(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024100734
(43)【公開日】2024-07-26
(54)【発明の名称】光信号復調装置と光信号復調方法
(51)【国際特許分類】
H04L 27/38 20060101AFI20240719BHJP
H04B 10/61 20130101ALI20240719BHJP
【ＦＩ】
H04L27/38
H04B10/61
【審査請求】未請求
【請求項の数】10
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2024003029
(22)【出願日】2024-01-12
(31)【優先権主張番号】P 2023003440
(32)【優先日】2023-01-13
(33)【優先権主張国・地域又は機関】JP
【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第２項適用申請有り 掲載年月日：２０２３年１１月１５日 掲載アドレス：ｈｔｔｐｓ：／／ｉｅｅｅｘｐｌｏｒｅ．ｉｅｅｅ．ｏｒｇ／ｄｏｃｕｍｅｎｔ／１０３１９０６２
【国等の委託研究の成果に係る記載事項】（出願人による申告）令和４年度、総務省、グリーン社会に資する先端光伝送技術の研究開発の委託事業、産業技術力強化法第１７条の適用を受ける特許出願
(71)【出願人】
【識別番号】000125347
【氏名又は名称】学校法人近畿大学
(74)【代理人】
【識別番号】100118924
【弁理士】
【氏名又は名称】廣幸 正樹
(72)【発明者】
【氏名】今宿 亙
【テーマコード（参考）】
5K102
【Ｆターム（参考）】
5K102AA10
5K102AA52
5K102AH11
5K102AH27
5K102PH31
5K102RD26
(57)【要約】
【課題】ＩＥＥＥ ８０２．３ａｖ規格に代表される現在の大容量光通信では、光損失が２９ｄＢを超えると全断するという課題があった。
【解決手段】送信された光信号が変換された複素ディジタル信号が入力され、１フレーム内のタイムスロットのうち、シンボルの位置に基づいてインデックス復号符号を復調するインデックス復調部と、
前記複素ディジタル信号が入力され、前記タイムスロットに載った前記シンボルをシンボル復号符号（ＤＥＡＰ）に復調するシンボル復調部を有し、
前記インデックス復調部は前記シンボルの乗った前記タイムスロットを受信した際に前記シンボル復調部に前記シンボルの存在を示す通知信号を送信し、
前記シンボル復調部は前記通知信号に基づいて前記シンボルを復号する光信号復調装置は、通信レートの低いインデックス信号を復調できるので、光損失が２９ｄＢを超えても全断せず通信を維持できる。
【選択図】図８
【解決手段】送信された光信号が変換された複素ディジタル信号が入力され、１フレーム内のタイムスロットのうち、シンボルの位置に基づいてインデックス復号符号を復調するインデックス復調部と、
前記複素ディジタル信号が入力され、前記タイムスロットに載った前記シンボルをシンボル復号符号（ＤＥＡＰ）に復調するシンボル復調部を有し、
前記インデックス復調部は前記シンボルの乗った前記タイムスロットを受信した際に前記シンボル復調部に前記シンボルの存在を示す通知信号を送信し、
前記シンボル復調部は前記通知信号に基づいて前記シンボルを復号する光信号復調装置は、通信レートの低いインデックス信号を復調できるので、光損失が２９ｄＢを超えても全断せず通信を維持できる。
【選択図】図８
【特許請求の範囲】
【請求項1】
１フレームを複数のタイムスロットで構成し、少なくとも１つ以上の前記タイムスロットに載せたシンボルと、前記シンボルを載せた前記タイムスロットの時間位置で形成したインデックス符号で原信号を送信する光信号を受信し、前記原信号を復調する光信号復調装置であって、
前記光信号を位相ダイバーシティー検波し複素ディジタル信号（ＣＳ）に変換する受信部（ＲＸ）と、
前記複素ディジタル信号（ＣＳ）が入力され、前記１フレーム内の前記タイムスロットのうち、前記シンボルの位置に基づいてインデックス復号符号（ＤＥＩｄ）を復調するインデックス復調工程部（１０）と、
前記複素ディジタル信号（ＣＳ）が入力され、前記タイムスロットに載った前記シンボルをシンボル復号符号（ＤＥＡＰ）に復調するシンボル復調工程部（２０）を有し、
前記インデックス復調工程部（１０）は前記シンボルの乗った前記タイムスロットを受信した際に前記シンボル復調工程部（２０）に前記シンボルの存在を示す通知信号（アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳ）を送信し、
前記シンボル復調工程部（２０）は前記通知信号（アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳ）に基づいて前記シンボルを取得し復号する光信号復調装置。
前記光信号を位相ダイバーシティー検波し複素ディジタル信号（ＣＳ）に変換する受信部（ＲＸ）と、
前記複素ディジタル信号（ＣＳ）が入力され、前記１フレーム内の前記タイムスロットのうち、前記シンボルの位置に基づいてインデックス復号符号（ＤＥＩｄ）を復調するインデックス復調工程部（１０）と、
前記複素ディジタル信号（ＣＳ）が入力され、前記タイムスロットに載った前記シンボルをシンボル復号符号（ＤＥＡＰ）に復調するシンボル復調工程部（２０）を有し、
前記インデックス復調工程部（１０）は前記シンボルの乗った前記タイムスロットを受信した際に前記シンボル復調工程部（２０）に前記シンボルの存在を示す通知信号（アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳ）を送信し、
前記シンボル復調工程部（２０）は前記通知信号（アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳ）に基づいて前記シンボルを取得し復号する光信号復調装置。
【請求項2】
前記インデックス復調工程部（１０）は、
前記複素ディジタル信号（ＣＳ）のシンボル強度（ＰＣＳ）を算出する振幅演算部（１１）と、
前記シンボル強度（ＰＣＳ)が入力され前記フレームの先頭を示す先頭通知信号（ＳＴＯＰ）を出力するフレームタイミング抽出部（１２）と、
前記シンボル強度（ＰＣＳ)と前記先頭通知信号（ＳＴＯＰ）が入力され、前記フレーム中で前記シンボルの存在を示す前記通知信号（アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳ）と、前記インデックス復号符号（ＤＥＩｄ）を出力するＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部（１４）を有する請求項１に記載された光信号復調装置。
前記複素ディジタル信号（ＣＳ）のシンボル強度（ＰＣＳ）を算出する振幅演算部（１１）と、
前記シンボル強度（ＰＣＳ)が入力され前記フレームの先頭を示す先頭通知信号（ＳＴＯＰ）を出力するフレームタイミング抽出部（１２）と、
前記シンボル強度（ＰＣＳ)と前記先頭通知信号（ＳＴＯＰ）が入力され、前記フレーム中で前記シンボルの存在を示す前記通知信号（アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳ）と、前記インデックス復号符号（ＤＥＩｄ）を出力するＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部（１４）を有する請求項１に記載された光信号復調装置。
【請求項3】
前記ＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部（１４）は、前記インデックス復号符号（ＤＥＩｄ）を復号する際にエラー訂正を行う請求項２に記載された光信号復調装置。
【請求項4】
前記シンボル復調工程部（２０）は、
前記複素ディジタル信号（ＣＳ）が入力され前記受信部（ＲＸ)で発生する周波数オフセットが補償されたオフセット補償信号（ＣＳｆ）を出力する周波数オフセット補償部（２２）と、
前記オフセット補償信号（ＣＳｆ）が入力され前記受信部（ＲＸ)で発生する位相ズレが補償されたオフセット＆位相補償信号（ＣＳｆθ）を出力する位相補償部（２３）と、
前記オフセット＆位相補償信号（ＣＳｆθ）が入力され前記シンボルに対応するシンボル復号符号（ＤＥＡＰ）を出力するＡＰＭＢｉｔデマップ部（２５）を有する請求項１に記載された光信号復調装置。
前記複素ディジタル信号（ＣＳ）が入力され前記受信部（ＲＸ)で発生する周波数オフセットが補償されたオフセット補償信号（ＣＳｆ）を出力する周波数オフセット補償部（２２）と、
前記オフセット補償信号（ＣＳｆ）が入力され前記受信部（ＲＸ)で発生する位相ズレが補償されたオフセット＆位相補償信号（ＣＳｆθ）を出力する位相補償部（２３）と、
前記オフセット＆位相補償信号（ＣＳｆθ）が入力され前記シンボルに対応するシンボル復号符号（ＤＥＡＰ）を出力するＡＰＭＢｉｔデマップ部（２５）を有する請求項１に記載された光信号復調装置。
【請求項5】
前記周波数オフセット補償部（２２）は、
前記複素ディジタル信号（ＣＳ）が入力されデータ変調成分を除去し搬送波オフセット・位相成分（ＣＣωθ）を出力する累乗演算部（２２１）と、
連続する前記シンボルと前記通知信号（アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳ）によって搬送波オフセット成分（ＣＣω）を抽出する搬送波オフセット成分抽出部（２２Ｂ１）と、
前記搬送波オフセット成分（ＣＣω）から複素オフセット補償量（ＣΣφΔｆ）を求める複素オフセット補償量算出部（２２Ｂ２）と、
前記複素ディジタル信号（ＣＳ）と前記複素オフセット補償量（ＣΣφΔｆ）を乗算し、前記オフセット補償信号（ＣＳｆ）を算出する乗算部（２２Ａ６）を有する請求項４に記載された光信号復調装置。
前記複素ディジタル信号（ＣＳ）が入力されデータ変調成分を除去し搬送波オフセット・位相成分（ＣＣωθ）を出力する累乗演算部（２２１）と、
連続する前記シンボルと前記通知信号（アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳ）によって搬送波オフセット成分（ＣＣω）を抽出する搬送波オフセット成分抽出部（２２Ｂ１）と、
前記搬送波オフセット成分（ＣＣω）から複素オフセット補償量（ＣΣφΔｆ）を求める複素オフセット補償量算出部（２２Ｂ２）と、
前記複素ディジタル信号（ＣＳ）と前記複素オフセット補償量（ＣΣφΔｆ）を乗算し、前記オフセット補償信号（ＣＳｆ）を算出する乗算部（２２Ａ６）を有する請求項４に記載された光信号復調装置。
【請求項6】
前記累乗演算部（２２１）に変えて仮判定演算部（２２１ａ）を有する請求項５に記載された光信号復調装置。
【請求項7】
位相補償部（２３）は、
前記オフセット補償信号（ＣＳｆ）が入力されデータ変調成分を除去し搬送波位相成分（ＣＣθ）を出力する累乗演算部（２３１）と、
前記搬送波位相成分（ＣＣθ）を平均化し、搬送波位相成分の平均値（ＡＶ（ＣＣθ））を算出する平均化部（２３２）と、
前記搬送波位相成分の平均値（ＡＶ（ＣＣθ））から光位相差（Δθ）を抽出する位相算出部（２３３）と、
前記光位相差（Δθ）から複素位相ズレ補償量（ＣΦθ）を算出する複素位相ズレ補償量算出部（２３Ｂ１）と、
前記オフセット補償信号（ＣＳｆ）と前記複素位相ズレ補償量（ＣΦθ）を乗算し、
前記オフセット＆位相補償信号（ＣＳｆθ）を算出する乗算部（２３８）を有する請求項４に記載された光信号復調装置。
前記オフセット補償信号（ＣＳｆ）が入力されデータ変調成分を除去し搬送波位相成分（ＣＣθ）を出力する累乗演算部（２３１）と、
前記搬送波位相成分（ＣＣθ）を平均化し、搬送波位相成分の平均値（ＡＶ（ＣＣθ））を算出する平均化部（２３２）と、
前記搬送波位相成分の平均値（ＡＶ（ＣＣθ））から光位相差（Δθ）を抽出する位相算出部（２３３）と、
前記光位相差（Δθ）から複素位相ズレ補償量（ＣΦθ）を算出する複素位相ズレ補償量算出部（２３Ｂ１）と、
前記オフセット補償信号（ＣＳｆ）と前記複素位相ズレ補償量（ＣΦθ）を乗算し、
前記オフセット＆位相補償信号（ＣＳｆθ）を算出する乗算部（２３８）を有する請求項４に記載された光信号復調装置。
【請求項8】
前記累乗演算部（２３１）に変えて仮判定演算部（２３１ａ）を有する請求項７に記載された光信号復調装置。
【請求項9】
前記位相補償部（２３）の直後段に位相スリップを補償する位相スリップ補償部（３１０）が設けられた請求項７に記載された光信号復調装置。
【請求項10】
１フレームを複数のタイムスロットで構成し、少なくとも１つ以上の前記タイムスロットに載せたシンボルと、前記シンボルを載せた前記タイムスロットの時間位置で形成したインデックス符号で原信号を送信する光信号を受信し、前記原信号を復調する光信号復調方法であって、
前記光信号を位相ダイバーシティー検波し複素ディジタル信号（ＣＳ）に変換する受信工程（ＲＸ）と、
前記複素ディジタル信号（ＣＳ）が入力され、前記１フレーム内の前記タイムスロットのうち、前記シンボルの位置に基づいてインデックス復号符号（ＤＥＩｄ）を復調するインデックス復調工程（１０）と、
前記タイムスロットを受信した際に前記シンボルの存在を示す通知信号（アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳ）を作成する工程と、
前記複素ディジタル信号（ＣＳ）が入力され、前記通知信号（アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳ）に基づいて前記タイムスロットに載った前記シンボルをシンボル復号符号（ＤＥＡＰ）に復調するシンボル復調工程（２０）を有する光信号復調方法。
前記光信号を位相ダイバーシティー検波し複素ディジタル信号（ＣＳ）に変換する受信工程（ＲＸ）と、
前記複素ディジタル信号（ＣＳ）が入力され、前記１フレーム内の前記タイムスロットのうち、前記シンボルの位置に基づいてインデックス復号符号（ＤＥＩｄ）を復調するインデックス復調工程（１０）と、
前記タイムスロットを受信した際に前記シンボルの存在を示す通知信号（アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳ）を作成する工程と、
前記複素ディジタル信号（ＣＳ）が入力され、前記通知信号（アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳ）に基づいて前記タイムスロットに載った前記シンボルをシンボル復号符号（ＤＥＡＰ）に復調するシンボル復調工程（２０）を有する光信号復調方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、光ファイバ伝送ネットワークのうち、特に光アクセスネットワークに適用される光信号復調装置に関するものである。本発明は、従来技術と比較して、低平均光信号電力でも通信回線の接続を維持できる時間領域インデックス光変調方式に基づく光信号を受信できる光信号復調装置を実現する。
【0002】
本発明の光信号復調装置を用いて、時間領域インデックス光変調信号の時間領域インデックス変調規則に則り不規則なタイミングで着信する光シンボルに対しても、従来のディジタルコヒーレント光信号受信器に内蔵される周波数オフセット補償回路、位相補償回路、位相スリップ低減回路と同様の動作を実現する。これにより、時間領域インデックス変調規則に則り符号を送受信するだけでなく、到着光シンボルのコヒーレント検波が可能となる。つまり、従来のディジタルコヒーレント光信号受信器と同様に、Ｍ相直交位相振幅光変調規則に則った符号も送受信可能となる。
【背景技術】
【0003】
光アクセスネットワークは、国内においても２０００万世帯以上に普及している状況であり、高度情報化社会に欠かせない社会インフラシステムとなっている。
【0004】
特に、近年ではＩＥＥＥ ８０２．３ａｖ（１０ＧＥ－ＰＯＮ）規格（非特許文献１）にのっとり、各世帯において最大で１０Ｇｂｉｔ／ｓの伝送レートを実現する光アクセスネットワークサービスが展開されつつある。このシステムは、多くの場合において各地方都市の通信局に設置された光回線終端装置（Ｏｐｔｉｃａｌ Ｌｉｎｅ Ｔｅｒｍｉｎａｌ： ＯＬＴ）からＴｒｅｅ状に光ファイバ線路を分岐させ、各世帯に設置されている複数（最大で３２）の光回線ユニット（Ｏｐｔｉｃａｌ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ｕｎｉｔ： ＯＮＵ）と接続する構成を採用している（図３０）。
【0005】
このシステムにおいて、前記ＯＬＴと前記ＯＮＵの光損失バジェットは２９ｄＢとなっており、伝送可能距離２０ｋｍとなっている。これらの条件を満足できなくなると、通信回線の維持は不可能となり１０Ｇｂｉｔ／ｓの伝送レートが全断となる。
