特開 2024-113463 電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024113463

(43)【公開日】2024-08-22

(54)【発明の名称】電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20240815BHJP

【ＦＩ】

H02M3/28 V

【審査請求】未請求

【請求項の数】7

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2023018461

(22)【出願日】2023-02-09

(71)【出願人】

【識別番号】509186579

【氏名又は名称】日立Ａｓｔｅｍｏ株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110002365

【氏名又は名称】弁理士法人サンネクスト国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】栗本 佳典

(72)【発明者】

【氏名】嶋田 尊衛

(72)【発明者】

【氏名】中原 瑞紀

(72)【発明者】

【氏名】阪部 智城

(72)【発明者】

【氏名】宮崎 英樹

(72)【発明者】

【氏名】安川 義人

【テーマコード（参考）】

5H730

【Ｆターム（参考）】

5H730AA14

5H730AA15

5H730AS04

5H730AS05

5H730AS17

5H730BB27

5H730BB61

5H730BB83

5H730BB86

5H730BB98

5H730CC01

5H730DD04

5H730EE03

5H730EE04

5H730EE07

5H730EE08

5H730EE13

5H730EE23

5H730EE73

5H730EE78

5H730FD11

(57)【要約】

【課題】低損失化、大電力化、高効率化、車両航続距離の維持を実現した電力変換装置を提供する。
【解決手段】
トランスと、第１～第３スイッチング回路と、を備える電力変換装置であって、前記第３スイッチング回路は、整流回路と、前記整流回路から出力される第３直流電力を平滑化する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサと直列に接続される第１スイッチング素子と、前記平滑コンデンサおよび前記第１スイッチング素子と第３直流電源との間に設けられるインダクタ素子とを有し、第２直流電源から前記第３直流電源へ電力供給する場合に、前記第２スイッチング回路の動作に基づいて、前記第１スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替える。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

第１巻線と、第２巻線と、第３巻線と、が磁気結合されたトランスと、
前記第１巻線に接続されて、第１直流電源との間で相互に第１直流電力と交流電力を変換する第１スイッチング回路と、
前記第２巻線に接続されて、第２直流電源との間で相互に前記交流電力と第２直流電力を変換する第２スイッチング回路と、
前記第３巻線に接続されて、前記交流電力を第３直流電力に変換して第３直流電源に供給する第３スイッチング回路と、を備える電力変換装置であって、
前記第３スイッチング回路は、前記交流電力を前記第３直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路から出力される前記第３直流電力を平滑化する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサと直列に接続される第１スイッチング素子と、前記平滑コンデンサおよび前記第１スイッチング素子と前記第３直流電源との間に設けられるインダクタ素子と、を有し、
前記第２直流電源から前記第３直流電源へ電力供給する場合に、前記第２スイッチング回路の動作に基づいて、前記第１スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替える
電力変換装置。

【請求項2】

請求項１に記載された電力変換装置であって、
前記第３スイッチング回路は、前記整流回路から前記インダクタ素子への導通を制御する第２スイッチング素子を有し、
前記第１直流電源から前記第２直流電源および前記第３直流電源へ同時に電力供給する場合、あるいは、前記第２直流電源から前記第１直流電源および前記第３直流電源へ同時電力供給する場合に、前記第１スイッチング素子をＯＮ状態に維持し、かつ前記第２スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替える
電力変換装置。

【請求項3】

請求項１に記載された電力変換装置であって、
前記第２直流電源から前記第３直流電源へ電力供給する場合で、かつ前記第２直流電源の電圧が予め設定された電圧の閾値よりも小さい場合には、前記第１スイッチング素子をＯＮ状態に維持する
電力変換装置。

【請求項4】

請求項１に記載された電力変換装置であって、
前記第１スイッチング素子は、前記トランスに電圧が印加されている間にＯＮになり、前記トランスに電圧が印加されていない間にＯＦＦになる
電力変換装置。

【請求項5】

請求項４に記載された電力変換装置であって、
前記トランスに電圧が印加されはじめてから所定の時間経過後に、前記第１スイッチング素子をＯＦＦからＯＮに切り替える
電力変換装置。

