特開 2024-112134 電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024112134

(43)【公開日】2024-08-20

(54)【発明の名称】電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02P 21/05 20060101AFI20240813BHJP

   H02P 27/06 20060101ALI20240813BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20240813BHJP

【ＦＩ】

H02P21/05

H02P27/06

H02M7/48 E

【審査請求】未請求

【請求項の数】3

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2023017013

(22)【出願日】2023-02-07

(71)【出願人】

【識別番号】501137636

【氏名又は名称】株式会社ＴＭＥＩＣ

(74)【代理人】

【識別番号】110001195

【氏名又は名称】弁理士法人深見特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】塚越 昌彦

(72)【発明者】

【氏名】米村 直樹

(72)【発明者】

【氏名】山田 裕喜

【テーマコード（参考）】

5H505

5H770

【Ｆターム（参考）】

5H505BB04

5H505CC05

5H505DD03

5H505EE41

5H505EE49

5H505GG02

5H505GG04

5H505HA10

5H505HB01

5H505JJ17

5H505JJ24

5H505LL14

5H505LL16

5H505LL22

5H505LL41

5H770AA05

5H770CA02

5H770DA03

5H770GA01

5H770GA19

5H770HA02Y

(57)【要約】

【課題】簡易な方式で電流リップルを均一にすることが可能な電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換装置は、交流電力を直流電力に変換するコンバータと、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータと、インバータを制御する制御装置とを備える。制御装置は、負荷に供給する電流を検出する検出器と、検出器に基づいて目標値となるための制御角を演算する制御角演算部と、制御角演算部で演算した制御角に基づいて前記インバータを駆動するゲート駆動信号を生成するゲート駆動回路とを含む。制御角演算部は、前記制御角を演算するための演算テーブルを含む。演算テーブルは、真値との誤差の最大値が均等になるように設定された離散値テーブルである。
【選択図】図７

【特許請求の範囲】

【請求項1】

交流電力を直流電力に変換するコンバータと、
前記直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータと、
前記インバータを制御する制御装置とを備え、
前記制御装置は、
前記負荷に供給する電流を検出する検出器と、
前記検出器に基づいて目標値となるための制御角を演算する制御角演算部と、
前記制御角演算部で演算した制御角に基づいて前記インバータを駆動するゲート駆動信号を生成するゲート駆動回路とを含み、
前記制御角演算部は、前記制御角を演算するための演算テーブルを含み、
前記演算テーブルは、真値との誤差の最大値が均等になるように設定された離散値テーブルである、電力変換装置。

【請求項2】

前記演算テーブルは、真値との誤差の最大値が所定値以内となるように離散値間隔が調整される、請求項１記載の電力変換装置。

【請求項3】

前記制御角演算部は、前記演算テーブルを用いて前記制御角として正弦波関数および余弦波関数の値を算出する、請求項２記載の電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本開示は、電力変換装置に関する。

【背景技術】

【0002】

従来よりインバータの制御装置に関し、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式が一般的に用いられている。

【0003】

そして、電流波形として、電流リップルを抑制する方式が種々提案されている（特許文献１参照）。この点で、特許文献１においては、ゲート信号を印加するタイミングを制御する構成が開示されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開２００３－２３５２７０号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

一方で、当該ゲート信号を生成するにあたり正弦波関数等の角度を算出することが行われていたが、当該正弦波関数は位相情報に対し、値が一意に決まる関数である。従来は正弦波関数を、Ｃｏｒｄｉｃ演算を使い算出していたが、誤差を小さくするためには繰り返し演算が必要で高速化が困難であり、また各角度における誤差に周期性がなく、乱数的であった。そのため、従来の正弦波関数を使用したインバータ制御などでは、０－３６０度を繰り返す中で、誤差が大きい箇所と小さい箇所の制御誤差による電流リップルの増加が課題となっていた。

【0006】

本開示は、上記の課題を解決するためになされたものであって、簡易な方式で電流リップルを均一にすることが可能な電力変換装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0007】

