特開 2024-116721 マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024116721

(43)【公開日】2024-08-28

(54)【発明の名称】マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20240821BHJP

【ＦＩ】

H02M3/155 W

H02M3/155 F

H02M3/155 H

H02M3/155 C

【審査請求】未請求

【請求項の数】10

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2023022498

(22)【出願日】2023-02-16

(71)【出願人】

【識別番号】000004260

【氏名又は名称】株式会社デンソー

(74)【代理人】

【氏名又は名称】矢作 和行

(74)【代理人】

【識別番号】100121991

【弁理士】

【氏名又は名称】野々部 泰平

(74)【代理人】

【識別番号】100145595

【弁理士】

【氏名又は名称】久保 貴則

(72)【発明者】

【氏名】稲葉 雅司

【テーマコード（参考）】

5H730

【Ｆターム（参考）】

5H730AS01

5H730AS04

5H730BB14

5H730BB57

5H730BB82

5H730DD04

5H730FD01

5H730FD11

5H730FD41

5H730FG01

5H730FG10

5H730XX01

5H730XX41

(57)【要約】

【課題】簡素な構成でスイッチングタイミングが重ならないように同期制御が可能なマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータを提供すること。
【解決手段】マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１は、互いに並列接続され複数のＤＣＤＣコンバータ２０のひとつであるマスターコンバータ２０１、マスターコンバータを除いた残りのＤＣＤＣコンバータであるスレーブコンバータ２０２，２０３、マスターコンバータを基準としてスレーブコンバータのスイッチング動作を制御する制御装置２２２，２２３を備える。制御装置は、複数のＤＣＤＣコンバータそれぞれのスイッチングタイミングが互いに重ならないように、マスターコンバータのインダクタＬ１を流れる電流であるマスター電流Ｉｃｈ１の値に基づいてスレーブコンバータのスイッチング動作を制御する。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

インダクタおよびスイッチを有し、前記スイッチのスイッチング動作によって入力電圧を昇圧して出力するＤＣＤＣコンバータ（２０）を複数備え、複数の前記ＤＣＤＣコンバータが並列接続されたマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータであって、
複数の前記ＤＣＤＣコンバータのひとつであるマスターコンバータ（２０１）と、
前記マスターコンバータを除いた残りの前記ＤＣＤＣコンバータであるスレーブコンバータ（２０２，２０３）と、
前記マスターコンバータを基準として前記スレーブコンバータのスイッチング動作を制御する制御装置（２２２，２２３）と、
を備え、
前記制御装置は、複数の前記ＤＣＤＣコンバータそれぞれのスイッチングタイミングが互いに重ならないように、前記マスターコンバータの前記インダクタを流れる電流であるマスター電流の値に基づいて前記スレーブコンバータのスイッチング動作を制御する、マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ。

【請求項2】

前記マスターコンバータの前記スイッチは、前記マスター電流が所定の上限電流値に到達するとオフし、前記マスター電流が所定の下限電流値まで低下すると再びオンし、
前記制御装置は、前記マスター電流が上昇して前記上限電流値よりも低い所定の電流閾値に到達すると、前記スレーブコンバータの前記スイッチをオンする、請求項１に記載のマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ。

【請求項3】

前記制御装置は、前記入力電圧および出力電圧のそれぞれを監視する電圧モニタ部（２３）と、前記マスター電流を監視するマスター電流モニタ部（２４）と、前記スレーブコンバータのスイッチングタイミングを演算する演算部（２７）と、前記スレーブコンバータの前記スイッチを駆動する駆動部（２５）と、を有し、
前記演算部は、前記上限電流値、または、前記上限電流値および前記下限電流値と、前記入力電圧と、前記出力電圧とに基づいて前記電流閾値を演算し、
前記駆動部は、前記マスター電流が前記電流閾値に到達すると、前記スレーブコンバータの前記スイッチをオンする、請求項２に記載のマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ。

【請求項4】

前記制御装置は、前記マスターコンバータの前記スイッチがオンする度に、前記電流閾値を演算する、請求項３に記載のマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ。

【請求項5】

前記制御装置は、前記マスターコンバータの前記スイッチがオフしてから次にオフするまでの期間において、複数の前記ＤＣＤＣコンバータのオフタイミング同士の間隔が均等となるように、前記電流閾値を演算する、請求項３または請求項４に記載のマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ。

【請求項6】

前記マスターコンバータの前記スイッチがオフしてから次にオフするまでの期間における前記スレーブコンバータのオフタイミングが均等間隔になっているかをモニタし、ずれが生じている場合に均等間隔になるように前記電流閾値を補正する補正部（２８）を有する、請求項５に記載のマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ。

【請求項7】

前記マスターコンバータの前記スイッチがオフしてから次にオフするまでの期間における前記スレーブコンバータのオフタイミングが均等間隔になっているかをモニタし、ずれが生じている場合に均等間隔になるように前記上限電流値または前記下限電流値を補正する補正部（２８）を有する、請求項５に記載のマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ。

【請求項8】

複数の前記ＤＣＤＣコンバータは、複数の前記スレーブコンバータを含み、
複数の前記スレーブコンバータの一部が故障した場合、前記制御装置は、前記マスターコンバータと故障が生じていない前記スレーブコンバータとの数に応じてオフタイミング同士の間隔が均等となるように前記電流閾値を演算する、請求項２に記載のマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ。

【請求項9】

前記マスターコンバータが故障した場合、前記スレーブコンバータのひとつが前記マスターコンバータとして機能する、請求項１に記載のマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ。

【請求項10】

複数の前記ＤＣＤＣコンバータは、複数の前記スレーブコンバータを含み、
前記マスターコンバータが故障した場合、複数の前記スレーブコンバータは非同期で個別にスイッチング動作する、請求項１に記載のマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

この明細書における開示は、マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータに関する。

【背景技術】

【0002】

特許文献１は、並列接続された複数のＤＣＤＣコンバータを備えるマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータを開示している。この明細書における技術的要素の説明として、参照により援用される。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】特開２０１５－１４６７１１号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

特許文献１では、ＤＣＤＣコンバータのひとつに出力するＰＷＭ信号を基準に遅延したＰＷＭ信号を生成し、遅延ＰＷＭ信号を他のＤＣＤＣコンバータに出力することで、各ＤＣＤＣコンバータのスイッチングタイミングを異ならせている。

【0005】

特許文献１に代表される周波数同期信号を用いた制御方式は、構成が複雑でコストが高くなる。構成の簡素化、コストの低減のためには、電流フィードバックによる制御方式を用いることが好ましい。しかしながら、電流フィードバック方式の場合、基準となり得るＰＷＭ信号がなく、さらには駆動周波数が入力電圧や出力電圧などの外的要因で変動するという問題がある。上記した観点において、または言及されていない他の観点において、マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータにはさらなる改良が求められている。

【0006】

開示されるひとつの目的は、簡素な構成でスイッチングタイミングが重ならないように同期制御が可能なマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータを提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0007】

開示のひとつであるマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータは、
インダクタおよびスイッチを有し、スイッチのスイッチング動作によって入力電圧を昇圧して出力するＤＣＤＣコンバータ（２０）を複数備え、複数のＤＣＤＣコンバータが並列接続されたマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータであって、
複数のＤＣＤＣコンバータのひとつであるマスターコンバータ（２０１）と、
マスターコンバータを除いた残りのＤＣＤＣコンバータであるスレーブコンバータ（２０２，２０３）と、
マスターコンバータを基準としてスレーブコンバータのスイッチング動作を制御する制御装置（２２２，２２３）と、
を備え、
制御装置は、複数のＤＣＤＣコンバータそれぞれのスイッチングタイミングが互いに重ならないように、マスターコンバータのインダクタを流れる電流であるマスター電流の値に基づいてスレーブコンバータのスイッチング動作を制御する。

