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特開2024-102763ダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータの電力制御回路及び電力制御方法
(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024102763
(43)【公開日】2024-07-31
(54)【発明の名称】ダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータの電力制御回路及び電力制御方法
(51)【国際特許分類】
H02M 5/27 20060101AFI20240724BHJP
【ＦＩ】
H02M5/27 A
【審査請求】未請求
【請求項の数】8
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2023006876
(22)【出願日】2023-01-19
(71)【出願人】
【識別番号】504150450
【氏名又は名称】国立大学法人神戸大学
(74)【代理人】
【識別番号】110000822
【氏名又は名称】弁理士法人グローバル知財
(72)【発明者】
【氏名】三島 智和
(72)【発明者】
【氏名】董 貴義
(72)【発明者】
【氏名】大森 英樹
【テーマコード（参考）】
5H750
【Ｆターム（参考）】
5H750AA01
5H750BA01
5H750BA06
5H750CC07
5H750CC11
5H750DD02
(57)【要約】
【課題】固定周波数による高周波電力制御が可能で、負荷変動に対する広範囲なソフト転流を実現でき、負荷インピーダンスの大幅な変化に対しても安定した動作を実現し、シームレスな駆動モードの切り替えが可能で、多彩なモード割合調整が適用できる電力制御方法を提供する。
【解決手段】共振タンクと双方向スイッチから構成される誘導加熱の高周波電力変換回路における電力制御回路であって、入力電源の正半サイクルで双方向スイッチの一方が主スイッチ、他方が副スイッチで、負半サイクルで主スイッチと副スイッチの対応を入れ変え、副スイッチを常時オフする第１モードと、副スイッチを常時オンする第２モードの２つの動作パターンの割合を誘導加熱負荷に応じて調整し、双方向スイッチの駆動周波数を固定したまま、高周波出力電力をほぼ線形に制御する。
【選択図】図１
【解決手段】共振タンクと双方向スイッチから構成される誘導加熱の高周波電力変換回路における電力制御回路であって、入力電源の正半サイクルで双方向スイッチの一方が主スイッチ、他方が副スイッチで、負半サイクルで主スイッチと副スイッチの対応を入れ変え、副スイッチを常時オフする第１モードと、副スイッチを常時オンする第２モードの２つの動作パターンの割合を誘導加熱負荷に応じて調整し、双方向スイッチの駆動周波数を固定したまま、高周波出力電力をほぼ線形に制御する。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
共振タンクと双方向スイッチから構成される誘導加熱の高周波電力変換回路における電力制御回路であって、
入力電源の正半サイクルで前記双方向スイッチの一方が主スイッチ、他方が副スイッチで、負半サイクルで主スイッチと副スイッチの対応を入れ変え、副スイッチを常時オフする第１モードと、副スイッチを常時オンする第２モードの２つの動作パターンの割合を誘導加熱負荷に応じて調整し、前記双方向スイッチの駆動周波数を固定したまま、高周波出力電力をほぼ線形に制御することを特徴とするダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータの電力制御回路。
入力電源の正半サイクルで前記双方向スイッチの一方が主スイッチ、他方が副スイッチで、負半サイクルで主スイッチと副スイッチの対応を入れ変え、副スイッチを常時オフする第１モードと、副スイッチを常時オンする第２モードの２つの動作パターンの割合を誘導加熱負荷に応じて調整し、前記双方向スイッチの駆動周波数を固定したまま、高周波出力電力をほぼ線形に制御することを特徴とするダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータの電力制御回路。
【請求項2】
前記入力電源から得る電力と設定された電力指令値の偏差によるデューティ比に基づいてセレクタ信号を出力する追従制御部と、
前記双方向スイッチの電圧のゼロクロスのタイミングを判定し、前記タイミングから時間幅が一定の主スイッチ制御信号を生成する主スイッチ制御信号生成部と、
前記主スイッチ制御信号と前記入力電源電圧の極性に基づいて、前記双方向スイッチの前記第１及び第２モードの割合を調整してモード選択信号を出力するモード割合調整部と、
前記セレクタ信号と前記モード選択信号を入力して主回路における前記双方向スイッチのゲートを駆動するスイッチ駆動部、を備えることを特徴とする請求項１に記載のダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータの電力制御回路。
前記双方向スイッチの電圧のゼロクロスのタイミングを判定し、前記タイミングから時間幅が一定の主スイッチ制御信号を生成する主スイッチ制御信号生成部と、
前記主スイッチ制御信号と前記入力電源電圧の極性に基づいて、前記双方向スイッチの前記第１及び第２モードの割合を調整してモード選択信号を出力するモード割合調整部と、
前記セレクタ信号と前記モード選択信号を入力して主回路における前記双方向スイッチのゲートを駆動するスイッチ駆動部、を備えることを特徴とする請求項１に記載のダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータの電力制御回路。
【請求項3】
第１モードと第２モードの２つのモードの切り替わり時における前記双方向スイッチの副スイッチのゲート駆動信号に一定の遅延を与えるために、前記追従制御部が出力する前記セレクタ信号の後段に、前記双方向スイッチの主スイッチのターンオン及びターンオフのタイミングを遅延させる遅延回路を更に備えたことを特徴とする請求項２に記載のダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータの電力制御回路。
【請求項4】
前記追従制御部における前記デューティ比は、一定周期内の第１モードと第２モードを前記電力指令値に応じてその割合を連続的に調整することを特徴とする請求項２に記載のダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータの電力制御回路。
【請求項5】
