特開 2023-72652 電力変換器とその制御方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2023072652

(43)【公開日】2023-05-24

(54)【発明の名称】電力変換器とその制御方法

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20230517BHJP

【ＦＩ】

H02M3/28 Q

【審査請求】未請求

【請求項の数】11

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022130914

(22)【出願日】2022-08-19

(31)【優先権主張番号】P 2021185219

(32)【優先日】2021-11-12

(33)【優先権主張国・地域又は機関】JP

(71)【出願人】

【識別番号】519417676

【氏名又は名称】株式会社アパード

(74)【代理人】

【識別番号】110002295

【氏名又は名称】弁理士法人Ｍ＆Ｐａｒｔｎｅｒｓ

(72)【発明者】

【氏名】竹下 隆晴

(72)【発明者】

【氏名】武道 宏平

【テーマコード（参考）】

5H730

【Ｆターム（参考）】

5H730AA14

5H730AA15

5H730AS01

5H730BB26

5H730BB27

5H730BB66

5H730DD04

5H730EE04

5H730EE07

5H730EE13

5H730FG05

(57)【要約】

【課題】簡素な回路構成でありながらソフトスイッチングを実現できる単方向絶縁型ＤＣ－ＤＣ電力変換器とその制御方法を提供する。
【解決手段】
ＤＣ－ＤＣ電力変換器１０は１次回路１と２次回路２とが三相以上の多相変圧器Ｔｒを介して接続される。１次回路は、スイッチング素子Ｒ^＋、Ｒ^－、Ｓ^＋、Ｓ^－、Ｔ^＋、Ｔ^－を有する回路が設けられ、２次回路は、共振キャパシタＣｒをそれぞれ並列に接続した２個のダイオードを含むレグ回路を複数並列接続した多相ダイオード整流回路と平滑キャパシタＣとが並列接続される。２次回路において、多相変圧器Ｔｒの漏れインダクタンス、又は多相変圧器の１次、２次接続端子と直列に接続されたリアクトルのいずれか又は両方と共振キャパシタとの共振回路が形成されたことを特徴とする。
【選択図】 図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

１次回路と２次回路とが三相以上の多相変圧器を介して接続された電力変換器であって、
前記１次回路は、スイッチング素子を有する回路が設けられ、
前記２次回路は、共振キャパシタをそれぞれ並列に接続した２個のダイオードを含むレグ回路を複数並列接続した多相ダイオード整流回路と平滑キャパシタとが並列接続され、
前記２次回路において、前記多相変圧器の漏れインダクタンス、又は前記多相変圧器の１次、２次接続端子と直列に接続されたリアクトルのいずれか又は両方と前記共振キャパシタとの共振回路が形成されたことを特徴とする電力変換器。

【請求項2】

前記１次回路はキャパシタと多相インバータ回路とが並列に接続され、
前記多相インバータ回路は、直列接続された２つの前記スイッチング素子を含むレグ回路が複数並列接続された請求項１記載の電力変換器。

【請求項3】

前記１次回路はキャパシタと三相インバータ回路とが並列に接続され、
前記三相インバータ回路は、６つの前記スイッチング素子を有する請求項１記載の電力変換器。

【請求項4】

前記スイッチング素子は、前記スイッチング素子の寄生容量、又は前記スイッチング素子に並列接続されたキャパシタのいずれか又は両方によりソフトスイッチングを実現する請求項１乃至３のいずれか１項記載の電力変換器。

【請求項5】

前記多相変圧器は、一次端子と二次端子が電気的に絶縁されており、１つの鉄心で構成される多相変圧器、又は複数の鉄心で構成される多相変圧器であって、
前記１つの鉄心で構成される多相変圧器においては１次側及び２次側がいずれも複数の巻線で構成され、
前記複数の鉄心で構成される多相変圧器においては鉄心の１次側及び２次側がいずれも１つの巻線で構成される単相変圧器を複数用いて構成され、
前記多相変圧器の一次端子をＹ結線又はΔ結線、前記多相変圧器の二次端子をY結線又はΔ結線とした請求項１記載の変圧器。

【請求項6】

前記多相変圧器は、一次端子と二次端子が電気的に絶縁されており、１つの鉄心又は３つの鉄心で構成される三相変圧器であって、
前記１つの鉄心で構成される三相変圧器においては１次側及び２次側がいずれも３巻線で構成され、
前記３つの鉄心で構成される三相変圧器においては鉄心の１次側及び２次側がいずれも１つの巻線で構成される単相変圧器を３つ用いて構成され、
前記三相変圧器の一次端子をＹ結線又はΔ結線、前記三相変圧器の二次端子をY結線又はΔ結線とした、
請求項１記載の多相変圧器。

【請求項7】

前記多相ダイオード整流回路は、共振キャパシタをそれぞれ並列に接続した６個のダイオードを含む三相ダイオード整流回路であって、
三相ダイオード整流回路は、共振キャパシタをそれぞれ並列に接続した２個のダイオードを含むレグ回路を３つ並列接続した請求項１記載の電力変換器。

【請求項8】

請求項１乃至７のいずれか１項記載の電力変換器において、
前記１次回路に多相方形波電圧を発生させるための制御信号を入力することを特徴とする電力制御法。

【請求項9】

請求項１乃至７のいずれか１項記載の電力変換器において、
前記１次回路に三相方形波電圧を発生させるための制御信号を入力することを特徴とする電力制御法。

【請求項10】

請求項１乃至７のいずれか１項記載の電力変換器において、
前記多相方形波電圧の周波数を制御することにより前記２次回路の出力電力を調整することを特徴とする電力制御法。

【請求項11】

請求項１乃至７のいずれか１項記載の電力変換器において、
前記三相方形波電圧の周波数を制御することにより前記２次回路の出力電力を調整することを特徴とする電力制御法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電力変換器、特に、単方向に電流を導通及び遮断することが可能な電力変換器とその制御方法に関する。

【背景技術】

【0002】

既知のＤＣ－ＤＣ電力変換器を実現する電子回路として、三相トランス（変圧器）で結合された１次回路と２次回路の回路が共に三相フルブリッジ回路で構成された三相絶縁型ＤＡＢ（Ｄｕａｌ Ａｃｔｉｖｅ Ｂｒｉｄｇｅ）コンバーター（回路）が知られている（例えば、非特許文献１の図４）。この電子回路は２次回路にトランジスタが含まれるため、１次回路と２次回路の両方にスイッチング信号を付与して制御しなければならない。そのため制御性の点で扱いにくく、また回路構成が複雑で製造コストも増大するデメリットがある。

【0003】

また、ＳＲ－ＳＡＢ(Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｒｅｓｏｎａｎｔ－Ｓｉｎｇｌｅ Ａｃｔｉｖｅ Ｂｒｉｄｇｅ：片側アクティブブリッジ)コンバーターと呼ばれる単方向スイッチ回路を用いた既知の単方向絶縁型ＤＣ－ＤＣ電力変換器等が知られている（特許文献１）。この電子回路は、方形波等を発生させる１次回路とＬＣ共振回路を構成する２次回路が単相高周波トランスを介して接続されてなる。１次回路は、キャパシタと４つのスイッチング素子を有するＨブリッジ回路とが並列に接続され、２次回路は、共振キャパシタをそれぞれ並列に接続した４個のダイオードを含むダイオード整流回路と平滑キャパシタとが並列接続されることで上述のとおり単相トランスの漏れインダクタンスと共振キャパシタとのＬＣ共振回路が形成される。そして、単相トランスの１次側端子の電圧が零である期間Ｔ_ｄを制御することにより、ソフトスイッチング回路の周波数を変更することなく２次回路の出力電力を調整することができる。

【先行技術文献】

【非特許文献】

【0004】

【非特許文献1】R. W. A. A. De Doncker, D. M. Divan and M. H. Kheraluwala, "A three-phase soft-switched high-power-density DC/DC converter for high-power applications," in IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 27, no. 1, pp. 63-73, Jan.-Feb. 1991

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特開２０２１－８３２６５号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

一般に、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバーターは、より効率よく、より低コストで、より大電力を送電できることが求められる。本願発明者は、その１つの解決策として、単相トランスの多相化が有力であると考えている。これは、多相化によりスイッチの電流容量（許容値）やトランスコアに生じる磁束を低減できる点で、大電力に適しているためである。

【0007】

しかし、単相の回路を多相化すれば出力電力の制御式を正しく導き出すことが困難となる。

【0008】

本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、スイッチング素子を有する回路により方形波等を発生させる１次回路と、受動素子のみで構成され整流回路とＬＣ共振回路との組合わせで構成される２次回路とをトランスにより電磁結合する回路構成を採用した既知の単方向絶縁型ＤＣ－ＤＣ電力変換器のＳＲ－ＳＡＢコンバーターを前提としつつ、高周波トランスに三相トランス又は４相以上の多相トランスを用いたＳＲ－ＳＡＢコンバーターによる絶縁型ＤＣ－ＤＣ電力変換器を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0009】

本願では、新たに、三相トランスの結線をＹ－Ｙ結線、Δ－Δ結線、Δ－Y結線及びＹ－Δ結線とした三相絶縁型ＤＣ－ＤＣ電力変換器のＳＲ－ＳＡＢコンバーターとその動作原理を提案する。さらに、四相、五相、及び六相ＳＲ－ＳＡＢコンバーターの動作波形と出力電力式を提案する。

【0010】

本発明に係る電力変換器は、１次回路と２次回路とが三相以上の多相変圧器を介して接続された電力変換器であって、
前記１次回路は、スイッチング素子を有する回路が設けられ、
前記２次回路は、共振キャパシタをそれぞれ並列に接続した２個のダイオードを含むレグ回路を複数並列接続した多相ダイオード整流回路と平滑キャパシタとが並列接続され、
前記２次回路において、前記多相変圧器の漏れインダクタンス、又は前記多相変圧器の１次、２次接続端子と直列に接続されたリアクトルのいずれか又は両方と前記共振キャパシタとの共振回路が形成されたことを特徴とする。

【0011】

上記構成において、前記１次回路はキャパシタと多相インバータ回路とが並列に接続され、前記多相インバータ回路は、直列接続された２つの前記スイッチング素子を含むレグ回路が複数並列接続されていてもよい。