【0008】

開示のマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータによれば、マスター電流の値に基づいてスレーブコンバータのスイッチングタイミングを制御する。これにより、周波数同期信号を用いなくても、複数のＤＣＤＣコンバータそれぞれのスイッチングタイミングが互いに重ならないように同期制御が可能である。よって、簡素な構成でスイッチングタイミングが重ならないように同期制御が可能なマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータを提供することができる。

【0009】

この明細書における開示された複数の態様は、それぞれの目的を達成するために、互いに異なる技術的手段を採用する。請求の範囲およびこの項に記載した括弧内の符号は、後述する実施形態の部分との対応関係を例示的に示すものであって、技術的範囲を限定することを意図するものではない。この明細書に開示される目的、特徴、および効果は、航続の詳細な説明、および添付の図面を参照することによってより明確になる。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】第１実施形態に係るマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータを備えたＥＣＵを示す図である。

【図2】動作シーケンスを示す図である。

【図3】電流閾値の演算方法を説明するための図である。

【図4】第２実施形態に係るマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータにおいて、動作シーケンスを示す図である。

【図5】電流閾値の演算方法を説明するための図である。

【図6】参考例を示す図である。

【図7】第３実施形態に係るマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータにおいて、スレーブコンバータの構成を示す図である。

【図8】電流閾値の補正方法を説明するための図である。

【図9】変形例を示す図である。

【図10】第４実施形態に係るマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータにおいて、故障時の処理を示すフローチャートである。

【図11】変形例を示す図である。

【図12】変形例を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0011】

以下、図面に基づいて複数の実施形態を説明する。なお、各実施形態において対応する構成要素には同一の符号を付すことにより、重複する説明を省略する場合がある。各実施形態において構成の一部分のみを説明している場合、当該構成の他の部分については、先行して説明した他の実施形態の構成を適用することができる。また、各実施形態の説明において明示している構成の組み合わせばかりではなく、特に組み合わせに支障が生じなければ、明示していなくても複数の実施形態の構成同士を部分的に組み合せることができる。

【0012】

（第１実施形態）
まず、図１に基づいて、マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータを備えるＥＣＵの概略構成について説明する。ＥＣＵは、Electronic Control Unitの略称である。ＥＣＵは、電子制御装置と称されることがある。

【0013】

＜ＥＣＵ＞
図１に示すように、ＥＣＵ１０は、マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１を備えている。マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１は、昇圧型のＤＣＤＣコンバータである。マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１は、後述するように互いに並列接続された複数のＤＣＤＣコンバータ２０を備えている。

【0014】

ＥＣＵ１０は、負荷５０に対して電源を供給する。ＥＣＵ１０は、入力電圧を昇圧して負荷５０に供給する機能を備えている。ＥＣＵ１０は、電源を供給する機能のみを備えてもよいし、複数の機能のひとつとして電源供給機能を備えてもよい。負荷５０は、たとえば車両、飛行体、船舶、建設機械、農業機械などの移動体や、工場、家庭などにおいて用いられる。ＥＣＵ１０は、上記した移動体、工場、家庭などに配置され得る。図１では、便宜上、負荷５０をひとつのみ示しているが、ＥＣＵ１０により電源を供給される負荷５０の数はひとつに限定されない。複数でもよい。一例として本実施形態のＥＣＵ１０は車両に配置され、負荷５０である燃料噴射弁（インジェクタ）に駆動用の電源を供給する。燃料噴射弁が噴射する燃料は、ガソリンなどの液体燃料でもよいし、水素などの気体燃料でもよい。

【0015】

本実施形態のＥＣＵ１０は、マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１に加えて、マイコン１２を備えている。マイコン１２は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、入出力インターフェース、およびこれらを接続するバス等を備えたマイクロコンピュータである。ＣＰＵは、Central Processing Unitの略称である。ＲＯＭは、Read Only Memoryの略称である。ＲＡＭは、Random Access Memoryの略称である。ＲＯＭは、書き換え可能な不揮発性メモリであり、各種プログラムやデータを記憶する。ＲＯＭは、たとえばフラッシュメモリである。ＣＰＵは、ＲＡＭの一時格納機能を利用しつつ、ＲＯＭに格納された種々のプログラムを実行することで、複数の機能部を構築する。

【0016】

マイコン１２は、マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１に、昇圧動作における指示を出力する。マイコン１２は、たとえば出力電圧の目標値、つまり目標電圧を指示する。マイコン１２は、電流プロファイル、具体的には上限電流値（ピーク電流値）を指示する。マイコン１２は、電流プロファイルとして、上限電流値に加えて下限電流値を指示してもよい。マイコン１２は、電流プロファイルとして、上限電流値に加えて、上限電流値に到達してから次にオンするまでのオフ時間を指示してもよい。マイコン１２は、たとえば車両の状態や負荷の状態に基づいて昇圧動作の開始、停止、一時停止などを指示してもよい。マイコン１２は、たとえば車両の状態や負荷５０の状態に応じて、駆動するＤＣＤＣコンバータ２０の数、つまりチャンネル数を切り替えてもよい。マイコン１２は、チャンネル番号を指示してもよい。

【0017】

＜マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ＞
次に、図１に基づき、マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１について説明する。マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１は、複数のＤＣＤＣコンバータ２０と、コンデンサＣ０を備えている。複数のＤＣＤＣコンバータ２０は、互いに並列接続されている。複数のＤＣＤＣコンバータ２０（昇圧回路２１）は、負荷５０に対して互いに並列に接続されている。

【0018】

一例として図１に示すマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１は、３つのＤＣＤＣコンバータ２０を備えている。マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１は、ＤＣＤＣコンバータ２０として、ひとつのマスターコンバータ２０１と、２つのスレーブコンバータ２０２，２０３を備えている。マスターコンバータ２０１は、複数のＤＣＤＣコンバータ２０において昇圧制御の基準となる。スレーブコンバータ２０２，２０３は、マスターコンバータ２０１を基準として昇圧制御を実行する。ＤＣＤＣコンバータ２０の数は、チャンネル（ｃｈ）数、フェーズ数などと称されることがある。図１では、マスターコンバータ２０１をマスター（ｃｈ１）、スレーブコンバータ２０２をスレーブ（ｃｈ２）、スレーブコンバータ２０３をスレーブ（ｃｈ３）と示している。

【0019】

ＤＣＤＣコンバータ２０のそれぞれは、入力電圧であるバッテリ電圧Ｖｂａｔｔを昇圧する昇圧回路２１と、制御装置２２を備えている。マスターコンバータ２０１は、昇圧回路２１１と、制御装置２２１を備えている。スレーブコンバータ２０２は、昇圧回路２１２と、制御装置２２２を備えている。スレーブコンバータ２０３は、昇圧回路２１３と、制御装置２２３を備えている。

【0020】

昇圧回路２１１は、インダクタＬ１、スイッチＱ１、およびダイオードＤ１を有している。一例として本実施形態のスイッチＱ１は、ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴである。ＭＯＳＦＥＴは、Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistorの略称である。スイッチＱ１は、バッテリ電圧Ｖｂａｔｔが入力される電源端子とグランドとの間に配置されている。スイッチＱ１のソースは、グランドに接続されている。

【0021】

インダクタＬ１の端子のひとつは電源端子に接続され、端子の他のひとつは後述のシャント抵抗Ｒ１を介してスイッチＱ１のドレインに電気的に接続されている。つまりインダクタＬ１とスイッチＱ１は、インダクタＬ１をハイサイド側として電源端子とグランドとの間で直列接続されている。ダイオードＤ１のアノードはスイッチＱ１のドレインに接続され、カソードはマスターコンバータ２０１の出力端子に接続されている。