第１モードでは、前記双方向スイッチの主スイッチのターンオフにより、前記共振タンクのキャパシタ電圧が上昇し、誘導加熱負荷のインダクタンスと共に共振し、主スイッチの電圧はゼロから上昇してゼロ電圧ターンオフとなり、前記双方向スイッチの電圧がピーク値に達した後に下降し負電圧へ反転し、前記負電圧は副スイッチの逆並列ダイオードに印加され、主スイッチの両端はゼロ電圧を保持する、
第２モードは、主スイッチのターンオフに合わせて副スイッチをオンし、前記共振タンクのキャパシタ電圧が上昇し、誘導加熱負荷のインダクタンスと共に共振し、主スイッチの電圧はゼロから上昇してゼロ電圧ターンオフとなり、前記双方向スイッチの電圧がピーク値に達した後に下降しゼロになると同時に副スイッチおよび主スイッチの逆並列ダイオードを経由して電流が逆流し、副スイッチは、主スイッチのオンタイミングに合わせオフする、
ことを特徴とする請求項１～４の何れかに記載のダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータの電力制御回路。
第２モードは、主スイッチのターンオフに合わせて副スイッチをオンし、前記共振タンクのキャパシタ電圧が上昇し、誘導加熱負荷のインダクタンスと共に共振し、主スイッチの電圧はゼロから上昇してゼロ電圧ターンオフとなり、前記双方向スイッチの電圧がピーク値に達した後に下降しゼロになると同時に副スイッチおよび主スイッチの逆並列ダイオードを経由して電流が逆流し、副スイッチは、主スイッチのオンタイミングに合わせオフする、
ことを特徴とする請求項１～４の何れかに記載のダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータの電力制御回路。
【請求項6】
前記電力制御回路の制御周期を２０ｋＨｚ以上に調整することにより、前記入力電源の電流における低周波の階段状脈動が低減されることを特徴とする請求項１～４の何れかに記載のダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータの電力制御回路。
【請求項7】
共振タンクと双方向スイッチから構成される誘導加熱の高周波電力変換回路における電力制御方法であって、
入力電源の正半サイクルで前記双方向スイッチの一方が主スイッチ、他方が副スイッチで、負半サイクルで主スイッチと副スイッチの対応を入れ変えるステップと、
前記双方向スイッチの駆動周波数を固定したままで、副スイッチを常時オフする第１モードと、副スイッチを常時オンする第２モードの２つの動作パターンの割合を誘導加熱負荷に応じて調整するステップ、を備え、高周波出力電力をほぼ線形に制御することを特徴とするダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータの電力制御方法。
入力電源の正半サイクルで前記双方向スイッチの一方が主スイッチ、他方が副スイッチで、負半サイクルで主スイッチと副スイッチの対応を入れ変えるステップと、
前記双方向スイッチの駆動周波数を固定したままで、副スイッチを常時オフする第１モードと、副スイッチを常時オンする第２モードの２つの動作パターンの割合を誘導加熱負荷に応じて調整するステップ、を備え、高周波出力電力をほぼ線形に制御することを特徴とするダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータの電力制御方法。
【請求項8】
前記入力電源から得る電力と設定された電力指令値の偏差によるデューティ比に基づいてセレクタ信号を出力する追従制御ステップと、
前記双方向スイッチの電圧のゼロクロスのタイミングを判定し、前記タイミングから時間幅が一定の主スイッチ制御信号を生成する主スイッチ制御信号生成ステップと、
前記主スイッチ制御信号と前記入力電源電圧の極性に基づいて、前記双方向スイッチの前記第１及び第２モードの割合を調整してモード選択信号を出力するモード割合調整ステップと、
前記セレクタ信号と前記モード選択信号を入力して主回路における前記双方向スイッチのゲートを駆動するスイッチ駆動ステップ、を備えることを特徴とする請求項７に記載のダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータの電力制御方法。
前記双方向スイッチの電圧のゼロクロスのタイミングを判定し、前記タイミングから時間幅が一定の主スイッチ制御信号を生成する主スイッチ制御信号生成ステップと、
前記主スイッチ制御信号と前記入力電源電圧の極性に基づいて、前記双方向スイッチの前記第１及び第２モードの割合を調整してモード選択信号を出力するモード割合調整ステップと、
前記セレクタ信号と前記モード選択信号を入力して主回路における前記双方向スイッチのゲートを駆動するスイッチ駆動ステップ、を備えることを特徴とする請求項７に記載のダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータの電力制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、商用電源から単相高周波交流を直接に生成できるダイレクト方式周波数変換回路（ダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータ）の電力制御に関するものである。
【背景技術】
【0002】
誘導加熱（ＩＨ；Induction Heating）システムは、多くの工業用、家庭用、および医療用アプリケーションで選択されている。高周波電力変換インバータは、整流回路により商用電源を一旦整流化して、それを直流パルス電力にし、インバータ回路によって高周波電流に変換している。高周波電力変換インバータは、通常、整流器ステージ、ブーストＰＦＣ（力率改善）ステージ、およびＤＣ／ＨＦＡＣ（直流／高周波交流）インバータで構成されており、これらの構成要素はＩＨシステムのコアコンポーネントである。一方で、パルス周波数変調（ＰＦＭ）を使用する電力変換デバイスの性能を簡素化し、さらに最適化するようにし、商用電源から単相高周波交流を直接生成可能なダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータが提案されている（特許文献１，非特許文献１を参照）。
【0003】