ある局面に従う電力変換装置は、交流電力を直流電力に変換するコンバータと、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータと、インバータを制御する制御装置とを備える。制御装置は、負荷に供給する電流を検出する検出器と、検出器に基づいて目標値となるための制御角を演算する制御角演算部と、制御角演算部で演算した制御角に基づいて前記インバータを駆動するゲート駆動信号を生成するゲート駆動回路とを含む。制御角演算部は、前記制御角を演算するための演算テーブルを含む。演算テーブルは、真値との誤差の最大値が均等になるように設定された離散値テーブルである。

【0008】

好ましくは、演算テーブルは、真値との誤差の最大値が所定値以内となるように離散値間隔が調整される。

【0009】

好ましくは、制御角演算部は、演算テーブルを用いて制御角として正弦波関数および余弦波関数の値を算出する。

【発明の効果】

【0010】

本開示の電力変換装置は、簡易な方式で電流リップルを均一にすることが可能である。

【図面の簡単な説明】

【0011】

【図1】実施形態に基づく電力変換装置１の構成について説明する図である。

【図2】実施形態に従う制御回路５０の構成について説明する図である。

【図3】比較例に基づくｃｏｒｄｉｃ演算における制御誤差について説明する図である。

【図4】比較例に基づく演算テーブルに基づく余弦波関数の算出について説明する図である。

【図5】線形補間について説明する図である。

【図6】比較例に基づく演算テーブルを用いた場合の制御誤差について説明する図である。

【図7】実施形態に従う演算テーブルの生成方式について説明する図である。

【図8】実施形態に従う演算テーブルについて説明する図である。

【図9】実施形態に基づく演算テーブルを用いた場合の制御誤差について説明する図である。

【図10】実施形態に従うテーブル生成部６０による演算テーブルの生成フローについて説明する図である。

【図11】実施形態に基づく別の演算テーブルを用いた制御誤差について説明する図である。

【図12】実施形態に基づくさらに別の演算テーブルについて説明する図である。

【発明を実施するための形態】

【0012】

本実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当部分については、同一符号を付してその説明は繰り返さない。

【0013】

図１は、実施形態に基づく電力変換装置１の構成について説明する図である。図１を参照して、電力変換装置１は、交流系統と接続され、直流電圧を生成するコンバータ３と、コンバータ３の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサ５と、直流電圧を三相交流電圧に変換するインバータ２とを含む。

【0014】

インバータ２からの３相交流電圧は負荷であるモータに供給される。
インバータ２は、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の上側のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５と、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の下側のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６と、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のそれぞれに逆並列に接続されたダイオードＤ１～Ｄ６とから構成されている。

【0015】

インバータ２からモータへの出力電流を検出する電流センサ６が設けられる。電流センサ６で検出された信号は、制御回路５０に入力される。

【0016】

制御回路５０は、周波数指令と、電流センサ６で検出された信号とに基づいてモータを制御するためのゲート信号をゲート駆動回路１０に出力する。ゲート駆動回路１０は、制御回路５０からのゲート信号に基づいてゲート駆動信号をスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６にそれぞれ印加する。

【0017】

当該構成により所与の周波数指令に従ってモータを制御することが可能となる。
図２は、実施形態に従う制御回路５０の構成について説明する図である。図２を参照して、制御回路５０は、電流検出部２２と、相変換部２４と、座標変換部２６と、ロータ位置検出部２８と、速度制御部３０と、電流制御部３２と、逆座標変換部３４と、相変換部３６と、３相ＰＷＭ出力部３８と、テーブル生成部６０とを含む。

【0018】

電流検出部２２は、電流センサ６の検出信号に従って、アナログまたはデジタルの電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを出力する。

【0019】

相変換部（３相→２相）２４は、３相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを等価的に２相の電流Ｉα、Ｉβに変換する。

【0020】

座標変換部２６は、推定したロータの回転位置θ（ロータ位置θ）を用いて、固定座標上の電流Ｉα、Ｉβを回転座標（ｄｑ座標）上の電流Ｉｄ、Ｉｑに回転座標変換する。

【0021】

ロータ位置検出部２８は、電流Ｉｄ、Ｉｑを入力し、モータの誘起電圧を求めることによりロータの回転速度ωと回転位置θを推定演算する。

【0022】

速度制御部３０は、周波数指令ωrefから回転速度ωを減算して速度偏差Δωを出力し、その速度偏差Δωを入力してＰＩ演算しｑ軸電流指令Ｉqrefおよびｄ軸電流指令Ｉdrefを出力する。