【0006】
一方、時間領域インデックス光変調方式（非特許文献２）を採用すると、前記ＯＬＴと前記ＯＮＵの間の伝送路条件の変化に併せて、光シンボルを間引きすることで平均光電力を一定に保ちつつ、光信号ピーク電力を高くして光信号対雑音比を維持することが可能になる（図３１）。このとき、通信路の相互情報量の絶対値は減少することになるが、規格化相互情報量は１ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌに近い数値を保つことが可能になり、誤り訂正機能の支援により通信回線の接続性を維持することが可能になる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0007】
【特許文献1】国際公開第２０１４／１１５８４０号（特許第５８８６９８４号）
【非特許文献】
【0008】
【非特許文献1】ＩＥＥＥ Ｓｔｄ ８０２．３ａｖ－２００９， ＩＥＥＥ Ｓｔａｎｄａｒｄ ｆｏｒ Ｅｔｈｅｒｎｅｔ－Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎｓ ａｎｄ Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｆｏｒ １０Ｇｂ／ｓ Ｐａｓｓｉｖｅ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ．
【非特許文献2】Ｍ．Ｎａｋａｏ， Ｔ． Ｉｓｈｉｈａｒａ， ａｎｄ Ｓ．Ｓｕｇｉｕｒａ， “Ｄｕａｌ－Ｍｏｄｅ Ｔｉｍｅ－Ｄｏｍａｉｎ Ｉｎｄｅｘ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｎｙｑｕｉｅｓｔ－Ｃｒｉｔｅｒｉｏｎ ａｎｄ Ｆａｓｔｅｒ－Ｔｈａｎ－Ｎｙｑｕｉｓｔ Ｓｉｎｇｌｅ－Ｃａｒｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｓ，”ＩＥＥＥ Ａｃｃｅｓｓ，ｖｏｌ. ５， ｎｏ．１１， ｐｐ. ２７６５９－２７６６７，Ｎｏｖ． ２０１７．
【非特許文献3】Ｋ．Ｋｉｋｕｃｈｉ， “Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓ ｏｆ ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｏｐｔｉｃａｌ ｆｉｂｅｒ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，” Ｊ．Ｌｉｇｈｔｗ． Ｔｅｃｈｎｏｌ．， ｖｏｌ．３４， ｎｏ．１， ｐｐ．１５７－１７９， Ａｕｇ． ２０１６．
【非特許文献4】Ｈ．Ｉｍａｉ ａｎｄ Ｓ． ＨＩＲＡＫＡＷＡ， “Ａ Ｎｅｗ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃｏｄｉｎｇ Ｍｅｔｈｏｄ Ｕｓｉｎｇ Ｅｒｒｏｒ－Ｃｏｒｒｅｃｔｉｎｇ Ｃｏｄｅｓ，” ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ， ｖｏｌ．ＩＴ－２３， ｎｏ．３， ｐｐ．３７１－３７７， Ａｕｇ． １９７７．
【非特許文献5】鈴木扇太、宮本裕、富澤将人、坂野寿和、村田浩一、美野真司、柴山充文、渋谷誠真、福知清、尾中寛、星田剛司、小牧浩輔、水落隆司、久保和夫、宮田好邦、神尾亨秀，“光通信ネットワークの大容量化に向けたディジタルコヒーレント信号処理技術の研究開発，”電子情報通信学会誌，ｖｏｌ．９５， ｎｏ．１２，ｐｐ。１１００―１１１６，２０１２年１２月．
【非特許文献6】Ｋ．Ｉｔｏｈ，“Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｔｈｅ ｐｈａｓｅ ｕｎｗｒａｐｐｉｎｇ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ，” Ａｐｐｌｉｅｄ Ｏｐｔｉｃｓ， ｖｏｌ． ２１， ｎｏ．１４， ｐｐ．２４７０， Ｊｕｌｙ １９８２．
【非特許文献7】Ａ．Ａｌｖａｒａｄｏ，Ｔ． Ｆｅｈｅｎｂｅｒｇｅｒ， Ｂ．Ｃｈｅｎ， ａｎｄ Ｆ．Ｊ．Ｗｉｌｌｅｍｓ， “Ａｃｈｉｅｖａｂｌｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｒａｔｅｓ ｆｏｒ Ｆｉｂｅｒ Ｏｐｔｉｃｓ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ Ａａｎｄ Ｃｏｍｐｕｔａｔｉｏｎｓ，” Ｊ．Ｌｉｇｈｔｗ． Ｔｅｃｈｎｏｌ．， ｖｏｌ．３６， ｎｏ．２， ｐｐ．４２４－４３９， Ｊａｎ． ２０１８．
【非特許文献8】Ｊ．Ｌｉ，Ｓ．Ｌｉｎ，Ｋ．Ａｂｄｅｌ－Ｇｈａｆｆａｒ，Ｗ．Ｅ．Ｒｙａｎ，ａｎｄＤ．Ｌ．Ｃｏｓｔｅｌｌｏ，Ｊｒ．，“ＬＤＰＣ Ｃｏｄｅ Ｄｅｓｉｇｎｓ，Ｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎｓ，ａｎｄ Ｕｎｉｆｉｃａｔｉｏｎ， Ｃｈａｐｔｅｒ １１” Ｃａｍｂｒｉｄｇｅ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｐｒｅｓｓ，２０１７，ＩＳＢＮ９７８－１－１０７－１７５６８－６．
【非特許文献9】Ｋ． Ｋｉｋｕｃｈｉ， Ｔ． Ｏｋｏｓｈｉ， Ｍ． Ｎａｇａｍａｔｓｕ， ａｎｄ Ｎ． Ｈｅｎｍｉ， “Ｄｅｇｒａｄａｔｉｏｎ ｏｆ ｂｉｔ－ｅｒｒｏｒ ｒａｔｅ ｉｎ ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｏｐｔｉｃａｌ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ｄｕｅ ｔｏ ｓｐｅｃｔｒａｌ ｓｐｒｅａｄ ｏｆ ｔｈｅ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ ａｎｄ ｔｈｅ ｌｏｃａｌ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ， “Ｊ． Ｌｉｇｈｔｗ． Ｔｅｃｈｎｏｌ．， ｖｏｌ． ２， ｎｏ．６， ｐｐ． １０２４－１０３３， Ｄｅｃ．， １９８４．
【非特許文献10】Ｓ. Ｉｓｈｉｍｕｒａ ａｎｄ Ｋ． Ｋｉｋｕｃｈｉ， “Ｍｕｌｔｉ－ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ ｐｅｒｍｕｔａｔｉｏｎ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｆｏｒｍａｔ ｆｏｒ ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｏｐｔｉｃａｌ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，” Ｏｐｔ． Ｅｘｐ．， ｖｏｌ． ２３， ｎｏ． １２， ｐｐ． １５５８７－１５５９７， ２０１５．
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0009】
ＩＥＥＥ ８０２．３ａｖ（１０ＧＥ－ＰＯＮ）規格（非特許文献１）に代表されるように、大容量光通信では、位相ダイバーシティコヒーレント光通信が基本となると考えられる。しかし、動画コンテンツの普及により１通信当たりの通信容量が多くなっている点、伝送距離の延長の社会的要請が見込まれる点、災害時等にアクセス数が増大する点といった理由により今後光損失バジェットが２９ｄＢを超える場合が発生しうる。
【0010】
このような場合でも通信トラフィック状態や伝送路条件に合わせてベストエフォート的な光アクセスサービスを提供する必要が出てくると考えられる。つまり、本発明の目的は光損失バジェットが２９ｄＢを超えた場合であっても、通信レートを下げてでも、通信状態を維持することができる光通信での復調装置を提供することである。
【0011】
また、本発明では、上記目的を達成するために、コヒーレント光変調方式と時間領域インデックス光変調方式を組み合わせる。その際には間欠的に着信する光シンボルに対しても従来のコヒーレント光信号受信装置と同様に周波数オフセット補償、位相補償等を行える必要があるという課題がある。
【課題を解決するための手段】
【0012】
本発明は上記の課題に鑑み光損失バジェットが２９ｄＢを超えた場合であっても通信トラフィック状態や伝送路条件に合わせてベストエフォート的な光アクセスサービスを提供する光通信における復調装置および方法を提供するものである。
【0013】
より具体的に本発明に係る光信号復調装置は、
１フレームを複数のタイムスロットで構成し、少なくとも１つ以上の前記タイムスロットに載せたシンボルと、前記シンボルを載せた前記タイムスロットの時間位置で形成したインデックス符号で原信号を送信する光信号を受信し、前記原信号を復調する光信号復調装置であって、
前記光信号を位相ダイバーシティー検波し複素ディジタル信号（ＣＳ）に変換する受信部（ＲＸ）と、
前記複素ディジタル信号（ＣＳ）が入力され、前記１フレーム内の前記タイムスロットのうち、前記シンボルの位置に基づいてインデックス復号符号（ＤＥＩｄ）を復調するインデックス復調工程部（１０）と、
前記複素ディジタル信号（ＣＳ）が入力され、前記タイムスロットに載った前記シンボルをシンボル復号符号（ＤＥＡＰ）に復調するシンボル復調工程部（２０）を有し、
前記インデックス復調工程部（１０）は前記シンボルの乗った前記タイムスロットを受信した際に前記シンボル復調工程部（２０）に前記シンボルの存在を示す通知信号（アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳ）を送信し、
前記シンボル復調工程部（２０）は前記通知信号（アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳ）に基づいて前記シンボルを取得し復号することを特徴とする。
１フレームを複数のタイムスロットで構成し、少なくとも１つ以上の前記タイムスロットに載せたシンボルと、前記シンボルを載せた前記タイムスロットの時間位置で形成したインデックス符号で原信号を送信する光信号を受信し、前記原信号を復調する光信号復調装置であって、
前記光信号を位相ダイバーシティー検波し複素ディジタル信号（ＣＳ）に変換する受信部（ＲＸ）と、
前記複素ディジタル信号（ＣＳ）が入力され、前記１フレーム内の前記タイムスロットのうち、前記シンボルの位置に基づいてインデックス復号符号（ＤＥＩｄ）を復調するインデックス復調工程部（１０）と、
前記複素ディジタル信号（ＣＳ）が入力され、前記タイムスロットに載った前記シンボルをシンボル復号符号（ＤＥＡＰ）に復調するシンボル復調工程部（２０）を有し、
前記インデックス復調工程部（１０）は前記シンボルの乗った前記タイムスロットを受信した際に前記シンボル復調工程部（２０）に前記シンボルの存在を示す通知信号（アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳ）を送信し、
前記シンボル復調工程部（２０）は前記通知信号（アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳ）に基づいて前記シンボルを取得し復号することを特徴とする。
【0014】
また本発明に係る光信号復調方法は、
１フレームを複数のタイムスロットで構成し、少なくとも１つ以上の前記タイムスロットに載せたシンボルと、前記シンボルを載せた前記タイムスロットの時間位置で形成したインデックス符号で原信号を送信する光信号を受信し、前記原信号を復調する光信号復調方法であって、
前記光信号を位相ダイバーシティー検波し複素ディジタル信号（ＣＳ）に変換する受信工程（ＲＸ）と、
前記複素ディジタル信号（ＣＳ）が入力され、前記１フレーム内の前記タイムスロットのうち、前記シンボルの位置に基づいてインデックス復号符号（ＤＥＩｄ）を復調するインデックス復調工程（１０）と、
前記タイムスロットを受信した際に前記シンボルの存在を示す通知信号（アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳ）を作成する工程と、
前記複素ディジタル信号（ＣＳ）が入力され、前記通知信号（アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳ）に基づいて前記タイムスロットに載った前記シンボルをシンボル復号符号（ＤＥＡＰ）に復調するシンボル復調工程（２０）を有することを特徴とする。
１フレームを複数のタイムスロットで構成し、少なくとも１つ以上の前記タイムスロットに載せたシンボルと、前記シンボルを載せた前記タイムスロットの時間位置で形成したインデックス符号で原信号を送信する光信号を受信し、前記原信号を復調する光信号復調方法であって、
前記光信号を位相ダイバーシティー検波し複素ディジタル信号（ＣＳ）に変換する受信工程（ＲＸ）と、
前記複素ディジタル信号（ＣＳ）が入力され、前記１フレーム内の前記タイムスロットのうち、前記シンボルの位置に基づいてインデックス復号符号（ＤＥＩｄ）を復調するインデックス復調工程（１０）と、
前記タイムスロットを受信した際に前記シンボルの存在を示す通知信号（アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳ）を作成する工程と、
前記複素ディジタル信号（ＣＳ）が入力され、前記通知信号（アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳ）に基づいて前記タイムスロットに載った前記シンボルをシンボル復号符号（ＤＥＡＰ）に復調するシンボル復調工程（２０）を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【0015】
本発明に係る光信号復調装置および方法によれば、光損失が２９ｄＢを超えない間は、コヒーレント光変調方式で送信し、２９ｄＢを超えた場合は時間領域インデックス変調方式も併用することで、通信を維持することができる。
【0016】
また、本発明により、時間領域インデックス光変調信号の時間領域インデックス変調規則に則り不規則なタイミングで着信する光シンボルに対しても、従来のディジタルコヒーレント光信号受信器に内蔵される周波数オフセット補償回路、位相補償回路、位相スリップ低減回路と同様の動作を実現する。これにより、時間領域インデックス変調規則に則り符号を送受信するだけでなく、到着光シンボルのコヒーレント検波が可能となる。つまり、従来のディジタルコヒーレント光信号受信器と同様に、Ｍ相直交位相振幅光変調規則に則った符号も送受信可能となる。
【0017】
その結果、本発明は、後述するように複数の動作モードを実現できる。具体的には、本発明を採用したシステムは、通常動作モードにおいてＭ相直交位相振幅（Ｍ－ＱＡＭ）光変調方式でデータ伝送を実現し、通信容量を確保する（通常モード）。一方、顧客データトラフィックが少ない場合、本発明を採用したシステムは、インデックス光変調動作モードに切り替わり、光信号のピーク電力を確保しつつ平均光信号電力を低減する（ＥＣＯモード）。その一方で、伝送路距離が長い、または伝送路条件が悪い場合は、インデックス光変調動作モードに切り替えた上で、光信号のピーク電力を増大させて通信回線の接続性を確保する（Ｌｏｎｇ Ｒｅａｃｈ／Ｆａｕｌｔ Ｔｏｌｅｒａｎｔモード）。このように、本発明は、通信トラフィック状態や伝送路条件にあわせて“ベストエフォート”的な光アクセスサービスを提供可能にする。
【図面の簡単な説明】
【0018】
【図1】時間領域インデックス光変調方式における変調規則の一例を示す。
【図2】Ｍ相直交位相振幅光変調方式における変調規則の一例を示す。
【図3】本発明で実現しようとする時間領域インデックス光変調方式の伝送路損失（伝送距離に換算可能）と通信容量の関係を示す図である。
【図4】本発明で実現しようとする時間領域インデックス光変調方式の論理モデル図を示す。
【図5】本発明の適用先であるシステムが実現する効用を説明する図である。
【図6】光信号と局発光の光周波数差を示す図である。
【図7】本発明が実行できる送信モードを示す図である。
【図8】本発明の光通信受信装置の構成を示す図である。
【図9】本発明の光通信受信装置の復調部の構成を示す図である。
【図10】インデックス光変調方式のフレームとシンボルの構成を示す図である。
【図11】復調部の周波数オフセット補償部の構成を示す図である。
【図12】周波数オフセット補償の効果を示す図である。
【図13】復調部の位相補償部の構成を示す図である。
