特開 2023-69346 送電システム

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2023069346

(43)【公開日】2023-05-18

(54)【発明の名称】送電システム

(51)【国際特許分類】

   H02J 50/05 20160101AFI20230511BHJP

【ＦＩ】

H02J50/05

【審査請求】未請求

【請求項の数】5

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2021181135

(22)【出願日】2021-11-05

(71)【出願人】

【識別番号】000004260

【氏名又は名称】株式会社デンソー

(71)【出願人】

【識別番号】000003207

【氏名又は名称】トヨタ自動車株式会社

(71)【出願人】

【識別番号】520124752

【氏名又は名称】株式会社ミライズテクノロジーズ

(74)【代理人】

【識別番号】110000567

【氏名又は名称】弁理士法人サトー

(72)【発明者】

【氏名】近藤 尚弥

(72)【発明者】

【氏名】笹谷 卓也

(72)【発明者】

【氏名】平野 哲夫

(72)【発明者】

【氏名】岩本 藤行

(57)【要約】      （修正有）

【課題】負荷リアクタンスが急減した非定常状態のときに、共振型インバータが熱破壊することを防ぎつつ、当該負荷リアクタンスを相殺でき、所定の期間内のみ期間外とは異なる信号で動作するインピーダンス整合機能を有した送電システムを提供する。
【解決手段】送電システム１０は、負荷ＲＬに交流電力を送電する送電回路１１と、二つ以上のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２と一つ以上のコンデンサＣ１、Ｃ２を有し、送電回路と負荷との間を整合する自動整合回路１２と、スイッチング素子に駆動信号を出力して駆動する駆動回路１３と、負荷のリアクタンスを検出するリアクタンス検出回路１４と、を備える。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

負荷に交流電力を送電する送電回路（１１、１１１）と、
二つ以上のスイッチング素子（ＳＷ１、ＳＷ２；ＳＷ１～ＳＷ４）と一つ以上のコンデンサ（Ｃ１、Ｃ２；Ｃ１）を有し、前記送電回路と前記負荷との間を整合する自動整合回路（１２、１１２；２１２；３１２；４１２；５１２）と、
前記スイッチング素子に駆動信号を出力して駆動する駆動回路（１３、１１３ａ、１１３ｂ）と、
前記負荷のリアクタンスを検出するリアクタンス検出回路（１４、１１４）と、を備え、
前記駆動回路は、前記送電回路の出力と同期して周期的且つ位相の異なる二つの信号を出力し、うち一方の信号は前記送電回路の出力電圧に対し０から１８０°の範囲内で所定の位相差を有し、他方の信号は前記送電回路の出力電圧に対し前記所定の位相差に１８０°加えた位相差を有し、前記異なる二つの信号として、所定の期間内ではそれぞれ期間外での信号に対し、さらに位相が遅れた駆動信号を前記自動整合回路の前記スイッチング素子に出力する機能を有した送電システム。

【請求項2】

前記所定の期間とは、前記負荷のリアクタンスの単位時間当たりの減少量が所定以上となることを前記検出回路が検出している期間とする請求項１記載の送電システム。

【請求項3】

前記所定の期間とは、前記検出回路が前記負荷のリアクタンスを所定以上と検出している期間とする請求項１記載の送電システム。

【請求項4】

前記リアクタンス検出回路は、前記自動整合回路の前記コンデンサの両端電圧、又は前記コンデンサの両端電圧と比例関係を持つ電圧の減少速度を検出し、
前記減少速度が所定以上であった場合に、前記駆動回路の前記異なる二つの信号として、前記所定の期間内ではそれぞれ期間外の信号に対し、さらに位相が遅れた駆動信号を前記自動整合回路の前記スイッチング素子に出力する機能を有する請求項２記載の送電システム。

【請求項5】

前記リアクタンス検出回路は、前記自動整合回路の前記コンデンサの両端電圧、又は前記コンデンサの両端電圧と比例関係を持つ電圧を検出し、
前記検出した値が所定以上であった場合に、前記駆動回路の前記異なる二つの信号として、前記所定の期間内ではそれぞれ期間外の信号に対し、さらに位相が遅れた駆動信号を前記自動整合回路の前記スイッチング素子に出力する機能を有する請求項３記載の送電システム。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、インピーダンス整合機能を有した送電システムに関する。

【背景技術】

【0002】

送電システムが、例えば送電電極上を走行する電動走行車に送電電極から電界又は磁界により非接触給電する場合、電動走行車側で負荷変動する。この種の送電システムは負荷変動しても所望の出力を保つことが重要である。

【0003】

従来、変動する負荷に対してアダプティブに整合する自動整合技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。非接触給電技術では、送受電電極の位置ズレ等により負荷にリアクタンス成分を生じた場合、バッテリへの供給電力が低下する。この原因は、２通り考えられており、第１にシステム全体の力率の低下、第２に入力(負荷)インピーダンスが最適値から外れることによる送電電力の低下、が挙げられる。特に、第２の原因は、送電電極に投入する交流電力を作り出す送電回路が共振型インバータの場合に生じる現象である。

