知財求人 - 知財ポータルサイト「IP Force」
▶ 三菱電機特機システム株式会社の特許一覧 ▶ 国立大学法人帯広畜産大学の特許一覧
(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024118513
(43)【公開日】2024-09-02
(54)【発明の名称】水中通信システム、送信機及び受信機
(51)【国際特許分類】
H04L 27/18 20060101AFI20240826BHJP
H04B 11/00 20060101ALI20240826BHJP
【ＦＩ】
H04L27/18
H04B11/00 D
【審査請求】有
【請求項の数】8
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2023024828
(22)【出願日】2023-02-21
(71)【出願人】
【識別番号】394025094
【氏名又は名称】三菱電機ディフェンス＆スペーステクノロジーズ株式会社
(71)【出願人】
【識別番号】504300088
【氏名又は名称】国立大学法人北海道国立大学機構
(74)【代理人】
【識別番号】110002491
【氏名又は名称】弁理士法人クロスボーダー特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】湯浅 智志
(72)【発明者】
【氏名】金子 智巳
(72)【発明者】
【氏名】吉澤 真吾
(57)【要約】
【課題】受信信号にドップラーシフト推定及び補正を行わずに安定した音響通信を行う水中通信システムを提供する。
【解決手段】水中通信を行う送信機は、送信するべきデジタル信号である送信データが２ビットごとに分割された分割データの値が示す００，０１，１０，１１のいずれかと、分割データの送信順位とから分割データ毎に決まる波形パターンを送信順位で並べ、かつ、波形パターンどうしの送信間隔がＴｉｎｔだけ空けたデジタル信号であり、送信するべき送信データに対応するデジタル信号である送信信号５ａを生成する。送信機は、生成した送信信号５ａをアナログ信号へ変換して送波信号を生成し、生成した送波信号を受信機に向けて送信する。
【選択図】図５
【解決手段】水中通信を行う送信機は、送信するべきデジタル信号である送信データが２ビットごとに分割された分割データの値が示す００，０１，１０，１１のいずれかと、分割データの送信順位とから分割データ毎に決まる波形パターンを送信順位で並べ、かつ、波形パターンどうしの送信間隔がＴｉｎｔだけ空けたデジタル信号であり、送信するべき送信データに対応するデジタル信号である送信信号５ａを生成する。送信機は、生成した送信信号５ａをアナログ信号へ変換して送波信号を生成し、生成した送波信号を受信機に向けて送信する。
【選択図】図５
【特許請求の範囲】
【請求項1】
送信機と受信機とを備える水中通信システムにおいて、
前記送信機は、
送信すべきデジタル信号である送信データが同一ビット数ごとに分割された各分割データの値及び送信順位から分割データ毎に決まる波形パターンが前記送信順位で並べられ、かつ、前記波形パターンどうしの送信間隔が空けられたデジタル信号であり、前記送信データに対応するデジタル信号である、送信信号を生成する送信信号生成部と、
アナログ信号へ変換された前記送信信号を音波である送波信号として送信する送波器と、
を備え、
前記受信機は、
前記送波信号を受信する受波器と、
前記送波信号がデジタル信号に変換された受信信号から、切り出し信号として信号を切り出す信号切り出し部と、
前記同一ビット数から得られるすべてのビットデータのそれぞれを各分割データの値とみなし、前記切り出し信号の切り出し回数を前記送信順位とみなし、各分割データの値及び前記送信順位とから決まる複数の前記波形パターンを参照信号として使用し、前記切り出し信号と、各参照信号との相互相関関数計算を行う相関計算部と、
前記相互相関関数計算の結果から、前記各参照信号のうち、前記切り出し信号に対応する前記参照信号を決定し、決定した前記参照信号に基づき、前記切り出し信号の示すビット値と、前記切り出し信号の受信時刻とを決定する相関比較部と、
を備える水中通信システム。
前記送信機は、
送信すべきデジタル信号である送信データが同一ビット数ごとに分割された各分割データの値及び送信順位から分割データ毎に決まる波形パターンが前記送信順位で並べられ、かつ、前記波形パターンどうしの送信間隔が空けられたデジタル信号であり、前記送信データに対応するデジタル信号である、送信信号を生成する送信信号生成部と、
アナログ信号へ変換された前記送信信号を音波である送波信号として送信する送波器と、
を備え、
前記受信機は、
前記送波信号を受信する受波器と、
前記送波信号がデジタル信号に変換された受信信号から、切り出し信号として信号を切り出す信号切り出し部と、
前記同一ビット数から得られるすべてのビットデータのそれぞれを各分割データの値とみなし、前記切り出し信号の切り出し回数を前記送信順位とみなし、各分割データの値及び前記送信順位とから決まる複数の前記波形パターンを参照信号として使用し、前記切り出し信号と、各参照信号との相互相関関数計算を行う相関計算部と、
前記相互相関関数計算の結果から、前記各参照信号のうち、前記切り出し信号に対応する前記参照信号を決定し、決定した前記参照信号に基づき、前記切り出し信号の示すビット値と、前記切り出し信号の受信時刻とを決定する相関比較部と、
を備える水中通信システム。
【請求項2】
前記同一ビット数は、
前記送信機における送信データを同一ビット数ごとに分割する各分割データのビット数が、送信するシンボルの情報量を示すビット数である請求項１に記載の水中通信システム。
前記送信機における送信データを同一ビット数ごとに分割する各分割データのビット数が、送信するシンボルの情報量を示すビット数である請求項１に記載の水中通信システム。
【請求項3】
前記送信機の前記送信信号生成部は、
水中における音波の伝搬環境に応じて、前記送信間隔の長さを調整する請求項１または請求項２に記載の水中通信システム。
水中における音波の伝搬環境に応じて、前記送信間隔の長さを調整する請求項１または請求項２に記載の水中通信システム。
【請求項4】
前記受信機は、さらに、
複数の参照信号の波形を伸ばし、あるいは縮める伸縮変換を行う参照信号調整部を備え、
前記相関計算部は、
前記伸縮変換された各参照信号を用いて前記相互相関関数計算を行う請求項１または請求項２に記載の水中通信システム。
複数の参照信号の波形を伸ばし、あるいは縮める伸縮変換を行う参照信号調整部を備え、
前記相関計算部は、
前記伸縮変換された各参照信号を用いて前記相互相関関数計算を行う請求項１または請求項２に記載の水中通信システム。
【請求項5】
前記水中通信システムは、
前記受信機を複数備え、
複数の受信機の備える各受波器は、
他の前記受信機の備える前記受波器と異なる位置に配置されている請求項１または請求項２に記載の水中通信システム。
前記受信機を複数備え、
複数の受信機の備える各受波器は、
他の前記受信機の備える前記受波器と異なる位置に配置されている請求項１または請求項２に記載の水中通信システム。
【請求項6】
複数の受信機の備える各受波器の前記位置は、
前記送信機の位置を測位するための測位方式に応じた位置である請求項５に記載の水中通信システム。
前記送信機の位置を測位するための測位方式に応じた位置である請求項５に記載の水中通信システム。
【請求項7】
水中通信に使用される送信機において、
送信すべきデジタル信号である送信データが同一ビット数ごとに分割された各分割データの値及び送信順位から分割データ毎に決まる波形パターンが前記送信順位で並べられ、かつ、前記波形パターンどうしの送信間隔が空けられたデジタル信号であり、前記送信データに対応するデジタル信号である、送信信号を生成する送信信号生成部と、
アナログ信号へ変換された前記送信信号を音波である送波信号として送信する送波器と、
を備える送信機。
送信すべきデジタル信号である送信データが同一ビット数ごとに分割された各分割データの値及び送信順位から分割データ毎に決まる波形パターンが前記送信順位で並べられ、かつ、前記波形パターンどうしの送信間隔が空けられたデジタル信号であり、前記送信データに対応するデジタル信号である、送信信号を生成する送信信号生成部と、
アナログ信号へ変換された前記送信信号を音波である送波信号として送信する送波器と、
を備える送信機。
【請求項8】
水中通信に使用される受信機において、
送信すべきデジタル信号である送信データが同一ビット数ごとに分割された各分割データの値及び送信順位から分割データ毎に決まる波形パターンが前記送信順位で並べられ、かつ、前記波形パターンどうしの送信間隔が空けられたデジタル信号であり、前記送信データに対応するデジタル信号である、送信信号がアナログ信号に変換された送波信号を受信する受波器と、
前記送波信号がデジタル信号に変換された受信信号から、切り出し信号として信号を切り出す信号切り出し部と、
前記同一ビット数から得られるすべてのビットデータのそれぞれを各分割データの値とみなし、前記切り出し信号の切り出し回数を前記送信順位と見なし、各分割データの値及び前記送信順位とから決まる複数の前記波形パターンを参照信号として使用し、前記切り出し信号と、各参照信号との相互相関関数計算を行う相関計算部と、
前記相互相関関数計算の結果から、前記各参照信号のうち、前記切り出し信号に対応する前記参照信号を決定し、決定した前記参照信号に基づき、前記切り出し信号の示すビット値と、前記切り出し信号の受信時刻とを決定する相関比較部と、
を備える受信機。
送信すべきデジタル信号である送信データが同一ビット数ごとに分割された各分割データの値及び送信順位から分割データ毎に決まる波形パターンが前記送信順位で並べられ、かつ、前記波形パターンどうしの送信間隔が空けられたデジタル信号であり、前記送信データに対応するデジタル信号である、送信信号がアナログ信号に変換された送波信号を受信する受波器と、
前記送波信号がデジタル信号に変換された受信信号から、切り出し信号として信号を切り出す信号切り出し部と、
前記同一ビット数から得られるすべてのビットデータのそれぞれを各分割データの値とみなし、前記切り出し信号の切り出し回数を前記送信順位と見なし、各分割データの値及び前記送信順位とから決まる複数の前記波形パターンを参照信号として使用し、前記切り出し信号と、各参照信号との相互相関関数計算を行う相関計算部と、
前記相互相関関数計算の結果から、前記各参照信号のうち、前記切り出し信号に対応する前記参照信号を決定し、決定した前記参照信号に基づき、前記切り出し信号の示すビット値と、前記切り出し信号の受信時刻とを決定する相関比較部と、
を備える受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本開示は、水中通信に使用される、水中通信システム、送信機及び受信機に関する。本開示は、水中通信における送信データと受信データの同期、及び水中通信におけるドップラーシフト対策に関する。
【背景技術】
【0002】
従来技術としては、送信データと受信データの同期、あるいは水中通信におけるドップラーシフト対策に関する技術として特許文献１から特許文献４がある。
特許文献１は、拡散符号による変調を用いてシンボル毎に複数の拡散符号のなかから拡散符号を順次選択し、順次選択された拡散符号の境界にダミー区間を設けて相関特性の悪化を改善する方法を示している。受信においてフレーム同期は通信フレームの先頭のシンボルで１回のみ行い、後続のシンボルの受信信号からの切り出しタイミングは固定のシンボル長で切出す。
特許文献１は、拡散符号による変調を用いてシンボル毎に複数の拡散符号のなかから拡散符号を順次選択し、順次選択された拡散符号の境界にダミー区間を設けて相関特性の悪化を改善する方法を示している。受信においてフレーム同期は通信フレームの先頭のシンボルで１回のみ行い、後続のシンボルの受信信号からの切り出しタイミングは固定のシンボル長で切出す。
【0003】
特許文献２は、通信フレームの先頭に位置する同期シンボル系列から自己相関関数を求め、自己相関関数のピーク値からフレーム同期を取る方法を示している。フレーム同期は通信フレームの先頭で１回のみ行う。
【0004】
特許文献３は、通信パケット内で参照信号からドップラーシフト量を推定し、情報信号の推定周波数に補正を加える方法によりドップラーシフト推定及び補正を行う。
【0005】
特許文献４は、ＯＦＤＭ信号内に挿入したパイロット信号でドップラーシフト量を推定し、リサンプリング変換と周波数ずれ補正の２段階によりドップラーシフト補正を行う。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0006】
【特許文献1】特開２０１１－１５１４３６号公報
【特許文献2】特開２００６－１０９２７９号公報
【特許文献3】特開２０２０－６８５００号公報
【特許文献4】特開２０１７－１９５５６６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0007】
特許文献１では、受信においてフレーム同期は通信フレームの先頭のシンボルで１回のみ行い、後続のシンボルの受信信号からの切り出しタイミングは固定のシンボル長で切出す。このため、ドップラーシフトにより受信信号が時間的な伸び縮みしたとき、望ましい受信タイミングの間でずれが生ずる。よって通信フレームの後方の位置で時間位置ずれが無視できず復調誤りが発生する。
【0008】
特許文献２では、フレーム同期は通信フレームの先頭で１回のみ行う。よって、ドップラーシフトにより受信信号が時間的な伸び縮みしたとき、通信フレーム内で後続するＱＰＳＫシンボル系列に対する信号区切り位置と望ましい受信タイミングの間でずれが生ずる。よって通信フレームの後方の位置で時間位置ずれが無視できず復調誤りが発生する。
【0009】
特許文献３については、水中音響では音波反射が強い環境ではマルチパス干渉を受けるが、直接波と反射波ではドップラーシフト量が異なる場合がある。受信信号がドップラーシフトとマルチパス干渉の両方の影響を受けるときは正確なドップラーシフト推定が困難となる。
【0010】
特許文献４の処理は複雑でかつ計算量が大きいため、受信機の負荷が大きいという課題がある。
【課題を解決するための手段】
【0011】
本開示に係る水中通信システムは、送信機と受信機とを備える水中通信システムである。
前記送信機は、
送信すべきデジタル信号である送信データが同一ビット数ごとに分割された各分割データの値及び送信順位から分割データ毎に決まる波形パターンが前記送信順位で並べられ、かつ、前記波形パターンどうしの送信間隔が空けられたデジタル信号であり、前記送信データに対応するデジタル信号である、送信信号を生成する送信信号生成部と、
アナログ信号へ変換された前記送信信号を音波である送波信号として送信する送波器と、
を備え、
前記受信機は、
前記送波信号を受信する受波器と、
前記送波信号がデジタル信号に変換された受信信号から、切り出し信号として信号を切り出す信号切り出し部と、
前記同一ビット数から得られるすべてのビットデータのそれぞれを各分割データの値とみなし、前記切り出し信号の切り出し回数を前記送信順位とみなし、各分割データの値及び前記送信順位とから決まる複数の前記波形パターンを参照信号として使用し、前記切り出し信号と、各参照信号との相互相関関数計算を行う相関計算部と、
前記相互相関関数計算の結果から、前記各参照信号のうち、前記切り出し信号に対応する前記参照信号を決定し、決定した前記参照信号に基づき、前記切り出し信号の示すビット値と、前記切り出し信号の受信時刻とを決定する相関比較部と、
を備える。
前記送信機は、
送信すべきデジタル信号である送信データが同一ビット数ごとに分割された各分割データの値及び送信順位から分割データ毎に決まる波形パターンが前記送信順位で並べられ、かつ、前記波形パターンどうしの送信間隔が空けられたデジタル信号であり、前記送信データに対応するデジタル信号である、送信信号を生成する送信信号生成部と、
アナログ信号へ変換された前記送信信号を音波である送波信号として送信する送波器と、
を備え、
前記受信機は、
前記送波信号を受信する受波器と、
前記送波信号がデジタル信号に変換された受信信号から、切り出し信号として信号を切り出す信号切り出し部と、
前記同一ビット数から得られるすべてのビットデータのそれぞれを各分割データの値とみなし、前記切り出し信号の切り出し回数を前記送信順位とみなし、各分割データの値及び前記送信順位とから決まる複数の前記波形パターンを参照信号として使用し、前記切り出し信号と、各参照信号との相互相関関数計算を行う相関計算部と、
前記相互相関関数計算の結果から、前記各参照信号のうち、前記切り出し信号に対応する前記参照信号を決定し、決定した前記参照信号に基づき、前記切り出し信号の示すビット値と、前記切り出し信号の受信時刻とを決定する相関比較部と、
を備える。
【発明の効果】
【0012】
本開示に係る水中通信システムによれば、ドップラーシフトの生じた受信信号を、計算量の多いドップラーシフト推定及び補正を行わず、復調誤りなく復調できる。
【図面の簡単な説明】
【0013】
【図1】実施の形態１の図で、水中通信システム３の構成を示す図。
【図2】実施の形態１の図で、送信機１のブロック構成を示す図。
【図3】実施の形態１の図で、受信機２のブロック構成を示す図。
【図4】実施の形態１の図で、Ｓ個のシンボルが連続した通信フレームの受信信号ｙ（ｋ）を模式的に表した図。
【図5】実施の形態１の図で、ＳＳＭＳ方式を採用した通信フレーム構成の送信信号５ａを示す図。
【図6】実施の形態１の図で、送信機１における変調処理の概要を示す図。
【図7】実施の形態１の図で、送信機１における変調処理の概要を示すフローチャート及び受信機２における復調処理の概要を示すフローチャート。
【図8】実施の形態１の図で、受信機２における復調処理の概要を、受信信号に着目して示す図。
【図9】実施の形態１の図で、シンボル番号１に対応する切り出し信号に対する相関計算方法を示す図。
【図10】実施の形態１の図で、シンボル番号に対応する切り出し信号の受信符号と時間位置を示す図。
【図11】実施の形態１の図で、シンボル番号１に対応する切り出し信号への相関関数計算を示す図。
【図13】実施の形態１の図で、複数の受信機２を使用して送信機１の位置を特定する方法を示す図。
【図14】実施の形態１の図で、ドップラーシフト量に応じてサンプリングレートを変換した波形パターンを示す図。
【図15】実施の形態２の図で、送信機１、受信機２をマイクロコントローラ１１０を用いて実装した場合のハードウェア構成を示す図。
【図16】実施の形態２の図で、送信機１、受信機２をマイクロコントローラ１１０を用いて実装した場合のプログラム構成を示す図。
【発明を実施するための形態】
【0014】
実施の形態の説明及び図面において、同じ要素及び対応する要素には同じ符号を付している。同じ符号が付された要素の説明は、適宜に省略又は簡略化する。以下の実施の形態では、「部」を、「回路」、「工程」、「手順」、「処理」又は「サーキットリー」に適宜読み替えてもよい。
【0015】
実施の形態１．
＊＊＊構成の説明＊＊＊
図１は、水中通信システム３の構成を示す。水中通信システム３は音波を用いて水中で通信を行う。音波として水中通信システム３は超音波を使用するものとするが、音波は超音波に限定されない。水中通信システム３は送信機１と受信機２を備える。送信機１の送波器は、デジタル信号がアナログ信号へ変換された送信信号としての超音波を、送波信号として送信する。受信機２は、送波信号を水中で受波器８によって受信して復調する。
＊＊＊構成の説明＊＊＊
図１は、水中通信システム３の構成を示す。水中通信システム３は音波を用いて水中で通信を行う。音波として水中通信システム３は超音波を使用するものとするが、音波は超音波に限定されない。水中通信システム３は送信機１と受信機２を備える。送信機１の送波器は、デジタル信号がアナログ信号へ変換された送信信号としての超音波を、送波信号として送信する。受信機２は、送波信号を水中で受波器８によって受信して復調する。
【0016】
図２は、送信機１のブロック構成を示す。送信機１は、データ分割部４、送信波形生成部５、ＤＡ変換・増幅部６及び送波器７を備える。データ分割部４は分割部である。送信波形生成部５は送信信号生成部である。データ分割部４は「０１１１００１００１１１００１０」のような０と１からなるデータである送信データを、同一ビット数ごとに分割する。同一ビット数を２とすれば、データ分割部４は「０１１１００１００１１１００１０」を、０１、１１、００、１０、０１、１１、００、１０のように２ビットごとに分割する。同一ビット数は、シンボル単位の示すビット数を採用することができる。シンボル単位の示すビット数とは１つのシンボルに含まれる情報量である。例えばＱＰＳＫを想定すれば、１つのシンボルに含まれる４つの符号は（００）（０１）（１０）（１１）である。ＱＰＳＫのシンボル単位は、２ビットの（００）（０１）（１０）（１１）の４つの位相量に変調される。以下の説明では、データ分割部４が送信データの分割に使用するビット数は、シンボル単位の情報量、かつ、２ビットとする。
【0017】
送信波形生成部５は、送信信号５ａを生成する。送信信号５ａの生成は後述する。
【0018】
ＤＡ変換・増幅部６は、送信信号５ａをアナログ信号に変換して送波信号６ａを生成して増幅する。送波器７は、送波信号６ａを送信する。
