特開 2023-81611 電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2023081611

(43)【公開日】2023-06-13

(54)【発明の名称】電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02P 21/16 20160101AFI20230606BHJP

   H02P 21/26 20160101ALI20230606BHJP

   H02P 21/09 20160101ALI20230606BHJP

【ＦＩ】

H02P21/16

H02P21/26

H02P21/09

【審査請求】未請求

【請求項の数】12

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2021195460

(22)【出願日】2021-12-01

(71)【出願人】

【識別番号】502129933

【氏名又は名称】株式会社日立産機システム

(74)【代理人】

【識別番号】110001689

【氏名又は名称】青稜弁理士法人

(72)【発明者】

【氏名】戸張 和明

(72)【発明者】

【氏名】小沼 雄作

(72)【発明者】

【氏名】杉本 卓也

(72)【発明者】

【氏名】林 孝亮

(72)【発明者】

【氏名】渡邊 弘

【テーマコード（参考）】

5H505

【Ｆターム（参考）】

5H505BB04

5H505CC01

5H505DD05

5H505EE41

5H505EE42

5H505EE55

5H505GG02

5H505GG08

5H505HB01

5H505JJ03

5H505JJ04

5H505JJ05

5H505JJ06

5H505JJ25

5H505LL14

5H505LL15

5H505LL22

5H505LL24

5H505LL29

5H505LL34

(57)【要約】

【課題】二次抵抗値に誤差がある場合でも、振動現象を防止し、速度偏差が無い速度制御を実現できる電力変換装置を提供する。
【解決手段】誘導モータの出力周波数、出力電圧及び出力電流を可変にする信号を前記誘導モータに出力する電力変換器と、電力変換器を制御する制御部とを有し、制御部は、出力電流から、一次電流の方向とそれに直交する方向を回転座標系とした制御軸における電圧、電流を演算し、電圧および電流から、第１の速度推定値と第２の速度推定値を演算し、第１の速度推定値から速度制御の演算をし、第２の速度推定値から一次周波数指令値を演算する電力変換装置。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

誘導モータの出力周波数、出力電圧及び出力電流を可変にする信号を前記誘導モータに出力する電力変換器と、
前記電力変換器を制御する制御部とを有し、
前記制御部は、
前記出力電流から、一次電流の方向とそれに直交する方向を回転座標系とした制御軸における電圧、電流を演算し、
前記電圧および電流から、第１の速度推定値と第２の速度推定値を演算し、
前記第１の速度推定値から速度制御の演算をし、
前記第２の速度推定値から一次周波数指令値を演算する電力変換装置。

【請求項2】

請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
前記第２の速度推定値からベクトル制御演算をする電力変換装置。

【請求項3】

請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
ｍ軸の電圧指令値と電流検出値と、ｔ軸の電流指令値と、ｍ軸およびｔ軸の磁束指令値と、前記誘導モータの電気回路パラメータと、前記一次周波数指令値から前記第１の速度推定値を演算する電力変換装置。

【請求項4】

請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
ｔ軸の電圧指令値と電流検出値と、ｍ軸の電流指令値と、ｍ軸およびｔ軸の磁束指令値と、前記誘導モータの電気回路パラメータと、前記一次周波数指令値から前記第１の速度推定値を演算する電力変換装置。

【請求項5】

請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
ｍ軸およびｔ軸の電圧指令値と電流検出値から電力の外積を演算し、
ｍ軸およびｔ軸の電流検出値と、前記誘導モータの電気回路パラメータと、前記第２の速度推定値と、前記一次周波数指令値から電力の外積モデルを演算し、
電力の外積と電力の外積モデルから前記第２の速度推定値を演算する電力変換装置。

【請求項6】

請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
ｍ軸およびｔ軸の電圧指令値と電流検出値から電力の内積を演算し、
ｍ軸およびｔ軸の電流検出値と、前記誘導モータの電気回路パラメータと、前記第２の速度推定値と、前記一次周波数指令値から電力の内積モデルを演算し、
電力の内積と電力の内積モデルから前記第２の速度推定値を演算する電力変換装置。

【請求項7】

請求項３に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
前記誘導モータが低速域であると判定している電力変換装置。