【図14】位相補償部の効果を示す図である。
【図15】周波数オフセット補償部に仮判定演算部を用いた場合の構成を示す図である。
【図16】仮判定演算部の構成を示す図である。
【図17】仮判定演算部を用いた位相補償部の構成を示す図である。
【図18】位相補償部に用いられた仮判定演算部の構成を示す図である。
【図19】他の復調部の構成を示す図である。
【図20】他の位相補償部の構成を示す図である。
【図21】第３の実施形態の平均化部の構成を示す図である。
【図22】第４の実施形態の復調部の構成を示す図である。
【図23】第４の実施形態で用いられる位相スリップ保証付き位相補償部の構成を示す図である。
【図24】第５の実施形態の復調部の構成を示す図である。
【図25】第５の実施形態で用いられる軟判定ＦＥＣ機能付きＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部の構成を示す図である。
【図26】本発明に係る伝送方式の信号対雑音比（ＳＮＲ）の関数としてのエラーレート（ＢＥＲ）のシミュレーション結果を表すグラフである。
【図27】２．５Ｇｂｐｓの時間領域（８，１，ＢＰＳＫ）光信号を偏波多重した場合の典型的なコンステレーション図である。（ａ）は、周波数補正前であり、（ｂ）は周波数補正および位相補正後の結果を表す。
【図28】受光パワーとエラーレートの関係を表す実験結果のグラフである。（ａ）は２．５ＧＢａｕｄ偏波多重時間領域（８，１，ＢＰＳＫ）光信号のＢＥＲを受信光パワーの関数としてまとめたものであり、（ｂ）は、２．５ＧＢａｕｄ偏波多重時間領域（８，１，ＤＢＰＳＫ）光信号のＢＥＲを受信光パワーの関数としてまとめたものである。
【図29】時間領域（８，１，ＢＰＳＫ）光信号とＢＰＳＫ光信号のＢＥＲを，シンボルレートで正規化した周波数オフセットの関数として実測とシミュレーションの両方で示したものである。
【図30】ＯＬＴとＯＮＵの関係を示す図である。
【図31】インデックス変調方式を使った場合の信号の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0019】
以下に本発明に係る光信号復調装置の構成と実現動作について図面を示し説明を行う。なお、以下の説明は、本発明の一実施形態および一実施例を例示するものであり、本発明が以下の説明に限定されるものではない。以下の説明は本発明の趣旨を逸脱しない範囲で改変することができる。また、以下の実施形態について「～部」と称した部分は、ハード的な構成であってもソフト的な構成であっても実現することができる。また、「～部」と称した部分は、発揮される機能を有する「工程」と称してもよい。また、加算部、乗算部、除算部は「複素」と記載がなくても、複素計算が行われる要素である。
【0020】
本発明の前提となる時間領域インデックス光変調方式の原理は以下の通りである。時間領域インデックス光変調方式は、複数のタイムスロットでインデックス光変調信号フレーム（以下単に「フレーム」と呼ぶ。）を構成する。このフレームを一つの単位として光信号を送受信する。タイムスロットとは、所定の時間幅である。１つのタイムスロットと次のタイムスロットの間には時間的ギャップがある。ただし、送り側と受け側が完全に同期している場合は、時間的なキャップはなくてもよい。時間的ギャップも含めてタイムスロットの時間幅は「Ｔｓ」で表す。
【0021】
この条件下で、各フレームの平均光信号電力を送信器の上限近傍の一定値で動作させる場合を考える。この場合、各フレーム内において決まった数の光シンボルを間引きすることで、光シンボルの振幅、ひいては光シンボルの信号対雑音比は大きくなる。それに加えて、時間領域インデックス変調規則に則り、間引く光シンボルの送受信タイムスロットを変化させることで符号を送受信することが可能となる（図１）。
【0022】
ここでシンボルとはタイムスロット中に送り側が情報を載せた光（光シンボル搬送波：以後単に「光信号ＬＳ」ともいう。）をいう。シンボルの間引きとは、タイムスロット中に光がない、若しくは強度が低い（暗い）状態をいう。タイムスロットの変化とは、タイムスロットの時間を変化させる、若しくはタイムスロット中のシンボルの強度を変化させることも含む。
【0023】
図１では、８つのフレームを示した。それぞれのフレームは８つのタイムスロットから構成されている。各タイムスロットにおいて黒色のタイムスロットは光シンボルが載っている。光シンボルにはＱＰＳＫといったＭ－ＱＡＭ方式で情報が載せられている。例えば、第３フレームでは第３タイムスロットに光シンボルが載っていることを示している。白色のタイムスロットは光シンボルが載っていないタイムスロットである。図１では、８つのタイムスロットのうち、１つのタイムスロットに光シンボルを載せる場合を示している。光シンボルが載っている光タイムスロットの位置により８つのアクティベーションパターンが考えられる。それぞれのアクティベーションパターンに対してＩｎｄｅｘビットを割り当てることで、３ビット分の情報を指定できる。
【0024】
さらに、同時に、光シンボルをコヒーレント検波することで、従来のディジタルコヒーレント光信号受信器と同様のＭ－ＱＡＭ光変調シンボルにより符号を送受信可能となる。図２には、タイムスロットで送られた光シンボルの信号点の例を表す。図２（ａ）はＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号であり、（ｂ）は１６ＱＡＭ（１６ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号である。
【0025】
図３にＱＰＳＫ方式（細線）と後に詳述する本発明の（８，１，ＱＰＳＫ）時間領域インデックス光変調方式（太線）の規格化相互情報量の関係についての一例を示す。「（８，１，ＱＰＳＫ）」は、１フレームを８つのタイムスロットで構成し、そのうちの１つのタイムスロットにシンボルを載せることでインデックス変調方式の通信を行い、そのシンボルはＱＰＳＫで変調させ情報を載せているという意味である。
【0026】
図３を参照して、横軸は光損失（ｄＢ）であり、縦軸は規格化相互情報量Ｒ（ビット／シンボル）を表す。既存のＱＰＳＫ光変調方式においては光損失バジェット２９ｄＢを上回る条件になるとビット誤りが混在することとなり、通信回線が切断される。ここで、通信回路の全断は規格化相互情報量Ｒが０．８１ビット／シンボル以下になるとした。
【0027】
しかしながら、（前方）誤り訂正機能（図３では、「ＦＥＣ：Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ」と記載。）を受信器に実装した上で、時間領域インデックス光変調方式（「Ｉｎｄｅｘ変調」と記載。）を採用すると、光損失バジェットの余裕度が合計で１０ｄＢ程度増大する。この値は、光アクセスネットワークの光ファイバ損失係数０．５ｄＢ／ｋｍを仮定とすると２０ｋｍ区間の光損失に相当する。つまり、アクセス光ネットワークの伝送可能距離を４０ｋｍに倍増できることを示唆する。
【0028】
時間領域インデックス光変調方式で実現される通信路は、論理的には時間領域インデックス変調規則に則り光シンボルの送受信タイムスロットの１フレーム中のシンボル位置を変化させることで符号を送受信するインデックスビット（以下「ＩＮＤＢｉｔ」）チャネルと、Ｍ－ＱＡＭ光変調により符号を送受信する振幅位相変調ビット（以下「ＡＰＭＢｉｔ」）チャネルが並列する通信路となる。
【0029】
図４は、ＩＮＤＢｉｔとＡＰＭＢｉｔを用いた通信系の全体構成の概念図である。送信側（光信号送信装置１）では、元情報ＩＮＦが、シリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）で、ＩＮＤＢｉｔとＡＰＭＢｉｔに分けられる。それぞれの信号は誤り訂正符号を付加され（ＦＥＣ Ｅｎｃ．）、マッピング（ＭＡＰ）された後、送信部（ＴＸ）から送信される。
【0030】
伝送経路２では、論理的にはＩＮＤＢｉｔチャネル（Ｉｎｄｅｘ ｃｈ）と、ＡＰＭＢｉｔチャネル（ＡＰＭ ｃｈ）が送信される。物理的には図１で示したタイムスロット中に位相変調信号が載せられた状態の光信号ＬＳが送られる。
【0031】
受信側（光信号復調装置３）では、受信部（ＲＸ）で受信した信号は、インデックス復調工程部１０で、インデックス変調信号が解読され（ＤＭＡＰ）、誤り訂正が行われる（ＦＥＣ Ｄｅｃ．）。また、シンボル復調工程部２０では、振幅位相変調信号は、周波数オフセット補償（ＦＣ）され、位相シフト補償（ＰＣ）され、解読され（ＤＭＡＰ）、誤り訂正が行われる（ＦＥＣ Ｄｅｃ．）。また、本発明の光信号復調装置３ではインデックス復調工程部１０からシンボル復調工程部２０に向かって後述するアクティベーションパターン信号ＡＰＣＳから送られる。このようにしてＩＮＤＢｉｔとＡＰＭＢｉｔは復調される。これらの信号はパラレル／シリアル変換部２９でシリアル信号に戻され、元情報ＩＮＦに相当する復号情報ＤＥ（ＩＮＦ）を得る。これら全体の通信容量Ｃ（ｂｉｔ／ｓｅｃ）は、（１）式で与えられる。
【0032】
【数1】
【0033】
ここで、Ｎは時間領域インデックス光変調信号の１フレームあたりのシンボル数、Ｋはそのうち光シンボルを挿入するシンボル数、［］はガウス記号、ＭはＭ－ＱＡＭ変調された光シンボルに対して定義する信号点数である。右辺第一項がＩＮＤＢｉｔチャネル、第二項がＡＰＭＢｉｔチャネルの通信容量に相当する。
【0034】
図５は、１フレーム当たりの光シンボル数（Ｋ／Ｎ）と転送データレートＢ（ビット／シンボル）の関係を示したものである。白抜きの印は、振幅位相変調ビット（ＡＰＭｂｉｔｓ）だけを用いた場合を示し、黒塗りの印はＩＮＤＢｉｔを併用した場合を示している。それぞれＡＰＭＢｉｔはＱＰＳＫである。四角印は１フレームを１６タイムスロット、丸印は１フレームを８タイムスロット、三角印は、１フレームを４タイムスロットにした時の場合を示す。ここで、光シンボルの平均数を１／１６～１／４に絞り込んだ低平均光信号電力状態で符号を伝送する方式として、固定タイムスロットに光シンボルを割り当てる方式（図５ではＦＩＭと記載）と時間領域（Ｎ，Ｋ，ＱＰＳＫ）インデックス光変調方式（図５ではＩＭと記載）がある。
【0035】
例えば、光シンボルの平均数を１／８に絞り込んだ低平均光信号電力状態で符号を伝送する方式として、時間領域（８，１，ＱＰＳＫ）インデックス光変調伝送方式（図５では丸印でＫを１とした時：Ｋ／Ｎ＝０．１２５）では、光シンボル数を１／８に絞り込んだ１／８レートＱＰＳＫ変調伝送方式（０．２５ビット／シンボル）と比較して通信容量が～２．５倍にまで拡大可能となる。
【0036】
本発明は、図１に示すように、１フレームを複数のタイムスロットで構成し、少なくとも１つ以上の前記タイムスロットにシンボルを載せた光信号を復調する光信号復調装置および方法である。言い換えると、時間領域インデックス光変調方式を採用した光アクセスネットワークの光受信器に、イントラダインディジタルコヒーレント検波方式（非特許文献３）を適用しとうとするものである。この光信号復調装置において、受信した光シンボルを正しく復号するためには、主に下記の課題を解決する必要がある。
（１）インデックス光変調規則に則り光シンボルが不定期に到着する条件下で、周波数オフセット補償、位相補償を行う必要がある。
（２）実現回路は、通常のＭ－ＱＡＭ変調伝送にも適用可能である必要がある。
（１）インデックス光変調規則に則り光シンボルが不定期に到着する条件下で、周波数オフセット補償、位相補償を行う必要がある。
（２）実現回路は、通常のＭ－ＱＡＭ変調伝送にも適用可能である必要がある。
【0037】
（１）の課題は、時間領域インデックス光変調方式を適用することに伴い、必然的に発生する課題である。従来のＭ－ＱＡＭ光変調シンボルは、各タイムスロットに必ず光シンボルが存在し、この光シンボルと受信器に内蔵する局発レーザ光と干渉させることで、受信光シンボルと局発レーザ光との間の周波数オフセットと位相差を抽出する。しかしながら、本発明においては、光受信器に対して不定期に到着するＭ－ＱＡＭ光変調シンボルから受信光シンボルと局発レーザ光との間の周波数オフセットと位相差を抽出する必要がある。
【0038】
図６は、光信号ＬＳと光信号復調装置３で用いられる局発光Ｌｏの周波数の関係を示す。横軸は光周波数を表し、縦方向は光の強度を概念的に示す。光信号復調装置３では、光信号ＬＳと同一周波数の光を局発光Ｌｏとして用いるのが望ましいが、局発光Ｌｏの周波数を微妙に調整するのは容易ではなく、２つの光は光周波数差Δｆ（以下「オフセット周波数Δｆ」とも呼ぶ。）だけ周波数がずれる。
【0039】
（２）の課題は、本発明で実現できる光アクセスネットワークシステムにおいて、伝送レートを可変にしようとする目的から派生するものである。本発明では、実現しようとする光アクセスネットワークシステムの前記ＯＬＴと前記ＯＮＵの間の伝送路条件の変化に併せて、光シンボルを間引きし、伝送レートを可変にすることができる。
【0040】
図７に、ＯＬＴ（図３０参照）からＯＮＵまでの区間で伝送される１フレーム分を示す。伝送路条件が良い場合は、従来のＭ－ＱＡＭ光変調シンボルを伝送する（図７（ａ）：通常モード）。一方、伝送路条件が悪く光損失バジェット２９ｄＢを上回る条件下においては、時間領域インデックス光変調方式に基づき動作し、光シンボルを間引きする（図７（ｂ）：ＥＣＯモード）。このような動作を実現する光受信装置においては、同一の光受信器においてＭ－ＱＡＭ光変調シンボルと時間領域インデックス光変調シンボルの両者を復調可能とし、受信装置の共通部を多くして効率よく期待動作を実現する必要がある。
【0041】
また、伝送路距離が長い、または伝送路条件が悪い場合は、インデックス光変調動作モードに切り替えた上で、光信号のピーク電力を増大させて通信回線の接続性を確保する（図７（ｃ）：ＬＲ／ＦＴモード［Ｌｏｎｇ Ｒｅａｃｈ／Ｆａｕｌｔ Ｔｏｌｅｒａｎｔモード］）。光変調動作自体は、ＥＣＯモードと同じであるが、光信号のピーク電力が大きくなる。この場合は、ＩＮＤｂｉｔ復調部で光シンボルの有無が判断された上でアクティベーションパターンが生成され、ＡＰＭｂｉｔ復調部に入力される。ＡＰＭｂｉｔ復調部は、このアクティベーションパターンに従い光シンボルが存在するタイムスロットに対してのみＭ－ＱＡＭ光変調シンボルを復調する。
【0042】
図７（ｂ）のＥＣＯモードでは、インデックス光変調規則に則り光シンボルが不定期に到着する条件下で、インデックス変調規則に則りデータをＩＮＤｂｉｔチャネルの伝送符号を復号するのと同時に、周波数オフセット補償、位相補償を行いＡＰＭｂｉｔチャネルの伝送符号を復号する必要がある。
【0043】
本発明は、これらの課題を解決できる時間領域インデックス光変調方式に対応できるイントラダインディジタルコヒーレント検波光信号復号回路の実現手段を提供する。本発明は、課題（１）の解決手段を提供するだけでなく、課題（２）の要求条件を満足し、光信号復調回路の共通利用部分を多くしながら、従来のＭ－ＱＡＭ光変調シンボルの復号と、時間領域（８，１，Ｍ－ＱＡＭ）インデックス光変調シンボルの復号を効率よく実現する手段を提供する。
【0044】
本発明に係る光信号復調装置が復調できる光信号ＬＳは、１フレームをＮタイムスロットで構成され、そのうちのＫスロットにＭ－ＱＡＭ方式のシンボルが載せられた信号である。このように変調された光信号ＬＳを「時間領域（Ｎ，Ｋ，Ｍ－ＱＡＭ）インデックス光変調信号」と呼ぶ。
【0045】
（第１の実施形態）
図８には、光信号復調装置３の主な部分のブロック図を示す。光ファイバで送信されてきた光信号ＬＳは位相ダイバーシティー検波器ＲＸａで受信され、アナログディジタル変換器ＲＸｂでディジタル信号に変換される。その後光偏波補償部ＲＸｃで偏波関係の補償がなされる。光偏波補償部ＲＸｃには、分散補償部、タイミング位相同期部、偏波分散補償部等が含まれる。これらは光信号ＬＳを位相ダイバーシティー検波し複素ディジタル信号ＣＳに変換する受信部ＲＸである。受信部ＲＸは複素ディジタル信号ＣＳを出力する。複素ディジタル信号ＣＳには、局発光Ｌｏと光信号ＬＳの周波数差Δｆ（図６参照）、およびＭ－ＱＡＭ信号の搬送波成分の位相誤差がまだ含まれている。
図８には、光信号復調装置３の主な部分のブロック図を示す。光ファイバで送信されてきた光信号ＬＳは位相ダイバーシティー検波器ＲＸａで受信され、アナログディジタル変換器ＲＸｂでディジタル信号に変換される。その後光偏波補償部ＲＸｃで偏波関係の補償がなされる。光偏波補償部ＲＸｃには、分散補償部、タイミング位相同期部、偏波分散補償部等が含まれる。これらは光信号ＬＳを位相ダイバーシティー検波し複素ディジタル信号ＣＳに変換する受信部ＲＸである。受信部ＲＸは複素ディジタル信号ＣＳを出力する。複素ディジタル信号ＣＳには、局発光Ｌｏと光信号ＬＳの周波数差Δｆ（図６参照）、およびＭ－ＱＡＭ信号の搬送波成分の位相誤差がまだ含まれている。
