特開 2024-115670 高昇圧ＤＣ－ＤＣコンバータ

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024115670

(43)【公開日】2024-08-27

(54)【発明の名称】高昇圧ＤＣ－ＤＣコンバータ

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20240820BHJP

【ＦＩ】

H02M3/155 H

【審査請求】未請求

【請求項の数】8

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2023021431

(22)【出願日】2023-02-15

【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第２項適用申請有り 発行日：令和４年８月２９日 刊行物：ＩＥＩＣＥ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅｘｐｒｅｓｓ， Ｖｏｌ．１９，Ｎｏ．１９，１－５（社団法人 電子情報通信学会） 発行日：令和４年１２月１５日 刊行物：Ｓｅｎｓｏｒｓ ２０２２，２２，９８９３（ＭＤＰＩ）

(71)【出願人】

【識別番号】597040902

【氏名又は名称】学校法人東京工芸大学

(74)【代理人】

【識別番号】110000855

【氏名又は名称】弁理士法人浅村特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】崔 通

【テーマコード（参考）】

5H730

【Ｆターム（参考）】

5H730AA02

5H730AA14

5H730AS04

5H730BB14

5H730DD04

5H730FG05

5H730ZZ17

(57)【要約】

【課題】高効率で制御が簡単な新規の電力変換回路を提供する。
【解決手段】
入力電源と、ＱＺ回路と、フライングコンデンサと、スイッチング素子と、出力端子とを備えた、電力変換装置において、
前記スイッチング素子により、前記入力電源と、前記ＱＺ回路と、前記フライングコンデンサとの接続関係を制御することにより、前記出力端子における開放電圧を制御できるように構成されたことを特徴とする、電力変換装置。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

入力電源と、ＱＺ回路と、フライングコンデンサと、スイッチング素子と、出力端子とを備えた、電力変換装置において、
前記スイッチング素子により、前記入力電源と、前記ＱＺ回路と、前記フライングコンデンサとの接続関係を制御することにより、前記出力端子における開放電圧を制御できるように構成されたことを特徴とする、電力変換装置。

【請求項2】

前記スイッチング素子は、第１のモードと第２のモードを備え、
前記第１のモードでは、フライングコンデンサと出力回路とが開回路となると共に、入力電源とＱＺ回路とフライングコンデンサとが共に並列になる閉回路を構成し、
前記第２のモードでは、入力電源からＱＺ回路を介して、フライングコンデンサへの直列回路を介して、出力回路へ電力を供給する閉回路を構成することを特徴とする、請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項3】

前記第２のモードにおいて、前記出力端子の開放電圧は、少なくとも入力電源の約２倍の電圧となることを特徴とする、請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項4】

前記フライングコンデンサにかかる素子耐圧は、入力電源の電圧に等しいことを特徴とする、請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項5】

前記スイッチング素子は、ロー・サイド・ドライバであることを特徴とする、請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項6】

前記出力端子の電圧は、ＧＮＤ基準の電圧である、請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項7】

前記第１のモードにおいて、デューティ・サイクルＤ＜０．５となるように、前記スイッチング素子が制御されることを特徴とする、請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項8】

負荷容量が入力電圧側から切り離される期間が相対的に短くなるように制御される、
請求項７に記載の電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電力変換回路に関するものであり、特に、高昇圧が要求されるＰＶ（Ｐｈｏｔｏｖｏｌｔａｉｃ Ｃｅｌｌ：太陽電池）やＦＣ（ＦｕｅｌＣｅｌｌ：燃料電池）などで使用可能な高昇圧ＤＣ－ＤＣコンバータに関するものである。

【背景技術】

【0002】

ＰＶ（ＰｈｏｔｏＶｏｌｔａｉｃ：太陽電池）やＦＣ（ＦｕｅｌＣｅｌｌ：燃料電池）は、ＡＣグリッドやＤＣグリッドに接続するために、Ｂｏｏｓｔコンバータが必要である。しかし、従来の昇圧ＤＣ－ＤＣコンバータは、昇圧比ＣＲ（Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ Ｒａｔｉｏ）がＣＲ＝１／（１－Ｄ）であり、昇圧比を高くしようとすると、パルス幅が狭くなり制御困難となる。ここで、ＤはＤｕｔｙＣｙｃｌｅ（デューティ・サイクル）である。これまで、数々の高昇圧ＤＣ－ＤＣコンバータが提案されている。代表的なものとして、カップルドインダクタタイプが提案されている（非特許文献２）。しかし、このカップルドインダクタタイプを用いた構成はインダクタリークが生じるという問題と、カップルドインダクタが通常の市販品で入手できないという問題がある。