【請求項6】

請求項１に記載された電力変換装置であって、
前記第２スイッチング回路と前記第２直流電源との間に、電圧を双方向に変換する電圧変換回路を備える
電力変換装置。

【請求項7】

請求項１～６のいずれか一項に記載の電力変換装置は、車両に搭載され、
充電中に、前記第２スイッチング回路の動作に基づいて、前記第１スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替え、
走行中に、前記第１スイッチング素子をＯＮ状態に維持し、かつ前記第２スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替える
電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電力変換装置に関する。

【背景技術】

【0002】

主に電気自動車等に搭載される電力変換装置の１つである双方向充電・給電装置は、一般的にＯＢＣ（On Board Charger）と呼ばれ、技術開発に伴い、大電力化、小型化、低損失化が求められている。さらに、ＨＶ（High Voltage）バッテリからＬＶ（Low Voltage）給電するＤＣ／ＤＣコンバータをＯＢＣと統合し、車載の電源システム全体の小型化を達成する手法も報告されている。例えば、下記の特許文献１では、制御が必要な時にスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替えて、制御が不要な時にスイッチング素子の切り替え状態を常時オンにすることで、損失を低減し、かつ接続されている全ての負荷の動作領域を確保する電力変換装置が記載されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】特開２０１６－１５８３５３号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

従来の技術では、ＯＢＣは、ＬＬＣ共振型コンバータの方式を採用することによって大電力化・高効率化するような設計が施され、かつ低損失化を実現している。このＬＬＣ共振形のＯＢＣにおいて、絶縁トランスに巻線を追加し、ＨＶからＬＶへのＤＣ／ＤＣコンバータと統合する小型化手法を容易に構想することができる。この手法において、ＯＢＣを使用しない電力経路、すなわち車両走行中におけるＨＶバッテリからＬＶバッテリへの経路に関しても、ＯＢＣの出力電力や効率に合わせて設計された共振ＬＣなどの定数に基づいた周波数変調と位相シフトによってスイッチング素子の制御を行っている。

【0005】

しかしながら、このＨＶバッテリからＬＶバッテリへの電力供給モードに関して、ＨＶバッテリ側のリチウムイオンバッテリの電圧が高い場合、周波数が上限となることにより位相シフトのみで出力制御を行うため、ピーク電流が大きくなることがある。これにより、半導体の損失が大きくなり、ＨＶバッテリからＬＶバッテリへの電力供給効率が低下する課題が生じていた。また、車両走行中のＨＶバッテリからＬＶバッテリへの電力供給は、車両の航続距離に関連することから、上述の課題が生じることで、車両の航続距離が短くなるという課題も生じていた。

【0006】

これを鑑みて、本発明では、低損失化、大電力化、高効率化、車両航続距離の維持を実現した電力変換装置を提供することが目的である。

【課題を解決するための手段】

【0007】

本発明の電力変換装置は、第１巻線と、第２巻線と、第３巻線と、が磁気結合されたトランスと、前記第１巻線に接続されて、第１直流電源との間で相互に第１直流電力と交流電力を変換する第１スイッチング回路と、前記第２巻線に接続されて、第２直流電源との間で相互に前記交流電力と第２直流電力を変換する第２スイッチング回路と、前記第３巻線に接続されて、前記交流電力を第３直流電力に変換して第３直流電源に供給する第３スイッチング回路と、を備える電力変換装置であって、前記第３スイッチング回路は、前記交流電力を前記第３直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路から出力される前記第３直流電力を平滑化する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサと直列に接続される第１スイッチング素子と、前記平滑コンデンサおよび前記第１スイッチング素子と前記第３直流電源との間に設けられるインダクタ素子とを有し、前記第２直流電源から前記第３直流電源へ電力供給する場合に、前記第２スイッチング回路の動作に基づいて、前記第１スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替える。

【発明の効果】

【0008】

低損失化、大電力化、高効率化、車両航続距離の維持を実現した電力変換装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

【0009】

【図1】本発明の第１の実施形態に係る、電力変換装置の説明図

【図2】本発明の第１の実施形態に係る、第２スイッチング回路と第３スイッチング回路の動作を表す図

【図3】本発明の第２の実施形態に係る、スイッチング素子の動作を表す図

【図4】本発明の第３の実施形態に係る、スイッチング素子の動作を表す図

【図5】本発明の第４の実施形態に係る、電力変換装置の説明図

【図6】本発明の第４の実施形態に係る、第２スイッチング回路および第２直流電源の電圧レンジの説明図

【0010】

以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下の記載および図面は、本発明を説明するための例示であって、説明の明確化のため、適宜、省略および簡略化がなされている。本発明は、他の種々の形態でも実施する事が可能である。特に限定しない限り、各構成要素は単数でも複数でも構わない。