【0004】

このような問題に対し、例えば特許文献１の技術では、スイッチング素子とコンデンサで構成された自動整合回路を搭載することで、送電回路の出力端子から見た自動整合回路と負荷の合計インピーダンスＺ_Aのリアクタンスをゼロにする、つまり自動整合回路により負荷のリアクタンス成分を相殺することが提案されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】国際公開第２０１３／０５７８９６号

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

一般に、自動整合回路は、二つ以上のスイッチング素子と一つ以上のコンデンサを組み合わせて構成されている。自動整合回路の整合作用により負荷リアクタンスを完全に相殺するには、送電電極に投入する交流電力を作り出す送電回路の出力電圧（本願のＶｓ相当）と自動整合回路の出力電圧（本願のＶ_Ａ相当）の位相差を９０°に調整する必要がある。そのため、自動整合回路を構成するスイッチング素子に送電回路の出力電圧から所定位相（例えば、９０°、２７０°）だけずらした駆動信号を出力してスイッチング素子を駆動する。

【0007】

しかし、自動整合回路は、負荷リアクタンスが変動したときに当該負荷リアクタンスを相殺して定常状態に至るまでの間、応答時間を必要とする。その応答時間の間、負荷リアクタンスを相殺しきれていない状態となる。この状態を、本願では非定常状態と称する。詳細は後述するが、応答時間より短い時間で負荷リアクタンスが大きく減少した時に、共振型インバータが熱破壊する虞があることが判明している。応答時間は、自動整合回路が負荷リアクタンスを相殺するだけのエネルギーをコンデンサに充電あるいは放電する時間であり、自動整合回路を構成するコンデンサの容量値を小さくすることで短くできるが、逆に、コンデンサにかかるリップル電圧が増加する。これにより、コンデンサやスイッチング素子に必要な耐電圧を増加させてしまうことになり，さらに、自動整合回路の整合精度を低下させてしまうことになる。このため、この方法を用いて応答速度を短縮するには限界がある。

【0008】

本発明は、上記を鑑みてなされたもので、その目的は、負荷リアクタンスが急減した非定常状態のときに、共振型インバータが熱破壊することを防ぎつつ，当該負荷リアクタンスを相殺でき、所定の期間内のみ期間外とは異なる信号で動作するインピーダンス整合機能を有した送電システムを提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0009】

請求項１記載の発明は、送電回路、自動整合回路、駆動回路、及びリアクタンス検出回路を備える。送電回路は、負荷に交流電力を送電する。自動整合回路は、二つ以上のスイッチング素子と一つ以上のコンデンサを有し、送電回路の出力端子から見た自動整合回路と負荷の合計インピーダンス（Ｚ_Ａ）のリアクタンスをゼロに近づける。駆動回路は、スイッチング素子に駆動信号を出力して駆動する。リアクタンス検出回路は、負荷のリアクタンスを検出する。

【0010】

駆動回路は、送電回路の出力と同期して周期的且つ位相の異なる二つの信号を出力し、うち一方の信号は送電回路の出力電圧に対し０から１８０°の範囲内で所定の位相差を有し、他方の信号は送電回路の出力電圧に対し所定の位相差に１８０°加えた位相差を有し、異なる２つの信号は、所定の期間内ではそれぞれ期間外での信号に対し、さらに位相が遅れた信号を出力する。

【0011】

請求項１記載の発明によれば、所定の期間内のみ期間外とは異なる信号で動作し、駆動回路が所定の位相差よりも位相が遅れた駆動信号を自動整合回路のスイッチング素子に出力している。これにより、負荷リアクタンスが急減した非定常状態の時に生じる共振型インバータの搭載部品の発熱を抑制し、熱破壊の虞を無くすことが出来、負荷リアクタンスを相殺できる。

【図面の簡単な説明】

【0012】

【図1】第１実施形態における送電システムの電気的構成ブロック図

【図2】送電システムの使用例

【図3】負荷リアクタンスの変化に対する送電電力依存性

【図4】送電システムの具体的な電気的構成図

【図5】従来技術における負荷リアクタンス急増・急減時の非定常状態における損失変化を表す図

【図6】Ｅ級インバータのスイッチング素子損失と負荷リアクタンスの相関性

【図7】第１実施形態における負荷リアクタンス急減時の非定常状態における損失変化を表す図

【図8】従来技術における非定常状態の期間中の自動整合回路のコンデンサ電圧の変化を表す図

【図9】第１実施形態における非定常状態の期間中の自動整合回路のコンデンサ電圧の変化を表す図

【図10】第２実施形態における送電システムの具体的な電気的構成図

【図11】第２実施形態における負荷リアクタンス急減時の非定常状態における損失変化を表す図

【図12】第３実施形態における自動整合回路の電気的構成図のその１

【図13】自動整合回路の電気的構成図のその２

【図14】自動整合回路の電気的構成図のその３

【発明を実施するための形態】

【0013】

以下、送電システム１０に係る幾つかの実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、各実施形態において実質的に共通する部位には同一符号又は類似符号、例えば十、一の位に同一符号を付して説明する。