【0046】
受信部ＲＸから出力された複素ディジタル信号ＣＳは、インデックス復調工程部１０でＩＮＤｂｉｔチャネルの信号を伝送符号ＤＥＩｄとして復号し、シンボル復調工程部２０で、周波数オフセット補償、位相補償を行いＡＰＭｂｉｔチャネルの信号が伝送符号ＤＥＡＰとして復号される。なお、インデックス復調工程部１０やシンボル復調工程部２０において誤り訂正が行われることがある。さらに、復号の最終段においても誤り訂正が行われることがある。伝送符号ＤＥＩｄと伝送符号ＤＥＡＰはパラレル／シリアル変換部２９（「Ｐ／Ｓ変換部」と記載）でシリアルデータに戻され、原信号ＩＮＦが復号された復号信号ＤＳ（ＩＮＦ）が得られる。本発明に係る光信号復調装置３は、受信部ＲＸの後段にある復調部６を有すれば足りる。また、復調部６はインデックス復調工程部１０とシンボル復調工程部２０を有すれば足りる。また、伝送符号ＤＥＩｄはインデックス復号符号ＤＥＩｄといい、伝送符号ＤＥＡＰをシンボル復号符号ＤＥＡＰと呼んでもよい。
【0047】
復調部６が行う時間領域（Ｎ，Ｋ，Ｍ―ＱＡＭ）インデックス光変調方式を実現する光信号復調を、図９を用いて説明する。復調部６には、図８に記載の受信部ＲＸから出力された複素ディジタル信号ＣＳ（Ｉ軸成分とＱ軸成分の２ＣＨで構成される信号）が入力される。複素ディジタル信号ＣＳは分岐部ＴＩＮで分岐してインデックス復調工程部１０の振幅演算部１１と、シンボル復調工程部２０の遅延部２１に入力される。
【0048】
インデックス復調工程部１０の振幅演算部１１は、複素ディジタル信号ＣＳの絶対値（ないしは絶対値の２乗）を計算し、受信した光シンボルに対応する複素ディジタル信号ＣＳの強度を算出して、これを出力値とする。この出力をシンボル強度ＰＣＳとする。
【0049】
フレームタイミング抽出部１２は、振幅演算部１１の出力値（アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳ）とインデックス復調工程部１０で復号された符号パターン（インデックス復号符号ＤＥＩｄ）よりインデックス光変調フレームの先頭タイミングを抽出する。その上で、先頭タイミングを示す先頭通知信号ＳＴＯＰをＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部１４に出力する。
【0050】
＜フレームタイミング抽出部１２＞
フレームタイミング抽出部１２は、時間領域（Ｎ，Ｋ，Ｍ－ＱＡＭ）インデックス光変調方式の場合、Ｎシンボルで構成されるフレームの先頭タイミングを把握する。図１０にＮシンボルで構成されるフレームを示す。図１０を参照して横軸は時間を表す。右に行くほど過去を示す。図１０では、１フレームが８タイムスロット（白塗り長方形）で構成され、１フレーム中の１タイムスロットにシンボル（黒塗り長方形）が載せされる。図１０は、１シンボルで構成されるフレームを示している。
フレームタイミング抽出部１２は、時間領域（Ｎ，Ｋ，Ｍ－ＱＡＭ）インデックス光変調方式の場合、Ｎシンボルで構成されるフレームの先頭タイミングを把握する。図１０にＮシンボルで構成されるフレームを示す。図１０を参照して横軸は時間を表す。右に行くほど過去を示す。図１０では、１フレームが８タイムスロット（白塗り長方形）で構成され、１フレーム中の１タイムスロットにシンボル（黒塗り長方形）が載せされる。図１０は、１シンボルで構成されるフレームを示している。
【0051】
図９を再度参照する。フレームタイミング抽出部１２を実現する方法は、（１）主信号光シンボルに含まれたトレーニングシンボルから先頭タイミングを把握する方法、（２）制御光チャネル信号からタイミング抽出を用いる方法の二つが主に用いられる。
【0052】
本実施構成では、図１０に示すように（１）主信号光シンボルに含まれたトレーニングフレームから抽出する方法を例示する。もちろん（２）の制御光チャンネル信号からタイミングを抽出してもよい。この場合、Ｎシンボルで構成される特定フレームパターンをＪフレーム分連続させ、これをトレーニングフレームとする。ここではトレーニングフレームは先頭タイムスロットに必ずシンボルが配置されている。この様なトレーニングフレームは、既存のディジタルコヒーレント伝送システムにおいても送信される信号の１／１００から１／１０程度の割合で挿入され、フレームの先頭に配置されたシンボルに合わせてフレームタイミング信号を出力する方法が知られている（非特許文献５）。
【0053】
また、特定のビットパターンよりフレームの先頭タイミングを決定する方法は、既存の多くの伝送システムでも適用されている伝統的な手法である。例えば、イーサネットフレームの先頭位置は、１０１０１０１パターンからタイミング同期を行いながら抽出する。また、１０ギガビット級の伝送システムで適用されてきたＳｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｈｉｅｒａｒｃｈｙ（ＳＤＨ）伝送システムにおいても特定の符号パターンを挿入してフレームの先頭位置を特定できるように設計されている。本発明のフレームタイミング抽出部１２も、このような公知の方法でフレームの先頭シンボルを認識する。
【0054】
本実施例では後述のＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部１４で復号されたビットパターンからトレーニングシンボルがフレームの先頭シンボルに配置されていることを確認しながら先頭通知信号ＳＴＯＰが適切なタイミングで出力されるようフレームの先頭タイムスロットを表す先頭通知信号ＳＴＯＰを出力する。例えば、図１に示すような時間領域インデックスス変調規則でシステム設計されている場合は、フレームタイミング抽出部１２は、ＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部１４から「０００」（「１０００００００」のアクティベーションパターンに対応するインデックス復号符号ＤＥＩｄ）が出力されていることを確認しながら、適切なタイミングで先頭通知信号ＳＴＯＰが出力されるよう制御する。
【0055】
＜インデックス復調工程部１０＞
次にインデックス復調工程部１０の動作を説明する。遅延部１３は、フレームタイミング抽出部１２が正しく駆動しフレーム先頭シンボルに合わせて先頭通知信号ＳＴＯＰが送出されＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部１４に入力されるタイミングと、当該フレームの先頭シンボルがＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部１４に入力されるタイミングとが同期されるよう遅延が調整される。
次にインデックス復調工程部１０の動作を説明する。遅延部１３は、フレームタイミング抽出部１２が正しく駆動しフレーム先頭シンボルに合わせて先頭通知信号ＳＴＯＰが送出されＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部１４に入力されるタイミングと、当該フレームの先頭シンボルがＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部１４に入力されるタイミングとが同期されるよう遅延が調整される。
【0056】
ＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部１４は、フレームタイミング抽出部１２からのフレームタイミング信号ＳＴＯＰと遅延部１３の出力信号（複素ディジタル信号ＣＳの絶対値）ＰＣＳを入力とする。ＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部１４は、フレームタイミング抽出部１２からの先頭通知信号ＳＴＯＰを基準にして、Ｉｎｄｅｘシンボルのフレームタイミングを識別し、遅延部１３からの入力信号であるシンボル強度ＰＣＳ（振幅演算部１１で算出した複素ディジタル信号ＣＳの絶対値（ないしは絶対値の２乗））からＩｎｄｅｘＢｉｔをデマッピングし、複合化された符号であるインデックス復号符号ＤＥＩｄを出力する。
【0057】
デマッピングの規則は、例えば図１の時間領域インデックスス変調規則に基づいてデマッピングしてもよい。この場合、遅延部１３からの入力信号（シンボル強度ＰＣＳ）は、図１に記載されたアクティベーションパターン信号ＡＰＣＳとしてアクティベーションパターンからＩｎｄｅｘビットへのデマッピング処理をして復号化される。なお、アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳからは、１フレーム中のシンボルのあるタイムスロットを知ることができる。
【0058】
＜レジスタ部１６＞
図９を再度参照し、復号化されたインデックス復号符号ＤＥＩｄは、レジスタ部１６に入力される。レジスタ部１６は、遅延部１５を経由して入力された先頭通知信号ＳＴＯＰに基づき駆動する。先頭通知信号ＳＴＯＰがＯＮのときのみ、ＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部１４から出力されたインデックス復号符号ＤＥＩｄを取り込み、保持する。なお、レジスタ部１６の前に誤り符号復号処理が加えられる。
図９を再度参照し、復号化されたインデックス復号符号ＤＥＩｄは、レジスタ部１６に入力される。レジスタ部１６は、遅延部１５を経由して入力された先頭通知信号ＳＴＯＰに基づき駆動する。先頭通知信号ＳＴＯＰがＯＮのときのみ、ＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部１４から出力されたインデックス復号符号ＤＥＩｄを取り込み、保持する。なお、レジスタ部１６の前に誤り符号復号処理が加えられる。
【0059】
一方、ＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部１４は、１フレームの中で入力信号（シンボル強度ＰＣＳ）を判別しているので、アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳを作成することができる。このアクティベーションパターン信号ＡＰＣＳはシンボル復調工程部２０の周波数オフセット補償部２２、ＡＰＭＢｉｔデマップ部２５に送信される。以上が、インデックス復調工程部１０の動作となる。
【0060】
＜シンボル復調工程部２０＞
次にシンボル復調工程部２０の動作を説明する。遅延部２１は、ＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部１４から出力されるアクティベーションパターン信号ＡＰＣＳが周波数オフセット補償部２２に到着するタイミングと、分岐部ＴＩＮで分岐された複素ディジタル信号ＣＳが周波数オフセット補償部２２に到着するタイミングを同期させる。すなわち、周波数オフセット補償部２２は、複素ディジタル信号ＣＳ中シンボルのあるタイムスロットを取得できる。
次にシンボル復調工程部２０の動作を説明する。遅延部２１は、ＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部１４から出力されるアクティベーションパターン信号ＡＰＣＳが周波数オフセット補償部２２に到着するタイミングと、分岐部ＴＩＮで分岐された複素ディジタル信号ＣＳが周波数オフセット補償部２２に到着するタイミングを同期させる。すなわち、周波数オフセット補償部２２は、複素ディジタル信号ＣＳ中シンボルのあるタイムスロットを取得できる。
【0061】
周波数オフセット補償部２２は、複素ディジタル信号ＣＳ中のオフセット周波数Δｆを推定し、その成分を除去することを目的とする。この複素ディジタル信号ＣＳのオフセット周波数Δｆは、本発明の受信部ＲＸに設置されている位相ダイバーシティー検波器ＲＸａ（図８参照）にて発生するものである（図６参照）。
【0062】
当該位相ダイバーシティー検波器ＲＸａでは、受信光シンボルを検波するために局発レーザ光と干渉させることで、受信光シンボルの位相情報を抽出しようとするが、受信光シンボルと局発レーザ光の光周波数は必ずしも一致せず光周波数の差分が存在する（図６）。この光周波数差が電気信号の振動周波数となり、当該複素ディジタル信号ＣＳのオフセット周波数Δｆとなる。
【0063】
＜周波数オフセット補償部２２＞
次に図１１を参照し、周波数オフセット補償部２２を詳説する。本発明の周波数オフセット補償部２２は、累乗法とよばれる手法によって複素ディジタル信号ＣＳから変調の影響を取り除き、受信光シンボル搬送波の位相回転を抽出する。
次に図１１を参照し、周波数オフセット補償部２２を詳説する。本発明の周波数オフセット補償部２２は、累乗法とよばれる手法によって複素ディジタル信号ＣＳから変調の影響を取り除き、受信光シンボル搬送波の位相回転を抽出する。
【0064】
周波数オフセット補償部２２には、遅延部２１から複素ディジタル信号ＣＳが入力される。この複素ディジタル信号ＣＳは分岐され、分岐された一方の複素ディジタル信号ＣＳは累乗演算部２２１に入力される。ここで、複素ディジタル信号ＣＳに含まれるデータ変調成分を除去する。
【0065】
例えば、ＱＰＳＫ光変調された光シンボルから生成された複素ディジタル信号ＣＳの場合、データ変調成分の位相角はπ／４、３π／４、－π／４、－３π／４（ｒａｄ）であるので、複素ディジタル信号ＣＳの複素表現は、（２）式のように表される。
【0066】
【数2】
【0067】
データ変調成分の影響を除去する手段として、４乗演算を行う。すなわち、（２）式の両辺を４乗すると（３）式のように表される。
【0068】
【数3】
【0069】
データ変調成分の位相角であるπ／４、３π／４、－π／４、－３π／４（ｒａｄ）は４乗することで消去される。なお、ここでΔωｔは周波数オフセットΔｆの角周波数表現である。すなわち、データ変調成分の影響が除去され、光シンボルの搬送波成分と局発光Ｌｏの光角周波数オフセットΔωおよび光位相差Δθ（位相ズレ）（「搬送波オフセット・位相成分ＣＣωθ」と呼ぶ）が生成される。この搬送波オフセット・位相成分ＣＣωθをサンプル＆ホールド部２２２および２２５に出力する。搬送波オフセット・位相成分ＣＣωθをあらわに書くと（４）式のようになる。
【0070】
【数4】
【0071】
サンプル＆ホールド部２２２、２２４および２２５は、ＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部１４において光シンボルが存在すると判断されたタイミングで生成されるタイミング信号（またはアクティベーションパターン信号ＡＰＣＳ）が到着するタイミングで、当該サンプル＆ホールド部２２２および２２５に入力された搬送波オフセット・位相成分ＣＣωθを保持する。これにより、アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳがＯＮのタイミングの光シンボルに対応する搬送波オフセット・位相成分ＣＣωθを保持することができる。
【0072】
サンプル＆ホールド部２２２の出力（搬送波オフセット・位相成分ＣＣωθ）は、遅延部２２３に入力される。この遅延部２２３は、光シンボルのタイムスロット時間分の遅延を与え、サンプル＆ホールド部２２４に入力される。このことにより、もしタイミング信号（またはアクティベーションパターン信号ＡＰＣＳ）が、光シンボルタイムスロットと等間隔の二連続で到着した場合は、サンプル＆ホールド部２２４でホールドされている複素ディジタル信号は、サンプル＆ホールド部２２２および２２５でホールドされている搬送波オフセット・位相成分ＣＣωθと比べて、１光シンボルタイムスロット分過去の値がホールドされている。
【0073】
また、もし、タイミング信号（またはアクティベーションパターン信号ＡＰＣＳ）が、Ｎ光シンボルタイムスロット分の間隔が開くと、サンプル＆ホールド部２２４でホールドされている搬送波オフセット・位相成分ＣＣωθは、サンプル＆ホールド部２２２および２２５でホールドされている搬送波オフセット・位相成分ＣＣωθと比べて、Ｎ光シンボルタイムスロット分過去の値がホールドされている。
【0074】
なお、サンプル＆ホールド部２２４でホールドされている搬送波オフセット・位相成分ＣＣωθを「ＣＣωθ１」とし、サンプル＆ホールド部２２２および２２５でホールドされている搬送波オフセット・位相成分ＣＣωθとを「ＣＣωθ２」とする。搬送波オフセット・位相成分ＣＣωθ１は、搬送波オフセット・位相成分ＣＣωθ２より時間的に前のシンボルの搬送波オフセット・位相成分ＣＣωθである。
【0075】