【0011】

図面において示す各構成要素の位置、大きさ、形状、範囲などは、発明の理解を容易にするため、実際の位置、大きさ、形状、範囲などを表していない場合がある。このため、本発明は、必ずしも、図面に開示された位置、大きさ、形状、範囲などに限定されない。

【0012】

（本発明の第１の実施形態と全体構成）
（図１）
外部の電源と接続可能な電力変換装置である車載の充電装置７は、例えば、図示するような車両外部の交流電源６と接続されることで、車載の第２直流電源Ｖ２と第３直流電源Ｖ３を充電できる。なお、充電装置７と接続される交流電源６は一例であり、充電装置７は、車両外部の直流電源と接続されて充電できるような構成を有していてもよい。充電装置７は、車両から外部に対しても電力供給が可能な双方向充電・給電装置である。

【0013】

なお、第２直流電源Ｖ２は、リチウムイオン蓄電池等のＨＶバッテリ（例えば２００Ｖ～４００Ｖ）である。また、第３直流電源Ｖ３は、補器バッテリであり、例えば車両の電装系の電源をつかさどるＬＶバッテリ（例えば１２Ｖ）である。

【0014】

充電装置７は、ＡＣ／ＤＣコンバータ５、ＤＣ／ＤＣコンバータ９を有している。ＤＣ／ＤＣコンバータ９は、第１スイッチング回路１と第２スイッチング回路２を有し、交流電源６から供給された電力を、第１スイッチング回路１と第２スイッチング回路２を用いて電力変換し、第２直流電源Ｖ２に供給している。

【0015】

また、充電装置７は、第３スイッチング回路３を有している。第３スイッチング回路３は、トランス１２を介して、ＤＣ／ＤＣコンバータ９が有する第１スイッチング回路１および第２スイッチング回路２に磁気的に接続されている。ＤＣ／ＤＣコンバータ９は、交流電源６から供給される電力を、第１スイッチング回路１と第３スイッチング回路３を用いて電力変換し、第３直流電源Ｖ３に供給している。なお、充電装置７は、ＯＢＣ回路の大電力化・高効率化・低損失化を実現する設計を施すために、ＬＬＣ共振型コンバータの方式を採用している。

【0016】

充電装置７において、トランス１２は、少なくとも３つの巻線が磁気結合された三巻線トランスである。第１スイッチング回路１は、３つの巻線のうち第１巻線Ｎ１に接続されている。第２スイッチング回路２は、３つの巻線のうち第２巻線Ｎ２に接続されている。第３スイッチング回路３は、３つの巻線のうち第３巻線Ｎ３に接続されている。

【0017】

第１スイッチング回路１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がそれぞれ直列接続された２つのスイッチングレグを有する。また、第１スイッチング回路１は、この２つのスイッチングレグに並列に接続されているコンデンサＣ１を有する。第１スイッチング回路１は、共振コンデンサＣｒ１および共振リアクトルＬｒ１と接続される。励磁インダクタンスＬｍは、第１巻線Ｎ１に並列に接続されている。

【0018】

第２スイッチング回路２は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８がそれぞれ直列接続された二つのスイッチングレグを有する。また、第２スイッチング回路２は、この２つのスイッチングレグに並列に接続されているコンデンサＣ２を有する。第２スイッチング回路２は、共振コンデンサＣｒ２および共振リアクトルＬｒ２と接続される。

【0019】

なお、共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２は、トランス１２の漏れインダクタンスとしてもよい。

【0020】

第３スイッチング回路３は、充電装置７において入力電圧より電圧を下げる制御を行う降圧チョッパの機能を有する。第３スイッチング回路３は、スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０で構成され変換された交流電力を第３直流電力に変換する整流回路１０、整流回路１０から出力される第３直流電力を平滑化する平滑コンデンサＣ、平滑コンデンサＣと直列に接続される第１スイッチング素子Ｓ１、整流出力である平滑コンデンサＣおよび第１スイッチング素子Ｓ１と、第３直流電源Ｖ３と、の間に設けられるスイッチング素子Ｓ２、平滑リアクトルであるインダクタ素子Ｌ、ダイオードＤ１を有する。第２スイッチング素子Ｓ２は、第２スイッチング素子Ｓ２をＯＮ／ＯＦＦすることにより、整流回路１０からインダクタ素子Ｌへの導通を制御している。