【0012】

上記構成において、前記１次回路はキャパシタと三相インバータ回路とが並列に接続され、前記三相インバータ回路は、６つの前記スイッチング素子を有するように構成してもよい。

【0013】

上記構成において、前記スイッチング素子は、前記スイッチング素子の寄生容量、又は前記スイッチング素子に並列接続されたキャパシタのいずれか又は両方によりソフトスイッチングを実現することを特徴とする。

【0014】

上記構成において、前記多相変圧器は、一次端子と二次端子が電気的に絶縁されており、１つの鉄心で構成される多相変圧器、又は複数の鉄心で構成される多相変圧器であって、
前記１つの鉄心で構成される多相変圧器においては１次側及び２次側がいずれも複数の巻線で構成され、
前記複数の鉄心で構成される多相変圧器においては鉄心の１次側及び２次側がいずれも１つの巻線で構成される単相変圧器を複数用いて構成され、
前記多相変圧器の一次端子をＹ結線又はΔ結線、前記多相変圧器の二次端子をY結線又はΔ結線として構成してもよい。

【0015】

ここで、「鉄心の１次側及び２次側がいずれも１つの巻線で構成される単相変圧器」とは、図１９（Ａ）に示すような等価回路となる変圧器を意味し、１次側と２次側とが絶縁されている変圧器を意味する。

【0016】

上記構成において、前記多相変圧器は、一次端子と二次端子が電気的に絶縁されており、１つの鉄心又は３つの鉄心で構成される三相変圧器であって、
前記１つの鉄心で構成される三相変圧器においては１次側及び２次側がいずれも３巻線で構成され、
前記３つの鉄心で構成される三相変圧器においては鉄心の１次側及び２次側がいずれも１つの巻線で構成される単相変圧器を３つ用いて構成され、
前記三相変圧器の一次端子をＹ結線又はΔ結線、前記多相変圧器の二次端子をY結線又はΔ結線として構成してもよい。

【0017】

ここで、「１つの鉄心で構成される三相変圧器においては、１次側及び２次側がいずれも３巻線で構成される三相変圧器」の一例は、図１９（Ｂ）に示されるようなものである（非特許文献１の図８参照）。同図では、電流ｉ_ａｐが流れている巻線が一次巻線、電流ｉ_ａｓが流れている巻線が二次巻線であり、一次巻線と二次巻線は電気的に絶縁されている。この巻線を１組として３組(電流ｉ_ａｐ、電流ｉ_ａｓが流れる巻線と、電流ｉ_ｂｐ、電流ｉ_ｂｓが流れる巻線と電流ｉ_ｃｐ、電流ｉ_ｃｓが流れる巻線)の巻線が１つの鉄心に巻かれている。

【0018】

上記構成において、前記多相ダイオード整流回路は、共振キャパシタをそれぞれ並列に接続した６個のダイオードを含む三相ダイオード整流回路であって、
三相ダイオード整流回路は、共振キャパシタをそれぞれ並列に接続した２個のダイオードを含むレグ回路を３つ並列接続するよう構成してもよい。

【0019】

本発明に係る電力制御法は、上記いずれかの多相変圧器において、
前記１次回路に多相方形波電圧を発生させるための制御信号を入力することを特徴とする。

【0020】

本発明に係る電力制御法は、上記いずれかの多相変圧器において、
前記１次回路に三相方形波電圧を発生させるための制御信号を入力することを特徴とする。

【0021】

本発明に係る電力制御法は、上記いずれかの多相変圧器において、
前記多相方形波電圧の周波数を制御することにより前記２次回路の出力電力を調整することを特徴とする。

【0022】

本発明に係る電力制御法は、上記いずれかの多相変圧器において、
前記三相方形波電圧の周波数を制御することにより前記２次回路の出力電力を調整することを特徴とする。

【図面の簡単な説明】

【0023】

【図1】図１（Ａ）は、ＤＣ－ＤＣ電力変換器１０であるＹ－Ｙ結線三相絶縁型ＳＲ－ＳＡＢコンバーターの基本回路図である。図１（Ｂ）は、図１（Ａ）の２次側の等価回路を示している。図１（Ｃ）は、２次側ＬＣ共振回路の動作説明図である。

【図2】図２は、図１のＹ－Ｙ結線三相絶縁型ＳＲ－ＳＡＢコンバーターにおけるＹ－Ｙ結線三相トランスの等価回路図を示す。

【図3】図３は、図１のＹ－Ｙ結線三相絶縁型ＳＲ－ＳＡＢコンバーターの入出力直流電圧Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔ、トランス巻数比ａ＝１とした場合におけるスイッチとダイオードの導通状態のパターンと高周波トランスの電圧、電流の理論波形を示す。

【図4】図４は、図３の時刻ｔ＝０からｔ＝Ｔ_ｓ／６のスイッチとダイオードの導通パターン及び一次電圧ｖ_ｒｎ－ｖ_ｔｎ、二次電圧ｖ_ｕｎ、漏れインダクタンスＬ／３の電圧ｖ_Ｌｕ、トランス電流ｉ_ｕ－ｉ_ｗ、出力電流ｉ_ｒｅｃの拡大波形を示す図である。

【図5】図５は、図３の時刻ｔ＝０からｔ＝Ｔｓ／６の３モードにおける２次側ダイオード整流回路の接続図であり、１次側Ｒ相スイッチがＲ^－からＲ^＋に切り替わったときに２次側Ｕ相導通ダイオードがＵ^－からＵ^＋へ切り替わる過渡状態を表している。

【図6】図６は、(３２)式に基づいた出力電力Ｐ_ｏｕｔのスイッチング周波数ｆ_ｓと共振周波数ｆ_０の比ｆ_ｓ／ｆ_０に対する特性であり、ｆ_ｓ／ｆ_０＝０．１の出力電力Ｐ_ｏｕｔをＰ_ｏｕｔ＝１と規格化している。

【図7】図７は、スイッチング周波数ｆ_ｓと共振周波数ｆ_０の比ｆ_ｓ／ｆ_０＝０．１の動作波形を示す。

【図8】図８は、スイッチング周波数ｆ_ｓと共振周波数ｆ_０の比ｆ_ｓ／ｆ_０＝０．４時の動作波形を示す。

【図9】図９は、入出力直流電圧Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔ＝２６５Ｖ、トランス漏れインダクタンスＬ／３＝７０μＨ、共振キャパシタＣｒ＝２２ｎＦ、共振周波数ｆ_０＝７４ｋＨｚ、スイッチング周波数ｆ_ｓ＝２０ｋＨｚの実験波形である。

【図10】図１０は、入出力直流電圧Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔ＝２６５Ｖ、トランス漏れインダクタンスＬ／３＝７０μＨ、共振キャパシタＣｒ＝２２ｎＦ、共振周波数ｆ_０＝７４ｋＨｚ、スイッチング周波数ｆ_ｓ＝３０ｋＨｚの実験波形である。

【図11】図１１は、入出力直流電圧Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔ＝２６５Ｖ、トランス漏れインダクタンスＬ／３＝７０μＨ、共振キャパシタＣｒ＝２２ｎＦ、共振周波数ｆ_０＝７４ｋＨｚ、スイッチング周波数ｆ_ｓ＝４０ｋＨｚの実験波形である。

【図12】図１２はＤＣ－ＤＣ電力変換器１０であるΔ－Δ結線三相ＳＲ－ＳＡＢコンバーターであり、高周波トランスＴｒの１次側を三相フルブリッジ回路、２次側をダイオードにキャパシタＣ_ｒを並列接続したダイオード整流回路でそれぞれ構成される。

【図13】図１３は、Δ－Δ結線三相絶縁型ＳＲ－ＳＡＢコンバーターの入出力直流電圧Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔ、トランス巻数比ａ＝１におけるスイッチとダイオードの導通パターン及び動作波形である。

【図14】図１４は、図１２のΔ－Δ結線三相トランスの等価回路図である。

【図15】図１５は、ｍ相高周波トランスで構成される多相ＳＲ－ＳＡＢコンバーターの回路図である。

【図16】４相ＳＲ－ＳＡＢコンバーターの一次電圧ｖ_１、二次電圧ｖ_２、トランス一次電流ｉ_１、出力電流ｉ_ｒｅｃの動作波形を示す図である。

【図17】５相ＳＲ－ＳＡＢコンバーターの一次電圧ｖ_１、二次電圧ｖ_２、トランス一次電流ｉ_１、出力電流ｉ_ｒｅｃの動作波形を示す図である。

【図18】６相ＳＲ－ＳＡＢコンバーターの一次電圧ｖ_１、二次電圧ｖ_２、トランス一次電流ｉ_１、出力電流ｉ_ｒｅｃの動作波形を示す図である。

【図19】（Ａ）鉄心の１次側及び２次側がいずれも１つの巻線で構成される多相変圧器の等価回路 （Ｂ）１つの鉄心で構成される三相変圧器において、１次側及び２次側がいずれも３巻線で構成される三相変圧器の一例

【図20】図２０は、ＤＣ－ＤＣ電力変換器１０であるΔ－Ｙ結線三相絶縁型ＳＲ－ＳＡＢコンバーターの基本回路図である。

【図21】図２１は、図２０のΔ－Ｙ結線三相トランス回路の等価回路図である。

【図22】図２２は、Δ－Ｙ結線三相絶縁型ＳＲ－ＳＡＢコンバーターの入出力直流電圧Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔ、トランス巻数比ａ＝２（２：１）におけるスイッチとダイオードの導通パターン及び動作波形である。

【図23】図２３は、図２２の時刻ｔ＝０からｔ＝Ｔ_ｓ／６におけるスイッチとダイオードの導通パターン及び一次電圧ｖ’_ｒｓ－ｖ’_ｔｒ、二次電圧ｖ_ｕｎ、漏れインダクタンスＬ／３の電圧ｖLu、トランス電流ｉ_u－ｉ_ｗ、出力電流ｉ_ｒｅｃの拡大波形である。

【図24】図２４（ａ）～（ｃ）は、図３の各動作モードにおける二次側ダイオード整流回路の接続図である。

【図25】図２５は、（５０）式を表している。

【図26】図２６は、スイッチング周波数ｆ_ｓと共振周波数ｆ_０（＝１／２π√ＬＣ_ｒ）の比率ｆ_ｓ／ｆ_０＝０．４５の最大電力時の動作波形である。

【図27】図２７は、ｆ_ｓ／ｆ_０＝０．３３７の動作波形である。

【図28】図２８（ａ）、（ｂ）は、それぞれ（５９）式の期間Ｔ_２１と（５４）式の共振完了時のトランス電流Ｉ_Ｒのスイッチング周波数ｆ_ｓ（＝１／Ｔs）に対する特性である。