【請求項8】

請求項４に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
前記誘導モータが中高速域であると判定している電力変換装置。

【請求項9】

請求項５に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
前記誘導モータが低速域であると判定している電力変換装置。

【請求項10】

請求項６に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
前記誘導モータが中高速域であると判定している電力変換装置。

【請求項11】

請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
前記電圧および電流と、前記第１の速度推定値、前記第２の速度推定値を、外部装置にフィードバックして解析してもらい、その解析に従い前記誘導モータの抵抗値やインダクタンス値を修正する電力変換装置。

【請求項12】

請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
低速域と中高速域の制御を切替える切替周波数値や、
速度推定値を演算するオブザーバ時定数や比例制御あるいは積分制御に設定する制御応答を、外部装置から設定もしくは変更する電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電力変換装置に関する。

【背景技術】

【0002】

従来技術は、特許文献１に記載のように、一次電流の方向（ｔ軸）とそれに直交する方向（ｍ軸）を回転座標系の制御軸（ｍｔ軸）として、ｍ軸の電圧指令値からｍ軸の誘導起電力値を推定し、磁束で除算することで（数式１）に従い速度推定値ω_r0 ^{^}を算出している。

【0003】

【数1】

ここに、v_mc ^*：ｍ軸の電圧指令値、ω_s ^*：すべり周波数指令値、ω₁ ^*：一次周波数指令値、i_t ^*：ｔ軸の電流指令値、i_mc：ｍ軸の電流検出値、R₁ ^*：一次抵抗値の設定値、R₂’^*： 一次側に換算した二次抵抗値の設定値、L_σ ^*：漏れインダクタンス値の設定値、Ｍ^*：相互インダクタンス値の設定値、L₂ ^*：二次インダクタンス値の設定値、T_obs：外乱オブザーバ時定数、T_ACR：電流制御遅れ相当の時定数、ｓ：ラプラス演算子

【0004】

この技術により、（数式１）に用いる設定値R₁ ^*と誘導モータの一次抵抗値R₁に誤差がある場合でも、速度推定値ω_r0 ^{^}に推定誤差（ω_r0 ^{^}－ω_r）は生じることなく、安定な速度制御が行える記述がある。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特開２０１８－１８２９８９号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

特許文献１の技術では、誘導モータの一次抵抗値R₁の誤差（R₁ ^*－R₁）に低感度ではある。しかし、（数式１）に用いる設定値R₂ ^*と誘導モータの二次抵抗値R₂に誤差（R₂ ^*－R₂）があると、すべり周波数指令値ω_s ^*とすべり周波数ω_sに誤差（ω_s ^*－ω_s）が生じ、誘導モータの速度推定値ω_r0 ^{^}に偏差や振動が発生する。その結果、モータ速度およびトルクにも振動が継続する。

【0007】

本発明の目的は、二次抵抗値に誤差がある場合でも、振動現象を防止し、速度偏差が無い速度制御を実現できる電力変換装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0008】

本発明は、誘導モータの出力周波数、出力電圧及び出力電流を可変にする信号を前記誘導モータに出力する電力変換器と、前記電力変換器を制御する制御部とを有し、
前記制御部は、前記出力電流から、一次電流の方向とそれに直交する方向を回転座標系とした制御軸における電圧、電流を演算し、前記電圧および電流から、第１の速度推定値と第２の速度推定値を演算し、前記第１の速度推定値から速度制御の演算をし、前記第２の速度推定値から一次周波数指令値を演算する電力変換装置。

【発明の効果】

【0009】

本発明によれば、二次抵抗値に誤差がある場合でも、誘導モータの速度やトルクの振動現象を防止し、速度偏差が無い速度制御を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】電力変換装置と誘導モータとを備える実施例１における構成図。

