特開 2024-109439 電動機制御方法及び電動機制御装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024109439

(43)【公開日】2024-08-14

(54)【発明の名称】電動機制御方法及び電動機制御装置

(51)【国際特許分類】

   H02P 27/08 20060101AFI20240806BHJP

   H02P 21/05 20060101ALI20240806BHJP

【ＦＩ】

H02P27/08 ZHV

H02P21/05

【審査請求】未請求

【請求項の数】8

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2023014237

(22)【出願日】2023-02-01

(71)【出願人】

【識別番号】000003997

【氏名又は名称】日産自動車株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110002468

【氏名又は名称】弁理士法人後藤特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】川▲崎▼ 康平

(72)【発明者】

【氏名】正治 満博

【テーマコード（参考）】

5H505

【Ｆターム（参考）】

5H505AA16

5H505BB04

5H505CC04

5H505DD03

5H505DD08

5H505EE41

5H505EE51

5H505HA07

5H505HB01

5H505JJ03

5H505JJ04

5H505JJ17

5H505JJ24

5H505JJ25

5H505JJ28

5H505LL01

5H505LL22

5H505LL24

5H505LL41

5H505LL58

(57)【要約】

【課題】デッドタイムによる位相誤差をより確実に補償する。
【解決手段】
電源電圧Ｖ_ｄｃ及びモータ１０５への電圧指令値（Ｖ^＊ _{ａ－ｆｉｎ}，α^＊ _ｆｉｎ）に基づいて変調率Ｍを算出し、算出した変調率Ｍに基づいてモータ１０５の変調モードを非同期ＰＷＭ制御と同期ＰＷＭ制御との間で切り替えてモータ１０５を駆動する電動機制御方法を提供する。特に、この電動機制御方法では、変調率Ｍが所定の変調率閾値Ｍ_ｔｈ以上となる場合に、電圧指令値の位相成分α^＊ _ｆｉｎを所定の位相補償量α^＊ _ｅｒｒで補償し、補償後の電圧指令値に基づいてモータ１０５を駆動する。
【選択図】図６

【特許請求の範囲】

【請求項1】

電源電圧及び電動機への電圧指令値に基づいて変調率を算出し、算出した前記変調率に基づいて前記電動機の変調モードを非同期ＰＷＭ制御と同期ＰＷＭ制御との間で切り替える電動機制御方法であって、
前記変調率が所定の変調率閾値以上となる場合に、前記電圧指令値の位相成分を所定の位相補償量で補償し、
補償後の前記電圧指令値に基づいて前記電動機を制御する、
電動機制御方法。

【請求項2】

請求項１に記載の電動機制御方法であって、
前記変調率閾値を、
前記非同期ＰＷＭ制御から前記同期ＰＷＭ制御への切り替えを行う切り替え変調率よりも大きく、且つ前記同期ＰＷＭ制御中に前記電動機の電気角１周期あたりのパルス数が減少し始めるパルス減少変調率よりも小さく設定する、
電動機制御方法。

【請求項3】

請求項２に記載の電動機制御方法であって、
前記位相補償量を、前記変調率を変数とする補償値関数から演算し、
前記補償値関数は、
前記変調率が前記変調率閾値未満となる非補償領域において０をとり、
前記変調率が前記変調率閾値以上となる補償領域において前記変調率の変化に応じて連続的に変化する値をとる、
電動機制御方法。

【請求項4】

請求項３に記載の電動機制御方法であって、
前記補償領域は、前記変調率が前記変調率閾値以上で且つ前記パルス減少変調率未満となる第１領域と、前記変調率が前記パルス減少変調率以上となる第２領域と、を含み、
前記補償値関数は、
前記第１領域においては前記変調率の増加にともない連続的に増加する値をとり、
前記第２領域においては前記変調率の増加にともない連続的に減少する値をとる、
電動機制御方法。

【請求項5】

請求項３又は４に記載の電動機制御方法であって、
前記補償値関数を、
前記同期ＰＷＭ制御中の電圧位相誤差に影響を与える誤差相関パラメータに基づいて調節する、
電動機制御方法。

【請求項6】

請求項５に記載の電動機制御方法であって、
前記誤差相関パラメータは、
前記パルス数の最大値として設定される最大パルス数、前記電動機の回転数、前記電動機の力率、前記電動機を駆動するインバータのスイッチング素子に設定されるゲート抵抗、又は前記同期ＰＷＭ制御中に設定されるパルスパターンを含む、
電動機制御方法。

【請求項7】

請求項２に記載の電動機制御方法であって、
前記変調率が前記パルス減少変調率未満である場合には、前記電圧指令値を基本電圧指令値に定め、
前記変調率が前記パルス減少変調率以上である場合には、前記電圧指令値を補償電圧指令値に設定し、
前記補償電圧指令値は、前記基本電圧指令値の位相成分を前記位相補償量で補償することで得られる、
電動機制御方法。

【請求項8】

電源電圧及び電動機への電圧指令値に基づいて変調率を算出し、算出した前記変調率に基づいて前記電動機の変調モードを非同期ＰＷＭ制御と同期ＰＷＭ制御との間で切り替える電動機制御装置であって、
前記変調率が所定の変調率閾値以上となる場合に、前記電圧指令値の位相成分を所定の位相補償量で補償する補償部と、
補償後の前記電圧指令値に基づいて前記電動機を制御する制御部と、を有する、
電動機制御装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電動機制御方法及び電動機制御装置に関する。

【背景技術】

【0002】

特許文献１には、インバータを構成するスイッチング素子の保護のために実施するデッドタイムを設け、デッドタイムを設けたことによるトルク変動を防止するためのデッドタイム補償を行う電動機制御方法が開示されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】特開２０２０－１３７２３４号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

特許文献１のインバータの制御方法では、ＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り替えるときに変調率が変化する。そして、変調率の変化にしたがってパルス数を変化させ、パルス数が変化するタイミングでデッドタイムによる位相の補償を開始する。しかしながら、パルス数が変化していない領域で生じるデッドタイムによる位相誤差を補償できないという問題がある。

【0005】

したがって、本発明の目的は、デッドタイムによる位相誤差をより確実に補償し得る電動機制御方法及び電動機制御装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0006】

本発明のある態様によれば、電源電圧及び電動機への電圧指令値に基づいて変調率を算出し、算出した変調率に基づいて電動機の変調モードを非同期ＰＷＭ制御と同期ＰＷＭ制御との間で切り替える電動機制御方法が提供される。

【0007】

特に、この電動機制御方法では、変調率が所定の変調率閾値以上となる場合に、電圧指令値の位相成分を所定の位相補償量で補償し、補償後の電圧指令値に基づいて電動機を駆動する。