【0003】

上述した問題について、近年、Ｚ－ｓｏｕｒｃｅｎｅｔｗｏｒｋをＤＣ－ＤＣコンバータに適用する例が提案されている。しかし、出力電圧がＧＮＤ基準でないなどの実用上の課題がある。ＩＩＴ（ＩｎｄｉａｎＩｎｓｔｉｔｕｔｅｓｏｆＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、インド工科大学）のＭ．Ｖｅｅｒａｃｈａｒらは、ＱＺ（Ｑｕａｓｉ－Ｚ－ｓｏｕｒｃｅ、準Ｚソース）回路を使用した高昇圧ＤＣ－ＤＣコンバータを提案した（非特許文献１）。昇圧比ＣＲ＝（２－２Ｄ）／（１－２Ｄ）であり、従来のＤＣ－ＤＣコンバータより昇圧比が高く、出力電圧もＧＮＤ基準である。しかしながら、例えば、Ｚソースインバータは昇圧、インバータ動作の機能融合による小型化等の特長を持つが、ＤＣ－ＤＣコンバータ内で使用するスイッチング素子の素子耐圧が大きくなるなどの技術的課題が残る。

【先行技術文献】

【非特許文献】

【0004】

【非特許文献1】Ｍ．Ｖｅｅｒａｃｈａｒｙ， ｅｔ ａｌ．：”Ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ Ｓｉｘｔｈ Ｏｒｄｅｒ ＱｕａｓｉＺ－Ｓｏｕｒｃｅ ＤＣ－ＤＣ Ｂｏｏｓｔ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，” ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｓｕｓｔａｉｎａｂｌｅ Ｅｎｅｒｇｙ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ （ＩＣＳＥＴＳ） （２０１９）．

【非特許文献2】Ｒｏｎｇ－Ｊｏｎｇ Ｗａｉ， ｅｔ ａｌ．：”Ｈｉｇｈ Ｓｔｅｐ－Ｕｐ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ Ｗｉｔｈ Ｃｏｕｐｌｅｄ－Ｉｎｄｕｃｔｏｒ”， ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ， Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｉｏｎ （２００５）．

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

本発明の一態様によると、上述したような技術的課題を解決できるような、高効率で制御が容易な新規の電力変換回路を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0006】

本発明の一態様によると、
入力電源と、ＱＺ回路と、フライングコンデンサと、スイッチング素子と、出力端子とを備えた、電力変換装置において、
前記スイッチング素子により、前記入力電源と、前記ＱＺ回路と、前記フライングコンデンサとの接続関係を制御することにより、前記出力端子における開放電圧を制御できるように構成されたことを特徴とする、電力変換回路を提供する。

【発明の効果】

【0007】

本発明の電力変換回路は、非特許文献１と比較すると、（１）出力電圧のリップルが小さい、（２）ハイ・サイド・ドライバが不要である、（３）素子耐圧が小さいなどの技術的効果がある。

【0008】

本発明の電力変換回路は、従来の電力変換回路（Ｂｏｏｓｔコンバータ）と比べ、（１）昇圧比（ＣＲ）が高い、（２）デューティ・サイクルＤ＜０．５で動作させるので制御が容易、（３）変換効率が良いなどの技術的効果もある。

【0009】

本発明の他の目的、特徴及び利点は添付図面に関する以下の本発明の実施例の記載から明らかになるであろう。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】図１は、（ａ）本実施例の電力変換回路の構成、（ｂ）本実施例の電力変換回路の動作状態（第１のモード）、（ｃ）本実施例の電力変換回路の別の動作状態（第２のモード）、（ｄ）Ｍｏｄｅ１とＭｏｄｅ２の各部波形のタイミングチャートを示す。

【図2】図２は、昇圧比ＣＲの比較を示す。

【図3】図３は、非特許文献１と本実施例の電力変換回路のトポロジー比較例を示す。（ａ）非特許文献１の電力変換回路（ｂ）非特許文献１の電力変換回路の動作状態（第１のモード）、（ｃ）非特許文献１の電力変換回路の別の動作状態（第２のモード）、（ｄ）本実施例の電力変換回路の構成、（ｅ）本実施例の電力変換回路の動作状態（第１のモード）、（ｆ）本実施例の電力変換回路の別の動作状態（第２のモード）を示す。