【0022】

昇圧回路２１１は、さらにシャント抵抗Ｒ１を有している。シャント抵抗Ｒ１は、インダクタＬ１に流れる電流であるマスター電流Ｉｃｈ１を検出するための抵抗である。シャント抵抗Ｒ１の端子のひとつはインダクタＬ１に接続され、端子の他のひとつはスイッチＱ１のドレインに接続されている。シャント抵抗Ｒ１とスイッチＱ１との接続点にダイオードＤ１のアノードが接続されている。

【0023】

昇圧回路２１２，２１３は、昇圧回路２１１と同様の構成を有している。昇圧回路２１２は、インダクタＬ２、スイッチＱ２、ダイオードＤ２、およびシャント抵抗Ｒ２を有している。シャント抵抗Ｒ２は、インダクタＬ２に流れる電流であるスレーブ電流Ｉｃｈ２を検出するための抵抗である。スイッチＱ２は、バッテリ電圧Ｖｂａｔｔが入力される電源端子とグランドとの間に配置されている。スイッチＱ２のソースは、グランドに接続されている。インダクタＬ２の端子のひとつは電源端子に接続され、端子の他のひとつはシャント抵抗Ｒ２を介してスイッチＱ２のドレインに電気的に接続されている。ダイオードＤ２のアノードはシャント抵抗Ｒ２とスイッチＱ２との接続点に接続され、カソードはスレーブコンバータ２０２の出力端子に接続されている。

【0024】

昇圧回路２１３は、インダクタＬ３、スイッチＱ３、ダイオードＤ３、およびシャント抵抗Ｒ３を有している。シャント抵抗Ｒ３は、インダクタＬ３に流れる電流であるスレーブ電流Ｉｃｈ３を検出するための抵抗である。スイッチＱ３は、バッテリ電圧Ｖｂａｔｔが入力される電源端子とグランドとの間に配置されている。スイッチＱ３のソースは、グランドに接続されている。インダクタＬ３の端子のひとつは電源端子に接続され、端子の他のひとつはシャント抵抗Ｒ３を介してスイッチＱ３のドレインに電気的に接続されている。ダイオードＤ３のアノードはシャント抵抗Ｒ３とスイッチＱ３との接続点に接続され、カソードはスレーブコンバータ２０３の出力端子に接続されている。

【0025】

このように各ＤＣＤＣコンバータ２０は、互いに共通構成の昇圧回路２１を備えている。昇圧回路２１の回路構成は、上記した例に限定されない。たとえばダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３に代えてスイッチを採用してもよい。

【0026】

制御装置２２は、昇圧回路２１の駆動を制御する。制御装置２２は、昇圧回路２１が備えるスイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３の駆動（オン駆動、オフ駆動）を制御することにより、昇圧動作を制御する。制御装置２２は、制御回路、駆動回路、昇圧制御部などと称されることがある。一例として本実施形態の制御装置２２は、マイコン１２からの指示にしたがって、対応する昇圧回路２１の駆動を制御する。制御装置２２は、マイコン１２から昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔの目標電圧と上限電流値を含む電流プロファイルとを取得し、対応する昇圧回路２１の駆動を制御する。

【0027】

マスターコンバータ２０１の制御装置２２１は、電圧モニタ部２３、マスター電流モニタ部２４、および駆動部２５を備えている。電圧モニタ部２３は、入力電圧であるバッテリ電圧Ｖｂａｔｔ、および、出力電圧である昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔのそれぞれを監視する。マスター電流モニタ部２４は、対応する昇圧回路２１１のインダクタＬ１を流れる電流、つまりマスター電流Ｉｃｈ１を監視する。駆動部２５は、マイコン１２からの指示値およびモニタ結果に基づいて、スイッチＱ１をオン駆動、オフ駆動する。

【0028】

スレーブコンバータ２０２の制御装置２２２は、制御装置２２１と同様に、電圧モニタ部２３、マスター電流モニタ部２４、および駆動部２５を備えている。さらに制御装置２２２は、スレーブ電流モニタ部２６、および演算部２７を備えている。電圧モニタ部２３は、バッテリ電圧Ｖｂａｔｔおよび昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔのそれぞれを監視する。マスター電流モニタ部２４は、インダクタＬ１を流れるマスター電流Ｉｃｈ１を監視する。スレーブ電流モニタ部２６は、対応する昇圧回路２１２のインダクタＬ２を流れるスレーブ電流Ｉｃｈ２を監視する。演算部２７は、後述する手法により、マスター電流Ｉｃｈ１に基づいてスイッチＱ２をオンさせるための電流閾値を演算する。駆動部２５は、マイコン１２からの指示値、モニタ結果、および演算結果に基づいて、スイッチＱ２をオン駆動、オフ駆動する。

【0029】

スレーブコンバータ２０３の制御装置２２３は、制御装置２２２と同様の構成を有している。つまり、スレーブコンバータ２０２，２０３は、互いに共通の構成を有している。制御装置２２３は、電圧モニタ部２３、マスター電流モニタ部２４、駆動部２５、スレーブ電流モニタ部２６、および演算部２７を備えている。電圧モニタ部２３は、バッテリ電圧Ｖｂａｔｔおよび昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔのそれぞれを監視する。マスター電流モニタ部２４は、インダクタＬ１を流れるマスター電流Ｉｃｈ１を監視する。スレーブ電流モニタ部２６は、対応する昇圧回路２１３のインダクタＬ３を流れるスレーブ電流Ｉｃｈ３を監視する。演算部２７は、後述する手法により、マスター電流Ｉｃｈ１に基づいてスイッチＱ３をオンさせるための電流閾値を演算する。駆動部２５は、マイコン１２からの指示値、モニタ結果、および演算結果に基づいて、スイッチＱ３をオン駆動、オフ駆動する。

【0030】

このように、マスターコンバータ２０１の制御装置２２１は、対応する昇圧回路２１のインダクタを流れる電流（マスター電流）のみをモニタする。スレーブコンバータ２０２，２０３の制御装置２２２，２２３は、対応する昇圧回路２１のインダクタを流れる電流（スレーブ電流）に加えて、マスターコンバータ２０１のインダクタＬ１を流れる電流（マスター電流）をモニタする。なお、インダクタを流れる電流は、昇圧電流、充電電流などと称されることがある。電圧モニタ部２３がバッテリ電圧Ｖｂａｔｔと昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔをモニタする例を示したが、バッテリ電圧Ｖｂａｔｔをモニタするモニタ部と昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔをモニタするモニタ部を分けて設けてもよい。

【0031】

コンデンサＣ０は、複数のＤＣＤＣコンバータ２０の出力端子とグランドとの間に設けられている。コンデンサＣ０は、負荷５０に印加するエネルギーを蓄積する。一例として本実施形態のコンデンサＣ０は、開弁駆動時に燃料噴射弁のソレノイドに印加するエネルギーを蓄積する。コンデンサＣ０は、昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔを負荷５０に供給する。コンデンサＣ０としては、たとえば電解コンデンサを採用することができる。コンデンサＣ０の正極端子には、各ＤＣＤＣコンバータ２０の昇圧回路２１の出力端子が共通接続されている。正極端子には、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３のカソードが接続されている。コンデンサＣ０の負極端子は、グランドに接続されている。

【0032】

なお、複数のＤＣＤＣコンバータ２０の数は、特に限定されない。複数のＤＣＤＣコンバータ２０のひとつはマスターコンバータとして機能し、マスターコンバータを除いた残りはスレーブコンバータとして機能する。マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１は、たとえば２つのＤＣＤＣコンバータ２０を備えてもよい。この場合、ＤＣＤＣコンバータ２０のひとつはマスターコンバータとして機能し、他のひとつはスレーブコンバータとして機能する。マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１は、４つ以上のＤＣＤＣコンバータ２０を備えてもよい。マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１は、負荷５０に応じてＤＣＤＣコンバータ２０の数を増減させることが可能である。たとえばＤＣＤＣコンバータ２０の後付けが可能である。