【発明の効果】

【0008】

本発明によれば、デッドタイムによる位相誤差をより確実に補償することができる。

【図面の簡単な説明】

【0009】

【図1】図１は、本発明の一実施形態による電動機制御装置の構成を説明するブロック図である。

【図2】図２は、トルク制御部の構成を説明するブロック図である。

【図3】図３は、電流ベクトル制御部の構成を説明するブロック図である。

【図4】図４は、電圧位相制御部の構成を説明するブロック図である。

【図5】図５は、ゲート抵抗選択部の構成を説明するブロック図である。

【図6】図６は、ＰＷＭ制御部の構成を説明するブロック図である。

【図7】図７は、同期ＰＷＭ制御部の構成を説明するブロック図である。

【図8】図８は、非同期ＰＷＭ制御及び同期ＰＷＭ制御におけるそれぞれの動作の概略を説明するタイミングチャートである。

【図9】図９は、補償値関数の例を示す図である。

【図10】図１０は、各誤差相関パラメータに応じた補償値関数の例を示す図である。

【図11】図１１は、本実施形態による電動機制御方法の各処理のフローチャートを示す。

【図12】図１２は、比較例の制御に制御結果を示すタイミングチャートである。

【図13】図１３は、実施例の制御に制御結果を示すタイミングチャートである。

【発明を実施するための形態】

【0010】

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。

【0011】

図１は、本実施形態による電動機制御方法を実行するための電動機制御装置１０の構成を説明するブロック図である。図１に示すように、電動機制御装置１０は、バッテリ１１３から供給される電力によってモータ１０５を駆動し、その動作状態を制御する。特に、電動機制御装置１０は、例えば、モータ１０５を走行駆動源として用いる電動車両またはハイブリッド車両等の車両に搭載される。

【0012】

バッテリ１１３は、モータ１０５及びその他車両等の各部に対する電力の供給源として機能するリチウムイオンバッテリ等の二次電池である。本実施形態においては、バッテリ１１３は直流電源である。また、本実施形態においては、バッテリ１１３が出力する電圧（以下、「電源電圧Ｖ_ｄｃ」とも称する）は、電圧センサ１１１によって検出される。

【0013】

モータ１０５は、例えば、ＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）型の三相同期型の電動機により構成される。特に、モータ１０５（より詳細にはモータ１０５のロータ）は、図示しない出力軸、ギア、及びドライブシャフト等の車両の駆動力伝達系を介して駆動輪に接続される。

【0014】

電動機制御装置１０は、主として、トルク制御部１０１、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御部１０２、ＲＤＩＣ１０７、ＡＢＺカウンター１０８、速度演算部１０９、及び座標変換部１１０を有する。

【0015】

トルク制御部１０１は、電源電圧Ｖ_ｄｃ、トルク指令値Ｔ^＊、モータ１０５の電気角速度ω_ｅ、ｄ軸電流ｉ_ｄ、及びｑ軸電流ｉ_ｑを入力として、モータ１０５に供給すべき電圧の指令値（ｄ軸電圧指令値ｖ^＊ _ｄ及びｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ）を演算する。そして、トルク制御部１０１は、演算したｄ軸電圧指令値ｖ^＊ _ｄ及びｑ軸電圧指令値ｖ^＊ _ｑをＰＷＭ制御部１０２に出力する。なお、トルク指令値Ｔ^＊は、モータ１０５に対する要求出力から定まるトルクの基本的な指令値である。また、モータ１０５に対する要求出力は、運転者による車両に対する操作（アクセルペダルへの操作）、又は所定の自動運転制御装置などの図示しない上位のコントローラの指令に基づく要求駆動力に応じて定められる。また、トルク指令値Ｔ^＊を、要求駆動力に応じて定まる基本指令値に対して駆動力伝達系に起因する振動を抑制するための公知の制振制御演算を施した値として定めても良い。トルク制御部１０１における処理の詳細は後述する。

【0016】

以下では記載の簡略化のため、適宜、ｄｑ軸座標系で表される各パラメータの成分を符号「ｘ」（ｘ＝ｄ又はｑ）により代表させて表記する。例えば、ｄ軸電流ｉ_ｄ及びｑ軸電流ｉ_ｑを包括して「ｄｑ軸電流ｉ_ｘ」などと記載する。

【0017】

ＰＷＭ制御部１０２は、電源電圧Ｖ_ｄｃ、ｄｑ軸電圧指令値ｖ^＊ _ｘ、ゲート抵抗選択信号、パルスパターン選択信号、及びモータ１０５の電気角θを入力として、インバータ１０３のスイッチング素子を駆動させるための駆動信号Ｄ^＊ _ｕｕ～Ｄ^＊ _ｗｌを生成する。そして、ＰＷＭ制御部１０２は、生成した駆動信号Ｄ^＊ _ｕｕ～Ｄ^＊ _ｗｌをインバータ１０３に出力する。なお、ＰＷＭ制御部１０２における処理の詳細は後述する。

【0018】

インバータ１０３は、複数の半導体スイッチング素子及びこれらスイッチング素子を駆動させる図示しない駆動回路を含む。特に、インバータ１０３は、駆動信号Ｄ^＊ _ｕｕ～Ｄ^＊ _ｗｌに応じて各スイッチング素子を駆動させる。これにより、電源電圧Ｖ_ｄｃが三相交流電圧（ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗ）に変換されて、モータ１０５に供給されることとなる。すなわち、モータ１０５は、所望のトルク指令値Ｔ^＊に応じた実トルクを出力するように駆動される。

【0019】

電流センサ１０４は、インバータ１０３が出力する三相交流電流（ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ）の各相成分を検出する複数の個別センサにより構成される。図１では、電流センサ１０４を、ｕ相電流ｉ_ｕ及びｖ相電流ｉ_ｖをそれぞれ検出する２つの個別センサにより構成した例を示している。この場合、残りのｗ相電流ｉ_ｗは、三相成分の総和が０であることを利用してｕ相電流ｉ_ｕ及びｖ相電流ｉ_ｖから定めることができる。なお、電流センサ１０４を、３つの相の全てに設けられた個別センサにより構成しても良い。そして、電流センサ１０４は、検出した各相の電流値を座標変換部１１０に出力する。

【0020】

レゾルバ１０６は、モータ１０５の回転子位置を検出する回転子位置検出器として機能する。特に、レゾルバ１０６は、ＲＤＩＣ（レゾルバ／デジタル変換回路）１０７との間で励磁/変調信号を送受信する。

【0021】

ＲＤＩＣ１０７は、励磁/変調信号に基づいてアップダウンカウンターパルスＡ，Ｂ及び原点信号パルスＺかなるＡＢＺ信号（モータ１０５のデジタル角度情報）を生成する。ＲＤＩＣ１０７は、生成したＡＢＺ信号をＡＢＺカウンター１０８に出力する。

【0022】

ＡＢＺカウンター１０８は、ＡＢＺ信号に基づき電気角θを演算する。そして、ＡＢＺカウンター１０８は、演算した電気角θをＰＷＭ制御部１０２、速度演算部１０９、及び座標変換部１１０に出力する。

【0023】

速度演算部１０９は、電気角θの時間当たりの変化量からモータ１０５の電気角速度ω_ｅを演算してトルク制御部１０１に出力する。

【0024】

座標変換部１１０は、電気角θを用いて以下の式（１）に基づき、電流センサ１０４で検出された三相交流電流（ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ）をｄｑ軸電流ｉ_ｘに変換する。

【0025】

【数1】

【0026】

すなわち、式（１）によりｄｑ軸座標系における電流検出値相当のｄｑ軸電流ｉ_ｘが定まる。そして、座標変換部１１０は、求めたｄｑ軸電流ｉ_ｘをトルク制御部１０１に出力する。

