特開 2024-111718 電動機制御方法及び電動機制御装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024111718

(43)【公開日】2024-08-19

(54)【発明の名称】電動機制御方法及び電動機制御装置

(51)【国際特許分類】

   H02P 23/04 20060101AFI20240809BHJP

【ＦＩ】

H02P23/04

【審査請求】未請求

【請求項の数】13

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2023016390

(22)【出願日】2023-02-06

(71)【出願人】

【識別番号】000003997

【氏名又は名称】日産自動車株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110002468

【氏名又は名称】弁理士法人後藤特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】小島 哲朗

(72)【発明者】

【氏名】正治 満博

【テーマコード（参考）】

5H505

【Ｆターム（参考）】

5H505AA16

5H505BB04

5H505CC04

5H505DD03

5H505EE41

5H505EE50

5H505GG04

5H505GG07

5H505GG08

5H505HA07

5H505HB01

5H505JJ03

5H505JJ12

5H505JJ24

5H505JJ25

5H505JJ26

5H505JJ28

5H505LL01

5H505LL22

5H505LL24

5H505LL38

5H505LL41

5H505LL58

(57)【要約】

【課題】過変調制御中におけるデッドタイム誤差の増減に起因して発生する振動をより確実に抑制する。
【解決手段】
インバータ１０４からモータ１０６に入力される電力波形をパルス幅変調（ＰＷＭ）によって制御することでモータ１０６を駆動する電動機制御方法を提供する。特に、過変調制御では、変調率Ｍを変化させる際の変化率を制限する。これにより、過変調制御時に変調率Ｍの変化を制限してデッドタイム誤差の増大を抑え、意図しないトルク変動及びそれによる車両振動の発生を抑制することができる。
【選択図】図８

【特許請求の範囲】

【請求項1】

電力変換器から電動機に入力される電力波形をパルス幅変調によって制御することで前記電動機を駆動する電動機制御方法であって、
前記パルス幅変調の変調率が所定の制御切り替え閾値未満となる状態で前記電動機を駆動する通常変調制御と、前記変調率が前記制御切り替え閾値以上となる状態で前記電動機を駆動する過変調制御と、を切り替え、
前記過変調制御では、前記変調率を変化させる際の変化率を制限する、
電動機制御方法。

【請求項2】

請求項１に記載の電動機制御方法であって、
前記過変調制御中に励起され得る振動形態に相当する複数の振動モードを規定し、
規定した各振動モードに応じた前記変調率の許容変化率を定め、
前記過変調制御では、前記変化率を前記許容変化率以下に調節する、
電動機制御方法。

【請求項3】

請求項２に記載の電動機制御方法であって、
前記振動モードは、前記電動機の駆動力伝達系の運動に基づく機械共振モードを含み、
前記過変調制御では、現在の前記振動モードが前記機械共振モードである場合には、前記許容変化率として予め定められた第１許容変化率を設定する、
電動機制御方法。

【請求項4】

請求項２に記載の電動機制御方法であって、
前記振動モードは、前記電動機の電磁気現象に基づく電気共振モードを含み、
前記過変調制御では、現在の前記振動モードが前記電気共振モードである場合には、前記許容変化率として予め定められた第２許容変化率を設定する、
電動機制御方法。

【請求項5】

請求項２に記載の電動機制御方法であって、
前記振動モードは、前記電動機の駆動力伝達系の運動に基づく機械共振モードと、前記電動機の電磁気現象に基づく電気共振モードと、を含み、
前記過変調制御では、
現在の前記振動モードが前記機械共振モードである場合には、予め定められた第１許容変化率を前記許容変化率として設定し、
現在の前記振動モードが前記電気共振モードである場合には、前記第１許容変化率よりも大きい予め定められた第２許容変化率を前記許容変化率として設定する、
電動機制御方法。

【請求項6】

請求項２に記載の電動機制御方法であって、
前記振動モードは、前記電動機の駆動力伝達系の運動に基づく機械共振モードと、前記電動機の電磁気現象に基づく電気共振モードと、を含み、
前記過変調制御では、
前記変化率に対する制限を課さない場合の該変調率の指令値である変調率指令値を演算し、
前記変調率指令値に基づいて、前記振動モードが前記機械共振モード又は前記電気共振モードの何れであるかを判定する、
電動機制御方法。

【請求項7】

請求項６に記載の電動機制御方法であって、
前記過変調制御では、
前記変調率指令値が第１閾値以上で且つ第２閾値未満である場合に、前記振動モードが前記機械共振モードであると判断する、
電動機制御方法。

【請求項8】

請求項７に記載の電動機制御方法であって、
前記変調率指令値が前記第２閾値以上である場合に、前記振動モードが前記電気共振モードであると判断する、
電動機制御方法。

【請求項9】

請求項２に記載の電動機制御方法であって、
前記過変調制御では、
前記変調率を減少させる際の前記許容変化率を、前記変調率を増加させる際の前記許容変化率よりも大きくする、
電動機制御方法。

【請求項10】

請求項１に記載の電動機制御方法であって、
前記過変調制御では、
前記変調率を減少させる際には、前記変化率の制限を中止する、
電動機制御方法。

【請求項11】

請求項２に記載の電動機制御方法であって、
前記過変調制御では、
前記変調率を変化させる際の前記許容変化率を、前記電動機の回転数の減速度が大きいほど大きくする、
電動機制御方法。

【請求項12】

請求項１に記載の電動機制御方法であって、
前記過変調制御では、
前記電動機の回転数の減速度が所定閾値以上である場合には、前記変化率の制限を中止する、
電動機制御方法。

【請求項13】

電力変換器から電動機に入力される電力波形をパルス幅変調によって制御することで前記電動機を駆動する電動機制御装置であって、
前記パルス幅変調の変調率が所定の制御切り替え閾値未満となる状態で前記電動機を駆動する通常変調制御と、前記変調率が前記制御切り替え閾値以上となる状態で前記電動機を駆動する過変調制御と、を切り替えるモード切り替え部と、
前記過変調制御において前記変調率を変化させる際の変化率を制限する制限部と、を有する、
電動機制御装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電動機制御方法及び電動機制御装置に関する。

【背景技術】

【0002】

特許文献１では、車両において、モータの出力軸から車輪までの駆動伝達系のねじり振動特性に起因する振動を抑制する制御（制振制御）を実行する電動機制御方法が提案されている。この電動機制御方法では、モータ回転数の検出値に応じた振動成分を除去するためのフィードバック値を定め、これをトルク指令値にフィードバックする。特に、特許文献１の制御では、力行と回生の切り替わり点（上位トルク要求が０となる点）付近の低トルク領域において制振制御の作用を制限して（フィードバック値を小さくして）、減速機のギアにおける異音を抑制している。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】特許第５６４４３３０号

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

近年では、インバータ及びモータの効率を高めるために、パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）における過変調領域を積極的に活用する過変調制御が採用されている。しかしながら
過変調制御においては、通常変調領域に比べて変調率を変化させる際に生じるデッドタイム誤差の増減で電流変動（トルク変動）が生じ、意図しない車両の振動をもたらす。

【0005】

これに対して、特許文献１に記載された制振制御であれば、過変調制御中におけるデッドタイム誤差の増減に起因する振動に対しても抑制効果は得られる。その一方で、過変調制御中に運転点が制振制御作用の制限される低トルク領域に至ると、十分な振動抑制効果が得られないという問題がある。

【0006】

したがって、本発明の目的は、過変調制御中におけるデッドタイム誤差の増減に起因して発生する振動をより確実に抑制し得る電動機制御方法及び電動機制御装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0007】

本発明のある態様によれば、電力変換器から電動機に入力される電力波形をパルス幅変調によって制御することで電動機を駆動する電動機制御方法が提供される。この電動機制御方法では、パルス幅変調の変調率が所定の制御切り替え閾値未満となる状態で電動機を駆動する通常変調制御と、変調率が制御切り替え閾値以上となる状態で電動機を駆動する過変調制御と、を切り替える。そして、過変調制御では、変調率を変化させる際の変化率を制限する。