【図2】d－q軸のベクトル図。

【図3】実施例１におけるm－t軸のベクトル図。

【図4】従来技術を用いた場合の負荷運転特性（R₁ ^*に誤差あり）。

【図5】従来技術を用いた場合の負荷運転特性（R₁ ^*およびR₂ ^*に誤差あり）。

【図6】実施例１における速度・周波数・位相演算部の構成図。

【図7】実施例１における第２の速度推定演算部の構成図。

【図8】実施例１における第１の速度推定演算部の構成図。

【図9】実施例１を用いた場合の負荷運転特性（R₁ ^*およびR₂ ^*に誤差あり）。

【図10】本発明の実施を検証するための構成図。

【図11】電力変換装置と誘導モータとを有する実施例２における構成図。

【図12】電力変換装置と誘導モータとを有する実施例３における構成図。

【図13】実施例３における速度・周波数・位相演算部の構成図。

【図14】実施例３における第２の速度推定演算部の構成図。

【図15】実施例３における第１の速度推定演算部の構成図。

【図16】電力変換装置と誘導モータとを有する実施例４における構成図。

【図17】実施例４における速度・周波数・位相演算部の構成図。

【図18】電力変換装置と誘導モータとＩＯＴコントローラとを有する実施例５における構成図。

【図19】電力変換装置と誘導モータと外部装置とを有する実施例６における構成図。

【発明を実施するための形態】

【0011】

以下、図面を用いて本実施例を詳細に説明する。

【実施例0012】

図１は、電力変換装置と誘導モータとを備える実施例１における構成図を示す。本実施例は、誘導モータに速度センサを用いない速度センサレスベクトル制御で駆動する電力変換装置のドライブ制御に関する。

【0013】

また、本実施例は、誘導モータ内の巻線温度により変化する一次抵抗値や二次抵抗値にともなうトルク脈動の抑制や、速度指令値と回転速度の速度偏差をなくす、安定で高精度なモータ制御を含めた電力変換装置に関するものである。

【0014】

誘導モータ１は、磁束軸成分（ｄ軸）の電流により発生する磁束φ_2dと、磁束軸に直交するトルク軸成分（ｑ軸）の電流i_qによりトルクt_mを発生する。

【0015】

電力変換器２は、スイッチング素子としての半導体素子を備える。電力変換器２は、３相交流の電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*を入力し、３相交流の電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*に比例した電圧値を出力する。電力変換器２の出力に基づいて、誘導モータ１は駆動され、誘導モータ１の出力電圧と出力周波数および出力電流は可変に制御される。スイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を使うようにしてもよい。

【0016】

直流電源３は、電力変換器２に直流電圧および直流電流を供給する。

【0017】

電流検出器４は、誘導モータ１の３相の交流電流i_u、i_v、i_wの検出値i_uc、i_vc、i_wcを出力する。また電流検出器４は、誘導モータ１の３相の内の２相、例えば、U相とW相の相電流を検出し、交流条件（i_u＋i_v＋i_w＝0）からV相の線電流をi_v=－（i_u＋i_w）として求めてもよい。本実施例では、電流検出器４を、電力変換装置内に設けた例を示したが、電力変換装置の外部に設けてもよい。

【0018】

制御部は、以下に説明する座標変換部５、座標変換部６、速度・周波数・位相演算部７、基準位相演算部８、励磁電流・磁束設定部９、速度制御演算部１０、座標変換部１１、座標変換部１２、ｍｔ軸ベクトル制御演算部１３、座標変換部１４、座標変換部１５を備える。そして、制御部は、誘導モータ１の出力電圧値と出力周波数値および出力電流を可変に制御するように電力変換器２の出力を制御する。

【0019】

制御部は、マイコン（マイクロコンピュータ）やＤＳＰ（Digital Signal Processor）などの半導体集積回路（演算制御手段）によって構成される。制御部は、いずれかまたは全部をＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）などのハードウェアで構成することができる。制御部のＣＰＵ（Central Processing Unit）が、メモリなどの記録装置に保持するプログラムを読み出して、上記した座標変換部５などの各部の処理を実行する。

【0020】

次に、制御部の各構成要素について、説明する。

【0021】

座標変換部５は、３相の交流電流i_u、i_v、i_wの検出値i_uc、i_vc、i_wcと位相推定値θ_dcからｄ軸およびｑ軸の電流検出値i_dc、i_qcを出力する。

【0022】

座標変換部６は、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値i_dc、i_qcと位相推定角θ_mtからｍ軸およびｔ軸の電流検出値i_mc、i_tcを出力する。