【図29】図２９（ａ）及び（ｂ）は、それぞれ、Δ－Ｙ結線ＳＲ－ＳＡＢコンバータの出力電力及びトランス総合力率を示す図である。

【図30】図３０は、出力電力Ｐ_ｏｕｔ＝２．８ｋＷ、スイッチング周波数ｆ_ｓ＝１５ｋＨｚ、スイッチング周波数ｆ_ｓと共振周波数ｆ_０の比率ｆ_ｓ／ｆ_０＝０．４５の実験波形である。

【図31】図３１は、出力電力Ｐ_ｏｕｔ＝１．４ｋＷ、スイッチング周波数ｆ_ｓ＝１１ｋＨｚ、周波数比率ｆ_ｓ／ｆ_０＝０．３３の実験波形である。

【図32】図３２は、三相トランスＴｒの一次側をＹ結線、二次側をΔ結線としたＹ－Δ結線三相ＳＲ－ＳＡＢコンバータである。

【図33】図３３は、図３２のＹ－Δ結線三相トランス回路の等価回路図である。

【図34】図３４は、入出力直流電圧Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔ、トランス巻数比２：３におけるＹ－Δ結線三相ＳＲ－ＳＡＢコンバータのスイッチとダイオードの導通パターン及び動作波形である。

【図35】図３５は、Ｙ－Δ結線ＳＲ－ＳＡＢコンバータの動作波形である。図３５は、スイッチング周波数ｆ_ｓと共振周波数ｆ_０の比率ｆ_ｓ／ｆ_０＝０．４５の動作波形である。

【図36】図３６は、Ｙ－Δ結線ＳＲ－ＳＡＢコンバータの動作波形である。図３６は、周波数比率ｆ_ｓ／ｆ_０＝０．３３７の動作波形である。

【発明を実施するための形態】

【0024】

以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。但し、以下の実施形態は、いずれも本発明の要旨の認定において限定的な解釈を与えるものではない。また、同一又は同種の部材については同じ参照符号を付して、説明を省略することがある。
なお、１次回路のソフトスイッチング回路は、例えば三相インバータ回路が使用できるが、これに限定されず、何れの回路も使用され得る。

【0025】

（本発明の基本的な考え方）
本発明の基本的な回路構成の特徴は、単方向絶縁型ＤＣ－ＤＣ電力変換器を実現する単相ＳＲ－ＳＡＢコンバーター回路を前提として、１次回路と２次回路とをつなぐ結合トランスに三相以上の多相トランスを採用し、それに併せて１次回路及び２次回路を構成した点にある。簡単な回路構成でありながら供給電力は１次回路のスイッチング周波数により調整でき、また、２次回路側が受動素子のみで構成されるため、トランスの鉄心で１次回路と２次回路とを分離する単相トランスを三相トランスにすることで、より大電力を効率よく送電できるようになる。さらに、多相化するほど入出力直流電流リプルが小さくなるため、入出力フィルタ回路を小型化できる利点もある。

【0026】

図１（Ａ）は、ＤＣ－ＤＣ電力変換器１０であるＹ－Ｙ結線三相絶縁型ＳＲ－ＳＡＢコンバーターの基本回路図である。三相高周波トランスＴｒの１次回路１は、方形波を発生させるための三相フルブリッジ（インバータ）回路であり、キャパシタと多相インバータ回路とが並列に接続された回路で構成される。この多相インバータ回路は、直列接続された２つの前記スイッチング素子を含むレグ回路が複数並列接続され、６つのスイッチング素子（Ｒ^＋、Ｒ^－、Ｓ^＋、Ｓ^－、Ｔ^＋、Ｔ^－）を含む。２次回路２は、小容量の共振キャパシタＣｒをダイオードに並列接続した２個のダイオードにより構成されるレグ回路を複数個（３相分）並列接続してなり、多相ダイオード整流回路と平滑キャパシタとが並列接続される回路である。２次回路２において、多相変圧器の漏れインダクタンス、又は多相変圧器の１次、２次接続端子と直列に接続されたリアクトルのいずれか又は両方と共振キャパシタとの共振回路が形成された構成を有する。

【0027】

図１（Ｂ）は、図１（Ａ）の２次側の等価回路を示している。１次側のＲ相，Ｓ相，Ｔ相の電位は、いずれもＹ－Ｙ結線の中性点（Ｎ_１）からみた電位ｖ_ｒｎ，ｖ_ｓｎ，ｖ_ｔｎと表す。ここで、三相高周波トランスＴｒは、１次巻線と２次巻線の巻数をそれぞれｎ_１、ｎ_２としたとき、巻数比ａ（＝ｎ_１／ｎ_２）を用いて、１次電圧ｖ_１の２次換算値はｖ_１’（＝ｖ_１／ａ）と表される理想トランスとする。すなわち、図Ｂに示される高周波トランスＴｒの各相の２次換算値はそれぞれＹ－Ｙ結線の中性点（Ｎ_２）からみた電位ｖ_ｒｎ’，ｖ_ｓｎ’，ｖ_ｔｎ’と表される。
同様に、２次側のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電位はｖ_ｕｎ，ｖ_ｖｎ，ｖ_ｗｎと表す。また、中性点Ｎ_１及びＮ_２のグランドからの電位はそれぞれｖ_Ｎ１及びｖ_Ｎ２と表す。

【0028】

単相高周波トランスＴｒ全体の漏れインダクタンスＬを２次側での換算値として表した場合、三相高周波トランスＴｒの漏れインダクタンスは、単相絶縁型ＳＲ－ＳＡＢコンバーターにおけるトランスの漏れインダクタンスＬの１／３（すなわちＬ／３）と表す。各レグにおいてオンダイオードが切り替わる時にトランスの漏れインダクタンスＬ／３と共振用キャパシタＣｒのＬＣ直列共振回路が構成されるため、ダイオードの切り替わりをスムーズに実現できる。このため、トランスの総合力率、電圧利用率を高く動作できる特徴を持っている。

【0029】

図１（Ｃ）は、２次側ＬＣ共振回路の動作説明図である。Ｕ相トランス電流ｉ_ｕがｉ_ｕ＝０となり「Ｕ相ダイオードＵ^－がオフ」の状態から「Ｕ相ダイオードＵ^＋がオン」の状態になるまでの過渡状態を示しており、トランスの漏れインダクタンスＬ／３と共振用キャパシタＣｒのＬＣ直列共振回路が構成されている。

【0030】

Ｕ相トランス電流ｉ_ｕがｉ_ｕ＝０となった時刻をｔ＝０として共振期間Ｔｒと共振期間終了時のトランス電流Ｉｒを導出するための理論解析を行う。

【0031】

Ｕ相の電位ｖ_ｕは、Ｕ相レグのそれぞれの共振キャパシタＣｒにＵ相トランス電流ｉ_ｕ（ｔ）が均等に流れ、ダイオードＵ^＋の並列キャパシタ電圧初期値がＶ_ｏｕｔ、ダイオードＵ^－の並列キャパシタ電圧初期値が零であることから次式（１）で与えられる。
［式(１)］

【0032】

２次側中性点電位ｖ_Ｎ２は、出力直流電圧Ｖ_ｏｕｔの負側を電位の基準とすると次式（２）で得られる。
［式（２）］

【0033】

Ｕ相共振時のＶ相、Ｗ相ダイオードの導通パターンは互いに逆なのでｖ_ｖ＋ｖ_ｗ＝Ｖ_ｏｕｔとなる。Ｕ相の電圧方程式は、一次電圧ｖ_ｍ、ｖ_rnの二次換算電圧ｖ’_ｒｎ＝ｖ_ｒｎ／ａを用いて次式（３）で得られる。
［式（３）］

【0034】

Ｕ相電圧方程式は、（３）式へ（１）式のＵ相の電位ｖ_ｕとＶ相及びＷ相の電位の和ｖ_ｖ＋ｖ_ｗ＝Ｖ_ｏｕｔを代入して整理すると次式（４）で書き換えられる。
［式（４）］

【0035】

トランス電流ｉ_ｕは、（４）式の微分方程式を初期値ｉ_ｕ（０）＝０で解くと次式の共振周波数ｆ_０（＝１／２π√（ＬＣ_ｒ））の共振電流が次式（５）で得られる。
［式（５）］

【0036】

Ｕ相の電位ｖ_ｕは、本理論説明がダイオードＵ^－からＵ^＋への切り替わりであるため初期値ｖ_ｕ（０）＝０であり、（１）式へ（５）式を代入すると次式（６）で得られる。
［式（６）］

【0037】

Ｕ相電位ｖ_ｕがｖ_ｕ＝V_ｏｕｔとなると、ダイオードＵ^＋がオンとなりＬＣ共振は終了する。ＬＣ共振期間Ｔ_ｒは、ｖ_ｕ（Ｔ_ｒ）＝Ｖ_ｏｕｔより次式（７）で得られる。
［式（７）］

【0038】

共振期間終了時のトランス電流Ｉ_ｒ＝ｉ_ｕ（Ｔ_ｒ）は次式（８）で得られる。
［式（８）］

【0039】

本実施形態のＬＣ共振ダイオード整流回路（２次回路）は、ダイオードの切り替わり時にリアクトルＬ／３と共振キャパシタＣ_ｒのＬＣ直列共振回路が形成され、トランス電流が正弦波状に電流値Ｉ_ｒまで増加することで、トランス電流のスムーズな正負反転を実現できるため、トランスの総合力率、電圧利用率を高く動作できる。本理論解析は、三相ダイオード整流回路のＵ相レグにおいてダイオードＵ^－からＵ^＋への切り替わり動作を述べたが、ダイオードＵ^＋からＵ^－への切り替わり、及び他の相も本理論解析を適用でき、さらに、四相以上の多相ダイオード整流回路へも適用できる。

【0040】

（第１の実施形態）［Ｙ－Ｙ結線三相ＳＲ－ＳＡＢコンバーター］
－動作原理－
図２は、図１のＹ－Ｙ結線三相絶縁型ＳＲ－ＳＡＢコンバーターにおけるＹ－Ｙ結線三相トランスの等価回路図を示す。