【0014】

（第１実施形態）
以下、送電システム１０の第１実施形態について図１から図９を参照しながら説明する。図１に示すように、送電システム１０は、送電回路としての共振型インバータ１１、自動整合回路１２、駆動回路１３、及び、リアクタンス検出回路１４を備え、負荷ＲＬに電力を送電するように構成されている。

【0015】

共振型インバータ１１は、図示しないスイッチング素子、インダクタ、及びコンデンサを組み合わせて構成され、共振作用を用いて交流電力を生成する共振型インバータであり、スイッチング素子をオンオフすることで直流電圧を交流変換した交流電圧を出力電圧Ｖｓとする構成である。共振型インバータ１１は、自動整合回路１２を通じて負荷ＲＬに交流電力を送電するよう構成されている。

【0016】

自動整合回路１２は、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２及びコンデンサＣ１、Ｃ２をハーフブリッジ型に構成している。スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２は、ボディダイオードＤ_１、Ｄ_２がそれぞれ付加されたＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴにより構成されている。自動整合回路１２は、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のドレイン／ソースが直列接続されると共に、この直列接続ノード間に二つのコンデンサＣ１、Ｃ２を接続して構成され、共通接続ノードＮout－Ｎin間の電圧を出力電圧Ｖ_Aとしている．また，コンデンサＣ１及びＣ２の直列接続回路の両端電圧をＶ_ＣＡとしている。

【0017】

共振型インバータ１１は、その一出力端子がスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の共通接続ノードＮｉｎに接続されている。２つのコンデンサＣ１、Ｃ２の共通接続ノードＮoutには負荷ＲＬの一端子が接続されている。共振型インバータ１１の他出力端子と負荷ＲＬの他端子は共通接続されている。これにより、自動整合回路１２は平衡型の構成となっており、共振型インバータ１１と負荷ＲＬとの間を自動的にインピーダンス整合する。

【0018】

リアクタンス検出回路１４は、共振型インバータ１１、自動整合回路１２、及び負荷ＲＬからのフィードバック信号に基づいて、負荷ＲＬの変動により変化する負荷リアクタンスＸ_ｌｏａｄを検出する。

【0019】

駆動回路１３は、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２を駆動する回路であり、駆動回路１３は、共振型インバータ１１の出力と同期して周期的且つ位相の異なる二つの信号を出力する。駆動回路１３が出力する一方の信号の電圧は、共振型インバータ１１の出力電圧Ｖｓの位相φを基準の０°とすると、通常時（後述する所定の期間Ｔ１外）には０から１８０°の範囲内の所定の位相φ_１（例えば、９０°）を有して出力する。駆動回路１３が出力する他方の信号の電圧は、通常時には共振型インバータ１１の出力電圧Ｖｓに対し所定の位相φ_１に１８０°加えた位相φ_２（例えば、２７０°）を有して出力する。

【0020】

図２に使用例を示したが、送電システム１０は、電動走行車２０に非接触給電する際に用いられる。電動走行車２０は、車体の下部に設置された受電電極２１、整流回路２２、及びバッテリ２３を内蔵しており、受電電極２１から交流電力を受電すると整流回路２２により直流変換してバッテリ２３に充電する。電動走行車２０は、バッテリ２３に充電された電力を用いて走行できる。

【0021】

共振型インバータ１１、自動整合回路１２、及び送電電極１５は、電気的に接続されており、電動走行車２０が送電電極１５の上を走行すると、送電電極１５が発生させる電界又は磁界により受電電極２１を通じて電動走行車２０の内部に非接触給電できる。電動走行車２０の側では様々な影響により負荷変動する。なお、この場合の負荷ＲＬは、送電電極１５から給電対象となるバッテリ２３までと定義される。一例として、自動整合回路１２を持たず、共振型インバータ１１と負荷ＲＬが直接接続された場合の、共振型インバータ１１と負荷ＲＬのパラメータとの送電電力の特性を図３に示した。この場合、図１に記載したインピーダンスＺ_Ａと負荷ＲＬのインピーダンスは同じになる。図３に示したように、共振型インバータの送電電力を多くするには、インピーダンスＺ_A（＝Ｒ_ＺA＋ｊＸ_ＺA）を適切なインピーダンスとなるように、自動整合回路１２を追加して負荷ＲＬとの間で整合を図ると良い。このとき、リアクタンスＸ_ＺAはその絶対値がゼロに近いほど効率的に送電できる。