【図4】図４は、出カリップル電圧比較シミュレーション結果を示す。（ａ）非特許文献１の電力変換回路の出カリップル電圧を示し、（ｂ）本実施例の電力変換回路の出カリップル電圧を示す。

【図5】図５は、昇圧比の実測値と理論値比較を示す。

【図6】図６は、ピーク効率を示す。

【図7】図７は、本実施例の電力変換回路を使用した応用例を示す。

【発明を実施するための形態】

【0011】

図１（ａ）に本実施例の電力変換回路を示す。図１（ａ）において、Ｖｇは入力電圧（入力電源）、Ｖｏは出力電圧（端子）、Ｒｏは負荷抵抗、Ｃｏは負荷容量、ＣＦはフライングコンデンサ、Ｍはソース端子がＧＮＤ（グランド）に接地されたＮＭＯＳトランジスタを示す。Ｄ１～Ｄ３はダイオード、点線で囲んだ部分はＱＺ（Ｑｕａｓｉ－Ｚ－ｓｏｕｒｃｅ：準Ｚソース）回路である。また、本実施例のＱＺ回路は、ＱＺコンデンサＣ１～Ｃ２、ＱＺインダクタＬ１～Ｌ２、ダイオードＤ３から構成される。また、トランジスタＭは、ソース端子がＧＮＤに接地されており、ドレイン端子には、電源が接続されていないので、ロー・サイド・ドライバと称してもよい。

【0012】

本実施例の電力変換回路は、トランジスタＭのＯＮ／ＯＦＦ動作により、２つのモード（第１のモードと第２のモード）で動作する。トランジスタＭのＯＮ／ＯＦＦ動作は、トランジスタＭのゲート端子に接続された制御回路（図示せず）から、例えば、図１（ｄ）に示すような、所定のデューティ・サイクルのパルス波の電圧をゲートにかけることにより実現される。図１（ｄ）のデューティ・サイクルにおいては、Ｄ＝０．９であるので、周期Ｔとすると、Ｄ＊ＴでトランジスタＭがＯＮになる。すなわち、第１のモードになる。一方で、（１―Ｄ）＊ＴでトランジスタＭがＯＦＦになるので、第２のモードになる。

【0013】

図１（ｂ）は、図１（ａ）の電力変換回路が、第１のモードで動作するときの等価回路を示す。ここで、黒丸はＯＮ状態を示している。第１のモードの動作では、トランジスタＭがＯＮになる。そして、ダイオードＤ１がＯＮになる。また、ダイオードＤ２、Ｄ３の電圧は負になり、ＯＦＦになる。このモードの初期にはインダクタ電流が増加し、ＱＺコンデンサＣ１、Ｃ２の電圧は減少する。

【0014】

第１のモードにおいては、入力電源とＱＺ回路とフライングコンデンサＣＦとが並列になる閉回路を構成する。また、フライングコンデンサと出力回路とが開回路となる。

【0015】

図１（ｃ）は、図１（ａ）の電力変換回路が、第２のモードで動作するときの等価回路を示す。ここで、Ｄ２とＤ３の黒丸はＯＮ状態を意味する。第２のモードの動作では、トランジスタＭがＯＦＦになり、ダイオードＤ２、Ｄ３がＯＮになる。ダイオードＤ１電圧は負になり、ＯＦＦになる。

【0016】

第２のモードにおいては、ＱＺ回路とフライングコンデンサＣＦが直列になり、出力端子に接続された負荷へ電力を供給する閉回路を構成する。また、出力端子の（開放）電圧Ｖｏは、少なくとも入力電圧Ｖｇの約２倍の電圧となる。

【0017】

図１（ｄ）に、本実施例の電力変換回路のタイミングチャートを示す。第１のモードのとき図１（ｂ）に示すように、トランジスタＭがＤＴの期間ＯＮし、インダクタ電流ＩＬ１、ＩＬ２がΔＩＬ分増加する。また、このとき、Ｃｏの端子間電圧は、ΔＶｏ分しか減少しない。第２のモードのとき図１（ｃ）に示すように、トランジスタＭが（１－Ｄ）Ｔの期間ＯＦＦし、インタクタ電流ＩＬ１、ＩＬ２がΔＩＬ分減少する。以下、これを繰り返す。