しかしながら、従来のダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータの場合、異なる周波数で動作する複数のＩＨデバイスの間には、動作周波数の偏差により可聴音ノイズ（干渉音）が発生しやすい。そのため、複数のＩＨデバイス間の干渉音を低減するように、周波数一定（固定周波数）で電力制御を行うことが必要とされている。また、パルス周波数変調（ＰＦＭ）による電力制御のため、家庭用ＩＨ調理器の場合においては、日本の電波法の制約により９０ｋＨｚがスイッチング周波数の上限とされ出力範囲に制限がある一方で、それ以外の金属加熱などの産業工業用ＩＨ機器では、９０ｋＨｚを超えるスイッチング周波数を適用可能で出力範囲に制限がない。さらに、高出力の場合、パワー半導体スイッチのソフト転流動作（ソフトスイッチング）が行えず、電力損失と電磁ノイズの増大を招いてしまうといった問題もある。加えて、負荷インピーダンスが大きく変動し、ソフトスイッチングの範囲から逸脱した場合に、回路動作が安定しないといった問題もある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0004】
【特許文献1】特開２０１７－１９９６２８号公報
【非特許文献】
【0005】
【非特許文献1】三島智和ら，"高周波誘導加熱応用三相-単相ダイレクトAC-ACコンバータの実証評価″，電気学会全国大会，4-056，2019．
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0006】
上述のとおり、従来技術の欠点として以下の４点が挙げられる。
１）パルス周波数変調（ＰＦＭ）による電力制御のため、複数のＩＨバーナを備えた調理器（複数のＩＨ負荷をもつ金属熱処理装置も含む）の場合には、動作周波数の差が要因となって可聴音ノイズ（干渉音）を発生する点。
２）同じくＰＦＭによる電力制御のため、負荷によっては電波法で定められた上限周波数を超えることができず、出力範囲に制限がある点。
３）出力によってはパワー半導体スイッチのソフトスイッチングが実現せず、電力損失と電磁ノイズの増大を招く点。
４）負荷インピーダンスが大きく変動し、ソフトスイッチングの範囲から逸脱すると回路動作が安定せず、出力停止をせざるを得ない点。
１）パルス周波数変調（ＰＦＭ）による電力制御のため、複数のＩＨバーナを備えた調理器（複数のＩＨ負荷をもつ金属熱処理装置も含む）の場合には、動作周波数の差が要因となって可聴音ノイズ（干渉音）を発生する点。
２）同じくＰＦＭによる電力制御のため、負荷によっては電波法で定められた上限周波数を超えることができず、出力範囲に制限がある点。
３）出力によってはパワー半導体スイッチのソフトスイッチングが実現せず、電力損失と電磁ノイズの増大を招く点。
４）負荷インピーダンスが大きく変動し、ソフトスイッチングの範囲から逸脱すると回路動作が安定せず、出力停止をせざるを得ない点。
【0007】
上記１）～４）に挙げられる従来技術の欠点を解決すべく、本発明は、固定周波数による高周波電力制御が可能で、負荷変動に対する広範囲なソフト転流を実現でき、負荷インピーダンスの大幅な変化に対しても安定した動作を実現し、シームレスな駆動モードの切り替えが可能で、多彩なモード割合調整が適用できる電力制御方法及び電力制御回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0008】
上記課題を解決すべく、本発明のダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータの電力制御方法は、共振タンクと双方向スイッチから構成される誘導加熱の高周波電力変換回路における電力制御回路であって、入力電源の正半サイクルで双方向スイッチの一方が主スイッチ、他方が副スイッチで、負半サイクルで主スイッチと副スイッチの対応を入れ変え、副スイッチを常時オフする第１モードと、副スイッチを常時オンする第２モードの２つの動作パターンの割合を誘導加熱負荷に応じて調整し、双方向スイッチの駆動周波数を固定したまま、高周波出力電力をほぼ線形に制御する。
【0009】
本発明のダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータの電力制御方法は、具体的には、次の１）～４）を備える。
１）入力電源から得る電力と設定された電力指令値の偏差によるデューティ比に基づいてセレクタ信号を出力する追従制御部と、２）双方向スイッチの電圧のゼロクロスのタイミングを判定し、タイミングから時間幅が一定の主スイッチ制御信号を生成する主スイッチ制御信号生成部と、３）主スイッチ制御信号と入力電源電圧の極性に基づいて、双方向スイッチの第１及び第２モードの割合を調整してモード選択信号を出力するモード割合調整部と、４）セレクタ信号とモード選択信号を入力して主回路における前記双方向スイッチのゲートを駆動するスイッチ駆動部。
１）入力電源から得る電力と設定された電力指令値の偏差によるデューティ比に基づいてセレクタ信号を出力する追従制御部と、２）双方向スイッチの電圧のゼロクロスのタイミングを判定し、タイミングから時間幅が一定の主スイッチ制御信号を生成する主スイッチ制御信号生成部と、３）主スイッチ制御信号と入力電源電圧の極性に基づいて、双方向スイッチの第１及び第２モードの割合を調整してモード選択信号を出力するモード割合調整部と、４）セレクタ信号とモード選択信号を入力して主回路における前記双方向スイッチのゲートを駆動するスイッチ駆動部。
【0010】
本発明の電力制御方法は、非接触・ワイヤレス給電や誘導加熱など高周波電力伝送システムにて適用するダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータの新規な電力制御方法である。電力制御回路を構成する双方向スイッチの駆動パターンを切り替えることにより、固定周波数ながら高周波電力を広範囲に調整できる。システム構成も比較的シンプルであり、高い実用性を有することから、単相の非接触式高周波エネルギー伝送装置への応用に好適である。また、負荷変動に対する優れた安定性、パワー半導体スイッチの低損失動作など、ロバスト性と高効率性に優れた高周波電力制御を可能とする。
【0011】
双方向スイッチが持つ２つの動作パターン、すなわち、高電力逆阻止モード（以下では「ＲＢモード」という）と、小中出力逆導通モード（以下では「ＲＣモード」という）とを、出力目標値（設定値）に応じて、その割合を連続的に調整する。すなわち、上記１）の追従制御部におけるデューティ比は、一定周期内のＲＢモードとＲＣモードを電力指令値に応じてその割合を連続的に調整する。ここで、電力指令値は予め設定するか、加熱対象が変わり出力インピーダンスが変わると指令値も変わる。いずれも動作周波数が一定（固定周波数動作）である。
また、本発明において、ＲＢモードとＲＣモードの２つのモードの切り替わり時における双方向スイッチの副スイッチのゲート駆動信号に一定の遅延を与えるために、上記１）の追従制御部が出力するセレクタ信号の後段に、双方向スイッチの主スイッチのターンオン及びターンオフのタイミングを遅延させる遅延回路を設けることが好ましい。双方向スイッチの副スイッチが蓄えるサージ電流を回避するためである。