【発明の効果】

【0008】

本発明によれば、過変調制御時におけるデッドタイム誤差の増減に起因して発生する振動をより確実に抑制することができる。

【図面の簡単な説明】

【0009】

【図1】図１は、本発明の各実施形態に共通する電動機制御装置の構成を説明するブロック図である。

【図2】図２は、制振制御部の構成を説明するブロック図である。

【図3】図３は、ねじり振動系の運動方程式を与える力学系モデルを説明する図である。

【図4】図４は、バンドパスフィルタＨ（ｓ）のフィルタ特性を示すグラフである。

【図5】図５は、トルク制御部の構成を説明するブロック図である。

【図6】図６は、電流ベクトル制御部の構成を説明するブロック図である。

【図7】図７は、電圧位相制御部の構成を説明するブロック図である。

【図8】図８は、ＰＷＭ制御部の構成を説明するブロック図である。

【図9】図９は、第１実施形態による変調率変化率制限部の構成を説明するブロック図である。

【図10】図１０は、非同期ＰＷＭ制御及び同期ＰＷＭ制御における処理を説明するタイミングチャートである。

【図11】図１１は、第１実施形態による電動機制御方法の各処理のフローチャートを示す。

【図12】図１２は、第２実施形態による変調率変化率制限部の構成を説明するブロック図である。

【発明を実施するための形態】

【0010】

以下、図面を参照しながら本発明の各実施形態について説明する。

【0011】

（第１実施形態）
図１は、本実施形態による電動機制御装置１０を説明するブロック図である。図１に示すように、電動機制御装置１０は、バッテリ１１３から供給される電力によって電動機であるモータ１０６を駆動し、その動作状態を制御する。特に、電動機制御装置１０は、例えば、モータ１０６を走行駆動源として用いる電動車両またはハイブリッド車両等の車両に搭載される。

【0012】

バッテリ１１３は、モータ１０６及びその他車両等の各部に対する電力の供給源として機能するリチウムイオンバッテリ等の二次電池である。本実施形態においては、バッテリ１１３は直流電源である。また、本実施形態においては、バッテリ１１３が出力する電圧（以下、「ＤＣ電圧Ｖ_ｄｃ」とも称する）は、電圧センサ１１２によって検出される。

【0013】

モータ１０６は、例えば、ＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）型の三相同期型の電動機により構成される。特に、モータ１０６（より詳細にはモータ１０６のロータ）は、図示しない出力軸、ギア、及びドライブシャフト等の車両の駆動力伝達系を介して駆動輪に接続される。

【0014】

電動機制御装置１０は、主として、制振制御部１０１、トルク制御部１０２、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御部１０３、ＲＤＩＣ１０８、ＡＢＺカウンター１０９、速度演算部１１０、及び座標変換部１１１を有する。

【0015】

制振制御部１０１は、第１トルク指令値Ｔ^＊ _１、及びモータ１０６の機械角速度ω_ｍに基づいて、駆動力伝達系に起因する振動（モータ回転数の振動）を抑制するための制振制御演算を実行して第２トルク指令値Ｔ^＊ _２を求める。なお、第１トルク指令値Ｔ^＊ _１は、モータ１０６に対する要求出力から定まるトルクの基本的な指令値である。また、モータ１０６に対する要求出力は、運転者による車両に対する操作（アクセルペダルへの操作）、又は所定の自動運転制御装置などの図示しない上位のコントローラの指令に基づく要求駆動力に応じて定められる。なお、制振制御部１０１における処理の詳細は後述する。

【0016】

トルク制御部１０２は、ＤＣ電圧Ｖ_ｄｃ、第２トルク指令値Ｔ^＊ _２、モータ１０６の電気角速度ω_ｅ、ｄ軸電流ｉ_ｄ、及びｑ軸電流ｉ_ｑを入力として、実トルクを第２トルク指令値Ｔ^＊ _２に追従させるための電圧指令値（ｄ軸電圧指令値ｖ^＊ _ｄ及びｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ）を演算する。そして、トルク制御部１０２は、演算したｄ軸電圧指令値ｖ^＊ _ｄ及びｑ軸電圧指令値ｖ^＊ _ｑをＰＷＭ制御部１０３に出力する。なお、トルク制御部１０２における処理の詳細は後述する。

【0017】

以下では記載の簡略化のため、適宜、ｄｑ軸座標系で表される各パラメータの成分を符号「ｘ」（ｘ＝ｄ又はｑ）により代表させて表記する。例えば、ｄ軸電流ｉ_ｄ及びｑ軸電流ｉ_ｑを包括して「ｄｑ軸電流ｉ_ｘ」などと記載する。

【0018】

ＰＷＭ制御部１０３は、ＤＣ電圧Ｖ_ｄｃ、ｄｑ軸電圧指令値ｖ^＊ _ｘ、及びモータ１０６の電気角θを入力として、インバータ１０４のスイッチング素子を駆動させるための駆動信号Ｄ^＊ _ｕｕ～Ｄ^＊ _ｗｌを生成する。そして、ＰＷＭ制御部１０３は、生成した駆動信号Ｄ^＊ _ｕｕ～Ｄ^＊ _ｗｌをインバータ１０４に出力する。なお、ＰＷＭ制御部１０３における処理の詳細は後述する。

【0019】

インバータ１０４は、複数の半導体スイッチング素子及びこれらスイッチング素子を駆動させる図示しない駆動回路を含む。特に、インバータ１０４は、駆動信号Ｄ^＊ _ｕｕ～Ｄ^＊ _ｗｌに応じて各スイッチング素子を駆動させる。これにより、ＤＣ電圧Ｖ_ｄｃが三相交流電圧（ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗ）に変換されて、モータ１０６に供給されることとなる。すなわち、モータ１０６は、所望の第２トルク指令値Ｔ^＊ _２に応じた実トルクを出力するように駆動される。

【0020】

電流センサ１０５は、インバータ１０４が出力する三相交流電流（ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ）の各相成分を検出する複数の個別センサにより構成される。図１では、電流センサ１０５を、ｕ相電流ｉ_ｕ及びｖ相電流ｉ_ｖをそれぞれ検出する２つの個別センサにより構成した例を示している。この場合、残りのｗ相電流ｉ_ｗは、三相成分の総和が０であることを利用してｕ相電流ｉ_ｕ及びｖ相電流ｉ_ｖから定めることができる。なお、電流センサ１０５を、３つの相の全てに設けられた個別センサにより構成しても良い。そして、電流センサ１０５は、検出した各相の電流値を座標変換部１１１に出力する。

【0021】

レゾルバ１０７は、モータ１０６の回転子位置を検出する回転子位置検出器として機能する。特に、レゾルバ１０７は、ＲＤＩＣ（レゾルバ／デジタル変換回路）１０８との間で励磁/変調信号を送受信する。

【0022】

ＲＤＩＣ１０８は、励磁/変調信号に基づいてアップダウンカウンターパルスＡ，Ｂ及び原点信号パルスＺかなるＡＢＺ信号（モータ１０６のデジタル角度情報）を生成する。ＲＤＩＣ１０８は、生成したＡＢＺ信号をＡＢＺカウンター１０９に出力する。

【0023】

ＡＢＺカウンター１０９は、ＡＢＺ信号に基づき電気角θを演算する。そして、ＡＢＺカウンター１０９は、演算した電気角θをＰＷＭ制御部１０３、速度演算部１１０、及び座標変換部１１１に出力する。

【0024】

速度演算部１１０は、電気角θの時間当たりの変化量からモータ１０６の電気角速度ω_ｅ及び機械角速度ω_ｍを演算する。そして、速度演算部１１０は、演算した電気角速度ω_ｅをトルク制御部１０２に、機械角速度ω_ｍを制振制御部１０１にそれぞれ出力する。

【0025】

座標変換部１１１は、電気角θを用いて以下の式（１）に基づき、電流センサ１０５で検出された三相交流電流（ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ）をｄｑ軸電流ｉ_ｘに変換する。

【0026】

【数1】

【0027】

すなわち、式（１）によりｄｑ軸座標系における電流検出値相当のｄｑ軸電流ｉ_ｘが定まる。そして、座標変換部１１１は、求めたｄｑ軸電流ｉ_ｘをトルク制御部１０２に出力する。