【0019】
図３は、受信機２のブロック構成を示す。受信機２は、受波器８、増幅・ＡＤ変換部９、参照波形生成部１０、複数の相関計算部１１、相関比較部１２、信号切り出し部１３、データ結合部１４を備える。各構成要素の動作は後述する。参照波形生成部１０は参照信号生成部である。増幅・ＡＤ変換部９は、受波信号として受信した送波信号をデジタル信号の受信信号に変換する。複数の相関計算部１１は区別の必要なときは相関計算部１１－１，１１－２，１１－３，１１－４のように表記する場合がある。図３では相関計算部１１－１，１１－２，１１－３，１１－４を個別に記載しているが、相関計算部１１－１，１１－２，１１－３，１１－４の機能を一つの相関計算部１１が持つ構成でよい。
【0020】
超音波信号を通信手段とする水中通信システム３では、送信機１及び受信機２が高速移動しているとき、ドップラーシフトが発生する。ドップラーシフトによる音波周波数の変化は式１で表現される。
ｆ’＝ｆ（１＋△） （式１）
式１の△はドップラーシフト量を示す。ドップラーシフト量は、音速と相対移動速度の比である。
ドップラーシフト量は時間領域では信号の伸び縮みで表現される。信号の伸び縮みについては、送波信号ｘ（ｔ’）に対して受波信号ｙ（ｔ’）は式２で表現される。
ｙ（ｔ’）＝ｘ（（１＋△）ｔ’） （式２）
送信機１及び受信機２のサンプリング周期Ｔｓに対してドップラーシフトを受けた受信信号は、式３で表現される。
ｙ（ｎＴｓ）＝ｘ（（１＋△）ｎＴｓ） （式３）
なお、離散信号の時系列はｔ＝ｎＴｓで表現される。
ｆ’＝ｆ（１＋△） （式１）
式１の△はドップラーシフト量を示す。ドップラーシフト量は、音速と相対移動速度の比である。
ドップラーシフト量は時間領域では信号の伸び縮みで表現される。信号の伸び縮みについては、送波信号ｘ（ｔ’）に対して受波信号ｙ（ｔ’）は式２で表現される。
ｙ（ｔ’）＝ｘ（（１＋△）ｔ’） （式２）
送信機１及び受信機２のサンプリング周期Ｔｓに対してドップラーシフトを受けた受信信号は、式３で表現される。
ｙ（ｎＴｓ）＝ｘ（（１＋△）ｎＴｓ） （式３）
なお、離散信号の時系列はｔ＝ｎＴｓで表現される。
【0021】
図４は、通信フレームが、連続するＳ個のシンボルを持つ構成のときの受信信号ｙ（ｔ）を模式的に表している。受信信号は、図３に示すように、増幅・ＡＤ変換部９の出力信号である。ここでは２ビット表現される４つの符号の（００）（０１）（１０）（１１）の集合をシンボルと呼んでいる。ドップラーシフト無しの場合、すなわち△＝０の場合では、受信機２は、通信フレームの先頭でフレーム同期を行う。この場合、受信機２によるフレーム同期では、フレーム同期位置はｔ＝０とされる。送信機１と受信機２とは、シンボル長Ｔｓｙｍを知っている。受信機２は、シンボル長Ｔｓｙｍに従って信号切り出しを行う。通信フレームにおける最後のシンボルの時間位置は、ｔ＝（Ｓ－１）×Ｔｓｙｍである。つまり、最後の信号区切りはｔ＝（Ｓ－１）×Ｔｓｙｍでの位置である。
【0022】
図４において、ドップラーシフトにより受信信号が伸びた△＜０の場合と、受信信号が縮んだ△＞０の場合では、見かけ上のシンボル長がＴ’ｓｙｍ、およびＴ’’ｓｙｍのように変化する。送信機１及び受信機２が共に知っているシンボル長Ｔｓｙｍに基づいてドップラーシフト無し△＝０の場合と同じように受信機２が信号区切りを行うと、信号区切り位置と実際のシンボル位置とのずれが生ずる。このずれは通信フレームの後部で顕著となる。図４に示すように、ｔ＝（Ｓ－１）×Ｔｓｙｍの時間位置で、受信機２が、シンボル番号Ｓの信号切り出しを行うとすれば、次のようになる。中段の△＜０のように異なるシンボル番号で信号が切り出され、あるいは、下段の△＞０のように、通信フレーム範囲外で信号が切り出され、復調が失敗する。
【0023】
特許技術１及び特許技術２は、通信フレームの先頭でフレーム同期を行うのみである。よって、ドップラーシフトがあるとき、図４の中段△＜０、あるいは、下段△＞０のように、時間位置ずれにより復調失敗が生じ得る。また、特許技術文献３及び特許技術文献４は、ドップラーシフトの推定及び補正方法を示している。しかし、ドップラーシフト推定では、マルチパス干渉により直接波と反射波とのドップラーシフト量が異なることを考慮する必要がある。マルチパス干渉により受信機は直接波と多数の反射波が合成されたものを受波する。反射波は海面、海底、障害物で反射することで直接波とは異なる相対速度となるので、ドップラーシフト量も異なる。マルチパス干渉下では正確なドップラーシフト推定が困難となる。また、ドップラーシフト補正としてサンプリングレート変換が用いられる。しかし、サンプリングレート変換では、離散信号の１サンプル毎に時間位置を変える線形補間処理及びデジタルフィルタを用いたリサンプリング処理のための計算量が多く、受信機の負荷が大きくなる。
【0024】
実施の形態１の水中通信システム３では、ドップラーシフト推定及び補正に依らない方法で、ドップラーシフトに対処する。水中通信システム３の方法により、ドップラーシフト発生時でも適正に復調処理を行えるようにする。
【0025】
図５は、水中通信システム３において、実施の形態１で採用するＳＳＭＳ（Ｓｔｒｅｔｃｈａｂｌｅ Ｓｙｍｂｏｌｓ ｗｉｔｈ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ）と呼ぶ方式を適用した通信フレーム構成を示す。シンボル番号１からシンボル番号Ｓで示される各シンボルのシンボルの長さは「Ｔｓｙｍ」である。図５に示すＳＳＭＳ方式の通信フレームは、各シンボルの間に、シンボル間隔Ｔｉｎｔを空けたフレーム構成である。
【0026】
＊＊＊動作の説明＊＊＊
（ＳＳＭＳ方式の説明）
送信機１によるＳＳＭＳ方式を用いた送波信号６ａの生成動作を説明する。水中通信システム３の送信機１の構成は図２に示す通りである。データ分割部４に、送信データとして、「０１１１００１００１１１００１０」が入力されるとする。データ分割部４は、入力された送信データを、シンボル単位の情報量で分割する。すなわちシンボル単位の情報量は２ビットを想定しているが、データ分割部４は、「０１１１００１００１１１００１０」を、０１、１１、００、１０、０１、１１、００、１０の８つに分割する。この８つのデータのそれぞれを分割データと呼ぶ。この各分割データのそれぞれは、送信符号である。
（ＳＳＭＳ方式の説明）
送信機１によるＳＳＭＳ方式を用いた送波信号６ａの生成動作を説明する。水中通信システム３の送信機１の構成は図２に示す通りである。データ分割部４に、送信データとして、「０１１１００１００１１１００１０」が入力されるとする。データ分割部４は、入力された送信データを、シンボル単位の情報量で分割する。すなわちシンボル単位の情報量は２ビットを想定しているが、データ分割部４は、「０１１１００１００１１１００１０」を、０１、１１、００、１０、０１、１１、００、１０の８つに分割する。この８つのデータのそれぞれを分割データと呼ぶ。この各分割データのそれぞれは、送信符号である。
【0027】
２ビットを例に説明しているが、シンボル単位の分割データをＮビットとすれば、分割データである送信符号は、Ｍ＝２Ｎ通りで表現される。このとき、Ｍは符号化変調多値数を示す。
【0028】
（送信波形生成部５）
送信波形生成部５は、送信信号５ａを生成する。送信信号５ａは、送信すべきデジタル信号である送信データが同一ビット数ごとに分割された各分割データの値及び送信順位から分割データ毎に決まる波形パターンが送信順位で並べられ、かつ、波形パターンどうしの送信間隔が空けられたデジタル信号である。送信信号５ａは送信データに対応するデジタル信号である。以下に具体的に説明する。
送信波形生成部５は、変調多値数Ｍ、通信フレーム内のシンボル数Ｓ及び１シンボル内のサンプルデータ数Ｈに対して、「ＭＳ個×サンプルデータ数Ｈ」の個数の波形パターンを、波形パターン群１６０として予め記憶装置に記録しておく。なお、実際には、サンプルデータ数Ｈ（波）の波形が加算された合成波が、ＭＳ個存在する。シンボル数Ｓは、通信フレーム内の分割データ総数である。サンプルデータ数Ｈは、「シンボル長Ｔｓｙｍ／サンプリング周期Ｔｓ」である。以下に、図６を参照して、送信波形生成部５によって生成される波形パターン群１６０の詳細を説明する。
送信波形生成部５は、送信信号５ａを生成する。送信信号５ａは、送信すべきデジタル信号である送信データが同一ビット数ごとに分割された各分割データの値及び送信順位から分割データ毎に決まる波形パターンが送信順位で並べられ、かつ、波形パターンどうしの送信間隔が空けられたデジタル信号である。送信信号５ａは送信データに対応するデジタル信号である。以下に具体的に説明する。
送信波形生成部５は、変調多値数Ｍ、通信フレーム内のシンボル数Ｓ及び１シンボル内のサンプルデータ数Ｈに対して、「ＭＳ個×サンプルデータ数Ｈ」の個数の波形パターンを、波形パターン群１６０として予め記憶装置に記録しておく。なお、実際には、サンプルデータ数Ｈ（波）の波形が加算された合成波が、ＭＳ個存在する。シンボル数Ｓは、通信フレーム内の分割データ総数である。サンプルデータ数Ｈは、「シンボル長Ｔｓｙｍ／サンプリング周期Ｔｓ」である。以下に、図６を参照して、送信波形生成部５によって生成される波形パターン群１６０の詳細を説明する。
【0029】
【0030】
（ステップＳ１１）
ステップＳ１１において、送信波形生成部５には複数の搬送波を位相変調したサイン波を合成した波形パターン群１６０を事前に生成しておく。例えば「搬送波波数＝１シンボル長内のサンプルデータ数Ｈ」とする。図６では「サンプルデータ数Ｈ＝２０００サンプル」とし、送信波形生成部５は、サンプル周波数を均等に分割した周波数を持つ２０００波のサイン波を準備する。具体的には図６の例では、１シンボル長Ｔｓｙｍ＝１０ｍｓ、サンプリング周波数Ｆｓ＝２００ｋＨｚ、サンプリング周期Ｔｓ＝５×１０＾－６ｍｓ、としている。よって、１シンボル内のサンプルデータ数Ｈ＝２０００（波）である。各搬送波間の周波数間隔は、Ｆｓ／Ｈであり、１００Ｈｚである。
ステップＳ１１において、送信波形生成部５には複数の搬送波を位相変調したサイン波を合成した波形パターン群１６０を事前に生成しておく。例えば「搬送波波数＝１シンボル長内のサンプルデータ数Ｈ」とする。図６では「サンプルデータ数Ｈ＝２０００サンプル」とし、送信波形生成部５は、サンプル周波数を均等に分割した周波数を持つ２０００波のサイン波を準備する。具体的には図６の例では、１シンボル長Ｔｓｙｍ＝１０ｍｓ、サンプリング周波数Ｆｓ＝２００ｋＨｚ、サンプリング周期Ｔｓ＝５×１０＾－６ｍｓ、としている。よって、１シンボル内のサンプルデータ数Ｈ＝２０００（波）である。各搬送波間の周波数間隔は、Ｆｓ／Ｈであり、１００Ｈｚである。
【0031】
（ステップＳ１２）
ステップＳ１２において、搬送波１から搬送波２０００の２０００波の搬送波のそれぞれに、疑似ランダム数値に応じて－π～πの範囲で位相シフトを実施する。図６に示すように、あるシンボル番号ｓにおける、搬送波１から搬送波２０００に作用させる疑似ランダム数値ρ（ｓ、ｃ）（ｃ＝１～２０００）は、互いに異なる値である。
ステップＳ１２において、搬送波１から搬送波２０００の２０００波の搬送波のそれぞれに、疑似ランダム数値に応じて－π～πの範囲で位相シフトを実施する。図６に示すように、あるシンボル番号ｓにおける、搬送波１から搬送波２０００に作用させる疑似ランダム数値ρ（ｓ、ｃ）（ｃ＝１～２０００）は、互いに異なる値である。
【0032】
（ステップＳ１３）
ステップＳ１３において、送信波形生成部５には、まずシンボル番号１（第１シンボル）のシンボル単位（００）について、以下のように波形パターンを生成しておく。送信波形生成部５は、位相シフトされた搬送波１から搬送波２０００の２０００波を合成（加算）して合成波を生成しておく。送信波形生成部５は、この合成波を、第１シンボルのシンボル単位（００）に対する１シンボル長の波形パターンとする。
ステップＳ１３において、送信波形生成部５には、まずシンボル番号１（第１シンボル）のシンボル単位（００）について、以下のように波形パターンを生成しておく。送信波形生成部５は、位相シフトされた搬送波１から搬送波２０００の２０００波を合成（加算）して合成波を生成しておく。送信波形生成部５は、この合成波を、第１シンボルのシンボル単位（００）に対する１シンボル長の波形パターンとする。
【0033】
（ステップＳ１４）
ステップＳ１４において、送信波形生成部５には、以下同様に、疑似ランダム数値ρを変えて、［符号化多値変調数（Ｍ）×シンボル数（Ｓ）］分の波形パターンを生成する。すなわち、図６の波形パターン群１６０に示すように、送信波形生成部５には、以下同様に、第１シンボルのシンボル単位（０１）から最終シンボルのシンボル単位（１１）の各波形パターンを生成しておく。
ステップＳ１４において、送信波形生成部５には、以下同様に、疑似ランダム数値ρを変えて、［符号化多値変調数（Ｍ）×シンボル数（Ｓ）］分の波形パターンを生成する。すなわち、図６の波形パターン群１６０に示すように、送信波形生成部５には、以下同様に、第１シンボルのシンボル単位（０１）から最終シンボルのシンボル単位（１１）の各波形パターンを生成しておく。
【0034】
（ステップＳ１５）
ステップＳ１５において、送信波形生成部５は、送信データのビット列からデータ分割部４によって２ｂｉｔずつ切り出だされた２ｂｉｔデータに対応する波形パターンを、波形パターン群１６０から選択する。送信波形生成部５は、選択した複数の波形データの波形データ同士の間に無信号区間となるシンボル間隔Ｔｉｎｔを挿入して連結し、送信信号５ａを生成する。
具体的には図６の下側右のように、送信データが２ビットで区切れば「０１，１１，００，１０，０１，１１，００」の場合、送信波形生成部５は、波形パターン群１６０から、後述の順位分割データ［ｓ：ｍ］に応じて、対応する波形パターンを選択する。送信波形生成部５は、波形パターン群１６０から、シンボル数ｓと、分割データｍとで決まる波形パターンを選択する。図６でシンボル数ｓは第１シンボル、第２シンボル、～最終シンボル（第Ｓシンボル）の第ｓシンボルにおけるｓの値であり、分割データｍは（００）（０１）（１０）（１１）である。符号化変調多値数Ｍ＝４としているため、分割データｍ、すなわち、送信符号４ａは、（００）（０１）（１０）（１１）のいずれかである。
送信データが「０１，１１，００，１０，０１，１１，００」の場合、先頭（０１）では（第１シンボル，０１）の波形パターンが選択され、次の（１１）では（第２シンボル，１１）の波形パターンが選択され、以下同様に波形パターンが選択される。送信波形生成部５は、選択された各波形パターンをシンボル数ｓの順位で並べ、かつ、隣接する波形パターンどうしの間に無信号区間となるシンボル間隔Ｔｉｎｔを挿入して全体を連結し、１フレーム分の送信波形を生成する。
ステップＳ１５において、送信波形生成部５は、送信データのビット列からデータ分割部４によって２ｂｉｔずつ切り出だされた２ｂｉｔデータに対応する波形パターンを、波形パターン群１６０から選択する。送信波形生成部５は、選択した複数の波形データの波形データ同士の間に無信号区間となるシンボル間隔Ｔｉｎｔを挿入して連結し、送信信号５ａを生成する。
具体的には図６の下側右のように、送信データが２ビットで区切れば「０１，１１，００，１０，０１，１１，００」の場合、送信波形生成部５は、波形パターン群１６０から、後述の順位分割データ［ｓ：ｍ］に応じて、対応する波形パターンを選択する。送信波形生成部５は、波形パターン群１６０から、シンボル数ｓと、分割データｍとで決まる波形パターンを選択する。図６でシンボル数ｓは第１シンボル、第２シンボル、～最終シンボル（第Ｓシンボル）の第ｓシンボルにおけるｓの値であり、分割データｍは（００）（０１）（１０）（１１）である。符号化変調多値数Ｍ＝４としているため、分割データｍ、すなわち、送信符号４ａは、（００）（０１）（１０）（１１）のいずれかである。
送信データが「０１，１１，００，１０，０１，１１，００」の場合、先頭（０１）では（第１シンボル，０１）の波形パターンが選択され、次の（１１）では（第２シンボル，１１）の波形パターンが選択され、以下同様に波形パターンが選択される。送信波形生成部５は、選択された各波形パターンをシンボル数ｓの順位で並べ、かつ、隣接する波形パターンどうしの間に無信号区間となるシンボル間隔Ｔｉｎｔを挿入して全体を連結し、１フレーム分の送信波形を生成する。
【0035】
（シンボル間隔Ｔｉｎｔの詳細）
シンボル間隔Ｔｉｎｔに相当する無信号区間は、Ｉサンプルデータが全てゼロとなるＩサンプル個のデータが挿入され、１通信フレーム分の送信信号５ａが生成される。Ｉサンプルデータの個数は「シンボル間隔Ｔｉｎｔ／サンプリング周期Ｔｓ」である。
シンボル間隔Ｔｉｎｔに相当する無信号区間は、Ｉサンプルデータが全てゼロとなるＩサンプル個のデータが挿入され、１通信フレーム分の送信信号５ａが生成される。Ｉサンプルデータの個数は「シンボル間隔Ｔｉｎｔ／サンプリング周期Ｔｓ」である。
【0036】
（順位分割データ）
シンボル番号（分割データの送信順位）及び送信符号（分割データ）からなる順位分割データは、以下の内容である。設例における８つ分割データの、０１、１１、００、１０、０１、１１、００、１０は、左から０１、１１、００、１０、０１、１１、００、１０の順に送信される。シンボル番号とは、分割データの送信順位の順位数である。あるいは、分割の順番を示す番号でもある。
具体的には、シンボル番号について、０１は１番、１１は２番、００は３番、１０は４番と続き、最後の分割データ１０は８番である。順位分割データを［シンボル番号ｓ：分割データｍ］で表記すれば、送信波形生成部５は、以下の８つを生成する。［１：（０１）］、［２：（１１）］、［３：（００）］、［４：（１０）］、［５：（０１）］．．．［８：（１０）］。
シンボル番号（分割データの送信順位）及び送信符号（分割データ）からなる順位分割データは、以下の内容である。設例における８つ分割データの、０１、１１、００、１０、０１、１１、００、１０は、左から０１、１１、００、１０、０１、１１、００、１０の順に送信される。シンボル番号とは、分割データの送信順位の順位数である。あるいは、分割の順番を示す番号でもある。
具体的には、シンボル番号について、０１は１番、１１は２番、００は３番、１０は４番と続き、最後の分割データ１０は８番である。順位分割データを［シンボル番号ｓ：分割データｍ］で表記すれば、送信波形生成部５は、以下の８つを生成する。［１：（０１）］、［２：（１１）］、［３：（００）］、［４：（１０）］、［５：（０１）］．．．［８：（１０）］。
【0037】
送信波形生成部５には、シンボル番号ｓ（ｓ＝１，２，３，４，．．．，８）、分割データｍ（ｍ＝（００），（０１），（１０），（１１））の全ての組合せ［ｓ：ｍ］に相当するＭＳ個の波形パターン群１６０をあらかじめ生成して格納しておく。この波形パターン群１６０は、図６に示している。送信波形生成部５は、１番目の分割データが（１０）であれば［１：（１０）］から決まる波形パターンを波形パターン群１６０から選択し、２番目の分割データが（１１）であれば［２：（１１）］から決まる波形パターンを波形パターン群１６０から選択する。
【0038】
送信波形生成部５が最終的に生成する送信信号５ａは、図５で示す通信フレーム構成である。図５のシンボル番号１の箱は［１：（ｉｊ）］の順位分割データに対応する波形パターンである。また、右端のシンボル番号Ｓの黒い箱は、通信フレーム内の最終送信シンボル［Ｓ：（ｉｊ）］の順位分割データに対応する波形パターンである。ここでｉ，ｊは０，１のいずれかである。連結されるＳ個の波形パターンは、全て異なる波形パターンとなる。これは、ステップＳ１１及びステップＳ１２で述べたように、選択されるＭＳ個の波形パターンは全て異なる疑似乱数を基にして生成していること、さらに、波形パターン群から選択する順番もシンボル順に選択されることから、自明である。
【0039】
なお、図６に示す波形パターン群１６０の各波形パターンは、送信機１で必要な周波数帯以外の不要波を抑圧するために、バンドパスフィルタ（以下ＢＰＦ、Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）で濾過した後のＨサンプル個分のデータとしてもよい。具体的には、後述する通信シミュレーションのケースでは、使用する送波器７、受波器８及び水中の音響伝搬路の特性を考慮して音波の使用周波数帯を１０ｋＨｚ～３０ｋＨｚとしており、この周波数帯以外の不要な周波数帯の搬送波をカットした合成波で波形パターンを生成しておく。または、図示されてはいないが、送信機１において前記のとおり使用する周波数帯以外の不要波を抑圧するためにＢＰＦを物理的に付加し、ＢＰＦで濾過した後に送信信号５ａとする場合もある。図５に示す送信信号５ａは、ＤＡ変換・増幅部６におけるデジタル・アナログ変換、送信アンプによる増幅を経て、送波信号６ａとして送波される。
【0040】