また、本発明において、ＲＢモードとＲＣモードの２つのモードの切り替わり時における双方向スイッチの副スイッチのゲート駆動信号に一定の遅延を与えるために、上記１）の追従制御部が出力するセレクタ信号の後段に、双方向スイッチの主スイッチのターンオン及びターンオフのタイミングを遅延させる遅延回路を設けることが好ましい。双方向スイッチの副スイッチが蓄えるサージ電流を回避するためである。
【0012】
このとき、ＲＢモードとＲＣモードは、それぞれにゼロ電圧ソフトスイッチングを達成することから、常時パワー半導体デバイスの低損失および低電磁ノイズの特性を実現できる。
具体的には、ＲＢモードでは、双方向スイッチの主スイッチのターンオフにより、共振タンクのキャパシタ電圧が上昇し、誘導加熱負荷のインダクタンスと共に共振し、主スイッチの電圧はゼロから上昇してゼロ電圧ターンオフとなる。そして、双方向スイッチの電圧がピーク値に達した後に下降し負電圧へ反転し、負電圧は副スイッチの逆並列ダイオードに印加され、主スイッチの両端はゼロ電圧を保持する。
一方、ＲＣモードは、主スイッチのターンオフに合わせて副スイッチをオンし、共振タンクのキャパシタ電圧が上昇し、誘導加熱負荷のインダクタンスと共に共振し、主スイッチの電圧はゼロから上昇してゼロ電圧ターンオフとなる。そして、双方向スイッチの電圧がピーク値に達した後に下降しゼロになると同時に副スイッチおよび主スイッチの逆並列ダイオードを経由して電流が逆流し、副スイッチは、主スイッチのオンタイミングに合わせオフする。
なお、ＲＣモードにおいて、主スイッチと副スイッチのオン・オフを論理反転しても電力制御することは可能である。
具体的には、ＲＢモードでは、双方向スイッチの主スイッチのターンオフにより、共振タンクのキャパシタ電圧が上昇し、誘導加熱負荷のインダクタンスと共に共振し、主スイッチの電圧はゼロから上昇してゼロ電圧ターンオフとなる。そして、双方向スイッチの電圧がピーク値に達した後に下降し負電圧へ反転し、負電圧は副スイッチの逆並列ダイオードに印加され、主スイッチの両端はゼロ電圧を保持する。
一方、ＲＣモードは、主スイッチのターンオフに合わせて副スイッチをオンし、共振タンクのキャパシタ電圧が上昇し、誘導加熱負荷のインダクタンスと共に共振し、主スイッチの電圧はゼロから上昇してゼロ電圧ターンオフとなる。そして、双方向スイッチの電圧がピーク値に達した後に下降しゼロになると同時に副スイッチおよび主スイッチの逆並列ダイオードを経由して電流が逆流し、副スイッチは、主スイッチのオンタイミングに合わせオフする。
なお、ＲＣモードにおいて、主スイッチと副スイッチのオン・オフを論理反転しても電力制御することは可能である。
【0013】
負荷インピーダンスが大きく逸脱する場合であっても、動作周波数がより高いＲＣモードへ切り替えることにより、回路停止させることなく安定して連続運転が可能である。ＲＢ／ＲＣモードの割合調整法については、１）バーストモード、２）デルタシグマ変調などがある。なお、より電磁ノイズを低減する方法としては、スペクトル拡散方式を組み入れることも可能である。
本発明において、電力制御回路の制御周期（（制御周波数）を２０ｋＨｚ以上に調整することにより、入力電源の電流における低周波の階段状脈動を低減することが可能である。制御周期が可聴音域の上限周波数である２０ｋＨｚ以上で設定される。この場合、固定周波数は２００ｋＨｚに設定されることになる。
本発明において、電力制御回路の制御周期（（制御周波数）を２０ｋＨｚ以上に調整することにより、入力電源の電流における低周波の階段状脈動を低減することが可能である。制御周期が可聴音域の上限周波数である２０ｋＨｚ以上で設定される。この場合、固定周波数は２００ｋＨｚに設定されることになる。
【0014】
次に、本発明のダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータの電力制御方法について説明する。
ダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータの電力制御方法は、共振タンクと双方向スイッチから構成される誘導加熱の高周波電力変換回路における電力制御方法であって、入力電源の正半サイクルで双方向スイッチの一方が主スイッチ、他方が副スイッチで、負半サイクルで主スイッチと副スイッチの対応を入れ変えるステップと、双方向スイッチの駆動周波数を固定したままで、副スイッチを常時オフする第１モードと、副スイッチを常時オンする第２モードの２つの動作パターンの割合を誘導加熱負荷に応じて調整するステップを備える。これにより、高周波出力電力をほぼ線形に制御する。
具体的には、入力電源から得る電力と設定された電力指令値の偏差によるデューティ比に基づいてセレクタ信号を出力する追従制御ステップと、双方向スイッチの電圧のゼロクロスのタイミングを判定し、タイミングから時間幅が一定の主スイッチ制御信号を生成する主スイッチ制御信号生成ステップと、主スイッチ制御信号と入力電源電圧の極性に基づいて、双方向スイッチの第１及び第２モードの割合を調整してモード選択信号を出力するモード割合調整ステップと、セレクタ信号とモード選択信号を入力して主回路における双方向スイッチのゲートを駆動するスイッチ駆動ステップを備える。
本発明のダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータの電力制御方法における第１モードと第２モードは、それぞれ上述のＲＢモードとＲＣモードに該当する。
ダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータの電力制御方法は、共振タンクと双方向スイッチから構成される誘導加熱の高周波電力変換回路における電力制御方法であって、入力電源の正半サイクルで双方向スイッチの一方が主スイッチ、他方が副スイッチで、負半サイクルで主スイッチと副スイッチの対応を入れ変えるステップと、双方向スイッチの駆動周波数を固定したままで、副スイッチを常時オフする第１モードと、副スイッチを常時オンする第２モードの２つの動作パターンの割合を誘導加熱負荷に応じて調整するステップを備える。これにより、高周波出力電力をほぼ線形に制御する。
具体的には、入力電源から得る電力と設定された電力指令値の偏差によるデューティ比に基づいてセレクタ信号を出力する追従制御ステップと、双方向スイッチの電圧のゼロクロスのタイミングを判定し、タイミングから時間幅が一定の主スイッチ制御信号を生成する主スイッチ制御信号生成ステップと、主スイッチ制御信号と入力電源電圧の極性に基づいて、双方向スイッチの第１及び第２モードの割合を調整してモード選択信号を出力するモード割合調整ステップと、セレクタ信号とモード選択信号を入力して主回路における双方向スイッチのゲートを駆動するスイッチ駆動ステップを備える。