【0028】

なお、電動機制御装置１０は、中央演算装置（ＣＰＵ）、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）及び入出力インタフェース（Ｉ／Ｏインタフェース）を備え、上述した各構成を実行可能となるようにプログラムされたコンピュータにより実現される。また、電動機制御装置１０を、各処理を分散して実行する複数のコンピュータハードウェアにより構成することも可能である。

【0029】

次に、Ｉ．制振制御部１０１における処理の詳細、ＩＩ．トルク制御部１０２における処理の詳細、及びＩＩＩ．ＰＷＭ制御部１０３における処理の詳細をそれぞれ説明する。

【0030】

［Ｉ．制振制御部］
図２は、制振制御部１０１の構成を説明するブロック図である。図示のように、制振制御部１０１は、絶対値処理部２０１、リミッタ２０２、機械角速度推定部２０３、振動トルク推定部２０４、及びゲイン部２０５を備えている。

【0031】

特に、機械角速度推定部２０３、振動トルク推定部２０４及びゲイン部２０５は、主に振動補償トルクＴ_ｆｂを求める構成として機能する。なお、振動補償トルクＴ_ｆｂは、第１トルク指令値Ｔ^＊ _１に対するトルク補正値である。特に、振動補償トルクＴ_ｆｂは、モータ１０６の要求出力に応じた第１トルク指令値Ｔ^＊ _１から、駆動力伝達系のねじり振動に起因するモータ回転数の振動を除去するための適切な値に定められる。

【0032】

より詳細に、機械角速度推定部２０３は、第２トルク指令値Ｔ^＊ _２のフィードバック値に対して後述する車両伝達系モデルから得られる伝達特性Ｇ_ｐ（ｓ）を施して推定機械角速度ω＾_ｍを求める。そして、振動トルク推定部２０４は、この推定機械角速度ω＾_ｍと上述した検出値相当の機械角速度ω_ｍの偏差を入力として、伝達特性Ｇ_ｐ（ｓ）及びバンドパスフィルタＨ（ｓ）からなる伝達関数を施して振動トルクＴ_ｖｉｂを求める。さらに、ゲイン部２０５は、振動トルクＴ_ｖｉｂに制振ゲインＫ_ｆｂ（０≦Ｋ_ｆｂ≦１）を施して振動補償トルクＴ_ｆｂを求め、リミッタ２０２に出力する。

【0033】

一方、絶対値処理部２０１及びリミッタ２０２は、リミット振動補償トルクＴ_{ｆｂ_ｌｉｍ}を定める構成として機能する。なお、リミット振動補償トルクＴ_{ｆｂ_ｌｉｍ}は、ギアのバックラッシュに起因する異音の抑制を考慮して定めた所定の条件において振動補償トルクＴ_ｆｂを制限することで得られる値である。

【0034】

より詳細に、絶対値処理部２０１は、第１トルク指令値Ｔ^＊ _１に対して絶対値処理を行い、当該絶対値の上限値及び下限値をそれぞれリミッタ２０２における上限値及び下限値（以下、これを包括して「上下限値」とも称する）として定める。そして、リミッタ２０２は、振動補償トルクＴ_ｆｂに対して絶対値処理部２０１により規定された上下限値に基づくリミット処理を行うことで、リミット振動補償トルクＴ_{ｆｂ_ｌｉｍ}を求める。ここで、第１トルク指令値Ｔ^＊ _１が０の場合には、リミッタ２０２における上限値及び下限値は何れも０に規定される。このため、リミット振動補償トルクＴ_{ｆｂ_ｌｉｍ}も０となる。したがって、この場合、振動補償トルクＴ_ｆｂが制限されずにそのまま出力されることに起因するギアの異音の発生及び制御安定性の低下が抑制される。また、リミッタ２０２における上下限値の大きさ（絶対値）は、第１トルク指令値Ｔ^＊ _１の絶対値が０付近の値である場合には０に近く、当該絶対値が大きくなるにつれて徐々に増加するように定められている。

【0035】

次に、伝達特性Ｇ_ｐ（ｓ）について説明する。

【0036】

図３は、ねじり振動系の運動方程式を与える力学系モデルを説明する図である。なお、図３に示す各パラメータは以下のとおりである。

【0037】

Ｊ_ｍ：モータイナーシャ
Ｊ_ｗ：駆動輪のイナーシャ
Ｍ：車体重量
Ｋ_Ｄ：駆動系のねじり剛性
Ｋ_Ｔ：タイヤと路面の摩擦に関する係数
Ｎ：オーバーオールギヤ比
ｒ：タイヤ荷重半径
ω_ｍ：モータ機械角速度
Ｔ_ｍ：モータ出力軸トルク
Ｔ_Ｄ：駆動輪のトルク
Ｆ：車両に加えられる力
Ｖ：車両の速度
ω_ｗ：駆動輪の角速度

【0038】

図３により、電動車両の運動方程式は、以下の式（２）～（６）で表される。

【数2】

【0039】

上記運動方程式（２）～（６）に基づくと、モータトルクからモータ機械角速度までの伝達特性Ｇ_ｐ（ｓ）は、以下の式（７）～式（１５）のように表される。

【0040】

【数3】

【0041】

なお、式（７）中の「ｓ」はラプラス演算子を表す。さらに、式（７）を変形すると、以下の式（１６）が得られる。

【0042】

【数4】

【0043】

なお、式（１６）中の各係数ａ´_１～ａ´_３、及びｂ´_０～ｂ´_２は、式（８）～式（１５）において規定される各係数ａ_１～ａ_４、及びｂ_０～ｂ_３により定まる値である。

【0044】

ここで、伝達特性Ｇ_ｐ（ｓ）の極及び零点を調べると、これらは極めて値を示す。すなわち、これは式（１６）におけるαとβが相互に極めて近い値を示すことを意味する。したがって、式（１６）に対して極零相殺（α＝βとする近似処理）を行うことで、伝達特性Ｇ_ｐ（ｓ）を、以下の式（１７）に示す分子が２次で分母が３次の有理関数として表すことができる。

【0045】

【数5】

【0046】

ただし、式（１７）中の「ω_ｐ」は伝達特性Ｇ_ｐ（ｓ）のねじり共振角周波数を表し、「ζ_ｐ」は伝達特性Ｇ_ｐ（ｓ）の減衰係数を表す。さらに、コンピュータ処理による便宜を考慮し、式（１７）を以下の式（１８）で表される変数ｚにより離散化（ｚ変換）することが好ましい。なお、式（１８）中の「Ｔ」は、制御のサンプリング時間を表す。

【0047】

【数6】

【0048】

次に、バンドパスフィルタＨ（ｓ）について説明する。バンドパスフィルタＨ（ｓ）は、駆動系のねじり振動を選択的に低減するフィードバック要素と機能するフィルタ特性を持つように構成される。

【0049】

図４は、バンドパスフィルタＨ（ｓ）のフィルタ特性を示すグラフである。図４に示すフィルタ特性では、ローパス側及びハイパス側の減衰特性が相互に一致し、且つ、駆動系のねじり共振周波数ｆ_ｐが、対数軸（ｌｏｇスケール）上で、通過帯域の中央部となるように設定されている。バンドパスフィルタＨ（ｓ）にこのようなフィルタ特性を持たせることで、駆動系のねじり振動を選択的に低減する効果を高めることができる。より具体的に、バンドパスフィルタＨ（ｓ）を、以下の式（１９）に示す一次のローパスフィルタ及びハイパスフィルタの組み合わせにより構成することができる。

【0050】

【数7】

【0051】

［ＩＩ．トルク制御部］
図５は、トルク制御部１０２の構成を説明するブロック図である。トルク制御部１０２は、電流ベクトル制御部５０１と、電圧位相制御部５０２と、出力制御器５０３と、変調率演算部５０４と、制御切り替え判定部５０５と、を備えている。

【0052】

電流ベクトル制御部５０１は、第２トルク指令値Ｔ^＊ _２、電気角速度ω_ｅ、ＤＣ電圧Ｖ_ｄｃ、及びｄｑ軸電流ｉ_ｘを入力として、電流ベクトル制御によりｄ軸電圧指令値ｖ^＊ _{ｄｉ－ｆｉｎ}及びｑ軸電圧指令値ｖ^＊ _{ｑｉ－ｆｉｎ}を演算する。