【0022】

図１に示したように、送電システム１０は、自動整合回路１２及びリアクタンス検出回路１４により負荷ＲＬ側の負荷リアクタンスＸ_ｌｏａｄの変化を検出した結果に基づいて、自動整合回路１２の駆動信号を変化させる駆動回路１３を備えている。この駆動回路１３は、駆動信号を自動整合回路１２に印加することでインピーダンスＺ_Ａを調整し、共振型インバータと負荷ＲＬとの間でインピーダンスを自動整合するように構成されている。

【0023】

以下、共振型インバータ１１、駆動回路１３、リアクタンス検出回路１４の具体例について図４を参照しながら説明する。なお、図４と図１との間で対応する構成に対し、百の位に１を付した符号を用いて説明する。

【0024】

図１に示した共振型インバータ１１は、図４に示すようにＥ級動作するＥ級インバータ１１１により構成されている。Ｅ級インバータ１１１は、自動整合回路１１２へ出力電圧Ｖｓを出力するとともに、出力電圧Ｖｓと位相を同期させた信号を駆動回路１１３ａ、１１３ｂに出力する。駆動回路１１３ａは、図１に示した駆動回路１３の一方の信号を出力する回路に対応して位相φ_１の駆動信号を出力する構成であり、駆動回路１１３ｂは、図１の駆動回路１３の他方の信号を出力する回路に対応して位相φ_２の駆動信号を出力する構成である。

【0025】

このとき、Ｅ級インバータ１１１の出力電圧Ｖｓの位相φ＝０°としたとき、Ｅ級インバータ１１１は、この出力電圧Ｖｓの位相φに同期した位相φ＝０°のクロック信号電圧を駆動回路１１３ａ、１１３ｂに出力する。

【0026】

駆動回路１１３ａは、Ｅ級インバータ１１１から取得したクロック信号の電圧位相を９０°遅延させる遅延回路３１、遅延回路３１の出力電圧の位相をさらに所定の位相α°だけ遅延させる遅延回路３２、これらの遅延回路３１、３２の出力をリアクタンス検出回路１１４の検出結果に基づいて切り替えるマルチプレクサ３３を備え、駆動回路１１３ａは、マルチプレクサ３３を通じてスイッチング素子ＳＷ１のゲートに駆動信号を出力する。ここで、α°は０°を超え９０°未満の所定の角度である。

【0027】

他方、駆動回路１１３ｂは、Ｅ級インバータ１１１から取得したクロック信号の電圧位相を２７０°遅延させる遅延回路３４、遅延回路３４の出力電圧の位相をさらに所定の位相α°だけ遅延させる遅延回路３５、これらの遅延回路３４、３５の出力をリアクタンス検出回路１１４の検出結果に基づいて切り替えるマルチプレクサ３６を備え、駆動回路１１３ｂは、マルチプレクサ３６を通じてスイッチング素子ＳＷ２のゲートに駆動信号を出力する。

【0028】

すなわち駆動回路１１３ａ、１１３ｂは、Ｅ級インバータ１１１から取得したクロック信号を、それぞれ位相９０＋α°、位相２７０＋α°だけ遅延させることで、自動整合回路１１２の駆動信号を生成する。

【0029】

リアクタンス検出回路１１４は、電圧検出回路４１、遅延回路４２、電圧検出回路４３、及びコンパレータ４４を備え、負荷リアクタンスＸ_ｌｏａｄに基づく信号を検出するフィードバック回路である。

【0030】

電圧検出回路４１は、自動整合回路１１２のコンデンサＣ１及びＣ２の直列接続回路の両端電圧Ｖ_ＣＡを検出する。

【0031】

遅延回路４２は、電圧検出回路４１の出力電圧位相を所定の位相β°だけ遅延させる。β°は０°を超え９０°未満の所定の角度である。電圧検出回路４３は、これらの電圧検出回路４１及び遅延回路４２の出力電圧の差分を検出することで、コンデンサＣ１及びＣ２の直列接続回路の両端電圧Ｖ_ＣＡの減少速度を検出する。

【0032】

コンパレータ４４は、電圧検出回路４３の検出電圧と所定の参照電圧Ｖrefとを比較し、この比較結果をマルチプレクサ３３、３６に出力する。このとき、コンデンサＣ１及びＣ２の電圧Ｖ_ＣＡの減少速度が所定以上となると、つまりは、電圧検出回路４３の検出電圧が参照電圧Ｖrefを上回ると、コンパレータ４４がＨレベルを出力し、マルチプレクサ３３、３６を制御することで遅延回路３２、３５を通過するように切り替える。逆に、電圧Ｖ_ＣＡの減少速度が基準を下回ったとき、つまりは、電圧検出回路４３の検出電圧が参照電圧Ｖrefを下回ったとき、コンパレータ４４がＬレベルを出力し、マルチプレクサ３３、３６を制御することで遅延回路３１、３４を通過するように切り替える。このようにしてフィードバック制御する。