【0033】

＜動作シーケンス＞
次に、図２に基づき、マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１の動作シーケンスの一例について説明する。図２は、マスターコンバータ２０１とスレーブコンバータ２０２を備える構成、つまり２チャンネル構成のマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１の例を示している。一例として本実施形態では、バッテリ電圧Ｖｂａｔｔを１２Ｖ、昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔの目標電圧（閾値電圧）を６５Ｖとしている。

【0034】

マスターコンバータ２０１の制御装置２２１は、昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔが目標電圧（６５Ｖ）よりも低くなると、スイッチＱ１をオンする。つまり、昇圧回路２１１（スイッチＱ１）が昇圧動作を開始する。インダクタＬ１に流れるマスター電流Ｉｃｈ１は、スイッチＱ１のオンにより０Ａ（ゼロアンペア）から上昇する。マスター電流Ｉｃｈ１が上限電流値Ｉｐｅａｋに到達すると、制御装置２２１はスイッチＱ１をオフする。スイッチＱ１のオフにより、マスター電流Ｉｃｈ１は下降する。マスター電流Ｉｃｈ１が０Ａになると、制御装置２２１は、スイッチＱ１を再びオンする。このように、マスターコンバータ２０１は、昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔが目標電圧を超えるまで、スイッチＱ１のオン、オフを繰り返す。

【0035】

スレーブコンバータ２０２の制御装置２２２は、スイッチＱ１をオンするタイミングで後述の手法により電流閾値Ｉｔｈを演算する。後述するように、制御装置２２２は、スイッチＱ１のオンタイミングでバッテリ電圧Ｖｂａｔｔおよび昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔを取得し、電流閾値Ｉｔｈを演算する。電流閾値Ｉｔｈは、上限電流値Ｉｐｅａｋよりも低い所定値である。マスター電流Ｉｃｈ１が上昇して電流閾値Ｉｔｈに到達すると、制御装置２２２はスイッチＱ２をオンする。つまり、昇圧回路２１２（スイッチＱ２）が昇圧動作を開始する。スイッチＱ２は、マスター電流Ｉｃｈ１が０Ａから電流閾値Ｉｔｈに到達するまでの時間分、スイッチＱ１に対して遅れてオンする。

【0036】

インダクタＬ２に流れるスレーブ電流Ｉｃｈ２は、スイッチＱ２のオンにより０Ａから上昇する。スレーブ電流Ｉｃｈ２が上限電流値Ｉｐｅａｋに到達すると、制御装置２２２はスイッチＱ２をオフする。スイッチＱ２のオフにより、スレーブ電流Ｉｃｈ２は下降する。再びスイッチＱ１をオンするタイミングで、制御装置２２２は電流閾値Ｉｔｈを演算する。マスター電流Ｉｃｈ１が上昇して電流閾値Ｉｔｈに到達すると、制御装置２２２はスイッチＱ２を再びオンする。スレーブコンバータ２０２は、昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔが目標電圧を超えるまで、上記のようにしてスイッチＱ２のオン、オフを繰り返す。制御装置２２２は、スイッチＱ１がオンする度に、電流閾値Ｉｔｈを演算する。

【0037】

＜電流閾値の演算方法＞
次に、図３に基づき、電流閾値Ｉｔｈの演算方法について説明する。図３でも、図２同様、２チャンネル構成のマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１について説明する。図３の上段は、バッテリ電圧Ｖｂａｔｔ＝１２Ｖ、昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔ＝１２Ｖの場合の動作波形、具体的にはマスター電流Ｉｃｈ１とスレーブ電流Ｉｃｈ２の波形を示している。下段は、バッテリ電圧Ｖｂａｔｔ＝１２Ｖ、昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔ＝６０Ｖの場合の動作波形を示している。

【0038】

上記したように、スレーブコンバータ２０２の制御装置２２２（演算部２７）は、スイッチＱ１のオンタイミングで電流閾値Ｉｔｈを演算する。昇圧回路２１１，２１２は、互いに共通の構成であり、回路定数は互いに同じである。制御装置２２２の演算部２７は、スイッチＱ２のオフタイミングが、スイッチＱ１のオフタイミングに対して逆位相となるように、つまり位相が１８０度ずれるように、電流閾値Ｉｔｈを演算する。

【0039】

マスター電流Ｉｃｈ１がスイッチオンから上限電流値Ｉｐｅａｋに到達するまでの時間をＴＰｅａｋとし、スイッチオフから０Ａに戻るまでの時間をＴｆａｌｌとすると、数式１の関係が成立することが知られている。

【数1】

【0040】

スイッチＱ２のオフタイミングを逆位相にするために、スイッチＱ１がオンしてからスイッチＱ２がオンするまでの遅延時間Ｔｄｅｌａｙは、時間Ｔｐｅａｋに時間Ｔｆａｌｌを加算して２で除することで得られる。数式１を用いて整理すると、遅延時間Ｔｄｅｌａｙは数式２で示すことができる。

【数2】

【0041】

ここで、昇圧電流を線形近似すると、Ｔｄｅｌａｙ：Ｔｐｅａｋ＝Ｉｄｅｌａｙ：Ｉｐｅａｋの関係が成立する。よって、遅延時間Ｔｄｅｌａｙにおける電流閾値Ｉｔｈは、数式３で示すことができる。

【数3】

【0042】

このように、スレーブコンバータ２０２の電流閾値Ｉｔｈは、上限電流値Ｉｐｅａｋ、昇圧制御中のバッテリ電圧Ｖｂａｔｔ、および昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔにより演算することができる。つまり、バッテリ電圧Ｖｂａｔｔおよび昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔをモニタすることで、電流閾値Ｉｔｈを演算することができる。

【0043】

バッテリ電圧Ｖｂａｔｔ＝１２Ｖ、昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔ＝１２Ｖの場合、数式３により演算される電流閾値Ｉｔｈを用いることで、図３の上段に示すようにスイッチＱ２のオフタイミングがスイッチＱ１のオフタイミングに対して逆位相となる。スイッチＱ１のオフタイミングｔｏ１１から次のオフタイミングｔｏ１２までの期間、つまりＴｐｅａｋとＴｆａｌｌの和に等しい期間において、スイッチＱ２のオフタイミングｔｏ２とオフタイミングｔｏ１１との間隔は、オフタイミングｔｏ２とオフタイミングｔｏ１２との間隔に等しい。

【0044】

バッテリ電圧Ｖｂａｔｔ＝１２Ｖ、昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔ＝６０Ｖの場合、数式３により演算される電流閾値Ｉｔｈを用いることで、図３の下段に示すようにスイッチＱ２のオフタイミングがスイッチＱ１のオフタイミングに対して逆位相となる。図に示すように、オフタイミングｔｏ２とオフタイミングｔｏ１１との間隔は、オフタイミングｔｏ２とオフタイミングｔｏ１２との間隔に等しい。

【0045】

なお、動作シーケンスおよび電流閾値の演算方法について、２チャンネル構成のマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１を例に説明したが、これに限定されない。３チャンネル以上のマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１にも適用できる。スレーブコンバータの制御装置は、マスターコンバータ２０１のスイッチＱ１がオフしてから次にオフするまでの期間において、複数のＤＣＤＣコンバータ２０のオフタイミング同士の間隔が均等となるように、電流閾値Ｉｔｈを演算する。