【0023】

速度・周波数・位相演算部７は、ｍ軸およびｔ軸の電圧指令値v_mc ^**、v_tc ^**、ｍ軸およびｔ軸の電流指令値i_m ^*、i_t ^*、ｍ軸およびｔ軸の電流検出値i_mc、i_tc、ｍ軸およびｔ軸の磁束指令値φ_m ^*、φ_t ^*、第２の速度推定値ω_r ^{^}、一次周波数指令値ω₁ ^*および誘導モータ１の電気回路パラメータ（R₁、R₂’、L_σ、M、L₂）に基づいて、誘導モータ１の第１の速度推定値ω_r ^{^}、すべり周波数指令値ω_s ^*および位相推定値θ_dcを出力する。

【0024】

基準位相演算部８は、すべり周波数指令値ω_s ^*を用いてｍ軸からｄ軸までの位相推定角θ_mtを出力する。

【0025】

励磁電流・磁束設定部９は、正極性である励磁電流指令値i_d ^*と、正極性であるｄ軸の二次磁束指令値φ_2d ^*および、「０」であるｑ軸の二次磁束指令値φ_2q ^*を出力する。

【0026】

速度制御演算部１０は、速度指令値ω_r ^*と速度推定値ω_r ^{^}の偏差（ω_r ^*－ω_r ^{^}）からｑ軸の電流指令値i_q ^*を出力する。

【0027】

座標変換部１１は、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値i_d ^*、i_q ^*と位相推定角θ_mtからｍ軸およびｔ軸の電流指令値i_m ^*、i_ｔ ^*を出力する。

【0028】

座標変換部１２は、ｄ軸およびｑ軸の二次磁束指令値φ_2d ^*、φ_2q ^*と位相推定角θ_mtからｍ軸およびｔ軸の磁束指令値φ_m ^*、φ_t ^*を出力する。

【0029】

ｍｔ軸ベクトル制御演算部１３は、ｍ軸およびｔ軸の電流指令値i_m ^*、i_t ^*と電流検出値i_mc、i_tcの偏差である（i_m ^*－i_mc）、（i_t ^*－i_tc）からｍ軸およびｔ軸の電圧指令値v_mc ^*、v_tc ^*を出力する。

【0030】

座標変換部１４は、ｍ軸およびｔ軸の電圧指令値v_mc ^*、v_tc ^*と位相推定角θ_mtからｄ軸およびｑ軸の電圧指令値v_dc ^*、v_qc ^*を出力する。

【0031】

座標変換部１５は、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値v_dc ^*、v_qc ^*と位相推定値θ_dcから３相交流の電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*を出力する。

【0032】

最初に、本発明と関係する一次電流を基準とするｍｔ軸について説明する。ｍｔ軸は回転座標系であり、制御軸である。図２は、ｄｑ軸上のベクトル図である。磁束の方向をd軸、d軸より90度（π/2）進んだ方向をq軸としている。ここで、d軸の電流i_dとq軸の電流i_qおよび一次電流i₁は（数式２）の関係にある。

【0033】

【数2】

【0034】

またi_dとi₁の位相角θ_φは、d軸の電流i_dとq軸の電流i_qから（数式３）を用いて演算する。

【0035】

【数3】

【0036】

図３は、mｔ軸のベクトル図である。一次電流の方向をｔ軸、このｔ軸と直交する方向をｍ軸としている。ここで、ｍ軸の電流i_mとｔ軸の電流i_tおよび一次電流i₁は（数式４）の関係にある。

【0037】

【数4】

【0038】

さらにｍ軸からｄ軸までの推定位相角θ_mtは（数式５）である。

【0039】

【数5】

【0040】

従来の技術である（数式１）に示す速度推定演算を用いた速度センサレス制御の基本動作について説明する。

【0041】

励磁電流・磁束設定部９は、誘導モータ１内でｄ軸の二次磁束値φ_2dを発生させるために必要な電流指令値i_d ^*を出力する。また速度制御演算部１０において、速度指令値ω_r ^*に速度推定値ω_r0 ^{^}が追従するように、（数式６）に従いｑ軸の電流指令値i_q ^*を演算する。