いずれの場合も、アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳがＯＮのタイミングの光シンボルに対応する搬送波オフセット・位相成分ＣＣωθが連続して保持されている。また、サンプル＆ホールド部２２４および２２５に保持されている搬送波オフセット・位相成分ＣＣωθの時間間隔も、サンプル＆ホールド部２２４にデータが保持されてから、サンプル＆ホールド部２２５にデータが保持されるまでの光シンボルタイムスロットの数から求めることができる。これにより、インデックス光変調の導入により光シンボルの到着が間欠的になっている状況下でも、単位時間当たりの位相差を求めることができるので、光シンボルと局発光Ｌｏの光角周波数オフセットΔω（オフセット周波数Δｆに相当する。）を再生することが可能になる。
【0076】
乗算部２２６は、サンプル＆ホールド部２２４からの入力信号である搬送波オフセット・位相成分ＣＣωθ１の複素共役を演算する。その上で、サンプル＆ホールド部２２５からの入力信号である搬送波オフセット・位相成分ＣＣωθ２に乗算部２２６で乗算すれば、光シンボルの搬送波成分と局発光の光位相角差（以下、Δθが除去された信号（これを搬送波オフセット成分ＣＣωと呼ぶ。））を得る。すなわち、（５）式のように求められる。
【0077】
【数5】
【0078】
この搬送波オフセット成分ＣＣω（ｔ）は、サンプル＆ホールド部２２５からの入力信号である搬送波オフセット・位相成分ＣＣωθ２とサンプル＆ホールド部２２４からの入力信号である搬送波オフセット・位相成分ＣＣωθ１の位相差情報を有する。ここで、ＣＣωθ１
＊（ｔ）はＣＣωθ１（ｔ）の複素共役で、ｔ２－ｔ１はそれぞれのシンボルの時間間隔である。別の解釈をすると、サンプル＆ホールド部２２４とサンプル＆ホールド部２２５のホールド値がＮ光シンボルタイムスロット分の時間間隔でサンプル＆ホールドされた複素ディジタル信号であるならば、式（５）の搬送波オフセット成分ＣＣω（ｔ）は、Ｎ光シンボルタイムスロット分の時間経過の過程で変化した複素ディジタル信号（再生された光シンボルの搬送波成分に相当）の位相変化量の情報を有することが分かる。
【0079】
サンプル＆ホールド部２２２、遅延部２２３、サンプル＆ホールド部２２４、２２５および乗算部２２６は、搬送波オフセット・位相成分ＣＣωθと、アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳが入力され搬送波オフセット成分ＣＣωを抽出する搬送波オフセット成分抽出部２２Ｂ１と言える。なお、図１１には搬送波オフセット成分抽出部２２Ｂ１がサンプル＆ホールド部２２２、遅延部２２３、サンプル＆ホールド部２２４、２２５および乗算部２２６を含む意味で「２２Ｂ１：２２２、２２３、２２４、２２５、２２６」と記した。
【0080】
位相算出部２２７は、式（５）の指数部であるΔω（ｔ２－ｔ１）を出力する。すなわち、位相角の値を出力する。ここで位相角値は、－π≦Δω（ｔ２－ｔ１）≦πの範囲で限定される。そのため、当該位相角値がπ近辺の値からいきなり－π近辺のあたりに跳躍すると誤差が発生する。そこで、アンラップ部２２８において、δ１＝Δω（ｔ２－ｔ１）の跳躍誤差が最小となるように信号処理を行う。この動作のアルゴリズムは例えば非特許文献６を採用してもよい。このアンラップ部２２８の出力である位相回転値φΔｆは、セレクタ部２２９に入力される。なお、位相回転値φΔｆはオフセット周波数Δｆによる位相回転値であるので、オフセットによる位相回転値φΔｆと呼ぶ。
【0081】
遅延部２２Ａ１は、セレクタ部２２９に入力されるオフセットによる位相回転値φΔｆと、セレクタ部２２９の駆動トリガとなるアクティベーションパターン信号ＡＰＣＳのタイミングが同期するように遅延調整する。このことにより、セレクタ部２２９は、アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳがＯＮのタイミングで、アンラップ部２２８から入力されたオフセットによる位相回転値φΔｆを適切に出力させることができる。
【0082】
一方、セレクタ部２２９は、アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳがＯｆｆのタイミングでは、レジスタ部２２Ａ０（図１１では「０」と示した。）に蓄積されている０値を選択して、これを出力させる。この動作により、アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳがＯＮのタイミングでは、オフセットによる位相回転値φΔｆを出力し、アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳがＯＦＦのタイミングでは、０値を出力させる動作を安定的に実現できる。そして、これらの出力値を加算部２２Ａ２に入力する。
【0083】
加算部２２Ａ２は、オフセットによる位相回転量φΔｆの累積値を計算する。オフセットによる位相回転値φΔｆの累積値を計算するために、加算部２２Ａ２の出力値を遅延部２２Ａ３に分岐させ、１光シンボルタイムスロット幅分の時間（Ｔｓ）を遅延させる。その上で、セレクタ部２２９から出力されたオフセットによる位相回転値φΔｆと一緒に加算部２２Ａ２に入力させる。これにより、オフセットによる位相回転値φΔｆの累積値ΣφΔｆ（単に「オフセット累積値ΣφΔｆ」とも呼ぶ。）の計算が可能となる。すなわち、ｎシンボルタイムスロット時間後ｔｎにおいてのオフセット累積値ΣφΔｆ（ｔｎ）は、時刻ｔ１における位相回転量をθ１とすると、オフセット累積値ΣφΔｆは（６）式のように表される。
【0084】
【数6】
【0085】
このオフセット累積値ΣφΔｆ（ｔ）は、同一時間において発生した周波数オフセットに起因する位相回転量（オフセットによる位相回転値φΔｆ）の総和に他ならない。そこで、このオフセット累積値ΣφΔｆ（ｔ）を指数演算部２２Ａ４に入力する。
【0086】
指数演算部２２Ａ４は、加算部２２Ａ２の出力値であるΣφΔｆ（ｔｎ）を入力とし、ｅｘｐ｛－ｊΣφΔｆ（ｔｎ）｝の複素値を出力させ、乗算部２２Ａ６に入力する。この複素値を複素オフセット補償量ＣΣφΔｆと呼ぶ。
【0087】
なお、位相算出部２２７、アンラップ部２２８、セレクタ部２２９、レジスタ部２２Ａ０、加算部２２Ａ２、遅延部２２Ａ３、指数演算部２２Ａ４は、搬送波オフセット成分ＣＣωから複素オフセット補償量ＣΣφΔｆを求める複素オフセット補償量算出部２２Ｂ２といえる。なお、図１１には複素オフセット補償量算出部２２Ｂ２が位相算出部２２７、アンラップ部２２８、セレクタ部２２９、レジスタ部２２Ａ０、加算部２２Ａ２、遅延部２２Ａ３、指数演算部２２Ａ４を含む意味で「２２Ｂ２：２２７、２２８、２２９、２２Ａ０、２２Ａ２、２２Ａ３、２２Ａ４」と記した。
【0088】
乗算部２２Ａ６は、周波数オフセット補償部２２に入力された複素ディジタル信号ＣＳと指数演算部２２Ａ４から出力される複素オフセット補償量ＣΣφΔｆを乗算する。これにより、周波数オフセット補償部２２に入力された式（２）に記載の複素ディジタル信号ＣＳの周波数オフセット成分Δｆが補償され、（７）式で示される複素ディジタル信号の出力を得る。この複素ディジタル信号はオフセット周波数が補償された信号であり、オフセット補償信号ＣＳｆと呼ぶ。
【0089】
【数7】
【0090】
ここで、遅延部２２Ａ５は、周波数オフセット補償部２２に入力された複素ディジタル信号ＣＳに対して、一連のオフセット周波数Δｆの抽出に係る累乗演算部２２１から指数演算部２２Ａ４までの信号処理に必要とされる時間遅延（ｔ１からｔｎまでの時間）と同一の遅延が与えられるように動作する。
【0091】
乗算部２２Ａ６の出力は、遅延部２２Ａ７を経てサンプル＆ホールド部２２Ａ８に入力される。遅延部２２Ａ７において適切な遅延量を設定されることにより、サンプル＆ホールド部２２Ａ８は、アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳがＯＮのタイミングでオフセット周波数Δｆが補償された複素ディジタル信号ＣＳｆを出力させることができる。サンプル＆ホールド部２２Ａ８の出力であるオフセット補償信号ＣＳｆは、周波数オフセット補償部２２全体の出力となる。したがって、周波数オフセット補償部２２は、複素ディジタル信号ＣＳが入力され、受信部ＲＸで発生するオフセット周波数Δｆが補償されたオフセット補償信号ＣＳｆを出力する。
【0092】
この周波数オフセット補償部２２全体の動作の効果を図１２に示す。図１２は、いずれの写真も横軸は実数軸であり、縦軸は虚数軸に相当する。ＰＮ７段の疑似ランダムデータパターンをデータ変調成分として周波数オフセット補償部２２を作用させた効果を示す結果である。図１２（ａ）に示すように、周波数オフセット補償部２２に入力される前の複素ディジタル信号ＣＳの値は、時間の経過と共に複素平面上で回転する挙動を示す。一方、周波数オフセット補償部２２での補償処理を受けると図１２（ｂ）に示すように、周波数オフセット補償部２２の出力では複素ディジタル信号ＣＳの値は、静止した状態となる。この出力値であるオフセット補償信号ＣＳｆを位相補償部２３に入力する。
【0093】
＜位相補償部２３＞
次に位相補償部２３について説明する。図９で示したように周波数オフセット補償部２２の直後に配置された位相補償部２３は、図１３のように構成される。まず、入力された複素ディジタル信号（オフセット補償信号ＣＳｆ）は、二手に分岐される。そのうちの一方は、累乗演算部２３１に入力される。ここで、複素ディジタル信号（オフセット補償信号ＣＳｆ）に含まれるデータ変調成分を除去し、受信光シンボルの搬送波位相と局発光位相の位相差情報を再生する。この累乗演算部２３１の動作は、周波数オフセット補償部２２の累乗演算部２２１と同じ動作でよい。累乗演算部２２１の出力は搬送波位相成分ＣＣθとする。搬送波位相成分ＣＣθを顕わに書くと（８）式のようになる。
次に位相補償部２３について説明する。図９で示したように周波数オフセット補償部２２の直後に配置された位相補償部２３は、図１３のように構成される。まず、入力された複素ディジタル信号（オフセット補償信号ＣＳｆ）は、二手に分岐される。そのうちの一方は、累乗演算部２３１に入力される。ここで、複素ディジタル信号（オフセット補償信号ＣＳｆ）に含まれるデータ変調成分を除去し、受信光シンボルの搬送波位相と局発光位相の位相差情報を再生する。この累乗演算部２３１の動作は、周波数オフセット補償部２２の累乗演算部２２１と同じ動作でよい。累乗演算部２２１の出力は搬送波位相成分ＣＣθとする。搬送波位相成分ＣＣθを顕わに書くと（８）式のようになる。
【0094】
【数8】
【0095】
平均化部２３２は、累乗演算部２３１から出力される複素ディジタル信号（搬送波位相成分ＣＣθ）の実部と虚部の各々についてＬシンボル分の平均値Ａｖ（ＣＣθ）を演算する。位相算出部２３３は、平均化部２３２から出力された受信光シンボルの搬送波位相成分の平均値Ａｖ（ＣＣθ）から光位相差Δθを算出する。ここで、光位相差Δθは、光シンボルの搬送波成分と局発光の光位相差である。
【0096】
光位相差Δθは、－π≦Δθ（ｔ２－ｔ１）≦πの範囲で限定される。そのため、当該光位相差Δθがπ近辺の値からいきなり－π近辺のあたりに跳躍すると誤差が発生する。そこで、アンラップ部２３４において、δ１＝Δθ（ｔ２－ｔ１）の跳躍誤差が最小となるように信号処理を行う。このアンラップ部２３４の動作は、周波数オフセット補償部２２のアンラップ部２２８と同じ動作を実現する。このアンラップ部２３４の出力である光位相差Δθは、除算部２３５において、１／Ｍ倍され位相ズレ回転値Φθとなる。ここでＭは、光シンボルの変調方式に依存する値であり、例えばＱＰＳＫの場合は、Ｍ＝４である。
【0097】
指数演算部２３６は、除算部２３５の出力値である位相ズレ回転値Φθを入力とし、ｅｘｐ（－ｊΦθ）の複素値を出力させ、乗算部２３８に入力する。この複素値を複素位相ズレ補償量ＣΦθと呼ぶ。なお、アンラップ部２３４、除算部２３５および指数演算部２３６は、光位相差Δθが入力され複素位相ズレ補償量ＣΦθを算出する複素位相ズレ補償量算出部２３Ｂ１と呼んでよい。
【0098】
遅延部２３７は、位相補償部２３に入力された複素ディジタル信号ＣＳｆ（オフセット補償信号ＣＳｆ）を入力とする。遅延部２３７は、累乗演算部２３１に分岐された複素ディジタル信号ＣＳｆ（オフセット補償信号ＣＳｆ）が前記指数演算部２３６を経て乗算部２３８に入力されるまでにかかる時間と同じ遅延を与え、乗算部２３８に出力する。
【0099】
乗算部２３８は、位相補償部２３に入力された複素ディジタル信号ＣＳｆ（オフセット補償信号ＣＳｆ）に対して、指数演算部２３６から出力された複素位相ズレ補償量ＣΦθを乗算する。乗算部２３８から出力される複素ディジタル信号は、この乗算処理により位相補償され、データ変調成分の位相角が、定義された信号点の位相角に整合するようになり、光シンボルの搬送波成分と局発光の光位相差Δθは補償される。この信号はオフセット周波数および位相差が補償されているので、オフセット＆位相補償信号ＣＳｆθと呼ぶ。この乗算部２３８からの出力であるオフセット＆位相補償信号ＣＳｆθを位相補償部２３全体の出力とし、ＡＰＭＢｉｔデマップ部２５に入力する。オフセット＆位相補償信号ＣＳｆθは（９）式の様に表される。
【0100】
【数9】
【0101】
以上が、位相補償部２３の全体構成となるが、図１４に示すように、位相補償部２３に入力される前の複素ディジタル信号ＣＳｆ（オフセット補償信号ＣＳｆ）の値は、複素平面上で定義された信号点の位置からずれている。一方、位相補償部２３で補償処理を受けた結果、位相補償部２３の出力では複素ディジタル信号（オフセット＆位相補償信号ＣＳｆθ）の値は、図１４に示すように、定義された信号点の付近のものとなる。この出力値をＡＰＭＢｉｔデマップ部２５に入力する。
【0102】
＜ＡＰＭＢｉｔデマップ部２５＞
再び図９を参照し、ＡｐｍＢｉｔデマップ部２５について説明する。ＡＰＭＢｉｔデマップ部２５は、アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳに同期して動作する。ここでアクティベーションパターン信号ＡＰＣＳは、光シンボルがＯＮのタイミングで検波された複素ディジタル信号（オフセット＆位相補償信号ＣＳｆθ）とタイミング同期されるよう、遅延部２４を経由して当該ＡＰＭＢｉデマップ部２５に入力される。当該ＡＰＭＢｉｔデマップ部２５は、アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳがＯＮのタイミングで入力された複素ディジタル信号（オフセット＆位相補償信号ＣＳｆθ）からディジタル符号に復号する機能を提供する。
再び図９を参照し、ＡｐｍＢｉｔデマップ部２５について説明する。ＡＰＭＢｉｔデマップ部２５は、アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳに同期して動作する。ここでアクティベーションパターン信号ＡＰＣＳは、光シンボルがＯＮのタイミングで検波された複素ディジタル信号（オフセット＆位相補償信号ＣＳｆθ）とタイミング同期されるよう、遅延部２４を経由して当該ＡＰＭＢｉデマップ部２５に入力される。当該ＡＰＭＢｉｔデマップ部２５は、アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳがＯＮのタイミングで入力された複素ディジタル信号（オフセット＆位相補償信号ＣＳｆθ）からディジタル符号に復号する機能を提供する。
【0103】
複素ディジタル信号（オフセット＆位相補償信号ＣＳｆθ）からディジタル符号に復号化する方法として、複素平面上の信号点に対してＧｒａｙ符号を付与する方法がある。例えば、ＱＰＳＫ変調の場合、複素平面上の信号点１＋ｊ、－１＋ｊ、１－ｊ、－１－ｊに対して、”１１”，“０１”，“１０”，“００”の符号を割り当てる。
【0104】
ＡＰＭＢｉｔデマップ部２５は、入力された複素ディジタル信号（オフセット＆位相補償信号ＣＳｆθ）に対して、信号点毎に尤度を計算し（非特許文献７）、最も尤度が高い信号点の符号を選択して復号する。ＡＰＭＢｉｔデマップ部２５の出力をシンボル復号符号ＤＥＡＰとする。なお、ＡＰＭＢｉｔデマップ部２５の後段でレジスタ部２７までの間に誤り訂正処理が行われてよい。
【0105】
また、信号点配置には、位相角で９０°の回転対称性が存在する。そのため、光シンボルを復号する際に、複素平面のＩ軸とＱ軸の解釈が入れ替わる可能性がある。これを回避するために、ＡＰＭＢｉｔデマップ部２５は、ＩＱチャネル判別機能を有している。
【0106】
このＩＱチャネル判別機能を駆動するために、送信器は、トレーニング光シンボル（複素値１＋ｊ）を定期的に挿入し、受信光シンボルの位相基準を与える。ＩＱチャネル判別機能は、トレーニング光シンボルを判別した上で、これより光シンボルの位相基準（複素値１＋ｊ）を把握し、光シンボルの位相回転の判別、すなわちＩＱチャネルの判別を正しく行う。