【0041】

図３は、図１のＹ－Ｙ結線三相絶縁型ＳＲ－ＳＡＢコンバーター回路の入出力直流電圧Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔ、トランス巻数比ａ＝１とした場合におけるスイッチとダイオードの導通状態のパターンと高周波トランスの電圧、電流の理論波形を示す。各グラフの横軸は時間である。

【0042】

Ｒ相の一次電圧ｖ_ｒｎは、１次側三相フルブリッジ回路のＲ，Ｓ，Ｔ相スイッチを、デューティ比５０％で位相を１２０度ずらしてオンオフすることにより得られる、周波数ｆ_ｓ(＝１／Ｔ_ｓ)で電圧レベルが±２Ｖ_ｏｕｔ／３、±Ｖ_ｏｕｔ／３の４レベルの方形波電圧である。
二次電圧ｖ_ｕｎは、ダイオードの導通パターンに基づき、一次電圧ｖ_ｒｎに対して遅れの４レベル電圧波形となる。トランス電流ｉ_ｕは、一次電圧ｖ_ｒｎと二次電圧ｖ_ｕｎの電圧差により一次電圧ｖ_ｒｎに対して遅れ電流に制御されるので、三相絶縁型ＤＣ－ＤＣ電力変換器は、１次側三相インバータのスイッチングにおいて零電圧スイッチング（ＺＶＳ：Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）を実現できる。２次側ダイオード整流回路によりトランス電流ｉ_ｕが出力電流ｉ_ｒｅｃへ整流され負荷へ直流電力を送電する。三相絶縁型ＳＲ－ＳＡＢコンバーターは、共振キャパシタＣ_ｒの接続により発生するＬＣ共振によりトランス電流ｉ_ｕがｉ_ｕ＝０からｉ_ｕ＝Ｉ_０まで増加することで、トランス電流ｉ_ｕのスムーズな正負反転を実現できるため、三相ＤＡＢコンバーター同様の動作波形を実現できる。

【0043】

図１のＹ－Ｙ結線三相ＳＲ－ＳＡＢコンバーターの理論説明を出力直流電圧Ｖ_ｏｕｔの負側を接地して行う。トランス一次端子Ｒ，Ｓ，Ｔの電位をv_ｒ－v_ｔとし、二次端子Ｕ，Ｖ，Ｗの電位をｖ_ｕ－ｖ_ｗとする。図２の高周波トランスＴｒの電圧方程式は、二次電圧ｖ_ｕｎがＵ相レグのダイオード間の電位ｖ_ｕとトランス２次側中性点電位ｖ_Ｎ２の差であることから次式（９）で得られる。
［式（９）］

【0044】

Ｙ結線三相トランスの２次側中性点電位ｖ_Ｎ２は、各レグを構成する２個のダイオード間の電位ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗを用いて次式（１０）で与えられる。
［式(１０)］

【0045】

電圧方程式は、（９）式の２次側中性点電位ｖ_Ｎ２へ（１０）式を代入すると次式（１１）で書き換えられる。
［式（１１）］

【0046】

以降、図３の時刻ｔ＝０からｔ＝Ｔ_ｓ／６までのトランス電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの理論式を（１１）式の電圧方程式を用いて得ることで、図１（Ａ）のＹ－Ｙ結線三相ＳＲ－ＳＡＢコンバーターの出力電力Ｐ_ｏｕｔを導出する。

【0047】

（動作解析）
図４は、図３の時刻ｔ＝０からｔ＝Ｔ_ｓ／６のスイッチとダイオードの導通パターン及び一次電圧ｖ_ｒｎ－ｖ_ｔｎ、二次電圧ｖ_ｕｎ、漏れインダクタンスＬ／３の電圧ｖ_Ｌｕ、トランス電流ｉ_ｕ－ｉ_ｗ、出力電流ｉ_ｒｅｃの拡大波形を示す図である。時間０＜ｔ＜Ｔ_ｓ／６のＵ相ダイオードの導通パターンとしてダイオードＵ^－がオン、導通ダイオードなし、及びダイオードＵ^＋がオンの３モードへそれぞれモード１、モード２、モード３を与える。
図５は、図３の時刻ｔ＝０からｔ＝Ｔｓ／６の３モードにおける２次側ダイオード整流回路の接続図であり、１次側Ｒ相スイッチがＲ^－からＲ^＋に切り替わったときに２次側Ｕ相導通ダイオードがＵ^－からＵ^＋へ切り替わる過渡状態を表している。時刻ｔ＝０でＲ相スイッチがＲ^－からＲ＋へ切り替わることで、モード１に移行する。時刻ｔ＝Ｔ_１において、Ｕ相トランス電流がｉ_ｕ＝０となるとダイオードＵ^－がオフとなりモード２へ移行する。モード２では、Ｕ相レグにおいて、キャパシタＣ_ｒとトランスの漏れインダクタンスＬ／３のＬＣ共振回路が構成される。時刻ｔ＝Ｔ_１＋Ｔ_２において、Ｕ相ダイオードＵ^＋の並列キャパシタが零電圧となるとダイオードＵ^＋がオンとなりモード３へ移行する。

【0048】

図５（ａ）のモード１において、一次電圧ｖ_ｒｎ－ｖ_ｔｎは、１次側三相インバータのスイッチＲ^＋、Ｓ^－、Ｔ^＋がオンであり、ｖ_ｒｎ＝Ｖ_ｏｕｔ／３、ｖ_ｓｎ＝－２Ｖ_ｏｕｔ／３、ｖ_ｔｎ＝Ｖ_ｏｕｔ／３となる。２次側電位ｖ_ｕ－ｖ_ｗは、Ｕ相トランス電流ｉ_ｕ(＜０)がダイオードＵ^－を流れ、Ｖ相トランス電流ｉ_ｖ(＜０)がダイオードＶ^－を流れ、Ｗ相トランス電流ｉ_ｗ(＞０)がダイオードＷ^＋を流れており、ｖ_ｕ＝ｖ_ｖ＝０、ｖ_ｗ＝Ｖ_ｏｕｔとなる。二次電圧ｖ_ｕｎは、ｖ_ｕｎ＝Ｖ_ｏｕｔ／３である。モード１のトランス電流ｉ_ｕ（ｔ）、ｉ_ｖ（ｔ）、ｉ_ｗ（ｔ）は、(３)式の電圧方程式へ一次電圧ｖ_ｒｎ＝ｖ_ｔｎ＝Ｖ_ｏｕｔ／３、ｖ_ｓｎ＝－２Ｖ_ｏｕｔ／３、二次電位ｖ_ｕ＝ｖ_ｖ＝０、ｖ_ｗ＝Ｖ_ｏｕｔ及びトランス電流初期値ｉ_ｕ(０)＝ｉ_ｖ(０)＝－Ｉ_０、ｉ_ｗ(０)＝２Ｉ_０を代入すると次式（１２）で得られる。
［式(１２)］

【0049】

図４のモード１におけるトランス電流ｉ_ｕは零まで一定の傾きで増加していく。トランス電流ｉ_ｖ、ｉ_ｗは一定の傾きで減少している。トランス電流ｉ_ｕ（ｔ）は、時刻ｔ＝Ｔ_１で零になるので、時刻Ｔ_１は、ｉ_ｕ（Ｔ_１)＝０より次式（１３）で得られる。
［式(１３)］

【0050】

時刻ｔ＝Ｔ_１におけるトランス電流ｉ_ｖ（Ｔ_１)、ｉ_ｗ（Ｔ_１)は次式で与えられる。
［式(１４)］

［式(１５)］

【0051】

モード１の出力電流ｉ_ｒｅｃ（ｔ）は、図４（ａ）からＷ相トランス電流ｉ_ｗ（ｔ）と等しく次式（１６）で与えられる。
［式(１６)］

出力電流ｉ_ｒｅｃは、一定の傾きで減少している。

【0052】

時刻ｔ＝Ｔ_１において、Ｕ相トランス電流ｉ_ｕ（Ｔ_１)＝０になると、Ｕ相レグの２個のダイオードＵ^＋、Ｕ^－が共にオフとなり、図４（ｂ）のモード２へ移行する。モード２では、Ｕ相レグにおいて、キャパシタＣ_ｒとトランスの漏れインダクタンスＬ／３によるＬＣ共振回路が構成される。モード２のＵ相電位ｖ_ｕは、Ｕ相レグのそれぞれの共振キャパシタＣ_ｒにＵ相トランス電流ｉ_ｕ（ｔ）が均等に流れ、ダイオードＵ^＋の並列キャパシタ電圧初期値がＶ_ｏｕｔ、ダイオードＵ^－の並列キャパシタ電圧初期値が零であることから次式（１７）で与えられる。
［式(１７)］

【0053】

モード２におけるＵ相電圧方程式は、(１１)式の電圧方程式へ一次電圧ｖ_ｒｎ＝Ｖ_ｏｕｔ／３、(１７)式のＵ相電位ｖ_ｕ、Ｖ相電位ｖ_ｖ＝０、Ｗ相電位ｖ_ｗ＝Ｖ_ｏｕｔをそれぞれ代入して整理すると次式（１８）で得られる。
［式(１８)］

【0054】

モード２におけるＵ相トランス電流ｉ_ｕ（ｔ）は、(１８)式の微分方程式を初期値ｉ_ｕ（Ｔ_１)＝０を用いて解くと次式（１９）の共振周波数ｆ_０(＝１／２π√（ＬＣ_ｒ)）の共振電流が得られる。
［式(１９)］

【0055】

図４のモード２におけるトランス電流ｉ_ｕは、ＬＣ共振によりｉ_ｕ＝０からｉ_ｕ＝Ｉ_０まで正弦波状に増加しておりスムーズに正負反転している。二次電圧ｖ_ｕｎ（ｔ）は、(９)式へ一次電圧ｖ_ｒｎ＝Ｖ_ｏｕｔ／３と(１９)式のＵ相トランス電流ｉ_ｕ（ｔ）を代入すると次式（２０）で得られる。
［式(２０)］