【0042】

【数6】

ここに、Kp__asr：速度制御の比例ゲイン、Ki__asr：速度制御の積分ゲイン

【0043】

ｍｔ軸ベクトル制御演算部１３は、（数式７）に従い、ｍ軸およびｔ軸の電流指令値i_m ^*、i_t ^*に電流検出値i_mc、i_tcが追従するようにＰI（比例＋積分）制御を行い、ｍ軸およびｔ軸の電圧指令値v_mc ^*、v_tc ^*を演算し、電力変換器２の出力電圧を制御する。電圧指令値v_mc ^*、v_tc ^*は、ｍ軸、ｔ軸のフィードバック電圧成分である。

【0044】

【数7】

ここに、K_{p_m}：ｍ軸の電流制御の比例ゲイン、K_{i_m}：ｍ軸の電流制御の積分ゲイン、K_{p_t}：ｔ軸の電流制御の比例ゲイン、K_{i_t}：ｔ軸の電流制御の積分ゲイン

【0045】

基本動作の説明のため、速度・周波数・位相演算部７は、速度推定値ω_r ^{^}の代わりに（数式１）により速度推定値ω_r0 ^{^}を演算する。また、すべり周波数演算部７１は（数式８）に従い、すべり周波数指令値ω_s ^*を演算する。

【0046】

【数8】

ここに、T₂ ^＊＝L₂/R₂：二次時定数値、T_ACR：電流制御遅れ相当の時定数

【0047】

さらに、速度推定値ω_r0 ^{^}とすべり周波数指令値ω_s ^*を用いて、（数式９）に従い、速度・周波数・位相演算部７は、一次周波数指令値ω₁ ^*を演算する。

【0048】

【数9】

【0049】

位相推定演算部７５は、（数式１０）に従い誘導モータ１の磁束軸の位相θ_dcを演算する。

【0050】

【数10】

【0051】

磁束軸の位相θ_dの推定値である位相推定値θ_dcを制御の基準に、センサレス制御により演算する。以上が基本動作である。

【0052】

図４に、速度推定演算に従来技術である特許文献１を用いた場合の負荷運転特性を示す。この例では、（数式１）に用いる一次抵抗値の設定R₁ ^*を誘導モータ１の実際の一次抵抗値R₁の0.5倍に設定し、二次抵抗値の設定R₂ ^*を、誘導モータ１の実際の二次抵抗値R₂の1.0倍に設定している。誘導モータ１を低速域の1Hz（速度指令値ω_r ^*）で運転する。同図におけるA点からB点までランプ状に負荷トルクを200％まで与えている。

【0053】

誘導モータ１の回転速度ω_rと速度推定値ω_r0 ^{^}は一致しており、一次抵抗値の設定R₁ ^*には低感度である。しかし、（数式１）に用いる二次抵抗値の設定R₂’^*に誤差があると、センサレス制御は不安定になることがある。

【0054】

図５に、速度推定演算に（数式１）に用いる二次抵抗値の設定値R₂ ^*を、誘導モータ１の二次抵抗値R₂の0.5倍に設定した負荷運転特性を示す。

【0055】

誘導モータ１の回転速度ω_rは定常的にも速度推定値ω_r0 ^{^}より低下し、図中に示すB点以降から誘導モータ１のトルクτ_mや回転速度ω_rの振動が徐々に大きくなり、このような振動現象が発生する問題があった。

【0056】

これは（数式１）に示す速度推定演算がｍ軸の電圧情報のみ利用しており、トルクや回転速度を振動させる要因となっていた。この解決法として、速度制御演算にフィードバックする速度推定値ω_r^と一次周波数指令値ω₁ ^*にフィードバックする速度推定値ω_r ^{^^}の２種類を演算する。

【0057】

上述の振動はｍ軸とｔ軸の両方に含まれるため、電圧指令値（v_mc ^**、v_tc ^**）と電流検出値（i_mc、i_tc）を用いて、電力の外積を利用して第２の速度推定値ω_r ^{^^}を演算する。第２の速度推定値^{^^}を用いて一次周波数指令値ω₁ ^*を演算することで、二次抵抗値R₂の誤差（R₂ ^*－R₂）をキャンセルするとともに振動現象を抑制する。