【0107】
また、本発明は、本発明の機能を有する光伝送システムにおいて、差動符号化方式を採用することにより、本ＡＰＭＢｉｔデマップ部２５のＩＱチャネル判別機能を省略することができる。差動符号化方式に対応したＡＰＭＢｉｔデマップ部２５では、Ｎ－１番目のアクティベーションパターン入力のタイミングで入力された差動符号化複素ディジタル信号ＳＮ－１とＮ番目のアクティベーションパターン入力のタイミングで入力した差動符号化複素ディジタル信号ＳＮの位相差から復号する。例えば、位相差が０のときは００、π／２のときは０１、－π／２のときは１０、πのときは１１等としで復号化する。
【0108】
＜レジスタ部２７＞
レジスタ部２７は、遅延部２６を経由したアクティベーションパターン信号ＡＰＣＳを入力とし、アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳがＯＮのタイミングで、復号されたＡＰＭＢｉｔの符号列（シンボル復号符号ＤＥＡＰ）を取得し保持する。ここで遅延部２６は、アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳと対応するＡＰＭＢｉｔデマップ部２５で復号されたシンボル復号符号ＤＥＡＰの到着タイミングが同一となるように遅延時間が設定されている。このレジスタ部２７で保存されたＡＭＰＢｉｔデータ（シンボル復号符号ＤＥＡＰ）は、インデックス復調工程部１０で復号されレジスタ部１６に保存されているＩｎｄｅｘＢｉｔの符号列（インデックス復号符号ＤＥＩｄ）とタイミングが同期されながら読み出される。以上が、シンボル復調工程部２０の動作となる。
レジスタ部２７は、遅延部２６を経由したアクティベーションパターン信号ＡＰＣＳを入力とし、アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳがＯＮのタイミングで、復号されたＡＰＭＢｉｔの符号列（シンボル復号符号ＤＥＡＰ）を取得し保持する。ここで遅延部２６は、アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳと対応するＡＰＭＢｉｔデマップ部２５で復号されたシンボル復号符号ＤＥＡＰの到着タイミングが同一となるように遅延時間が設定されている。このレジスタ部２７で保存されたＡＭＰＢｉｔデータ（シンボル復号符号ＤＥＡＰ）は、インデックス復調工程部１０で復号されレジスタ部１６に保存されているＩｎｄｅｘＢｉｔの符号列（インデックス復号符号ＤＥＩｄ）とタイミングが同期されながら読み出される。以上が、シンボル復調工程部２０の動作となる。
【0109】
＜パラレル／シリアル変換部２９＞
パラレル／シリアル変換部２９は、インデックス復調工程部１０で復号されレジスタ部１６に保存されたＩｎｄｅｘＢｉｔのインデックス復号符号ＤＥＩｄとシンボル復調工程部２０で復号されレジスタ部２７に保存されたＡＰＭＢｉｔのシンボル復号符号ＤＥＡＰを読み出して、これらをシリアルな符号列ＳＤＡＴに変換し、光信号送信装置１で送信しようとした送信符号列（元情報ＩＮＦ）を復号し、復号された原信号（復号情報ＤＥ（ＩＮＦ））となる。ここで当該パラレル／シリアル変換部２９は、遅延部２８にてタイミング調整されたトリガ信号を入力し、この信号に基づきレジスタ部１６およびレジスタ部２７に蓄積されている符号の読み出し処理が行われる。
パラレル／シリアル変換部２９は、インデックス復調工程部１０で復号されレジスタ部１６に保存されたＩｎｄｅｘＢｉｔのインデックス復号符号ＤＥＩｄとシンボル復調工程部２０で復号されレジスタ部２７に保存されたＡＰＭＢｉｔのシンボル復号符号ＤＥＡＰを読み出して、これらをシリアルな符号列ＳＤＡＴに変換し、光信号送信装置１で送信しようとした送信符号列（元情報ＩＮＦ）を復号し、復号された原信号（復号情報ＤＥ（ＩＮＦ））となる。ここで当該パラレル／シリアル変換部２９は、遅延部２８にてタイミング調整されたトリガ信号を入力し、この信号に基づきレジスタ部１６およびレジスタ部２７に蓄積されている符号の読み出し処理が行われる。
【0110】
以上が、本発明の第一の実施形態であるが、本実施形態は時間領域（Ｎ，Ｋ，Ｍ－ＱＡＭ）インデックス光変調方式に基いて生成された光シンボルを受信できる機能を有する一方で、Ｍ－ＱＡＭ光変調方式に基づいて生成された光シンボルの受信も可能である点に特徴を有する。
【0111】
Ｍ－ＱＡＭ光シンボルだけを受信する際は、ＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部１４におけるデマッピング（複素ディジタル信号から符号への変換）は停止するが、アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳは、周波数オフセット補償部２２に連続的に出力させる。このことにより、周波数オフセット補償部２２は、光シンボルの到着周期に併せて連続的に動作する。
【0112】
その結果、Ｍ－ＱＡＭ光変調方式に基づいて生成された光シンボルに対しても、周波数オフセット補償動作を実現することができる。また、本発明の位相補償部２３とＡＰＭＢｉｔデマップ部２５は、もともと、時間領域（Ｎ，Ｋ，Ｍ－ＱＡＭ）インデックス光変調方式またはＭ－ＱＡＭ光変調方式にかかわりなく、光シンボルタイムスロットの周期で連続的に動作するように設計されているので、いずれの方式にも関わらず共通的に動作する。但し、トレーニング光シンボルの判別については、時間領域（Ｎ，Ｋ，Ｍ－ＱＡＭ）インデックス光変調方式とＭ－ＱＡＭ光変調方式の動作モードに合わせて回路を切り替えて動作する。なお、このモード切替およびＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部１４におけるデマッピングの停止は、別の信号として受け取ることとしてよい。
【0113】
パラレル／シリアル変換部２９は、時間領域（Ｎ，Ｋ，Ｍ－ＱＡＭ）インデックス光変調方式とＭ－ＱＡＭ光変調方式の動作モードに合わせて、前段に備えてあるレジスタ部１６および２７からの読み出しパターンを変化させる。例えば、時間領域（８，１，ＱＰＳＫ）インデックス光変調方式の場合は、８光シンボル分のタイムスロットで１フレームを構成し、１フレーム中に１シンボルだけ光シンボルがＯＮになるが、その場合は、シンボルのＯＮ／Ｏｆｆパターンが８種類となりＩｎｄｅｘ Ｂｉｔで３ｂｉｔの伝送が可能になる。
【0114】
一方、ＡＰＭＢｉｔはＱＰＳＫ光変調された光シンボルが１シンボルだけ到着するので２ｂｉｔの伝送が可能である。パラレル／シリアル変換部２９は、時間領域（Ｎ，Ｋ，Ｍ－ＱＡＭ）インデックス光変調方式で動作する場合は、アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳが入力されたタイミングで、レジスタ部１６から３ｂｉｔ、レジスタ部２７から２ｂｉｔの符号を読み出す。
【0115】
一方、ＱＰＳＫ光変調された光シンボルを受信する場合、パラレル／シリアル変換部２９は、時間領域（Ｎ，Ｋ，Ｍ－ＱＡＭ）インデックス光変調方式で動作する場合は、アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳが入力されたタイミングで、レジスタ部２７から２ｂｉｔずつ符号を読み出す。このような動作を実現することで、時間領域（Ｎ，Ｋ，Ｍ－ＱＡＭ）インデックス光変調方式とＭ－ＱＡＭ光変調方式の動作モード切り替えを実現する。
【0116】
このように、本発明の光信号送信装置１は、時間領域（Ｎ，Ｋ，Ｍ－ＱＡＭ）インデックス光変調方式とＭ－ＱＡＭ光変調方式の両変調方式にほぼ同一の回路構成で対応できる点で特長を有する。
【0117】
（第２の実施形態）
第２の実施形態では、第１の実施形態で示したシンボル復調工程部２０において配置されている周波数オフセット補償部２２および位相補償部２３（図９参照）に配置されている累乗演算部２２１（図１１参照）および累乗演算部２３１（図１３参照）の代わりに、後述する仮判定演算部２２１ａ（図１５参照）および２３１ａ（図１７参照）が適用される。当該仮判定演算部２２１ａおよび２３１ａは、受信光シンボルに対応する複素ディジタル信号ＣＳから、データ変調成分の影響を除去する手段として適用される点で、第１の実施形態における累乗演算部２２１と同じ機能を提供する。
第２の実施形態では、第１の実施形態で示したシンボル復調工程部２０において配置されている周波数オフセット補償部２２および位相補償部２３（図９参照）に配置されている累乗演算部２２１（図１１参照）および累乗演算部２３１（図１３参照）の代わりに、後述する仮判定演算部２２１ａ（図１５参照）および２３１ａ（図１７参照）が適用される。当該仮判定演算部２２１ａおよび２３１ａは、受信光シンボルに対応する複素ディジタル信号ＣＳから、データ変調成分の影響を除去する手段として適用される点で、第１の実施形態における累乗演算部２２１と同じ機能を提供する。
【0118】
仮判定演算部２２１ａおよび仮判定演算部２３１ａを有する周波数オフセット補償部および位相補償部を、周波数オフセット補償部２２ａおよび位相補償部２３ａとする。周波数オフセット補償部２２ａおよび位相補償部２３ａは周波数オフセット補償部２２および位相補償部２３と同じ動作を行う。従って周波数オフセット補償部２２ａおよび位相補償部２３ａを含むシンボル復調工程部２０の動作も第１の実施形態の場合と変わりはない。
【0119】
図１５に周波数オフセット補償部２２ａの構成を示す。図１１の周波数オフセット補償部２２との相違点は、累乗演算部２２１が仮判定演算部２２１ａに置き換えられている点と、指数演算部２２Ａ４の出力である複素オフセット補償量ＣΣφΔｆが仮判定演算部２
２１ａに入力されている点である。
２１ａに入力されている点である。
【0120】
図１６は、周波数オフセット補償部２２ａに組み込まれている仮判定演算部２２１ａの構成を示したものである。まず仮判定演算部２２１ａには、光シンボルに対応する下記（７）式の複素ディジタル信号ＣＳが入力される。ここで、光シンボルは、ＱＰＳＫ光変調されていると仮定しており、光シンボルの搬送波成分と局発光の光角周波数オフセットをΔω、光位相差をΔθとしている。この仮判定演算部２２１ａに（１０）式で表される複素ディジタル信号ＣＳが入力されると、複素ディジタル信号ＣＳは、二分岐された後、一方は、乗算部２２１１、もう一方は、乗算部２２１３に入力される。
【0121】
【数10】
【0122】
一方、周波数オフセット補償部２２ａの出力側にある指数演算部２２Ａ４からは光角周波数オフセットを補償する信号（複素オフセット補償量ＣΣφΔｆ）がフィードバックされている。ただし、このフィードバック信号は、時刻ｔｎよりも過去の時刻ｔｍ時点の複素ディジタル信号ＣＳ（ｔｍ）に基づいて生成された信号であるので、（１１）式のように表される。
【0123】
【数11】
【0124】
（１１）式の複素オフセット補償量ＣΣφΔｆが乗算部２２１１に入力され、（１０）式の複素ディジタル信号ＣＳと乗算される。乗算の結果（１２）式の複素ディジタル信号ＣＳｎｐとなる。
【0125】
【数12】
【0126】
この信号は周波数オフセットΔｆの影響による複素ベクトルの連続的位相回転が抑制された信号といえる。この信号を抑制複素ディジタル信号ＣＳｎｐと呼ぶ。この信号が仮判定部２２１２に入力される。仮判定部２２１２は式（１２）の抑制複素ディジタル信号ＣＳｎｐに対して、最も尤度の高い信号点を選択し、光角周波数オフセットや光位相差成分のω（ｔｎ－ｔｍ）＋Δθｎ－Δθｍが除去された（１３）式で表される仮判定データ変調成分の逆数値ＴＣＳ－１
ｆθを出力し、乗算部２２１３に入力する。
【0127】
【数13】
【0128】
乗算部２２１３は、周波数オフセット補償部２２ａに入力された式（７）で表現される複素ディジタル信号ＣＳと式（１０）で表現される複素ディジタル信号を乗算することで、周波数オフセット補償部２２ａに入力された複素ディジタル信号ＣＳからデータ変調成分を除去して、下記の（１４）式で表現される光シンボルの搬送波オフセット・位相成分ＣＣωθを再生する。この信号は第１の実施形態で示した周波数オフセット補償部２２の出力である搬送波オフセット・位相成分ＣＣωθと同じである。
【0129】
【数14】
【0130】
このように本実施例の仮判定演算部２２１ａは、第１の実施形態の累乗演算部２２１と同等の動作を実現する。
【0131】
図１７に位相補償部２３ａの構成と、本実施例で新たに具備された仮判定演算部２３１ａの実施例を図１８示す。この実施例は、周波数オフセット補償部２２ａに具備された仮判定演算部２２１ａと同じ動作を実現する。但し、同一動作を実現する範囲は、式（１３）から式（１４）までの手続きに関するものである。
【0132】
図１８を参照して、仮判定部２３１１には、オフセット周波数が補償されたオフセット補償信号ＣＳｆが入力される。オフセット補償信号ＣＳｆは（７）式のように求められた。（７）式を再掲する。
【0133】
【数15】
【0134】
仮判定部２３１１は式（７）の複素ディジタル信号ＣＳｆに対して、最も尤度の高い信号点を選択し、光角周波数オフセットや光位相差成分のΔθｎ－Δθｍが除去された（１５）式で表される仮判定データ変調成分の逆数値ＴＣＳ－１
θを出力し、乗算部２３１２に入力する。
【0135】
【数16】
【0136】
（１５）式の信号とオフセット補償信号ＣＳｆを乗算することで（１６）式で表される搬送波位相成分ＣＣθを得ることができる。これは第１の実施形態の位相補償部２３の累乗演算部２３１と同じ動作となる。
【0137】
【数17】
【0138】
第２の実施形態は、等位相間隔に配置された信号点が定義された時間領域（Ｎ，Ｋ，Ｍ－ＱＡＭ）インデックス光変調方式ではなく、任意の信号点が定義された時間領域（Ｎ，Ｋ，Ｍ－ＱＡＭ）インデックス光変調方式にも対応可能である。
【0139】
なお、第２の実施形態のインデックス復調工程部１０およびシンボル復調工程部２０は、第１実施形態の図９で示した構成と同一の構成である。従って周波数オフセット補償部２２ａおよび位相補償部２３の入出力信号は同じ信号が入出力される。従って、図１５においても、サンプル＆ホールド部２２２、遅延部２２３、サンプル＆ホールド部２２４および２２５は、搬送波オフセット・位相成分ＣＣωθと、アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳが入力され搬送波オフセット成分ＣＣωを抽出する搬送波オフセット成分抽出部２２Ｂ１と言える。また、位相算出部２２７、アンラップ部２２８、セレクタ部２２９、レジスタ部２２Ａ０、加算部２２Ａ２、遅延部２２Ａ３、指数演算部２２Ａ４は、搬送波オフセット成分ＣＣωから複素オフセット補償量ＣΣφΔｆを求める複素オフセット補償量算出部２２Ｂ２といえる。
【0140】
（第３の実施形態）
図１９は本発明の第三の実施形態の復調部６ｂの構成図である。本実施の形態では、第１の実施形態とほぼ同じ構成であるものの、位相補償部２３もアクティベーションパターン信号ＡＰＣＳが入力される点で第１の実施形態と相違する。本実施の形態における位相補償部２３を位相補償部２３ｂとする。位相補償部２３ｂには、第１の実施形態の場合同様、オフセット周波数Δｆが補償されたオフセット補償信号ＣＳｆが入力される。ここで、アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳは、遅延部３０（図９参照）により、オフセット補償信号ＣＳｆが位相補償部２３ｂに入力されるタイミングと同期するように調整される。
図１９は本発明の第三の実施形態の復調部６ｂの構成図である。本実施の形態では、第１の実施形態とほぼ同じ構成であるものの、位相補償部２３もアクティベーションパターン信号ＡＰＣＳが入力される点で第１の実施形態と相違する。本実施の形態における位相補償部２３を位相補償部２３ｂとする。位相補償部２３ｂには、第１の実施形態の場合同様、オフセット周波数Δｆが補償されたオフセット補償信号ＣＳｆが入力される。ここで、アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳは、遅延部３０（図９参照）により、オフセット補償信号ＣＳｆが位相補償部２３ｂに入力されるタイミングと同期するように調整される。
【0141】
本実施形態の位相補償部２３ｂは、図２０のように構成される。入力信号（オフセット補償信号ＣＳｆ）は分岐され、一方の信号は仮判定部２３１ａ、平均化部２３２ｂ、位相算出部２３３、アンラップ部２３４、除算部２３５、指数演算部２３６を通り第１の実施形態の位相補償部２３と同様の出力信号（複素位相ズレ補償量ＣΦθ）を抽出し、乗算部２３８に至る。なお、平均化部２３２ｂの入出力の信号は、第１の実施形態における平均化部２３２と同じでるが、構成は異なる。この点は後述する。