受信機２の動作を説明する。水中通信システム３の受信機２の構成は図１に示す通りである。受波器８は、送波器７から送信された送波信号６ａを受波信号として受信する。増幅・ＡＤ変換部９は、受波信号に増幅及びアナログ・デジタル変換を行い、受波信号をデジタルの受信信号９ａに変換する。増幅・ＡＤ変換部９は、送信波形データのサンプリング周期と同じ２００ｋＨｚで受信信号９ａをサンプリングする。受信機２に必要な周波数帯以外の不要波を抑圧するために，図示していないＢＰＦで濾過した後に、受信信号とする場合もある。相関計算部１１は、受信信号から切り出された切り出し信号波形と、Ｍ個の波形パターンからなる参照信号との相互相関関数計算を行う。ここで、Ｍはシンボルの符号化多値数であり、Ｎビットを１つのシンボルの情報量とすると、ＭはＭ＝２Ｎとなる。
【0041】
図８は、受信機２における復調処理の概要を、受信信号に着目して示している。
図７の右側は、受信機２における復調処理概要を示すフローチャートである。図８の上段は信号切り出し部１３による処理を示し、中段は相関計算部１１による計算処理を示し、下段は相関計算部１１による計算結果を示す。
図７の右側は、受信機２における復調処理概要を示すフローチャートである。図８の上段は信号切り出し部１３による処理を示し、中段は相関計算部１１による計算処理を示し、下段は相関計算部１１による計算結果を示す。
【0042】
（ステップＳ２１）
ステップＳ２１において、増幅・ＡＤ変換部９は、送信側の波形パターンのサンプリング周期Ｔｓと同じ２００ｋＨｚで受信信号９ａをサンプリングする。
ステップＳ２１において、増幅・ＡＤ変換部９は、送信側の波形パターンのサンプリング周期Ｔｓと同じ２００ｋＨｚで受信信号９ａをサンプリングする。
【0043】
（ステップＳ２２）
図８上段に示すように、受信信号９ａには送信信号５ａに対して、背景ノイズ、マルチパス干渉波、ドップラーシフトが重畳されている。
ステップＳ２２において、図示していないＢＰＦは、前述の使用周波数１０－３０ｋＨｚの通過帯域を持つフィルタであり、帯域外の不要波を除去する。
図８上段に示すように、受信信号９ａには送信信号５ａに対して、背景ノイズ、マルチパス干渉波、ドップラーシフトが重畳されている。
ステップＳ２２において、図示していないＢＰＦは、前述の使用周波数１０－３０ｋＨｚの通過帯域を持つフィルタであり、帯域外の不要波を除去する。
【0044】
（ステップＳ２３）
信号切り出し部１３は、送波信号６ａがデジタル信号に変換された受信信号９ａから、切り出し信号として信号を切り出す。
Ｓ２３において、図８上段に示すように、信号切り出し部１３は、受信信号９ａの各々１シンボル長分が切り出し区間の時間位置として中央値に位置するように、受信信号９ａから１シンボルの波形を切り出し信号として切り出すことを理想とする。すなわち、ドップラーシフトによる受信信号の伸縮や、直接波の信号レベルが低すぎて受信できずにマルチパスによる遅延波のみが観測される場合など、受信信号の時間位置がシンボル毎に前後にずれるケースがある。これらのケースに対応するため、１シンボルの波形が切り出し区間内に必ず存在するように、信号切り出し部１３は、１シンボルの波形の両側にシンボル間隔Ｔｉｎｔが存在するように信号を切り出す。
信号切り出し部１３は、送波信号６ａがデジタル信号に変換された受信信号９ａから、切り出し信号として信号を切り出す。
Ｓ２３において、図８上段に示すように、信号切り出し部１３は、受信信号９ａの各々１シンボル長分が切り出し区間の時間位置として中央値に位置するように、受信信号９ａから１シンボルの波形を切り出し信号として切り出すことを理想とする。すなわち、ドップラーシフトによる受信信号の伸縮や、直接波の信号レベルが低すぎて受信できずにマルチパスによる遅延波のみが観測される場合など、受信信号の時間位置がシンボル毎に前後にずれるケースがある。これらのケースに対応するため、１シンボルの波形が切り出し区間内に必ず存在するように、信号切り出し部１３は、１シンボルの波形の両側にシンボル間隔Ｔｉｎｔが存在するように信号を切り出す。
【0045】
（ステップＳ２４）
Ｓ２４において、信号切り出し部１３は、第１シンボルについて、下記の（１）から（３）のいずれかの方法で切り出し位置を推定し、第１シンボルの切り出し区間を決定する。
（１）送受間が非同期の場合は、音圧の電圧変換によるアナログウォッチドッグ回路、すなわち、常時一定の信号レベル以上を検出し、受信信号入力を検知する回路を設け、この回路の出力をトリガとして切り出し位置を決定する。
（２）または、第一シンボル受信前の無信号期間を含めて、切り出し区間を逐次スライドさせつつ、常時第１シンボルの参照データと相関をとりピーク検出を捕まえることで先頭第一シンボルの時間位置を決定する。
（３）または、送信機１、送信機２間の時刻同期により送信時刻と双方の位置情報（ＵＵＶのＩＭＵ情報をベース）から水中伝搬路の遅延時をそれぞれ得て、第一シンボルの最適切出し位置を決定する。
なお、第２シンボル以降は直前のシンボルに対する相関ピーク位置から切り出し位置を決定する。
Ｓ２４において、信号切り出し部１３は、第１シンボルについて、下記の（１）から（３）のいずれかの方法で切り出し位置を推定し、第１シンボルの切り出し区間を決定する。
（１）送受間が非同期の場合は、音圧の電圧変換によるアナログウォッチドッグ回路、すなわち、常時一定の信号レベル以上を検出し、受信信号入力を検知する回路を設け、この回路の出力をトリガとして切り出し位置を決定する。
（２）または、第一シンボル受信前の無信号期間を含めて、切り出し区間を逐次スライドさせつつ、常時第１シンボルの参照データと相関をとりピーク検出を捕まえることで先頭第一シンボルの時間位置を決定する。
（３）または、送信機１、送信機２間の時刻同期により送信時刻と双方の位置情報（ＵＵＶのＩＭＵ情報をベース）から水中伝搬路の遅延時をそれぞれ得て、第一シンボルの最適切出し位置を決定する。
なお、第２シンボル以降は直前のシンボルに対する相関ピーク位置から切り出し位置を決定する。
【0046】
（ステップＳ２５）
相関計算部１１は、同一ビット数から得られるすべてのビットデータのそれぞれを各分割データの値とみなし、かつ、切り出し信号の切り出し回数を送信順位とみなす。相関計算部１１は、みなした各分割データの値及びみなした送信順位とから決まる複数の波形パターンを参照信号として使用し、切り出し信号と、各参照信号である波形パターンとの相互相関関数計算を行う。
相関計算部１１は、送信機１が格納している波形パターン群１６０と同じ波形データ群を参照波形パターンとして使用する。具体例で述べれば、参照波形生成部１０は、図６左下の波形パターン群１６０を、参照波形パターンとして有している。
ステップＳ２５において、図８中段に示すように、相関計算部１１は、切り出し信号と、４種の参照波形パターンとの相互相関関数計算値を生成する。相関計算部１１は、参照波形パターンを１サンプルデータずつ、ずらしながら、切り出し信号と参照波形パターンとを乗算し、総和を算出する。これは図８中段の状態である。
相関計算部１１は、同一ビット数から得られるすべてのビットデータのそれぞれを各分割データの値とみなし、かつ、切り出し信号の切り出し回数を送信順位とみなす。相関計算部１１は、みなした各分割データの値及びみなした送信順位とから決まる複数の波形パターンを参照信号として使用し、切り出し信号と、各参照信号である波形パターンとの相互相関関数計算を行う。
相関計算部１１は、送信機１が格納している波形パターン群１６０と同じ波形データ群を参照波形パターンとして使用する。具体例で述べれば、参照波形生成部１０は、図６左下の波形パターン群１６０を、参照波形パターンとして有している。
ステップＳ２５において、図８中段に示すように、相関計算部１１は、切り出し信号と、４種の参照波形パターンとの相互相関関数計算値を生成する。相関計算部１１は、参照波形パターンを１サンプルデータずつ、ずらしながら、切り出し信号と参照波形パターンとを乗算し、総和を算出する。これは図８中段の状態である。
【0047】
（ステップＳ２６）
相関比較部１２は、各相関計算部の相互相関関数計算の結果から、各参照信号のうち、切り出し信号に対応する参照信号を決定し、決定した参照信号に基づき、切り出し信号の示すビット値と、切り出し信号の受信時刻とを決定する。具多的には以下のとおりである。ステップＳ２６において、相関比較部１２は、シンボル符号の（００）、（０１）、（１０）、（１１）に対応する４種の相互相関関数計算値の中から、最もＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ ｒａｔｉｏ）の大きいものを選択しシンボル符号を判定する。例えば、シンボル符号０１に対応する参照波形パターンの相互相関関数計算値が選択された場合、シンボル符号は０１と判定される。図８下段は、４種の相互相関関数計算値のうちピークが突き出るものを示している。相関比較部１２は、相関ピーク位置を、次の切り出し区間の決定に使用する。
相関比較部１２は、各相関計算部の相互相関関数計算の結果から、各参照信号のうち、切り出し信号に対応する参照信号を決定し、決定した参照信号に基づき、切り出し信号の示すビット値と、切り出し信号の受信時刻とを決定する。具多的には以下のとおりである。ステップＳ２６において、相関比較部１２は、シンボル符号の（００）、（０１）、（１０）、（１１）に対応する４種の相互相関関数計算値の中から、最もＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ ｒａｔｉｏ）の大きいものを選択しシンボル符号を判定する。例えば、シンボル符号０１に対応する参照波形パターンの相互相関関数計算値が選択された場合、シンボル符号は０１と判定される。図８下段は、４種の相互相関関数計算値のうちピークが突き出るものを示している。相関比較部１２は、相関ピーク位置を、次の切り出し区間の決定に使用する。
【0048】
図９は、信号切り出し部１３による信号切り出し及びシンボル番号１の順位分割データ［１：（ｉｊ）］に対する相互相関関数の計算方法を示す。信号切り出し部１３により受信信号９ａから切り出された信号を、切り出し信号と呼ぶ。時刻基準信号での基準信号パルス時間位置は、送信機１と受信機２で同一とみなせることを前提とする。時刻基準信号は、例えばＧＰＳ受信機から取得できる１ＰＰＳ（Ｐｕｌｓｅ Ｐｅｒ Ｓｅｃｏｎｄ）信号を利用し、送信機１と通信相手となる対向の水中通信システム３の受信機２に内蔵するそれぞれ図示されていないクロックどうしを時刻同期させて生成する。送信信号５ａは時刻基準信号に合わせて通信フレームとして送信される。受信信号９ａは，送波器７から受波器８に到達する送波信号６ａの到達時間だけ遅れる。受信信号９ａに対するシンボル番号１の切り出し区間は、通信フレームとしてンボル番号１の送信信号が送信される時刻基準信号発生時点から音波の最大到達時間＋Ｔｓｙｍ＋Ｔｉｎｔを含む区間Ｔｃ１である。区間Ｔｃ１は、音波の最大到達時間である「送信機１と受信機２の相対距離／水中の音速」の時間を含む。音速はほぼ固定値であるため、この最大到達時間は相対距離に依存する。送信機１と受信機２の一方または双方がＵＵＶ等の移動体に搭載されている場合、その最大移動範囲から最大相対距離を算出して最大到達時間を含む区間Ｔｃ１を予め決めておく。このようにして最大到達時間を含む区間Ｔｃ１については、信号切り出し部１３に予め設定しておく。送信機１と受信機２とのクロック間の経時的累積誤差は、時刻基準信号のパルス時間位置ずれや、後に説明する受信信号９ａに対する切り出し区間の理想位置からの位置ずれとしてとして現れる。しかし、水中通信システム３では、図５のように、送信機１は、シンボル長Ｔｓｙｍを持つ波形パターンの間にシンボル間隔Ｔｉｎｔを空けた通信フレームを送信信号５ａとして生成する。波形パターンの前後に存在するシンボル間隔Ｔｉｎｔが、クロック間の経時的な累積誤差による時間位置ずれを吸収する。また、ドップラーシフトによる受信信号の伸張や、直接波の信号レベルが低すぎて受信できずにマルチパスによる遅延波のみが観測される場合など、受信信号の時間位置がシンボル毎に前後にずれるケースがある。これらのケースもシンボル間隔Ｔｉｎｔが、時間位置ずれを吸収する。よって、受信信号９ａの切り出し区間の中に、シンボル番号に対する受信信号を全て含めることが可能である。
【0049】
（参照信号）
シンボル番号１に対応する切り出した受信信号に対して、Ｍ個の参照信号との相互相関関数計算を複数の相関計算部１１にて行う。設例を示す図９では、参照信号の個数は、符号化変調多値数に相当し、Ｍ＝２２＝４である。また、送信するシンボル数は８個（Ｓ＝８）である。参照波形生成部１０には、参照信号として、送信機１の有する波形パターン群１６０（図６）と同一の波形パターン群が格納されている。ここで参照信号とは、波形パターン群１６０から順位分割データ［ｓ：ｍ］によって選択される波形パターンである。なお、順位分割データ［ｓ：ｍ］におけるｓは、切り出し信号における切り出し回数ｋに同じである。よって受信機はｓの値、すなわちｋの値を知っている。しかし、ｍは知らない。よって、知っているｋをｋ＊とすれば、受信機２は、［ｋ＊：（００）］，［ｋ＊：（０１）］，［ｋ＊：（１０）］，［ｋ＊：（１１）］の４つに対応する各波形パターンを波形パターン群から選択し、参照信号に使用する。具体的には以下の通りである。切り出しｋ回目の切り出し信号に対する参照信号は、［ｋ：（００）］、［ｋ：（０１）］、［ｋ：（１０）］、［ｋ：（１１）］のそれぞれに対応する波形パターンとなる。ここでｋ＝１の場合であれば、図６左下の波形パターン群１６０では第１シンボルに該当するので、図６の（００）、（０１）、（１０）、（１１）の４種の波形パターンが参照信号となる。これは、切り出しｋ回目の切り出し信号は、送信順位がｋ番目、かつ、ビットは（００）、（０１）、（１０）、（１１）のいずれかの順位分割データに対応する波形パターンを含む信号だからである。参照波形生成部１０は、切り出しｋ回目におけるｋに対応して、順位分割データである［ｋ：（００）］、［ｋ：（０１）］、［ｋ：（１０）］、［ｋ：（１１）］に対応する波形パターンを、それぞれの相関計算部１１へ提供する。ｋ＝１であれば、参照波形生成部１０は、図６左下の波形パターン群１６０のうち、第１シンボルの、（００）の波形パターンから（１１）の波形パターンの４種を各相関計算部１１へ提供する。
シンボル番号１に対応する切り出した受信信号に対して、Ｍ個の参照信号との相互相関関数計算を複数の相関計算部１１にて行う。設例を示す図９では、参照信号の個数は、符号化変調多値数に相当し、Ｍ＝２２＝４である。また、送信するシンボル数は８個（Ｓ＝８）である。参照波形生成部１０には、参照信号として、送信機１の有する波形パターン群１６０（図６）と同一の波形パターン群が格納されている。ここで参照信号とは、波形パターン群１６０から順位分割データ［ｓ：ｍ］によって選択される波形パターンである。なお、順位分割データ［ｓ：ｍ］におけるｓは、切り出し信号における切り出し回数ｋに同じである。よって受信機はｓの値、すなわちｋの値を知っている。しかし、ｍは知らない。よって、知っているｋをｋ＊とすれば、受信機２は、［ｋ＊：（００）］，［ｋ＊：（０１）］，［ｋ＊：（１０）］，［ｋ＊：（１１）］の４つに対応する各波形パターンを波形パターン群から選択し、参照信号に使用する。具体的には以下の通りである。切り出しｋ回目の切り出し信号に対する参照信号は、［ｋ：（００）］、［ｋ：（０１）］、［ｋ：（１０）］、［ｋ：（１１）］のそれぞれに対応する波形パターンとなる。ここでｋ＝１の場合であれば、図６左下の波形パターン群１６０では第１シンボルに該当するので、図６の（００）、（０１）、（１０）、（１１）の４種の波形パターンが参照信号となる。これは、切り出しｋ回目の切り出し信号は、送信順位がｋ番目、かつ、ビットは（００）、（０１）、（１０）、（１１）のいずれかの順位分割データに対応する波形パターンを含む信号だからである。参照波形生成部１０は、切り出しｋ回目におけるｋに対応して、順位分割データである［ｋ：（００）］、［ｋ：（０１）］、［ｋ：（１０）］、［ｋ：（１１）］に対応する波形パターンを、それぞれの相関計算部１１へ提供する。ｋ＝１であれば、参照波形生成部１０は、図６左下の波形パターン群１６０のうち、第１シンボルの、（００）の波形パターンから（１１）の波形パターンの４種を各相関計算部１１へ提供する。
【0050】
（相互相関関数計算）
図３の受信機２では、切り出し回数がｋ＝１であれば以下の処理が行われる。
参照波形生成部１０は、順位分割データとして、
相関計算部１１－１へ［１：（００）］、
相関計算部１１－２へ［１：（０１）］、
相関計算部１１－３へ［１：（１０）］、
相関計算部１１－４へ［１：（１１）］を入力する。
また、参照波形生成部１０は、相関計算部１１－１に、順位分割データ［１：（００）］に対応する、図６左下の第１シンボルの（００）の波形パターンを、参照信号として入力する。同様に、参照波形生成部１０は、相関計算部１１－２に、順位分割データ［１：（０１）］に対応する、図６左下の第１シンボルの（０１）の波形パターンを、参照信号として入力する。同様に、参照波形生成部１０は、相関計算部１１－３に、順位分割データ［１：（１０）］に対応する、図６左下の第１シンボルの（１０）の波形パターンを、参照信号として入力する。同様に、参照波形生成部１０は、相関計算部１１－４に、順位分割データ［１：（１１）］に対応する、図６左下の第１シンボルの（１１）の波形パターンを、参照信号として入力する。相関計算部１１－１から相関計算部１１－４のそれぞれは、シンボル番号１に対応する切り出し信号と、入力された参照信号との相互相関関数計算を実行し、実行結果として相互相関関数を出力する。相関計算部１１－１から相関計算部１１－４における相互相関関数計算は、時間軸上の畳込み演算による方法を例とすれば、次のように実行される。参照信号である波形パターンの後ろに受信信号から切り出した切り出し区間のサンプルデータ数と同じデータ数となるようゼロデータを追加して参照信号にゼロ拡張波形パターンを生成する。
図３の受信機２では、切り出し回数がｋ＝１であれば以下の処理が行われる。
参照波形生成部１０は、順位分割データとして、
相関計算部１１－１へ［１：（００）］、
相関計算部１１－２へ［１：（０１）］、
相関計算部１１－３へ［１：（１０）］、
相関計算部１１－４へ［１：（１１）］を入力する。
また、参照波形生成部１０は、相関計算部１１－１に、順位分割データ［１：（００）］に対応する、図６左下の第１シンボルの（００）の波形パターンを、参照信号として入力する。同様に、参照波形生成部１０は、相関計算部１１－２に、順位分割データ［１：（０１）］に対応する、図６左下の第１シンボルの（０１）の波形パターンを、参照信号として入力する。同様に、参照波形生成部１０は、相関計算部１１－３に、順位分割データ［１：（１０）］に対応する、図６左下の第１シンボルの（１０）の波形パターンを、参照信号として入力する。同様に、参照波形生成部１０は、相関計算部１１－４に、順位分割データ［１：（１１）］に対応する、図６左下の第１シンボルの（１１）の波形パターンを、参照信号として入力する。相関計算部１１－１から相関計算部１１－４のそれぞれは、シンボル番号１に対応する切り出し信号と、入力された参照信号との相互相関関数計算を実行し、実行結果として相互相関関数を出力する。相関計算部１１－１から相関計算部１１－４における相互相関関数計算は、時間軸上の畳込み演算による方法を例とすれば、次のように実行される。参照信号である波形パターンの後ろに受信信号から切り出した切り出し区間のサンプルデータ数と同じデータ数となるようゼロデータを追加して参照信号にゼロ拡張波形パターンを生成する。
【0051】
次に、図８に示すように、相関計算部１１は、参照信号である波形パターンと、切り出し区間のサンプルデータ列（切り出し信号）とを、サンプル要素毎に乗算し、総和を求める。相関計算部１１は、その絶対値を相互相関関数計算値の第１番目のデータとする。
次に、相関計算部１１は、ゼロ拡張波形パターンのサンプルデータ列全体（参照信号）を、１サンプル分、後ろにシフトさせ、先頭のサンプルデータには、ゼロデータを埋め込む。
これを新たな参照信号のゼロ拡張波形パターンとし、相関計算部１１は、サンプルデータ列と切り出し区間のサンプルデータ列とをサンプル要素毎に乗算し、総和を求め、その絶対値を相互相関関数計算値の第２番目のデータとする。
次に、相関計算部１１は、ゼロ拡張波形パターンのサンプルデータ列全体（参照信号）を、１サンプル分、後ろにシフトさせ、先頭のサンプルデータには、ゼロデータを埋め込む。
これを新たな参照信号のゼロ拡張波形パターンとし、相関計算部１１は、サンプルデータ列と切り出し区間のサンプルデータ列とをサンプル要素毎に乗算し、総和を求め、その絶対値を相互相関関数計算値の第２番目のデータとする。
【0052】
図８中段に示すように、相関計算部１１は、第３番目以降の相互相関関数計算値の算出も同様に、参照信号のゼロ拡張波形パターン全体シフト、ゼロデータ挿入を行って、参照信号の新たなゼロ拡張波形パターンを生成し、相互相関関数値算出を行う。このようにして各相関計算部１１は、切り出し区間のサンプルデータ数と同じ数の相互相関関数計算値をデータ列として送出する。
図８下段に示すように、送信時の送信符号に対応する受信信号の切り出し信号と、その送信符号に対応する参照信号とに対しては、同じ波形パターンを源泉としていることから当然のことながら大きな相関関数ピークが観測される。すなわち、相関関数ピークは、順位分割データに相当する受信信号からの切り出し信号と、参照信号の波形パターンとが一致する場合に出現する。