【0023】

電流制御部３２は、ｄ軸電流指令Ｉdrefからｄ軸電流Ｉｄを減算してｄ軸電流偏差ΔＩｄを出力し、ｄ軸電流偏差ΔＩｄに基づいてＰＩ演算によりｄ軸電圧指令Ｖｄを出力するようになっている。同様に、電流制御部３２は、ｑ軸電流指令Ｉqrefからｑ軸電流Ｉｑを減算してｑ軸電流偏差ΔＩｑを出力し、ｑ軸電流偏差ΔＩｑに基づいてＰＩ演算によりｑ軸電圧指令Ｖｑを出力する。

【0024】

逆座標変換部３４は、推定したロータの回転位置θを用いて、回転座標上の電圧指令Ｖｄ、Ｖｑを固定座標上の電圧指令Ｖα、Ｖβに回転座標変換する。

【0025】

相変換部（２相→３相）３６は、２相の電圧指令Ｖα、Ｖβを等価的に３相の電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換する。

【0026】

３相ＰＷＭ出力部３８は、電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいて、インバータ２を構成する６個のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６に対するゲート信号ｕ、ｖ，ｗ，ｘ，ｙ，ｚ（ＰＷＭ信号）を出力する。

【0027】

ゲート駆動回路１０は、ゲート信号ｕ、ｖ，ｗ，ｘ，ｙ，ｚ（ＰＷＭ信号）に従ってスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を駆動するゲート駆動信号を出力する。

【0028】

座標変換部２６および逆座標変換部３４において、ロータの回転位置θ（ロータ位置θ）に基づく正弦波関数（ｓｉｎθ）および余弦波関数（ｃｏｓθ）が算出される。

【0029】

テーブル生成部６０は、上記正弦波関数（ｓｉｎθ）および余弦波関数（ｃｏｓθ）の算出に用いる演算テーブルを生成する。生成の方式については後述する。

【0030】

図３は、比較例に基づくｃｏｒｄｉｃ演算における制御誤差について説明する図である。図３を参照して、比較例としてｃｏｒｄｉｃ演算方式は、正弦波および余弦波関数の算出として繰り返し計算を必要とし、演算に時間がかかってしまう。誤差を小さくしようとすると、さらに繰り返し演算を増やす必要があり、演算時間が増加する可能性がある。また、誤差が連続的でなく、乱数的であった。

【0031】

したがって、当該正弦波および余弦波関数を使用したインバータ制御などでは、０－３６０度を繰り返す中で、誤差が大きい箇所と小さい箇所との制御誤差による電流リップルの増加が課題となっていた。特に正負が切り替わるタイミングでは誤差変動が大きくなる課題がある。

【0032】

図４は、比較例に基づく演算テーブルに基づく余弦波関数の算出について説明する図である。

【0033】

図４を参照して、本例においては一例として０°－９０°の範囲で余弦波関数を算出する場合について説明する。具体的には、５°間隔で離散値および傾斜値を予め算出してテーブルとして登録する場合が示されている。

【0034】

図５は、線形補間について説明する図である。
図５を参照して、例えば２０°－２５°の間の角度ｃについて余弦波関数を算出する場合について説明する。

【0035】

演算テーブルを用いた線形補間により角度ｃに対する余弦波関数（ｃｏｓｃ）については、（ｃ－２０）／ｂｂ５＋ａａ５として簡易に算出することが可能である。

【0036】

図６は、比較例に基づく演算テーブルを用いた場合の制御誤差について説明する図である。

【0037】

図６を参照して、当該演算テーブルを用いた場合であっても誤差が連続的でなく、０°～９０°にかけて誤差が大きい箇所と小さい箇所の制御誤差による電流リップルの増加の要因となる可能性がある。