【0033】

自動整合回路１１２は、スイッチング素子ＳＷ１をＥ級インバータ１１１の出力電圧Ｖsの位相Φ＝０°と０～１８０°の範囲で異なる位相で動作させ、スイッチング素子ＳＷ２をＳＷ１と１８０°異なる位相で動作させることで、Ｅ級インバータ１１１の出力電圧Ｖｓとは異なる位相の電圧源として動作する。負荷リアクタンスＸ_ｌｏａｄによって生じたＥ級インバータ１１１の出力電圧Ｖｓと負荷電流ＩＬとの位相差に応じて自動整合回路１１２の出力電圧Ｖ_AがコンデンサＣ１、Ｃ２の充放電を繰り返す度に変化し、最終的に負荷電流ＩＬはインバータの出力電圧Ｖsと同位相となる。

【0034】

＜本実施形態の課題の詳細＞
次に、送電回路として共振型インバータ１１、Ｅ級インバータ１１１を用いたときに、自動整合回路１２、１１２により負荷リアクタンスＸ_ｌｏａｄを相殺する際の課題を詳細に説明する。

【0035】

図５に示すように従来技術を用いたときには、負荷リアクタンスＸ_ｌｏａｄが急減した時の非定常状態時に特に問題を生じる。負荷リアクタンスＸ_ｌｏａｄが急増した場合、非定常状態の間、負荷リアクタンスＸ_ｌｏａｄ＞（自動整合回路１１２が相殺しているリアクタンス）となる。このため、図５の左図のタイミングｔａ以降に示すように、その差分がインピーダンスＺ_Ａのリアクタンス成分Ｘ_Ａに誘導性リアクタンスとして現れる。

【0036】

逆に、負荷リアクタンスＸ_ｌｏａｄが急減した場合、非定常状態の間、負荷リアクタンスＸ_ｌｏａｄ＜（自動整合回路１１２が相殺しているリアクタンス）となるため、図５の右図のタイミングｔｂ以降に示すように、その差分が容量性リアクタンスとして現れる。このとき、負荷リアクタンスＸ_ｌｏａｄの時間当たりの変化量が大きい程、非定常状態の間にインピーダンスＺ_Ａに生じる容量性リアクタンスの最大値は大きくなる。

【0037】

非定常状態の時間は、給電の一サイクルの数秒程度に比較しても極短時間の数μｓから数ｍｓ程度である。このため、非定常状態の間のみ給電電力が低下しても大きな問題とはならない。しかし、例えば送電回路として共振型インバータ１１を用いた場合、共振型インバータ１１の出力端子から見たインピーダンスＺ_ＡのリアクタンスＸ_ＺAの数値次第では、共振型インバータ１１を構成するスイッチング素子の損失が大幅に増加し、熱破壊する虞も考えられる。

【0038】

図６に一例として、自動整合回路１１２を持たず、Ｅ級インバータ１１１と負荷RLが直接接続された場合の、Ｅ級インバータ１１１と負荷ＲＬのパラメータとスイッチング素子損失の特性を示す。前述した図３に示したように、共振型インバータ１１の送電電力を多くするには、共振型インバータの出力端子から見た自動整合回路と負荷の合計インピーダンスＺ_A(自動整合回路が無い場合は負荷インピーダンスと等しい) の虚部Ｘ_zAをゼロに近づける必要があるが、図６に示すように、虚部Ｘ_ZAが容量性になった場合、多大な損失が発生する虞がある。

【0039】

＜本実施形態のシステム動作及び効果＞
本実施形態の送電システム１０では、リアクタンス検出回路１１４は、自動整合回路１１２のコンデンサＣ１、及びＣ２の直列接続回路の両端電圧Ｖ_ＣＡの減少速度を検出している。図７に示すように、負荷リアクタンスＸ_ｌｏａｄが急減を開始したタイミングｔ１において電圧Ｖ_ＣＡもまた急減を開始する。このタイミングｔ１以降、駆動回路１１３ａ、１１３ｂは、自動整合回路１１２を駆動する駆動信号の位相をα°遅延させる。

【0040】

図７に示すように、自動整合回路１１２の電圧Ｖ_ＣＡは、急増／急減時において負荷リアクタンスＸ_ｌｏａｄに正の相関性を備えて変化することから、負荷リアクタンスＸ_ｌｏａｄが所定以上の減少速度となる所定の期間Ｔ１（＝ｔ１～ｔ２）の間だけ駆動信号の位相をα°遅らせることができる。所定の期間Ｔ１とは、負荷リアクタンスＸ_ｌｏａｄの時間当たりの減少量が所定以上となることをリアクタンス検出回路１１４が検出している期間に相当する。駆動回路１１３a、１１３ｂは、所定の期間Ｔ１内では、それぞれ当該期間外の信号に対し、さらに位相をα°遅らせた信号を出力することになる。