図８下段に示すように、送信時の送信符号に対応する受信信号の切り出し信号と、その送信符号に対応する参照信号とに対しては、同じ波形パターンを源泉としていることから当然のことながら大きな相関関数ピークが観測される。すなわち、相関関数ピークは、順位分割データに相当する受信信号からの切り出し信号と、参照信号の波形パターンとが一致する場合に出現する。
【0053】
相関比較部１２は、相関計算部１１－１から相関計算部１１－４の計算した相互相関関数ピークを比較する。相互相関関数ピークの検出方法は、比較誤りを抑制するため相互相関関数値のデータ列の平均値を基準にするＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）法を用いることができる。すなわち、ピークレベルと相互相関関数値のデータ列の平均値の比をＰＡＰＲ値とする。相関比較部１２は、ＰＡＰＲ値の比較結果から最も高いＰＡＰＲ値となる受信符号を特定し、受信符号をデータ結合部１４へ出力する。データ結合部１４は、複数の受信符号を結合して受信信号９ａを受信データ１４ａとして出力する復調処理を行う。
【0054】
また、相関比較部１２が第１回の切り出し信号の受信符号を特定したときの相互相関関数ピークが示す時間位置は、音波到達時間を示す。よって、相関比較部１２は、音波到達時間τ１を送信機１と受信機２との間の距離に換算し、換算した距離を出力する。
【0055】
図９において、シンボル番号１の切り出し信号に対する受信符号と時間位置については、以下のとおりである。受信符号は符号１（ビット表現では０１）であり、時間位置はτ１である。つまり１回目の切り出し信号は［１：（０１）］であった。なお、相関計算部１１－１から相関計算部１１－４における相互相関関数計算は、前述のような時間軸上の畳込み演算による方法や、ＦＦＴにより周波数領域にそれぞれ変換して乗算した後にＩＦＦＴにより時間領域に戻す方法を採用できる。
【0056】
（２回目以降の切り出し）
図１０は、シンボル番号２以降の、受信されたシンボル分割データの相互相関関数の計算方法を示す。シンボル番号１に対する相互相関関数計算から求めたシンボル番号１の時間位置τ１を基準として、信号切り出し部１３は、受信信号９ａからシンボル分割データの切り出しを行う。
図１０は、シンボル番号２以降の、受信されたシンボル分割データの相互相関関数の計算方法を示す。シンボル番号１に対する相互相関関数計算から求めたシンボル番号１の時間位置τ１を基準として、信号切り出し部１３は、受信信号９ａからシンボル分割データの切り出しを行う。
【0057】
図５に示した通り、送信信号５ａにおいて、シンボル長はＴｓｙｍ、シンボル間隔はＴｉｎｔである。図１０に示すように信号切り出し部１３による切り出し区間は、シンボル番号１の受信時間位置を基準として、
Ｔｓｙｍ＜ｔ≦２（Ｔｓｙｍ＋Ｔｉｎｔ）とする。
ゆえに、
切り出し長＝Ｔｓｙｍ＋２Ｔｉｎｔである。
切り出し区間は、シンボル番号２の受信信号が必ず包含されるように設定することが絶対条件である。このため、シンボル番号２の受信信号がなるべく切り出し区間の中央位置となるように設定する。すなわち、シンボル番号２の受信信号がドップラーシフトによって伸張されたときも、後ろのＴｉｎｔが削られることで、シンボル番号２の受信信号が必ず包含される。シンボル番号１及び後続のＴｉｎｔがドップラーシフトによって短縮された場合も、そのＴｉｎｔが削られることで、シンボル番号２の受信信号が必ず包含される。このようにドップラーシフトが発生しているときは図４に示した通り、信号が伸びる、もしくは縮むことによってシンボルの時間位置ずれが生ずる。さらに、直接波の信号レベルが低すぎて受信できずにマルチパス遅延波のみが観測される場合も、マルチパスは遅延して到達することが一般的であり、このマルチパスによる遅延波を受信信号として相関計算の対象とする場合も、時間位置ずれが生じる。さらに送信機１の時刻基準信号と受信機２の時刻基準信号との経時累積誤差による時間位置ずれも生じる。ＳＳＭＳ方式はシンボル間隔を空けているのでシンボルの時間位置ずれがＴｉｎｔ以下で許容できる。
Ｔｓｙｍ＜ｔ≦２（Ｔｓｙｍ＋Ｔｉｎｔ）とする。
ゆえに、
切り出し長＝Ｔｓｙｍ＋２Ｔｉｎｔである。
切り出し区間は、シンボル番号２の受信信号が必ず包含されるように設定することが絶対条件である。このため、シンボル番号２の受信信号がなるべく切り出し区間の中央位置となるように設定する。すなわち、シンボル番号２の受信信号がドップラーシフトによって伸張されたときも、後ろのＴｉｎｔが削られることで、シンボル番号２の受信信号が必ず包含される。シンボル番号１及び後続のＴｉｎｔがドップラーシフトによって短縮された場合も、そのＴｉｎｔが削られることで、シンボル番号２の受信信号が必ず包含される。このようにドップラーシフトが発生しているときは図４に示した通り、信号が伸びる、もしくは縮むことによってシンボルの時間位置ずれが生ずる。さらに、直接波の信号レベルが低すぎて受信できずにマルチパス遅延波のみが観測される場合も、マルチパスは遅延して到達することが一般的であり、このマルチパスによる遅延波を受信信号として相関計算の対象とする場合も、時間位置ずれが生じる。さらに送信機１の時刻基準信号と受信機２の時刻基準信号との経時累積誤差による時間位置ずれも生じる。ＳＳＭＳ方式はシンボル間隔を空けているのでシンボルの時間位置ずれがＴｉｎｔ以下で許容できる。
【0058】
なお、シンボル番号２の切り出し区間に入り込む前後のシンボルの受信信号は次の（１）から（３）がある。
（１）シンボル番号１のマルチパスによる遅延波。
（２）ドップラーシフトによって伸張されたれたシンボル番号１の受信信号の信号成分。（３）シンボル番号２や前後のＴｉｎｔがドップラーシフトによって短縮されることで現れる、シンボル番号３の受信信号の先頭部分の信号成分。
これらの不要な信号成分は切り出し区間に入り込まないように設定することが理想的である。ＳＭＳＳ方式では相関処理によって、これら不要波の影響を排除するで、これら不要波の存在を許容可能としている。
（１）シンボル番号１のマルチパスによる遅延波。
（２）ドップラーシフトによって伸張されたれたシンボル番号１の受信信号の信号成分。（３）シンボル番号２や前後のＴｉｎｔがドップラーシフトによって短縮されることで現れる、シンボル番号３の受信信号の先頭部分の信号成分。
これらの不要な信号成分は切り出し区間に入り込まないように設定することが理想的である。ＳＭＳＳ方式では相関処理によって、これら不要波の影響を排除するで、これら不要波の存在を許容可能としている。
【0059】
信号切り出し部１３がシンボル番号２に対する受信信号の切り出しを行った後は、シンボル番号１と同様である。つまり参照波形生成部１０は、順位分割データとして、
相関計算部１１－１へ［２：（００）］、
相関計算部１１－２へ［２：（０１）］、
相関計算部１１－３へ［２：（１０）］、
相関計算部１１－４へ［２：（１１）］を入力する。
また同時に、参照波形生成部１０は、相関計算部１１－１に、順位分割データ［２：（００）］に対応する、図６左下の第２シンボルの（００）の波形パターンを、参照信号として入力する。参照波形生成部１０は、相関計算部１１－２に、順位分割データ［２：（０１）］に対応する、図６左下の第２シンボルの（０１）の波形パターンを、参照信号として入力する。同様に、参照波形生成部１０は、相関計算部１１－３に、順位分割データ［２：（１０）］に対応する、図６左下の第２シンボルの（１０）の波形パターンを、参照信号として入力する。同様に、参照波形生成部１０は、相関計算部１１－４に、順位分割データ［２：（１１）］に対応する、図６左下の第２シンボルの（１１）の波形パターンを、参照信号として入力する。
相関計算部１１－１から相関計算部１１－４は、シンボル番号２に対する切り出し信号と、各参照信号との相互相関関数計算を行う。このとき、シンボル番号１と、シンボル番号２の参照信号の波形パターン全て異なることに注意する。つまり、シンボル番号１とシンボル番号２の参照信号について、［１：（００）］、［１：（０１）］、［１：（１０）］、［１：（１１）］、［２：（００）］、［２：（０１）］、［２：（１０）］、［２：（１１）］の８つに対応する波形パターンは、波形パターンが全て異なる。
相関計算部１１－１へ［２：（００）］、
相関計算部１１－２へ［２：（０１）］、
相関計算部１１－３へ［２：（１０）］、
相関計算部１１－４へ［２：（１１）］を入力する。
また同時に、参照波形生成部１０は、相関計算部１１－１に、順位分割データ［２：（００）］に対応する、図６左下の第２シンボルの（００）の波形パターンを、参照信号として入力する。参照波形生成部１０は、相関計算部１１－２に、順位分割データ［２：（０１）］に対応する、図６左下の第２シンボルの（０１）の波形パターンを、参照信号として入力する。同様に、参照波形生成部１０は、相関計算部１１－３に、順位分割データ［２：（１０）］に対応する、図６左下の第２シンボルの（１０）の波形パターンを、参照信号として入力する。同様に、参照波形生成部１０は、相関計算部１１－４に、順位分割データ［２：（１１）］に対応する、図６左下の第２シンボルの（１１）の波形パターンを、参照信号として入力する。
相関計算部１１－１から相関計算部１１－４は、シンボル番号２に対する切り出し信号と、各参照信号との相互相関関数計算を行う。このとき、シンボル番号１と、シンボル番号２の参照信号の波形パターン全て異なることに注意する。つまり、シンボル番号１とシンボル番号２の参照信号について、［１：（００）］、［１：（０１）］、［１：（１０）］、［１：（１１）］、［２：（００）］、［２：（０１）］、［２：（１０）］、［２：（１１）］の８つに対応する波形パターンは、波形パターンが全て異なる。
【0060】
音波反射が強い環境ではマルチパス干渉によってシンボル番号１の波形が遅延波としてシンボル番号２の直接波に干渉する場合がある。各シンボル番号の波形パターンが異なるとき、受信符号に該当しない信号成分は相互相関関数計算時に無相関な成分として抑圧することができる。よって、実施の形態１のＳＳＭＳ方式は、マルチパス干渉や周囲騒音（雑音）にも強い。
【0061】
図１０において、シンボル番号２に対する受信符号と時間位置については、以下の通りである。シンボル番号２に対する受信符号は符号３（ビット表現では１１）であり、時間位置はτ２である。相関比較部１２が受信符号として符号３及び時間位置τ２を特定し、符号３をデータ結合部１４へ出力する。データ結合部１４は、復調処理として符号３に対応するビット表現１１を、シンボル番号１のビット表現０１の後方に連結し、受信フレームとして構成する。シンボル番号３以降は、シンボル番号２に対応する切り出し信号への処理と同様の処理が、シンボル番号３の切り出し信号への復調処理として、繰り返される。すなわち、前のシンボル番号の復調処理における相互相関関数計算で算出された時間位置を用いて信号切り出しが行われ、切り出し信号に対して相互相関関数計算が実施される。
【0062】
以上のように、ＳＳＭＳ方式では、受信機２は、シンボル毎（順位分割データ毎）に時間位置を確定しながら復調処理を行う。よって、受信信号に対するドップラーシフト推定・補正処理を必要としない。また、通信フレーム内でドップラーシフト量△が正と負で入れ替わるような非定常な変動にも、ＳＳＭＳ方式は対応可能である。
【0063】
図１１は、通信シミュレーション上のシンボル番号１の切り出し信号に対する相関関数の計算例である。通信シミュレーションでは、音速１，５００ｍ／ｓ、サンプリング周波数２００ｋＨｚ、周波数帯域１０ｋＨｚ～３０ｋＨｚ、シンボル長１０ｍｓ、シンボル間隔１０ｍｓ、シンボル単位の情報量は２ビット、変調多値数４、通信フレーム内のシンボル数１００、通信フレーム長２秒とした。音波伝搬条件ではドップラーシフト発生時の相対移動速度２．５７ｍ／ｓ（９．３６ｋｍ／ｈ），入力ＳＮ比１０ｄＢとした。符号２に対する相関関数φ１，２（τ）で最も高い相関ピーク値を示しているので、受信符号２と距離１００ｍ（到達時間６６．５ｍｓ）を出力する。
【0064】
図１２は、図１１の通信シミュレーションに音波反射を加えたときの相関関数の計算例である。海面と海底の音波反射率をそれぞれ１．０、０．７に設定して、直接波と遅延波が重畳するマルチパス干渉がさらに加えられた条件での相関関数を計算している。マルチパス干渉により符号２の相関関数φ１，２（τ）のみに複数のピークが見られる。複数のピークが発生しているのは符号２の相関関数φ１，２（τ）のみなので、受信信号にドップラーシフトとマルチパス干渉による歪みが加わる状況でも、正しく受信信号を復調できる。
【0065】
送信機１の送信波形生成部５は、水中における音波の伝搬環境に応じて、送信間隔であるシンボル間隔Ｔｉｎｔの長さを調整してもよい。想定するドップラーシフト量及びマルチパス干渉等の水中超音波伝搬環境に応じて、送信波形生成部５は、送信信号５ａのシンボル間隔Ｔｉｎｔを固定値とせず、可変とする方法も有効性がある。例えば、離隔する方向で相対移動（△＜０）し、ドップラーシフト量が大きくなり、受信信号９ａが見かけ上伸びて受信波形期間が「Ｔｓｙｍ＋Ｔｉｎｔ」を上回る場合、送信波形生成部５はシンボル間隔Ｔｉｎｔを基準のシンボル間隔Ｔｉｎｔに対して大きくする。また、マルチパス波の遅延かつ強度が大きく、次のシンボル受信波形に重なるような水中超音波伝搬環境では、送信波形生成部５は、シンボル間隔Ｔｉｎｔを基準のシンボル間隔Ｔｉｎｔに対して大きくする。この場合、伝送レートは犠牲となる。しかしシンボル間隔Ｔｉｎｔを固定とした場合で次のシンボル受信波形で正しく復調できなかった場合に対して、不要波との重なりがなくなり復調可能になる。
逆にドップラーシフト量が小さい場合や近接する方向で相対移動（△＞０）し、受信信号が見かけ上縮んだ場合や、マルチパス波の遅延かつ強度が小さい場合は、シンボル間隔Ｔｉｎｔを小さくし、伝送レートを向上させることが可能となる。
逆にドップラーシフト量が小さい場合や近接する方向で相対移動（△＞０）し、受信信号が見かけ上縮んだ場合や、マルチパス波の遅延かつ強度が小さい場合は、シンボル間隔Ｔｉｎｔを小さくし、伝送レートを向上させることが可能となる。
【0066】
また、水中の超音波伝搬環境における信号対雑音比（以下、ＳＮＲ）が小さい場合は、シンボル長Ｔｓｙｍを長くし、あるいは、サンプリング周波数を上げてサンプル数を増やすなどの対策がある。これらの対策により、シンボル当たりのＳＮＲを大きくし、復調誤りを低減させることができる。また、従来と同じように、変調多値数Ｍは、水中の超音波伝搬環境に応じて選択し、周波数帯域幅は、ＤＡ変換・増幅部６、送波器７、受波器８、増幅・ＡＤ変換部９のハードウェアの特性に応じて、最適な値を選択する。
【0067】
（測位）
従来の水中音響測位技術について、例えば、電子通信学会論文誌Ａ ＶＯＬ、Ｊ６５－Ａ Ａ３ Ｐ２２１－２２８には以下の技術が記載されている。
（１）すなわち、水中の音源からの超音波信号を複数の受波器が受信する。
（２）受波器間の位相差から超音波信号の入射方向（方向余弦）が推定される。
（３）音波の伝播時間から、音源と受波器の間の距離（スラントレンジ）が推定され、両者を用いて受波器に対する音源の位置が推定される。
この（１）から（３）は測位方式は、ＳＳＢＬ（スーパーショートベースライン）と呼ばれる。
従来の水中音響測位技術について、例えば、電子通信学会論文誌Ａ ＶＯＬ、Ｊ６５－Ａ Ａ３ Ｐ２２１－２２８には以下の技術が記載されている。
（１）すなわち、水中の音源からの超音波信号を複数の受波器が受信する。
（２）受波器間の位相差から超音波信号の入射方向（方向余弦）が推定される。
（３）音波の伝播時間から、音源と受波器の間の距離（スラントレンジ）が推定され、両者を用いて受波器に対する音源の位置が推定される。
この（１）から（３）は測位方式は、ＳＳＢＬ（スーパーショートベースライン）と呼ばれる。
【0068】
ＳＳＢＬ方式を実施の形態１の水中通信システム３に適用した場合を説明する。
図１３は、複数の受信機２を使用して送信機１の位置を特定する方法を示す図である。図１３の受信機２台は、複数の受信機２から構成される受信機群１６を使用し、送信機１の位置を特定する方法を示す。例えば、２つの受波器８－１及び受波器８－２間の距離をＬ、到達角度をθ、到達時間差をδＴ、音速をＣとすると、関係は、式４によって表され、すなわち、到達角度θは式５として計算できる。
２つの受波器８－１及び受波器８－２は、同一の水平面に配置されているとする。すなわち、受波器８－１と受波器８－２は、同一の水深にある。
δＴ×Ｃ＝Ｌ×ｃｏｓθ （式４）
θ＝ｃｏｓ－１（δＴ×Ｃ÷Ｌ） （式５）
受信機群１６を構成する受波器８－１及び受波器８－２間の距離Ｌは既知の固定値である。２つの受信機２－１と受信機２－２は、受信機群１６として、サンプリングタイミングを同期させるように近傍に配置する。これにより、δＴはサンプリング周期の分解能で測定可能であり、高精度に到達時間差δＴを求めることが可能である。その結果、到達角度θを精度高く求めることができる。また、受信機群１６を基準とした送信機１の位置は、受信機群１６の受信機２－１、受信機２－２の相関比較部１２の出力する距離ｒａ、ｒｂと、到達角度θの極座標上の位置として算出可能である。なお、水中通信システム３は、シンボル単位の短い間隔で距離ｒａ、ｒｂを出力する。よって、高頻度の測位が可能であり、統計的な手法により精度向上が可能である。複数の受信機２から構成される受信機群１６を備える水中通信システム３は、データ通信と同時に測位が可能であるという特徴を持つ。
図１３は、複数の受信機２を使用して送信機１の位置を特定する方法を示す図である。図１３の受信機２台は、複数の受信機２から構成される受信機群１６を使用し、送信機１の位置を特定する方法を示す。例えば、２つの受波器８－１及び受波器８－２間の距離をＬ、到達角度をθ、到達時間差をδＴ、音速をＣとすると、関係は、式４によって表され、すなわち、到達角度θは式５として計算できる。
２つの受波器８－１及び受波器８－２は、同一の水平面に配置されているとする。すなわち、受波器８－１と受波器８－２は、同一の水深にある。
δＴ×Ｃ＝Ｌ×ｃｏｓθ （式４）
θ＝ｃｏｓ－１（δＴ×Ｃ÷Ｌ） （式５）
受信機群１６を構成する受波器８－１及び受波器８－２間の距離Ｌは既知の固定値である。２つの受信機２－１と受信機２－２は、受信機群１６として、サンプリングタイミングを同期させるように近傍に配置する。これにより、δＴはサンプリング周期の分解能で測定可能であり、高精度に到達時間差δＴを求めることが可能である。その結果、到達角度θを精度高く求めることができる。また、受信機群１６を基準とした送信機１の位置は、受信機群１６の受信機２－１、受信機２－２の相関比較部１２の出力する距離ｒａ、ｒｂと、到達角度θの極座標上の位置として算出可能である。なお、水中通信システム３は、シンボル単位の短い間隔で距離ｒａ、ｒｂを出力する。よって、高頻度の測位が可能であり、統計的な手法により精度向上が可能である。複数の受信機２から構成される受信機群１６を備える水中通信システム３は、データ通信と同時に測位が可能であるという特徴を持つ。
【0069】
図１３の受信機２台の受信機群１６はは、説明を容易にするために、水平面の方位推定のみの説明である。しかし、図１３の受信機３台は以下を示す。受波器８－３と受波器８－４を水平面上に、受波器８－５を垂直方向に配置する。この配置で、受信機２台（水平面）と同様な計算処理により、深さ方向の方角が計算できる。このように、受信機群１６の位置が既知であれば、送信機１の２次元位置ないし３次元位置を推定可能である。
【0070】
なお、図１３の説明では水中通信システム３における受信機２を複数用意し、測位推定する方法を説明した。しかし、受信機２の受波器８と増幅・ＡＤ変換部９のみを複数用意し、受信機２のその他の部位については一連の受信信号処理を時分割処理するように実装することで演算器などのハードウェアを共用化し、ハードウェア規模を削減した実装方法も実現可能である。
【0071】
（相対移動速度の影響）
参照波形生成部１０は、複数の参照信号の波形を伸ばし、あるいは縮める伸縮変換を行う。参照波形生成部１０は、参照信号調整部である。相関計算部１１は、伸縮変換された各参照信号を用いて相互相関関数計算を行う。以下に具体的に説明する。
図１１で説明した相互相関関数計算では、送信機１と受信機２との間の相対移動速度が比較的小さい場合であるため、参照信号のサンプリングレート変換は不要である。相対移動速度がさらに大きい場合は、参照波形生成部１０には、格納している波形パターン群にサンプリングレート変換した波形パターンも追加して格納しておく。このように、複数のドップラーシフト量に対応した波形パターンを参照信号として複数用意し、元の波形パターンである参照信号と合わせて参照波形生成部１０のメモリに記憶しておく。
つまり、設例では、参照波形生成部１０は、波形パターンとして、ｓ＝１からＳに対して［ｓ：（００）］、［ｓ：（０１）］、［ｓ：（１０）］、［ｓ：（１１）］に対応する各波形パターンをあらかじめ生成しておき、補助記憶装置あるいは主記憶装置に格納する。ここでは、ｓ＝１からＳに対する［ｓ：（００）］、［ｓ：（０１）］、［ｓ：（１０）］、［ｓ：（１１）］を一つのグループＧとすれば、この一グループに対して、ドップラーシフト量ごとに波形パターンのグループを用意する。すなわちドップラーシフト量＃ｉについてグループＧ＃ｉを用意する。グループＧ＃ｉはグループＧの各波形パターンにサンプリングレート変換を施したものである。前述した方法でこれらの参照信号に対して総当たりで相互相関関数を計算し、復調していく。これによって相対移動速度がさらに大きな場合も復調が可能となる。