【0058】

さらに第１の速度推定演算にも前述の一次周波数指令値ω₁ ^*を用いることで、ｍ軸の誘導起電力を利用した速度推定値ω_r ^{^}は適正な値となり、精度よく速度制御演算にフィードバックすることができる。

【0059】

上述の理由で、本発明を用いれば、回転速度ω_rの低下や振動現象を改善することができる。以下、本実施例の速度推定の技術について説明する。

【0060】

図６に、速度・周波数・位相演算部７のブロックを示す。すべり周波数演算部７１はｑ軸の電流指令値i_q ^*、ｄ軸の二次磁束指令値φ_2d ^*、相互インダクタンス値Mの設定値M^*、および二次時定数T₂の設定値T₂ ^*を用いて、すべり周波数指令値ω_s ^*を上述した（数式８）に従い演算する。

【0061】

特許文献１では、（数式１）より速度推定値ω_r0 ^{^}を演算した。本実施例では、第２の速度推定演算部７２は、電力の外積を用いた第２の速度推定値ω_r ^{^^}を演算する。また、第１の速度推定演算部７３は、ｍ軸の誘導起電力を用いた第１の速度推定値ω_r ^{^}を演算する。

【0062】

加算部７４には、すべり周波数指令値ω_s ^*と第２の速度推定値ω_r ^{^^}が入力され、（数式１１）により一次周波数指令値ω₁ ^*を出力する。

【0063】

【数11】

【0064】

位相推定演算部７５は、一次周波数指令値ω₁ ^*が入力し、上述した（数式１０）に従い位相推定値θ_dcを出力する。

【0065】

図７に、第２の速度推定演算部７２の構成を示す。電力の外積の演算部７２１では、ｍ軸およびｔ軸の電圧指令値v_mc ^*、v_tc ^*と、ｍ軸およびｔ軸の電流検出値i_mc、i_tcを用いて、電力の外積値E_cp ^{^}を（数式１２）に従い演算する。

【0066】

【数12】

【0067】

電力の外積モデル演算部７２２では、ｍ軸およびｔ軸の電流検出値i_mc、i_tc、第２の速度推定値ω_r ^{^^}、一次周波数指令値ω₁ ^*、誘導モータ１の電気回路パラメータR₂’^*、L_σ ^*、M^*、L₂ ^*、ｍ軸およびｔ軸の磁束指令値φ_m ^*、φ_t ^*用いて、外積モデル値E_cp ^*を（数式１３）に従い演算する。

【0068】

【数13】

【0069】

減算部７２３では、電力の外積値E_cp ^{^}と外積モデル値E_cp ^*が入力され、その偏差であるΔE_cpを出力する。減算部７２３の出力であるΔE_cpはＰI制御演算部７２４に入力され、P（比例）+I（積分）制御演算により（数式１４）に従い第２の速度推定値ω_r ^{^^}を演算する。

【0070】

【数14】

ここに、K_{p_omg}：速度推定演算の比例ゲイン、K_{i_omg}：速度推定演算の積分ゲイン

【0071】

図８に、第１の速度推定演算部７３の構成を示す。ｔ軸の電流指令値i_t ^*は、電流制御遅れ相当の時定数T_ACRの一次遅れ演算部７３１に入力され、その出力i_t ^* _tdに漏れインダクタンスL_σに関係するゲイン７３２が乗じられ、一次周波数指令値ω₁ ^*とともに乗算部７３３に入力され、漏れインダクタンスに関係する電圧降下が演算される。

【0072】

乗算部７３３の出力値とｍ軸の電圧指令値v_mc ^*は加算部７３４に入力される。ｍ軸の磁束指令値φ_m ^*は、一次側に換算した二次抵抗値R₂’^*と相互インダクタンスＭに関係するゲイン７３５が乗じられ、ゲイン７３５の出力は加算部７３４の出力とともに加算部７３６に入力される。

【0073】

ｍ軸の電流検出値i_mcは、漏れインダクタンスL_σとオブザーバ時定数T_obsおよび合成抵抗値R_σ ^*（R₁ ^*＋R₂’^*）に関係するゲイン７３７が乗じられ、ゲイン７３７の出力は加算部７３６の出力とともに加算部７３８に入力される。