【0142】
他方の信号は遅延部２３７を経て乗算部２３８に至る。この間の信号の処理は第１の実施形態の場合と同様である。なお、第１の実施形態で使われた累乗演算部２３１が仮判定部２３１ａに置き換えられている。しかし、第２の実施形態でも説明したように、累乗演算部２３１と仮判定部２３１ａは、入力信号と出力信号が全く同じになるので、置き換えることができる。もちろん、図２０において、仮判定部２３１ａを累乗演算部２３１に置き換えてもよい。
【0143】
本実施形態における位相補償部２３ｂは、第１の実施形態の構成に加え、平均化部２３２ｂにアクティベーションパターン信号ＡＰＣＳが入力される。さらに出力側にサンプル＆ホールド部２３Ａ０を具備しており、アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳが入力されたタイミングで、到着する位相補償されたオフセット＆位相補償信号ＣＳｆθをホールドする。ここで、アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳは、遅延部２３９で遅延が調整される。これにより、オフセット＆位相補償信号ＣＳｆθとこれに対応するアクティベーションパターン信号ＡＰＣＳは、サンプル＆ホールド部２３Ａ０に到着するタイミングが同期される。このサンプル＆ホールド部２３Ａ０により、アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳが存在するタイムスロットにおけるＭ－ＱＡＭ復調信号を得ることができる。
【0144】
本実施形態の位相補償部２３ｂに適用されている平均化部２３２ｂは、図２１に示すように構成される。入力された複素ディジタル信号（搬送波位相成分ＣＣθ）が、アクティベーションパターン信号ＡＰＣＳが入力されるたびに１シンボルタイム遅延部２３２１とサンプル＆ホールド部２３２２の縦列構成に順次Ｐｕｓｈされる。これにより、時間領域（Ｎ，Ｋ，ＱＡＭ）インデックス光変調規則に基づき光シンボル電力が存在するシンボルタイムスロットのみの複素ディジタル信号を複素加算部２３２３で加算し、複素除算部２３２４で除算されることにより、より正確に複素ディジタル信号の平均値を算出できるようになり、最終的には平均化部２３２ｂの直後に配置される位相算出部２３３（図２０参照。）で、より正確な搬送波位相情報を推定できるようになる。
【0145】
（第４の実施形態）
図２２は本発明の第４の実施形態である。本実施の形態は、第三の実施形態とほぼ同じ構成であるものの、位相補償部２３の機能が強化され位相スリップ低減機能が付加されている点が第３の実施形態と相違する。本実施形態の位相補償部２３を位相スリップ低減機能付位相補償部２３ｃと呼ぶ。
図２２は本発明の第４の実施形態である。本実施の形態は、第三の実施形態とほぼ同じ構成であるものの、位相補償部２３の機能が強化され位相スリップ低減機能が付加されている点が第３の実施形態と相違する。本実施形態の位相補償部２３を位相スリップ低減機能付位相補償部２３ｃと呼ぶ。
【0146】
本実施形態の位相スリップ低減機能付位相補償部２３ｃは、図２３のように構成される。第３実施形態の位相補償部２３ｂと異なるのは、位相スリップ低減機能付位相補償部２３ｃは、第３実施形態の位相補償部２３ｂと同一の構成の位相補償部２３０に加えて、位相スリップ補償部３１０が追加されている点である。ここで位相スリップ補償部３１０は、基本的には特許文献１に記載の構成と同一のものである。
【0147】
位相スリップは、受信光シンボルより周波数オフセット補償および位相補償した複素ディジタル信号の位相が、本来の位相より±９０度または１８０度回転した状態に遷移する現象である。位相スリップを検出するために、位相補償部２３０で再生され除算部２３５から出力される搬送波位相情報（位相ズレ回転値Φθ）を利用する。本実施形態では、当該搬送波位相情報は、分岐され遅延差分部３１２に入力される。ここで遅延差分部３１２は、遅延部３１１を経由したアクティベーションパターン信号ＡＰＣＳも入力される。このアクティベーションパターン信号ＡＰＣＳは、光シンボルに対応する複素ディジタル信号から再生された搬送波位相情報（位相ズレ回転値Φθ）が遅延差分部３１２に入力されるタイミングと同期するよう、遅延部３１１で調整される。
【0148】
遅延差分部３１２は、特定時間差における搬送波位相情報（位相ズレ回転値Φθ）の差分を算出する。ここで、前記特定時間差は、平均化部２３２において平均化される受信光シンボル数の１．０から１．５倍程度の数の光シンボルの受信に係る時間を設定する。遅延差分部３１２は、この設定時間において発生する搬送波位相の差を検出する。もし、位相スリップが発生していなければ、設定時間における搬送波位相の差分は小さい値となる。一方で、位相スリップが発生している場合は、この搬送波位相の差分が大きくなり１ｒａｄ以上π／２ｒａｄ未満の値となる。この搬送波位相の差分をスリップ判定部３１３に出力する。
【0149】
スリップ判定部３１３は、遅延差分部３１２から出力された搬送波位相の差分値から、位相スリップの回転角を判定する。すなわちπ／２、π、－π／２ｒａｄのいずれかであるかを判定する。その上で、判定結果Ｒｅｓをサンプル＆ホールド部３１４に出力する。また、当該スリップ判定部３１３は、位相スリップが新規に発生したと判定する度にトリガ信号Ｔｒをサンプル＆ホールド部３１４に発出する。
【0150】
ここで、サンプル＆ホールド部３１４は、スリップ判定部３１３から出力された判定結果Ｒｅｓの負値を次のトリガ信号Ｔｒが入力されるまで保持し、保持値を指数演算部３１５に出力し続ける。指数演算部３１５は、入力された判定結果Ｒｅｓを入力とし、ｅｘｐ（－ｊ・Ｒｅｓ）を乗算部３１７に出力する。
【0151】
乗算部３１７は、位相補償部２３０から出力されたオフセット＆位相補償信号ＣＳｆθが入力される。このオフセット＆位相補償信号ＣＳｆθは、遅延部３１６を経由して入力されている。この遅延部３１６は、遅延差分部３１２、スリップ判定部３１３、サンプル＆ホールド部３１４、指数演算部３１５に係る遅延時間と同等の遅延が与えられる。その結果、乗算部３１７は、位相スリップ補償された強化オフセット＆位相補償信号ＦＣＳｆθが出力されるようになる。
【0152】
このように本発明の第４の実施形態は、時間領域（Ｎ，Ｋ，Ｍ－ＱＡＭ）インデックス光変調信号に対しても位相スリップ補償の実現が可能になる。また本実施形態は、第一の実施形態から第三の実施形態で実現される特徴の全てを有しており、同一の回路で時間領域（Ｍ，Ｋ，Ｍ－ＱＡＭ）インデックス光変調信号のみならずＭ－ＱＡＭ光変調信号の受信も可能になる。
【0153】
（第５の実施形態）
図２４は本発明の第５の実施形態である。本実施の形態は、第４の実施形態とほぼ同じ構成であるものの、第４の実施形態とは異なりインデックス復調工程部１０におけるデマッピングエラーを訂正し、本発明の光信号復調装置３で発生する符号誤り率を低減させる機能を実現している。インデックス復調工程部１０におけるデマッピングエラーの訂正は、軟判定ＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）機能付ＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部１４ｄで実現されている。
図２４は本発明の第５の実施形態である。本実施の形態は、第４の実施形態とほぼ同じ構成であるものの、第４の実施形態とは異なりインデックス復調工程部１０におけるデマッピングエラーを訂正し、本発明の光信号復調装置３で発生する符号誤り率を低減させる機能を実現している。インデックス復調工程部１０におけるデマッピングエラーの訂正は、軟判定ＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）機能付ＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部１４ｄで実現されている。
【0154】
軟判定ＦＥＣ機能付ＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部１４ｄは、図２５のように構成される。当該構成部には、複素ディジタル信号に対する振幅演算値が入力されるが、時間領域（Ｎ，Ｋ，Ｍ－ＱＡＭ）インデックス光変調信号の振幅演算値に対する軟判定処理を実施し（軟判定部１４１）、ＩｎｄｅｘＢｉｔにデマッピングする。ここでは、フレームタイミング抽出部１２から入力されるトリガ信号（先頭通知信号ＳＴＯＰ）を手掛かりにインデックス光変調信号のＮシンボルフレームの先頭タイミングを把握する。
【0155】
そのうえで、Ｎシンボル分の尤度を計算し、各シンボルタイムスロットにおける光シンボルがＯｎであるかＯｆｆであるかの尤度を計算する。そのうえで、Ｎ個の尤度情報を多元ＬＤＰＣ（Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ）符号復号部１４２（非特許文献８）に入力する。多元ＬＤＰＣ符号復号部１４２では、光シンボルが存在するタイムスロットを正しく把握し、ＩｎｄｅｘＢｉｔにデマッピングし、インデックス復号符号ＤＥＩｄを出力する。また同時に、インデックス復号符号ＤＥＩｄに基づいて、光シンボルが存在するタイムスロットに対応したアクティベーションパターン信号ＡＰＣＳを生成する。
【0156】
このように、第５の実施形態は、第４の実施形態と比較して、ＩｎｄｅｘＢｉｔの符号誤り率のみならず、アクティベーションパターンの発生誤りも低減させることができる。例えば、適切に多元ＬＤＰＣ符号を設計することにより、アクティベーションパターンの発生誤り率を４×１０－２程度から１０－９にまで大幅に低減できる。
【実施例0157】
＜シミュレーション＞
図９の復調部６の性能を評価するためにシミュレーションを行った。シミュレータは、Ｎ＝８シンボル長のサブフレームにおいて、Ｋ＝１，２，３，４の条件におけるプリＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ：前方誤り訂正機能）ビット誤り率（ＢＥＲ）の性能を評価するように設計されており、サブフレーム長の半分以下である。これは、時間領域（Ｎ，Ｋ，ＢＰＳＫ）のユークリッド距離がＢＰＳＫの半分になるためである。このことは、活性化された時間領域（Ｎ，Ｋ，ＢＰＳＫ）の各シンボルの光パワーは、ＢＰＳＫの各シンボルの２倍を超える必要があることを意味する。また、参考のため、時間領域（１６，１，ＢＰＳＫ）とＢＰＳＫについてもシミュレーションを行った。
図９の復調部６の性能を評価するためにシミュレーションを行った。シミュレータは、Ｎ＝８シンボル長のサブフレームにおいて、Ｋ＝１，２，３，４の条件におけるプリＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ：前方誤り訂正機能）ビット誤り率（ＢＥＲ）の性能を評価するように設計されており、サブフレーム長の半分以下である。これは、時間領域（Ｎ，Ｋ，ＢＰＳＫ）のユークリッド距離がＢＰＳＫの半分になるためである。このことは、活性化された時間領域（Ｎ，Ｋ，ＢＰＳＫ）の各シンボルの光パワーは、ＢＰＳＫの各シンボルの２倍を超える必要があることを意味する。また、参考のため、時間領域（１６，１，ＢＰＳＫ）とＢＰＳＫについてもシミュレーションを行った。
【0158】
シミュレーションでは、模擬信号源と局部発振器源における白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）、周波数オフセット、位相雑音を（１７）式のように表した。
【0159】
【数18】
【0160】
ここで、ｘｐ（ｋ）は送信時のシンボル、ｎハット（ｋ）（（１７）式では「ｎ」の上にキャレットが付く。）はＡＷＧＮ成分、Δｆは信号と局部発振器の周波数オフセット、ΔＴはサンプリング時間、θハット（ｋ）（（１７）式では「θ」の上にキャレットが付く。）はレーザ光源によって付加される位相雑音成分である。
【0161】
また、シミュレーションでは、信号光源と局部発振器のスペクトル線幅が同じであると仮定し、各光源に由来する位相ノイズは、非特許文献９から取得した分散を持つゼロ平均ガウスノイズであるとした。具体的には（１８）式である。
【0162】
【数19】
【0163】
図２６は、信号対雑音比（ＳＮＲ：横軸）の関数としてのＢＥＲ（縦軸）のシミュレーション結果を示す。ここでは、実験条件をできるだけ忠実にエミュレートするために、ローパスフィルタとして、ロールオフ率０．１のルートレイズドコサインフィルタを組み込んだ。
【0164】
シミュレーションでは、シンボルレートＨを２５ＧＢａｕｄ、周波数オフセットΔＡを１００ＭＨｚ、レーザースペクトラムライン幅Δνを１００ｋＨｚと仮定した。その結果、時間領域－ＩＭ方式による受信可能ＳＮＲの下限値の拡張が明らかになった。Ｎ＝８、Ｋ＝４の変調パラメータ、すなわち時間領域（８，４，ＢＰＳＫ）では、データレートはＢＰＳＫより２５％高いが、ＳＮＲの下界はＢＰＳＫより０．２ｄＢ悪い。時間領域（８，３，ＢＰＳＫ）では、ＳＮＲの下限が１．０ｄＢ低下しているが、回線レートはＢＰＳＫと同じである。時間領域（８，２，ＢＰＳＫ）の場合、ＳＮＲの下限値は２．５ｄＢと大幅に低下し、回線速度は１ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌから６／８ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌに低下している。
【0165】
この値は、４／８ビット／シンボル・ライン・レートを実現する時間領域（８，１，ＢＰＳＫ）では６．５ｄＢに、５／１６ビット／シンボル・ライン・レートを実現する時間領域（１６，１，ＢＰＳＫ）では８．５ｄＢに拡張される。時間領域（８，１，ＢＰＳＫ）と比較して、時間領域（１６，１，ＢＰＳＫ）ではＳＮＲの下限値の拡張は２．０ｄＢに過ぎない。
【0166】
このように、時間領域（Ｎ，Ｋ，ＢＰＳＫ）方式は、従来のＢＰＳＫ方式で実現される基本的なラインレートからラインレートを下げることができるため、エネルギー効率の高い運用を実現することができる。これらの拡張は、時間領域（Ｎ，Ｋ，ＢＰＳＫ）光信号の高いピークパワーに由来する。これらの高いピークパワーは、従来のＢＰＳＫ光信号の低ＳＮＲ領域で現れるサイクルスリップの低減にも寄与している。
【0167】
また、これらの拡張は、Ｉｎｄｅｘ－ｃｈに内部ＦＥＣを適用することなく達成されていることに注意することが重要である。時間領域（Ｎ、Ｋ、ＢＰＳＫ）システムは、低電力動作中に、フィードフォワード誤り訂正を伴う反復周波数または位相回復技術のような重い回路実装要件を必要としない。
【0168】
＜伝送実験＞
図９の復調部６を作製した。ここでボーレートとは、活性化パターンを形成しＡＰＭビットデータを伝えない「ヌルシンボル」を含むシンボルレートを示す。疑似ランダム列ＰＲＢＳ（２７－１）のデータストリームを生成し、Ｉｎｄｅｘ－ｃｈとＡＰＭ－ｃｈにデマルチプレクスした。この実験では、データストリームは４ビットごとに分離された。分離されたデータは、Ｉｎｄｅｘ－ｃｈでは３ビット、ＡＰＭ－ｃｈでは１ビットのデータ部分にデマルチプレクスされた。
図９の復調部６を作製した。ここでボーレートとは、活性化パターンを形成しＡＰＭビットデータを伝えない「ヌルシンボル」を含むシンボルレートを示す。疑似ランダム列ＰＲＢＳ（２７－１）のデータストリームを生成し、Ｉｎｄｅｘ－ｃｈとＡＰＭ－ｃｈにデマルチプレクスした。この実験では、データストリームは４ビットごとに分離された。分離されたデータは、Ｉｎｄｅｘ－ｃｈでは３ビット、ＡＰＭ－ｃｈでは１ビットのデータ部分にデマルチプレクスされた。
【0169】
Ｉｎｄｅｘ－ｃｈの３ビットデータ部の最初の部分は（０１００００００）のような８シンボル時間スロット長の活性化パターンにマッピングされた。一方、ＡＰＭ－ｃｈの１ビット部分の第２部分は（１）や（－１）のように差動プリコーディングされている。複素シンボルは、活性化パターンとプリコーディングされた複素シンボルを乗算するだけで生成される。実際の電気信号は、正負の出力ポートを持つ１ＣＨ任意波発生器を用いて生成された。
【0170】
偏波多重は、２シンボルのタイムスロット長を持つ遅延線によってエミュレートされた。これらの２つの電気信号は、偏波多重ＬｉＮｂＯ３ベースの光Ｉ／Ｑ変調器に入力された。ＡＤＣのアナログ帯域幅が限られているため、２．５ＧＢａｕｄという低いシンボルレートの条件を検討したためである。周波数ドリフトを低減するために外部共振器レーザ光源を採用し、そのスペクトル線幅は１０～１００ｋＨｚのオーダーであった。
【0171】