【0041】

なお、電圧Ｖ_ＣＡの減少速度が十分下がったタイミングｔ２において電圧Ｖ_ＣＡは概ねゼロとなる。タイミングｔ２において、駆動回路１１３ａ、１１３ｂが、リアクタンス検出回路１１４の検出結果に基づいて自動整合回路１１２を駆動する駆動信号を元の位相に戻している。このとき自動整合回路１１２の電圧Ｖ_ＣＡは急減後の負荷リアクタンスＸ_ｌｏａｄに応じた電圧まで増加する。

【0042】

これにより、Ｅ級インバータ１１１においてスイッチング損失の発生時間を短縮でき、Ｅ級インバータ１１１における発熱を抑制でき、発熱対策を簡易的に実現できる。

【0043】

＜非定常状態における詳細変化の説明＞
また、負荷リアクタンスＸ_ｌｏａｄが急減した時の非定常状態の所定の期間Ｔ１内の詳細な変化を図８、図９に比較して示している。負荷電流ＩＬによる充電Ｃｈ、放電ｄＣｈの作用により、電圧Ｖ_ＣＡが徐々に低下する。このとき、図８に示した従来技術での変化の様子から見て取れるように、駆動回路１１３ａ、１１３ｂが駆動信号の位相φ_１、φ_２を９０°に固定して出力した場合、負荷リアクタンスＸ_ｌｏａｄの低下速度に比べ、電圧Ｖ_CAの低下速度は極端に遅い。電圧Ｖ_CAが下がりきるまでの時間は、Ｅ級インバータ１１１にて多大なスイッチング損失が発生する。

【0044】

本実施形態によれば、図９に示したように、所定の期間Ｔ１の中では、駆動回路１１３ａ、１１３ｂが、電圧Ｖ_ＣＡが低下を始めたタイミングｔ１から位相φ_１、φ_２をさらに＋α°だけ遅延させているため、一周期当たりのコンデンサＣ１、Ｃ２の放電ｄＣｈの量を増やすことができ、従来技術よりも電圧Ｖ_ＣＡを素早く低下させることができる。これにより、負荷リアクタンスＸ_ｌｏａｄが急減した時に、Ｅ級インバータ１１１で多大なスイッチング損失が発生する時間を短縮できる。

【0045】

＜まとめ＞
本実施形態によれば、駆動回路１１３ａ、１１３ｂは、Ｅ級インバータ１１１の出力と同期して周期的且つ位相の異なる二つの信号を出力し、うち一方の信号の電圧は、Ｅ級インバータ１１１の出力電圧Ｖ_Sの位相φ（＝０°）に対し所定の位相差φ＋９０°を有しており、他方の信号の電圧はＥ級インバータ１１１の出力電圧Ｖ_Sに対し所定の位相差φ＋９０°に１８０°加えた位相差を有している。

【0046】

さらに、異なる二つの信号の電圧は、所定の期間Ｔ１ではそれぞれ期間Ｔ１外での信号の電圧に対し、さらに位相がα°遅れた信号の電圧を出力している。これにより、負荷リアクタンスＸ_ｌｏａｄが急減した非定常状態のときにＥ級インバータ１１１の出力端子から見た自動整合回路と負荷ＲＬの合計インピーダンスＺ_Ａのリアクタンス成分Ｘ_ZAが容量性となる時間を短縮し、スイッチング損失の発生時間を短縮して損失を低減できる。

【0047】

また、リアクタンス検出回路１４、１１４が、負荷リアクタンスＸ_ｌｏａｄの単位時間当たりの減少量が所定以上となることを検出している所定の期間Ｔ１の間に位相がα°遅れた信号を出力している。この方式を採用した第１実施形態によれば、後述する第２実施形態に比較して整合の精度を高くできる。

【0048】

（第１実施形態の第１変形例）
第１実施形態では、リアクタンス検出回路１１４がコンデンサＣ１及びＣ２の直列接続回路の両端電圧Ｖ_CAを検出する形態を示したが、これに限定されるものではない。リアクタンス検出回路１１４によりコンデンサＣ１、Ｃ２の両端電圧Ｖ_CAの減少勾配を検出する際には、スイッチング素子ＳＷ１のドレインソース間電圧の振幅の減少勾配を検出しても良いし、スイッチング素子ＳＷ２のドレインソース間電圧の振幅の減少勾配を検出しても良い。

【0049】

第１実施形態に示したハーフブリッジ型の自動整合回路１２、１１２の場合、コンデンサＣ１及びＣ２の直列接続回路の両端電圧Ｖ_ＣＡは、スイッチング素子ＳＷ１及びＳＷ２の各ドレインソース間電圧の最大値と等しい。このため、スイッチング素子ＳＷ１又はＳＷ２のドレインソース間電圧の減少勾配が所定値より大きくなったときに駆動信号をα°遅延させると共に、所定値より小さくなった時点で駆動信号を元に戻すようにすると良い。これにより、第１実施形態と同様の作用効果を奏する。