【0053】

電圧位相制御部５０２は、第２トルク指令値Ｔ^＊ _２、電気角速度ω_ｅ、ＤＣ電圧Ｖ_ｄｃ、ｄｑ軸電流ｉ_ｘ、及び変調率Ｍを入力として、電圧位相制御によりｄ軸電圧指令値ｖ^＊ _{ｄｖ－ｆｉｎ}及びｑ軸電圧指令値ｖ^＊ _{ｑｖ－ｆｉｎ}を演算する。

【0054】

出力制御器５０３は、制御切り替え判定部５０５で生成される制御モード選択信号Ｓ_ＭＯを入力として、電流ベクトル制御に基づくｄｑ軸電圧指令値ｖ_{ｘｉ－ｆｉｎ}及び電圧位相制御に基づくｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｘｖ－ ^＊ _ｆｉｎの何れか一方を最終的なｄｑ軸電圧指令値ｖ^＊ _ｘとして出力する。

【0055】

変調率演算部５０４は、ＤＣ電圧Ｖ_ｄｃ及びｄｑ軸電圧指令値ｖ^＊ _ｘを入力として、以下の式（２０）に基づき変調率Ｍを演算し、電圧位相制御部５０２及び制御切り替え判定部５０５に出力する。

【0056】

【数8】

【0057】

制御切り替え判定部５０５は、変調率Ｍに基づき、実行すべき制御モード（電流ベクトル制御又は電圧位相制御）を規定する制御モード選択信号Ｓ_ＭＯを生成する。例えば、制御切り替え判定部５０５は、以下の表１に示すロジックにより制御モード選択信号Ｓ_ＭＯを生成する。

【0058】

【表1】

【0059】

以下、電流ベクトル制御部５０１及び電圧位相制御部５０２のさらなる詳細について説明する。

【0060】

ＩＩ－１．電流ベクトル制御部５０１
図６は、電流ベクトル制御部５０１の構成を説明するブロック図である。なお、図６においては、図面の簡略化のため、ｑ軸電圧指令値ｖ^＊ _{ｑｉ－ｆｉｎ}の演算に係る構成を一部省略する。しかしながら、省略した部分は、ｄ軸電圧指令値ｖ^＊ _{ｄｉ－ｆｉｎ}の演算に係る構成と同様である。

【0061】

図示のように、電流ベクトル制御部５０１は、干渉電圧演算部６０１、フィルタ部６０２、電流指令値演算部６０３、及び電圧指令値演算部６０４を有している。

【0062】

干渉電圧演算部６０１は、第２トルク指令値Ｔ^＊ _２、電気角速度ω_ｅ、及びＤＣ電圧Ｖ_ｄｃを入力として、予め準備されたルックアップ干渉電圧テーブルを参照し、ｄ軸干渉電圧ｖ^＊ _{ｄ－ｄｃｐｌ}及びｑ軸干渉電圧ｖ^＊ _{ｑ－ｄｃｐｌ}を求める。なお、ルックアップ干渉電圧テーブルの格納値は、予め実験又は解析により定められて所定の記憶領域に記憶される。

【0063】

フィルタ部６０２は、干渉電圧演算部６０１により求められたｄｑ軸干渉電圧ｖ^＊ _{ｘ－ｄｃｐｌ}に対して、以下の式（２１）により定まるローパスフィルタを施すことで、ｄｑ軸非干渉化電圧ｖ_{ｘ－ｄｃｐｌ－ｆｉｔ}を求める。なお、以下の式（２１）中の「τ」は、ｄｑ軸電流ｉ_ｘの規範応答時定数を表す。

【0064】

【数9】

【0065】

電流指令値演算部６０３は、第２トルク指令値Ｔ^＊ _２、電気角速度ω_ｅ、及びＤＣ電圧Ｖ_ｄｃを入力として、予め準備されたルックアップ電流テーブルを参照し、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊及びｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊を求める。なお、ルックアップ電流テーブルの格納値は、予め実験又は解析により定められて所定の記憶領域に記憶される。

【0066】

電圧指令値演算部６０４は、ｄｑ軸電流指令値ｉ_ｘ ^＊、ｄｑ軸非干渉化電圧ｖ_{ｘ－ｄｃｐｌ－ｆｉｔ}、及び検出値相当のｄｑ軸電流ｉ_ｘを入力として、以下の式（２２）及び式（２３）に基づいて、電流ベクトル制御のｄｑ軸電圧指令値ｖ^＊ _{ｘｉ－ｆｉｎ}を求める。

【0067】

【数10】

なお、式中の「ｋ_ｐｘ」は比例ゲイン、「ｋ_ｉｘ」は積分ゲインを意味する。また、式（２２）で定まる「ｖ_{ｘｉ－ｐｉ}」は、干渉電圧成分を考慮しない場合の基本的なｄｑ軸制御電圧である。さらに、比例ゲインｋ_ｐｘ及び積分ゲインｋ_ｉｘは、例えば以下の式（２４）により定める。

【0068】

【数11】

なお、式中の「Ｌ_ｘ」は各軸成分の自己インダクタンス、「Ｒ」は巻線抵抗、及び「τ」は、式（２１）と同じｄｑ軸電流ｉ_ｘの規範応答時定数をそれぞれ表す。

【0069】

次に、電圧位相制御部５０２の構成について説明する。

【0070】

ＩＩ－２．電圧位相制御部５０２
図７は、電圧位相制御部５０２の構成を説明するブロック図である。図示のように、電圧位相制御部５０２は、電流指令値演算部７０１、磁束演算部７０２、リミッタ７０３、電圧位相演算部７０４、フィルタ処理部７０５、トルク演算器７０６、電圧位相指令値演算部７０７、及びベクトル変換器７０８を有している。

【0071】

電流指令値演算部７０１は、第２トルク指令値Ｔ^＊ _２、電気角速度ω_ｅ、及びＤＣ電圧Ｖ_ｄｃを入力として、電流指令値演算部６０３で用いたものと同様のルックアップテーブルを参照し、ｄｑ軸電流指令値ｉ_ｘ ^＊を求める。

【0072】

磁束演算部７０２は、ｄｑ軸電流指令値ｉ_ｘ ^＊を入力して、予め準備されたルックアップ磁束テーブルを参照し、磁束ノルム値φ_{０_ｒｅｆ}を求める。なお、ルックアップ磁束テーブルの格納値は、予め実験又は解析により定められて所定の記憶領域に記憶される。そして、得られた磁束ノルム値φ_{０_ｒｅｆ}に対して電気角速度ω_ｅの絶対値を乗じて得られる暫定電圧ノルムＶ_ａ´がリミッタ７０３に出力される。

【0073】

リミッタ７０３は、以下の式（２５）に基づいて、暫定電圧ノルムＶ_ａ´から電圧ノルム指令値Ｖ_ａ ^＊を求める。

【数12】

【0074】

すなわち、電圧ノルム指令値Ｖ_ａ ^＊は、暫定電圧ノルムＶ_ａ´を、矩形波駆動に相当する電圧ノルムＶ_ａの基本波成分値（√６／π・Ｖ_ｄｃ）で制限した値として定まる。

【0075】

電圧位相演算部７０４は、電圧ノルム指令値Ｖ_ａ ^＊、電気角速度ω_ｅ、及び第２トルク指令値Ｔ^＊ _２を入力として、予め準備されたルックアップ電圧位相テーブルを参照し、電圧位相α_ｆｆを求める。なお、ルックアップ電圧位相テーブルは、予め実験又は解析により定められ所定の記憶領域に記憶される。

【0076】

一方、フィルタ処理部７０５は、第２トルク指令値Ｔ^＊ _２に対し、上述の時定数τを持つ一次ローパスフィルタを施してトルク参照値Ｔ_ｒｅｆを求める。すなわち、トルク参照値Ｔ_ｒｅｆは、第２トルク指令値Ｔ^＊ _２により想定される規範トルク応答として定まる。

