI_L2は向きが互いに逆となる。したがって、コア３０には、図４、図５に示すように二つの外側脚部３２、３４によって形成される外周部分３８を通って周回する直流磁束成分δΦが常に存在する。特に、第１相に対応する外側脚部３２には正常時の平均直流磁束に同じ向きの直流磁束成分δΦが加わるため、過剰な直流偏磁が生じた状態となる。このような状況において、外側脚部３２のコア材料が磁気飽和に至ると急激に磁気抵抗が上昇（インダクタンスが低下）し、外側脚部３２はコアとしての性能を失う。したがって、図６に示すように電流I_L1に過電流が生じ、回路素子を損傷するなどの問題を生じる可能性がある。

【0018】

〔コア材料〕
図７に示すように、上述のような現象を考慮して、コア３０は、磁界が同様に増加した際の微分比透磁率の低下の割合が異なる第１コア材料と第２コア材料（濃く描いた部分）とで形成する。具体的には、コア３０の外側脚部３２、３４は微分比透磁率の低下が第２コア材料よりも相対的に緩やかな第１コア材料で形成し、中央脚部３６は第２コア材料で形成する。より正確には、コア３０のうち中央脚部３６を除いた外周部分３８（つまり外側脚部３２、３４とＴ字接続部）を第１コア材料で形成する。具体的な実施形態としては、第１コア材料をフェライト系材料、第２コア材料を鉄系圧粉材料（鉄系ダスト材料）とすることができる。鉄系圧粉材料は例えばセンダスト（登録商標）とすることができる。

【0019】

ここで、フェライト系材料と鉄系圧粉材料（鉄系ダスト材料）の磁気的特性の違いに触れておく。図８に示すように、鉄系圧粉材料は印加される磁界Ｈが増加するにつれて磁束密度Ｂがなだらかに上昇する。これに対し、フェライト系材料は磁界Ｈが小さいときには磁界の増加に伴って磁束密度Ｂも急激に増加するが、その後は磁束密度が飽和し、増加が止まる。図９はこれらの特性を図８のグラフの各点での傾きdB/dHに相当する微分比透磁率μrで説明するものである。鉄系圧粉材料の微分比透磁率μrは磁界Ｈ（あるいは磁束密度Ｂ）の増加につれてなだらかに低下する。これに対し、フェライト系材料の微分比透磁率μrは磁界が小さいときには若干低下しつつも高い値を維持するが、その後磁気飽和に至ると急激に低下する。すなわち、鉄系圧粉材料と比べると、フェライト系材料の微分比透磁率は低磁界側と高磁界側にそれぞれ明瞭な徐変領域と急変領域をもつ特徴的な磁気的特性を有する。

【0020】

一つの実施形態として、中央脚部３６に用いるフェライト系材料は単位体積当たりのコア損失が低いＭｎ－Ｚｎ系フェライトとすることができる。Ｍｎ－Ｚｎ系フェライトはコア損失がＮｉ－Ｚｎ系フェライトの１／２０程度である。あるいは別の実施形態として、第１コア材料は高周波数側で透磁率が下がりにくいＮｉ－Ｚｎ系フェライトとすることも可能である。Ｍｎ－Ｚｎ系フェライトは交番磁界の周波数が上がると比透磁率が急激に落ちるが、Ｎｉ－Ｚｎ系フェライトは高周波側での比透磁率の下がり方が比較的緩やかである。前述の通り中央脚部３６の磁束Φcは変動の周波数がスイッチング周波数の２倍となるため、コア３０のうち中央脚部３６のみをＮｉ－Ｚｎ系フェライトで形成することで中央脚部３６のコアとしての性能低下を抑制することができる。この効果は多相コンバータの相の数が大きい場合ほど大きくなる。

【0021】

〔コアの外側脚部の磁気的特性〕
以下では相電流にアンバランスが生じた場合における様々な構造のコアの特性を比較する。図１０に示すように、従来行われているようにコア３０Ａの外側脚部３２Ａ、３４Ａに一様な長さlgのエアギャップ３３Ａ、３５Ａを入れた場合、一つの外側脚部が形成する磁路の磁気抵抗Rmoは、次のように直列に接続された磁気抵抗の和として表される。

