特開 2023-88126 モータ試験装置およびモータ試験方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2023088126

(43)【公開日】2023-06-26

(54)【発明の名称】モータ試験装置およびモータ試験方法

(51)【国際特許分類】

   G01M 13/025 20190101AFI20230619BHJP

   H02P 29/00 20160101ALI20230619BHJP

   G01M 17/007 20060101ALN20230619BHJP

【ＦＩ】

G01M13/025

H02P29/00

G01M17/007 K

【審査請求】未請求

【請求項の数】8

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2021202796

(22)【出願日】2021-12-14

(71)【出願人】

【識別番号】000005108

【氏名又は名称】株式会社日立製作所

(74)【代理人】

【識別番号】110000062

【氏名又は名称】弁理士法人第一国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】隅田 悟士

(72)【発明者】

【氏名】伊君 高志

【テーマコード（参考）】

2G024

5H501

【Ｆターム（参考）】

2G024AB15

2G024AB17

2G024CA09

2G024CA12

2G024CA18

2G024DA09

2G024EA13

5H501BB09

5H501GG03

5H501HB08

5H501JJ23

5H501JJ25

5H501JJ26

5H501LL01

5H501LL22

5H501LL32

(57)【要約】

【課題】慣性模擬制御におけるトルク検出時のノイズによる影響を抑制しつつ、トルク検出遅延を低減する。
【解決手段】モータ試験装置として、供試モータまたは当該供試モータに負荷を与える負荷モータの電流を検出する電流検出部と、供試モータまたは負荷モータのトルクを検出するトルク検出部と、トルク検出値をフィルタ処理してトルクフィルタ値を出力するフィルタ部と、トルク検出部を設けた側の供試モータまたは負荷モータの電流検出値に基づくか、または、トルク検出部を設けない側の供試モータまたは負荷モータの電流検出値および角加速度並びに供試モータと負荷モータとを含む回転軸の慣性値に基づいて、供試モータまたは負荷モータのトルク推定値を出力するトルク推定部と、トルク推定値をトルクフィルタ値に漸近させてトルク補正値を出力するトルク推定補正部と、トルク補正値に基づいて負荷モータを制御する制御部とを備える。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

供試モータの側または当該供試モータに負荷を与える負荷モータの側に設けられ、前記供試モータまたは前記負荷モータの電流を検出して電流検出値を出力する電流検出部と、
前記供試モータの側または前記負荷モータの側に設けられ、前記供試モータまたは前記負荷モータのトルクを検出してトルク検出値を出力するトルク検出部と、
前記トルク検出値をフィルタ処理してトルクフィルタ値を出力するフィルタ部と、
前記トルク検出部を設けた側の前記供試モータまたは前記負荷モータの電流検出値に基づくか、または、前記トルク検出部を設けない側の前記供試モータまたは前記負荷モータの電流検出値および角加速度並びに前記供試モータと前記負荷モータとを含む回転軸の慣性値に基づいて、前記供試モータまたは前記負荷モータのトルク推定値を出力するトルク推定部と、
前記トルク推定値を前記トルクフィルタ値に漸近させてトルク補正値を出力するトルク推定補正部と、
前記トルク補正値に基づいて前記負荷モータを制御する制御部と
を備えるモータ試験装置。

【請求項2】

請求項１に記載のモータ試験装置であって、
前記トルク推定補正部は、前記トルク推定値をフィードフォワード側、前記トルクフィルタ値をフィードバック側とする二自由度制御系を構成する
ことを特徴とするモータ試験装置。

【請求項3】

請求項１または２に記載のモータ試験装置であって、
前記制御部は、前記負荷モータの速度指令演算回路を有し、
前記速度指令演算回路は、前記トルク補正値と所定の慣性値とに基づいて、前記負荷モータの速度指令値を演算する
ことを特徴とするモータ試験装置。