本発明のダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータの電力制御方法における第１モードと第２モードは、それぞれ上述のＲＢモードとＲＣモードに該当する。
【発明の効果】
【0015】
本発明の電力制御方法または電力制御回路によれば、固定周波数による高周波電力制御が可能であるといった効果がある。
また、本発明の電力制御方法または電力制御回路によれば、負荷変動に対する広範囲なソフト転流を実現でき、負荷インピーダンスの大幅な変化に対しても安定した動作（優れたロバスト性）を実現するといった効果がある。
また、本発明の電力制御方法または電力制御回路によれば、負荷変動に対する広範囲なソフト転流を実現でき、負荷インピーダンスの大幅な変化に対しても安定した動作（優れたロバスト性）を実現するといった効果がある。
【0016】
さらに、本発明の電力制御方法または電力制御回路によれば、シームレスな駆動モードの切り替えが可能で、多彩なモード割合調整が適用可能であり、これにより高精度かつ電磁ノイズ強度を抑えた高周波電力制御を達成できるといった効果がある。
【図面の簡単な説明】
【0017】
【図1】ダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータシステムの主回路の一例
【図2】ダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータシステムの主回路と制御回路の機能ブロック図
【図3】ダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータシステムの主回路と制御回路の制御ブロック図
【図4】入力電源電圧・電流に対する高周波電圧・電流の波形
【図5】主回路のＲＢモードとＲＣモードを含めた回路状態遷移図
【図6】主回路の理論動作波形図
【図7】主スイッチおよび副スイッチのＺＶＳ達成状態での原理波形図
【図8】ＲＢ／ＲＣモードの切替時点における各ロジック波形および関連する回路波形図
【図9】Ｄフリップフロップの役割の説明図
【図10】２つの動作モードにおける電流有効値の差異の説明図
【図11】本発明の電力制御方法におけるパルスパターンの例
【図12】回路動作波形のシミュレーション結果
【図13】電源電圧および電流を含む商用周期での動作波形図
【図14】モード切り替え信号のデューティ比に対する電力特性図
【図15】無負荷時のＲＣモードのみの回路動作波形のシミュレーション結果
【図16】無負荷時のＲＣモードのみの電源電圧・電流を含む商用周期での動作波形図
【発明を実施するための形態】
【0018】
以下、本発明の実施形態の一例を、図面を参照しながら詳細に説明していく。なお、本発明の範囲は、以下の実施例や図示例に限定されるものではなく、幾多の変更及び変形が可能である。
【実施例0019】
本発明の第一の実施形態のダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータシステムの主回路と制御回路の構成を、それぞれ図１と図２に示す。主回路１は、図１に示すように、商用電源１ａに接続される共振タンク１ｂとパワーデバイス（パワー半導体）から成る双方向スイッチ１ｃで構成される。
図１における共振タンク１ｂは、変圧器モデルで示されており、変圧器の一次側がインダクタンスＬｐと共振キャパシタＣｒで表され、変圧器の二次側がインダクタンスＬｓと抵抗Ｒ０で表される。また、図１における双方向スイッチ１ｃは、例えば、ドレイン接続にて２直列にしたＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴのパワートランジスタで構成され、ゲートでドライブされる。各々のスイッチには並列にダイオードが接続されている。
図１における共振タンク１ｂは、変圧器モデルで示されており、変圧器の一次側がインダクタンスＬｐと共振キャパシタＣｒで表され、変圧器の二次側がインダクタンスＬｓと抵抗Ｒ０で表される。また、図１における双方向スイッチ１ｃは、例えば、ドレイン接続にて２直列にしたＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴのパワートランジスタで構成され、ゲートでドライブされる。各々のスイッチには並列にダイオードが接続されている。
【0020】
図２に示すように、ダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータシステムの主回路とその制御回路は、１組の双方向スイッチを用いた単相ダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータ、入力電圧センサ２、双方向スイッチ電圧センサ３、電流モニタ４、および、電力制御回路５から構成される。ここで、電力制御回路５は、商用電源１ａ側から得た電力と電力指令値の追従制御を行う追従制御部６と、モード割合調整部７と、スイッチ駆動部８と、主スイッチ制御信号生成部９から構成される。追従制御部６は、主回路の入力電源電圧（商用電源電圧）Ｖｉｎと主回路に流れる電流値ｉｉｎを入力電流センサ４から入力し、電力を電力指令値に追従させるように制御する。また、モード割合調整部７は、双方向スイッチ１ｃの両端の電圧Ｖｓｗを入力し、双方向スイッチの電圧状態を判定し、主回路の入力電源電圧Ｖｉｎの極性とから、副スイッチを常時オフする逆阻止（ＲＢ）モードと常時オンする逆導通（ＲＣ）モードの２種類のモード割合の調整を行う。また、スイッチ駆動部８は、追従制御部６の出力信号と、モード割合調整部７の出力信号とから駆動するスイッチ（Ｑ１、Ｑ２）を選択し、該当するスイッチのパワートランジスタのゲートを駆動する。スイッチ駆動部８を通じて、主スイッチＱ１及び副スイッチＱ２を高速にオン・オフ動作する。
【0021】
主スイッチ制御信号生成部９は、双方向スイッチ電圧センサ３で検出したスイッチ電圧Ｖｓｗのゼロクロス（正から負）のタイミングから、時間幅が一定のオン（ＯＮ）パルスを生成する。これが、主スイッチ制御信号ＳＷｍａｉｎになる。
【0022】
モード割合調整部７は、入力電源電圧Ｖｉｎの極性を表現するデジタル信号をＳＷｍａｉｎ信号と正理論積の計算を行い、ＲＢモードの２つの制御信号を生成し、正論理積の否定計算をしてＲＣモードの２つの制御信号を生成する。
同じ周波数で動作する２つのモードの出力電流の有効値に差が存在することから、セレクタ信号のデューティ比は、一定周期内のＲＣモードとＲＢモードを出力目標値（設定値）に応じてその割合を連続的に調整することができる。いずれも動作周波数が一定（固定周波数動作）である。