【0027】

なお、電動機制御装置１０は、中央演算装置（ＣＰＵ）、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）及び入出力インタフェース（Ｉ／Ｏインタフェース）を備え、上述した各構成を実行可能となるようにプログラムされたコンピュータにより実現される。また、電動機制御装置１０を、各処理を分散して実行する複数のコンピュータハードウェアにより構成することも可能である。

【0028】

次に、トルク制御部１０１及びＰＷＭ制御部１０２における処理の詳細をそれぞれ説明する。

【0029】

［I．トルク制御部］
図２は、トルク制御部１０１の構成を説明するブロック図である。トルク制御部１０１は、電流ベクトル制御部２０１と、電圧位相制御部２０２と、出力制御器２０３と、変調率演算部２０４と、制御切り替え判定部２０５と、ゲート抵抗選択部２０６と、パルスパターン選択部２０７と、を備えている。

【0030】

電流ベクトル制御部２０１は、トルク指令値Ｔ^＊、電気角速度ω_ｅ、電源電圧Ｖ_ｄｃ、及びｄｑ軸電流ｉ_ｘを入力として、電流ベクトル制御によりｄ軸電圧指令値ｖ^＊ _{ｄｉ－ｆｉｎ}及びｑ軸電圧指令値ｖ^＊ _{ｑｉ－ｆｉｎ}を演算する。電流ベクトル制御部２０１における処理の詳細は後述する。

【0031】

電圧位相制御部２０２は、トルク指令値Ｔ^＊、電気角速度ω_ｅ、電源電圧Ｖ_ｄｃ、ｄｑ軸電流ｉ_ｘ、及び変調率Ｍを入力として、電圧位相制御によりｄ軸電圧指令値ｖ^＊ _{ｄｖ－ｆｉｎ}及びｑ軸電圧指令値ｖ^＊ _{ｑｖ－ｆｉｎ}を演算する。電圧位相制御部２０２における処理の詳細は後述する。

【0032】

出力制御器２０３は、制御切り替え判定部２０５で生成されるモード選択信号Ｓ_ＭＯを入力として、電流ベクトル制御に基づくｄｑ軸電圧指令値ｖ_{ｘｉ－ｆｉｎ}及び電圧位相制御に基づくｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｘｖ－ ^＊ _ｆｉｎの何れか一方を最終的なｄｑ軸電圧指令値ｖ^＊ _ｘとして出力する。

【0033】

変調率演算部２０４は、電源電圧Ｖ_ｄｃ及びｄｑ軸電圧指令値ｖ^＊ _ｘを入力として、以下の式（２）に基づき変調率Ｍを演算し、電圧位相制御部２０２及び制御切り替え判定部２０５に出力する。

【0034】

【数2】

【0035】

制御切り替え判定部２０５は、変調率Ｍに基づき、実行すべき制御モード（電流ベクトル制御又は電圧位相制御）を規定するモード選択信号Ｓ_ＭＯを生成する。例えば、制御切り替え判定部２０５は、以下の表１に示すロジックによりモード選択信号Ｓ_ＭＯを生成する。

【0036】

【表1】

【0037】

ゲート抵抗選択部２０６は、トルク指令値Ｔ^＊、電気角速度ω_ｅ、及び電源電圧Ｖ_ｄｃに基づいて、ゲート抵抗選択信号を生成する。ゲート抵抗選択部２０６における処理の詳細は後述する。

【0038】

パルスパターン選択部２０７は、トルク指令値Ｔ^＊及び電気角速度ω_ｅに基づいて、以下の表２に示すロジックによりパルスパターン選択信号を生成する。

【0039】

【表2】

【0040】

以下、電流ベクトル制御部２０１、電圧位相制御部２０２、及びゲート抵抗選択部２０６のさらなる詳細について説明する。

【0041】

（ＩＩ－１．電流ベクトル制御部）
図３は、電流ベクトル制御部２０１の構成を説明するブロック図である。なお、図３においては、図面の簡略化のため、ｑ軸電圧指令値ｖ^＊ _{ｑｉ－ｆｉｎ}の演算に係る構成を一部省略する。しかしながら、省略した部分は、ｄ軸電圧指令値ｖ^＊ _{ｄｉ－ｆｉｎ}の演算に係る構成と同様である。

【0042】

図示のように、電流ベクトル制御部２０１は、干渉電圧演算部３０１、フィルタ部３０２、電流指令値演算部３０３、及び電圧指令値演算部３０４を有している。

【0043】

干渉電圧演算部３０１は、トルク指令値Ｔ^＊、電気角速度ω_ｅ、及び電源電圧Ｖ_ｄｃを入力として、予め準備されたルックアップ干渉電圧テーブルを参照し、ｄ軸干渉電圧ｖ^＊ _{ｄ－ｄｃｐｌ}及びｑ軸干渉電圧ｖ^＊ _{ｑ－ｄｃｐｌ}を求める。なお、ルックアップ干渉電圧テーブルの格納値は、予め実験又は解析により定められて所定の記憶領域に記憶される。

【0044】

フィルタ部３０２は、干渉電圧演算部３０１により求められたｄｑ軸干渉電圧ｖ^＊ _{ｘ－ｄｃｐｌ}に対して、以下の式（３）により定まるローパスフィルタを施すことで、ｄｑ軸非干渉化電圧ｖ_{ｘ－ｄｃｐｌ－ｆｉｔ}を求める。なお、以下の式（３）中の「τ」は、ｄｑ軸電流ｉ_ｘの規範応答時定数を表す。

【0045】

【数3】

【0046】

電流指令値演算部３０３は、トルク指令値Ｔ^＊、電気角速度ω_ｅ、及び電源電圧Ｖ_ｄｃを入力として、予め準備されたルックアップ電流テーブルを参照し、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊及びｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊を求める。なお、ルックアップ電流テーブルの格納値は、予め実験又は解析により定められて所定の記憶領域に記憶される。

【0047】

電圧指令値演算部３０４は、ｄｑ軸電流指令値ｉ_ｘ ^＊、ｄｑ軸非干渉化電圧ｖ_{ｘ－ｄｃｐｌ－ｆｉｔ}、及び検出値相当のｄｑ軸電流ｉ_ｘを入力として、以下の式（４）に基づいて、電流ベクトル制御のｄｑ軸電圧指令値ｖ^＊ _{ｘｉ－ｆｉｎ}を求める。

【0048】

【数4】

なお、式中の「ｋ_ｐｘ」は比例ゲイン、「ｋ_ｉｘ」は積分ゲインを意味する。また、式（４）で定まる「ｖ_{ｘｉ－ｐｉ}」は、干渉電圧成分を考慮しない場合の基本的なｄｑ軸制御電圧である。さらに、比例ゲインｋ_ｐｘ及び積分ゲインｋ_ｉｘは、例えば以下の式（５）により定める。