【請求項4】

請求項１または２に記載のモータ試験装置であって、
前記制御部は、車両模擬回路を有し、
前記車両模擬回路は、前記トルク補正値から、ギア比を持って前記供試モータと車両の車輪とを連結するギア、当該車輪および当該車輪を接続した車体それぞれに関する物理量並びに前記車輪の回転速度に基づいて、前記負荷モータの速度指令を演算する
ことを特徴するモータ試験装置。

【請求項5】

請求項１から４のいずれか１項に記載のモータ試験装置であって、
前記供試モータまたは前記負荷モータの角加速度と前記供試モータまたは前記負荷モータの慣性値とに基づいてトルク検出補正値を演算して前記トルク検出値に加算するトルク検出補正部をさらに備える
ことを特徴とするモータ試験装置。

【請求項6】

供試モータまたは当該供試モータに負荷を与える負荷モータの電流を検出し、
前記供試モータまたは前記負荷モータのトルク検出値をフィルタ処理してトルクフィルタ値を求め、
トルク検出を行う側の前記供試モータまたは前記負荷モータの電流検出値に基づくか、または、当該トルク検出を行わない側の前記供試モータまたは前記負荷モータの電流検出値および角加速度並びに前記供試モータと前記負荷モータとを含む回転軸の慣性値に基づいて、前記供試モータまたは前記負荷モータのトルク推定値を算出し、
前記トルク推定値を前記トルクフィルタ値に漸近させてトルク補正値を求め、
前記トルク補正値に基づいて前記負荷モータを制御する
ことを特徴とするモータ試験方法。

【請求項7】

請求項６に記載のモータ試験方法であって、
前記トルク補正値を、前記トルク推定値をフィードフォワード側、前記トルクフィルタ値をフィードバック側とする二自由度制御系を用いて、前記トルク推定値を前記トルクフィルタ値に漸近させることにより求める
ことを特徴とするモータ試験方法。

【請求項8】

請求項６または７に記載のモータ試験方法であって、
前記供試モータまたは前記負荷モータの角加速度と前記供試モータまたは前記負荷モータの慣性値とに基づいてトルク検出補正値を演算して前記トルク検出値に加算する
ことを特徴とするモータ試験方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、モータ試験装置およびモータ試験方法におけるトルク推定技術に関する。

【背景技術】

【0002】

モータ制御システムの評価に当たっては、供試モータと負荷モータとを対向させ、負荷モータで所定の負荷を与えて評価する。このとき、負荷モータの慣性値は、最終製品である鉄道車両や自動車などの慣性値とは一致しない。そのため、負荷モータの制御によって見掛け上の慣性を模擬する必要があり、これを慣性模擬制御と呼ぶ。また、慣性の他、走行抵抗や回転軸の減衰率などを模擬することも可能であり、例えば、特許文献１および２には、それに関する技術の開示がある。

【0003】

慣性模擬制御では、供試モータトルクが模擬対象とする慣性に入力された場合の挙動（角加速度・回転速度など）を演算し、それと負荷モータの実際の挙動が一致するように制御を行う。

【0004】

このため、慣性模擬制御では、供試モータトルクを検出する必要があり、特許文献１および２では、そのためにトルク検出器を備えている。また、実用上はトルク検出器にはノイズが含まれるため、特許文献２に開示のように、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）をトルク検出器の後段に備えることが望ましい。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特許第６７３７３６３号公報

【特許文献2】特開２０１４－１４２３１７号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

慣性模擬制御において、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）を備えると、トルク検出遅延が発生するため、慣性模擬精度が低下するという課題が生じる。そのために、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）の時定数を下げると、トルク検出遅延は減少するが、検出ノイズの影響を受ける問題が残ることになる。
そこで、本発明では、トルク検出時のノイズによる影響を抑制しつつ、トルク検出遅延を低減する技術を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0007】