【0056】

二次電圧ｖ_ｕｎは、正弦波状に増加している。モード２は、時刻ｔ＝Ｔ_１＋Ｔ_２において、Ｕ相二次電圧がｖ_ｕｎ（Ｔ_１＋Ｔ_２)＝２Ｖ_ｏｕｔ／３となると、ダイオードＵ^＋の並列キャパシタが零電圧となりダイオードＵ^＋が導通しモード３へ移行する。時刻Ｔ_２は、(２０)式でｖ_ｕｎ（Ｔ_１＋Ｔ_２)＝２Ｖ_ｏｕｔ／３を解くことで得られ、トランス電流レベルＩ_０は、(１９)式の時刻ｔ＝Ｔ_１＋Ｔ_２におけるトランス電流ｉ_ｕ（Ｔ_１＋Ｔ_２)と等しくそれぞれ次式（２１）、（２２）で得られる。
［式（２１）］

［式（２２）］

【0057】

（１３)式のモード１の期間Ｔ_１は、(２２)式を代入すると次式（２３）で表せる。
［式(２３)］

【0058】

期間Ｔ_１、Ｔ_２及びトランス電流レベルＩ_０は回路パラメータのみで定まる。モード２のＶ、Ｗ相トランス電流ｉ_ｖ（ｔ）、ｉ_ｗ（ｔ）を(１１)式の電圧方程式を用いて導出する。Ｕ相電位ｖ_ｕ（ｔ）は、(１７)式へ(１９)式のＵ相トランス電流ｉ_ｕ（ｔ）を代入し、初期値ｖ_ｕ（Ｔ_１)＝０を用いると次式（２４）で得られる。
［式(２４)］

【0059】

モード２におけるＶ、Ｗ相トランス電流ｉ_ｖ（ｔ）、ｉ_ｗ（ｔ）は、(１１)式のＶ、Ｗ相電圧方程式へ(２４)式のＵ相電位ｖ_ｕ、Ｖ相電位ｖ_ｖ＝０、Ｗ相電位ｖ_ｗ＝Ｖ_ｏｕｔを代入し、(１４)式のトランス電流初期値ｉ_ｖ（Ｔ_１)、ｉ_ｗ（Ｔ_１)、(２２)式のトランス電流レベルＩ_０を用いると次式（２５）、（２６）で得られる。
［式(２５)］

［式(２６)］

【0060】

図４のモード２におけるトランス電流ｉ_ｖ、ｉ_ｗは正弦波状に減少している。時刻ｔ＝Ｔ_１＋Ｔ_２におけるトランス電流ｉ_ｕ（Ｔ_１＋Ｔ_２)－ｉ_ｗ（Ｔ_１＋Ｔ_２)は次式（２７）で与えられる。
［式(２７)］

【0061】

モード２の出力電流ｉ_ｒｅｃ（ｔ）は、図５（ｂ）からＵ相トランス電流の半分の電流ｉ_ｕ（ｔ）／２とＷ相トランス電流ｉ_ｗ（ｔ）の和であり次式（２８）で与えられる。
［式(２８)］

【0062】

モード２の出力電流ｉ_ｒｅｃ（ｔ）は、一定電流となる。
時刻ｔ＝Ｔ_１＋Ｔ_２で、ダイオードＵ^＋の並列キャパシタ電圧が零電圧となるとダイオードＵ^＋が導通し、モード３へ移行する。モード３のトランス電流ｉ_ｕ（ｔ）、ｉ_ｖ（ｔ）、ｉ_ｗ（ｔ）は、(１１)式の電圧方程式へ一次電圧ｖ_ｒｎ＝ｖ_ｔｎ＝Ｖ_ｏｕｔ／３、ｖ_ｓｎ＝－２Ｖ_ｏｕｔ／３、二次電位ｖ_ｕ＝ｖ_ｗ＝Ｖ_ｏｕｔ、ｖ_ｖ＝０及び(２７)式のトランス電流初期値ｉ_ｕ（Ｔ_１＋Ｔ_２)、ｉ_ｖ（Ｔ_１＋Ｔ_２)、ｉ_ｗ（Ｔ_１＋Ｔ_２)を代入して次式（２９）で得られる。
［式(２９)］

【0063】

モード３では、トランス電流ｉ_ｕ－ｉ_ｗは一定電流となる。モード３は時刻ｔ＝Ｔｓ／６において、Ｔ相スイッチがＴ^＋からＴ^－に切り替わると終了する。モード３の期間Ｔ_３は次式（３０）で与えられる。
［式(３０)］

【0064】

モード３の期間Ｔ_３は、スイッチング周波数ｆ_ｓ(＝１／Ｔ_ｓ)により調整される。モード３の出力電流ｉ_ｒｅｃ（ｔ）は、図５(ｃ)からＵ相トランス電流ｉ_ｕ（ｔ）とＷ相トランス電流ｉ_ｗ（ｔ）の和であり次式（３１）で与えられる。
［式(３１)］

モード３の出力電流ｉ_ｒｅｃ（ｔ）は、一定電流となる。

【0065】

（出力電力制御）
出力電力Ｐ_ｏｕｔは、高周波電圧の六分の一周期Ｔ_ｓ／６の平均電力であり、(１６)式、(２８)式、(３１)式の３モードの出力電流ｉ_ｒｅｃ、スイッチング周波数ｆ_ｓ(＝１／Ｔ_ｓ)、共振周波数ｆ_０(＝１／２π√（ＬＣ_ｒ）)を用いて次式（３２）で得られる。
［式(３２)］

【0066】

(３２)式の出力電力Ｐ_ｏｕｔは、スイッチング周波数ｆ_ｓにより制御される。(３２)式が成立する最大スイッチング周波数ｆ_ｓｍａｘは、(３０)式のモード３の期間Ｔ_３が存在する条件（Ｔ_３＞０)から次式（３３）で与えられる。
［式(３３)］

【0067】

図６は、(３２)式に基づいた出力電力Ｐ_ｏｕｔのスイッチング周波数ｆ_ｓと共振周波数ｆ_０の比ｆ_ｓ／ｆ_０に対する特性であり、ｆ_ｓ／ｆ_０＝０．１の出力電力Ｐ_ｏｕｔをＰ_ｏｕｔ＝１と規格化している。スイッチング周波数と共振周波数の比ｆ_ｓ／ｆ_０の最大値(ｆ_ｓ／ｆ_０)＝０．４の場合の出力電力Ｐ_ｏｕｔは、Ｐ_ｏｕｔ＝０．８４でありスイッチング周波数により出力電力Ｐ_ｏｕｔを低減できる。

【0068】

図７は、スイッチング周波数ｆ_ｓと共振周波数ｆ_０の比ｆ_ｓ／ｆ_０＝０．１の動作波形であり、図８は、スイッチング周波数ｆ_ｓと共振周波数ｆ_０の比ｆ_ｓ／ｆ_０＝０．４時の動作波形である。出力電力制御は、出力電流ｉ_ｒｅｃが最大値(ｉ_ｒｅｃ＝２Ｉ_０)になるモード３の期間Ｔ_３が(３０)式よりスイッチング周波数ｆ_ｓ(＝１／Ｔ_ｓ)で調整できることを用いる。モード１、２の期間Ｔ_１、Ｔ_２は回路パラメータＬ、Ｃ_ｒのみで定まりスイッチング周波数ｆ_ｓにより変化しない。

【0069】

図７の出力電流ｉ_ｒｅｃは、スイッチング周波数ｆ_ｓ(＝１／Ｔ_ｓ)が低いためモード３の期間Ｔ_３が長くなり大電力出力できている。図８の出力電力ｉ_ｒｅｃは、スイッチング周波数が高いためモード３の期間Ｔ_３が存在せず出力電力が低減されている。出力電力Ｐ_ｏｕｔは、スイッチング周波数と共振周波数の比率ｆ_ｓ／ｆ_０を(ｆ_ｓ／ｆ_０)＝０．４より高くすることで、(２４)式の出力電力式が成立しないがさらに低減できる。

【0070】

（実験波形）
図９～図１１は、入出力直流電圧Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔ＝２６５Ｖ、トランス漏れインダクタンスＬ／３＝７０μＨ、共振キャパシタＣｒ＝２２ｎＦ、共振周波数ｆ_０＝７４ｋＨｚの実験波形であり、図９、図１０、図１１はそれぞれスイッチング周波数ｆ_ｓがｆ_ｓ＝２０ｋＨｚ、ｆ_ｓ＝３０ｋＨｚ、ｆ_ｓ＝４０ｋＨｚの実験波形である。それぞれ理論通りの実験波形が得られた。

【0071】

以上の説明では、高周波トランスの巻数比をａ＝１とし、さらに、入出力直流電圧を等しいとしたＶ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔの場合について説明をしたが、入出力直流電圧がＶ_ｉｎ／ａ＝Ｖ_ｏｕｔの場合においても同様の動作波形が得られる。入出力直流電圧がＶ_ｉｎ／ａ≠Ｖ_ｏｕｔの場合においては、上記の説明で２次電流波形が一定値であったときに、１次と２次電圧の差によって２次電流波形に傾きが発生するなどの誤差を生じる場合があるが、説明した基本的な機能は同様に得られる。

【0072】

（第２の実施形態）［Δ－Δ結線三相ＳＲ－ＳＡＢコンバーター］
図１２はＤＣ－ＤＣ電力変換器１０であるΔ－Δ結線三相ＳＲ－ＳＡＢコンバーターの回路図であり、高周波トランスＴｒの１次回路１を三相フルブリッジ回路、２次回路２をダイオードにキャパシタＣ_ｒを並列接続したダイオード整流回路でそれぞれ構成される。高周波トランスＴｒは一次・二次結線共にΔ結線とし、巻数比ａをａ＝１としている。