【0038】

図７は、実施形態に従う演算テーブルの生成方式について説明する図である。
図７を参照して、余弦波関数の理論曲線と離散値との関係が示されている。

【0039】

図６でも示されているように余弦波関数の場合には、５°間隔で離散値が設定されている場合、０°付近の方が９０°付近よりも誤差が大きい。

【0040】

実施形態においては、余弦波関数の理論曲線の真値との誤差の最大値が均等になるように演算テーブル（離散値テーブル）を設定する。

【0041】

余弦波関数の場合には、０°付近の方が９０°付近よりも誤差が大きいため、０°付近については離散値間隔を狭める。一方で９０°付近については離散値間隔を広げる。

【0042】

図８は、実施形態に従う演算テーブルについて説明する図である。
図８を参照して、離散値間隔を０°付近については狭めて、９０°付近については広げた場合が示されている。演算テーブルのデータ数は、０°－９０°の間において２０個の離散値が設定されている場合が示されている。

【0043】

図９は、実施形態に基づく演算テーブルを用いた場合の制御誤差について説明する図である。

【0044】

図９を参照して、実施形態においては、余弦波関数の理論曲線の真値との誤差の最大値が均等になるとともに、演算誤差の最大値が０．０００５付近となっている。

【0045】

図１０は、実施形態に従うテーブル生成部６０による演算テーブルの生成フローについて説明する図である。

【0046】

図１０を参照して、テーブル生成部６０は、テーブルの項目数を設定する（ステップＳ２）。例えば、本例の場合には０°－９０°の範囲において２０個の離散値を設定する場合について説明する。

【0047】

次に、テーブル生成部６０は、仮離散点を設定する（ステップＳ４）。具体的には、１９個の離散値の場合には、仮の離散値として０°から順番に５°ずつの値を設定する場合について説明する。例えば、θ1（0°）～θ20（90°）について仮の離散値を設定する。

【0048】

次に、テーブル生成部６０は、初期値i=2に設定する（ステップＳ６）。例えば、余弦波の場合にcosθ1は１であり、その場合にcosθ2の離散値を算出する場合について説明する。

【0049】

次に、テーブル生成部６０は、θi-1とθiとの間の線形補間による最大誤差ΔEを算出する（ステップＳ８）。例えば、cosθ1（0°）とcosθ2（5°）との間の線形補間による最大誤差ΔEを算出する。

【0050】

次に、テーブル生成部６０は、ΔE>ΔEmaxの条件が成立しているか否かを判断する（ステップＳ１０）。例えば、cosθ1（0°）とcosθ2（5°）との線形補間による最大誤差ΔEがΔEmaxを越えているものとする。ΔEmaxは、所定の値であり適切な値に適宜設計することが可能である。

【0051】

次に、テーブル生成部６０は、ステップＳ１０において、ΔE>ΔEmaxの条件が成立していると判断した場合（ステップＳ１０においてＹＥＳ）には、θi=θi-Δpに設定する。例えば、cosθ1（0°）とcosθ2（5°）との線形補間による最大誤差ΔEがΔEmaxを越えている場合にθ2（5°）からΔpを減算した値をθ2に設定する。Δpは、所定の値であり適切な値に適宜設計することが可能である。

【0052】

そして、テーブル生成部６０は、ステップＳ８に戻り、θi-1とθiとの間の線形補間による最大誤差ΔEを算出し、ΔE<ΔEmaxの条件が成立するまで当該処理を繰り返す。すなわち、最大誤差の範囲内に収まるまでθiの値を減算する。

【0053】

そして、テーブル生成部６０は、ΔE>ΔEmaxの条件が成立しない、すなわち、ΔE<ΔEmaxの条件が成立すると判断した場合（ステップＳ１０においてＮＯ）には、θiは初期値よりも小さい値か否かを判断する（ステップＳ１２）。すなわち、当該最大誤差の範囲内に収まった場合に、初期値から減算したθiの値であるか否かを判断する。

【0054】

テーブル生成部６０は、ステップＳ１２において、θiは初期値よりも小さい値と判断した場合（ステップＳ１２においてＹＥＳ）には、当該θiを登録する（ステップＳ１４）。すなわち、当該最大誤差の範囲内に収まった場合に、初期値から減算したθiの値である場合には、当該θiを登録する。例えば、上記の図８の例では、θ2＝3.6に設定した場合に最大誤差の範囲内に収まったと判断して当該離散値を登録した場合が示されている。