【0074】

加算部７３８の出力は速度推定応答のオブザーバ時定数T_obsを持つ一次遅れ演算部７３９に入力される。ｍ軸の電流検出値i_mcは、漏れインダクタンスL_σとオブザーバ時定数T_obsに関係するゲイン７３１０が乗じられる。ゲイン７３１０の出力は一次遅れ演算部７３９の出力とともに、減算部７３１１に入力される。

【0075】

ｔ軸の磁束指令値φ_t ^*は相互インダクタンスMと二次インダクタンスL₂に関係するゲイン７３１２が乗じられ、ゲイン７３１２の出力は減算部７３１１の出力とともに除算部７３１３に入力される。除算部７３１３の出力はー１であるゲイン７３１４を乗じて、第１の速度推定値ω_r ^{^}を（数式１５）に従い演算する。

【0076】

【数15】

【0077】

なお、図８は、（数式１５）を等価変換した機能ブロック図である。

【0078】

図９に、本実施例における負荷運転特性を示す（図５に用いた条件を設定している）。図５と図９に開示した負荷特性を比較すれば、第１の速度推定値ω_r ^{^}は回転速度ω_rに一致し、第２の速度推定値ω_r ^{^^} > ω_r ^{^}の関係であることがわかる。一次周波数指令値ω₁ ^*と一次周波数ω₁は（数式１６）の関係にある。

【0079】

【数16】

【0080】

（数式１６）において、第２の速度推定値ω_r ^{^^}、すべり周波数指令値ω_s ^*、回転速度ω_rおよび、すべり周波数ω_sを用いると、同式は（数式１７）のように書き換えることができる。

【0081】

【数17】

【0082】

（数式１７）を第２の速度推定値ω_r ^{^^}について整理すると（数式１８）となる。

【0083】

【数18】

【0084】

つまり、二次抵抗値R₂の設定値R₂ ^*に関係するすべり周波数指令値ω_s ^*とすべり周波数ω_sとの誤差（ω_s ^*－ω_s）が第２の速度推定値ω_r ^{^^}に含まれることになる。第２の速度推定値ω_r ^{^^}を用いて一次周波数指令値ω₁ ^*を演算するため一次周波数指令値ω₁ ^*は適正値となり、前述の（数式１５）より第１の速度推定値ω_r ^{^}を算出することで、第１の速度推定値ω_r ^{^}は回転速度ω_rに一致することになる。

【0085】

第１の速度推定値ω_r ^{^}と第２の速度推定値ω_r ^{^^}は一致しないが、トルクが安定するB点以降では回転速度ω_rは速度指令値ω_r ^*（図９では１Ｈｚ）に一致する。

【0086】

つまり、本実施例によれば、二次抵抗値R₂の誤差（R₂ ^*－R₂）がある場合でも、誘導モータの速度やトルクの振動現象の防止、および、速度指令値と回転速度の差分（ω_r ^*－ω_r）である速度偏差を無くした高安定で高精度な速度制御を実現できる。

【0087】

上記の説明では、第１の速度推定値もしくは第２の速度推定値の演算は、電圧指令値や電流検出値を誘導モータの出力電圧や出力電流の例として説明した。第１の速度推定値もしくは第２の速度推定値の演算において、出力電圧として電圧検出値を、出力電流として電流指令値を使ってもよい。

【0088】

ここで、図１０を用いて、本実施例を実施した場合の検証をするための構成について説明する。誘導モータ１を駆動する電力変換装置２０に、電圧検出器２１、電流検出器２２を取り付け、誘導モータ１のシャフトにはエンコーダ２３を取り付ける。

【0089】

ｍｔ軸の電圧・電流・磁束の演算部２４には、第１ステップとして、電圧検出器２１の出力である三相交流の電圧検出値（v_uc、v_vc、v_wc）、三相交流の電流検出値（i_uc、i_vc、i_wc）とエンコーダの出力である位置θが入力され、ベクトル電圧成分のv_dc ^{^}、v_qc ^{^}、ベクトル電流成分のi_dc ^{^}、i_qc ^{^}と、位置θを微分した検出値ω_rc、またベクトル電流成分よりすべり周波数の推定値ω_s ^{^}を演算する。