【0049】

【数5】

なお、式中の「Ｌ_ｘ」は各軸成分の自己インダクタンス、「Ｒ」は巻線抵抗、及び「τ」は、式（３）と同じｄｑ軸電流ｉ_ｘの規範応答時定数をそれぞれ表す。

【0050】

次に、電圧位相制御部２０２の構成について説明する。

【0051】

（ＩＩ－２．電圧位相制御部）
図４は、電圧位相制御部２０２の構成を説明するブロック図である。図示のように、電圧位相制御部２０２は、電流指令値演算部４０１、磁束演算部４０２、リミッタ４０３、電圧位相演算部４０４、フィルタ処理部４０５、トルク演算器４０６、電圧位相指令値演算部４０７、及びベクトル変換器４０８を有している。

【0052】

電流指令値演算部４０１は、トルク指令値Ｔ^＊、電気角速度ω_ｅ、及び電源電圧Ｖ_ｄｃを入力として、電流指令値演算部３０３で用いたものと同様のルックアップテーブルを参照し、ｄｑ軸電流指令値ｉ_ｘ ^＊を求める。

【0053】

磁束演算部４０２は、ｄｑ軸電流指令値ｉ_ｘ ^＊を入力して、予め準備されたルックアップ磁束テーブルを参照し、磁束ノルム値φ_{０_ｒｅｆ}を求める。なお、ルックアップ磁束テーブルの格納値は、予め実験又は解析により定められて所定の記憶領域に記憶される。そして、得られた磁束ノルム値φ_{０_ｒｅｆ}に対して電気角速度ω_ｅの絶対値を乗じて得られる暫定電圧ノルムＶ_ａ´がリミッタ４０３に出力される。

【0054】

リミッタ４０３は、以下の式（６）に基づいて、暫定電圧ノルムＶ_ａ´から電圧ノルム指令値Ｖ_ａ ^＊を求める。

【0055】

【数6】

【0056】

すなわち、電圧ノルム指令値Ｖ_ａ ^＊は、暫定電圧ノルムＶ_ａ´を、矩形波駆動に相当する電圧ノルムＶ_ａの基本波成分値（√６／π・Ｖ_ｄｃ）で制限した値として定まる。

【0057】

電圧位相演算部４０４は、電圧ノルム指令値Ｖ_ａ ^＊、電気角速度ω_ｅ、及びトルク指令値Ｔ^＊を入力として、予め準備されたルックアップ電圧位相テーブルを参照し、電圧位相α_ｆｆを求める。なお、ルックアップ電圧位相テーブルは、予め実験又は解析により定められ所定の記憶領域に記憶される。

【0058】

一方、フィルタ処理部４０５は、トルク指令値Ｔ^＊に対し、上述の時定数τを持つ一次ローパスフィルタを施してトルク参照値Ｔ_ｒｅｆを求める。すなわち、トルク参照値Ｔ_ｒｅｆは、トルク指令値Ｔ^＊により想定される規範トルク応答として定まる。

【0059】

トルク演算器４０６は、ｄｑ軸電流ｉ_ｘを入力として、予め準備されたルックアップトルクテーブルを参照して、トルク推定値Ｔ_ｅｓｔを求める。なお、ルックアップトルクテーブルは、予め実験又は解析により定められ所定の記憶領域に記憶される。

【0060】

電圧位相指令値演算部４０７は、電圧位相α_ｆｆ、トルク推定値Ｔ_ｅｓｔ、及びトルク参照値Ｔ_ｒｅｆを入力として、以下の式（７）に基づき電圧位相補償値α_ｆｂを演算する。

【0061】

【数7】

【0062】

なお、式（７）中のゲインｋ_２は、電圧位相制御におけるトルクフィードバック応答時定数の設計値の逆数と一致するように定められる。また、ゲインｋ_３は、トルクに対する電圧位相αの感度を示唆する定数である。特に、ゲインｋ_３は、モータ１０５の特性に応じて適宜定まる。

【0063】

さらに、電圧位相指令値演算部４０７は、電圧位相演算部４０４で演算された電圧位相α_ｆｆと電圧位相補償値α_ｆｂの和を電圧位相指令値α^＊として演算し、出力する。

【0064】

ベクトル変換器４０８は、電圧ノルム指令値Ｖ_ａ ^＊及び電圧位相指令値α^＊を入力として、以下の式（８）に基づいて、電流位相制御のｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｘｖ－ ^＊ _ｆｉｎを求める。

【0065】

【数8】

【0066】

次に、ゲート抵抗選択部２０６の構成について説明する。

【0067】

（ＩＩ－３．ゲート抵抗選択部）
図５は、ゲート抵抗選択部２０６の構成を説明するブロック図である。図示のように、ゲート抵抗選択部２０６は、損失推定部５０１、スイッチング素子温度推定部５０２、及びゲート抵抗選択信号生成部５０３を有している。

【0068】

損失推定部５０１は、トルク指令値Ｔ^＊、電気角速度ω_ｅ、及び電源電圧Ｖ_ｄｃを入力として、予め準備された損失推定テーブルを参照して、推定損失Ｌｏｓｓ_ｅｓｔを演算する。なお、損失推定テーブルは、予め実験又は解析により定められ所定の記憶領域に記憶される。

【0069】

スイッチング素子温度推定部５０２は、推定損失Ｌｏｓｓ_ｅｓｔを入力として、以下の式（９）に基づき、スイッチング素子の温度推定値である推定素子温度Ｔｅｍｐ_ｅｓｔを演算する。

【0070】

【数9】

【0071】

なお、式（９）中の「Ｒ_ｔｈ」は熱抵抗、及び「Ｔｅｍｐ_ｂａｓｅ」は雰囲気温度をそれぞれ表す。

【0072】

ゲート抵抗選択信号生成部５０３は、推定素子温度Ｔｅｍｐ_ｅｓｔを入力として、以下の表３に示すロジックによりゲート抵抗選択信号を生成する。

【0073】

【表3】

【0074】

すなわち、ゲート抵抗選択信号生成部５０３は、推定素子温度Ｔｅｍｐ_ｅｓｔと２つの温度閾値Ｔｅｍｐ_ｔｈ，Ｔｅｍｐ_ｔｈ２（Ｔｅｍｐ_ｔｈ＞Ｔｅｍｐ_ｔｈ２）のそれぞれとの大小関係に応じて、ゲート抵抗Ｒｇを、２種類の抵抗値Ａ，Ｂ（Ａ＞Ｂ）の何れかに設定する。特に、概ね、推定素子温度Ｔｅｍｐ_ｅｓｔが温度閾値Ｔｅｍｐ_ｔｈを超えるとより高い抵抗値Ａが選択され、推定素子温度Ｔｅｍｐ_ｅｓｔが温度閾値Ｔｅｍｐ_ｔｈ２を下回るとより高い抵抗値Ｂが選択される。

【0075】

［II．ＰＷＭ制御部］
図６は、ＰＷＭ制御部１０２の構成を説明するブロック図である。図示のように、ＰＷＭ制御部１０２は、座標変換部６０１、非同期ＰＷＭ制御部６０２、非同期ＰＷＭ信号生成器６０３、ベクトル変換部６０４、同期ＰＷＭ制御部６０５、同期ＰＷＭ信号生成器６０６、変調切り替え判定部６０７、ＰＷＭ出力切り替え器６０８、電圧位相補償量算出器６０９、最終位相指令値算出部６１０を有している。