【0046】

具体的には、数式３においてＩｐｅａｋを駆動可能なＤＣＤＣコンバータ２０の数、つまりチャンネル数で除算することで、ＤＣＤＣコンバータ２０の数に応じて間隔が均等となる電流閾値Ｉｔｈを演算することができる。たとえば図１に示したように２つのスレーブコンバータ２０２，２０３を備える３チャンネル構成の場合、数式３の分母を２に代えて３にすればよい。たとえばスレーブコンバータの制御装置は、さらに（ｎ－１）を乗算してもよい。ｎは、チャンネル番号である。つまり、（１＋Ｖｂａｔｔ／Ｖｂｏｏｓｔ）×Ｉｐｅａｋに、（ｎ－１）／チャンネル数を乗算することで、チャンネル番号に応じた電流閾値Ｉｔｈを演算することができる。

【0047】

たとえば３チャンネル構成の場合、スレーブコンバータ２０２（ｃｈ２）の電流閾値Ｉｔｈは、（１＋Ｖｂａｔｔ／Ｖｂｏｏｓｔ）×Ｉｐｅａｋ×１／３となる。スレーブコンバータ２０３（ｃｈ３）の電流閾値Ｉｔｈは、（１＋Ｖｂａｔｔ／Ｖｂｏｏｓｔ）×Ｉｐｅａｋ×２／３となる。２チャンネル構成の場合、スレーブコンバータ２０２（ｃｈ２）の電流閾値Ｉｔｈは、（１＋Ｖｂａｔｔ／Ｖｂｏｏｓｔ）×Ｉｐｅａｋ×１／２、つまり数式３に示したものとなる。

【0048】

＜第１実施形態のまとめ＞
本実施形態のマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１によれば、制御方式として電流フィードバック方式を採用している。よって、周波数同期信号を用いた制御方式に較べて、構成の簡素化、低コスト化が可能である。

【0049】

電流フィードバック方式では、ＰＷＭ信号のような、複数のＤＣＤＣコンバータにおいて基準となる信号がない。また、駆動周波数が、入力電圧や出力電圧などの外的要因で変動する。本実施形態では、マスターコンバータ２０１のインダクタＬ１を流れるマスター電流Ｉｃｈ１の値に基づいて、スレーブコンバータ２０２，２０３のスイッチングタイミングを制御する。これにより、周波数同期信号を用いなくても、複数のＤＣＤＣコンバータ２０それぞれのスイッチングタイミングが互いに重ならないように同期制御が可能である。よって、簡素な構成でスイッチングタイミンが重ならないように同期制御が可能なマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１を提供することができる。マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１は、安価で高出力が可能である。

【0050】

スイッチＱ１は、マスター電流Ｉｃｈ１が上限電流値Ｉｐｅａｋに到達するとオフし、マスター電流Ｉｃｈ１が所定の下限電流値である０Ａまで低下すると再びオンする。つまりスイッチＱ１は、一般的な電流フィードバックと同様に制御される。本実施形態では、スイッチＱ２，Ｑ３のオンタイミングが、対応するスレーブ電流Ｉｃｈ２，Ｉｃｈ３の値ではなく、マスター電流Ｉｃｈ１の値に基づいて制御される。スイッチＱ２，Ｑ３は、マスター電流Ｉｃｈ１が上昇して対応する電流閾値Ｉｔｈに到達するとオンする。マスター電流Ｉｃｈ１の値と電流閾値Ｉｔｈとを比較する簡素な構成で、スイッチングタイミンが重ならないように同期制御が可能である。バッテリ電圧Ｖｂａｔｔや昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔなどの外的要因によって駆動周波数が変化しても、スイッチングタイミングが重ならないように制御できる。

【0051】

電流閾値は、予めメモリに格納されてもよい。一例として本実施形態の制御装置２２２，２２３の演算部２７は、上限電流値Ｉｐｅａｋ、バッテリ電圧Ｖｂａｔｔ、および昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔに基づいて電流閾値Ｉｔｈを演算する。このように、複数のＤＣＤＣコンバータ２０において、スイッチングタイミング、つまりオンタイミング、オフタイミングの位相をずらすため、同相で制御する構成に較べて、昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔの変動を抑制することができる。たとえば、部品ストレスを低減することができる。

【0052】

電流閾値の演算は、昇圧動作期間において、一回、たとえばスイッチＱ１の初回のオンタイミングのみでもよい。一例として本実施形態の制御装置２２２，２２３は、マスターコンバータ２０１のスイッチＱ１がオンする度に、電流閾値Ｉｔｈを演算する。制御装置２２２，２２３は、スイッチＱ１がオンする度にバッテリ電圧Ｖｂａｔｔおよび昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔを取得して電流閾値Ｉｔｈを演算する。よって、バッテリ電圧Ｖｂａｔｔや昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔが変動しても、その変動に応じて電流閾値Ｉｔｈを設定することができる。つまり、ロバスト性を向上することができる。

【0053】

複数のＤＣＤＣコンバータ２０それぞれのスイッチングタイミングは、互いに異なればよい。一例として本実施形態の制御装置２２２，２２３は、マスターコンバータ２０１のスイッチＱ１がオフしてから次にオフするまでの期間において、複数のＤＣＤＣコンバータ２０のオフタイミング同士の間隔が均等となるように、電流閾値Ｉｔｈを演算する。これにより、昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔの変動をさらに抑制することができる。

【0054】

＜変形例＞
複数のＤＣＤＣコンバータ２０において、制御装置２２同士が通信可能に接続されてもよい。たとえばマイコン１２からの指示を、マスターコンバータ２０１の制御装置２２１を経由して他の制御装置２２２，２２３に送信する構成としてもよい。マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１は、マイコン１２を備えてもよい。マイコン１２の機能の少なくとも一部を、制御装置２２が備えてもよい。

【0055】

マスターコンバータ２０１の制御装置２２１が、電圧モニタ部２３、マスター電流モニタ部２４、および駆動部２５を備える例を示したが、これに限定されない。たとえばスレーブ電流モニタ部２６および演算部２７をさらに備えてもよい。つまり、制御装置２２の構成、ひいてはＤＣＤＣコンバータ２０の構成を、マスターコンバータ２０１とスレーブコンバータ２０２，２０３とで共通としてもよい。

【0056】

（第２実施形態）
この実施形態は、先行する実施形態を基礎的形態とする変形例であり、先行実施形態の記載を援用できる。先行実施形態では、マスター電流Ｉｃｈ１の値が０Ａ（ゼロアンペア）になるとスイッチＱ１をオフした。つまり、下限電流値を０Ａとした。これに代えて、０Ａではない下限電流値を設定し、マスター電流Ｉｃｈ１の値が下限電流値まで低下するとスイッチＱ１をオフする構成としてもよい。

【0057】

本実施形態に係るマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１およびＥＣＵ１０の構成は、先行実施形態に記載の構成と同様である。

【0058】

＜動作シーケンス＞
本実施形態においても、一例として２チャンネル構成のマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１の動作シーケンスについて説明する。図４は、図２に対応している。

【0059】

マスターコンバータ２０１の制御装置２２１は、昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔが目標電圧（６５Ｖ）よりも低くなると、スイッチＱ１をオンする。つまり、昇圧動作を開始する。マスター電流Ｉｃｈ１は、スイッチＱ１のオンにより０Ａから上昇する。マスター電流Ｉｃｈ１が上限電流値Ｉｐｅａｋに到達すると、制御装置２２１はスイッチＱ１をオフする。スイッチＱ１のオフにより、マスター電流Ｉｃｈ１は下降する。マスター電流Ｉｃｈ１が下限電流値Ｉｂｏｔｔｏｍまで低下すると、制御装置２２１は、スイッチＱ１を再びオンする。スレーブコンバータ２０２は、昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔが目標電圧を超えるまで、スイッチＱ１のオン、オフを繰り返す。下限電流値Ｉｂｏｔｔｏｍは、０Ａと上限電流値Ｉｐｅａｋとの間に設定される。