【0073】

図１３は、Δ－Δ結線三相絶縁型ＳＲ－ＳＡＢコンバーターの入出力直流電圧Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔ、トランス巻数比ａ＝１におけるスイッチとダイオードの導通パターン及び動作波形である。一次電圧ｖ_ｒｓは、１次側三相フルブリッジ回路のＲ，Ｓ，Ｔ相スイッチを、デューティ比５０％で位相を１２０度ずらしてオンオフし、周波数ｆ_ｓ(＝１／Ｔ_ｓ)の電圧レベルが±Ｖ_ｏｕｔ、０の３レベル方形波電圧が得られる。二次電圧ｖ_ｕｖは、ダイオードの導通パターンに基づき、一次電圧ｖ_ｒｓに対して遅れの３レベル電圧波形となる。トランス相電流ｉ_ｕｖは、一次電圧ｖ_ｒｓと二次電圧ｖ_ｕｖの電圧差により一次電圧ｖ_ｒｓに対して遅れ電流に制御されるので、Δ－Δ結線三相絶縁型ＤＣ－ＤＣ電力変換器は１次側三相インバータにおいてＺＶＳを実現できる。２次側ダイオード整流回路によりトランス線電流ｉ_ｕが出力電流ｉ_ｒｅｃへ整流され負荷へ直流電力を送電する。Δ－Δ結線三相絶縁型ＤＣ－ＤＣ電力変換器は、トランス一次・二次をΔ結線としており、Ｙ－Ｙ結線コンバーターに比べてトランスを流れる電流ｉ_ｕｖを低減できる。

【0074】

図１４は、図１２のΔ－Δ結線三相トランスの等価回路図である。図１４の高周波トランスＴｒの電圧方程式は次式（３４）で得られる。
［式（３４）］

【0075】

また、トランス線電流ｉ_ｕ－ｉ_ｗとトランス相電流ｉ_ｕｖ－ｉ_ｗｕの間には次式（３５）の関係がある。
［式（３５）］

【0076】

(３４)式の一行目から三行目を引いて(３５)式を用いると次式が得られる。
［式（３６）］

【0077】

トランス一次線間電圧ｖ_ｒｓ、ｖ_ｔｒ及び二次線間電圧ｖ_ｕｖ、ｖ_ｗｕは図１４からトランス端子電位ｖ_ｒ、ｖ_ｓ、ｖ_ｔ、ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗで表せる。従って、(３６)式はｖ_ｒｓ＝（ｖ_ｒ－ｖ_ｓ）、ｖ_ｔｒ（＝ｖ_ｔ－ｖ_ｒ）、ｖ_ｕｖ（＝ｖ_ｕ－ｖ_ｖ）、ｖ_ｗｕ（＝ｖ_ｗ－ｖ_ｕ）を用いて次式（３７）で書き換えられる。
［式（３７）］

【0078】

(３７)式へ、Ｙ－Ｙ結線トランスの一次・二次中性点電位ｖ_Ｎ１＝（ｖ_ｒ＋ｖ_ｓ＋ｖ_ｔ）／３、ｖ_Ｎ２＝（ｖ_ｕ＋ｖ_ｖ＋ｖ_ｗ）／３をそれぞれ代入し、図１４のＹ－Ｙ結線三相トランスの一次・二次電圧ｖ_ｒｎ＝ｖ_ｒ－ｖ_Ｎ１、ｖ_ｕｎ＝ｖ_ｖｕ－ｖ_Ｎ２を用いると次式（３８）に変形できる。
［式（３８）］

【0079】

（３８）式は、(９)式の一行目の電圧方程式であり、Δ－Δ結線トランスの電圧方程式は、他の相も同様な変形をすることでＹ－Ｙ結線トランスの電圧方程式と一致する。従って、Δ－Δ結線ＳＲ－ＳＡＢコンバーターの電圧・電流波形及び出力電力式は、Ｙ－Ｙ結線ＳＲ－ＳＡＢコンバーターと一致する。Δ－Δ結線絶縁型ＤＣ－ＤＣ電力変換器の出力電力は、Ｙ－Ｙ結線絶縁型ＤＣ－ＤＣ電力変換器と同様な式で表現されるため、１次回路側のスイッチング周波数ｆ_ｓ(＝１／Ｔ_ｓ)により出力電圧を制御することができる。

【0080】

（第３の実施形態）［多相コンバーター］
図１５は、ｍ相高周波トランスで構成される多相ＳＲ－ＳＡＢコンバーターの回路図である。高周波トランスＴｒの１次側多相インバータ回路はｍ個のレグで構成され、１個のレグは２個のスイッチング素子で構成される。２次回路はｍ個のレグで構成され、１個のレグはキャパシタＣ_ｒを並列接続した２個のダイオードで構成される。多相ＳＲ－ＳＡＢコンバーターは、スイッチング素子の電流容量や高周波トランスの磁束を低減できるため、大電力に適した構成である。また、多相で構成されるため、冗長性があり部分故障時にも動作する。

【0081】

図１６～図１８は、４相～６相ＳＲ－ＳＡＢコンバーターの一次電圧ｖ_１、二次電圧ｖ_２、トランス一次電流ｉ_１、出力電流ｉ_ｒｅｃの動作波形である。図１６の四相波形では、一次電圧ｖ_１は、１次側四相インバータのスイッチをデューティ比５０％で位相を９０度ずらしてオンオフすることで入力直流電圧Ｖ_ｉｎの半分Ｖ_ｉｎ／２を波高値とする方形波電圧を得ている。二次電圧ｖ_２は、一次電圧ｖ_１に対して遅れの波高値Ｖ_ｏｕｔ／２の方形波電圧が得られ、トランス電流ｉ_１は、一次・二次電圧の位相差により波高値Ｉ_０の台形波状の電流になる。四相コンバーターの高周波トランスの電圧・電流波形は、単相コンバーターと同様な波形が得られる。四相コンバーターの出力電力Ｐ_ｏｕｔは、三相絶縁型ＤＣ－ＤＣ電力変換器の動作解析に基づくとトランス電流ｉ_１の波高値、スイッチング周波数ｆ_ｓ(＝１／Ｔ_ｓ)、共振周波数ｆ_０を用いて次式（３９）で得られる。
［式(３９)］

［式(４０)］

【0082】

出力電力Ｐ_ｏｕｔはスイッチング周波数ｆ_ｓにより制御される。図１８の六相コンバーターの一次電圧ｖ_１、二次電圧ｖ_２、トランス電流ｉ_１は、四相コンバーター波形と同様である。六相コンバーターの出力電流ｉ_ｒｅｃは、四相コンバーターの出力電流ｉ_ｒｅｃより交流成分が高周波化されるため、六相コンバーターの出力側フィルタ回路は小型化される。六相コンバーターの出力電力Ｐ_ｏｕｔは、四相コンバーター同様にトランス電流Ｉ_０の波高値Ｉ_０、スイッチング周波数ｆ_ｓ(＝１／Ｔ_ｓ)、共振周波数ｆ_０を用いて次式（４１）で得られる。
［式(４１)］

［式(４２)］

【0083】

図１７の五相波形では、一次電圧ｖ_１は、１次側五相インバータのスイッチをデューティ比５０％で位相を７２度（＝３６０度／５）ずらしてオンオフすることで電圧レベルが±３Ｖ_ｏｕｔ／５、±２Ｖ_ｏｕｔ／５の４レベルの方形波電圧を得ている。二次電圧ｖ_２は、一次電圧ｖ１に対して遅れの４レベルの方形波電圧が得られ、トランス電流ｉ_１は、一次・二次電圧の位相差により波高値Ｉ_０の台形波状の電流が得られる。五相コンバーター波形は、三相コンバーター波形と似た波形が得られる。五相コンバーターの出力電力Ｐ_ｏｕｔは、三相絶縁型ＤＣ－ＤＣ電力変換器の動作解析に基づくとトランス電流Ｉ_０の波高値Ｉ_０、スイッチング周波数ｆ_ｓ(＝１／Ｔ_ｓ)、共振周波数ｆ_０を用いて次式（４３）で得られる。
［式(４３)］

［式(４４)］

出力電力Ｐ_ｏｕｔはスイッチング周波数ｆ_ｓにより制御される。

【0084】

同様にしてさらに多相化することもできる。

【0085】

（第４の実施形態）［Δ－Ｙ結線三相ＳＲ－ＳＡＢコンバーター］
－動作原理－
図２０は、ＤＣ－ＤＣ電力変換器１０であるΔ－Ｙ結線三相絶縁型ＳＲ－ＳＡＢコンバーターの基本回路図である。この回路は、高周波トランスＴｒの１次回路１を三相フルブリッジ回路、２次回路２をダイオードにキャパシタＣ_ｒを並列接続したダイオード整流回路でそれぞれ構成される。高周波トランスＴｒは一次結線をΔ結線、二次結線をＹ結線として接続される。高周波トランスＴｒの巻数比ａは、トランスの漏れインダクタンスＬ／３が十分小さいときに出力直流電圧Ｖ_ｏｕｔ＝Ｖ_ｉｎを実現するために、例えば、ａ＝２（すなわち１次側と２次側の巻数比が２：１）とする。１次側の三相インバータ回路により、入力電圧Ｖ_ｉｎを高周波電圧ｖ_ｒｓ－ｖ_ｔｒへ電力変換し、２次側の共振キャパシタ付きダイオード整流回路により三相高周波電圧を出力直流電圧Ｖ_ｏｕｔに電力変換する。
本実施形態のΔ－Ｙ結線三相ＳＲ－ＳＡＢコンバーターは一次側をΔ結線とするため、第１の実施形態で説明したＹ－Ｙ結線三相ＳＲ－ＳＡＢコンバーターと比較して、一次電圧波形ｖ_ｒｓ－ｖ_ｔｒが異なるため、出力電力特性も異なる。Δ－Ｙ結線の場合、Ｙ－Ｙ結線と比べてスイッチング周波数ｆ_ｓに対する出力電力変化が大きくなるため、出力電力の制御範囲が広い用途に適している。

【0086】

図２１は、図２０のΔ－Ｙ結線三相トランス回路の等価回路図である。一次側回路は図１４（Δ－Δ結線）の一次側と同じであり、二次側回路は図２（Ｙ－Ｙ結線）の二次側と同じである。