【0021】

外部からの電力供給における車両の充電について、充電装置７における具体的な電力変換および出力を説明する。充電装置７は、外部の交流電源６から交流電力を受電する。ＡＣ／ＤＣコンバータ５は、受電した交流電力を第１直流電力に変換し、第１直流電力を第１スイッチング回路１のコンデンサＣ１に供給する。充電装置７は、第１スイッチング回路１において、コンデンサＣ１に印加された第１直流電力を交流電力に変換し、トランス１２を介して第２スイッチング回路２および第３スイッチング回路３に出力する。充電装置７は、第２スイッチング回路２おいて、入力された交流電力を第２直流電力に変換し、コンデンサＣ２および第２直流電源Ｖ２に印加する。また、充電装置７は、第３スイッチング回路３において、入力された交流電力を第３直流電力に変換し、コンデンサＣおよび第３直流電源Ｖ３に印加する。

【0022】

（従来構成と本発明の構成との比較）
従来では、充電装置７のコンバータ回路には、外部の電源からＨＶバッテリ（第２直流電源Ｖ２）を充電する際に低損失にする設計が施されている。具体的には、充電装置７は、第３スイッチング回路３においての整流出力をコンデンサＣで受けるコンバータである。

【0023】

しかしながら、車両の走行中、つまり第２直流電源Ｖ２から第３直流電源Ｖ３への電力供給経路の場合、低損失にする設計が施された充電装置７は、低損失な電圧や電力レンジが限られており、電圧レンジが想定値より大きく外れると、周波数の変調量が大きくなり、ピーク電流が増えて損失が増大する。このような損失の増大により、第２直流電源Ｖ２の消耗が激しいと、車両の航続距離が短くなる課題が生じる。

【0024】

そこで本発明は、整流回路１０の出力側のコンデンサＣに直列に接続する第１スイッチング素子Ｓ１を設け、車両の走行中は第２スイッチング素子Ｓ２をＯＮにするとともに、第１スイッチング素子Ｓ１をＯＮ／ＯＦＦすることで、第３スイッチング回路３においての整流出力を、インダクタ素子Ｌに切り替えられるようなコンバータの設計にする。

【0025】

また、第１スイッチング素子Ｓ１がＯＮである期間は、トランス１２に電圧が印加されている場合に同期する。つまり、第１スイッチング素子Ｓ１は、トランス１２に電圧が印加されている期間のみＯＮにして、トランス１２に電圧が印加されていない間にＯＦＦにする。このようにすることで、第１スイッチング素子Ｓ１と平滑コンデンサＣをサージ吸収回路として利用でき、跳ね上がり電圧を抑えることができる。

【0026】

なお、整流出力がインダクタ素子Ｌであるコンバータとは、スイッチング素子Ｑ５とＱ８どちらもオンか、どちらもオフであるときに、整流回路１０の整流出力に電圧がかけられ、インダクタ素子Ｌがチョッパの役割を有する設計である。つまり、第２直流電源Ｖ２から第３直流電源Ｖ３へ電力供給する場合に、第２スイッチング回路２の動作に基づいて、第１スイッチング素子Ｓ１のＯＮ／ＯＦＦを切り替え、第２スイッチング素子Ｓ２は常時ＯＮ状態に維持し、第１スイッチング素子Ｓ１とコンデンサＣによってアクティブクランプを構成して、跳ね上がり電圧からスイッチング素子を保護している。なお、この場合の第１スイッチング回路１は、トランス１２への電圧印加期間で出力電圧を制御する位相シフト動作になっている。

【0027】

このようにしたことで、車両が充電中か走行中かによって、低損失な方の回路設計を選択でき、電圧をコントロールしやすくなるため、第３直流電源Ｖ３に正しい電圧を出力できる。また、電力供給元である第２直流電源Ｖ２の電圧が高くなっても、インダクタ素子Ｌにより半導体の低損失化を実現できる。また、これにより、双方向充電装置７の高効率化と車両の航続距離の両立を実現できる。

【0028】

なお、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８、第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等である。また、整流回路１０のスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０は、ＭＯＳＦＥＴやダイオード等である。また、ダイオードＤ１は、ＭＯＳＦＥＴでもよい。また、直流電源Ｖ２，Ｖ３は、任意のＤＣ電圧を必要とする負荷としてもよい。