【0018】

電力変換回路の昇圧比ＣＲ（＝Ｖｏ／Ｖｇ）は、次式となる。
昇圧比ＣＲ＝（２－２Ｄ）／（１－２Ｄ）

【0019】

このモードの等価回路を図１（ｃ）に示す。このとき、Ｄ２とＤ３はＯＮとなる。このとき、ダイオードＤ１の電圧は負になり、ＯＦＦになる。

【0020】

キルヒホッフの電圧法則（第二法則）を用いて得られた電圧式は式（１）である。ここで、ＶＬ１は、図１のＬ１にかかる電圧、ＶＣ２はＣ２に係る電圧を示す。

【0021】

【数1】

【0022】

Ｄ２がＯＮなので、Ｌ１とＣ１の電圧の総和はゼロになり、式（２）が得られる。

【0023】

【数2】

【0024】

モード２において、キルヒホッフの電圧法則を用いて得られた電圧式は以下の通りである。

【0025】

【数3】

【0026】

ここで、インダクタＬ１に対する電圧時間バランスを適用すると（４）式が得られる。

【0027】

【数4】

【0028】

（４）式をＶＣ１について解くと、（５）式が得られる。

【0029】

【数5】

【0030】

ＶＣ１＝ＶＣ２となるため、（５）式から（６）式が得られる。

【0031】

【数6】

【0032】

（６）式を（３）式に代入すると、ＶＣＦ＝Ｖｇとなり、Ｖｏ／Ｖｇは次のようになる。

【0033】

【数7】

【0034】

本実施例の電力変換回路は、フライングコンデンサＣＦの素子耐圧の低減を実現する。

【0035】

従来のコンバータでは、図３（ｂ）に示すように、フライングコンデンサＣＦの端子にはＶｏとＶｇが印加されている。（７）式を用いると、フライングコンデンサＣＦの端子電圧は次のようになる。

【0036】

【数8】

【0037】

一方、本実施例の電力変換回路では、図３（ｆ）に示すように、フライングコンデンサＣＦの端子にはＶｏとＶＱＺが印加される。（６）式を用いると、ＣＦの端子電圧は次のようになる。

【0038】

【数9】

【0039】

（７）式から（９）式はＶｇになり、図３（ｅ）からも明らかである。よって、本実施例の電力変換回路においては、フライングコンデンサＣＦの素子耐圧を緩和することができる。なお、他の素子（Ｄ１、Ｄ２、Ｍ、Ｃ１、Ｃ２）の素子耐圧は同じである。

【0040】

上述の検討に基づき、従来技術と本実施例との素子耐圧（電圧ストレス）の比較を表１に示す。

【0041】

【表1】

【0042】

表１を使用して、フライングコンデンサＣＦの素子耐圧の具体例を説明する。例えば、入力電圧Ｖｇ＝４８Ｖ、デューティ・サイクルＤ＝０．４の場合、非特許文献１では、フライングコンデンサＣＦの耐圧が２４０Ｖ（＝４８／（１―２＊４））以上必要である。一方、本願発明では、フライングコンデンサＣＦの耐圧が４８Ｖでよいことがわかる。

【0043】

図２に昇圧比ＣＲの比較示す。下側の線は、従来の昇圧回路を示し、上側の線は、非特許文献１と本実施例の電力変換回路を示す。

【0044】

本実施例の電力変換回路は、従来の昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ（Ｂａｓｉｃ Ｂｏｏｓｔ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ、ＢＢＣ）である電力変換回路に比べて、昇圧比ＣＲが大きい。また、デューティ・サイクルＤ＜０．５で動作させるので、短いパルス幅が不要で制御しやすい。

【0045】

例えば、図２によると、デューティ・サイクルＤ＝０．４の場合、従来の電力変換回路では、昇圧比ＣＲが１．６７倍であるが、本実施例の電力変換回路は、昇圧比ＣＲが６．００倍となることがわかる。

【0046】

図３に非特許文献１と本実施例の電力変換回路のトポロジーの比較を示す。図３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）が非特許文献１の電力変換回路であり、図３（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）が本実施例の電力変換回路の図である。ここで、Ｓ１～Ｓ４はスイッチ、Ｌｏは負荷電流である。非特許文献１は電圧ダブラ（Ｖｏｌｔａｇｅ－Ｄｏｕｂｌｅｒ）のＳ４をＱＺに置き換えた構成である。一方、本実施例の電力変換回路はＳ３をＱＺに置き換えた構成である。