【0076】

座標変換部６０１は、電気角θを用いて、トルク制御部１０１から入力されるｄｑ軸電圧指令値ｖ^＊ _ｘに対して、以下の式（１０）に基づく座標変換を実行して三相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ，ｖ^＊ _ｖ，ｖ^＊ _ｗ）を求める。

【0077】

【数10】

【0078】

非同期ＰＷＭ制御部６０２は、電源電圧Ｖ_ｄｃ及び三相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ，ｖ^＊ _ｖ，ｖ^＊ _ｗ）を入力として、以下の式（１１）に基づき、三相のデューティ指令値（Ｄｕｔｙ_ｕ，Ｄｕｔｙ_ｖ，Ｄｕｔｙ_ｗ）を求める。

【0079】

【数11】

【0080】

非同期ＰＷＭ信号生成器６０３は、デューティ指令値（Ｄｕｔｙ_ｕ，Ｄｕｔｙ_ｖ，Ｄｕｔｙ_ｗ）を入力として、インバータ１０３の６つの素子（三相それぞれの上アーム素子及び下アーム素子）のそれぞれを駆動させる非同期駆動信号Ｄ^＊ _ｕｕａ～Ｄ^＊ _ｗｌａを生成する。より具体的に、非同期ＰＷＭ信号生成器６０３は、所定周波数のキャリア三角波（キャリア信号Ｃ_ｕ，Ｃ_ｖ，Ｃ_ｗ）と各相のデューティ指令値（Ｄｕｔｙ_ｕ，Ｄｕｔｙ_ｖ，Ｄｕｔｙ_ｗ）とのコンペアマッチにより非同期駆動信号Ｄ^＊ _ｕｕａ～Ｄ^＊ _ｗｌａを生成する。なお、非同期駆動信号Ｄ^＊ _ｕｕａ～Ｄ^＊ _ｗｌａの１番目の添字「ｕ」「ｖ」「ｗ」は、ＵＶＷの各相を表す。また、２番目の添字「ｕ」「ｌ」は、インバータ１０３の上アーム素子（「ｕ」）または下アーム素子（「ｌ」）を表す。３番目の添字「ａ」は、非同期ＰＷＭ信号であることを表す。

【0081】

一方、ベクトル変換部６０４は、ｄｑ軸電圧指令値ｖ^＊ _ｘを入力として、以下の式（１２）に基づき、最終電圧ノルム指令値Ｖ^＊ _{ａ－ｆｉｎ}及び暫定電圧位相指令値α^＊ _ｆｉｎを求める。

【0082】

【数12】

【0083】

同期ＰＷＭ制御部６０５は、最終電圧ノルム指令値Ｖ^＊ _{ａ－ｆｉｎ}及び電源電圧Ｖ_ｄｃを入力として、同期ＰＷＭ制御で用いるキャリア信号Ｃ_ｕｓ，Ｃ_ｖｓ，Ｃ_ｗｓと比較する比較値Ｔｈ［ｍ］（ｍ＝１，２，３・・・）を定める。

【0084】

図７は、同期ＰＷＭ制御部６０５の構成を説明するブロック図である。図示のように、同期ＰＷＭ制御部６０５は、最大パルス数設定部７０１、変調率算出部７０２、及び比較値演算部７０３を有している。

【0085】

最大パルス数設定部７０１は、モータ回転数Ｎを入力として、以下の表４に示すロジックにより最大パルス数Ｎ_Ｐｍを設定する。なお、本実施形態において、最大パルス数Ｎ_Ｐｍとは、電気角１周期あたりに発生するパルス数Ｎ_Ｐの最大値を意味する。

【0086】

【表4】

【0087】

変調率算出部７０２は、最終電圧ノルム指令値Ｖ^＊ _{ａ－ｆｉｎ}及び電源電圧Ｖ_ｄｃから、以下の式（１３）に基づいて変調率Ｍを算出する。

【0088】

【数13】

【0089】

比較値演算部７０３は、変調率Ｍを入力として予め準備された比較値テーブルを参照し、複数の比較値Ｔｈ［ｍ］を求める。なお、比較値テーブルには、変調率Ｍごとに高調波電流を抑制するように実験的又は所定の解析方法に基づく数値計算により予め求められる同期ＰＷＭパルスのＯＮ／ＯＦＦ位相が各比較値Ｔｈ［ｍ］として格納される。また、所定の解析方法として、例えば、スイッチング回数を調節して特定次数の高調波を消去する特定高調波消去法（「ＳＨＥ」：Selected Harmonic Elimination）が挙げられる。特に、本実施形態では、比較値テーブルに１０個の比較値Ｔｈ［１］，Ｔｈ［２］・・・Ｔｈ［１０］が格納されており、電気角１周期あたりで５パルスまでのパルス数Ｎ_Ｐに対応している。なお、比較値Ｔｈ［ｎ］の数は、例えば、所望の電気角１周期あたりのパルス数Ｎ_Ｐなどに応じて適宜調節することができる。また、比較値Ｔｈ［ｎ］の数を同一としつつ、各比較値Ｔｈ［ｎ］の大きさを適宜変更することで、電圧指令値に対して要求される電気角１周期あたりのデューティ比を維持しつつ、パルスの形状（パルスパターン）を調節することができる。

【0090】

図６に戻り、同期ＰＷＭ信号生成器６０６は、後述する最終電圧位相指令値α^＊ _ｆｉｎ２、比較値Ｔｈ［ｍ］、及び電気角θを入力として、同期駆動信号Ｄ^＊ _ｕｕｓ～Ｄ^＊ _ｗｌｓを生成する。特に、同期ＰＷＭ信号生成器６０６は、電気角θ及び最終電圧位相指令値α^＊ _ｆｉｎ２を合成することで生成したキャリア信号Ｃ_ｕｓ，Ｃ_ｖｓ，Ｃ_ｗｓと比較値Ｔｈ［ｍ］とのコンペアマッチにより同期駆動信号Ｄ^＊ _ｕｕｓ～Ｄ^＊ _ｗｌｓを生成する。なお、同期駆動信号Ｄ^＊ _ｕｕｓ～Ｄ^＊ _ｗｌｓの１番目の添字「ｕ」「ｖ」「ｗ」は、ＵＶＷの各相を表す。また、２番目の添字「ｕ」「ｌ」は、インバータ１０３の上アーム素子（「ｕ」）または下アーム素子（「ｌ」）を表す。３番目の添字「ｓ」は、同期ＰＷＭ信号であることを表す。

【0091】

例えば、同期ＰＷＭ信号生成器６０６は、以下の式（１４）に基づいて、ＵＶＷ各相のキャリア信号Ｃ_ｕｓ，Ｃ_ｖｓ，Ｃ_ｗｓを生成する。

【0092】

【数14】

【0093】

図８は、非同期ＰＷＭ制御及び同期ＰＷＭ制御におけるそれぞれの動作の概略を説明するタイミングチャートである。

【0094】

図８（Ａ）に示す非同期ＰＷＭ制御では、Ｕ相キャリア信号Ｃ_ｕの周波数を、モータ１０５の位置（電気角θ）及び駆動周波数に依らずに任意に設定することができる。その一方で、非同期ＰＷＭ信号におけるパルスの配置間隔は、制御周期Δｔに制限される。なお、非同期ＰＷＭ制御において、各制御演算の割り込み及びこれらの制御演算の結果に応じた各パラメータの更新が、制御周期Δｔごと（Ｕ相キャリア信号Ｃ_ｕの１／２周期ごと）に実行される。