【0087】

図２２は、Δ－Ｙ結線三相絶縁型ＳＲ－ＳＡＢコンバーターの入出力直流電圧Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔ、トランス巻数比ａ＝２（２：１）におけるスイッチとダイオードの導通パターン及び動作波形である。一次電圧ｖ_ｒｓは、１次側三相フルブリッジ回路のＲ、Ｓ、Ｔ相スイッチを、デューティ比５０％で位相を１２０度ずらしてオンオフし、周波数ｆ_ｓ（＝１／Ｔ_ｓ）の電圧レベルが±Ｖ_ｏｕｔ、０の３レベル方形波電圧が得られる。
二次電圧ｖ_ｕｎは、第１の実施形態で説明したＹ－Ｙ結線ＳＲ－ＳＡＢと同様の電圧であり、立ち上がりと立ち下がりが正弦波波形となる方形波電圧である。トランス相電流ｉ_ｕは、一次・二次電圧差により正弦波電流が得られる。
Δ－Ｙ結線ＳＲ－ＳＡＢコンバーターでは、一次電圧ｖ_ｒｓがＹ－Ｙ結線ＳＲ－ＳＡＢコンバーターとは異なるため、トランス相電流ｉ_ｕが正弦波波形となる。トランス線電流ｉ_ｒは、一次電圧ｖ_ｒｓに対して遅れ電流であり、Δ－Ｙ結線三相絶縁型ＤＣ－ＤＣ電力変換器は１次側三相インバータにおいてＺＶＳを実現できる。出力直流電流ｉ_ｒｅｃを二次側回路によりトランス電流ｉ_ｕ－ｉ_ｗを整流して得る。動作波形において、三相高周波交流から直流への電力変換を実現している。

【0088】

図２０の高周波トランスＴｒの電圧方程式は、一次電圧ｖ_ｒｓ－ｖ_ｔｒの二次換算値ｖ’_ｓｔ（＝ｖ_ｒｓ／２）、ｖ’_ｔｒ（＝ｖ_ｔｒ／２）を用いて次式（４５）で得られる。
［式（４５）］

但し、二次側中性点電位ｖ_Ｎ２は次式（４６）で与えられる。なお、二次側回路は第１の実施形態で説明したＹ結線の回路と同一であるから、式（４６）は式（２）と同じである。
［式（４６）］

【0089】

式（４５）の電圧方程式へ式（２）を代入すると、式（４５）は、次式（４７）で書き換えられる。
［式４７］

【0090】

－動作理論－
図２３は、図２２の時刻ｔ＝０からｔ＝Ｔ_ｓ／６におけるスイッチとダイオードの導通パターン及び一次電圧ｖ’_ｒｓ－ｖ’_ｔｒ、二次電圧ｖ_ｕｎ、漏れインダクタンスＬ／３の電圧ｖ_Lu、トランス電流ｉ_u－ｉ_ｗ、出力電流ｉ_ｒｅｃの拡大波形である。スイッチとダイオードの導通パターンでは、Ｒ相スイッチとＵ相ダイオードのみオンオフが切り替わる。Ｕ相の２個のダイオードが共にオフとなる期間へモード（Ｍｏｄｅ）２－１とモード（Ｍｏｄｅ）２－２を与える。
モード２－１は、一次側スイッチＲ－がオンであり、モード２－２は、一次側スイッチＲ＋がオンである。モード２－１とモード２－２は、共振キャパシタＣ_ｒを接続したことで発生する動作モードである。モード１（Ｍｏｄｅ１）では、ダイオードＵ^＋がオンである。
図２４（ａ）～（ｃ）は、図３の各動作モードにおける二次側ダイオード整流回路の接続図である。
図２４（ａ）のモード２－１では、一次電圧ｖ_ｒｓ、ｖ_ｓｔ、ｖ_ｔｒは、ｖ_ｒｓ＝０、ｖ_sｔ＝－Ｖ_ｉｎ／２、ｖ_ｔｒ＝Ｖ_ｉｎ／２であり、等価回路では、それぞれ直流電源としている。二次側では、Ｕ相レグの２個のダイオードＵ^＋、Ｕ^－は共にオフであり、Ｕ相レグにおいてトランスの漏れインダクタンスＬ／３と共振キャパシタＣ_ｒとのＬＣ共振回路が形成される。また、ダイオードＶ^－、W^＋はオンである。一次側Ｒ相スイッチがスイッチＲ^－からＲ^＋へ切り替わると、一次電圧ｖ’_ｒｓはｖ’_ｒｓ＝０からｖ’_ｒｓ＝Ｖ_ｉｎ／２へ立ち上がり、一次電圧ｖ’_ｔｒは、ｖ’_ｔｒ＝Ｖｉｎ／２からｖ’_ｔｒ＝０へ立ち下がり、モード２－２へ移行する。図４（ｂ）のモード２－２の接続図は、一次電圧ｖ’_ｒｓ、ｖ’_ｔｒがそれぞれｖ’_ｒｓ＝Ｖ_ｉｎ／２、ｖ’_ｔｒ＝０となり、それ以外は、モード２－１と同じである。
図２４（ｂ）のモード２－２では、ダイオードＵ^＋の並列共振キャパシタＣ_ｒがトランス電流ｉ_ｕにより零電圧まで放電されるとダイオードＵ^＋がオンとなり、モード１へ移行する。図２４（ｃ）のモード１は、一次電圧はモード２－２と同様であり、ダイオードＵ^＋、Ｖ^－、Ｗ^＋がオンである。

【0091】

－動作波形－
表１は、図３の各動作モードにおけるトランス電流ｉ_u－ｉ_ｗと出力電流ｉ_ｒｅｃの理論式である。表１の電流理論式は、（３）式を用いて、Ｙ－Ｙ結線ＳＲ－ＳＡＢコンバータ同様に導出される。トランス電流ｉ_ｕ－ｉ_ｗ及び出力電流ｉ_ｒｅｃは、回路パラメータＶ_ｉｎ、Ｖ_ｏｕｔ、L、Ｃ_ｒ及びスイッチング周波数ｆ_ｓで表現される。
［表１］

【0092】

以降、表１の未知数を述べる。モード２－１は、時間０＜ｔ＜Ｔ_２１、モード２－２は、時間Ｔ_２１＜ｔ＜Ｔ_２１＋Ｔ_２２、モード１は、時間Ｔ_２１＋Ｔ_２２＜ｔ＜Ｔ_ｓ／６で定義される。時間Ｔ_１は、次式（４８）で得られる。
［式４８］

時間Ｔ_２１とＴ_２２には次式（４９）の関係式が得られる。
［式４９］

【0093】

（４９）式をＴ_２２について解くとモード２－２の期間Ｔ_２２は次式（５０）で得られる。
［式５０］

【0094】

図２５は、（５０）式を表している。縦軸は、期間Ｔ_２２、横軸は期間Ｔ_２１である。期間Ｔ_２２は、０＜Ｔ_２１＜π√ＬＣ_ｒの範囲で定義され、期間Ｔ_２１に対してほぼ線形的な変化をしており、期間Ｔ_２１の増加に伴い減少する。表１の時刻ｔ＝Ｔ_２１におけるトランス電流ｉ_ｕ（Ｔ_２１）、ｉ_ｖ（Ｔ_２１）、ｉ_ｗ（Ｔ_２１）は次式（５１）～（５３）で与えられる。
［式５１］

［式５２］

［式５３］

【0095】

また、時刻ｔ＝Ｔ_２１＋Ｔ_２２におけるトランス電流ｉ_ｕ（Ｔ_２１＋Ｔ_２２）、ｉ_ｖ（Ｔ_２１＋Ｔ_２２）、ｉ_ｗ（Ｔ_２１＋Ｔ_２２）は次式（５４）～（５６）で得られる。
［式５４］

［式５５］

［式５６］

【0096】

初期値Ｉ_０は次式（５７）で得られる。
［式５７］

【0097】

以上から、Δ－Ｙ結線ＳＲ－ＳＡＢコンバータでは、回路パラメータＶ_ｉｎ、Ｖ_ｏｕｔ、L、Ｃ_ｒ及びスイッチング周波数ｆ_ｓによりトランス電流及び出力電流が定められる。

【0098】

－出力電力制御原理－
Δ－Ｙ結線ＳＲ－ＳＡＢコンバータの電力制御法として、高周波電圧周波数ｆ_ｓ（＝１／Ｔ_Ｓ）制御による方法を提案する。Δ－Ｙ結線ＳＲ－ＳＡＢコンバータでは、高周波電圧周波数ｆ_ｓ（＝１／Ｔ_Ｓ）を低くすることで、（５４）式の共振完了時のトランス電流Ｉ_Ｒ（＝ｉ_ｕ（Ｔ_２１＋Ｔ_２２））が低減されるため、高周波電圧周波数ｆ_ｓによりトランス電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ波形を制御できる。この原理を本実施形態の電力制御法へ適用する。
図２６及び図２７は、高周波電圧周波数ｆ_ｓ（＝１／Ｔ_s）変化による動作波形の比較である。図２６は、スイッチング周波数ｆ_ｓと共振周波数ｆ_０（＝１／２π√ＬＣ_ｒ）の比率ｆ_ｓ／ｆ_０＝０．４５の最大電力時の動作波形である。図２７は、ｆ_ｓ／ｆ_０＝０．３３７の動作波形である。図２７の動作波形は、図２６の出力電力の半分の電力である。

【0099】

図２７では、図２６に比べてスイッチング周波数ｆ_ｓを低くすることで、共振完了時の電流Ｉ_Ｒが小さくなっておりトランス電流ｉ_ｕの実効値が低減される。トランス電流ｉ_ｕ－ｉ_ｗを整流して得られる出力直流電流ｉ_ｒｅｃが小さくなるため、出力電力Ｐ_ｏｕｔは低減される。また、図２６、図２７の動作波形ともにソフトスイッチングを実現できる。また、Δ－Ｙ結線ＳＲ－ＳＡＢコンバータでは、スイッチング周波数ｆ_ｓ変化によりトランス電流波形を制御できるため、軽負荷時においてもトランスの総合力率を高くできる。

【0100】

－出力電力制御理論－
（５４）式の共振完了時のトランス電流Ｉ_Ｒ（＝ｉ_ｕ（Ｔ_２１＋Ｔ_２２））は、回路パラメータＶ_ｏｕｔ、L、Ｃ_ｒと変数Ｔ_２１により定められる。モード２－１の期間Ｔ_２１をスイッチング周波数ｆ_ｓにより変化させ、トランス電流波形を制御する。各動作モード期間Ｔ_１、Ｔ_２２及び高周波の六分の一周期Ｔ_Ｓ／６を用いると、期間Ｔ_２１は、次式で得られる。
［式５８］

（５８）式へ、（４８）式の期間Ｔ_１及び（５６）式のトランス電流ｉ_ｗ（Ｔ_２１＋Ｔ_２２）と（４８）式の初期値Ｉ_０を代入すると期間Ｔ_２１について次式の関係式が得られる。