【0055】

そして、以降同様にして、θ3,θ4,...についても同様にして登録が可能である。
これにより０°付近の方が９０°付近よりも誤差が大きいため、０°付近については離散値間隔を狭めることが可能である。

【0056】

次に、テーブル生成部６０は、ステップＳ１６において、処理が終了したか否かを判断する（ステップＳ１６）。具体的には、全ての仮離散点の登録が完了したか否かを判断する。

【0057】

ステップＳ１６において、テーブル生成部６０は、処理が終了していないと判断した場合（ステップＳ１６においてＮＯ）には、次の処理に進む（i=i+1）（ステップＳ１８）。そして、次の仮離算点の登録処理を実行する。当該処理を繰り返す。

【0058】

一方で、テーブル生成部６０は、ステップＳ１２において、θiは初期値よりも小さい値ではないと判断した場合（ステップＳ１２においてＮＯ）には、θi=θi+Δpに設定する（ステップＳ２２）。

【0059】

当該場合は、離散値間隔を広げる場合である。すなわち９０°付近になるにつれて仮の離算点よりも広げる必要がある。すなわち、初期値の際に既に最大誤差の範囲内に収まっている場合には、初期値から加算したθiの値に設定する。

【0060】

そして、テーブル生成部６０は、θi-1とθiとの間の線形補間による最大誤差ΔEを算出する（ステップＳ２４）。

【0061】

次に、テーブル生成部６０は、ΔE>ΔEmaxの条件が成立しているか否かを判断する（ステップＳ２６）。すなわち、最大誤差の範囲内を越えるまでθiの値を加算する。

【0062】

次に、テーブル生成部６０は、ステップＳ２６において、ΔE>ΔEmaxの条件が成立していると判断した場合（ステップＳ２６においてＹＥＳ）には、θi=θi-Δpに設定する（ステップＳ２８）。すなわち、最大誤差の範囲内を越えたθiの値であるため１つ前のθiに戻す処理を実行する。

【0063】

そして、テーブル生成部６０は、当該θiを登録する（ステップＳ１４）。以降の処理については上記で説明したのと同様である。

【0064】

一方で、テーブル生成部６０は、ステップＳ２６において、ΔE>ΔEmaxの条件が成立しないと判断した場合（ステップＳ２６においてＮＯ）には、ステップＳ２２に戻り、θi=θi+Δpに設定し、θi-1とθiとの間の線形補間による最大誤差ΔEを算出し、ΔE>ΔEmaxの条件が成立するまで当該処理を繰り返す。

【0065】

そして、テーブル生成部６０は、ΔE>ΔEmaxの条件が成立すると判断した場合（ステップＳ２６においてＹＥＳ）には、ステップＳ２８に進み、上記処理を繰り返す。

【0066】

そして、以降同様にして、登録が可能である。
これにより９０°付近については離散値間隔を広げた登録が可能となる。

【0067】

なお、本例においては、余弦波について説明したが正弦波についても同様に適用可能である。

【0068】

当該構成により、簡易な方式で制御誤差を均一にすることが可能である。すなわち、制御誤差を均一にすることにより局所的な制御誤差を抑制することが可能である。これにより、電流リップルを均一にすることが可能である。

【0069】

図１１は、実施形態に基づく別の演算テーブルを用いた制御誤差について説明する図である。

【0070】

図１１を参照して、本例においては、演算テーブルのデータ数を１５個の離散値に減らした場合が示されている。

【0071】

余弦波関数の場合には、０°付近の方が９０°付近よりも誤差が大きいため、０°付近については離散値間隔を狭める。一方で９０°付近については離散値間隔を広げる。

【0072】

これにより、演算テーブルのデータ数を減らした場合であっても演算誤差の最大値を０．００１付近にすることが可能である。また、この場合においても余弦波関数の理論曲線の真値との誤差の最大値が均等になるため簡易な方式で電流リップルを均一にすることが可能である。