【0095】

一方で、図８（Ｂ）に示す同期ＰＷＭ制御では、同期ＰＷＭ信号におけるパルスの配置間隔は、制御周期Δｔにほぼ依存せず、実質的に任意に調整可能である。このため、パルス数Ｎ_Ｐが制限される過変調領域及び矩形波領域でモータ１０５が駆動されるときには、電流の高調波やリプルを低減しやすいという利点がある。なお、同期ＰＷＭ制御においても非同期ＰＷＭ制御と同様に、各制御演算の割り込み及びこれらの制御演算の結果に応じた各パラメータの更新が、制御周期Δｔごと（キャリア信号Ｃ_ｕｓの１／２周期ごと）に実行される。

【0096】

なお、本実施形態では比較値Ｔｈ［１］～Ｔｈ［１０］は三相で共通であり、式（１４）のように、Ｕキャリア信号Ｃ_ｕｓに対してそれぞれ±２π/３オフセットしたＶ相キャリア信号Ｃ_ｖｓ及びＷ相キャリア信号Ｃ_ｗｓを生成することで、三相交流に対応した同期ＰＷＭ信号を生成している。

【0097】

図６に戻り、変調切り替え判定部６０７は、変調率Ｍを入力として、表１に示す変調モードの決定ロジックを参照して、同期ＰＷＭ制御及び非同期ＰＷＭ信号の何れか一方を実行すべき変調モードを選択する。そして、変調切り替え判定部６０７は、選択した変調モードの実行を指令するための変調モード指令信号Ｓ_ＭＯＤを生成する。

【0098】

ＰＷＭ出力切り替え器６０８は、変調モード指令信号Ｓ_ＭＯＤを入力として、非同期駆動信号Ｄ^＊ _ｕｕａ～Ｄ^＊ _ｗｌａ及び同期駆動信号Ｄ^＊ _ｕｕｓ～Ｄ^＊ _ｗｌｓの何れか一方を、スイッチング素子の駆動信号Ｄ^＊ _ｕｕ～Ｄ^＊ _ｗｌとしてインバータ１０３に出力する。

【0099】

そして、本実施形態のＰＷＭ制御部１０２は、さらに、ベクトル変換部６０４から出力される暫定電圧位相指令値α^＊ _ｆｉｎを補償するための電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒを演算する電圧位相補償量算出器６０９を有している。電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒは、同期ＰＷＭ制御時におけるデッドタイム（デッドタイムエラー）に起因する電圧位相誤差を補正するための値である。

【0100】

電圧位相補償量算出器６０９は、変調率Ｍ、最大パルス数Ｎ_Ｐｍ、トルク指令値Ｔ^＊、モータ回転数Ｎ、ゲート抵抗選択信号、及びパルスパターン選択信号を入力として、電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒを演算する。

【0101】

より具体的に、電圧位相補償量算出器６０９は、電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒを、変調率Ｍを変数とする補償値関数α^＊ _ｅｒｒ（Ｍ）から演算する。なお、補償値関数α^＊ _ｅｒｒ（Ｍ）は、変調率Ｍを入力として電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒを返すルックアップテーブルとして予め所定の記憶領域に記憶される。

【0102】

図９は、補償値関数α^＊ _ｅｒｒ（Ｍ）の一例を示す図である。図示のように、補償値関数α^＊ _ｅｒｒ（Ｍ）は、変調率Ｍが所定の変調率閾値Ｍ_ｔｈ未満となる非補償領域Ａ_ｎｃ（非同期ＰＷＭ制御中も含む）、且つ変調率Ｍが変調率閾値Ｍ_ｔｈ以上で且つパルス減少変調率Ｍ_ｐｄ未満となる補償領域Ａ_ｃにおいて変調率Ｍの変化に応じて連続的に変化する値をとる。

【0103】

ここで、変調率閾値Ｍ_ｔｈは、同期ＰＷＭ制御中においてデッドタイムエラーに起因する電圧位相誤差が実用的な制御精度を実現する観点から無視できない程度の大きさに到達する変調率Ｍの値として適宜定められる。また、パルス減少変調率Ｍ_ｐｄは、同期ＰＷＭ制御中においてパルス数Ｎ_Ｐが減少し始める変調率Ｍの値である。特に、本実施形態の変調率閾値Ｍ_ｔｈは、非同期ＰＷＭ制御から同期ＰＷＭ制御への切り替えを行うための切り替え変調率Ｍ_ｓｗ（表１の例ではＭ_ｓｗ＝１．００）よりも大きく、且つパルス数Ｎ_Ｐが減少し始めるパルス減少変調率Ｍ_ｐｄよりも小さく設定される。

【0104】

このように定められた補償値関数α^＊ _ｅｒｒ（Ｍ）を用いて電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒを演算することで、電圧位相誤差の抑制が求められる必要十分な変調率領域においてのみ補償を行うことができる。

【0105】

さらに、本実施形態の補償値関数α^＊ _ｅｒｒ（Ｍ）は、少なくとも、変調率閾値Ｍ_ｔｈを基点としてパルス減少変調率Ｍ_ｐｄに到達するまでの変調率領域において、変調率Ｍの増大に応じて増加するプロファイルをとるように規定されている。これにより、変調率Ｍの増加に伴いデッドタイムエラーに起因する電圧位相誤差も増大する特性を持つ領域では、当該特性に合わせて適切な電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒを求めることができる。

【0106】

一方で、補償値関数α^＊ _ｅｒｒ（Ｍ）は、パルス減少変調率Ｍ_ｐｄ以降の変調率領域において、電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒを変調率Ｍの増大に応じた減少するプロファイルをとるように規定されている。これにより、変調率Ｍが増加するほどパルス数Ｎ_Ｐが減少する（スイッチング回数が減少する）特性を持つ領域でも、当該特性に合わせて適切な電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒを求めることができる。

【0107】

さらに、本実施形態では、補償値関数α^＊ _ｅｒｒ（Ｍ）が、同期ＰＷＭ制御中の電圧位相誤差に影響を与える誤差相関パラメータに基づいて調節される。特に、本実施形態の誤差相関パラメータとしては、最大パルス数Ｎ_Ｐｍ、トルク指令値Ｔ^＊、モータ回転数Ｎ、ゲート抵抗選択信号（ゲート抵抗Ｒｇ）、及びパルスパターン選択信号（パルスパターン）が挙げられる。