上記の課題を解決するために、代表的な本発明のモータ試験装置の一つは、供試モータの側または当該供試モータに負荷を与える負荷モータの側に設けられ供試モータまたは負荷モータの電流を検出して電流検出値を出力する電流検出部と、供試モータの側または負荷モータの側に設けられ供試モータまたは負荷モータのトルクを検出してトルク検出値を出力するトルク検出部と、トルク検出値をフィルタ処理してトルクフィルタ値を出力するフィルタ部と、トルク検出部を設けた側の供試モータまたは負荷モータの電流検出値に基づくか、または、トルク検出部を設けない側の供試モータまたは負荷モータの電流検出値および角加速度並びに供試モータと負荷モータとを含む回転軸の慣性値に基づいて、供試モータまたは負荷モータのトルク推定値を出力するトルク推定部と、トルク推定値をトルクフィルタ値に漸近させてトルク補正値を出力するトルク推定補正部と、トルク補正値に基づいて負荷モータを制御する制御部とを備えるものである。

【発明の効果】

【0008】

本発明によれば、モータ試験装置において、高精度かつ高応答なトルク検出を実現できる。この結果、モータ試験装置によるモータ制御システムの評価時と運用時の差をなくすことができ、モータあるいはインバータ効率、トルク応答などの評価精度を高めることが可能となる。
また、上記した以外の課題、構成および効果は、以下の発明を実施するための形態における説明により明らかにされる。

【図面の簡単な説明】

【0009】

【図1】本発明の実施例１に係るモータ試験装置の構成を示す図

【図2】トルク推定補正部を用いない場合のトルクおよび回転速度の波形を示す図

【図3】トルク推定部を用いた場合のトルクおよび回転速度の波形を示す図

【図4】トルク推定補正部を用いた場合のトルクおよび回転速度の波形を示す図

【図5】本発明の実施例２に係るモータ試験装置の構成の一部を示す図

【図6】本発明の実施例３に係るモータ試験装置の構成の一部を示す図

【図7】本発明の実施例４に係るモータ試験装置の構成の一部を示す図

【図8】実施例４で模擬対象とする車両の車両機構を示す図

【発明を実施するための形態】

【0010】

以下、図面を用いて、本発明を実施するための形態として、実施例１から４について説明する。なお、これら各実施例により本発明が限定されるものではない。また、図面の記載において、同一部分には同一の符号を付して示している。

【実施例0011】

図１は、本発明の実施例１に係るモータ試験装置の構成を示す図である。
供試モータ（Ｍｔ）１と負荷モータ（Ｍｇ）２とは、対向して配置され、それぞれ、供試側インバータ（ＩＮＶ）３と負荷側インバータ（ＩＮＶ）４とにより駆動される。

【0012】

供試モータ（Ｍｔ）１と負荷モータ（Ｍｇ）２との間には、実慣性５が備えられ、その慣性値をＪｒとする。この実慣性５としては、フライホイールが挙げられる。
ここで、供試モータ（Ｍｔ）１、負荷モータ（Ｍｇ）２、実慣性５およびそれらを接続する回転軸は、完全な剛性体であるとし、回転速度は、いずれもω_ｒとする。

【0013】

電流検出部６は、供試モータ（Ｍｔ）１のＵ相電流ｉ_ｕ、Ｖ相電流ｉ_ｖおよびＷ相電流ｉ_ｗを検出する。

【0014】

トルク検出部７は、供試モータ（Ｍｔ）１のトルクτ_ｔ（以下、「供試側トルクτ_ｔ」という）を検出し、トルク検出値τ_{ｔ－ｄｔｃ}として出力する。

【0015】

トルク推定部８は、三相二相変換回路８ａおよび電流・トルク換算回路８ｂから構成される。その内、三相二相変換回路８ａは、Ｕ相電流ｉ_ｕ、Ｖ相電流ｉ_ｖおよびＷ相電流ｉ_ｗをｄ軸電流ｉ_ｄとｑ軸電流ｉ_ｑに換算する。また、電流・トルク換算回路８ｂは、供試モータ（Ｍｔ）１のパラメータ（誘起電圧係数、インダクタンスなど）に基づいて、ｄ軸電流ｉ_ｄとｑ軸電流ｉ_ｑをトルク推定値τ_{ｔ－ｏｂｓ}に換算する。