参照波形生成部１０は、複数の参照信号の波形を伸ばし、あるいは縮める伸縮変換を行う。参照波形生成部１０は、参照信号調整部である。相関計算部１１は、伸縮変換された各参照信号を用いて相互相関関数計算を行う。以下に具体的に説明する。
図１１で説明した相互相関関数計算では、送信機１と受信機２との間の相対移動速度が比較的小さい場合であるため、参照信号のサンプリングレート変換は不要である。相対移動速度がさらに大きい場合は、参照波形生成部１０には、格納している波形パターン群にサンプリングレート変換した波形パターンも追加して格納しておく。このように、複数のドップラーシフト量に対応した波形パターンを参照信号として複数用意し、元の波形パターンである参照信号と合わせて参照波形生成部１０のメモリに記憶しておく。
つまり、設例では、参照波形生成部１０は、波形パターンとして、ｓ＝１からＳに対して［ｓ：（００）］、［ｓ：（０１）］、［ｓ：（１０）］、［ｓ：（１１）］に対応する各波形パターンをあらかじめ生成しておき、補助記憶装置あるいは主記憶装置に格納する。ここでは、ｓ＝１からＳに対する［ｓ：（００）］、［ｓ：（０１）］、［ｓ：（１０）］、［ｓ：（１１）］を一つのグループＧとすれば、この一グループに対して、ドップラーシフト量ごとに波形パターンのグループを用意する。すなわちドップラーシフト量＃ｉについてグループＧ＃ｉを用意する。グループＧ＃ｉはグループＧの各波形パターンにサンプリングレート変換を施したものである。前述した方法でこれらの参照信号に対して総当たりで相互相関関数を計算し、復調していく。これによって相対移動速度がさらに大きな場合も復調が可能となる。
【0072】
図１４は、参照波形生成部１０の波形パターンにおいて、リサンプリング処理によりドップラーシフト量に応じてサンプリングレートを変更し、伸縮変換した波形パターンを事前に用意する方法を示している。ΓａとΓｂをそれぞれドップラーシフトのシフト前、シフト後のシンボル長に対応する波形とする。ドップラーシフト量が負の値として大きくなった場合（△＜０）、すなわち受信信号が伸びた場合は、伸びた波形パターンΓａ＜Γｂを参照波形とする。逆にドップラーシフト量が正となって（△＞０）、受信信号が縮んだ場合は、縮んだ部分にゼロ詰めした波形パターンΓａ＞Γｂを用意する。このように、参照波形生成部１０は、複数の参照信号を生成する際に、基準とする参照信号の波形長さに対して、波形を伸ばし、あるいは縮める伸縮変換を行う。相関計算部１１は、切り出し信号と、伸縮変換のされた各参照信号との相互相関関数計算を行う。
【0073】
波形パターン（△＝０）の参照信号のメモリ領域は、ＭＳ個×（シンボル長Ｔｓｙｍ／サンプリング周期Ｔｓ）分のみを必要としていた。しかし、想定するドップラーシフト量に応じて、必要なメモリ領域は増える。例えば、近接移動をプラス、離隔移動をマイナスの相対移動速度とする。－Ｖｋｎｏｔ・・・－１０ｋｎｏｔ、－９ｋｎｏｔ、・・・－１ｋｎｏｔ、０ｋｎｏｔ、１ｋｎｏｔ、・・・９ｋｏｎｏｔ、１０ｋｎｏｔ・・・Ｖｋｎｏｔと、１ｋｎｏｔきざみ幅で±Ｖｋｎｏｔの領域をカバーするよう参照信号を用意する場合を想定する。この場合、「（２Ｖ＋１）ＭＳ個×Ｈサンプル分」のサンプルデータのメモリが必要となる。さらに△＜０の波形パターンΓａ＜Γｂの場合は、信号を伸ばした分のメモリ領域、すなわち、｛Ｈサンプル分のサンプルデータ｝／｛△／（１＋△）｝分のメモリ領域を必要とする。しかし、これらの参照信号は、予め受信機２の参照波形生成部１０の使用するメモリに準備しておく。これにより、受信機２は受信信号のサンプリングレート変換をリアルタイムに実行する必要がないので、動作時の演算負荷が軽減できる。１ｋｎｏｔきざみ幅で±Ｖｋｎｏｔ分用意された相対移動速度の中から最も近い相対移動速度で伸縮変換された波形パターンとの相互相関関数計算値にピークが現われた場合、該当する符号を選択する。これにより大きな相対移動速度による大きなドップラーシフト量が発生した場合も正しく復調することが可能になる。
【0074】
また、送信機１及び受信機２が搭載されたＵＵＶ（Ｕｎｍａｎｎｅｄ Ｕｎｄｅｒｓｅａ Ｖｅｈｉｃｌｅ））、船舶などの移動プラットフォーム上で、ＤＶＬ（ドップラー速度ログ）、慣性装置（ＩＭＵ）及びＧＰＳにより、相対移動速度が受信機２において推定できる場合を説明する。
送信機１及び受信機２それぞれの絶対的な位置、対地速度及び移動方向が逐次計測されてるとする。
送信機１から受信機２への通信データとして、送信機１は、これらの計測情報を定期的に送信する。
そして、受信機２では相対移動速度が逐次算出可能とする。
この場合、受信機２は、算出した相対移動速度を用いて、１ｋｎｏｔきざみ幅で±Ｖｋｎｏｔ分用意された波形パターンの中から、最も近い、またはいくつか近傍の相対移動速度で作成された波形パターンのみを選択して参照信号とすることができる。例えば受信機２の参照波形生成部１０は、算出した相対移動速度が５ｋｎｏｔ近辺であれば、５ｋｎｏｔのみ、または４ｋｎｏｔ、５ｋｎｏｔ、６ｋｎｏｔと近辺の波形パターンのみを選択し、各相関計算部１１へおくる。各相関計算部１１は相互相関関数計算を行う。このようにして、相互相関関数計算を総当たりで行う必要がなくなり、相互相関関数計算の回数を削減することが可能となる。相対移動速度が大きい場合、すなわち、ドップラーシフト量が大きい場合も、相互相関関数計算量を大幅に増やすことなく、通信誤り率を抑制し、測位性能を維持することできる。
送信機１及び受信機２それぞれの絶対的な位置、対地速度及び移動方向が逐次計測されてるとする。
送信機１から受信機２への通信データとして、送信機１は、これらの計測情報を定期的に送信する。
そして、受信機２では相対移動速度が逐次算出可能とする。
この場合、受信機２は、算出した相対移動速度を用いて、１ｋｎｏｔきざみ幅で±Ｖｋｎｏｔ分用意された波形パターンの中から、最も近い、またはいくつか近傍の相対移動速度で作成された波形パターンのみを選択して参照信号とすることができる。例えば受信機２の参照波形生成部１０は、算出した相対移動速度が５ｋｎｏｔ近辺であれば、５ｋｎｏｔのみ、または４ｋｎｏｔ、５ｋｎｏｔ、６ｋｎｏｔと近辺の波形パターンのみを選択し、各相関計算部１１へおくる。各相関計算部１１は相互相関関数計算を行う。このようにして、相互相関関数計算を総当たりで行う必要がなくなり、相互相関関数計算の回数を削減することが可能となる。相対移動速度が大きい場合、すなわち、ドップラーシフト量が大きい場合も、相互相関関数計算量を大幅に増やすことなく、通信誤り率を抑制し、測位性能を維持することできる。
【0075】
さらに、上記の「送信機１が計測情報を定期的に送信する」方法で、送信機１から受信機２への通信データとして、絶対的な位置情報を定期的に送信する場合を説明する。この場合、受信機２が、相対距離を逐次計算すること、直前の相互相関関数計算処理で得られた相対距離を用いることで等で、計算量が削減可能できることを説明する。
【0076】
音波の最大到達時間Ｌ／Ｃを含むＴｃ１を未知の大きなＴｃ１として用いることなく、現況の逐次算出した相対距離Ｌ‘に応じたＴｃ１を用いて、第１シンボルの受信信号の切り出し区間を狭めることが可能となる。Ｃは音速である。この結果、通信が開始された直後の第一通信フレームでは予め想定される相対的距離に応じたＴｃ１を外部から事前に信号切り出し部１３に与えておく必要があるが、第二通信フレームからは、直前に得られた相対距離Ｌ‘を用いて切り出し区間を狭めることが可能となる。よって、演算量を削減することが可能となる。
【0077】
＊＊＊実施の形態１の効果＊＊＊
（１）水中通信システム３では、ドップラーシフトにより受信波形が伸縮しても、信号切り出し部１３が、シンボル毎（順位分割データごと）に、対応する受信波形を最も適切な信号切り出し位置で切り出す。
そして、相関計算部１１が相関計算を実行する。そして、相関比較部１２が、相関ピーク位置から、次のシンボルに対応する受信波形の確からしい切り出し位置を決定する。このため、水中通信システム３では、計算量の多いドップラーシフト推定及び補正を行わず、安定した音響通信を行うことができる。
（２）また、通信フレーム内でドップラーシフト量が大きく変動する場合や、マルチパス干渉により直接波と反射波のドップラーシフト量が異なる場合でも影響を低減し、ドップラーシフトの影響を受けずに復調することができる。
（３）また、シンボル間隔Ｔｉｎｔの長短調整で、送信機１と受信機２の間の相対移動速度に応じて発生するドップラーシフト量及び水中超音波伝搬環境から発生するドップラーシフト量やマルチパス干渉等の影響を、情報伝送レートとのトレードオフにより抑制できる。
（４）また、実施の形態１では、想定する複数のドップラーシフト量に応じて、送信信号の波形を伸縮変換した波形パターンを用意して参照波形とする。送信機１と受信機２との間に、より大きな相対移動速度がある場合も、ドップラーシフトの影響を受けずに、受信信号を復調できる。
（５）さらに、水中通信システム３は、異なる位置に配置された受波器８を有する複数の受信機２を備えることで、測位システムとして機能する。すなわち、複数の距離計測を通信フレーム内のシンボル単位毎に、同時にかつ高頻度に行うことにより、受信機２を基準とした送信機１の２次元または３次元位置の精度の高い測位が可能となる。
（１）水中通信システム３では、ドップラーシフトにより受信波形が伸縮しても、信号切り出し部１３が、シンボル毎（順位分割データごと）に、対応する受信波形を最も適切な信号切り出し位置で切り出す。
そして、相関計算部１１が相関計算を実行する。そして、相関比較部１２が、相関ピーク位置から、次のシンボルに対応する受信波形の確からしい切り出し位置を決定する。このため、水中通信システム３では、計算量の多いドップラーシフト推定及び補正を行わず、安定した音響通信を行うことができる。
（２）また、通信フレーム内でドップラーシフト量が大きく変動する場合や、マルチパス干渉により直接波と反射波のドップラーシフト量が異なる場合でも影響を低減し、ドップラーシフトの影響を受けずに復調することができる。
（３）また、シンボル間隔Ｔｉｎｔの長短調整で、送信機１と受信機２の間の相対移動速度に応じて発生するドップラーシフト量及び水中超音波伝搬環境から発生するドップラーシフト量やマルチパス干渉等の影響を、情報伝送レートとのトレードオフにより抑制できる。
（４）また、実施の形態１では、想定する複数のドップラーシフト量に応じて、送信信号の波形を伸縮変換した波形パターンを用意して参照波形とする。送信機１と受信機２との間に、より大きな相対移動速度がある場合も、ドップラーシフトの影響を受けずに、受信信号を復調できる。
（５）さらに、水中通信システム３は、異なる位置に配置された受波器８を有する複数の受信機２を備えることで、測位システムとして機能する。すなわち、複数の距離計測を通信フレーム内のシンボル単位毎に、同時にかつ高頻度に行うことにより、受信機２を基準とした送信機１の２次元または３次元位置の精度の高い測位が可能となる。
【0078】
実施の形態２．
実施の形態２として、図１５、図１６を参照して、送信機１、受信機２をマイクロコントローラ１１０を用いて実装した場合のハードウェア構成、プログラム構成を説明する。図１５はハードウェア構成を示し、図１６はプログラム構成を示す。
実施の形態２として、図１５、図１６を参照して、送信機１、受信機２をマイクロコントローラ１１０を用いて実装した場合のハードウェア構成、プログラム構成を説明する。図１５はハードウェア構成を示し、図１６はプログラム構成を示す。
【0079】
図１５のマイクロコントローラ１１０としては、市販品として、例えばＳＴマイクロエレクトロニクス社の型名ＳＴＭ３２Ｌ４Ｒ５ＡＩのマイクロコントローラを使用することができる。マイクロコントローラ１１０は、送信プログラム１３１と受信プログラム２３１を実行する装置である。マイクロコントローラ１１０は、ＣＰＵコア１１１、内蔵メモリ１２０を備えている。また、マイクロコントローラ１１０は、ＤＭＡコントローラ１３０、ＲＴＣ１４０、ＤＡ変換器６１０、ＡＤ変換器９３０などの内蔵ペリフェラルと呼ばれるユニットを集積したＳｙｓｔｅｍ Ｏｎ Ｃｈｉｐ ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）である。ＤＭＡは「Ｄｉｒｅｃｔ Ｍｅｍｏｒｙ Ａｃｃｅｓｓ」を意味し、ＲＴＣは「Ｒｅａｌ Ｔｉｍｅ Ｃｌｏｃｋ」を意味する。
【0080】
マイクロコントローラ１１０の内部では、ＣＰＵコア１１１やＤＭＡコントローラ１３０が、図示されていない内部バスにより、各種リソースにアクセスする。ＣＰＵコア１１１やＤＭＡコントローラ１３０が、内蔵メモリ１２０の内蔵フラッシュメモリ１５０、ワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０、ＤＡ変換器６１０、ＡＤ変換器９３０、ＲＴＣ１４０、ＤＭＡコントローラ１３０内の図示していない制御レジスタにアクセスする。
【0081】
（ＣＰＵコア１１１）
ＣＰＵコア１１１は、内蔵フラッシュメモリ１５０内の送信プログラム１３１または受信プログラム２３１に記述されている逐次呼び出した機械語命令に応じて、各種の演算を行う。各種の演算の際には、ＣＰＵコア１１１は、各種リソースへのアクセスや、ＣＰＵコア１１１内の固定小数点演算器やＦＰＵ（Ｆｌｏａｔｉｎｇ Ｐｏｉｎｔ Ｕｎｉｔ：浮動小数点演算器）を使用して各種の演算を行う。
ＣＰＵコア１１１は、内蔵フラッシュメモリ１５０内の送信プログラム１３１または受信プログラム２３１に記述されている逐次呼び出した機械語命令に応じて、各種の演算を行う。各種の演算の際には、ＣＰＵコア１１１は、各種リソースへのアクセスや、ＣＰＵコア１１１内の固定小数点演算器やＦＰＵ（Ｆｌｏａｔｉｎｇ Ｐｏｉｎｔ Ｕｎｉｔ：浮動小数点演算器）を使用して各種の演算を行う。
【0082】
（メモリ）
マイクロコントローラ１１０は、内蔵メモリ１２０として、内蔵フラッシュメモリ１５０、ワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０を備えている。内蔵フラッシュメモリ１５０は、送信プログラム１３１または受信プログラム２３１、及び波形パターン群１６０が格納される。内蔵フラッシュメモリ１５０の容量は、２ＭＢｙｔｅの想定である。プログラムサイズや波形パターン群１６０が増えて、２ＭＢｙｔｅで収容しきれない場合は、外付けフラッシュメモリが別途用いられてもよい。
マイクロコントローラ１１０は、内蔵メモリ１２０として、内蔵フラッシュメモリ１５０、ワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０を備えている。内蔵フラッシュメモリ１５０は、送信プログラム１３１または受信プログラム２３１、及び波形パターン群１６０が格納される。内蔵フラッシュメモリ１５０の容量は、２ＭＢｙｔｅの想定である。プログラムサイズや波形パターン群１６０が増えて、２ＭＢｙｔｅで収容しきれない場合は、外付けフラッシュメモリが別途用いられてもよい。
【0083】
（波形パターン群１６０）
波形パターン群１６０に関して、内蔵フラッシュメモリ１５０及びＤＡ変換器６１０の入力幅である１２ビットに合わせ、１サンプルデータ当たりのビット数は、１２ビットとする。また、波形パターン群１６０として、振幅値としてバイナリ形式で表現された波形パターン群１６０が、内蔵フラッシュメモリ１５０に格納される。波形パターン群１６０は、実施の形態１の通信シミュレーションケースの場合、２０００サンプル×１００シンボル×４多値変調数×１２ビット＝１．２ＭＢｙｔｅとなる。内蔵フラッシュメモリ１５０の２ＭＢｙｔｅのうち、波形パターン群１６０の１．２ＭＢｙｔｅを除く０．８ＭＢｙｔｅには、送信プログラム１３１または受信プログラム２３１が格納される。
波形パターン群１６０に関して、内蔵フラッシュメモリ１５０及びＤＡ変換器６１０の入力幅である１２ビットに合わせ、１サンプルデータ当たりのビット数は、１２ビットとする。また、波形パターン群１６０として、振幅値としてバイナリ形式で表現された波形パターン群１６０が、内蔵フラッシュメモリ１５０に格納される。波形パターン群１６０は、実施の形態１の通信シミュレーションケースの場合、２０００サンプル×１００シンボル×４多値変調数×１２ビット＝１．２ＭＢｙｔｅとなる。内蔵フラッシュメモリ１５０の２ＭＢｙｔｅのうち、波形パターン群１６０の１．２ＭＢｙｔｅを除く０．８ＭＢｙｔｅには、送信プログラム１３１または受信プログラム２３１が格納される。
【0084】
この２ＭＢｙｔｅのサイズに、波形パターン群１６０、送信プログラム１３１または受信プログラム２３１が収まる場合は、外付けフラッシュメモリは不要となる。よって、マイクロコントローラ１１０へ実装する基板サイズを小さくできる。
【0085】
なお、固定小数点演算による切り捨てによって生じる累積誤差による信号処理ロスを低減するため、１サンプルデータのダイナミックレンジを上げる必要がある場合は、以下の方式を採用できる。すなわち、１サンプルデータ当たりの振幅値として、３２ビット単精度浮動小数点ＩＥＥＥ７５４フォーマット（以下、浮動小数点形式）の方式を採用する。この方式の場合、波形パターン群１６０のメモリ容量は、２０００サンプル×１００シンボル×４多値変調数×３２ビット＝３．２ＭＢｙｔｅとななる。よって、内蔵フラッシュメモリ１５０には収容しきれないため、外付けフラッシュメモリを別途用意し、マイクロコントローラ１１０に実装する。また、送信プログラム１３１または受信プログラム２３１も０．８ＭＢｙｔｅに収まらない場合も、外付けフラッシュメモリを別途用意し、実装する。
【0086】
（ワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０）
ワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０は、ＣＰＵコア１１１が演算する際の演算途中のテンポラリデータを格納する。また、ワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０は、送信プログラム１３１が最終的に送り出す送信信号５ａ、及び受信プログラムが最終的に復調した受信データを格納するＳＲＡＭ（Ｓｔａｔｉｃ Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）である。また、ワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０は、ＤＭＡコントローラ１３０がＡＤ変換器９３０からワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０へＤＭＡ転送する際の、格納先メモリとしても使用される。なお、市販品のマイクロコントローラ１１０におけるワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０の容量は、６４０ＫＢｙｔｅを想定している。しかし、テンポラリデータ量が多く、ワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０にデータを収容しきれない場合は、外付けのＳＲＡＭまたはＤＲＡＭ（Ｄｙｎａｍｉｃ Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）を用いてもよい。
ワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０は、ＣＰＵコア１１１が演算する際の演算途中のテンポラリデータを格納する。また、ワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０は、送信プログラム１３１が最終的に送り出す送信信号５ａ、及び受信プログラムが最終的に復調した受信データを格納するＳＲＡＭ（Ｓｔａｔｉｃ Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）である。また、ワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０は、ＤＭＡコントローラ１３０がＡＤ変換器９３０からワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０へＤＭＡ転送する際の、格納先メモリとしても使用される。なお、市販品のマイクロコントローラ１１０におけるワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０の容量は、６４０ＫＢｙｔｅを想定している。しかし、テンポラリデータ量が多く、ワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０にデータを収容しきれない場合は、外付けのＳＲＡＭまたはＤＲＡＭ（Ｄｙｎａｍｉｃ Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）を用いてもよい。
【0087】
（ＤＭＡコントローラ１３０）