同じ周波数で動作する２つのモードの出力電流の有効値に差が存在することから、セレクタ信号のデューティ比は、一定周期内のＲＣモードとＲＢモードを出力目標値（設定値）に応じてその割合を連続的に調整することができる。いずれも動作周波数が一定（固定周波数動作）である。
【0023】
追従制御部６は、電流モニタ４で検出した入力電流Ｉｉｎと入力電圧Ｖｉｎを用いて、出力電力Ｐｏｕｔを算出し、設定電力Ｐｓｅｔとの偏差をＰＩ制御器（比例積分器）で計算することによりコントロールデューティ比を決定する。また、追従制御部６では、ＰＩ制御器からの信号を鋸波信号と比較することで、セレクタ信号を生成し出力する。
追従制御部６が出力するセレクタ信号（Ｓｅｌ）によって、スイッチ駆動部８のマルチプレクサを介して、モード割合調整部７の出力のＲＢモードの信号とＲＣモードの信号が選択され、スイッチ（Ｑ１、Ｑ２）のゲートを駆動してモードの切り替えが行われる。
追従制御部６が出力するセレクタ信号（Ｓｅｌ）によって、スイッチ駆動部８のマルチプレクサを介して、モード割合調整部７の出力のＲＢモードの信号とＲＣモードの信号が選択され、スイッチ（Ｑ１、Ｑ２）のゲートを駆動してモードの切り替えが行われる。
【0024】
図３に示すように、本発明のダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータには、単相商用電源とＩＨ負荷が接続される。ダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータは、２つのパワー半導体で構成される双方向スイッチ（Ｑ１、Ｑ２）を備え、双方向スイッチを介して接続されたＩＨ負荷には、並列にキャパシタＣｒが接続されており、スイッチオフ時にはワークコイルの自己インダクタンスおよび加熱負荷の等価インダクタクスを含むＩＨ負荷の等価インダクタンスと共振回路を形成する。ここでは、電源Ｖｉｎが正半サイクルではＱ１が主スイッチ、Ｑ２が副スイッチであり、負半サイクルではその対応が入れ変わる。主スイッチの高速動作により、入力Ｖｉｎからの交流電圧は、図４に示すようにＩＨ負荷に包絡線を含みながら高周波交流へと直接変換される。本発明のダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータには、副スイッチを常時オフするＲＢモードと常時オンするＲＣモードの２つの動作パターンが存在する。
【0025】
【0026】
ＲＢモードにおいては、主スイッチのターンオフによりキャパシタＣｒの電圧ＶＣｒが徐々に上昇し、ＩＨ負荷の等価インダクタンスＬｒと共に共振する。これより、主スイッチの電圧はＶＣｒと電源電圧Ｖｉｎが加算され、ゼロから徐々に上昇して、ＺＶＳターンオフを達成する。双方向スイッチ電圧ＶＳＷがピーク値に達した後、徐々に下降し、負電圧へ反転する。この負電圧は、副スイッチの逆並列ダイオードに印加されており、主スイッチの両端はゼロ電圧を保持する。故に、ゲート信号を印加すると主スイッチはゼロ電圧ターンオンを実現する。なお、このとき、スイッチには負荷電流が流れ込むが、前述のゼロ電圧ターンオンにより、スイッチング損失は発生しない。その後、電流が線形的に上昇する。
【0027】
＜ＲＢモード＞
（１－１）モード１：共振状態正半周
主スイッチを夕一ンオフすると、ＩＨコイルＬＰの電流はＩＨ負荷に並列に接続されたキャパシタＣｒに流れ込み、下記式１のようにＬＰＣｒの共振状態になる。
（１－１）モード１：共振状態正半周
主スイッチを夕一ンオフすると、ＩＨコイルＬＰの電流はＩＨ負荷に並列に接続されたキャパシタＣｒに流れ込み、下記式１のようにＬＰＣｒの共振状態になる。
【0028】
【数1】
【0029】
（１－２）モードＢ２：共振状態負半周（Ｑ１夕一ンオン前）
遮断期間における双方向スイッチＶｓｗが正方向に共振した後、ゼロ電圧クロスを経て負の励振を開始する。このとき、Ｖｓｗの全電圧は副スイッチに現れる。
遮断期間における双方向スイッチＶｓｗが正方向に共振した後、ゼロ電圧クロスを経て負の励振を開始する。このとき、Ｖｓｗの全電圧は副スイッチに現れる。
【0030】
（１－３）モードＢ３：共振状態負半周（Ｑ１夕一ンオン後）
時刻ｔ２にて主スイッチＳ１をオンすると、Ｑ１はＺＶＳターンオンを得る。この間、副スイッチＳ２がオフのままであり、双方向スイッチには電流が流れない。
時刻ｔ２にて主スイッチＳ１をオンすると、Ｑ１はＺＶＳターンオンを得る。この間、副スイッチＳ２がオフのままであり、双方向スイッチには電流が流れない。
【0031】
（１－４）モードＢ４：主スイッチの導通期間
スイッチＱ１の電圧Ｖｓｗの負極性の励振が終わった後、副スイッチに印加される電圧は反転し、Ｓ１－Ｄ２を経由して導通を始める。これよりＬＰにはＶｉｎが印加され、下記式２よりｉｓｗは直線的に上昇する。
スイッチＱ１の電圧Ｖｓｗの負極性の励振が終わった後、副スイッチに印加される電圧は反転し、Ｓ１－Ｄ２を経由して導通を始める。これよりＬＰにはＶｉｎが印加され、下記式２よりｉｓｗは直線的に上昇する。
【0032】
【数2】
【0033】
【数3】
【0034】
【数4】
【0035】
一方、ＲＣモードでは、主スイッチのターンオフに合わせて副スイッチをオンする。これより、キャパシタＣｒの電圧ＶＣｒが徐々に上昇し、ＩＨ負荷の等価インダクタンスＬｒともに共振する。その結果、主スイッチの電圧はＶＣｒと電源電圧Ｖｉｎが加算されゼロから徐々に上昇して、ＺＶＳターンオフを達成する。双方向スイッチ電圧ＶＳＷはピークに達した後、徐々に下降し、ゼロになると同時に副スイッチおよび主スイッチの逆並列ダイオードを経由して電流が逆流する。その間に、主スイッチのゲートを駆動すると、ゼロ電圧・ゼロ電流のターンオンが実現する。一方、副スイッチは、主スイッチのオンタイミングに合わせオフする。副スイッチは、ゼロ電圧オン、ゼロ電圧オフである。
【0036】
＜ＲＣモード＞
（２－１）モード１：共振区間
主スイッチＳ１を夕一ンオフすると、ＩＨコイルＬＰ電流はＩＨ負荷に並列に接続されたキャパシタＣｒに流れ込み、上記式１にあるようにＬＰ－Ｃｒでの共振を始める。
（２－１）モード１：共振区間
主スイッチＳ１を夕一ンオフすると、ＩＨコイルＬＰ電流はＩＨ負荷に並列に接続されたキャパシタＣｒに流れ込み、上記式１にあるようにＬＰ－Ｃｒでの共振を始める。
【0037】
（２－２）モードＣ２：夕一ンオン前
遮断期間において共振電圧Ｖｓｗが増大した後、再び零に達すると副スイッチが自動的に導通して、主スイッチの導通期間中は、ＩＨコイルＬＰに定電圧が印加されて、上記式２よりｉＳＷは直線的に増加する。
遮断期間において共振電圧Ｖｓｗが増大した後、再び零に達すると副スイッチが自動的に導通して、主スイッチの導通期間中は、ＩＨコイルＬＰに定電圧が印加されて、上記式２よりｉＳＷは直線的に増加する。
【0038】