【0016】

フィルタ部９は、トルク検出値τ_{ｔ－ｄｔｃ}に含まれるノイズを除去するための手段である。例えば、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）を用いて、ノイズを除去したトルクフィルタ値τ_{ｔ－ＬＰＦ}を出力する。フィルタ部９は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）の他、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）などでもよい。

【0017】

トルク推定補正部１０は、トルク推定値τ_{ｔ－ｏｂｓ}およびトルクフィルタ値τ_{ｔ－ＬＰＦ}に基づいて、トルク補正値τ_{ｔ－ｒｅｖ}を出力する。トルク補正値τ_{ｔ－ｒｅｖ}は、供試モータ（Ｍｔ）１の最終的なトルク推定値となる。

【0018】

慣性模擬部１１は、トルク補正値τ_{ｔ－ｒｅｖ}に基づいて、実慣性５の慣性値Ｊｒを見掛け上、Ｊに模擬するための手段であり、速度指令演算回路１１ａ、速度制御回路１１ｂ、トルク・電流換算回路１１ｃ、電流制御回路１１ｄおよび二相三相変換回路１１ｅから構成される。

【0019】

速度指令演算回路１１ａは、次の（数１）に従って、トルク補正値τ_{ｔ－ｒｅｖ}から速度指令ω_ｒ ^＊を演算する。

【数1】

【0020】

速度制御回路１１ｂは、速度指令ω_ｒ ^＊と回転速度ω_ｒが等しくなるように、負荷モータ（Ｍｇ）２のトルク指令τ_ｇ ^＊を演算する。

【0021】

トルク・電流換算回路１１ｃは、トルク推定部８の電流・トルク換算回路８ｂとは逆に、トルク指令τ_ｇ ^＊からｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊とｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊を演算する。

【0022】

電流制御回路１１ｄは、ｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊とｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊およびモータ電圧方程式に従って、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊とｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊を演算する。

【0023】

二相三相変換回路１１ｅは、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊とｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊を、Ｕ相電圧指令ｖ_ｕ ^＊、Ｖ相電圧指令ｖ_ｖ ^＊およびＷ相電圧指令ｖ_ｗ ^＊に変換する。

【0024】

次に、慣性模擬制御の動作原理について説明する。
供試モータ（Ｍｔ）１に対して慣性値Ｊの慣性が接続された場合、次の（数２）が成り立つ。

【数2】

ここで、速度制御回路１１ｂにより、「ω_ｒ ＝ ω_ｒ ^＊」となる。

【0025】

また、供試モータ（Ｍｔ）１のトルクτ_ｔを理想的に検出でき、これをトルク補正値τ_{ｔ－ｒｅｖ}とするならば、「τ_{ｔ－ｒｅｖ} ＝ τ_ｔ」となる。

【0026】

「ω_ｒ ＝ ω_ｒ ^＊」および「τ_{ｔ－ｒｅｖ} ＝ τ_ｔ」であるときに、（数１）と（数２）は等価となり、供試モータ（Ｍｔ）１から見ると、その先には慣性値Ｊの慣性が接続されたように見える。

【0027】

以上が、慣性模擬制御の原理であり、これを実現するための条件が、以下に記す実現条件（１）および（２）である。
（１）速度制御回路１１ｂによって、「ω_ｒ ＝ ω_ｒ ^＊」が成り立つ。
（２）理想的なトルク検出手段によって、「τ_{ｔ－ｒｅｖ} ＝ τ_ｔ」が成り立つ。

【0028】

ところが、慣性模擬制御には課題があるので、それについて説明する。
実機では、トルク検出部７の検出精度や信号出力精度に依存して、トルク検出値τ_{ｔ－ｄｔｃ}にはノイズが含まれる。このノイズを除去するために、フィルタ部９を用いるが、その出力であるトルクフィルタ値τ_{ｔ－ＬＰＦ}は、トルク検出値τ_{ｔ－ｄｔｃ}および供試側トルクτ_ｔに対して遅延を含むことになる。