【0077】

トルク演算器７０６は、ｄｑ軸電流ｉ_ｘを入力として、予め準備されたルックトルクアップテーブルを参照し、トルク推定値Ｔ_ｅｓｔを求める。なお、ルックアップトルクテーブルの格納値は、予め実験又は解析により定められて所定の記憶領域に記憶される。

【0078】

電圧位相指令値演算部７０７は、電圧位相α_ｆｆ、トルク推定値Ｔ_ｅｓｔ、及びゲインｋ_２を入力として、以下の式（２６）及び式（２７）に基づき電圧位相補償値α_ｆｂ及び電圧位相指令値α^＊を演算する。

【0079】

【数13】

【0080】

なお、式（２７）中のゲインｋ_２は、その基本値（ローゲイン）が電圧位相制御におけるトルクフィードバック応答時定数の設計値の逆数と一致するように定められる。式（２７）中のゲインｋ_３は、トルクに対する電圧位相αの感度を示唆する定数である。特に、ゲインｋ_３は、モータ１０６の特性に応じて適宜定まる。

【0081】

ベクトル変換器７０８は、電圧ノルム指令値Ｖ_ａ ^＊、電圧位相指令値α^＊、及び電圧位相補償値α_ｆｂを入力として、以下の式（２８）に基づいて、電流位相制御のｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｘｖ－ ^＊ _ｆｉｎを求める。

【0082】

【数14】

【0083】

［ＩＩＩ．ＰＷＭ制御部］
図８は、ＰＷＭ制御部１０３の構成を説明するブロック図である。図示のように、ＰＷＭ制御部１０３は、座標変換部８０１、非同期ＰＷＭ制御部８０２、非同期ＰＷＭ信号生成器８０３、ベクトル変換部８０４、変調率指令値演算部８０５、変化率制限部８０６、同期ＰＷＭ制御部８０７、同期ＰＷＭ信号生成器８０８、変調切り替え判定部８０９、及びＰＷＭ出力切り替え器８１０を有している。

【0084】

座標変換部８０１は、電気角θを用いて、トルク制御部１０２から入力されるｄｑ軸電圧指令値ｖ^＊ _ｘに対して、以下の式（２９）に基づく座標変換を実行して三相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ，ｖ^＊ _ｖ，ｖ^＊ _ｗ）を求める。

【0085】

【数15】

【0086】

非同期ＰＷＭ制御部８０２は、ＤＣ電圧Ｖ_ｄｃ及び三相電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ，ｖ^＊ _ｖ，ｖ^＊ _ｗ）を入力として、以下の式（３０）に基づき、デューティ指令値（Ｄｕｔｙ_ｕ，Ｄｕｔｙ_ｖ，Ｄｕｔｙ_ｗ）を求める。

【0087】

【数16】

【0088】

非同期ＰＷＭ信号生成器８０３は、デューティ指令値（Ｄｕｔｙ_ｕ，Ｄｕｔｙ_ｖ，Ｄｕｔｙ_ｗ）を入力として、インバータ１０４の６つの素子（三相それぞれの上アーム素子及び下アーム素子）のそれぞれを駆動させる非同期駆動信号Ｄ^＊ _ｕｕａ～Ｄ^＊ _ｗｌａを生成する。より具体的に、非同期ＰＷＭ信号生成器８０３は、所定周波数のキャリア三角波（キャリア信号Ｃ_ａ）と各相のデューティ指令値（Ｄｕｔｙ_ｕ，Ｄｕｔｙ_ｖ，Ｄｕｔｙ_ｗ）とのコンペアマッチにより非同期駆動信号Ｄ^＊ _ｕｕａ～Ｄ^＊ _ｗｌａを生成する。なお、非同期駆動信号Ｄ^＊ _ｕｕａ～Ｄ^＊ _ｗｌａの１番目の添字「ｕ」「ｖ」「ｗ」は、ＵＶＷの各相を表す。また、２番目の添字「ｕ」「ｌ」は、インバータ１０４の上アーム素子（「ｕ」）または下アーム素子（「ｌ」）を表す。３番目の添字「ａ」は、非同期ＰＷＭ信号であることを表す。

【0089】

一方、ベクトル変換部８０４は、ｄｑ軸電圧指令値ｖ^＊ _ｘを入力として、以下の式（３１）に基づき、最終電圧ノルム指令値Ｖ^＊ _{ａ－ｆｉｎ}及び最終電圧位相指令値α^＊ _ｆｉｎを求める。

【0090】

【数17】

【0091】

変調率指令値演算部８０５は、最終電圧ノルム指令値Ｖ^＊ _{ａ－ｆｉｎ}及びＤＣ電圧Ｖ_ｄｃから、以下の式（３２）に基づいて変調率指令値Ｍ^＊を求める。なお、変調率指令値Ｍ^＊は、後述する変化率制限部８０６による制限を課さない場合の変調率Ｍに対する指令値（次回制御タイミングでとり得る変調率Ｍの値）に相当する。

【0092】

【数18】

【0093】

変化率制限部８０６は、変調率指令値Ｍ^＊を入力とし、変調率リミット値Ｍ^＊ _ｌｉｍを演算する。変調率リミット値Ｍ^＊ _ｌｉｍは、同期ＰＷＭ制御中の振動モードに応じた変調率指令値Ｍ^＊の制限値である。

【0094】

図９は、変化率制限部８０６の構成を説明するブロック図である。図示のように、変化率制限部８０６は、振動モード判定部９０１、許容変化率演算部９０２、及び変調率制限部９０３を有する。

【0095】

振動モード判定部９０１は、変調率指令値Ｍ^＊を参照して、以下の表２に示すロジックにより現在の振動モードを判定する。

【0096】

【表2】

【0097】

なお、振動モードは、過変調制御中に励起され得る車両の振動形態として予め規定される。特に、本実施形態の振動モードには、機械共振モード及び電気共振モードが含まれる。

【0098】

機械共振モードとは、過変調制御中において、モータ１００の駆動力伝達系の運動に起因する振動形態を意味する。一方、電気共振モードとは、過変調制御中において、モータ１００の電磁気現象に起因する振動形態を意味する。

【0099】

特に、機械共振モード及び電気共振モードによるそれぞれの振動の影響は、過変調制御中における変調率Ｍに応じて異なる。より具体的に、機械共振モードは、変調率Ｍが１を超える過変調領域であって、ＰＷＭのスイッチタイミングの局所化（パルス貼り付き時間の増加）が一定以上に達する第１閾値以上で且つ後述の第２閾値未満の領域（以下、「中変調率領域」とも称する）において高い相関を示す。したがって、表２に示すように、本実施形態の機械共振モードを規定する中変調率領域は、１．０４（第１閾値）≦Ｍ＜１．０９（第２閾値）に定められている。

【0100】

一方、電気共振モードは、変調率Ｍが、電気角１周期あたりのスイッチング回数（パルス数）の減少が始める第２閾値を超え、当該パルス数がほぼ０に到達する矩形駆動領域に到達するまでの領域（以下、「高変調率領域」とも称する）において高い相関を示す。したがって、表２に示すように、本実施形態の電気共振モードを規定する高変調率領域は１．０９≦Ｍに定められている。なお、矩形駆動領域に到達する変調率Ｍ（例えばＭ＝１．１０）を予め定めて置き、電気共振モードの上限変調率としても良い。

【0101】

なお、過変調領域であっても、ＰＷＭにおけるスイッチタイミングの局所化が一定水準に達しない低変調率領域では、機械共振モード及び電気共振モードの何れに対する相関も低くなる。このため、変調率Ｍが当該低変調率領域に含まれる場合（表２におけるＭ＜１．０４の場合）には、振動モードなしと判断される。