式中のlcoreoはエアギャップ３３Ａ、３５Ａを除いた外側脚部３２Ａ、３４Ａのコア材料を通る磁路長（lcoreo1+lcoreo2）、Acoreoは外側脚部３２Ａ、３４Ａの断面積、μrは外側脚部３２Ａ、３４Ａのコア材料の微分比透磁率である。例えばコア３０Ａが全てフェライト系材料からなる場合、上で述べたフェライト系材料の特徴的な透磁率特性がそのままコアの特性に反映される。このため、図１１に示すように、電流アンバランス率（例えばδI_L/I_Lで定義される）が高まると外側脚部３２Ａ、３４Ａの磁気抵抗Rmoが急激に増加する。特に、フェライトが磁気飽和に達すると相電流のリップル成分の振幅も過大になる。これに対し、外側脚部のエアギャップ３３Ａ、３５Ａをより長くし、それに応じて外側脚部３２Ａ、３４Ａの断面積Acoreoも大きくすることも考えられる。この場合、図１２に示すように、電流アンバランス率が高まっても磁気飽和が生じにくくなる。これは、図１１に示した左端に近い領域（使用可能な領域）だけを使用するような設計に相当する。しかし、外側脚部３２Ａ、３４Ａの断面積の増加によってリアクトルのサイズが大きくなってしまう。

【0022】

外側脚部３２、３４に鉄系圧粉材料のみを用いた場合（図７参照）、図１３に示すように、微分比透磁率μrがなだらかに低下する鉄系圧粉材料の特性（矢印５０）に従い、電流アンバランスによって磁界の強さが大きくなるにつれて外側脚部３２、３４の磁気抵抗Rmoが緩やかに増加する（矢印５４）。この磁気抵抗の増加により磁界の増加が相殺されるため、結果的に、磁束密度と相電流のリップル成分の増大が抑制される（矢印５２、矢印５６）。したがって、コアの磁気的特性が徐々に変化するため、コンバータの制御性が向上する。なお、外側脚部３２、３４の断面積や長さは、リップル電流の振幅に許容できる増加量（矢印５８）に基づいて決定することができる。このように、リップル電流の振幅にある程度の増加を許してもコアの急激な特性の変化にはつながらないため、外側脚部３２、３４にエアギャップを設けたり断面積を大きくする必要がなく、結果的にリアクトルを小型化することができる。

【0023】

中央脚部３６には必要に応じてエアギャップ３７を設けることができる。図示しない他の実施形態として、鉄系圧粉材料からなる外側脚部３２、３４にも必要に応じてエアギャップを設けることが可能である。

【0024】

〔コアの形状の変形例〕
別の実施形態として、コアの形状は必要に応じて変形することが可能である。図１４に示したコア３０Ｃのように、上記の実施形態における中央脚部３６に相当する部分を二つの脚部３６Ｃに分割することにより、各相電流に対応する磁束をそれぞれ二つの磁路に分流させることもできる。またさらに別の実施形態として、図１５に示すように、各相電流に対応する巻線１４、１６をそれぞれ二つのコイルに分割して巻くことも可能である。いずれのコア３０Ｃ、３０Ｄも、各相電流に対応する二つの第１脚部３２Ｃ、３４Ｃ、３２Ｄ、３４Ｄ（前述の実施形態の外側脚部３２、３４に相当）と、これらの第１脚部に接続されて各第１脚部と共に各相電流に対応する磁路を成す少なくとも一つの第２脚部３６Ｃ、３６Ｄ（中央脚部３６に相当）とを有する。図１４、図１５では第１脚部を濃く描いている。したがって、この第１脚部（第２脚部との接続部を含む）を例えば鉄系圧粉材料で、第２脚部をフェライト系材料で形成することができる。また、当業者であれば３相以上の磁気結合リアクトルにも以上に説明した様々な特徴を適用できることは容易に理解できるであろう。

【0025】

以上、本技術を具体的な実施形態で説明したが、本技術はこれらの実施形態に限定されるものではなく、当業者であれば本技術の目的を逸脱することなく様々な置換、改良、変更を施すことが可能である。

【符号の説明】

【0026】

１０ コンバータ
１２ リアクトル
１４、１６ コイル
１８、２０ スイッチ
２２、２４ ダイオード
２６、２８ コンデンサ
３０ コア
３２、３４ コアの外側脚部
３６ コアの中央脚部
３７ 中央脚部のエアギャップ
３８ コアの外周部分

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】