【0090】

さらに第２ステップとして、検出したベクトル電流成分のi_dc ^{^}、i_qc ^{^}と誘導モータ1の電気回路パラメータ（汎用インバータに搭載されているオフライン・オートチューニングの結果あるいは設計値）を用いて、推定位相角θ_mt ^{^}を（数式１９）より、ｍ軸およびｔ軸の電圧成分のv_mc ^{^}、v_mc ^{^}を（数式２０）より、電流成分のi_mc ^{^}、i_tc ^{^}を（数式２１）より、磁束成分のφ_m ^{^}、φ_t ^{^}を（数式２２）より、それぞれ導出する。

【0091】

電力の外積の演算部２５では、（数式１２）、（数式１３）に対応する（数式２３）、（数式２４）を用いて電力の外積値E_cp ^{^}__est、E_cp ^*__estをそれぞれ演算する。これらE_cp ^{^}__estとE_cp ^*__estが一致すれば本発明を採用していることが明白となる。また、（数式２５）を用いた第２の速度推定値ω_r ^{^^}を算出して観測してもよい。

【0092】

【数19】

【0093】

【数20】

【0094】

【数21】

【0095】

【数22】

【0096】

【数23】

【0097】

【数24】

【0098】

【数25】

【実施例0099】

図１１は、電力変換装置と誘導モータとを有する実施例２における構成図である。実施例１では、ｍｔ軸ベクトル制御演算部は、電圧指令値v_mc ^*、v_tc ^*を、ｍ軸、ｔ軸のフィードバック電圧成分として演算した例（フィードバック演算）である。本実施例はフィードバック演算とフィードフォワード演算を併用するベクトル制御演算を実行する例である。

【0100】

速度・周波数・位相演算部７ａとｍｔ軸ベクトル制御演算部１３ａは、それぞれ図１の速度・周波数・位相演算部７とｍｔ軸ベクトル制御演算部１３に相当するブロックである。図１１において、誘導モータ１～座標変換部６、基準位相演算部８～座標変換部１２、座標変換部１４～座標変換部１５は、図１と同一である。

【0101】

速度・周波数・位相演算部７ａにおいて、図６の速度・周波数・位相演算部７で算出した第２の速度推定値ω_r ^{^^}と一次周波数指令値ω₁ ^*を出力する。

【0102】

また、ｍｔ軸ベクトル制御演算部１３ａにおいて、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値i_d ^*、i_q ^*を座標変換したｍ軸およびｔ軸の電流指令値i_m ^*、i_t ^*、誘導モータ１の電気回路パラメータ（R₁ ^*、R₂’^*、L_σ ^*、M^*、L₂ ^*）、ｍ軸およびｔ軸の磁束指令値φ_m ^*、φ_ｔ ^*、第２の速度推定値ω_r ^{^^}、一次周波数指令値ω₁ ^*を用いて、（数式２６）に従う。本実施例では、フィードフォワード演算としての電圧基準値v_mc0 ^*、v_mt0 ^*を演算する。

【0103】

【数26】

【0104】

また、ｍｔ軸ベクトル制御演算部１３ａには、ｍ軸の電流指令値i_m ^*、ｍ軸の電流検出値i_mc、ｔ軸の電流指令値i_t ^*、ｔ軸の電流検出値i_tcが入力される。

【0105】

ここでは（数式２７）に従い、電流指令値i_m ^*、i_t ^*に電流検出値i_mc、i_tcが追従するようにＰI（比例＋積分）制御を行い、ｍ軸およびｔ軸の電圧補正値Δv_m ^*、Δv_t ^*を出力する。ｍ軸およびｔ軸の電圧補正値Δv_m ^*、Δv_t ^*は、フィードバック演算である。

【0106】

【数27】

【0107】

さらに（数式２８）に従い電圧指令値v_mc ^**、v_tc ^**を演算した後、座標変したｄ軸およびｑ軸の電圧指令値v_dc ^*、v_qc ^*により、電力変換器２の出力電圧を制御する。

【0108】

【数28】

【0109】

本実施例によれば、ｍｔ軸のベクトル制御演算部にフィードフォワード演算を追加したことで、より安定した速度制御を実現することができる。