【0102】

次に、許容変化率演算部９０２は、決定した振動モードから、以下の表３に示すロジックによって許容変化率ΔＭ^＊（＞０）を決定する。

【0103】

【表3】

【0104】

なお、許容変化率ΔＭ^＊とは、今回制御タイミングから次回制御タイミングに至るまでの間における変調率Ｍの変化幅の制限幅を意味する。

【0105】

ここで、機械共振モードでは、スイッチタイミングの局所化によってデッドタイム誤差によるトルク変動や電流変動が大きくなる。より具体的には、変調率Ｍが変化することでスイッチタイミングが僅かに変化するだけでも、電流の符号が一斉に反転してデッドタイム誤差の増大につながる傾向がある。特に、この傾向は、電流の絶対値が比較的小さくなる低トルク領域においてより顕著となる。さらに、機械共振モードでは、デッドタイム誤差の増大によってトルクが急変し駆動力伝達系を介してモータ回転数の変動を生じる。その結果、当該モータ回転数の変動（電気角速度ω_ｅの変動）がトルク制御部１０２にフィードバックされることで変調率Ｍ（変調率指令値Ｍ^＊）が変動し、当該変調率Ｍの変動が再びトルクを急変させる一巡ループが生じて自ずと振動が増加していく状態となる。特に、この傾向は、制振制御部１０１（図２参照）におけるフィードバック値（振動補償トルクＴ_ｆｂ）が制限又は無効とされることで、振動機能が十分に発揮されない低トルク領域においてより顕著となる。このため、本実施形態では、機械共振モードと判断されている状況下において許容変化率ΔＭ^＊で変調率Ｍの変化率を制限することで、デッドタイム誤差の増大を抑える制御ロジックを採用する。

【0106】

一方、電気共振モードでは、変調率Ｍの変化に応じたスイッチング回数の増減によりデッドタイム誤差が増減する。そして、このデッドタイム誤差の増減によりモータ１００の電流が変動する。その結果、当該電流変動（ｄｑ軸電流ｉ_ｘの変動）がトルク制御部１０２にフィードバックされることで変調率Ｍが変動し、当該変調率Ｍの変動が再びトルクを急変させる一巡ループが生じて自ずと振動が増加していく状態となる。このため、本実施形態では、電気共振モードと判断されている状況下において許容変化率ΔＭ^＊で変調率Ｍの変化率を制限することで、デッドタイム誤差の増減を抑える制御ロジックを採用する。

【0107】

以下では、機械共振モードにおける許容変化率ΔＭ^＊を「第１許容変化率ΔＭ^＊ _１」と称し、電気共振モードにおける許容変化率ΔＭ^＊を「第２許容変化率ΔＭ^＊ _２」と称する。第１許容変化率ΔＭ^＊ _１と第２許容変化率ΔＭ^＊ _２は、機械共振モードと電気共振モードにおける振動特性の違いを考慮して異なる値に設定されることが好ましく、特に第１許容変化率ΔＭ^＊ _１を第２許容変化率ΔＭ^＊ _２よりも小さい値に設定することが好ましい。

【0108】

なお、表３では、振動モードなしと判断された場合における許容変化率ΔＭ^＊が∞に設定されている。すなわち、振動モードなしと判断された場合は、実質的に変調率Ｍの変化率に対する制限が課されない制御ロジックが採用されている。

【0109】

変調率制限部９０３は、決定した許容変化率ΔＭ^＊を入力として、以下の式（３３）によって変調率リミット値Ｍ^＊ _ｌｉｍを演算する。

【0110】

【数19】

なお、式中の「Ｍ^＊ _ｌｉｍｚ^－１」は変調率リミット値Ｍ^＊ _ｌｉｍの前回値を表し、「Ｔ_ｓｍｐ」はサンプル時間（制御周期）を表す。

【0111】

式（３３）で定まる変調率リミット値Ｍ^＊ _ｌｉｍが出力されることで、変調率増加時において増加後の変調率Ｍが上限値Ｍ^＊ _{ｕｐｐｅｒ}以下に制限される。なお、許容変化率ΔＭ^＊が∞に設定される場合（振動モードなしの場合）には、式（３３）の第１式上で、上限値Ｍ^＊ _{ｕｐｐｅｒ}も∞として定まる。したがって、この場合、第２式のミニマムセレクト演算では常に制限が課されていない状態の変調率指令値Ｍ^＊が選択されることとなる。

【0112】

さらに、許容変化率ΔＭ^＊は正の値であるため、第１式から常にＭ^＊ _{ｕｐｐｅｒ}＞Ｍ^＊ _ｌｉｍｚ^－１が成り立つ。一方で、変調率減少時においては、制限が課される前の変調率Ｍ（すなわち、変調率指令値Ｍ^＊）は変調率リミット値Ｍ^＊ _ｌｉｍの前回値Ｍ^＊ _ｌｉｍｚ^－１よりも小さくなる。すなわち、Ｍ^＊＜Ｍ^＊ _ｌｉｍｚ^－１となる。そして、式（３３）の第１式の関係を参照すると、Ｍ^＊ _{ｕｐｐｅｒ}＞Ｍ^＊ _ｌｉｍｚ^－１＞Ｍ^＊であることがわかるので、第２式のミニマムセレクト演算では常に変調率指令値Ｍ^＊が出力される。このため、変調率減少時においては、実質的に変調率Ｍの変化率に対する制限が課されないこととなる。したがって、モータ１０６の回転数が急減少するシーンで高い変調率Ｍが維持されることで懸念される過電流の発生を抑制することができる。

【0113】

図８に戻り、同期ＰＷＭ制御部８０７は、変調率リミット値Ｍ^＊ _ｌｉｍに基づいて、同期ＰＷＭ制御で用いるキャリア信号Ｃ_ｓと比較する比較値Ｔｈ［ｍ］（ｍ＝１，２，３・・・）を定める。

【0114】

より具体的に、同期ＰＷＭ制御部８０７は、変化率制限部８０６から出力される変調率リミット値Ｍ^＊ _ｌｉｍを入力として予め準備された比較値テーブルを参照し、複数の比較値Ｔｈ［ｍ］を求める。なお、比較値テーブルには、変調率Ｍごとに高調波電流を抑制するように実験的又は所定の解析方法に基づく数値計算により予め求められる同期ＰＷＭパルスのＯＮ／ＯＦＦ位相が各比較値Ｔｈ［ｍ］として格納される。また、所定の解析方法として、例えば、スイッチング回数を調節して特定次数の高調波を消去する特定高調波消去法（「ＳＨＥ」：Selected Harmonic Elimination）が挙げられる。特に、本実施形態では、比較値テーブルに１０個の比較値Ｔｈ［１］，Ｔｈ［２］・・・Ｔｈ［１０］が格納される。なお、比較値Ｔｈ［ｎ］の数は、例えば、所望の電気角θの１周期あたりのパルス数などに応じて適宜調節することができる。

【0115】

図９に戻り、同期ＰＷＭ信号生成器８０８は、最終電圧位相指令値α^＊ _ｆｉｎ、比較値Ｔｈ［ｍ］、及び電気角θを入力として、同期駆動信号Ｄ^＊ _ｕｕｓ～Ｄ^＊ _ｗｌｓを生成する。特に、同期ＰＷＭ信号生成器８０８は、電気角θ及び最終電圧位相指令値α^＊ _ｆｉｎを合成することで生成したキャリア信号Ｃ_ｓと比較値Ｔｈ［ｍ］とのコンペアマッチにより同期駆動信号Ｄ^＊ _ｕｕｓ～Ｄ^＊ _ｗｌｓを生成する。なお、同期駆動信号Ｄ^＊ _ｕｕｓ～Ｄ^＊ _ｗｌｓの１番目の添字「ｕ」「ｖ」「ｗ」は、ＵＶＷの各相を表す。また、２番目の添字「ｕ」「ｌ」は、インバータ１０４の上アーム素子（「ｕ」）または下アーム素子（「ｌ」）を表す。３番目の添字「ｓ」は、同期ＰＷＭ信号であることを表す。

【0116】

例えば、同期ＰＷＭ信号生成器８０８は、以下の式（３４）に基づいて、ＵＶＷ各相のキャリア信号Ｃ_ｕｓ，Ｃ_ｖｓ，Ｃ_ｗｓを生成する。

【0117】

【数20】

【0118】

図１０は、非同期ＰＷＭ制御及び同期ＰＷＭ制御におけるそれぞれの動作の概略を説明するタイミングチャートである。なお、図１０では簡略化のためＵ相における挙動のみを図示する。