【0029】

図２は、トルク推定補正部１０を用いない場合のトルクおよび回転速度の波形を示す図である。図２に示すように、時刻ｔ_１において供試側トルクτ_ｔがステップ変化する場合、過渡的には「τ_ｔ ≠ τ_{ｔ－ＬＰＦ}」となる。

【0030】

このため、「τ_{ｔ－ｒｅｖ} ＝ τ_ｔ」および「τ_{ｔ－ｒｅｖ} ＝ τ_{ｔ－ＬＰＦ}」として、（数１）をそれぞれ演算した場合、前者の速度指令ω_ｒ ^＊＊および後者の速度指令ω_ｒ ^＊には差が生じる。この差を、速度誤差Δω_ｒ（＝ ω_ｒ ^＊ － ω_ｒ ^＊＊）とする。
ここで、速度指令ω_ｒ ^＊＊は、慣性模擬制御における理想的な速度指令である。

【0031】

一方、速度指令ω_ｒ ^＊は、供試側トルクτ_ｔをトルクフィルタ値τ_{ｔ－ＬＰＦ}で代替した場合の速度指令である。すなわち、図１に示すトルク推定補正部１０を備えることなく、トルクフィルタ値τ_{ｔ－ＬＰＦ}を、速度指令演算回路１１ａに直接入力した場合の速度指令である。
速度誤差Δω_ｒが負の場合、供試モータ（Ｍｔ）１から見て、出力したトルクの割には加速していないことを表し、見掛け上の慣性がＪよりも大きくなっていることを意味する。これに対して、速度誤差Δω_ｒが正の場合は、逆である。

【0032】

いずれにしても、速度誤差Δω_ｒは、見掛け上の慣性の誤差を表し、その原因は、「τ_{ｔ－ｒｅｖ} ＝ τ_{ｔ－ＬＰＦ}」としたことにより、「τ_{ｔ－ｒｅｖ} ＝ τ_{ｔ－ＬＰＦ} ≠ τ_ｔ」となり、慣性模擬制御の実現条件の（２）「τ_{ｔ－ｒｅｖ} ＝ τ_ｔ」が成り立たないためである。

【0033】

フィルタ部９の時定数を小さくすれば、遅延の影響は小さくなるが、ノイズの影響を受けやすくなるため、結局、慣性模擬制御の実現条件（２）は成り立たない。

【0034】

これが、慣性模擬制御の課題であり、フィルタ部９の時定数は維持したままで、トルク補正値τ_{ｔ－ｒｅｖ}とその真値である供試側トルクτ_ｔとを一致させることが求められる。

【0035】

本発明では、トルク補正値τ_{ｔ－ｒｅｖ}とその真値である供試側トルクτ_ｔを一致させるために、トルク推定部８およびトルク推定補正部１０を備えることを特徴とする。以下に、その効果について説明する。

【0036】

図３は、トルク推定部８を用いた場合のトルクおよび回転速度の波形を示す図である。
トルク推定部８では、供試モータ（Ｍｔ）１の電流検出値に基づいてトルクを推定する。ここで、電流検出部６の周波数帯域は、１ＭＨｚ～１００ＭＨｚであるため、トルク検出部７の帯域である１ｋＨｚ～１０ｋＨｚよりも高い。

【0037】

このため、トルク推定値τ_{ｔ－ｏｂｓ}は、図３の時刻ｔ_１の箇所に示すように、供試側トルクτ_ｔを高応答に追従できる。すなわち、時刻ｔ_１において、図３に示すトルク推定誤差Δτ_{ｔ－ｏｂｓ}は、同時刻ｔ_１の図２に示すトルク検出誤差Δτ_{ｔ－ＬＰＦ}よりも小さい。