【0108】

図１０は、各誤差相関パラメータに応じた補償値関数α^＊ _ｅｒｒ（Ｍ）の調節例を説明する図である。特に、図１０（Ａ）は最大パルス数Ｎ_Ｐｍに応じた補償値関数α^＊ _ｅｒｒ（Ｍ）、図１０（Ｂ）はモータ回転数Ｎに応じた補償値関数α^＊ _ｅｒｒ（Ｍ）、図１０（Ｃ）はモータ１０５の力率（トルク指令値Ｔ^＊）に応じた補償値関数α^＊ _ｅｒｒ（Ｍ）、図１０（Ｄ）はゲート抵抗Ｒｇに応じた補償値関数α^＊ _ｅｒｒ（Ｍ）、及び図１０（Ｅ）はパルスパターンに応じた補償値関数α^＊ _ｅｒｒ（Ｍ）をそれぞれ示す。

【0109】

図１０に示すように、各誤差相関パラメータに応じて、補償値関数α^＊ _ｅｒｒ（Ｍ）のプロファイル（関数形）を調節させることで、より現実の挙動に合わせて最適化された電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒを求めることができる。

【0110】

特に図１０（Ａ）に示すように、補償値関数α^＊ _ｅｒｒ（Ｍ）は、設定した最大パルス数Ｎ_Ｐｍが大きいほど同一の変調率Ｍに対してより大きい電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒを返すように調節されている。これにより、パルス数Ｎ_Ｐが大きいほど電圧位相誤差が大きくなる傾向を加味して適切に電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒを調節することができる。

【0111】

また、図１０（Ｂ）に示すように、補償値関数α^＊ _ｅｒｒ（Ｍ）は、モータ回転数Ｎが高いほど同一の変調率Ｍに対してより大きい電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒを返すように調節されている。これにより、モータ回転数Ｎが高いほど電圧位相誤差が大きくなる傾向を加味して適切に電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒを調節することができる。

【0112】

さらに、図１０（Ｃ）に示す例では、補償値関数α^＊ _ｅｒｒ（Ｍ）は、トルク指令値Ｔ^＊の高低に応じて適切な電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒを返すように調節されている。特に、この場合、補償値関数α^＊ _ｅｒｒ（Ｍ）は、トルク指令値Ｔ^＊が高いほどより低い変調率Ｍ（より小さい変調率閾値Ｍ_ｔｈ）で増加し始めるように調節されている。これにより、モータ１０５のトルク（力率）に応じて電圧位相誤差が異なる傾向を加味して適切に電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒを調節することができる。

【0113】

また、図１０（Ｄ）に示すように、補償値関数α^＊ _ｅｒｒ（Ｍ）は、ゲート抵抗が高いほど同一の変調率Ｍに対してより大きい電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒを返すように調節されている。これにより、ゲート抵抗が高いほど（スイッチングに要する時間が長いほど）電圧位相誤差が大きくなる傾向を加味して適切に電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒを調節することができる。

【0114】

さらに、図１０（Ｅ）に示す例では、補償値関数α^＊ _ｅｒｒ（Ｍ）は、パルスパターンの違いに応じて適切な電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒを返すように調節されている。これにより、設定されるパルスパターンに応じて電圧位相誤差が異なる傾向を加味して適切に電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒを調節することができる。

【0115】

図６に戻り、最終位相指令値算出部６１０は、暫定電圧位相指令値α^＊ _ｆｉｎに対し、電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒを用いた補償演算（加算又は減算）を行い、最終電圧位相指令値α^＊ _ｆｉｎ２を求めて出力する。

【0116】

なお、図１１には、上述したトルク制御部１０１及びＰＷＭ制御部１０２を含む電動機制御方法における各処理のフローチャートを示す。

【0117】

［制御結果］
以下では、上記実施形態の電動機制御方法（実施例）による制御結果を比較例のモータ制御方法による制御結果と比較しつつ説明する。なお、比較対象の明確化のため、実施例と比較例の間で共通する構成には同一の符号を付す。

【0118】

なお、比較例としては、同期ＰＷＭ制御中の電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒを、パルス数Ｎ_Ｐが減少を始めるタイミング以降に、当該パルス数Ｎ_Ｐが変化したことによる電圧位相誤差の変化分をキャンセルする制御を想定する。

【0119】

同期ＰＷＭ制御中は、変調率Ｍが一定値を超えると、変調率Ｍの上昇に伴いパルス数Ｎ_Ｐを減少させていく挙動が一般的である。ここで、比較例では、パルス数Ｎ_Ｐが減少を始めるタイミング以降に電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒが設定される。しかしながら、本発明者は、パルス数Ｎ_Ｐが減少を始めるタイミングよりも前であっても電圧位相誤差が生じる点に着目した。

【0120】

これに対して、図９又は図１０に示す補償値関数α^＊ _ｅｒｒ（Ｍ）では、変調率Ｍがパルス減少変調率Ｍ_ｐｄよりも小さい変調率閾値Ｍ_ｔｈ以上の変調率領域において、０よりも大きい値の電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒを規定している。このため、本実施形態の制御であれば、同期ＰＷＭ制御中において、パルス数Ｎ_Ｐが減少し始めるよりも前のタイミングから位相補償が実行される。このため、パルス数Ｎ_Ｐが減少するよりも前の電圧位相誤差の発生を抑制することができる。

【0121】

図１２は、比較例の制御に制御結果を示すタイミングチャートである。また、図１３は、実施例の制御に制御結果を示すタイミングチャートである。

【0122】

先ず、図１２に示すように、比較例の制御では、実変調率がパルス減少変調率Ｍ_ｐｄ（図ではＭ＝１．１）に到達するよりも前の時点（制御タイミングｔ３とｔ４の間）から電圧位相αに一定以上の誤差が生じ始め、過剰な外乱トルク（意図しないトルク変動）が生じている。これは、同期ＰＷＭ制御中においてパルス数Ｎ_Ｐが減少し始めるよりも前のタイミングにおいて、デッドタイムエラーに起因する大きさ電圧位相誤差が生じたことに依ると解される。

【0123】

これに対して、図１３に示すように、実施例の制御では、パルス数Ｎ_Ｐが減少し始めるよりも前のタイミングから電圧位相αの誤差が抑えられている。結果として、比較例と比べ、外乱トルクが低減してトルク変動が抑制されている。

【0124】

以上説明した本実施形態の電動機制御方法及びそれによる作用効果について説明する。

【0125】

本実施形態では、電源電圧Ｖ_ｄｃ、及び電動機（モータ１０５）への電圧指令値（（ｖ^＊ _ｄ，ｖ^＊ _ｑ）又は（Ｖ^＊ _{ａ－ｆｉｎ}，α^＊ _ｆｉｎ））に基づいて変調率Ｍを算出し、算出した変調率Ｍに基づいてモータ１０５の変調モードを非同期ＰＷＭ制御と同期ＰＷＭ制御との間で切り替える電動機制御方法が提供される。

【0126】

この電動機制御方法では、変調率Ｍが所定の変調率閾値Ｍ_ｔｈ以上である場合に、電圧指令値の位相成分（暫定電圧位相指令値α^＊ _ｆｉｎ）を所定の位相補償量（電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒ）で補償し、補償後の電圧指令値に基づいてモータ１０５を制御する。

【0127】

これにより、パルス数Ｎ_Ｐが変化しない変調率領域において、デッドタイムエラーに起因した電圧位相誤差に対する補償を行うことができ、当該電圧位相誤差に起因するトルク変動を抑制することができる。