【0047】

以下（１）～（３）では、本実施例の電力変換回路の利点を説明する。

【0048】

（１）非特許文献１の電力変換回路は、Ｓ３用にハイ・サイド・ドライバが必要である。なぜなら、Ｎｃｈ ＭＯＳＦＥＴのソース端子がＧＮＤでない（ＱＺの左側端子に接続される）からである。これに対し、本実施例の電力変換回路は、Ｓ４にはハイ・サイド・ドライバが不要である。なぜなら、Ｎｃｈ ＭＯＳＦＥＴのソース端子がＧＮＤに接続されるからである。

【0049】

（２）非特許文献１は、負荷容量Ｃｏが入力電圧Ｖｇ側から切り離される期間が長い（図２（ｃ））。これに対し、本実施例の電力変換回路は、負荷容量Ｃｏが入力電圧Ｖｇ側から切り離される期間が短い（図２（ｅ））。よって、出力電圧リップルが減らせる。その結果、負荷容量Ｃｏの容量を小さくできる。具体的には、非特許文献１も本実施例の電力変換回路もデューティ・サイクルＤ＜０．５で動作する。よって、例えば、デューティ・サイクルＤ＝０．１とした場合、非特許文献１は、図２（ｂ）：０．４（＝０．５－０．１）の期間と図２（ｂ）：０．５の期間だけ負荷容量ＣｏはＩｏにつながっている。負荷容量ＣｏはＩｏにつながっている期間が長いと電圧降下が生じ、出力電圧Ｖｏが下がる。よって、リップルが増える。

【0050】

ここで、図４は、出カリップル電圧比較シミュレーション結果を示す。（ａ）非特許文献１の電力変換回路の出カリップル電圧を示し、（ｂ）本実施例の電力変換回路の出カリップル電圧を示す。（ａ）非特許文献１の９．３３Ｖに対し、（ｂ）本実施例の電力変換回路は２．０２Ｖに抑えられている。

【0051】

（３）フライングコンデンサＣＦにかかる電圧を小さくできる（表１参照）。すなわち、素子耐圧が小さくなり、より安価な部品で構成できる。

【0052】

図５に昇圧比ＣＲを実測した結果を示す。横軸は、デューティ・サイクルＤを示し、縦軸は、出力電圧Ｖｏを示す。パラメータとして、入力電圧Ｖｇ＝２０Ｖ、３０Ｖ、４０Ｖとし、Ｄ＝０．０５～０．３５の範囲で測定した。点線が理論値である。実測値は、理論値とほぼー致している。ここで、出力電圧Ｖｏが小さいとき少し理論値より低めに出るのはダイオードＤ１～Ｄ３の電圧降下が原因である。

【0053】

図６に現状のピーク効率の実測値である。横軸が出力電力であり、縦軸が効率を示す。本実施例の電力変換回路では、ピーク効率９４．９％が得られている。

【0054】

以上説明したように、本実施例の電力変換回路は、非特許文献１の電力変換回路のようなハイ・サイド・ドライバが不要なので、それに伴うレベルシフタ回路が不要になる。その結果として、例えば、本実施例の電力変換回路（ＤＣ－ＤＣコンバータ）は、非特許文献１の電力変換回路と比べて、高い変換効率を実現ができるという技術的効果を奏する。

【0055】

図７は、本実施例の電力変換回路を使用した応用例を示す。図７は、いわゆるピコグリッドのような分散型電源供給網に適用した例をブロック図で示す。ピコグリッドには、太陽電池や燃料電池などをグリッドにつなぐために、高効率で、制御が簡単なＤＣ－ＤＣコンバータが利用される。図７に示した電力変換回路において、電力変換回路の入力電源側が太陽電池であり、電力変換回路の出力端子側が負荷（グリッド）である。ここで、グリッドは、例えば、ＤＣグリッド（３８０Ｖ～４００Ｖ）などであり、ＤＣグリッド上では、（必要であれば降圧ＤＣ／ＤＣコンバータなどを介して）様々なＤＣ負荷（例えば、電気自動車の給電ステーションなど）が接続されている。

【0056】

別の実施例として、入力電源は、リチウムイオン電池（２．７Ｖ～４．２Ｖ）、電気自動車バッテリ（４８Ｖ）、サーバ用電源（４８Ｖ）、太陽光パネル（１５Ｖ～４０Ｖ）などでもよい。

【0057】

以上のように本発明の実施態様について説明したが、上述の説明に基づいて当業者にとって種々の代替例、修正又は変形が可能であり、本発明はその趣旨を逸脱しない範囲で前述の種々の代替例、修正又は変形を包含するものである。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】