【0050】

（第１実施形態の第２変形例）
また、リアクタンス検出回路１１４によりコンデンサＣ１、及びＣ２の直列接続回路の両端電圧Ｖ_CAの減少勾配を検出することに代えて、自動整合回路１１２の電源側ノードＮinと負荷側ノードＮoutとの間の電圧振幅の減少勾配を検出するようにしても良い。

【0051】

自動整合回路１２、１１２のコンデンサＣ１及びＣ２の直列接続回路の両端電圧Ｖ_ＣＡは、電源側ノードＮinと負荷側ノードＮoutとの間の電圧振幅の２倍に等しい。このため、前述と同様に、電圧振幅の減少勾配が所定値以上となったときに駆動信号をα°遅延させると共に、所定値を下回った時点で駆動信号を元に戻すようにすると良い。これにより、第１実施形態と同様の作用効果を奏する。

【0052】

（第１実施形態の第３変形例）
また、リアクタンス検出回路１１４によりコンデンサＣ１、及びＣ２の直列接続回路の両端電圧Ｖ_CAの減少勾配を検出することに代えて、Ｅ級インバータ１１１の出力電圧Ｖｓに対する負荷ＲＬへの負荷電流ＩＬ（図１、図４参照）の位相の進み量の増加勾配を検出するようにしても良い。負荷電流ＩＬの位相の進み量の増加勾配が所定値以上となったときに駆動信号をα°遅延させると共に、所定値を下回った時点で元に戻すようにすると良い。これにより、第１実施形態と同様の作用効果を奏する。

【0053】

（第２実施形態）
第２実施形態について図１０及び図１１を参照しながら説明する。第２実施形態の送電システム２１０が第１実施形態と異なるところは、所定の期間として、リアクタンス検出回路２１４が負荷リアクタンスＸ_ｌｏａｄを所定の値以上、つまりは、負荷リアクタンスＸ_loadに比例して増加する電圧Ｖ_CAを閾値以上と検出している期間としているところにある。

【0054】

図１０に示すように、駆動回路１１３ａの遅延回路３１は、Ｅ級インバータ１１１から取得したクロック信号を０°～１８０°の間の所定の位相φ_１、ここではφ_１＝９０°だけ遅延させ、自動整合回路１１２を構成するスイッチング素子ＳＷ１の駆動信号を生成する。

【0055】

また駆動回路１１３ｂの遅延回路３４は、Ｅ級インバータ１１１から取得したクロック信号を所定の位相φ_１に１８０°を加算した位相φ_２＝２７０°だけ遅延させ、自動整合回路１１２を構成するスイッチング素子ＳＷ２の駆動信号を生成する。

【0056】

リアクタンス検出回路２１４は、コンデンサＣ１及びＣ２の直列接続回路の両端電圧Ｖ_ＣＡを検出する電圧検出回路４３と、電圧検出回路４３の出力電圧を図１１に記載した両端電圧Ｖ_ＣＡの閾値に基づいて設定した参照電圧Ｖrefと比較するコンパレータ４４とを備えている。ここでは、リアクタンス検出回路２１４は、コンデンサＣ１及びＣ２の直列接続回路の両端電圧Ｖ_ＣＡを検出する形態を示すが、例えば分圧回路を構成するなど回路構成を変更し、コンデンサＣ１、Ｃ２の両端電圧Ｖ_ＣＡと比例関係を持つ電圧を検出するようにしても良い。

【0057】

電圧検出回路４３が、自動整合回路１１２のコンデンサＣ１及びＣ２の直列接続回路の両端電圧Ｖ_ＣＡを検出すると、マルチプレクサ３３、３６は、Ｖ_CAが閾値以下のとき(負荷リアクタンスＸ_loadが所定値以下の時)に遅延回路３２、３５を通過しないように接続し、両端電圧Ｖ_CAが閾値を超えるとき(負荷リアクタンスＸ_loadが所定値以上の時)にそれぞれ遅延回路３２、３５を通過するように接続する。

【0058】

すなわち、自動整合回路１１２のコンデンサＣ１及びＣ２の直列接続回路の両端電圧Ｖ_ＣＡが閾値電圧以上(負荷リアクタンスＸ_loadが所定値以上)になったときに、駆動回路１１３ａ、１１３ｂは駆動信号の位相をα°遅らせるように構成されている。

【0059】

これにより、従来技術では誘導性を持った負荷リアクタンスＸ_ｌｏａｄの大きさに比例してどこまでも大きくなる電圧Ｖ_CAに対して制限が掛かる。図１１に示すように、負荷リアクタンスＸ_ｌｏａｄが急減したときに生じる容量性リアクタンスの大きさを抑えることができ、結果としてＸ_loadが急減した時に生じるＥ級インバータ１１１のスイッチング素子損失の最大値を小さくできる。