［式５９］

【0101】

図２８（ａ）、（ｂ）は、それぞれ（５９）式の期間Ｔ_２１と（５４）式の共振完了時のトランス電流Ｉ_Ｒのスイッチング周波数ｆ_ｓ（＝１／Ｔs）に対する特性である。（ａ）、（ｂ）の横軸は同じである。図２８（ａ）において、（５９）式の期間Ｔ_２２には、（５０）式を代入している。スイッチング周波数ｆ_ｓを低減すると、モード２－１の期間Ｔ_２１は急激に増加する。図２８（ｂ）では、ｆ_ｓ／ｆ_０＝０．４５の共振完了時の電流を１としている。ｆ_ｓ／ｆ_０＝０．４５は最大出力電力時のスイッチング周波数ｆ_ｓである。共振完了時のトランス電流Ｉ_Ｒ（＝ｉ_ｕ（Ｔ_２１＋Ｔ_２２））は、（５４）式から期間Ｔ_２１の増加に伴い減少する。したがって、スイッチング周波数ｆ_ｓを低くし、期間Ｔ_２１を長くすると、共振完了時のトランス電流Ｉ_Ｒは減少する。

【0102】

図２９（ａ）及び（ｂ）は、それぞれ、Δ－Ｙ結線ＳＲ－ＳＡＢコンバータの出力電力及びトランス総合力率を示す図である。図２９（ａ）は出力電力Ｐ_ｏｕｔのスイッチング周波数ｆ_ｓ（＝１／Ｔs）と共振周波数ｆ_０の比率ｆ_ｓ／ｆ_０に対する特性である。Δ－Ｙ結線ＳＲ－ＳＡＢコンバータでは、スイッチング周波数と共振周波数の比率ｆ_ｓ／ｆ_０をｆ_ｓ／ｆ_０＝０．４５からｆ_ｓ／ｆ_０＝０．３３７へ低くすることで、出力電力Ｐ_ｏｕｔは半分になる。Δ－Ｙ結線ＳＲ－ＳＡＢコンバータでは、定格周波数付近ｆ_ｓ／ｆ_０＝０．４５で動作させながらも、出力電力Ｐ_ｏｕｔを低減できる。図２９（ｂ）は、Δ－Ｙ結線ＳＲ－ＳＡＢコンバータのトランスの総合力率ＴＰＦの周波数特性である。横軸は、（ａ）と同様である。最大電力から半分の電力までのスイッチング周波数帯において、トランス総合力率ＴＰＦは０．９より大きくなっている。

【0103】

－実験結果－
図３０、図３１は、入出力直流電圧Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔ＝２６５Ｖ、トランスの漏れインダクタンスＬ／３＝９３μH、共振キャパシタＣ_ｒ＝８０ｎＦの一次電圧ｖ_ｒｓ、二次電圧ｖ_ｕｎ、トランス電流ｉ_ｕの実験波形である。共振周波数ｆ_０は、ｆ_０＝３４ｋＨｚである。図３０は、出力電力Ｐ_ｏｕｔ＝２．８ｋＷ、スイッチング周波数ｆ_ｓ＝１５ｋＨｚ、スイッチング周波数ｆ_ｓと共振周波数ｆ_０の比率ｆ_ｓ／ｆ_０＝０．４５の実験波形である。図３１は、出力電力Ｐ_ｏｕｔ＝１．４ｋＷ、スイッチング周波数ｆ_ｓ＝１１ｋＨｚ、周波数比率ｆ_ｓ／ｆ_０＝０．３３の実験波形である。図３０、図３１共に理論通りの実験波形が得られている。また、スイッチング周波数ｆ_ｓをｆ_ｓ＝１５ｋＨｚからｆ_ｓ＝１１ｋＨｚへ低くすることで、出力電力Ｐ_ｏｕｔは半分になっている。

【0104】

（第５の実施形態）［Ｙ－Δ結線三相ＳＲ－ＳＡＢコンバーター］
図３２は、三相トランスＴｒの一次側をＹ結線、二次側をΔ結線としたＹ－Δ結線三相ＳＲ－ＳＡＢコンバータである。高周波トランスＴｒの一次側が三相フルブリッジ回路、二次側がダイオードにキャパシタＣ_ｒを並列接続したダイオード整流回路でそれぞれ構成される。Δ－Ｙ結線ＳＲ－ＳＡＢコンバータと同様の動作を実現するためにトランス巻数比は２：３としている。
図３３は、図３２のＹ－Δ結線三相トランス回路の等価回路図である。

【0105】

図３４は、入出力直流電圧Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔ、トランス巻数比２：３におけるＹ－Δ結線三相ＳＲ－ＳＡＢコンバータのスイッチとダイオードの導通パターン及び動作波形である。一次電圧ｖ_ｒｎは、一次側三相インバータのＲ、Ｓ、Ｔ相スイッチをデューティ比５０%で位相を１２０度ずらしてオンオフし、周波数ｆ_ｓ（＝１／Ｔ_s）の±２Ｖ_ｏｕｔ／３、±Ｖ_ｏｕｔ／３の４レベル方形波電圧波形が得られる。二次電圧ｖ_ｕｎは、立ち上がりと立ち下がりが正弦波波形となる方形波電圧が得られる。トランス線電流ｉ_ｕｖは、一次・二次電圧ｖ’_ｒｎ、ｖ_uｖの電圧差により正弦波電流が得られる。トランス相電流ｉ_ｕは、トランス線電流ｉ_ｕｖに対して遅れ電流が得られる。トランス電流ｉ_ｕ－ｉ_ｗを二次側回路により整流して出力直流電流ｉ_ｒｅｃが得られる。一次電圧ｖ’_ｒｎの負から正への立ち上がり時に、トランス線電流ｉ_ｕｖが負であり、一次電圧ｖ’_ｒｓの正から負への立ち下がり時に、トランス線電流ｉ_ｕｖが正であるため、一次側回路においてZＶSを実現している。

【0106】

Δ－Ｙ結線ＳＲ－ＳＡＢコンバータは、Ｙ－Δ結線ＳＲ－ＳＡＢコンバータと電力特性が同じであることを説明する。Ｙ－Δ結線三相ＳＲ－ＳＡＢコンバータの高周波トランスの電圧方程式は次式（６０）で得られる。
［式６０］

【0107】

また、トランス線電流ｉ_ｕ－ｉ_ｗとトランス相電流ｉ_ｕｖ－ｉ_ｗｕとの間には次式の関係がある。
［式６１］

【0108】

（６０）式の電圧方程式の一行目と三行目の差へ（６１）式と一次線間電圧ｖ’_Ｙｔｒ（＝ｖ’_Ｙｔｎ－ｖ’_Ｙｒｎ）を用いると、Ｕ相トランス線電流ｉ_ｕに関する電圧方程式は次式で得られる。
［式６２］

【0109】

（６２）式の右辺は、（１）式の１行目の右辺と等しい。したがって、（６２）式の左辺と（１）式の１行目の左辺が等しくなるトランス巻数比とスイッチング位相を与えればＹ－Δ結線とΔ－Ｙ結線ＳＲ－ＳＡＢコンバータのトランス電流ｉ_ｕは同じとなり、出力電力は等しくなる。まず、電圧の大きさの調整として、トランスの巻数比を導出する。Ｙ－Δ結線変圧器の巻数比１：Ｎ_Ｙ、Δ－Ｙ結線変圧器の巻数比１：Ｎ_Ｄとすると、巻数比Ｎ_Ｙ、Ｎ_Ｄには次式（６３）の関係式が得られる。
［式６３］

【0110】

次に、スイッチング位相を調整する。（６２）式の左辺である一次電圧－ｖ’_Ｙｔｒ／３と（１）式の１行目の左辺である一次電圧ｖ_ｒｓを等しくするために、Ｙ－Δ結線ＳＲ－ＳＡＢコンバータのスイッチング位相をΔ－Ｙ結線ＳＲ－ＳＡＢコンバータに比べて６０度進ませれば２つの回路のトランス電流ｉ_ｕ－ｉ_ｗは同じ波形が得られるため、２つのコンバータの出力電力動作は等価となる。

【0111】

図３５、図３６の動作波形のトランス電流ｉ_ｕは、図２０のΔ－Ｙ結線ＳＲ－ＳＡＢコンバータのトランス電流ｉ_ｕと同じ波形が得られている。このため、トランス電流ｉ_ｕを整流して得られる出力電流ｉ_ｒｅｃの波形は、それぞれのコンバータで同じとなるため、Ｙ－Δ結線及びΔ－Ｙ結線ＳＲ－ＳＡＢコンバータの出力電力は同じとなる。

【0112】

－電力制御－
図３５、図３６は、Ｙ－Δ結線ＳＲ－ＳＡＢコンバータの動作波形であり、図３５は、スイッチング周波数ｆ_ｓと共振周波数ｆ_０の比率ｆ_ｓ／ｆ_０＝０．４５の動作波形であり、図３６は、周波数比率ｆ_ｓ／ｆ_０＝０．３３７の動作波形である。図３５、図３６のトランス電流ｉ_ｕと出力電流ｉ_ｒｅｃは、図２６、図２７の波形と同じ波形が得られている。したがって、図３５、図３６の波形は、図２６、図２７の波形とそれぞれ同じ電力を実現している。Ｙ－Δ結線ＳＲ－ＳＡＢコンバータの出力電力のスイッチング周波数に対する特性は、図２９（ａ）のΔ－Ｙ結線コンバータの電力特性と同じになる。

【0113】

（その他の実施形態）
第４及び第５の実施形態では、Δ－Ｙ結線及びＹ－Δ結線の三相ＳＲ－ＳＡＢコンバータについて説明したが、Ｙ－Ｙ結線及びΔ－Δ結線で説明した手法と同様の手法により、４相以上の多相トランスを用いて多相化することができる。

【産業上の利用可能性】

【0114】

本発明は、環境問題対策として有望視されている電気自動車や直流配電システム等に適用可能であり、電気自動車の急速充電器や直流配電システム用電力変換器を実現する安全性の高い絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバーターとして利用することができる。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【図22】

【図23】

【図24】

【図25】

【図26】

【図27】

【図28】

【図29】

【図30】

【図31】

【図32】

【図33】

【図34】

【図35】

【図36】