【0128】

特に、変調率閾値Ｍ_ｔｈを、非同期ＰＷＭ制御から同期ＰＷＭ制御への切り替えを行う切り替え変調率Ｍ_ｓｗよりも大きく、且つ同期ＰＷＭ制御中にモータ１０５の電気１周期あたりのパルス数が減少し始めるパルス減少変調率Ｍ_ｐｄよりも小さく設定する。

【0129】

これにより、同期ＰＷＭ制御中にパルス数Ｎ_Ｐが減少し始めるタイミングよりも前から電圧位相誤差を補償するための具体的な演算ロジックが実現される。

【0130】

また、本実施形態では、電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒを、変調率Ｍを変数とする補償値関数α^＊ _ｅｒｒ（Ｍ）から演算する電動機制御方法が提供される。特に、この電動機制御方法では、補償値関数α^＊ _ｅｒｒ（Ｍ）は、変調率Ｍが変調率閾値Ｍ_ｔｈ未満となる非補償領域Ａ_ｎｃにおいては０をとり、変調率Ｍが変調率閾値以上となる補償領域Ａ_ｃにおいては変調率Ｍの変化に応じて連続的に変化する（図９参照）。

【0131】

これにより、電圧位相誤差の補償に対する要求が低い変調率領域（非同期ＰＷＭ制御中、又は同期ＰＷＭ制御中ではあるが電圧位相誤差が小さい領域）では実質的に補償を実行しない一方で、当該要求の高い変調率領域では変調率Ｍの変化に合わせて補償量を調節するための演算ロジックを実現することができる。

【0132】

さらに、本実施形態では、補償領域Ａ_ｃが、変調率Ｍが変調率閾値Ｍ_ｔｈ以上で且つパルス減少変調率Ｍ_ｐｄ未満となる第１領域Ａ_ｃ１と、変調率Ｍがパルス減少変調率Ｍ_ｐｄ以上となる第２領域Ａ_ｃ２と、を含む電動機制御方法が提供される。特に、この電動機制御方法では、補償値関数α^＊ _ｅｒｒ（Ｍ）が、第１領域Ａ_ｃ１においては変調率Ｍの増加にともない連続的に増加する値をとる一方、第２領域Ａ_ｃ２においては変調率Ｍの増加にともない連続的に減少する値をとる。

【0133】

これにより、パルス数Ｎ_Ｐが減少し始める前及び減少し始めた後のそれぞれの変調率Ｍに対する電圧位相誤差の特性を加味して補償量を調節するための演算ロジックを実現することができる。

【0134】

さらに、本実施形態では、補償値関数α^＊ _ｅｒｒ（Ｍ）を、同期ＰＷＭ制御中の電圧位相誤差に影響を与える誤差相関パラメータに基づいて調節する電動機制御方法が提供される。特に、誤差相関パラメータは、パルス数Ｎ_Ｐの最大値として設定される最大パルス数Ｎ_Ｐｍ、モータ１０５の回転数（モータ回転数Ｎ）、モータ１０５の力率（トルク指令値Ｔ^＊）、モータ１０５を駆動するインバータ１０３のスイッチング素子に設定されるゲート抵抗Ｒｇ、又は同期ＰＷＭ制御中に設定されるパルスパターンを含む。

【0135】

これにより、各誤差相関パラメータに応じた変調率Ｍの変化に対する電圧位相誤差の特性を加味した上で、より現実の挙動に合わせて最適化された電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒを求めることができる。

【0136】

さらに、本実施形態によれば、変調率Ｍがパルス減少変調率Ｍ_ｐｄ未満である場合には、電圧指令値を基本電圧指令値（Ｖ^＊ _{ａ－ｆｉｎ}，α^＊ _ｆｉｎ）に定める一方、変調率Ｍがパルス減少変調率Ｍ_ｐｄ以上である場合には、電圧指令値を補償電圧指令値（Ｖ^＊ _{ａ－ｆｉｎ}，α^＊ _ｆｉｎ２）に設定する電動機制御方法が提供される。特に、補償電圧指令値（Ｖ^＊ _{ａ－ｆｉｎ}，α^＊ _ｆｉｎ２）は、基本電圧指令値の位相成分（暫定電圧位相指令値α^＊ _ｆｉｎ）を電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒで補償することで得られる。

【0137】

これにより、電圧位相誤差の補償に対する要求が低い変調率領域（非同期ＰＷＭ制御中、又は同期ＰＷＭ制御中ではあるが電圧位相誤差が小さい領域）では実質的に補償を実行しない一方で、当該要求の高い変調率領域では変調率Ｍの変化に合わせて補償量を調節するための演算ロジックを実現することができる。

【0138】

特に、本実施形態の非同期ＰＷＭ制御（図８（Ａ）参照）では、各キャリア信号Ｃ_ｕ，Ｃ_ｖ，Ｃ_ｗをモータ１０５の電気角θ及び駆動周波数に依らないため、各キャリア信号Ｃ_ｕ，Ｃ_ｖ，Ｃ_ｗの間の位相差や各デューティ指令値Ｄｕｔｙ_ｕ，Ｄｕｔｙ_ｖ，Ｄｕｔｙ_ｗなどの各相の制御値を個別に補正するなどして適宜デッドタイムを調節して電圧位相誤差を抑制することができる。一方で、同期ＰＷＭ制御（図８（Ｂ）参照）では、各キャリア信号Ｃ_ｕｓ，Ｃ_ｖｓ，Ｃ_ｗｓがモータ１０５の電気角θに同期して定められているため、容易に各相の制御値に対する個別の補正を行うことができない。このような背景の下、本実施形態の制御構成であれば、電圧位相誤差を抑制する演算が比較的容易となる非同期ＰＷＭ制御中には上記電圧位相誤差の補償演算を停止し、当該演算が容易ではない同期ＰＷＭ制御中には上記電圧位相誤差の補償演算を有効化させることができる。

【0139】

さらに、本実施形態では、上記電動機制御方法の実行に適した電動機制御装置１０が提供される。この電動機制御装置１０は、変調率Ｍが所定の変調率閾値Ｍ_ｔｈ以上である場合に、電圧指令値の位相成分（暫定電圧位相指令値α^＊ _ｆｉｎ）を所定の位相補償量（電圧位相補償量α^＊ _ｅｒｒ）で補償する補償部と、補償後の電圧指令値に基づいてモータ１０５を制御する制御部と、を有する。

【0140】

以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。

【0141】

また、各表に示した具体的な数値は例示であり、本発明の技術的範囲を特定の数値に拘束するものではない。

【符号の説明】

【0142】

１０ 電動機制御装置、１０１ トルク制御部、１０２ ＰＷＭ制御部、１０５ モータ、２０１ 電流ベクトル制御部、２０２ 電圧位相制御部、２０４ 変調率演算部、２０５ 制御切り替え判定部、２０６ ゲート抵抗選択部、２０７ パルスパターン選択部、６０２ 非同期ＰＷＭ制御部、６０３ 非同期ＰＷＭ信号生成器、６０５ 同期ＰＷＭ制御部、６０６ 同期ＰＷＭ信号生成器、６０７ 変調切り替え判定部、６０９ 電圧位相補償量算出器

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】