（２－３）モードＣ３：夕一ンオン後
双方スイッチが導通する区間に主スイッチＳ１をオンすると、ＺＶＳターンオンを得る。
双方スイッチが導通する区間に主スイッチＳ１をオンすると、ＺＶＳターンオンを得る。
【0039】
（２－４）モードＣ４：電流ｉＳＷ正の期間
時刻ｔ３にて双方スイッチの導通電流が順方向に切り替わると、電源からパワー供給区間となり、回路動作は非共振区間へ戻りｉＳＷは直線的に上昇する。
時刻ｔ３にて双方スイッチの導通電流が順方向に切り替わると、電源からパワー供給区間となり、回路動作は非共振区間へ戻りｉＳＷは直線的に上昇する。
【0040】
主回路は、ＲＢモードとＲＣモードの２種類の動作パターンで動作するが、ＲＢモードでは、主スイッチの導通期間（モードＢ４）中はＬＰに商用電源電圧が印加され、Ｉｓｗはほぼ直線的に増加する。ターンオフすると共振タンクは共振状態（モード１、Ｂ２、Ｂ３）になる。遮断期間における共振電圧Ｖｓｗが正の共振状態（モード１）の弧を描いた後、零を通過の時点から、負に励振して再び零に達した時点までに主スイッチをターンオンすると共に、ゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）を達成する。
再び零に達した時点から、Ｉｓｗが最初の導通期間の状態に戻り、１周期の動作が完了する。ＲＣモードでは遮断期間（モード１）において共振電圧Ｖｓｗが増大した後、初めて零に達するとＩｓｗは負からほぼ直線的に増大する（モードＣ２、Ｃ３、Ｃ４）。ＺＶＳを達成するために、０Ａになる前に主スイッチをターンオンする。
再び零に達した時点から、Ｉｓｗが最初の導通期間の状態に戻り、１周期の動作が完了する。ＲＣモードでは遮断期間（モード１）において共振電圧Ｖｓｗが増大した後、初めて零に達するとＩｓｗは負からほぼ直線的に増大する（モードＣ２、Ｃ３、Ｃ４）。ＺＶＳを達成するために、０Ａになる前に主スイッチをターンオンする。
【0041】
＜ソフトスイッチングの条件＞
図７は、主スイッチおよび副スイッチのＺＶＳ達成状態での原理波形を示している。ＲＢモードでのＺＶＳ達成に要する必要条件は、ＶＳＷが負に励振する区間（モードＢ２、Ｂ３）に、副スイッチのオフ状態を維持することである。
一方、ＲＣモードでは遮断期間（モードＣ１）において共振電圧ＶＳＷが上昇後ゼロに達すればｉＳＷは負から線形的に上昇する（モードＣ２－Ｃ４）。この区間、主スイッチをターンオンするとＺＶＳが得られる。さらに、ｉＳＷの極性が負である期間（モードＣ２－Ｃ３）に、副スイッチをオンすることが前提となる。
図７は、主スイッチおよび副スイッチのＺＶＳ達成状態での原理波形を示している。ＲＢモードでのＺＶＳ達成に要する必要条件は、ＶＳＷが負に励振する区間（モードＢ２、Ｂ３）に、副スイッチのオフ状態を維持することである。
一方、ＲＣモードでは遮断期間（モードＣ１）において共振電圧ＶＳＷが上昇後ゼロに達すればｉＳＷは負から線形的に上昇する（モードＣ２－Ｃ４）。この区間、主スイッチをターンオンするとＺＶＳが得られる。さらに、ｉＳＷの極性が負である期間（モードＣ２－Ｃ３）に、副スイッチをオンすることが前提となる。
【0042】
＜モード切替タイミング＞
図８は、上述のＲＢ／ＲＣモードの切替時点における各制御ロジック波形および関連する回路波形を示している。ＲＢモードからＲＣモードへと切り替わる時に、副スイッチの駆動信号となる制御信号ＳＰＷＭに対して一定の遅延を与え、ＲＣモードの開始となる主スイッチのターンオンのタイミングを１クロック後のＳｅｌ（ＳＷｓｕｂ）にて与える。これにより、副スイッチの寄生容量に電荷が蓄積された状態でのターンオフすることによるサージ電流を回避する。また、ＲＣモードからＲＢモードへと切り替わるタイミングも同様に１クロック分遅延させ、副スイッチの順方向電流がゼロまで減少した後にオフするよう調整している。これにより、ターンオフ時のサージ電圧の発生を防いでいる。
図８は、上述のＲＢ／ＲＣモードの切替時点における各制御ロジック波形および関連する回路波形を示している。ＲＢモードからＲＣモードへと切り替わる時に、副スイッチの駆動信号となる制御信号ＳＰＷＭに対して一定の遅延を与え、ＲＣモードの開始となる主スイッチのターンオンのタイミングを１クロック後のＳｅｌ（ＳＷｓｕｂ）にて与える。これにより、副スイッチの寄生容量に電荷が蓄積された状態でのターンオフすることによるサージ電流を回避する。また、ＲＣモードからＲＢモードへと切り替わるタイミングも同様に１クロック分遅延させ、副スイッチの順方向電流がゼロまで減少した後にオフするよう調整している。これにより、ターンオフ時のサージ電圧の発生を防いでいる。
【0043】
以上の原理について、図９に示す１ビットの情報を記憶するＤフリップフロップ１５（Ｄ－ＦＦ）を用いて構成している。フリップフロップを用いたことで、汎用ロジック回路にて実現できる。
なお、Ｄフリップフロップ１５は、ＲＢモードとＲＣモードの切り替え時に、ＰＩ制御器の出力信号をそのままパルスパターンとして利用すれば、パワー半導体スイッチに電流が流れた状態でスイッチングを開始する。その結果、電流のサージ現象を引き起こすことになるため、これを防ぐために、制御ＰＷＭ信号から１パルス遅れのタイミングでスイッチングさせる。そして、制御ＰＷＭ信号を「Set period」分だけ遅らせて、直後のＳＷmainのハイレベルのタイミングでモードを切り替える。
なお、Ｄフリップフロップ１５は、ＲＢモードとＲＣモードの切り替え時に、ＰＩ制御器の出力信号をそのままパルスパターンとして利用すれば、パワー半導体スイッチに電流が流れた状態でスイッチングを開始する。その結果、電流のサージ現象を引き起こすことになるため、これを防ぐために、制御ＰＷＭ信号から１パルス遅れのタイミングでスイッチングさせる。そして、制御ＰＷＭ信号を「Set period」分だけ遅らせて、直後のＳＷmainのハイレベルのタイミングでモードを切り替える。
【0044】
＜高周波電力制御について＞
電力制御手段として、検出した入力電流ｉｉｎと入力電圧Ｖｉｎを使って、出力電力Ｐｏを算出し、設定電力Ｐｓｅｔとの偏差をＰＩ制御器１３で計算することでセレクタ信号のデューティ比Ｄｃを決定する。ＰＩ制御器１３からの信号を鋸波信号と比較し、セレクタ信号を生成する。さらに、マルチプレクサ（２４ａ，２４ｂ）に通してＲＢモードを表すＲＢ信号とＲＣモードを表すＲＣ信号とをＶｉｎの極性に応じて選択する。
これら２つの動作モードには、図１０に図示するように電流有効値に差異がある。この差異に基づき、モード切り替え信号のデューティ比Ｄｃ（ロジック信号Ｓｅｌのオン時比率）は一定の制御周期内（１／ｆｃ）のＲＣモードとＲＢモードを出力目標値（設定値）に応じてその割合を連続的に調整する。本電力制御方法におけるパルスパターンの例を図１１に示す。