【0119】

図１０（Ａ）に示す非同期ＰＷＭ制御では、キャリア信号Ｃ_ｕａの周波数を、モータ１０６の位置（電気角θ）及び駆動周波数に依らずに任意に設定することができる。その一方で、非同期ＰＷＭ信号におけるパルスの配置間隔は、制御周期Δｔに制限される。なお、非同期ＰＷＭ制御において、各制御演算の割り込み及びこれらの制御演算の結果に応じた各パラメータの更新が、制御周期Δｔごと（キャリア信号Ｃ_ｕａの１／２周期ごと）に実行される。

【0120】

一方で、図１０（Ｂ）に示す同期ＰＷＭ制御では、同期ＰＷＭ信号におけるパルスの配置間隔は、制御周期Δｔにほぼ依存せず、実質的に任意に調整可能である。このため、パルス数が制限される過変調領域及び矩形波領域でモータ１０６が駆動されるときには、電流の高調波やリプルを低減しやすいという利点がある。なお、同期ＰＷＭ制御においても非同期ＰＷＭ制御と同様に、各制御演算の割り込み及びこれらの制御演算の結果に応じた各パラメータの更新が、制御周期Δｔごと（キャリア信号Ｃ_ｕｓの１／２周期ごと）に実行される。

【0121】

図８に戻り、変調切り替え判定部８０９は、変調率リミット値Ｍ^＊ _ｌｉｍを入力として、表１で説明した制御モード選択信号Ｓ_ＭＯの生成と同様のロジックで、同期ＰＷＭ制御及び非同期ＰＷＭ信号の何れか一方を実行すべき変調モードを選択する。そして、変調切り替え判定部８０９は、選択した変調モードの実行を指令するための変調モード指令信号Ｓ_ＭＯＤを生成する。

【0122】

ＰＷＭ出力切り替え器８１０は、変調モード指令信号Ｓ_ＭＯＤを入力として、非同期駆動信号Ｄ^＊ _ｕｕａ～Ｄ^＊ _ｗｌａ及び同期駆動信号Ｄ^＊ _ｕｕｓ～Ｄ^＊ _ｗｌｓの何れか一方を、スイッチング素子の駆動信号Ｄ^＊ _ｕｕ～Ｄ^＊ _ｗｌとしてインバータ１０４に出力する。

【0123】

なお、図１１には、上述した制振制御部１０１、トルク制御部１０２、及びＰＷＭ制御部１０３における各処理のフローチャートを示す。

【0124】

以上説明した本実施形態の電動機制御方法及びそれによる作用効果について説明する。

【0125】

本実施形態では、電力変換器（インバータ１０４）から電動機（モータ１０６）に入力される電力波形をパルス幅変調（ＰＷＭ）によって制御してモータ１０６を駆動する電動機制御方法が提供される。

【0126】

この電動機制御方法では、ＰＷＭの変調率Ｍが所定の制御切り替え閾値（例えばＭ＝１．００）未満となる状態でモータ１０６を駆動する通常変調制御と、変調率Ｍが制御切り替え閾値以上となる状態でモータ１０６を駆動する過変調制御と、を切り替える。特に、過変調制御では、変調率Ｍ（変調率指令値Ｍ^＊）を変化させる際の変化率を制限する。

【0127】

これにより、過変調制御時に変調率Ｍの変化を制限してデッドタイム誤差の増減を抑え、意図しないトルク変動及びそれによる車両振動の発生を抑制することができる。

【0128】

特に、本実施形態では、過変調制御中に励起され得る車両の振動形態に相当する複数の振動モードを規定し、規定した各振動モードに応じた変調率Ｍの許容変化率ΔＭ^＊を定める。そして、過変調制御では、変調率Ｍの変化率を許容変化率ΔＭ^＊以下に調節する。

【0129】

これにより、過変調制御時に想定し得る振動モードに応じて適切な許容変化率ΔＭ^＊を定め、当該許容変化率ΔＭ^＊により変調率Ｍの変化率を制限することができる。したがって、より確実に過変調制御時における振動の発生を抑制することができる。

【0130】

また、本実施形態では、振動モードは、モータ１０６の駆動力伝達系の運動に基づく機械共振モードを含み、過変調制御では、現在の振動モードが機械共振モードである場合には、許容変化率ΔＭ^＊として予め定められた第１許容変化率ΔＭ^＊ _１を設定する。

【0131】

これにより、過変調制御時に、デッドタイム誤差により発生したトルク誤差が駆動力伝達系との連成によってモータ回転数やモータトルクの振動を増大していく機械共振モードに至る可能性があるシーンにおいて、変調率Ｍの変化率を当該機械共振モードに応じて予め定めた第１許容変化率ΔＭ^＊ _１に制限することができる。

【0132】

また、本実施形態では、振動モードは、モータ１０６の電磁気現象に基づく電気共振モードを含む。そして、過変調制御では、現在の振動モードが電気共振モードである場合には、許容変化率ΔＭ^＊として予め定められた第２許容変化率ΔＭ^＊ _２を設定する。

【0133】

これにより、過変調制御時に、デッドタイム誤差により発生した電流変動が、電動機まわりの電気的特性と制御器のフィードバックループとの連成により増大していく電気共振モードに至る可能性があるシーンにおいて、変調率Ｍの変化率を当該電気共振モードに応じて予め定めた第２許容変化率ΔＭ^＊ _２に制限することができる。

【0134】

特に、本実施形態の過変調制御では、現在の振動モードが機械共振モードである場合には、予め定められた第１許容変化率ΔＭ^＊ _１を許容変化率ΔＭ^＊として設定し、現在の振動モードが電気共振モードである場合には、第１許容変化率ΔＭ^＊ _１より大きい予め定められた第２許容変化率ΔＭ^＊ _２を許容変化率ΔＭ^＊として設定する。

【0135】

これにより、過変調制御中における機械共振モードと電気共振モードにおける特性の違いを加味して適切に許容変化率ΔＭ^＊を定めるための演算ロジックを実現することができる。より詳細には、一般的に過変調制御は高回転領域で実行されるため、電気共振モードの振動周波数は機械共振モードの振動周波数よりも一桁以上大きくなる。このため、当該特性を考慮して振動周波数の低い機械共振モードでは許容変化率ΔＭ^＊を相対的に小さくして振動減衰効果を強めることで、振動の増大を確実に抑制することができる。一方で、振動周波数の高い電気共振モードでは許容変化率ΔＭ^＊を相対的に大きくすることで、変調率Ｍの変化を過剰に制限することによる運転動作点の変位が抑えられ、効率や動力性能の低下を抑制することができる。

【0136】

さらに、本実施形態の過変調制御では、上記変化率に対する制限を課さない場合の該変調率Ｍの指令値である変調率指令値Ｍ^＊に基づいて、振動モードが機械共振モード又は電気共振モードの何れであるかを判定する。

【0137】

これにより、ＰＷＭパルス波形の概形及び当該波形に応じて定まるデッドタイム誤差の特性を示唆する変調率Ｍを指標とすることで、現在の振動モード（より影響の強い振動モード）を適切に判断することができる。特に、変調率Ｍの変化率に対する制限を課さない前提で定まる変調率指令値Ｍ^＊を参照することで、当該変化率に対する制限を行わない場合に影響が強く現れるであろう振動モードを的確に判定することができる。

【0138】

特に、過変調制御では、変調率指令値Ｍ^＊が第１閾値（表２では１．０４）以上で且つ第２閾値（表２では１．０９）未満である場合に、振動モードが機械共振モードであると判断する。

【0139】

これにより、過変調制御中においてトルク誤差との相関が強い変調率領域を機械共振モードと判断することができるので、モータ１００の駆動力伝達系の運動に起因する振動が発生し得るシーンにおいてより的確に振動抑制効果を発揮させることができる。

【0140】

また、過変調制御では、変調率指令値Ｍ^＊が第２閾値以上である場合に、振動モードが電気共振モードであると判断する。

【0141】

これにより、過変調制御中においてスイッチング回数が変動する変調率領域を電気共振モードと判断することができるので、モータ１００の電磁気現象に起因する振動が発生し得るシーンにおいてより確実に振動抑制効果を発揮させることができる。