【0029】

（図２）
本発明の実施形態に係る、第２スイッチング回路２の動作と第３スイッチング回路３の動作について説明する。第２スイッチング回路２において、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成るスイッチングレグ、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成るスイッチングレグは、図示するように、どちらもデューティー比５０％で動作して、互いの位相をずらして運転している。この結果、図２のＶｔｒに示すように、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ８がどちらもＯＮか、スイッチング素子Ｑ６，Ｑ７どちらもＯＮの時間帯のみ、トランス１２に電圧を印加することが可能である。このように、位相をずらすことでトランス１２に印加する電圧のデューティー比を制御している。

【0030】

ただし、このようなデューティー比で電圧を第３直流電源Ｖ３の直流電圧に変換するには、インダクタ素子Ｌが必要である。そこで、前述したようにスイッチング回路３において、平滑コンデンサＣに第１スイッチング素子Ｓ１を直列に接続して設け、第１スイッチング素子Ｓ１はトランス１２に電圧が印加されたときのみＯＮにし、第２スイッチング素子Ｓ２は常時ＯＮの状態に維持されている。このようにすることで、上述の作用効果を実現できる。

【0031】

（変形例）
トランス１２に電圧が印加されたときに、第１スイッチング素子Ｓ１をＯＦＦに維持した場合、ＭＯＳＦＥＴである第１スイッチング素子Ｓ１の寄生ダイオードに電流が流れ、寄生容量が充電される。第１スイッチング素子Ｓ１の寄生ダイオードに電流が流れた後で、第１スイッチング素子Ｓ１をＯＮにすれば、第１スイッチング素子のドレイン－ソース間電圧が低い状態でダイオードに導通している第１スイッチング素子Ｓ１をＯＮにすることになるため、第１スイッチング素子Ｓ１はＺＶＳ（Zero Voltage Switching）となり、第１スイッチング素子Ｓ１の損失を低減できる。

【0032】

このように、第１スイッチング素子Ｓ１がＯＦＦからＯＮになるタイミングは、トランス１２に電圧が印加されはじめるタイミングから所定の時間経過後であるように制御してもよく、これにより第１スイッチング素子Ｓ１でＺＶＳを実現でき、第１スイッチング素子Ｓ１の損失を減らすことができる。また、第１スイッチング素子Ｓ１の損失の低減により、車両の航続距離が長くなることに貢献できる。

【0033】

（第２の実施形態）
（図３）
第２実施形態では、充電装置７において、外部の交流電源６およびＡＣ／ＤＣコンバータ５の構成を第１直流電源として置き換えて説明する。充電装置７は、第１直流電源から第２直流電源Ｖ２および第３直流電源Ｖ３へ同時に電力供給する場合、あるいは、第２直流電源Ｖ２から第１直流電源および第３直流電源Ｖ３へ同時に電力供給する場合には、第３スイッチング回路３の第１スイッチング素子Ｓ１をＯＮ状態に維持し、かつ第２スイッチング素子Ｓ２のＯＮ／ＯＦＦを切り替える。

【0034】

同時電力供給の際に、第３スイッチング回路３の第１スイッチング素子Ｓ１を常時ＯＮ状態に維持して平滑コンデンサＣを電圧源として、第２スイッチング素子Ｓ２のＯＮ／ＯＦＦを切り替えてチョッパを動作させる。チョッパは、第２スイッチング素子Ｓ２、ダイオードＤ１、インダクタ素子Ｌで構成される。このように、ＬＶバッテリ側で電圧調整を行い、第２スイッチング素子Ｓ２のパルス幅制御で第３スイッチング回路３を制御することにより、低損失な回路設計の双方向充電・給電装置を用いて第２直流電源Ｖ２を充電中であっても、補器バッテリである第３直流電源Ｖ３に正しい電圧が供給でき、かつ第３直流電源Ｖ３の電圧を安定に制御することができる。

【0035】

第２直流電源Ｖ２から第１直流電源および第３直流電源Ｖ３へ同時電力供給する場合、第２スイッチング回路２が第３スイッチング回路３のコンデンサＣの電圧を制御して、第３スイッチング回路３で第３直流電源Ｖ３の電圧を制御する。このようにすることで、どちらの同時供給の場合であっても、第３直流電源Ｖ３を安定して制御できる。