【0073】

図１２は、実施形態に基づくさらに別の演算テーブルについて説明する図である。
図１２を参照して、本例においては、演算テーブルのデータ数を２０個の離散値に設定する場合が示されている。本例においては、デジタル制御演算に適用する場合について説明する。また、本例においては入力される角度として８ビットのデジタル値（０－２５５）が入力される場合について説明する。

【0074】

０－９０°の範囲に対して８ビットのデジタル値に対するアナログ値が示されている。デジタル値「１」の増加に対して略「０．３５３（９０／２５５）」ずつアナログ値が増加する場合が示されている。

【0075】

図８で説明したように、アナログ値「０－３．７」までは離散値「ａ１」および傾斜「ｂ１」であるため当該アナログ値に対応するデジタル値「０－１０」の１１個のデジタル値に対して離散値「ａ１」および傾斜値「ｂ１」が設定される場合が示されている。

【0076】

同様に、アナログ値「６４．８－７０．７」までは離散値「ａ１７」および傾斜「ｂ１７」であるため当該アナログ値に対応するデジタル値「１８４－２００」の１７個のデジタル値に対して離散値「ａ１７」および傾斜値「ｂ１７」が設定される場合が示されている。

【0077】

同様に、アナログ値「７０．７－７７．６」までは離散値「ａ１８」および傾斜「ｂ１８」であるため当該アナログ値に対応するデジタル値「２０１－２１９」の１９個のデジタル値に対して離散値「ａ１８」および傾斜値「ｂ１８」が設定される場合が示されている。

【0078】

同様に、アナログ値「７７．６－８７．６」までは離散値「ａ１９」および傾斜「ｂ１９」であるため当該アナログ値に対応するデジタル値「２２０－２４８」の２９個のデジタル値に対して離散値「ａ１９」および傾斜値「ｂ１９」が設定される場合が示されている。

【0079】

他の部分についても同様である。
離散値間隔を０°付近については狭めて、９０°付近については広げる。

【0080】

０°付近のデジタル値の個数に対して９０°付近のデジタル値の個数は多く設定される。

【0081】

例えば、８ビットの任意のデジタル値の入力に対して当該演算テーブルを参照して、離散値および傾斜値を取得する。

【0082】

例えば、デジタル値「２００」が入力された場合には演算テーブルを参照して、離散値「ａ１７」および傾斜値「ｂ１７」を取得する。そして当該取得した離散値および傾斜値を用いてデジタル制御演算を実行する。他のデジタル値についても同様に離散値および傾斜を取得してデジタル制御演算に利用することが可能である。

【0083】

さらに、正弦波関数の算出についても同様に適用可能である。
具体的には、正弦波関数の場合には、９０°付近の方が０°付近よりも誤差が大きいため、９０°付近については離散値間隔を狭める。一方で０°付近については離散値間隔を広げるようにすることが可能である。

【0084】

なお、本例においては０－９０°の範囲の余弦波関数の算出について説明したが０－３６０°の範囲についても同様に適用可能である。

【0085】

なお、本例においては、モータのロータの回転位置θ（ロータ位置θ）を用いて、余弦波関数を算出する場合の演算テーブルについて説明したが、モータのロータの回転位置に限られず、角度θを算出するものであればどのような負荷についても同様に適用可能であり、正弦波関数および余弦波関数を算出する場合にはどのような方式にも適用可能である。

【0086】

例えば、鉄を一定の厚みで引き延ばしする圧延システムのモータに対して適用することも可能である。仮に、制御誤差が乱数的に発生する場合には、局所的に厚みが不均一になる可能性があるが、上記方式を適用した場合には、制御誤差が均一となるため局所的なリップルが生じることはなく、局所的な厚みの発生を抑制することが可能である。

【0087】

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本開示の範囲は、上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

【符号の説明】

【0088】

１ 電力変換装置、２ インバータ、３ コンバータ、５ 平滑コンデンサ、６ 電流センサ、１０ ゲート駆動回路、２２ 電流検出部、２４，３６ 相変換部、２６ 座標変換部、２８ ロータ位置検出部、３０ 速度制御部、３２ 電流制御部、３４ 逆座標変換部、３８ ３相ＰＷＭ出力部、５０ 制御回路。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】