【0142】

したがって、機械共振及び電気共振のそれぞれに起因する振動が発生し得るそれぞれのシーンにおいてより的確に振動抑制効果を発揮させることができる。

【0143】

また、過変調制御では、変調率Ｍを減少させる際の許容変化率ΔＭ^＊を、変調率Ｍを増加させる際の許容変化率ΔＭ^＊よりも大きくする。特に、本実施形態の過変調制御では、変調率Ｍを減少させる際には、変化率の制限を中止する。

【0144】

これにより、車両にてタイヤがスリップ状態からグリップする場合やブレーキを強く踏んだ場合など、モータ回転数が急速に減少することで変調率Ｍを減少させるべきシーンでは、当該変調率Ｍの変化率に制限をかけずにこれを速やかに下げることができる。したがって、当該シーンにおいて、高い変調率Ｍを維持し続けることで生じ得る過剰な印加電圧及びそれによる過電流の発生を防止することができる。

【0145】

なお、本実施形態では、変調率Ｍを減少させる際には、変化率に対する制限幅を実質的に０とする演算ロジック（式（３３））を採用している。一方で、変調率Ｍを減少させる際に変化率を制限することで得られる振動抑制効果と、変調率Ｍを速やかに減少させることで得られる過電流発生の防止効果と、のバランスを考慮して、変調率Ｍを減少させる際の変化率の制限幅を、当該変調率Ｍを増加させる際のそれと比べて小さいが０よりは大きい値に設定しても良い。

【0146】

また、本実施形態では、上記電動機制御方法の実行に適した電動機制御装置１０が提供される。

【0147】

特に、電動機制御装置１０は、ＰＷＭの変調率Ｍが所定の制御切り替え閾値（例えばＭ＝１．００）未満となる状態でモータ１０６を駆動する通常変調制御と、変調率Ｍが制御切り替え閾値以上となる状態でモータ１０６を駆動する過変調制御と、を切り替えるモード切り替え部（変調切り替え判定部８０９）と、過変調制御において変調率Ｍ（変調率指令値Ｍ^＊）を変化させる際の変化率を制限する制限部（変化率制限部８０６）と、を有する。

【0148】

（第２実施形態）
以下、第２実施形態について説明する。なお、第１実施形態と同様の要素には同一の符号を付し、その説明を省略する。特に、本実施形態の電動機制御方法は、第１実施形態にとは異なる変化率制限部８０６により実現される。

【0149】

図１２は、本実施形態による変化率制限部８０６の構成を説明するブロック図である。図示のように、本実施形態の変化率制限部８０６は、振動モード判定部１２０１、許容変化率演算部１２０２、及び変調率制限部１２０３を有する。

【0150】

振動モード判定部１２０１は、変調率指令値Ｍ^＊を参照して、図９に示す振動モード判定部９０１と同様に、上記の表２に示すロジックにより現在の振動モードを判定する。

【0151】

そして、許容変化率演算部１２０２は、決定した振動モード及び電気角速度ω_ｅから、以下の表４に示すロジックによって許容変化率ΔＭ^＊（＞０）を決定する。

【0152】

【表4】

なお、表４における「ｓ」はラプラス演算子（時間微分演算子）を表す。

【0153】

さらに、変調率制限部１２０３は、決定した許容変化率ΔＭ^＊を入力として、以下の式（３５）によって変調率リミット値Ｍ^＊ _ｌｉｍを演算する。

【0154】

【数21】

【0155】

式（３５）で定まる変調率リミット値Ｍ^＊ _ｌｉｍを用いることで、変調率増加時においては、増加後の変調率Ｍが上限値Ｍ^＊ _{ｕｐｐｅｒ}以下に制限される。一方で、変調率減少時においては、減少後の変調率Ｍが下限値Ｍ^＊ _{ｌｏｗｅｒ}以上に制限される。なお、許容変化率ΔＭ^＊が∞に設定される場合（振動モードなしの場合）には、上限値Ｍ^＊ _{ｕｐｐｅｒ}及び下限値Ｍ^＊ _{ｌｏｗｅｒ}が何れも∞とみなすことができるため、変調率増加時及び変調率減少時の何れの場合において実質的に変調率Ｍの変化率に対する制限が課されないこととなる。

【0156】

特に、表４及び式（３５）で定まる変調率Ｍの変化率に対する制限ロジックを採用することで、所定の減速度を超えてモータ回転数が急減少する場合（表４においてｓ｜ω_ｅ｜≦－３０００となる場合）には、変調率Ｍの変化率が制限されないこととなる。したがって、モータ回転数が急減少するシーンにおいて高い変調率Ｍが維持されることで懸念される過電流の発生を抑制することができる。

【0157】

以上説明した本実施形態の電動機制御方法及びそれによる作用効果について説明する。

【0158】

本実施形態の過変調制御では、変調率Ｍを変化させる際の許容変化率ΔＭ^＊を、電動機の回転数（モータ回転数）の減速度が大きいほど（ｓ｜ω_ｅ｜が小さいほど）大きくする。特に、本実施形態の過変調制御では、モータ回転数の減速度（－ｓ｜ω_ｅ｜）が所定閾値以上である場合（表４においてｓ｜ω_ｅ｜≦－３０００である場合）には、変化率の制限を中止する。

【0159】

これにより、車両にてタイヤがスリップ状態からグリップする場合やブレーキを強く踏んだ場合などのモータ回転数が急速に減少するシーンをより確実に検知し、変調率Ｍの変化率に対する制限をキャンセルするための制御ロジックを実現することができる。したがって、当該シーンにおいて、高い変調率Ｍを維持し続けることで生じ得る過剰な印加電圧及びそれによる過電流の発生をより確実に防止することができる。

【0160】

なお、本実施形態では、モータ回転数の減速度が所定閾値以上である場合に、変調率Ｍの変化率に対する制限幅を実質的に０とする演算ロジック（式（３５））を採用している。しかしながら、変調率Ｍを減少させる際に変化率を制限することで得られる振動抑制効果と、変調率Ｍを速やかに減少させることで得られる過電流発生の防止効果と、のバランスを考慮して、モータ回転数の減速度が所定閾値以上（ｓ｜ω_ｅ｜≦－３０００）である場合における変調率Ｍの変化率の制限幅を、当該減速度が所定閾値未満（ｓ｜ω_ｅ｜＞－３０００）である場合におけるそれと比べて小さいが０よりは大きい値に設定しても良い。

【0161】

以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。

【0162】

例えば、上記各実施形態では、式（３２）により規定される変調率Ｍを前提として、過変調制御中に当該変調率Ｍに対する制限を行う制御ロジックについて説明した。しかしながら、本発明において用いられる変調率Ｍは、式（３２）で規定されるものに限られない。すなわち、本発明における「変調率Ｍ」の概念には、最終電圧ノルム指令値Ｖ^＊ _{ａ－ｆｉｎ}そのもの、或いはこれに所定の係数を乗じ値などのモータ１０６に入力される電力波形の大きさ（好ましくは電源電力に対する電力波形の大きさの比）に対する示唆量であって、非同期ＰＷＭ制御及び同期ＰＷＭ制御においてそれぞれのキャリア信号との比較から、適切にインバータ１０４の駆動信号Ｄ^＊ _ｕｕ～Ｄ^＊ _ｗｌを定め得る任意のパラメータが含まれる。

【0163】

また、各表に示した具体的な数値は例示であり、本発明の技術的範囲を特定の数値に拘束するものではない。

【符号の説明】

【0164】

１０ 電動機制御装置、１０１ 制振制御部、１０２ トルク制御部、１０３ ＰＷＭ制御部、１０４ インバータ、１０５ モータ、５０１ 電流ベクトル制御部、５０２ 電圧位相制御部、５０４ 変調率演算部、５０５ 制御切り替え判定部、８０２ 非同期ＰＷＭ制御部、８０３ 非同期ＰＷＭ信号生成器、８０４ ベクトル変換部、８０５ 変調率指令値演算部、８０６ 変調率変化率制限部、８０７ 同期ＰＷＭ制御部、８０８ 同期ＰＷＭ信号生成器、８０９ 変調切り替え判定部、８１０ ＰＷＭ出力切り替え器、 ９０１ 振動モード判定部、９０２ 許容変化率演算部、９０３ 変調率制限部、１２０１ 振動モード判定部、１２０２ 許容変化率演算部、１２０３ 変調率制限部

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】