【0036】

（第３の実施形態）
（図４）
第２直流電源Ｖ２の電圧に閾値を設定する。走行中である第２直流電源Ｖ２から第３直流電源Ｖ３への供給時において、この閾値よりも第２直流電源Ｖ２の電圧が大きい場合は、第２スイッチング回路２および第３スイッチング回路３は、前述の図２と同様の動作である。しかし、第２直流電源Ｖ２から第３直流電源Ｖ３への供給時において、第２直流電源Ｖ２の電圧に設定された閾値よりも、第２直流電源Ｖ２の電圧が低い場合は、第２スイッチング回路２および第３スイッチング回路３を、図４に示す動作に切り替える。

【0037】

図示するように、設定された閾値よりも第２直流電源Ｖ２の電圧が小さい場合、第３スイッチング回路３の第１スイッチング素子Ｓ１を常時ＯＮ状態に維持し、スイッチング素子Ｓ２も常時ＯＮ状態に維持して、整流出力を平滑コンデンサＣで受けるようにする。このとき、平滑コンデンサＣの電圧は、第３直流電源Ｖ３の電圧である。これは、整流出力をインダクタ素子Ｌで受けるよりも、コンデンサＣで受ける共振型コンバータ回路の設計に切り替えた方が、低損失化を実現できる場合があるためである。

【0038】

このときのデューティー比５０％でスイッチングするスイッチング素子Ｑ５，Ｑ８で構成されるスイッチングレグと、スイッチング素子Ｑ６，Ｑ７で構成されるスイッチングレグの位相は、図示するように必ずしもずらす必要はなく、周波数を変調させて平滑コンデンサＣの電圧を制御してもよい。

【0039】

このように、コンバータ回路を動作モードに合わせて限定的にコンバータ回路の方式を選択することで、低損失な電圧や電圧変換比のレンジが狭い方式であり整流出力がコンデンサＣであるコンバータ回路の方式も効率的に利用でき、電圧変換比のレンジを超えて周波数変調量が大きくなることから生じるピーク電流が増大を解消できる。これにより、走行中のバッテリ供給の低損失化を実現し、かつ車両の航続距離の延長に貢献できる。

【0040】

（第４の実施形態）
（図５、図６）
第４の実施形態では、前述した実施形態における充電装置７において、第２直流電源Ｖ２とコンデンサＣ２の間に、双方向チョッパ回路１１を挿入して設けた。双方向チョッパ回路１１によって、第２直流電源Ｖ２の電圧が所定の閾値以下である場合は、その閾値の電圧までコンデンサＣ２の電圧を昇圧させ、その閾値以上は昇圧させずに、第２直流電源Ｖ２の電圧をそのままコンデンサＣ２の電圧として出力する。

【0041】

このようにすることで、コンバータ回路に要求される電圧を狭めたレンジで維持して、このレンジに特化した共振コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２、共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２および励磁インダクタンスＬｍを選定できるため、コンバータ回路に要求される電圧変換レンジが小さくなる。このように、共振コンバータ回路とＨＶバッテリからＬＶバッテリへの電力供給回路との両方の電圧のレンジを狭めるため、充電装置７は高効率回路の設計がしやすくなり、低損失化に貢献できる。また、これに伴い、車両の航続距離を長くさせることができる。

【0042】

このように、第２スイッチング回路２と第２直流電源Ｖ２との間に、電圧を双方向に変換する電圧変換回路である双方向チョッパ回路１１を備えたことで、第１スイッチング回路１、第２スイッチング回路２、第３スイッチング回路３で構成されるＤＣ／ＤＣコンバータ９の電圧変換レンジが狭くなる。よって、双方向充電装置７の高効率回路の設計が容易になる。

【0043】

上記で説明した構成は、車両に搭載される双方向充電する電力変換装置のものであるが、車両に搭載されないタイプの双方向充電する電力変換装置であっても、本発明の構成を適用できる。