【0060】

スレーブコンバータ２０２の制御装置２２２は、スイッチＱ１をオンするタイミングで後述の手法により電流閾値Ｉｔｈを演算する。電流閾値Ｉｔｈは、オンタイミングの初回において電流閾値Ｉｔｈ１であり、２回目以降において電流閾値Ｉｔｈ２である。制御装置２２２は、スイッチＱ１のオンタイミングでバッテリ電圧Ｖｂａｔｔおよび昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔを取得し、電流閾値Ｉｔｈを演算する。電流閾値Ｉｔｈは、上限電流値Ｉｐｅａｋよりも低い所定値である。

【0061】

スイッチＱ１の初回のオンタイミングで、制御装置２２２は電流閾値Ｉｔｈ１を演算する。スイッチＱ１のオンによりマスター電流Ｉｃｈ１が上昇して電流閾値Ｉｔｈ１に到達すると、制御装置２２２はスイッチＱ２をオンする。スレーブ電流Ｉｃｈ２が上限電流値Ｉｐｅａｋに到達すると、制御装置２２２はスイッチＱ２をオフする。スイッチＱ２のオフにより、スレーブ電流Ｉｃｈ２は下降する。再びスイッチＱ１をオンするタイミングで、制御装置２２２は電流閾値Ｉｔｈ２を演算する。マスター電流Ｉｃｈ１が上昇して電流閾値Ｉｔｈ２に到達すると、制御装置２２２はスイッチＱ２を再びオンする。スレーブコンバータ２０２は、昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔが目標電圧を超えるまで、スイッチＱ２のオン、オフを繰り返す。制御装置２２２は、スイッチＱ１がオンする度に、電流閾値Ｉｔｈを演算する。

【0062】

＜電流閾値の演算方法＞
次に、図５に基づき、上記した動作シーケンスにおける電流閾値の演算方法について説明する。ここでも、２チャンネル構成のマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１を例に説明する。図５は、図３の下段に対応している。図５は、バッテリ電圧Ｖｂａｔｔ＝１２Ｖ、昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔ＝６０Ｖの場合の動作波形を示している。先行実施形態同様、昇圧回路２１１，２１２は互いに共通の構成であり、回路定数は互いに同じである。制御装置２２２の演算部２７は、スイッチＱ２のオフタイミングが、スイッチＱ１のオフタイミングに対して逆位相となるように、電流閾値Ｉｔｈを演算する。

【0063】

ここで、マスター電流Ｉｃｈ１が０Ａから上限電流値Ｉｐｅａｋに到達するまでの時間をＴＰｅａｋ０、下限電流値Ｉｂｏｔｔｏｍから上限電流値Ｉｐｅａｋまで上昇する時間をＴｐｅａｋ１とする。スイッチＱ１のオフにより上限電流値Ｉｐｅａｋから下限電流値Ｉｂｏｔｔｏｍまで降下するのにかかる時間Ｔｆａｌｌは、数式４で示すことができる。

【数4】

【0064】

スイッチＱ２のオフタイミングを逆位相にするために、スイッチＱ１がオンしてからスイッチＱ２がオンするまでの遅延時間Ｔｄｅｌａｙは、数式５で示すことができる。

【数5】

【0065】

ここで、昇圧電流を線形近似すると、遅延時間Ｔｄｅｌａｙにおける電流閾値Ｉｔｈは、数式６で示すことができる。

【数6】

【0066】

図５に示すように、スイッチングの初回（１回目）では、マスター電流Ｉｃｈ１が０Ａから上限電流値Ｉｐｅａｋまで上昇するのに対し、２回目以降では下限電流値Ｉｂｏｔｔｏｍから上限電流値Ｉｐｅａｋまで上昇する。よって、上限電流値Ｉｐｅａｋおよび下限電流値Ｉｂｏｔｔｏｍを用いる制御では、初回と２回目以降とで、電流閾値Ｉｔｈを変更する必要がある。初回の電流閾値Ｉｔｈ１は、数式６により演算される値そのものである。２回目以降の電流閾値Ｉｔｈ２は、数式６により得られる電流閾値に下限電流値Ｉｂｏｔｔｏｍを加算した値となる。

【0067】

このように、スレーブコンバータ２０２の電流閾値Ｉｔｈ（Ｉｔｈ１，Ｉｔｈ２）は、上限電流値Ｉｐｅａｋ、下限電流値Ｉｂｏｔｔｏｍ、昇圧制御中のバッテリ電圧Ｖｂａｔｔ、および昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔにより演算することができる。つまり、バッテリ電圧Ｖｂａｔｔおよび昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔをモニタすることで、電流閾値Ｉｔｈを演算することができる。図５に示すようにスイッチＱ２のオフタイミングはスイッチＱ１のオフタイミングに対して逆位相となる。オフタイミングｔｏ２とオフタイミングｔｏ１１との間隔は、オフタイミングｔｏ２とオフタイミングｔｏ１２との間隔に等しい。

【0068】

上限電流値Ｉｐｅａｋおよび下限電流値Ｉｂｏｔｔｏｍを用いる制御は、２チャンネルに限定されない。３チャンネル以上のマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１にも適用できる。スレーブコンバータの制御装置は、マスターコンバータ２０１のスイッチＱ１がオフしてから次にオフするまでの期間において、複数のＤＣＤＣコンバータ２０のオフタイミング同士の間隔が均等となるように、電流閾値Ｉｔｈを演算する。先行実施形態に記載の構成同様、数式６において上限電流値ＩｐｅａｋをＤＣＤＣコンバータ２０の数、つまりチャンネル数で除算すればよい。スレーブコンバータが複数の場合、さらに（ｎ－１）を乗算するとよい。ｎは、チャンネル番号である。たとえば、（１＋Ｖｂａｔｔ／Ｖｂｏｏｓｔ）×Ｉｐｅａｋに、（ｎ－１）／チャンネル数を乗算することで、チャンネル番号に応じた電流閾値Ｉｔｈを演算することができる。

【0069】

＜第２実施形態のまとめ＞
本実施形態のマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１によれば、先行実施形態に記載の構成と同等の効果を奏することができる。たとえば本実施形態でも、マスター電流Ｉｃｈ１の値に基づいて、スレーブコンバータ２０２，２０３のスイッチングタイミングを制御する。よって、簡素な構成でスイッチングタイミンが重ならないように同期制御が可能なマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１を提供することができる。

【0070】

スイッチＱ１は、マスター電流Ｉｃｈ１が上限電流値Ｉｐｅａｋに到達するとオフし、０Ａではない所定の下限電流値まで低下すると再びオンする。スイッチＱ１は、いわゆる定電流制御される。本実施形態でも、スイッチＱ２，Ｑ３のオンタイミングが、マスター電流Ｉｃｈ１の値に基づいて制御される。マスター電流Ｉｃｈ１の値と電流閾値Ｉｔｈとを比較する簡素な構成で、スイッチングタイミンが重ならないように同期制御が可能である。

【0071】

本実施形態では、上限電流値Ｉｐｅａｋ、下限電流値Ｉｂｏｔｔｏｍ、バッテリ電圧Ｖｂａｔｔ、および昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔに基づいて電流閾値Ｉｔｈを演算する。複数のＤＣＤＣコンバータ２０において、スイッチングタイミングの位相をずらすため、昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔの変動を抑制することができる。本実施形態でも、スイッチＱ１がオンする度に、電流閾値Ｉｔｈを演算する。よって、バッテリ電圧Ｖｂａｔｔや昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔが変動しても、その変動に応じて電流閾値Ｉｔｈを設定することができる。本実施形態でも、スイッチＱ１がオフしてから次にオフするまでの期間において、複数のＤＣＤＣコンバータ２０のオフタイミング同士の間隔が均等となるように、電流閾値Ｉｔｈを演算する。これにより、昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔの変動をさらに抑制することができる。