【0060】

また、本実施形態によれば、負荷リアクタンスＸ_ｌｏａｄに依存した電圧Ｖ_ＣＡの絶対値を検出すれば良くなることから、第１実施形態のリアクタンス検出回路１１４に比較してリアクタンス検出回路２１４をシンプルに構成できる。

【0061】

（第２実施形態の第１変形例）
第１実施形態の第１変形例と同様に、第２実施形態の構成においても、リアクタンス検出回路２１４によりコンデンサＣ１及びＣ２の直列接続回路の両端電圧Ｖ_CAの絶対値を検出する際、スイッチング素子ＳＷ１のドレインソース間電圧の振幅の絶対値を検出しても良いし、スイッチング素子ＳＷ２のドレインソース間電圧の振幅の絶対値を検出しても良い。これにより、第２実施形態と同様の作用効果を奏する。

【0062】

（第２実施形態の第２変形例）
第１実施形態の第２変形例と同様に、第２実施形態の構成においても、リアクタンス検出回路２１４によりコンデンサＣ１及びＣ２の直列接続回路の両端電圧V_CAの絶対値を検出することに代えて、自動整合回路１１２の電源側ノードＮinと負荷側ノードＮoutとの間の電圧振幅の絶対値を検出するようにしても良い。これにより、第２実施形態と同様の作用効果を奏する。

【0063】

（第３実施形態）
第３実施形態について図１２から図１４を参照しながら説明する。自動整合回路１１２の構成は、前述実施形態の図３に示したハーフブリッジ型の平衡回路に限られない。

【0064】

例えば、図１２に自動整合回路３１２を示すように、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４を用いてフルブリッジ構成としながら平衡回路により構成しても良い。スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４は、それぞれボディダイオードＤ_１～Ｄ_４が付加されたＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴにより構成されている。もちろん、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴでもゲート駆動信号の極性を逆にすれば第１実施形態と同様の効果が得られ、ボディダイオードの代わりにファストリカバリダイオードをＭＯＳＦＥＴのドレインソース間と並列に配置しても同様の効果が得られる。

【0065】

このとき駆動回路１１３ａ、１１３ｂは、スイッチング素子ＳＷ１及びＳＷ４を同時にオンオフ駆動すると共に、スイッチング素子ＳＷ２及びＳＷ３を同時にオンオフ駆動する。スイッチング素子ＳＷ１及びＳＷ４とスイッチング素子ＳＷ２及びＳＷ３とは相補的にオンオフ駆動される。

【0066】

また、図１３に他の自動整合回路４１２の構成例を示している。自動整合回路４１２はハーフブリッジ構成としながら非平衡回路により構成されている。さらに図１４に他の自動整合回路５１２の構成例を示している。自動整合回路５１２は、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４を用いてフルブリッジ構成としながら非平衡回路により構成されている。このような自動整合回路４１２、５１２の構成を適用した場合でも同様の作用効果を奏することになる。

【0067】

（他の実施形態）
本発明は、前述した実施形態に限定されるものではなく、種々変形して実施することができ、その要旨を逸脱しない範囲で種々の実施形態に適用可能である。例えば、以下に示す変形又は拡張が可能である。

【0068】

駆動回路１１３ａが、Ｅ級インバータ１１１の出力電圧Ｖｓの位相φ（＝０°）に対して遅延させる位相差を９０°とした形態を説明したが、０から１８０°の範囲内で適宜調整しても良い。この場合、駆動回路１１３ｂは、その信号に対して１８０°遅延させる信号を駆動信号として自動整合回路１１２に出力すれば良い。

【0069】

送電回路として共振型インバータ１１、Ｅ級インバータ１１１を適用したが、これに限られるものではない。一般に、多くの交流電力を送電する送電回路は、制御のため電源出力の周波数と同等以上の周波数のクロックや制御信号を使用して電力を送電している。このため、本願に係る「送電回路」は、共振型インバータ１１、Ｅ級インバータ１１１以外の高周波電源に適用できることは技術常識である。

【0070】

また、クロック信号や制御信号を必要としない送電回路を適用しても良い。この場合、送電回路の電源の出力電圧Ｖｓ又は出力電流に基づいて自動整合回路１１２の制御信号を生成できる。

【0071】

本発明は、前述した実施形態に準拠して記述したが、本発明は当該実施形態や構造に限定されるものではないと理解される。本発明は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本発明の範畴や思想範囲に入るものである。

【符号の説明】

【0072】

図面中、１１は共振型インバータ（送電回路）、１１１はＥ級インバータ（送電回路）、１２、１１２、２１２、３１２、４１２、５１２は自動整合回路、１３、１１３ａ、１１３ｂは駆動回路、１４、１１４はリアクタンス検出回路（検出回路）、を示す。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】