電力制御手段として、検出した入力電流ｉｉｎと入力電圧Ｖｉｎを使って、出力電力Ｐｏを算出し、設定電力Ｐｓｅｔとの偏差をＰＩ制御器１３で計算することでセレクタ信号のデューティ比Ｄｃを決定する。ＰＩ制御器１３からの信号を鋸波信号と比較し、セレクタ信号を生成する。さらに、マルチプレクサ（２４ａ，２４ｂ）に通してＲＢモードを表すＲＢ信号とＲＣモードを表すＲＣ信号とをＶｉｎの極性に応じて選択する。
これら２つの動作モードには、図１０に図示するように電流有効値に差異がある。この差異に基づき、モード切り替え信号のデューティ比Ｄｃ（ロジック信号Ｓｅｌのオン時比率）は一定の制御周期内（１／ｆｃ）のＲＣモードとＲＢモードを出力目標値（設定値）に応じてその割合を連続的に調整する。本電力制御方法におけるパルスパターンの例を図１１に示す。
【0045】
＜シミュレーション結果について＞
本発明の電力制御回路および方法の有効性をシミュレーションにより検証する。回路パラメータ条件を下記表１に表す。
本発明の電力制御回路および方法の有効性をシミュレーションにより検証する。回路パラメータ条件を下記表１に表す。
【0046】
【表1】
【0047】
図１２は、定格６．５ｋＷ、動作周波数ｆｓ＝２００ｋＨｚ、モード切り替え周波数ｆｃを２０ｋＨｚに設定し、電源周波数６０Ｈｚの条件下での回路動作波形のシミュレーション結果を示している。この結果より、電源電圧の極性に応じて双方向スイッチ内の２つアクティブスイッチＱ１、Ｑ２の主従関係が効果的に入れ替わり、逆導通モード（ＲＣモード）と逆阻止モード（ＲＢモード）が、モード切り替え周波数（２０ｋＨｚ）に従い、達成されている。まずＲＢモードが２サイクル続いた後、３サイクル目からＲＣモードへとスムーズに移行している。主スイッチはソフトスイッチング（ＺＶＳ）を得ている。モードの切り替え時においても、ソフトスイッチングに達成できる。
【0048】
また、図１３は、電源電圧および電流を含む商用周期での動作波形を示している。電源のＰＦＣ（力率改善）を達成すると同時に、負荷電流および共振キャパシタ電圧の波形には電源と同期した低周波成分が包絡線に現れながら、高周波スイッチング周波数成分を含むことが確認できる。したがって、ＰＦＣを達成しつつダイレクト周波数変換が可能であることが分かる。
【0049】
図１４は、ＲＢモードとＲＣモードの２つの動作パターンの割合であるモード切り替え信号のデューティ比Ｄｃを０％から１００％まで変化させた場合の電力特性を示している。図１４のグラフによれば、出力電力とモード切り替え信号のデューティ比Ｄｃの間には近似的に線形性を有しており、制御器パラメータ設計も容易となり、比較的簡素な論理にて高周波電力制御が可能であることが分かる。
【0050】
本発明のダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータは、異常運転における回路のロバスト性も特徴の１つである。すなわち、無負荷および負荷短絡でも回路が正常かつ簡易的な制御で運転を継続できるかということである。ここでいう無負荷とは、理論上０％負荷に相当する。
本発明のダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータでは、無負荷の場合であっても、電力制御方法をＲＣモードのみに切り替えることにより、双方向スイッチのスイッチング周波数の調整・パルス幅変調（ＰＷＭ）などを行わずとも動作を維持することが可能である。ＲＣモードのみのため、スイッチ電流ｉｓｗが正／負で同程度流れる。入力電源から送った電力（正区間）が、そのまま入力電源へ帰っている電力（負区間）に相当する。
図１５は、無負荷時のＲＣモードのみの回路動作波形のシミュレーション結果を示し、また、図１６は、無負荷時のＲＣモードのみの電源電圧・電流を含む商用周期での動作波形図を示している。無負荷（負荷インピーダンス無限大）を検知することにより、ＲＣモード単独運転のみを選択して回路動作を維持できる。
なお、短絡については、元々、ワークコイルの自己インダクタンスを利用して大電流を抑制しているため、ロバスト性は確保されている。
本発明のダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータでは、無負荷の場合であっても、電力制御方法をＲＣモードのみに切り替えることにより、双方向スイッチのスイッチング周波数の調整・パルス幅変調（ＰＷＭ）などを行わずとも動作を維持することが可能である。ＲＣモードのみのため、スイッチ電流ｉｓｗが正／負で同程度流れる。入力電源から送った電力（正区間）が、そのまま入力電源へ帰っている電力（負区間）に相当する。
図１５は、無負荷時のＲＣモードのみの回路動作波形のシミュレーション結果を示し、また、図１６は、無負荷時のＲＣモードのみの電源電圧・電流を含む商用周期での動作波形図を示している。無負荷（負荷インピーダンス無限大）を検知することにより、ＲＣモード単独運転のみを選択して回路動作を維持できる。
なお、短絡については、元々、ワークコイルの自己インダクタンスを利用して大電流を抑制しているため、ロバスト性は確保されている。
【0051】
以上のとおり、高周波ＩＨ応用ダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータにおける固定周波数による高周波電力制御ができる電力制御方法と電力制御回路を示し、シミュレーションによりその有効性を示した。
【産業上の利用可能性】
【0052】
本発明は、家庭用高周波誘導加熱装置（例えば、ＩＨ流水加熱装置、ＩＨ電磁調理器など）、家庭用ＥＶ（Electric Vehicle）普通充電システム、産業工業用ＩＨ機器に有用である。
【符号の説明】
【0053】
１ ダイレクトＡＣ－ＡＣコンバータの主回路
１ａ 商用電源
１ｂ 共振タンク
１ｃ 双方向スイッチ
２ 入力電圧センサ
３ 双方向スイッチ電圧センサ
４ 電流モニタ
５ 電力制御回路
６ 追従制御部
７ モード割合調整部
８ スイッチ駆動部
９ 主スイッチ制御信号生成部
１３ ＰＩ制御器（比例積分器）
１５ Ｄフリップフロップ
２１ａ，２１ｂ 遅延回路
２４ａ，２４ｂ マルチプレクサ（選択回路）
２５ａ，２５ｂ ゲート駆動回路
１ａ 商用電源
１ｂ 共振タンク
１ｃ 双方向スイッチ
２ 入力電圧センサ
３ 双方向スイッチ電圧センサ
４ 電流モニタ
５ 電力制御回路
６ 追従制御部
７ モード割合調整部
８ スイッチ駆動部
９ 主スイッチ制御信号生成部
１３ ＰＩ制御器（比例積分器）
１５ Ｄフリップフロップ
２１ａ，２１ｂ 遅延回路
２４ａ，２４ｂ マルチプレクサ（選択回路）
２５ａ，２５ｂ ゲート駆動回路
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