【0072】

（第３実施形態）
この実施形態は、先行する実施形態を基礎的形態とする変形例であり、先行実施形態の記載を援用できる。先行実施形態では、回路ばらつきを考慮していなかった。これに代えて、回路ばらつきによるオフタイミングのずれを補正可能な構成としてもよい。

【0073】

以下でも、一例として２チャンネル構成のマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータを例に説明する。図６は、参考例を示している。図６では、回路ばらつきにより、マスターコンバータとスレーブコンバータの電流勾配が異なっている。図６に二点鎖線で示すスレーブ電流Ｉｃｈ２の傾きは、マスター電流Ｉｃｈ１の傾きと同じである。一例として実線で示すスレーブ電流Ｉｃｈ２の傾きは、二点鎖線に対して急峻である。設計上の狙いが同じでも、回路ばらつき、たとえば製造ばらつきによって、マスター電流Ｉｃｈ１とスレーブ電流Ｉｃｈ２の電流勾配が異なる場合がある。

【0074】

このように電流勾配が異なると、スイッチＱ２のオフタイミングｔｏ２が、スイッチＱ１のオフタイミングに対して逆位相のタイミングからずれる。図６に示す例では、オフタイミングｔｏ１２が、スイッチＱ１のオフタイミングｔｏ１１，ｔｏ１２の間で、オフタイミングｔｏ１１側にずれている。オフタイミングｔｏ１１からオフタイミングｔｏ１２までの期間Ｔ１は、オフタイミングｔｏ１１からオフタイミングｔｏ２までの期間Ｔ２の２倍よりも長い。

【0075】

本実施形態に係るマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１は、上記した回路ばらつきによるオフタイミングのずれを補正可能に構成されている。図７は、マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１のうち、スレーブコンバータのひとつ、具体的にはスレーブコンバータ２０２の構成を示している。スレーブコンバータ２０２の制御装置２２２は、先行実施形態に記載の構成に加えて補正部２８を有している。その他の構成は、先行実施形態に記載の構成と同様である。

【0076】

補正部２８は、マスターコンバータ２０１のスイッチＱ１がオフしてから次にオフするまでの期間におけるスレーブコンバータのオフタイミングが均等間隔になっているかモニタする。補正部２８は、都度、オフタイミングにずれが生じているか判定する。スイッチＱ２のオフタイミングにずれが生じている場合、補正部２８は、均等間隔になるように電流閾値Ｉｔｈを補正する。本実施形態の補正部２８は、上記した期間Ｔ１が期間Ｔ２の２倍の値に対してずれている場合、Ｔ１＝Ｔ２×２となるように電流閾値Ｉｔｈを補正する。

【0077】

図８は、補正部２８による補正結果を示している。図８に示す二点鎖線は、回路ばらつきが生じていない場合のスレーブ電流Ｉｃｈ２の電流波形を示している。図６の参考例に示したようにスレーブ電流Ｉｃｈ２の傾きが大きいことでオフタイミングｔｏ２が早い側にずれている場合、補正部２８は、電流閾値Ｉｔｈを上限電流値Ｉｐｅａｋに近づく側、つまり高い側に補正する。これにより、スイッチＱ２のオンタイミングが遅れ、その分、オフタイミングｔｏ２も遅れる。よって、スイッチＱ２のオフタイミングをスイッチＱ１のオフタイミングに対して逆位相になる。つまり、オフタイミングの間隔が均等になる。

【0078】

なお、スレーブ電流Ｉｃｈ２の傾きが小さいことでオフタイミングｔｏ２が遅い側にずれている場合、補正部２８は、電流閾値Ｉｔｈを上限電流値Ｉｐｅａｋから遠ざかる側、つまり低い側に補正する。スレーブコンバータが複数の場合、スレーブコンバータ２０２以外のスレーブコンバータもスレーブコンバータ２０２と同様の構成を有する。

【0079】

＜第３実施形態のまとめ＞
本実施形態のマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１によれば、先行実施形態に記載の構成と同等の効果を奏することができる。さらに回路ばらつきにより電流勾配が異なり、オフタイミングが均等間隔からずれた場合に、上限電流値Ｉｐｅａｋを変えずに均等間隔に合わせ込むことができる。上限電流値Ｉｐｅａｋを変化させないため、電流経路の部品選定が容易である。

【0080】

＜変形例＞
オフタイミングにずれが生じている場合に、電流閾値Ｉｔｈを補正する例を示したが、これに限定されない。たとえば上限電流値Ｉｐｅａｋまたは下限電流値Ｉｂｏｔｔｏｍを補正してもよい。

【0081】

補正部２８は、上記した期間Ｔ１が期間Ｔ２の２倍の値に対してずれている場合、Ｔ１＝Ｔ２×２となるように上限電流値Ｉｐｅａｋまたは下限電流値Ｉｂｏｔｔｏｍを補正する。図９は、図８に対応している。図９に示す二点鎖線は、回路ばらつきが生じていない場合のスレーブ電流Ｉｃｈ２の電流波形を示している。図６の参考例に示したようにスレーブ電流Ｉｃｈ２の傾きが大きいことでオフタイミングｔｏ２が早い側にずれている場合、補正部２８は、スレーブ電流Ｉｃｈ２に対する上限電流値Ｉｐｅａｋを高い側に補正する。これにより、スイッチＱ２のオフタイミングｔｏ２が遅れ、スイッチＱ２のオフタイミングがスイッチＱ１のオフタイミングに対して逆位相になる。つまり、オフタイミングの間隔が均等になる。

【0082】

なお、スレーブ電流Ｉｃｈ２の傾きが小さいことでオフタイミングｔｏ２が遅い側にずれている場合、補正部２８は、上限電流値Ｉｐｅａｋを低い側に補正する。これにより、スイッチＱ２のオフタイミングｔｏ２が早まる。制御に下限電流値Ｉｂｏｔｔｏｍを用いる場合、下限電流値Ｉｂｏｔｔｏｍを高い側に補正するとオフタイミングｔｏ２が早まり、低い側に補正するとオフタイミングｔｏ２が遅れる。

【0083】

電流閾値Ｉｔｈを補正する構成では、電流勾配が小さいときに電流閾値Ｉｔｈを下げる（低い）側に補正すると、オンタイミングの電流値が上昇してしまう。よって、スイッチング損失の増加が懸念される。これに対し、上限電流値Ｉｐｅａｋまたは下限電流値Ｉｂｏｔｔｏｍを補正する構成では、オンタイミングの電流値を一定に保つことができる。

【0084】

（第４実施形態）
この実施形態は、先行する実施形態を基礎的形態とする変形例であり、先行実施形態の記載を援用できる。先行実施形態では、ＤＣＤＣコンバータに故障が生じた場合について特に言及しなかった。これに代えて、複数のＤＣＤＣコンバータの一部に故障が生じた場合に、所定の処理を実行する構成としてもよい。

【0085】

図１０は、本実施形態に係るマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１が実行する昇圧制御のフローチャートである。一例としてマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１は、３チャンネル構成とする。

【0086】

先行実施形態に記載のように、昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔが目標電圧を下回ると、マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１は、昇圧制御を開始する。まず、マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１は、電流閾値Ｉｔｈを用いた同期制御を実行する（ステップＳ１０１）。スレーブコンバータ２０２，２０３の制御装置２２２，２２３は、先行実施形態に示した手法、たとえば上限電流値Ｉｐｅａｋ、バッテリ電圧Ｖｂａｔｔ、および昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔを用いて電流閾値Ｉｔｈを演算する。制御装置２２２，２２３は、（１＋Ｖｂａｔｔ／Ｖｂｏｏｓｔ）×Ｉｐｅａｋに、（ｎ－１）／チャンネル数を乗算することで、チャンネル番号に応じた電流閾値Ｉｔｈを演算することができる。制御装置２２２，２２３は、マスター電流Ｉｃｈ１が対応する電流閾値Ｉｔｈに到達するとスイッチＱ２，Ｑ３をオンする。