【0038】

一方、電流・トルク換算回路８ｂは、供試モータ（Ｍｔ）１のパラメータを参照する必要があり、それには設定誤差が伴う。故に、図３に示すトルク推定誤差Δτ_{ｔ－ｏｂｓ}は、時間が経過してもゼロに収束するとは限らず、速度誤差Δω_ｒが増加し続ける可能性がある。

【0039】

そこで、トルク推定誤差Δτ_{ｔ－ｏｂｓ}の影響を抑制するために、トルク推定補正部１０は、トルク推定値τ_{ｔ－ｏｂｓ}を基本値としながらも、トルクフィルタ値τ_{ｔ－ＬＰＦ}に漸近する値をトルク補正値τ_{ｔ－ｒｅｖ}とする。これには、図１に示すように、トルク補正値τ_{ｔ－ｒｅｖ}とトルクフィルタ値τ_{ｔ－ＬＰＦ}との差分を、ゲインＫの積分回路１０ａへ入力し、積分（Ｋ／ｓ）した結果を、トルク推定値τ_{ｔ－ｏｂｓ}にフィードバックすればよい。ここで、積分回路１０ａは、一巡伝達関数が安定となるような特性を有する関数であれば、置き換え可能である。

【0040】

図４は、トルク推定補正部１０を用いた場合のトルクおよび回転速度の波形を示す図である。
トルク推定誤差Δτ_{ｔ－ｒｅｖ}は、時刻ｔ_１では、図３に示すトルク推定誤差Δτ_{ｔ－ｏｂｓ}と同じであるが、時刻ｔ_１以降では、トルク補正値τ_{ｔ－ｒｅｖ}が、トルクフィルタ値τ_{ｔ－ＬＰＦ}に漸近することに起因して、ゼロに収束する。つまり、図４に示すトルク推定誤差Δτ_{ｔ－ｒｅｖ}は、図３に示すトルク推定誤差Δτ_{ｔ－ｏｂｓ}と比較すれば、時刻ｔ_１以降における定常的な誤差が低減されることになる。また、図２に示す（図４と同じ）トルク検出誤差Δτ_{ｔ－ＬＰＦ}と比較すれば、時刻ｔ_１における過渡的な誤差が低減される。

【0041】

すなわち、定常時と過渡時のどちらの面においても誤差が低減されていることから、図４に示す速度誤差Δω_ｒは、図２から図４に示す特性の中で最小となる。
これが、トルク推定値τ_{ｔ－ｏｂｓ}を基本値としながらも、トルクフィルタ値τ_{ｔ－ＬＰＦ}に漸近する値をトルク補正値τ_{ｔ－ｒｅｖ}とした効果である。

【0042】

トルク推定補正部１０は、一般化して言えば、電流検出部６およびトルク推定部８によるトルク推定値τ_{ｔ－ｏｂｓ}をフィードフォワード側、トルク検出部７およびフィルタ部９によるトルクフィルタ値τ_{ｔ－ＬＰＦ}をフィードバック側とする二自由度制御系である。この二自由度制御系を用いることで、電流検出部６の応答性とトルク検出部７の精度とを両方活用していることになる。これによって、トルク補正値τ_{ｔ－ｒｅｖ}を供試側トルクτ_ｔに高応答かつ高精度に追従させ、慣性模擬精度を高めている。

【0043】

また、電流・トルク換算回路８ｂへの入力は、供試側の電流制御部（図示省略）におけるｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊に置き換えてもよい。この場合には、電流検出部６を省くことが可能となる。

【実施例0044】

図５は、本発明の実施例２に係るモータ試験装置の構成の一部を示す図である。図５では、図１に示す実施例１の構成と制御部分で同じ構成要素については省略している。
実施例２では、負荷モータ（Ｍｇ）２側のＵ相電流ｉ_ｕ、Ｖ相電流ｉ_ｖおよびＷ相電流ｉ_ｗを電流検出部６によって検出する。