ＤＭＡコントローラ１３０は、内蔵メモリ１２０内または内蔵ペリフェラル内のデータの、連続データ転送機能及び自動データ転送機能を有する。ＤＭＡコントローラ１３０は、ＣＰＵコア１１１から、転送元アドレス、転送先アドレス、及び転送データ量を指示され、起動コマンドを送られることで、ＤＭＡ転送を実施する。すなわち、ＤＭＡコントローラ１３０は、ＡＤ変換器９３０からワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０への自動連続データ転送と、内蔵フラッシュメモリ１５０からＤＡ変換器６１０への自動連続データ転送とを、可能にする。
ＤＭＡコントローラ１３０は、内蔵メモリ１２０内または内蔵ペリフェラル内のデータの、連続データ転送機能及び自動データ転送機能を有する。ＤＭＡコントローラ１３０は、ＣＰＵコア１１１から、転送元アドレス、転送先アドレス、及び転送データ量を指示され、起動コマンドを送られることで、ＤＭＡ転送を実施する。すなわち、ＤＭＡコントローラ１３０は、ＡＤ変換器９３０からワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０への自動連続データ転送と、内蔵フラッシュメモリ１５０からＤＡ変換器６１０への自動連続データ転送とを、可能にする。
【0088】
（ＤＡ変換器６１０）
ＤＡ変換器６１０は、実施の形態１のＤＡ変換・増幅部６におけるデジタル信号を、アナログ信号に変換するデジタル・アナログ変換器である。市販品のマイクロコントローラ１１０の持つＤＡ変換器６１０は、以下を想定する。ＤＡ変換器６１０は、１２ビットのデジタル信号を、連続的にアナログ信号に変換する。この際、アナログ出力負荷である増幅器６２０の入力負荷は適切に選択される。同時に、後述のソフトウエアトリガ方式またはＤＭＡコントローラ１３０を活用した方法によって、ＤＡ変換器６１０は、実施の形態１で述べたサンプリング周波数２００ｋＨｚに対応した変換レート２００ｋＨｚでデジタル信号を連続的にアナログ信号に変換する。
ＤＡ変換器６１０は、実施の形態１のＤＡ変換・増幅部６におけるデジタル信号を、アナログ信号に変換するデジタル・アナログ変換器である。市販品のマイクロコントローラ１１０の持つＤＡ変換器６１０は、以下を想定する。ＤＡ変換器６１０は、１２ビットのデジタル信号を、連続的にアナログ信号に変換する。この際、アナログ出力負荷である増幅器６２０の入力負荷は適切に選択される。同時に、後述のソフトウエアトリガ方式またはＤＭＡコントローラ１３０を活用した方法によって、ＤＡ変換器６１０は、実施の形態１で述べたサンプリング周波数２００ｋＨｚに対応した変換レート２００ｋＨｚでデジタル信号を連続的にアナログ信号に変換する。
【0089】
（ＡＤ変換器９３０）
ＡＤ変換器９３０は、実施の形態１の増幅・ＡＤ変換部９の機能の一部であり、アナログ・デジタル変換を行う。ＡＤ変換器９３０は、マイクロコントローラ１１０の内蔵ペリフェラルの１つであり、アナログ信号を、１２ビットのデジタル信号に変換する。
ＡＤ変換器９３０は、実施の形態１の増幅・ＡＤ変換部９の機能の一部であり、アナログ・デジタル変換を行う。ＡＤ変換器９３０は、マイクロコントローラ１１０の内蔵ペリフェラルの１つであり、アナログ信号を、１２ビットのデジタル信号に変換する。
【0090】
（ＲＴＣ１４０）
ＲＴＣ１４０は、マイクロコントローラ１１０の内蔵ペリフェラルの１つであり、年、月、日、時間、分、秒、サブセカンドの値を保持するタイマである。ＲＴＣ１４０は、例えば水晶振動子を発信源とする外付けのクロックを基準に時刻カウントする。送信機１のＲＴＣ１４０と、通信相手となる対向する水中通信システム３の受信機２のＲＴＣ１４０に、ＧＰＳ受信機から取得できる１ＰＰＳ（Ｐｕｌｓｅ Ｐｅｒ Ｓｅｃｏｎｄ）信号を利用して同じ時刻を設定する。そして、両者のＲＴＣ１４０が同期するようにカウントさせる。送信プログラム１３１及び受信プログラム２３１は、それぞれのＲＴＣ１４０の時刻を１秒周期で割込みを発生させて、それぞれ、時刻基準信号を得る。
ＲＴＣ１４０は、マイクロコントローラ１１０の内蔵ペリフェラルの１つであり、年、月、日、時間、分、秒、サブセカンドの値を保持するタイマである。ＲＴＣ１４０は、例えば水晶振動子を発信源とする外付けのクロックを基準に時刻カウントする。送信機１のＲＴＣ１４０と、通信相手となる対向する水中通信システム３の受信機２のＲＴＣ１４０に、ＧＰＳ受信機から取得できる１ＰＰＳ（Ｐｕｌｓｅ Ｐｅｒ Ｓｅｃｏｎｄ）信号を利用して同じ時刻を設定する。そして、両者のＲＴＣ１４０が同期するようにカウントさせる。送信プログラム１３１及び受信プログラム２３１は、それぞれのＲＴＣ１４０の時刻を１秒周期で割込みを発生させて、それぞれ、時刻基準信号を得る。
【0091】
以上が、マイクロコントローラ１１０に内蔵されているハードウェアの説明である。次にマイクロコントローラ１１０の周辺ハードウェアについて説明する。図１５に示すように、受波器８、ＬＰＦ・増幅器９１０、増幅器９２０、増幅器６２０、送波器７が、マイクロコントローラ１１０の周辺ハードウェアである。
【0092】
（受波器８）
受波器８は実施の形態１の受波器と同じものである。ＳＭＳＳ方式では複数の搬送波を使用するため、周波数帯が広くなる傾向にある。このため、音波の周波数帯でなるべく均一な感度特性をもつハイドロホンの使用が好ましい。
受波器８は実施の形態１の受波器と同じものである。ＳＭＳＳ方式では複数の搬送波を使用するため、周波数帯が広くなる傾向にある。このため、音波の周波数帯でなるべく均一な感度特性をもつハイドロホンの使用が好ましい。
【0093】
（ＬＰＦ・増幅器９１０）
ＬＰＦ・増幅器９１０は、実施の形態１の増幅・ＡＤ変換部９の機能の一部である。ＬＰＦ・増幅器９１０は、受波器８からの微小な電圧信号を増幅する差動アンプと、アンチ・エリアシング・フィルタからなる。アンチ・エリアシング・フィルタは、サンプリング周波数／２、すなわち、ナイキスト周波数以上の折り返し歪みを抑圧するためのＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）である。実施の形態１の通信シミュレーション例のサンプリング周波数２００ｋＨｚの場合、カットオフ周波数１００ｋＨｚのＬＰＦとしてアナログ回路で構成される。
ＬＰＦ・増幅器９１０は、実施の形態１の増幅・ＡＤ変換部９の機能の一部である。ＬＰＦ・増幅器９１０は、受波器８からの微小な電圧信号を増幅する差動アンプと、アンチ・エリアシング・フィルタからなる。アンチ・エリアシング・フィルタは、サンプリング周波数／２、すなわち、ナイキスト周波数以上の折り返し歪みを抑圧するためのＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）である。実施の形態１の通信シミュレーション例のサンプリング周波数２００ｋＨｚの場合、カットオフ周波数１００ｋＨｚのＬＰＦとしてアナログ回路で構成される。
【0094】
（増幅器９２０）
増幅器９２０は、実施の形態１の増幅・ＡＤ変換部９の機能の一部である。増幅器９２０は、ＬＰＦ・増幅器９１０の出力信号が、ＡＤ変換器９３０のデジタル出力である１２ビットダイナミックレンジに適切に変換されるようＡＤ変換器９３０の入力アナログ信号のレベルを調整する。
増幅器９２０は、実施の形態１の増幅・ＡＤ変換部９の機能の一部である。増幅器９２０は、ＬＰＦ・増幅器９１０の出力信号が、ＡＤ変換器９３０のデジタル出力である１２ビットダイナミックレンジに適切に変換されるようＡＤ変換器９３０の入力アナログ信号のレベルを調整する。
【0095】
（増幅器６２０）
増幅器６２０は、実施の形態１のＤＡ変換・増幅部６の中の増幅機能と同じ増幅部であり、送波器７を駆動する。増幅器６２０は、音波として水中伝搬路の減衰や吸収によって減衰される送信信号が、対向する受信機２で受信可能な電圧レベルまで、ＤＡ変換器６１０の出力であるアナログ信号を増幅する。増幅器６２０は、増幅した電気信号によって送波器７を駆動する。
増幅器６２０は、実施の形態１のＤＡ変換・増幅部６の中の増幅機能と同じ増幅部であり、送波器７を駆動する。増幅器６２０は、音波として水中伝搬路の減衰や吸収によって減衰される送信信号が、対向する受信機２で受信可能な電圧レベルまで、ＤＡ変換器６１０の出力であるアナログ信号を増幅する。増幅器６２０は、増幅した電気信号によって送波器７を駆動する。
【0096】
（送波器７）
送波器７は実施の形態１の送波器と同じものである。本ＳＭＳＳ方式では複数の搬送波を使用するため、周波数帯が広くなる傾向にある。このため、音波の周波数帯でなるべく均一な出力特性をもつトランスデューサーを使用することが好ましい。
送波器７は実施の形態１の送波器と同じものである。本ＳＭＳＳ方式では複数の搬送波を使用するため、周波数帯が広くなる傾向にある。このため、音波の周波数帯でなるべく均一な出力特性をもつトランスデューサーを使用することが好ましい。
【0097】
（送信機１）
送信機１は、ＤＡ変換・増幅部６、送波器７、ＣＰＵコア１１１、ＤＭＡコントローラ１３０、内蔵フラッシュメモリ１５０内の送信プログラム１３１、内蔵フラッシュメモリ１５０内の波形パターン群１６０、ワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０、ＲＴＣ１４０を備える。
送信機１は、ＤＡ変換・増幅部６、送波器７、ＣＰＵコア１１１、ＤＭＡコントローラ１３０、内蔵フラッシュメモリ１５０内の送信プログラム１３１、内蔵フラッシュメモリ１５０内の波形パターン群１６０、ワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０、ＲＴＣ１４０を備える。
【0098】
送信機１は、図１６に示すように、プログラム構成要素として、データ分割部４、送信波形生成部５を備える。データ分割部４、送信波形生成部５は、実施の形態１の処理と同じ機能を実現したプログラムであり、送信プログラム１３１により実現される。ＣＰＵコア１１１が送信プログラム１３１を実行することで、データ分割部４、送信波形生成部５の機能が実現される。
【0099】
（データ分割部４）
データ分割部４では、実施の形態１と同様に、送信すべき送信データのビット列を分割データ長、この場合、１シンボルの符号長である２ビットに分割する。
データ分割部４では、実施の形態１と同様に、送信すべき送信データのビット列を分割データ長、この場合、１シンボルの符号長である２ビットに分割する。
【0100】
（送信波形生成部５）
送信波形生成部５も実施の形態１と同様に、順位分割データ［シンボル番号ｓ：分割データｍ］を引数として、ＭＳ個×Ｈサンプルデータの波形パターン群１６０の中からＨサンプル個数分のサンプルデータを波形パターン群１６０の中から逐次選択する。そして、送信波形生成部５は、Ｉ個の数値ゼロのサンプルデータを無信号区間として挿入し、それらの波形パターンを連結して送信信号を生成する。
送信波形生成部５も実施の形態１と同様に、順位分割データ［シンボル番号ｓ：分割データｍ］を引数として、ＭＳ個×Ｈサンプルデータの波形パターン群１６０の中からＨサンプル個数分のサンプルデータを波形パターン群１６０の中から逐次選択する。そして、送信波形生成部５は、Ｉ個の数値ゼロのサンプルデータを無信号区間として挿入し、それらの波形パターンを連結して送信信号を生成する。
【0101】
（ＤＡ変換・増幅部６）
送信機１のＤＡ変換・増幅部６は、マイクロコントローラ１１０の内蔵ペリフェラルの１つであるＤＡ変換器６１０と、マイクロコントローラ１１０の外部に設けられた増幅器６２０とから構成される。１通信フレーム分のサンプリング周波数分解能で生成されたサンプルデータが、ＤＡ変換器６１０で、デジタル信号からアナログ信号へと、周期Ｔｓで変換される。ＤＡ変換器６１０がサンプルデータを連続的に変換する方法としては、ソフトウエアトリガ方式と、ＤＭＡコントローラ１３０を使った方式との、２つの方式がある。
送信機１のＤＡ変換・増幅部６は、マイクロコントローラ１１０の内蔵ペリフェラルの１つであるＤＡ変換器６１０と、マイクロコントローラ１１０の外部に設けられた増幅器６２０とから構成される。１通信フレーム分のサンプリング周波数分解能で生成されたサンプルデータが、ＤＡ変換器６１０で、デジタル信号からアナログ信号へと、周期Ｔｓで変換される。ＤＡ変換器６１０がサンプルデータを連続的に変換する方法としては、ソフトウエアトリガ方式と、ＤＭＡコントローラ１３０を使った方式との、２つの方式がある。
【0102】
（ソフトウエアトリガ方式）
ソフトウエアトリガ方式の場合は、送信プログラム１３１がＣＰＵコア１１１を制御する。送信プログラム１３１はＣＰＵコア１１１を介して、内蔵メモリ１２０に格納されている波形パターンや無信号区間のサンプルデータに関して、順次、１サンプルデータ分を切り出し、ＤＡ変換器６１０に転送する。その後、送信プログラム１３１は、ＤＡ変換器６１０に変換トリガ信号を制御レジスタの指定されたビットに１を書き込むことで、実際のＤＡ変換を実施する。送信プログラム１３１は、実施の形態１の通信シミュレーションケースの場合、サンプリング周波数、すなわち変換レート２００ｋＨｚ、Ｔｓ＝５μｓｅｃ周期でこれらの動作を繰り返す。この繰り返しにより、送信プログラム１３１は、送信信号５ａの全てのサンプルデータを連続的にアナログ信号に変換し、増幅器６２０へ出力する。
ソフトウエアトリガ方式の場合は、送信プログラム１３１がＣＰＵコア１１１を制御する。送信プログラム１３１はＣＰＵコア１１１を介して、内蔵メモリ１２０に格納されている波形パターンや無信号区間のサンプルデータに関して、順次、１サンプルデータ分を切り出し、ＤＡ変換器６１０に転送する。その後、送信プログラム１３１は、ＤＡ変換器６１０に変換トリガ信号を制御レジスタの指定されたビットに１を書き込むことで、実際のＤＡ変換を実施する。送信プログラム１３１は、実施の形態１の通信シミュレーションケースの場合、サンプリング周波数、すなわち変換レート２００ｋＨｚ、Ｔｓ＝５μｓｅｃ周期でこれらの動作を繰り返す。この繰り返しにより、送信プログラム１３１は、送信信号５ａの全てのサンプルデータを連続的にアナログ信号に変換し、増幅器６２０へ出力する。
【0103】
（ＤＭＡコントローラ１３０を使う方式）
ＤＭＡコントローラ１３０を使った方式では、ＤＭＡコントローラ１３０が、内蔵メモリ１２０から１サンプルデータずつ信号を切り出し、切り出した信号を、送信信号５ａとして連続的にＤＡ変換器６１０へ転送する。ＤＭＡコントローラ１３０は、内蔵ペリフェラルの１つである図示されていないタイマを使用し、変換レート２００ｋＨｚで生成された変換トリガ信号を１つのサンプルデータが転送される度にＤＡ変換器６１０に与える。これにより、ＤＡ変換器６１０は連続的な変換を行い、アナログ信号を生成する。さらにＤＡ変換器６１０は１サンプルデータの変換を行う度にＤＭＡコントローラ１３０にリクエスト信号を送る。リクエスト信号へのレスポンスとして、ＤＭＡコントローラ１３０は、次に変換すべきサンプルデータをＤＡ変換器６１０へ転送する。ＤＭＡコントローラ１３０を活用した方法は、ＤＭＡ転送中にＣＰＵコア１１１がフリーとなり、ＣＰＵコア１１１が他の処理に使用可能となる利点がある。例えば、ＣＰＵコア１１１が次の通信フレームのデータ分割処理の並列動作を実施することにより通信フレーム間の処理遅延を短縮できたり、あるいはＣＰＵコア１１１による受信プログラム２３１の並列処理が可能になる。このように、ＣＰＵコア１１１よる、全く異なる他のアプリケーションプログラムの並列処理が、可能となる。
ＤＭＡコントローラ１３０を使った方式では、ＤＭＡコントローラ１３０が、内蔵メモリ１２０から１サンプルデータずつ信号を切り出し、切り出した信号を、送信信号５ａとして連続的にＤＡ変換器６１０へ転送する。ＤＭＡコントローラ１３０は、内蔵ペリフェラルの１つである図示されていないタイマを使用し、変換レート２００ｋＨｚで生成された変換トリガ信号を１つのサンプルデータが転送される度にＤＡ変換器６１０に与える。これにより、ＤＡ変換器６１０は連続的な変換を行い、アナログ信号を生成する。さらにＤＡ変換器６１０は１サンプルデータの変換を行う度にＤＭＡコントローラ１３０にリクエスト信号を送る。リクエスト信号へのレスポンスとして、ＤＭＡコントローラ１３０は、次に変換すべきサンプルデータをＤＡ変換器６１０へ転送する。ＤＭＡコントローラ１３０を活用した方法は、ＤＭＡ転送中にＣＰＵコア１１１がフリーとなり、ＣＰＵコア１１１が他の処理に使用可能となる利点がある。例えば、ＣＰＵコア１１１が次の通信フレームのデータ分割処理の並列動作を実施することにより通信フレーム間の処理遅延を短縮できたり、あるいはＣＰＵコア１１１による受信プログラム２３１の並列処理が可能になる。このように、ＣＰＵコア１１１よる、全く異なる他のアプリケーションプログラムの並列処理が、可能となる。
【0104】
次に、ＤＭＡコントローラ１３０を活用した場合のシーケンスを説明する。データ分割部４と送信波形生成部５の実際の処理は、以下のとおりである。すなわち、内蔵フラッシュメモリ１５０からＤＡ変換器６１０へのＤＭＡ転送を制御するＤＭＡコントローラ１３０の制御プログラムと、ＤＡ変換器６１０の変換タイミングのトリガを生成する図示されていないタイマの制御プログラムとで実現される。図５に示す１つの通信フレームの送信信号５ａを、ＤＡ変換器６１０へ、実施の形態１の通信シミュレーションケースであるサンプリング周波数２００ｋＨｚで送出する場合を説明する。
【0105】
内蔵フラッシュメモリ１５０の送信プログラム１３１には、予め無信号区間のゼロデータを埋め込むためのＩ個分のサンプリングデータとして、数値ゼロのデータ列が用意されている。ＤＭＡコントローラ１３０の制御プログラムは、ＤＭＡコントローラ１３０の転送データ数レジスタにサンプリングデータ数Ｈをセットし、転送先アドレスレジスタにＤＡ変換器６１０を設定する。さらに、ＤＭＡコントローラ１３０の制御プログラムは、転送元アドレスレジスタに、波形パターン群１６０の先頭アドレス＋オフセット値をセットする。ただし、オフセット値は、シンボル番号ｓ×送信符号ｍ×サンプリングデータ数Ｈとする。最初にオフセット値のシンボル番号ｓをゼロとし、第一番目のシンボルの送信符号ｍを挿入し、オフセット値を決定後、第一番目のシンボルの波形パターンの先頭アドレスを転送元アドレスレジスタにセットする。
【0106】
その後、ＤＭＡコントローラ１３０の制御プログラムは、ＤＭＡ転送を起動させ、第一番目のシンボルの波形パターンであるＨ個のサンプリングデータをＤＡ変換器６１０へ転送する。転送完了割込みにより、送信プログラム１３１は、転送完了を知る。ＤＭＡコントローラ１３０の制御プログラムは、続いて無信号区間のＩ個分のゼロデータを転送するため、転送元アドレスレジスタに、無信号区間のＩ個分のゼロデータの先頭アドレスにセットし、転送データ数レジスタには無信号区間のゼロデータ個数Ｉをセットし、転送先アドレスレジスタにＤＡ変換器６１０を設定する。
【0107】
その後、ＤＭＡコントローラ１３０の制御プログラムは、ＤＭＡ転送を起動し、ＤＡ変換器６１０へＤＭＡ転送する。この操作によって、先頭の第一シンボルの波形パターンであるＨ個のサンプリングデータの後に、無信号区間のＩ個分のゼロデータが連続してＤＡ変換器６１０へ送出される。転送完了割込みにより、送信プログラム１３１は、Ｉ個分のゼロデータの転送完了を知る。
次に、ＤＭＡコントローラ１３０の制御プログラムは、オフセット値のｓをインクリメントし、ｍは切り出した２ビットデータで変化させて転送先アドレスレジスタに設定し、Ｈ個のサンプリングデータのＤＭＡ転送をシンボル数Ｓ分だけ繰り返す。すなわち、オフセット値のｓは、ｓ＝０，１，２・・・Ｓ－１と変化させ、ｓ＋１番目のシンボルに対応させた切り出した２ビットデータの送信符号ｍを用いて変化させる。このようにＤＭＡコントローラ１３０がＨ個のサンプリングデータである波形パターンを転送するごとに、ＤＭＡコントローラ１３０の制御プログラムは、波形パターン群１６０の中から読み出すＨ個のサンプリングデータである波形パターンの先頭アドレスを、転送先アドレスレジスタに適切に設定する。
次に、ＤＭＡコントローラ１３０の制御プログラムは、オフセット値のｓをインクリメントし、ｍは切り出した２ビットデータで変化させて転送先アドレスレジスタに設定し、Ｈ個のサンプリングデータのＤＭＡ転送をシンボル数Ｓ分だけ繰り返す。すなわち、オフセット値のｓは、ｓ＝０，１，２・・・Ｓ－１と変化させ、ｓ＋１番目のシンボルに対応させた切り出した２ビットデータの送信符号ｍを用いて変化させる。このようにＤＭＡコントローラ１３０がＨ個のサンプリングデータである波形パターンを転送するごとに、ＤＭＡコントローラ１３０の制御プログラムは、波形パターン群１６０の中から読み出すＨ個のサンプリングデータである波形パターンの先頭アドレスを、転送先アドレスレジスタに適切に設定する。
【0108】
ＤＭＡコントローラ１３０の制御プログラムは、Ｔｓｙｍに相当するＨサンプリングデータの波形パターンの転送が完了する度に、無信号区間のＩ個分のゼロデータを、第一番目のシンボルの波形パターン送出後の操作と同じ手順でＤＡ変換器６１０へＤＭＡ転送する。これにより、無信号区間であるＴｉｎｔを生成する。
【0109】
次に、ＤＡ変換器６１０の変換タイミングのトリガを生成するタイマの制御シーケンスを説明する。このタイマは図示していない。送信プログラム１３１は、タイマに、サンプリング周波数（実施の形態１の通信シミュレーションケースでは２００ｋＨｚ）、すなわち、サンプリング周期Ｔｓ（実施の形態１の通信シミュレーションケースでは５μｓｅｃ）の周期でＳ×（Ｈ＋Ｉ）個の変換トリガ信号が、ＤＡ変換器６１０へ送出されるように設定する。なお、サンプリング周波数は、実施の形態１の通信シミュレーションケースでは２００ｋＨｚであり、また、Ｔｓは、実施の形態１の通信シミュレーションケースでは５μｓｅｃであった。