受信機は、光バンドパスフィルタ付き光プリアンプで構成されている。受信した光信号は－１７ｄＢｍに増幅され、偏波・位相ダイバーシティ受信機に入力される。光周波数ドリフトを最小限に抑えるため、外部共振器レーザ光源を局部発振器として採用した。
【0172】
レーザ光源の温度を制御することで、光信号からの周波数オフセットを約１５ＭＨｚに制御した。出力パワーは５ｄＢｍであった。偏波・位相ダイバーシティ受信機からの４つの出力信号は、アナログ帯域幅、急峻度、ストップバンド減衰がそれぞれ２．０ＧＨｚ、０．８５、６０ｄＢのローパスフィルターを用いて、５Ｇサンプル／秒で動作するＡＤＣによってサンプリングされた。したがって、ノイズ帯域幅は２．５Ｇｂａｕｄシンボル検出の理想条件のほぼ２倍となる。そのため、今回の実験では、分散補償器と偏波補償器の実装を省略した。しかし、従来の分散補償器を適用しても大きな問題はないと予想される。
【0173】
図２７は、２．５Ｇｂｐｓの時間領域（８，１，ＢＰＳＫ）光信号を偏波多重した場合の典型的なコンステレーション図である。図２７（ａ）に示す様に、コンステレーションはゼロ付近に現れ、非特許文献１０の順列変調で得られるものと同じである。順列変調とは異なり、ＴＤＳＣ－ＩＭ方式では、多段復号を使用することにより、光信号をセット分割方式で復号する。図２７（ｂ）に示すように、ゼロ点付近のコンスタレーションを除去し、搬送波周波数と位相を回復することに成功した。
【0174】
図２８（ａ）は、２．５ＧＢａｕｄ偏波多重時間領域（８，１，ＢＰＳＫ）光信号のＢＥＲを受信光パワーの関数として示している。測定は，シングルモードファイバを用いたバック・トゥ・バック伝送と２０ｋｍ伝送の両方で実施した．また、２．５ＧＢａｕｄ偏波多重ＢＰＳＫ光信号のバック・トゥ・バックＢＥＲを測定した。ビットエラーは、光信号パワーが－４７ｄＢｍ以下の領域で急峻に増加した。
【0175】
これは、実験セットのノイズ帯域幅を考慮すると、理論的なショットノイズ限界から２ｄＢのペナルティに相当する。ＢＥＲ＝１０－３が得られる受信光パワーは，２．５ＧｂａｕｄのＢＰＳＫ光信号を偏波多重した場合，－４９ｄＢｍであった。一方，２．５ＧＢａｕｄの偏波多重時間領域（８，１，ＢＰＳＫ）光信号では－５５ｄＢｍであることを確認した。
【0176】
このように、データ伝送レートをＢＰＳＫ光信号の半分に下げながら、受信感度が６ｄＢ向上することを確認した。この６ｄＢの受信感度向上は、時間領域（８，１，ＢＰＳＫ）でＳＮＲの下限を６．５ｄＢに拡張した図２６の結果と一致する。
【0177】
これはＥｂ／Ｎ０比の３ｄＢの改善に相当する。この利得は、情報データの伝送に活性化パターンを使用することに由来する。次に、Ｄｅｌａｙｅｄ ＢＰＳＫ受信機の性能評価を行った。この検出方式は、受信機の局部発振器の搬送波周波数と位相偏差を補正するためのＣＦＲモジュールとＣＰＲモジュールの複雑さを軽減できるからである。図２８（ｂ）は，２．５ＧＢａｕｄ偏波多重ＴＤＳＣ（８，１，ＤＢＰＳＫ）ＩＭとＤＢＰＳＫ光信号のＢＥＲを受信光パワーの関数として示している。
【0178】
ＤＢＰＳＫ光信号の感度はＢＰＳＫ光信号に比べて３ｄＢ近く劣化した。一方、時間領域（８，１，ＤＢＰＳＫ）光信号では劣化は見られなかった。これは、時間領域（８，１，ＤＢＰＳＫ）光信号のＩｎｄｅｘビットに起因するビットエラーが、ＡＰＭビットの検出方式を用いることで回避されていることを示している。この結果はまた、Ｉｎｄｅｘ－ｃｈとＡＰＭ－ｃｈの間に受信感度の最小値の差が存在することを示している。
【0179】
＜周波数オフセットに対する耐性＞
時間領域（８，１，ＢＰＳＫ）方式は、受信感度の点では優れた性能を実現しているが、キャリア周波数と局部発振器周波数の間の周波数オフセットに対しては本質的に弱い。これは、時間領域（Ｎ，Ｋ，ＢＰＳＫ）受信機が、活性化パターン信号の助けを借りて、Ｎ個のタイムスロット長のサブフレームごとに、既存のＫ個のタイムスロットから搬送波周波数と位相を回復しなければならないためである。これは時間間隔を増加させ、連続する２つの活性化光シンボル間の位相変化に対する耐性に直接影響する。
時間領域（８，１，ＢＰＳＫ）方式は、受信感度の点では優れた性能を実現しているが、キャリア周波数と局部発振器周波数の間の周波数オフセットに対しては本質的に弱い。これは、時間領域（Ｎ，Ｋ，ＢＰＳＫ）受信機が、活性化パターン信号の助けを借りて、Ｎ個のタイムスロット長のサブフレームごとに、既存のＫ個のタイムスロットから搬送波周波数と位相を回復しなければならないためである。これは時間間隔を増加させ、連続する２つの活性化光シンボル間の位相変化に対する耐性に直接影響する。
【0180】
図２９は，時間領域（８，１，ＢＰＳＫ）光信号とＢＰＳＫ光信号のＢＥＲを，シンボルレートで正規化した周波数オフセットの関数として実測とシミュレーションの両方で示している。横軸は規格化されたオフセット周波数であり、縦軸はエラーレートである。２．５ＧＢａｕｄの時間領域（８，１，ＢＰＳＫ）光信号の－５０ｄＢｍの周波数オフセットの上限はわずか１７ＭＨｚであるのに対し、２．５ＧＢａｕｄのＢＰＳＫ光信号の－４３ｄＢｍの周波数オフセットの上限は８００ＭＨｚに達することが確認された。活性化された光信号の最長時間間隔は１５シンボルタイムスロットに及ぶため，Ｔ時間領域（８，１，ＢＰＳＫ）光信号の上限はＢＰＳＫ光信号の１５分の１、約５３ＭＨｚになると予想された。しかし、この結果は、搬送波周波数と受信局部発振器の間の周波数オフセットの許容範囲が小さいことを示している。
【0181】
以上のように、２．５ＧＢａｕｄの偏波多重時間領域（８，１，ＢＰＳＫ）光信号を２０ｋｍのシングルモードファイバで復調することに成功した。データレートがＢＰＳＫ光信号の半分に低下したにもかかわらず、時間領域（８，１，ＢＰＳＫ）光信号の受信感度は６ｄＢ近く向上した。
【0182】
これは、Ｅｂ／Ｎ０比が３ｄＢ向上することを意味し、既存のシステムよりも伝送距離を２０ｋｍ以上拡大して接続性を提供できる。逆に、局部発振器の光パワーを低減することで、前置増幅器のないシステムにおける各光ネットワークユニット（ＯＮＵ）のエネルギー消費を削減することができる。これらの利点は、ＣＦＲモジュールに周波数弁別器を追加することで、復調器の周波数オフセットに対する耐性が低くなるという問題に対処するのに十分である。
【0183】
この制約があっても、時間領域（Ｎ，Ｋ，Ｍ－ＱＡＭ）方式は、フィードフォワード誤り訂正を用いた反復周波数・位相回復のようなさらなる重い回路実装要件に依存することなく、誤り訂正符号の冗長性や誤り訂正符号のための回路規模を強化することなく、搬送波位相回復の性能を向上させることができる。
【0184】
光アクセスネットワークにおける時間領域（Ｎ，Ｋ，ＭＱＡＭ）方式の主なユースケースは３つあると考えている。最初のユースケースでは、時間領域（Ｎ，Ｋ，Ｍ－ＱＡＭ）方式は、トラフィックが少ないリンクに適用される。リンクは省エネモードで運用することができる。第２のユースケースでは、時間領域（Ｎ，Ｋ，ＭＱＡＭ）方式は、帯域幅よりも経済的な接続を必要とするリモートユーザーに対応するために適用される。
【0185】
リンクは、より高い光ピークパワーを得るために、より高いエネルギーモードで運用される。時間領域（Ｎ，Ｋ，Ｍ－ＱＡＭ）方式は、従来のＭ－ＱＡＭ方式と共通のプラットフォームを開発することで、チャネル容量を適度に犠牲にしながら、この要求に対処できる可能性がある。これにより、遠隔の農村地域が直面しているディジタルデバイドの問題を解決できるかもしれない。また、これら２つの動作モードを自動的に組み合わせることで、従来の非対称ディジタル加入者線（ＡＤＳＬ）ベースの銅線アクセスサービスのように、光ファイバーアクセスリンクの状態に適応した弾力的なリンク容量サービスを開発する道が開けるかもしれない。
【0186】
時間領域（Ｎ，Ｋ，Ｍ－ＱＡＭ）方式は、時間領域（Ｎ，Ｋ，ＱＰＳＫ／８－ＰＳＫ）のようなデュアルモードインデックス変調方式をサポートできる高次のＭ－ＱＡＭベースのシステムにおいても、受信感度の改善に有益であると期待される。これらの方式は、８－ＰＳＫと同じチャネル容量を維持しながら、８－ＰＳＫと比較して受信感度を約１ｄＢ向上させることが期待される。
【産業上の利用可能性】
【0187】
本発明は、高度情報化社会に欠かせない社会インフラシステムとなっている光アクセスネットワークに適用される。従来の光アクセスネットワークにおいては、前記ＯＬＴと前記ＯＮＵの光損失バジェットは２９ｄＢとなっており、伝送可能距離２０ｋｍとなっている。これらの条件を満足できなくなると、通信回線の維持は不可能となり１０Ｇｂｉｔ／ｓの伝送レートが全断となる。
【0188】
本発明は、時間領域インデックス光変調方式を実現し、前記ＯＬＴと前記ＯＮＵの間の伝送路条件の変化に併せて、光シンボルを間引きすることで伝送レートを可変にすることが可能となる。つまり、伝送路条件が悪く光損失バジェット２９ｄＢを上回る条件下においても、追加の光損失バジェットが８ｄＢ程度まであれば、徐々に伝送レートを低減させることで通信回線の全断を避けることが可能となる。すなわち、前記ＯＬＴからより遠隔地に配備されたＯＮＵに対しても、伝送レートの低下があるものの通信回線の接続性を確保し、光アクセスネットワークサービスの提供エリアの拡大、ひいてはディジタルデバイドの解消に貢献できる。
【符号の説明】
【0189】
１ 光信号送信装置
２ 伝送経路
３ 光信号復調装置
６ 復調部
１０ インデックス復調工程部
１１ 振幅演算部
１２ フレームタイミング抽出部
１３ 遅延部
１４ ＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部
１６ レジスタ部
２０ シンボル復調工程部
２１ 遅延部
２２ 周波数オフセット補償部
２２１ 累乗演算部
２２２ サンプル＆ホールド部
２２４ サンプル＆ホールド部
２２５ サンプル＆ホールド部
２２３ 遅延部
２２６ 乗算部
２２７ 位相算出部
２２８ アンラップ部
２２９ セレクタ部
２２Ａ０ レジスタ部
２２Ａ２ 加算部
２２Ａ３ 遅延部
２２Ａ４ 指数演算部
２２Ａ６ 乗算部
２２Ａ５ 遅延部
２２Ａ７ 遅延部
２２Ａ８ サンプル＆ホールド部
２３ 位相補償部
２３１ 累乗演算部
２３２ 平均化部
２３３ 位相算出部
２３４ アンラップ部
２３５ 除算部
２３６ 指数演算部
２３８ 乗算部
２３７ 遅延部
２２Ｂ２ 複素オフセット補償量算出部
２４ 遅延部
２５ ＡＰＭＢｉｔデマップ部
２６ 遅延部
２７ レジスタ部
２８ 遅延部
２９ パラレル／シリアル変換部
２２１ａ 仮判定演算部
２３１ａ 仮判定演算部
２２ａ 周波数オフセット補償部
２３ａ 位相補償部
２２１１ 乗算部
２２１３ 乗算部
２２１２ 仮判定部
２３１１ 仮判定部
２３１２ 乗算部
２３ｂ 位相補償部
３０ 遅延部
２３１ａ 仮判定部
２３２ｂ 平均化部
２３４ アンラップ部
２３Ａ０ サンプル＆ホールド部
２３９ 遅延部
２３２１ 遅延部
２３２２ サンプル＆ホールド部
２３２３ 複素加算部
２３２４ 複素除算部
２３Ｂ１ 複素位相ズレ補償量算出部
２３ｃ 位相スリップ低減機能付位相補償部
２３０ 位相補償部
３１０ 位相スリップ補償部
３１２ 遅延差分部
３１１ 遅延部
３１３ スリップ判定部
３１４ サンプル＆ホールド部
３１５ 指数演算部
３１７ 乗算部
３１６ 遅延部
１４ｄ 軟判定ＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）機能付ＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部
１４ｄ 軟判定ＦＥＣ機能付ＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部
１４１ 軟判定部
１４２ 多元ＬＤＰＣ（Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ）符号復号部
ＲＸ 受信部
ＲＸａ 位相ダイバーシティー検波器
ＬＳ 光信号
Ｌｏ 局発光
ＡＰＣＳ アクティベーションパターン信号
ＤＥ（ＩＮＦ） 元情報ＩＮＦ復号情報
Δｆ（オフセット周波数Δｆ） 光周波数差
ＣＳ 複素ディジタル信号
ＤＥＩｄ インデックス復号符号
ＤＥＡＰ シンボル復号符号
ＴＩＮ 分岐部
ＰＣＳ シンボル強度
ＳＴＯＰ 先頭通知信号
Δω 光角周波数オフセット
Δθ 光位相差
ＣＣωθ 搬送波オフセット・位相成分
ＣＣω 搬送波オフセット成分
２２Ｂ１ 搬送波オフセット成分抽出部
φΔｆ 位相回転値
φΔｆ オフセットによる位相回転値
ΣφΔｆ オフセット累積値
ＣΣφΔｆ 複素オフセット補償量
ＣＳｆ オフセット補償信号
ＣＣθ 搬送波位相成分
Ａｖ（ＣＣθ） 平均値
Φθ 位相ズレ回転値
ＣΦθ 複素位相ズレ補償量
ＣＳｆθ オフセット＆位相補償信号
ＳＤＡＴ シリアルな符号列
ＣＳｎｐ 抑制複素ディジタル信号
ＴＣＳ－１ ｆθ 仮判定データ変調成分の逆数値
ＦＣＳｆθ 強化オフセット＆位相補償信号
２ 伝送経路
３ 光信号復調装置
６ 復調部
１０ インデックス復調工程部
１１ 振幅演算部
１２ フレームタイミング抽出部
１３ 遅延部
１４ ＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部
１６ レジスタ部
２０ シンボル復調工程部
２１ 遅延部
２２ 周波数オフセット補償部
２２１ 累乗演算部
２２２ サンプル＆ホールド部
２２４ サンプル＆ホールド部
２２５ サンプル＆ホールド部
２２３ 遅延部
２２６ 乗算部
２２７ 位相算出部
２２８ アンラップ部
２２９ セレクタ部
２２Ａ０ レジスタ部
２２Ａ２ 加算部
２２Ａ３ 遅延部
２２Ａ４ 指数演算部
２２Ａ６ 乗算部
２２Ａ５ 遅延部
２２Ａ７ 遅延部
２２Ａ８ サンプル＆ホールド部
２３ 位相補償部
２３１ 累乗演算部
２３２ 平均化部
２３３ 位相算出部
２３４ アンラップ部
２３５ 除算部
２３６ 指数演算部
２３８ 乗算部
２３７ 遅延部
２２Ｂ２ 複素オフセット補償量算出部
２４ 遅延部
２５ ＡＰＭＢｉｔデマップ部
２６ 遅延部
２７ レジスタ部
２８ 遅延部
２９ パラレル／シリアル変換部
２２１ａ 仮判定演算部
２３１ａ 仮判定演算部
２２ａ 周波数オフセット補償部
２３ａ 位相補償部
２２１１ 乗算部
２２１３ 乗算部
２２１２ 仮判定部
２３１１ 仮判定部
２３１２ 乗算部
２３ｂ 位相補償部
３０ 遅延部
２３１ａ 仮判定部
２３２ｂ 平均化部
２３４ アンラップ部
２３Ａ０ サンプル＆ホールド部
２３９ 遅延部
２３２１ 遅延部
２３２２ サンプル＆ホールド部
２３２３ 複素加算部
２３２４ 複素除算部
２３Ｂ１ 複素位相ズレ補償量算出部
２３ｃ 位相スリップ低減機能付位相補償部
２３０ 位相補償部
３１０ 位相スリップ補償部
３１２ 遅延差分部
３１１ 遅延部
３１３ スリップ判定部
３１４ サンプル＆ホールド部
３１５ 指数演算部
３１７ 乗算部
３１６ 遅延部
１４ｄ 軟判定ＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）機能付ＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部
１４ｄ 軟判定ＦＥＣ機能付ＩｎｄｅｘＢｉｔデマップ部
１４１ 軟判定部
１４２ 多元ＬＤＰＣ（Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ）符号復号部
ＲＸ 受信部
ＲＸａ 位相ダイバーシティー検波器
ＬＳ 光信号
Ｌｏ 局発光
ＡＰＣＳ アクティベーションパターン信号
ＤＥ（ＩＮＦ） 元情報ＩＮＦ復号情報
Δｆ（オフセット周波数Δｆ） 光周波数差
ＣＳ 複素ディジタル信号
ＤＥＩｄ インデックス復号符号
ＤＥＡＰ シンボル復号符号
ＴＩＮ 分岐部
ＰＣＳ シンボル強度
ＳＴＯＰ 先頭通知信号
Δω 光角周波数オフセット
Δθ 光位相差
ＣＣωθ 搬送波オフセット・位相成分
ＣＣω 搬送波オフセット成分
２２Ｂ１ 搬送波オフセット成分抽出部
φΔｆ 位相回転値
φΔｆ オフセットによる位相回転値
ΣφΔｆ オフセット累積値
ＣΣφΔｆ 複素オフセット補償量
ＣＳｆ オフセット補償信号
ＣＣθ 搬送波位相成分
Ａｖ（ＣＣθ） 平均値
Φθ 位相ズレ回転値
ＣΦθ 複素位相ズレ補償量
ＣＳｆθ オフセット＆位相補償信号
ＳＤＡＴ シリアルな符号列
ＣＳｎｐ 抑制複素ディジタル信号
ＴＣＳ－１ ｆθ 仮判定データ変調成分の逆数値
ＦＣＳｆθ 強化オフセット＆位相補償信号
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】
【図20】
【図21】
【図22】
【図23】
【図24】
【図25】
【図26】
【図27】
【図28】
【図29】
【図30】
【図31】