【0045】

また、トルク推定部８は、Ｕ相電流ｉ_ｕ、Ｖ相電流ｉ_ｖおよびＷ相電流ｉ_ｗを入力にして、三相二相変換回路８ａおよび電流・トルク変換回路８ｂによって、負荷モータ（Ｍｇ）２のトルク推定値τ_{ｇ－ｏｂｓ}を演算し、また、負荷モータ（Ｍｇ）２の回転速度ω_ｒを入力にして、微分回路８ｃおよび慣性値乗算回路８ｄによって負荷モータ（Ｍｇ）２のトルク値を演算する。その上で、トルク推定部８は、両者の差分を取ることにより、次の（数３）で表されるトルク推定値τ_{ｔ－ｏｂｓ}を演算する。

【数3】

【0046】

次に、（数３）によって、供試側トルクτ_ｔを推定できる理由を説明する。
負荷モータ（Ｍｇ）２のトルク（以下、負荷側トルク）をτ_ｇとすると、次の（数４）が成り立つ。

【数4】

【0047】

電流・トルク変換回路８ｂによって、理想的にトルク推定値τ_{ｇ－ｏｂｓ}を演算できるならば、「τ_{ｇ－ｏｂｓ} ＝ τ_ｇ」となり、これを（数４）に代入すれば、（数３）が得られることになる。

【0048】

図５に示す実施例２の構成では、図１に示す実施例１の構成と比較して、電流検出部６を負荷側に設けたことから、電流・トルク変換回路８ｂは、負荷モータ（Ｍｇ）２のパラメータを参照することになる。負荷モータ（Ｍｇ）２は、供試モータ（Ｍｔ）１のように最終製品に合わせて変更する必要がないため、メリットとして、パラメータ測定は一度で済むことになる。また、負荷モータ（Ｍｇ）２は、据え置き型でよいことから、負荷モータ（Ｍｇ）２を専用設計して、そのパラメータについては精度よく把握することが可能となる。この結果、電流・トルク変換回路８ｂにおけるトルク推定誤差を低減することができる。

【0049】

図１に示す実施例１の構成および図５に示す実施例２の構成では、電流検出部６に基づくトルク推定値τ_{ｔ－ｏｂｓ}と、トルク検出部７に基づくトルクフィルタ値τ_{ｔ－ＬＰＦ}とを利用することが共通点となっている。

【0050】

一般化して考えると、実施形態としては、以下（ａ）～（ｄ）の４つが考えられる。
（ａ）電流検出部６：供試側、トルク検出部７：供試側（図１に示す実施例１）
（ｂ）電流検出部６：負荷側、トルク検出部７：供試側（図５に示す実施例２）
（ｃ）電流検出部６：供試側、トルク検出部７：負荷側（図示省略）
（ｄ）電流検出部６：負荷側、トルク検出部７：負荷側（図示省略）

【0051】

ここで、上記（ａ）および（ｄ）のように、電流検出部６とトルク検出部７とを同じ側に設けた場合には、図１に示すトルク推定部８の構成によって、電流検出値に基づいてトルクの推定を行えばよい。

【0052】

また、上記（ｂ）および（ｃ）のように、電流検出部６とトルク検出部７とを反対側に設けた場合には、図５に示すトルク推定部８の構成によって、電流検出側とは反対側にあるモータのトルクを推定すればよいことになる。この場合、反対側にあるモータのトルクを推定することは、（数３）および図５に示すトルク推定部８の構成から、回転速度ω_ｒの微分値である角加速度（ｄω_ｒ／ｄｔ）および実慣性５の慣性値Ｊ_ｒを用いることで可能となる。

【0053】

本発明は、上記（ａ）～（ｄ）のいずれの形態でも実施可能であるが、上記（ｂ）および（ｄ）の電流検出部６を負荷側に設ける場合は、負荷モータ（Ｍｇ）２が据え置き型でよいことに起因して、そのパラメータ測定を１回で済ませられる点、また、専用設計によりパラメータを精度よく把握できる点のメリットがある。