【0110】
最初のＤＭＡ転送起動の直後、ＤＡ変換器６１０は、ＤＭＡコントローラ１３０にＤＭＡリクエストを送出し、１サンプルデータ分のデータがＤＡ変換器６１０に転送される。その直後に、このタイマから最初の変換トリガが送出され、転送された１サンプルデータをＤＡ変換器６１０はデジタル・アナログ変換する。
続いて、ＤＡ変換器６１０は、ＤＭＡコントローラ１３０に、ＤＭＡリクエストを送出する。
ＤＭＡコントローラ１３０はリクエストへの応答として、次のサンプルデータをＤＡ変換器６１０へ転送する。
その後にタイマは、次の変換トリガをＴｓ周期で送出する。以上の処理により、次々とサンプルデータの転送とデジタル・アナログ変換とが繰り返えされる。
続いて、ＤＡ変換器６１０は、ＤＭＡコントローラ１３０に、ＤＭＡリクエストを送出する。
ＤＭＡコントローラ１３０はリクエストへの応答として、次のサンプルデータをＤＡ変換器６１０へ転送する。
その後にタイマは、次の変換トリガをＴｓ周期で送出する。以上の処理により、次々とサンプルデータの転送とデジタル・アナログ変換とが繰り返えされる。
【0111】
ここで、送信プログラム１３１は、次の変換トリガが発生するＴｓの区間内に、次のサンプルデータがＤＡ変換器６１０へ転送が完了するように、ＤＭＡコントローラ１３０を制御する必要がある。特にＤＭＡコントローラ１３０の転送完了割込み後において、次のＤＭＡ転送のための、一連のオフセット値の計算、レジスタの設定及びＤＭＡ起動を、迅速に実行する必要がある。この点に関して、市販品のマイクロコントローラ１１０、例えばＳＴＭ３２Ｌ４Ｒ５ＡＩでは、以下のように、十分に想定する処理時間に間に合う。すなわち、ＳＴＭ３２Ｌ４Ｒ５ＡＩの最大ＣＰＵクロックは１２０ＭＨｚであり、ＣＰＵサイクルタイムは、８．３３ｎｓｅｃである。そうすると、実施の形態１の通信シミュレーションケースのＴｓ＝５μｓｅｃでは、６００ＣＰＵクロックサイクル内に一連の処理を行う必要がある。この一連の処理は、１～５クロックを要するロード／ストア、算術命令の組合せであるが、多くとも３０ステップからなる機械語命令で実現可能である。よって、マイクロコントローラ１１０で、想定する規定の処理時間を十分に満足できる。
【0112】
送信機１の増幅器６２０は、実施の形態１のＤＡ変換・増幅部６の中の増幅機能と同じ増幅部であり、送波器７を駆動する。増幅器６２０は、音波として水中伝搬路の減衰や吸収によって減衰される送信信号を、対向する受信機２で受信可能な電圧レベルまで、増幅する。増幅器６２０は、その増幅された電気信号によって、送波器７を駆動する。送信機１の送波器７は、実施の形態１と同じトランスデューサーである。本ＳＭＳＳ方式では複数の搬送波を使用する。このため、周波数帯が広くなる傾向にあるので、音波の周波数帯でなるべく均一な出力特性をもつトランスデューサーの使用が好ましい。
【0113】
次に、受信機２の動作について説明する。受信機２は、受波器８、増幅・ＡＤ変換部９、ＣＰＵコア１１１、ＤＭＡコントローラ１３０、内蔵フラッシュメモリ１５０内の受信プログラム２３１、内蔵フラッシュメモリ１５０内の波形パターン群１６０、ワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０、ＲＴＣ１４０から構成される。
【0114】
受信機２は、図１６に示すように、プログラム構成要素として、ＢＰＦ９４０、信号切り出し部１３、参照波形生成部１０、複数の相関計算部１１、相関比較部１２、データ結合部１４を備える。
ＢＰＦ９４０、信号切り出し部１３、参照波形生成部１０、相関計算部１１、相関比較部１２、データ結合部１４は、実施の形態１の処理と同じ機能を実現したプログラムである。これらの機能は、受信プログラム２３１により実現される。ＣＰＵコア１１１が受信プログラム２３１を実行することで、これらの機能が実現される。
ＢＰＦ９４０、信号切り出し部１３、参照波形生成部１０、相関計算部１１、相関比較部１２、データ結合部１４は、実施の形態１の処理と同じ機能を実現したプログラムである。これらの機能は、受信プログラム２３１により実現される。ＣＰＵコア１１１が受信プログラム２３１を実行することで、これらの機能が実現される。
【0115】
受波器８にて集音された音圧信号である送波信号６ａは、まず、ＬＰＦ・増幅器９１０によって、微小な電圧信号に変換されて増幅される。その後、ＬＰＦ・増幅器９１０において、実施の形態１の通信シミュレーションケースではサンプリング周波数がナイキスト周波数以上の２００ｋＨｚであるため、送波信号６ａは、１００ｋＨｚ以上の折り返し歪みを抑圧するＬＰＦによって濾過される。濾過された送波信号６ａは、増幅器９２０によってアナログ信号レベルが調整され、その後、ＡＤ変換器９３０へ入力される。なお、実施の形態２では、後段の信号処理として、ＢＰＦ９４０によるデジタルフィルタで不要波を抑圧しているため、ＬＰＦは急峻な遷移帯域を持つ高コストなＬＰＦである必要はない。
【0116】
受信機２のＡＤ変換器９３０において、受信信号をサンプルデータへ連続的に変換し、ワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０へ格納する方法として、ソフトウエアトリガ方式とＤＭＡコントローラ１３０を使った方式との、２つの方式がある。
【0117】
ソフトウエアトリガ方式の場合は、受信プログラム２３１がＣＰＵコア１１１を制御する。受信プログラム２３１はＣＰＵコア１１１を介して、ＡＤ変換器９３０の変換後データを、サンプリング周波数の周期で読み出してワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０にストアする操作を連続的に行う。
【0118】
ＤＭＡコントローラ１３０を使う方式では、ＤＭＡコントローラ１３０と、変換タイミングのトリガを生成する図示されていないタイマとを用いる。ＤＭＡコントローラ１３０は、ＡＤ変換器９３０へサンプリング周期で変換トリガを与え、ＡＤ変換器９３０の変換後データをサンプリング周期で読み出してワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０にこの変換後データをストアする操作を連続的に行う。
ＤＭＡコントローラ１３０を活用した方法は、ＤＭＡ転送中にＣＰＵコア１１１がフリーとなり、ＣＰＵコア１１１が他の処理に使用可能となる利点がある。例えば、前の受信信号の相関処理の並列動作の実施により、通信フレーム間の受信処理遅延を短縮することができたり、送信プログラム１３１を並列処理したり、全く異なる他のアプリケーションプログラムを並列処理することが可能となる。
ＤＭＡコントローラ１３０を活用した方法は、ＤＭＡ転送中にＣＰＵコア１１１がフリーとなり、ＣＰＵコア１１１が他の処理に使用可能となる利点がある。例えば、前の受信信号の相関処理の並列動作の実施により、通信フレーム間の受信処理遅延を短縮することができたり、送信プログラム１３１を並列処理したり、全く異なる他のアプリケーションプログラムを並列処理することが可能となる。
【0119】
また、受信機２のＡＤ変換器９３０では、オーバーサンプリング手法を用いて量子化誤差の低減や、ダイナミックレンジを向上させる方法もある。すなわち、ＡＤ変換器９３０おけるＡＤ変換では、サンプリング周波数を２００ｋＨｚとしたが、マイクロコントローラ１１０であるＳＴＭ３２Ｌ４Ｒ５ＡＩのＡＤ変換器９３０の最大ＡＤ変換レートは５ＭＨｚである。このため、例えば、サンプリング周波数を３．２ＭＨｚとして小刻みにサンプルする。すなわち、オーバーサンプリングレートを１６として、１６倍で小刻みにサンプリングされたサンプルデータの移動平均処理（実際には切り捨て誤差を抑制するため累積処理とする）と、元のサンプリング周波数２００ｋＨｚへの間引き処理を行う。これによりＳＮ比とダイナミックレンジを向上させることが可能となる。
【0120】
一般的に、量子化ノイズがホワイトノイズであり、ＡＤ変換器のフル・スケール入力（ピークツーピーク）で理想的なサイン波形が入力されると想定する場合、Ｎをデジタル変換ビット数、ｋをオーバーサンプリングレートとすれば、ＳＮ比は、式６で表される。
ＳＮＲ（ｄＢ）＝（６．０２×Ｎ）＋１．７６＋１０ｌｏｇ（ｋ） （式６）
実施の形態２のＡＤ変換器９３０の出力ビット幅は１２ビットを想定している。オーバーサンプリングを実施しない場合の理想的なＳＮ比は、７４ｄＢとなる。オーバーサンプリングレートを１６とすると、１２ｄＢ改善され、ＳＮ比は、８６ｄＢとなる。これは、分解能２ビットの向上となり、１４ビットのＡＤ変換器の分解能と同等となる。ただし、実際には、量子化ノイズ、温度ノイズ、基準ノイズ、クロックのジッターなどがあるため、有効分解能は小さくなる。なお、この場合、ＡＤ変換器９３０の出力１２ビットは累積処理により最大４ビット分成長する可能性がある。このため、以降の処理においては受信信号を１６ビット幅のサンプルデータとして扱う。
ＳＮＲ（ｄＢ）＝（６．０２×Ｎ）＋１．７６＋１０ｌｏｇ（ｋ） （式６）
実施の形態２のＡＤ変換器９３０の出力ビット幅は１２ビットを想定している。オーバーサンプリングを実施しない場合の理想的なＳＮ比は、７４ｄＢとなる。オーバーサンプリングレートを１６とすると、１２ｄＢ改善され、ＳＮ比は、８６ｄＢとなる。これは、分解能２ビットの向上となり、１４ビットのＡＤ変換器の分解能と同等となる。ただし、実際には、量子化ノイズ、温度ノイズ、基準ノイズ、クロックのジッターなどがあるため、有効分解能は小さくなる。なお、この場合、ＡＤ変換器９３０の出力１２ビットは累積処理により最大４ビット分成長する可能性がある。このため、以降の処理においては受信信号を１６ビット幅のサンプルデータとして扱う。
【0121】
また、受信機２のＡＤ変換器９３０の代わりに、外部ΔΣ変調器とＳＴＭ３２Ｌ４Ｒ５ＡＩの内蔵ペリフェラルの１つであるＤＦＳＤＭとを使用し、量子化ノイズに起因するＳＮ比改善を施す実装例も可能である。ＤＦＳＤＭは「Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ ｆｏｒＳｉｇｍａ－Ｄｅｌｔａ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ」を意味する。１ビットΔΣＡＤ変換器のフロントエンド部である外部ΔΣ変調器とマイクロコントローラ１１０とは、１ビットΔΣストリームのシリアルインターフェイス（例えばＳＰＩインターフェース）を通じて接続される。例えば、１４ビット、２５０ＭＳＰＳを実現する外部ΔΣ変調器を選択すると想定する。
この場合、実施の形態１の通信シミュレーションケースのサンプリング周波数２００ｋＨｚにデシメーションした場合、適切なｓｉｎｃ関数によるＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｅｔｅｒ）を実現するＤＦＳＤＭ内のＦＩＲデジタルフィルタと組み合わせる。これにより、オーバーサンプリングレートは１０２４に設定可能である。よって、この場合、ＳＮ比は３０ｄＢ改善し、このとき、分解能は５ビット改善し、１９ビット相当の分解能が得られるＡＤ変換器と等価となる。
この場合、実施の形態１の通信シミュレーションケースのサンプリング周波数２００ｋＨｚにデシメーションした場合、適切なｓｉｎｃ関数によるＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｅｔｅｒ）を実現するＤＦＳＤＭ内のＦＩＲデジタルフィルタと組み合わせる。これにより、オーバーサンプリングレートは１０２４に設定可能である。よって、この場合、ＳＮ比は３０ｄＢ改善し、このとき、分解能は５ビット改善し、１９ビット相当の分解能が得られるＡＤ変換器と等価となる。
【0122】
受信機２のＢＰＦ９４０は、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタである。ＢＰＦ９４０は、実施の形態１と同様に、必要な周波数帯以外の不要波を抑圧するためのバンドパスフィルタである。実施の形態１の通信シミュレーションケースのように、周波数帯域１０ｋＨｚ～３０ｋＨｚの周波数帯を使用する場合は、以下のようである。
カットオフ周波数１０ｋＨｚのＨＰＦ（Ｈｉｇｈ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）と、カットオフ周波数３０ｋＨｚのＬＰＦとを複合的に実現するバンドパスフィルタを、比較的良いゲインに関する周波数特性を持つフィルタで実現させる。このために、例えば、２５６段のタップを有するデジタルフィルタとし、このフィルタ機能は受信プログラム２３１の一部として実現される。受信プログラム２３１は、ワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０に格納された「ＡＤ変換器９３０が連続的にサンプリングした受信信号」の先頭から２５６個切り出したサンプルデータと、内蔵フラッシュメモリ１５０内の２５６個のフィルタ係数とを各々乗算する。そして、受信プログラム２３１は、その乗算結果の総和を求めてワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０に格納し、新たな受信信号サンプルデータ列とする。
カットオフ周波数１０ｋＨｚのＨＰＦ（Ｈｉｇｈ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）と、カットオフ周波数３０ｋＨｚのＬＰＦとを複合的に実現するバンドパスフィルタを、比較的良いゲインに関する周波数特性を持つフィルタで実現させる。このために、例えば、２５６段のタップを有するデジタルフィルタとし、このフィルタ機能は受信プログラム２３１の一部として実現される。受信プログラム２３１は、ワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０に格納された「ＡＤ変換器９３０が連続的にサンプリングした受信信号」の先頭から２５６個切り出したサンプルデータと、内蔵フラッシュメモリ１５０内の２５６個のフィルタ係数とを各々乗算する。そして、受信プログラム２３１は、その乗算結果の総和を求めてワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０に格納し、新たな受信信号サンプルデータ列とする。
【0123】
次に、受信プログラム２３１は、受信信号の先頭から１サンプル後の２５６個のサンプルデータと、内蔵フラッシュメモリ１５０内の２５６個のフィルタ係数とを各々乗算する。そして、受信プログラム２３１は、その乗算結果の総和を求めてワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０に格納し、新たな受信信号サンプルデータ列とする。次からは、受信プログラム２３１は、受信信号の先頭からの切出し位置を次々シフトさせて、同様の演算を実施して、新たな受信信号サンプルデータ列とする。
【0124】
ただし、受信信号の後方では切出すサンプルデータが不足する。このため、受信プログラム２３１は、ゼロデータを付加して演算する。また、ＦＩＲフィルタのフィルタ遅延１２８サンプルを考慮し、受信プログラム２３１は、１２８番目からの受信信号サンプルデータ列を新たな受信信号サンプルデータ列とする。また、乗算と総和を求める積和演算には、ＣＰＵコア１１１が機能として保有する多ビット長の固定小数点積和演算命令を利用して、高速化を図ることが可能である。すなわち、ＵＭＬＡＬ命令の使用である。ＵＭＬＡＬ命令は、第一の符号なし３２ビットオペランドレジスタと、第一の符号なし３２ビットオペランドレジスタとを乗算し、３２ビットのレジスタを連結して、６４ビットの累積レジスタに乗算結果を加算する命令を１ＣＰＵクロックサイクルで実行できる。
【0125】
２５６個のフィルタ係数を符号なし３２ビット幅で用意する。ＡＤ変換器９３０が連続的にサンプリングした受信信号は、符号なし１２ビット幅である。このため、乗算結果は最大４４ビットとなり、２５６個の総和では８ビット成長するので、結果的に新たな受信信号サンプルデータのビット長は最大５２ビットとなる。よって、６４ビットを超えてオーバーフローすることはない。また、前述のオーバーサンプリング手法で求めた受信信号は、符号なし１６ビットである。このため、乗算結果は最大４８ビットとなり、２５６個の総和では８ビット成長するので、結果的に新たな受信信号サンプルデータのビット長は最大５６ビットとなる。よって、６４ビットを超えてオーバーフローすることはない。受信プログラム２３１は、新たな受信信号サンプルデータ列の中から最大振幅値を持つサンプルデータを求める。そして、受信プログラム２３１は、最後にその最大振幅値を用いて新たな受信信号サンプルデータ列を全体的にスケーリングし、例えば３２ビットの新たな受信信号サンプルデータ列としてワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０に格納する。以上が、ＢＰＦ９４０の動作である。
【0126】
次に、信号切り出し部１３の処理を説明する。実施の形態１の信号切り出し部１３と同様に、図９に示すように、信号切り出し部１３は、第１シンボルの切り出し区間として、時刻基準信号を基準時刻として、音波の最大到達時間Ｔｃ１の範囲の信号を受信信号の中から切り出す。第二シンボル以降の信号切り出し区間も、実施の形態１の信号切り出し部１３と同様に、図１０に示すように、シンボル番号１に対する相互相関関数計算から求めたシンボル番号１の時間位置「τ１＋Ｔｓｙｍ」を基準として、Ｔｓｙｍ＋２Ｔｉｎｔの区間を切り出す。なお、実際の処理は、後述の相関計算部１１において、ワーク用内蔵ＳＲＡＭ１７０から受信信号のサンプリングデータを読み出す際のアドレス計算処理によって実現される。
【0127】
次に、受信機２の参照波形生成部１０における処理について説明する。参照波形生成部１０は、実施の形態１の参照波形生成部１０と同様に、以下の処理を実行する。参照波形生成部１０は、切り出しｋ回目におけるｋに対応して、順位分割データである［ｋ：（００）］、［ｋ：（０１）］、［ｋ：（１０）］、［ｋ：（１１）］の４種のＨサンプル個のサンプルデータからなる波形パターンを、波形パターン群１６０から取り出す。参照波形生成部１０は、取り出した各波形パターンを、それぞれの相関計算部１１へ提供する。なお、参照波形生成部１０による実際の処理は、後述の相関計算部１１において相関関数計算を行う際の内蔵フラッシュメモリ１５０から波形パターンを読み出す際の、アドレス計算処理によって実現される。
【0128】
内蔵フラッシュメモリ１５０に波形パターン群１６０は、送信機１の送信プログラム１３１が保有する波形パターン群１６０と全く同じものである。波形パターン群１６０は、１サンプルデータ当たり１２ビットとし、振幅値としてバイナリ形式で表現したＭＳ個×Ｈサンプル個の波形パターンからなる。
【0129】
以下は相関計算部１１の処理内容である。それぞれの相関計算部１１では、参照波形となる波形パターンを、波形パターン群１６０の先頭アドレス＋オフセット値１をアドレス計算して、必要な波形パターンのＨ個のサンプルデータを取り出す。ただし、オフセット値１は、シンボル番号ｓ×送信符号ｍ×サンプリングデータｈであり、ｓがｓ＝１～Ｓまで、ｍがｍ＝１～４まで、ｈがｈ＝１～Ｈまでそれぞれインクリメンタルに変化する変数とする。
【0130】
また、それぞれの相関計算部１１では、１通信フレームの受信信号の先頭アドレス＋オフセット値２をアドレス計算して、必要な受信信号の切り出し区間内のＨ個のサンプルデータを取り出す。ただし、オフセット値２は、シンボル番号ｓ＝１のときは、ｗ＋サンプリングデータｈであり、ｗが１からＴｃ１まで、ｈがｈ＝１～Ｈまでそれぞれインクリメンタルに変化する変数とする。シンボル番号ｓ＝２以降は、ｗ＋サンプリングデータｈであり、ｗが（直前のシンボル番号ｓの時刻位置τｓ＋Ｔｓｙｍ）から（Ｔｓｙｍ＋２Ｔｉｎｔ）まで、ｈがｈ＝１～Ｈまでそれぞれインクリメンタルに変化する変数とする。
【0131】
それぞれの相関計算部１１では、始めに、送信符号ｍにそれぞれ対応する累積レジスタＡ１～Ａ４は、初期値としてゼロにリセットしておく。それぞれの相関計算部１１では、最初にオフセット値１がシンボル番号ｓ＝１、送信符号ｍ＝１、サンプルデータ番号ｈ＝１を示すアドレスになるよう計算してセットし、そのサンプルデータを読み出して第一の乗算オペランドとする。
次に、オフセット値２が受信信号の切り出し区間のシンボル番号ｓ＝１、ｗ＝１、ｈ＝１のサンプルデータを第二の乗算オペランドとして読み出し、２つのオペランドを乗算し、累積レジスタＡ１との加算結果を累積レジスタＡ１に格納する。
次に、オフセット値１がシンボル番号ｓ＝１、送信符号ｍ＝２、サンプルデータ番号ｈ＝１を示すアドレスのサンプルデータを読み出して第一の乗算オペランドとする。
そして、第一の乗算オペランドと第二の乗算オペランドとを乗算し、この乗算結果と累積レジスタＡ２との加算結果を累積レジスタＡ２に格納する。
同様にして送信符号ｍ＝３、送信符号ｍ＝４に対応するサンプルデータを読み出して第一の乗算オペランドとし、累積レジスタＡ３、Ａ４と求めていく。