【0044】

以上説明した本発明の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。

【0045】

（１）電力変換装置は、第１巻線Ｎ１と、第２巻線Ｎ２と、第３巻線Ｎ３と、が磁気結合されたトランス１２と、第１巻線Ｎ１に接続されて、第１直流電源との間で相互に第１直流電力と交流電力を変換する第１スイッチング回路１と、第２巻線Ｎ２に接続されて、第２直流電源Ｖ２との間で相互に交流電力と第２直流電力を変換する第２スイッチング回路２と、第３巻線Ｎ３に接続されて、交流電力を第３直流電力に変換して第３直流電源Ｖ３に供給する第３スイッチング回路３と、を備える。第３スイッチング回路３は、交流電力を第３直流電力に変換する整流回路１０と、整流回路１０から出力される第３直流電力を平滑化する平滑コンデンサＣと、平滑コンデンサＣと直列に接続される第１スイッチング素子Ｓ１と、前記平滑コンデンサおよび前記第１スイッチング素子と前記第３直流電源との間に設けられるインダクタ素子Ｌとを有する。第２直流電源Ｖ２から第３直流電源Ｖ３へ電力供給する場合に、第２スイッチング回路２の動作に基づいて、第１スイッチング素子Ｓ１のＯＮ／ＯＦＦを切り替える。このようにしたことで、低損失化、大電力化、高効率化、車両航続距離の維持を実現した電力変換装置を提供できる。

【0046】

（２）第３スイッチング回路３は、整流回路１０からインダクタ素子Ｌへの導通を制御する第２スイッチング素子Ｓ２を有する。第１直流電源Ｖ１から第２直流電源Ｖ２および第３直流電源Ｖ３へ同時に電力供給する場合、あるいは、第２直流電源Ｖ２から第１直流電源および第３直流電源Ｖ３へ同時電力供給する場合に、第１スイッチング素子Ｓ１をＯＮ状態に維持し、かつ第２スイッチング素子Ｓ２のＯＮ／ＯＦＦを切り替える。このようにしたことで、第２直流電源Ｖ２に充電中であっても、第３直流電源Ｖ３に対して正しい電圧を供給できる。

【0047】

（３）第２直流電源Ｖ２から第３直流電源Ｖ３へ電力供給する場合であって、かつ第２直流電源Ｖ２の出力電圧が予め設定された閾値よりも小さい場合には、第１スイッチング素子Ｓ１をＯＮ状態に維持する。このようにしたことで、低損失化と車両航続距離の延長に貢献できる。

【0048】

（４）第１スイッチング素子Ｓ１は、トランス１２に電圧が印加されている間にＯＮになり、トランス１２に電圧が印加されていない間にＯＦＦになる。このようにしたことで、第１スイッチング素子Ｓ１をサージ吸収回路として扱い、低損失化を実現できる。

【0049】

（５）トランス１２に電圧が印加されはじめるタイミングから所定の時間経過後に、第１スイッチング素子Ｓ１をＯＦＦからＯＮに切り替える。このようにしたことで、低損失化を実現できる。

【0050】

（６）第２スイッチング回路２と第２直流電源Ｖ２との間に、電圧を双方向に変換する電圧変換回路（双方向チョッパ回路）１１を備える。このようにしたことで、低損失化、高効率な双方向充電装置７の実現、車両航続距離を延ばすことに貢献できる。

【0051】

（７）電力変換装置は、車両に搭載され、充電中に、第２スイッチング回路２の動作に基づいて、第１スイッチング素子Ｓ１のＯＮ／ＯＦＦを切り替え、走行中に、第１スイッチング素子Ｓ１をＯＮ状態に維持し、かつ第２スイッチング素子Ｓ２のＯＮ／ＯＦＦを切り替える。このようにしたことで、低損失化、大電力化、高効率化、車両航続距離の維持を実現した電力変換装置を搭載した車両を提供できる。

【0052】

なお、本発明は上記の実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や他の構成を組み合わせることができる。また本発明は、上記の実施形態で説明した全ての構成を備えるものに限定されず、その構成の一部を削除したものも含まれる。

【符号の説明】

【0053】

１ 第１スイッチング回路
Ｎ１ 第１巻き線
２ 第２スイッチング回路
Ｎ２ 第２巻き線
Ｖ２ 第２直流電源
３ 第３スイッチング回路
Ｎ３ 第３巻き線
Ｖ３ 第３直流電源
Ｓ１ 第１スイッチング素子
Ｓ２ 第２スイッチング素子
Ｃ 平滑コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
Ｌ インダクタ素子
５ ＡＣ／ＤＣコンバータ
６ 交流電源
７ 双方向充電装置
９ ＬＬＣ共振形ＤＣＤＣコンバータ（ＬＬＣコンバータ）
１０ 整流回路
１１ 双方向チョッパ回路
１２ トランス

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】