【0087】

次いでマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１は、昇圧電圧Ｖｂｏｏｓｔが目標電圧に到達したか否か、つまり昇圧制御が終了か否かを判定する（ステップＳ１０２）。そして、昇圧制御が終了であると判定すると、一連の処理を終了する。

【0088】

昇圧制御が終了ではないと判定すると、次いでマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１は、スレーブコンバータのひとつに故障が生じたか否かを判定する（ステップＳ１０３）。なお、制御装置２２のそれぞれが、対応する昇圧回路２１の故障を検出する機能を有してもよいし、マイコン１２が各ＤＣＤＣコンバータ２０の故障検出機能を有してもよい。ＤＣＤＣコンバータ２０の故障情報についてはマイコン１２が集約し、制御装置２２に送信する構成としてもよい。相互に通信可能な構成の場合、制御装置２２間の通信により故障情報を共有してもよい。

【0089】

スレーブコンバータに故障が生じていない場合、マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１は、再びステップＳ１０１の処理を実行する。スレーブコンバータのひとつに故障が生じた場合、マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１は、駆動可能なチャンネル数を１減じて（ステップＳ１０４）、再びステップＳ１０１の処理を実行する。

【0090】

昇圧期間の途中で複数のスレーブコンバータの一部に故障が生じると、故障が生じていないスレーブコンバータの制御装置２２は、マスターコンバータ２０１と故障が生じていないスレーブコンバータとの数に応じてオフタイミング同士の間隔が均等となるように電流閾値Ｉｔｈを演算する。たとえばスレーブコンバータ２０３が故障した場合、スレーブコンバータ２０２の制御装置２２２は、正常に動作できるＤＣＤＣコンバータ２０が２チャンネル分と判断し、上記した数式３を用いて電流閾値Ｉｔｈを演算する。

【0091】

＜第４実施形態のまとめ＞
本実施形態のマルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１によれば、スレーブコンバータのひとつに故障が生じると、３チャンネル駆動から２チャンネル駆動に切り替える。このとき、電流閾値Ｉｔｈについても、３チャンネル用の閾値から２チャンネル用の閾値に切り替える。よって、スレーブコンバータの一部に故障が生じても、先行実施形態に記載の効果を奏することができる。なお、３チャンネルの例を示したが、４チャンネル以上の構成においても同等の効果を奏することができる。

【0092】

＜変形例＞
スレーブコンバータが故障した場合に所定の処理を実行する例を示したが、マスターコンバータが故障した場合に所定の処理を実行する構成としてもよい。

【0093】

たとえば図１１に示すように、マスターコンバータ２０１が故障した場合、スレーブコンバータのひとつがマスターコンバータとして機能する構成としてもよい。図１１に示すステップＳ２０１，Ｓ２０２の処理は、図１０に示したステップＳ１０１，Ｓ１０２の処理と同様である。ステップＳ２０２において昇圧制御が終了ではないと判定すると、マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１は、マスターコンバータ２０１に故障が生じたか否かを判定する（ステップＳ２０３）。マスターコンバータ２０１に故障が生じていない場合、マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１は、再びステップＳ１０１の処理を実行する。マスターコンバータ２０１に故障が生じた場合、マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１は、スレーブコンバータのひとつをマスターコンバータとして機能させるとともに、駆動可能なチャンネル数を１減じる処理を実行し（ステップＳ２０４）、再びステップＳ１０１の処理を実行する。

【0094】

ステップＳ２０４の処理により、３チャンネル構成において、たとえばスレーブコンバータ２０２がマスターコンバータとして機能する。スレーブコンバータ２０３の制御装置２２３は、正常に動作できるＤＣＤＣコンバータ２０が２チャンネル分と判断し、数式３により演算した電流閾値Ｉｔｈを用いてスイッチＱ３の駆動を制御する。

【0095】

たとえば図１２に示すように、マスターコンバータ２０１が故障した場合、非同期制御に切り替えてもよい。図１２に示すステップＳ３０１，Ｓ３０２，Ｓ３０３の処理は、図１１に示したステップＳ２０１，Ｓ２０２，Ｓ２０３の処理と同様である。ステップＳ２０３においてマスターコンバータ２０１に故障が生じていないと判断すると、マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１は、再びステップＳ１０１の処理を実行する。マスターコンバータ２０１に故障が生じた場合、マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ１１は、電流閾値Ｉｔｈを用いた同期制御から、非同期制御に切り替えて実行する（ステップＳ３０４）。これにより複数のスレーブコンバータのそれぞれは、シングルフェーズのＤＣＤＣコンバータ２０として個別にスイッチング動作する。

【0096】

ステップＳ３０４の後、昇圧制御が終了か否かを判定し（ステップＳ３０５）、昇圧制御が終了の場合に一連の処理を終了する。昇圧制御が終了ではない場合、再びステップＳ３０４の処理を実行する。

【0097】

（他の実施形態）
この明細書および図面等における開示は、例示された実施形態に制限されない。開示は、例示された実施形態と、それらに基づく当業者による変形態様を包含する。たとえば、開示は、実施形態において示された部品および／または要素の組み合わせに限定されない。開示は、多様な組み合わせによって実施可能である。開示は、実施形態に追加可能な追加的な部分をもつことができる。開示は、実施形態の部品および／または要素が省略されたものを包含する。開示は、ひとつの実施形態と他の実施形態との間における部品および／または要素の置き換え、または組み合わせを包含する。開示される技術的範囲は、実施形態の記載に限定されない。開示されるいくつかの技術的範囲は、請求の範囲の記載によって示され、さらに請求の範囲の記載と均等の意味および範囲内でのすべての変更を含むものと解されるべきである。

【0098】

明細書および図面等における開示は、請求の範囲の記載によって限定されない。明細書および図面等における開示は、請求の範囲に記載された技術的思想を包含し、さらに請求の範囲に記載された技術的思想より多様で広範な技術的思想に及んでいる。よって、請求の範囲の記載に拘束されることなく、明細書および図面等の開示から、多様な技術的思想を抽出することができる。

【0099】

ある要素または層が「上にある」、「連結されている」、「接続されている」または「結合されている」と言及されている場合、それは、他の要素、または他の層に対して、直接的に上に、連結され、接続され、または結合されていることがあり、さらに、介在要素または介在層が存在していることがある。対照的に、ある要素が別の要素または層に「直接的に上に」、「直接的に連結されている」、「直接的に接続されている」または「直接的に結合されている」と言及されている場合、介在要素または介在層は存在しない。要素間の関係を説明するために使用される他の言葉は、同様のやり方で（例えば、「間に」対「直接的に間に」、「隣接する」対「直接的に隣接する」など）解釈されるべきである。この明細書で使用される場合、用語「および／または」は、関連する列挙されたひとつまたは複数の項目に関する任意の組み合わせ、およびすべての組み合わせを含む。

【符号の説明】

【0100】

１０…ＥＣＵ、１１…マルチフェーズ型ＤＣＤＣコンバータ、１２…マイコン、２０…ＤＣＤＣコンバータ、２０１…マスターコンバータ、２０２，２０３…スレーブコンバータ、２１，２１１，２１２，２１３…昇圧回路、２２，２２１，２２２，２２３…制御装置、２３…電圧モニタ部、２４…マスター電流モニタ部、２５…駆動部、２６…スレーブ電流モニタ部、２７…演算部、２８…補正部、５０…負荷、Ｃ０…コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３…ダイオード、Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３…インダクタ、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３…スイッチ、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３…シャント抵抗

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】