次に、オフセット値２が受信信号の切り出し区間のシンボル番号ｓ＝１、ｗ＝１、ｈ＝１のサンプルデータを第二の乗算オペランドとして読み出し、２つのオペランドを乗算し、累積レジスタＡ１との加算結果を累積レジスタＡ１に格納する。
次に、オフセット値１がシンボル番号ｓ＝１、送信符号ｍ＝２、サンプルデータ番号ｈ＝１を示すアドレスのサンプルデータを読み出して第一の乗算オペランドとする。
そして、第一の乗算オペランドと第二の乗算オペランドとを乗算し、この乗算結果と累積レジスタＡ２との加算結果を累積レジスタＡ２に格納する。
同様にして送信符号ｍ＝３、送信符号ｍ＝４に対応するサンプルデータを読み出して第一の乗算オペランドとし、累積レジスタＡ３、Ａ４と求めていく。
【0132】
次に、オフセット値１のサンプルデータ番号をインクリメントしてｈ＝２を示すアドレスになるよう計算してセットし、そのサンプルデータを読み出して第一の乗算オペランドとする。
次に、オフセット値２のサンプルデータ番号をインクリメントしてｈ＝２のサンプルデータを第二の乗算オペランドとして読み出し、２つのオペランドを乗算し、乗算結果と累積レジスタＡ１との加算結果を累積レジスタＡ１に格納する。
次に、オフセット値２のサンプルデータ番号をインクリメントしてｈ＝２のサンプルデータを第二の乗算オペランドとして読み出し、２つのオペランドを乗算し、乗算結果と累積レジスタＡ１との加算結果を累積レジスタＡ１に格納する。
【0133】
次にサンプルデータ番号ｈ＝１のときと同様な積和演算を行い順次、累積レジスタＡ２、Ａ３、Ａ４を求める。このｈ変数をＨまでインクリメントし、繰り返して得られた累積レジスタＡ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４は、送信符号ｍ＝１～４に対応するシンボル番号ｓ＝１、サンプルデータ番号ｗ＝１の相関関数値である。
【0134】
次に、累積レジスタＡ１～Ａ４ゼロにリセットし、ｗを１つインクリメントし、上記と同様な処理を繰り返す。これにより、累積レジスタＡ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４は、送信符号ｍ＝１～４に対応するシンボル番号ｓ＝１、サンプルデータ番号ｗ＝２の相関関数値が求まる。
次に、ｗを順次１つずつインクリメントし、ｗ＝Ｔｃ１まで上記の処理を繰り返す。
これにより、シンボル番号ｓ＝１、送信符号ｍ＝４個に対応した全サンプルデータｗ個からなる相関関数値が求まる。
次に、ｗを順次１つずつインクリメントし、ｗ＝Ｔｃ１まで上記の処理を繰り返す。
これにより、シンボル番号ｓ＝１、送信符号ｍ＝４個に対応した全サンプルデータｗ個からなる相関関数値が求まる。
【0135】
以下に、相関比較部１２の処理を説明する。実施の形態１と同様に、相関比較部１２の処理として、送信符号ｍ＝４個に対応した相関関数値データ列からそれぞれＰＡＰＲを求め最も高いＰＡＰＲ値となる受信符号を特定する。その受信符号は、実施の形態１と同様にデータ結合部１４へ出力され、データ結合部１４は、複数の受信符号を結合して受信信号９ａを受信データ１４ａとして出力する復調処理を行う。さらに実施の形態１と同様に、相関比較部１２は、相関関数値のピーク時刻位置であるτｓを算出し、シンボル番号ｓ＝２以降の受信信号の切り出し区間内のＨ個のサンプルデータを取り出す際のオフセット値２の計算に使用する。
【0136】
以降、シンボル番号ｓ＝２以降の相関関数値の計算方法は、シンボル番号ｓ＝１と同様である。すなわち、オフセット値１、オフセット値２の各計算要素を適宜インクリメントして適切にオペランドを選択する。そして、積和演算による累積を求め、Ｍ個×ｗ個からなる相関関数値データ列を算出し、最も高いＰＡＰＲ値となる受信符号を特定し、直前の受信符号を結合して受信データを生成していく。加えて、相関関数値のピーク時刻位置であるτｓを算出し、次のシンボル番号の受信信号の切り出し区間内のＨ個のサンプルデータを取り出す際のオフセット値２の計算に使用する。
【0137】
なお、ＢＰＦ９４０の場合と同様に、相関関数値計算における乗算と総和を求める積和演算には、１ＣＰＵクロックサイクルで完了するＵＭＬＡＬ命令の使用が有効である。参照波形パターンの波形データは１２ビット幅のサンプリングデータ列であり、ＡＤ変換器９３０が連続的にサンプリングした受信信号は、符号なし１２ビット幅、また、オーバーサンプリング法を使用した場合は１６ビットである。このため、乗算結果は最大２８ビットとなり、Ｈ＝２０００サンプル個の総和では最大１１ビット成長するため、結果的に相関関数値のビット長は最大３９ビットとなり、６４ビットを超えてオーバーフローすることはない。
【0138】
なお、ＢＰＦ９４０、相関計算部１１及び相関比較部１２における演算時の切り捨て誤差の混入を回避するため、これらの処理を浮動小数点形式で演算する場合もある。演算前に、ＢＰＦ９４０のフィルタ係数データ、受信信号９ａの各サンプルデータ、参照波形パターン群の各サンプルデータを、例えば浮動小数点形式に変換して、両者のフォーマットを合わせておく。ＢＰＦ９４０や相関計算部１１の中で主要な処理となる乗算及び総和を求める単精度浮動小数点形式の積和演算は、ＳＴＭ３２Ｌ４Ｒ５ＡＩのマイクロコントローラ１１０ではＣＰＵコア１１１の中のＦＰＵ（Ｆｌｏａｔｉｎｇ Ｐｏｉｎｔ Ｕｎｉｔ）が行う。このマイクロコントローラ１１０のＦＰＵにはＶＦＭＡ（Ｆｕｓｅｄ－Ｍｕｌｔｉｐｌｙ－ＡｎＤＡｃｃｕｍｕｌａｔｅ、融合積和演算）命令がある。この命令では、浮動小数点型の乗算と累積加算の演算が、３ＣＰＵクロックサイクルで実行可能であるので、ＦＰＵを保有しないマイクロコントローラと比べて高速な演算が可能である。
【0139】
なお、実施の形態２の派生型として以下の構成でもよい。ＢＰＦ９４０や相関計算部１１での乗算と総和を求める積和演算との処理遅延低減のため、マイクロコントローラ１１０の外部バスにＦＰＧＡによる固定小数点型または浮動週数点型の、複数の乗算器と複数の加算器からなる積和演算専用エンジンを設けてもよい。この構成を用いてＢＰＦのＦＩＲデジタルフィルタや相関関数計算を並列演算することで、高速な復調処理が可能となる。
【0140】
さらに、マイクロコントローラ１１０として複数のＣＰＵコアを搭載したマルチコア型のマイクロコントローラで、相関計算部１１―１～１１－４を各々のＣＰＵコアで並列演算処理させる構成でもよい。この構成によって、高速な復調処理が可能になる。
【0141】
なお、実施の形態１と同様に、実施の形態２における構成においても、異なる位置に配置された受波器８を有する複数の受信機２を備えることで、ＳＳＢＬ方式による測位システムとして機能する。
【0142】
＊＊＊実施の形態２の効果＊＊＊
実施の形態２の効果は以下のようである。
（１）水中通信システム３では、実施の形態１と同じ効果が得られる。
（２）実施の形態２では、送信機１と受信機２のハードウェアとしてマイクロコントローラ１１０を中心に実装する。これにより、ＣＰＵコア１１１、ＤＭＡコントローラ１３０、ＲＴＣ１４０、波形パターン群１６０が共用可能となるので、ハードウェア規模が削減可能となる効果がある。更にこの効果に加え、ＡＤ変換器９３０とＤＡ変換器６１０を内蔵しているので、ＵＵＶ等の水中移動体への搭載に求められる、コンパクトな送受一体型の水中音響通信モデムが実現可能になる。
（３）マイクロコントローラとしてＳＴＭ３２Ｌ４Ｒ５ＡＩを使用する場合、動作を必要としない場面では、スリープモード等の低消費電力モードの状態にできる。よって、電池を電源とするようなＵＵＶ等の水中移動体への搭載の障害低減が期待できる。
実施の形態２の効果は以下のようである。
（１）水中通信システム３では、実施の形態１と同じ効果が得られる。
（２）実施の形態２では、送信機１と受信機２のハードウェアとしてマイクロコントローラ１１０を中心に実装する。これにより、ＣＰＵコア１１１、ＤＭＡコントローラ１３０、ＲＴＣ１４０、波形パターン群１６０が共用可能となるので、ハードウェア規模が削減可能となる効果がある。更にこの効果に加え、ＡＤ変換器９３０とＤＡ変換器６１０を内蔵しているので、ＵＵＶ等の水中移動体への搭載に求められる、コンパクトな送受一体型の水中音響通信モデムが実現可能になる。
（３）マイクロコントローラとしてＳＴＭ３２Ｌ４Ｒ５ＡＩを使用する場合、動作を必要としない場面では、スリープモード等の低消費電力モードの状態にできる。よって、電池を電源とするようなＵＵＶ等の水中移動体への搭載の障害低減が期待できる。
【0143】
実施の形態１、実施の形態２で述べた送信機１及び受信機２は、水中通信装置、水中測位装置、水中ロボット、無人潜水機、水中ドローン等に、産業上利用することができる。
【符号の説明】
【0144】
１ 送信機、２，２－１，２－２，２－３，２－４，２－５ 受信機、３ 水中通信システム、４ データ分割部、４ａ 送信符号、５ 送信波形生成部、５ａ 送信信号、６ ＤＡ変換・増幅部、６ａ 送波信号、７ 送波器、８ 受波器、９ 増幅・ＡＤ変換部、９ａ 受信信号、１０ 参照波形生成部、１０ａ 参照信号、１１－１，１１－２，１１－３，１１－４ 相関計算部、１２ 相関比較部、１２ａ 受信符号、１３ 信号切り出し部、１４ データ結合部、１６ 受信機群、３１ 枠、１１０ マイクロコントローラ、１２０ 内蔵メモリ、１１１ ＣＰＵコア、１３０ ＤＭＡコントローラ、１３１ 送信プログラム、１４０ ＲＴＣ、１５０ 内蔵フラッシュメモリ、１６０ 波形パターン群、１７０ ワーク用内蔵ＳＲＡＭ、２３１ 受信プログラム、６１０ ＤＡ変換器、６２０ 増幅器、９１０ ＬＰＦ・増幅器、９２０ 増幅器、９３０ ＡＤ変換器、９４０ ＢＰＦ。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【手続補正書】
【提出日】2024-07-17
【手続補正1】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項1】
送信機と受信機とを備える水中通信システムにおいて、
前記送信機は、
送信すべきデジタル信号である送信データが同一ビット数ごとに分割された各分割データの値及び送信順位から分割データ毎に決まる波形パターンが前記送信順位で並べられ、かつ、前記波形パターンどうしの送信間隔が空けられたデジタル信号であり、前記送信データに対応するデジタル信号である、送信信号を生成する送信信号生成部と、
アナログ信号へ変換された前記送信信号を音波である送波信号として送信する送波器と、
を備え、
前記受信機は、
前記送波信号を受信する受波器と、
前記送波信号がデジタル信号に変換されて複数のシンボルを含む受信信号から、各シンボルについて、切り出し区間の中央にシンボル長が位置するようにして、シンボルの波形を切り出し信号として切り出す信号切り出し部と、
前記同一ビット数から得られるすべてのビットデータのそれぞれを各分割データの値とみなし、前記切り出し信号の切り出し回数を前記送信順位とみなし、各分割データの値及び前記送信順位とから決まる複数の前記波形パターンを参照信号として使用し、前記切り出し信号と、各参照信号との相互相関関数計算を行う相関計算部と、
前記相互相関関数計算の結果から、前記各参照信号のうち、前記切り出し信号に対応する前記参照信号を決定し、決定した前記参照信号に基づき、前記切り出し信号の示すビット値と、前記切り出し信号の受信時刻とを決定する相関比較部と、
を備える水中通信システム。
前記送信機は、
送信すべきデジタル信号である送信データが同一ビット数ごとに分割された各分割データの値及び送信順位から分割データ毎に決まる波形パターンが前記送信順位で並べられ、かつ、前記波形パターンどうしの送信間隔が空けられたデジタル信号であり、前記送信データに対応するデジタル信号である、送信信号を生成する送信信号生成部と、
アナログ信号へ変換された前記送信信号を音波である送波信号として送信する送波器と、
を備え、
前記受信機は、
前記送波信号を受信する受波器と、
前記送波信号がデジタル信号に変換されて複数のシンボルを含む受信信号から、各シンボルについて、切り出し区間の中央にシンボル長が位置するようにして、シンボルの波形を切り出し信号として切り出す信号切り出し部と、
前記同一ビット数から得られるすべてのビットデータのそれぞれを各分割データの値とみなし、前記切り出し信号の切り出し回数を前記送信順位とみなし、各分割データの値及び前記送信順位とから決まる複数の前記波形パターンを参照信号として使用し、前記切り出し信号と、各参照信号との相互相関関数計算を行う相関計算部と、
前記相互相関関数計算の結果から、前記各参照信号のうち、前記切り出し信号に対応する前記参照信号を決定し、決定した前記参照信号に基づき、前記切り出し信号の示すビット値と、前記切り出し信号の受信時刻とを決定する相関比較部と、
を備える水中通信システム。
【請求項2】
前記同一ビット数は、
前記送信機における送信データを同一ビット数ごとに分割する各分割データのビット数が、送信するシンボルの情報量を示すビット数である請求項１に記載の水中通信システム。
前記送信機における送信データを同一ビット数ごとに分割する各分割データのビット数が、送信するシンボルの情報量を示すビット数である請求項１に記載の水中通信システム。
【請求項3】
前記送信機の前記送信信号生成部は、
水中における音波の伝搬環境に応じて、前記送信間隔の長さを調整する請求項１または請求項２に記載の水中通信システム。
水中における音波の伝搬環境に応じて、前記送信間隔の長さを調整する請求項１または請求項２に記載の水中通信システム。
【請求項4】
前記受信機は、さらに、
複数の参照信号の波形を伸ばし、あるいは縮める伸縮変換を行う参照信号調整部を備え、
前記相関計算部は、
前記伸縮変換された各参照信号を用いて前記相互相関関数計算を行う請求項１または請求項２に記載の水中通信システム。
複数の参照信号の波形を伸ばし、あるいは縮める伸縮変換を行う参照信号調整部を備え、
前記相関計算部は、
前記伸縮変換された各参照信号を用いて前記相互相関関数計算を行う請求項１または請求項２に記載の水中通信システム。
【請求項5】
前記水中通信システムは、
前記受信機を複数備え、
複数の受信機の備える各受波器は、
他の前記受信機の備える前記受波器と異なる位置に配置されている請求項１または請求項２に記載の水中通信システム。
前記受信機を複数備え、
複数の受信機の備える各受波器は、
他の前記受信機の備える前記受波器と異なる位置に配置されている請求項１または請求項２に記載の水中通信システム。
【請求項6】
複数の受信機の備える各受波器の前記位置は、
前記送信機の位置を測位するための測位方式に応じた位置である請求項５に記載の水中通信システム。
前記送信機の位置を測位するための測位方式に応じた位置である請求項５に記載の水中通信システム。
【請求項7】
水中通信に使用される送信機において、
送信すべきデジタル信号である送信データが同一ビット数ごとに分割された各分割データの値及び送信順位から分割データ毎に決まる波形パターンが前記送信順位で並べられ、かつ、前記波形パターンどうしの送信間隔が空けられたデジタル信号であり、前記送信データに対応するデジタル信号である、送信信号を生成すると共に、前記送信信号を生成する際に水中超音波伝搬環境に応じて前記送信間隔の長短を調整する送信信号生成部と、
アナログ信号へ変換された前記送信信号を音波である送波信号として送信する送波器と、
を備える送信機。
送信すべきデジタル信号である送信データが同一ビット数ごとに分割された各分割データの値及び送信順位から分割データ毎に決まる波形パターンが前記送信順位で並べられ、かつ、前記波形パターンどうしの送信間隔が空けられたデジタル信号であり、前記送信データに対応するデジタル信号である、送信信号を生成すると共に、前記送信信号を生成する際に水中超音波伝搬環境に応じて前記送信間隔の長短を調整する送信信号生成部と、
アナログ信号へ変換された前記送信信号を音波である送波信号として送信する送波器と、
を備える送信機。
【請求項8】
水中通信に使用される受信機において、
送信すべきデジタル信号である送信データが同一ビット数ごとに分割された各分割データの値及び送信順位から分割データ毎に決まる波形パターンが前記送信順位で並べられ、かつ、前記波形パターンどうしの送信間隔が空けられたデジタル信号であり、前記送信データに対応するデジタル信号である、送信信号がアナログ信号に変換された送波信号を受信する受波器と、
前記送波信号がデジタル信号に変換されて複数のシンボルを含む受信信号から、各シンボルについて、切り出し区間の中央にシンボル長が位置するようにして、シンボルの波形を切り出し信号として切り出す信号切り出し部と、
前記同一ビット数から得られるすべてのビットデータのそれぞれを各分割データの値とみなし、前記切り出し信号の切り出し回数を前記送信順位と見なし、各分割データの値及び前記送信順位とから決まる複数の前記波形パターンを参照信号として使用し、前記切り出し信号と、各参照信号との相互相関関数計算を行う相関計算部と、
前記相互相関関数計算の結果から、前記各参照信号のうち、前記切り出し信号に対応する前記参照信号を決定し、決定した前記参照信号に基づき、前記切り出し信号の示すビット値と、前記切り出し信号の受信時刻とを決定する相関比較部と、
を備える受信機。
送信すべきデジタル信号である送信データが同一ビット数ごとに分割された各分割データの値及び送信順位から分割データ毎に決まる波形パターンが前記送信順位で並べられ、かつ、前記波形パターンどうしの送信間隔が空けられたデジタル信号であり、前記送信データに対応するデジタル信号である、送信信号がアナログ信号に変換された送波信号を受信する受波器と、
前記送波信号がデジタル信号に変換されて複数のシンボルを含む受信信号から、各シンボルについて、切り出し区間の中央にシンボル長が位置するようにして、シンボルの波形を切り出し信号として切り出す信号切り出し部と、
前記同一ビット数から得られるすべてのビットデータのそれぞれを各分割データの値とみなし、前記切り出し信号の切り出し回数を前記送信順位と見なし、各分割データの値及び前記送信順位とから決まる複数の前記波形パターンを参照信号として使用し、前記切り出し信号と、各参照信号との相互相関関数計算を行う相関計算部と、
前記相互相関関数計算の結果から、前記各参照信号のうち、前記切り出し信号に対応する前記参照信号を決定し、決定した前記参照信号に基づき、前記切り出し信号の示すビット値と、前記切り出し信号の受信時刻とを決定する相関比較部と、
を備える受信機。
【手続補正2】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【0011】
本開示に係る水中通信システムは、送信機と受信機とを備える水中通信システムである。
前記送信機は、
送信すべきデジタル信号である送信データが同一ビット数ごとに分割された各分割データの値及び送信順位から分割データ毎に決まる波形パターンが前記送信順位で並べられ、かつ、前記波形パターンどうしの送信間隔が空けられたデジタル信号であり、前記送信データに対応するデジタル信号である、送信信号を生成する送信信号生成部と、
アナログ信号へ変換された前記送信信号を音波である送波信号として送信する送波器と、
を備え、
前記受信機は、
前記送波信号を受信する受波器と、
前記送波信号がデジタル信号に変換されて複数のシンボルを含む受信信号から、各シンボルについて、切り出し区間の中央にシンボル長が位置するようにして、シンボルの波形を切り出し信号として切り出す信号切り出し部と、
前記同一ビット数から得られるすべてのビットデータのそれぞれを各分割データの値とみなし、前記切り出し信号の切り出し回数を前記送信順位とみなし、各分割データの値及び前記送信順位とから決まる複数の前記波形パターンを参照信号として使用し、前記切り出し信号と、各参照信号との相互相関関数計算を行う相関計算部と、
前記相互相関関数計算の結果から、前記各参照信号のうち、前記切り出し信号に対応する前記参照信号を決定し、決定した前記参照信号に基づき、前記切り出し信号の示すビット値と、前記切り出し信号の受信時刻とを決定する相関比較部と、
を備える。
前記送信機は、
送信すべきデジタル信号である送信データが同一ビット数ごとに分割された各分割データの値及び送信順位から分割データ毎に決まる波形パターンが前記送信順位で並べられ、かつ、前記波形パターンどうしの送信間隔が空けられたデジタル信号であり、前記送信データに対応するデジタル信号である、送信信号を生成する送信信号生成部と、
アナログ信号へ変換された前記送信信号を音波である送波信号として送信する送波器と、
を備え、
前記受信機は、
前記送波信号を受信する受波器と、
前記送波信号がデジタル信号に変換されて複数のシンボルを含む受信信号から、各シンボルについて、切り出し区間の中央にシンボル長が位置するようにして、シンボルの波形を切り出し信号として切り出す信号切り出し部と、
前記同一ビット数から得られるすべてのビットデータのそれぞれを各分割データの値とみなし、前記切り出し信号の切り出し回数を前記送信順位とみなし、各分割データの値及び前記送信順位とから決まる複数の前記波形パターンを参照信号として使用し、前記切り出し信号と、各参照信号との相互相関関数計算を行う相関計算部と、
前記相互相関関数計算の結果から、前記各参照信号のうち、前記切り出し信号に対応する前記参照信号を決定し、決定した前記参照信号に基づき、前記切り出し信号の示すビット値と、前記切り出し信号の受信時刻とを決定する相関比較部と、
を備える。