特開 2024-118518 電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024118518

(43)【公開日】2024-09-02

(54)【発明の名称】電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 1/08 20060101AFI20240826BHJP

   H03K 17/16 20060101ALI20240826BHJP

【ＦＩ】

H02M1/08 A

H03K17/16 F

【審査請求】未請求

【請求項の数】6

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2023024835

(22)【出願日】2023-02-21

(71)【出願人】

【識別番号】000001845

【氏名又は名称】サンデン株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100098361

【弁理士】

【氏名又は名称】雨笠 敬

(72)【発明者】

【氏名】町田 尊

(72)【発明者】

【氏名】小林 孝次

【テーマコード（参考）】

5H740

5J055

【Ｆターム（参考）】

5H740BA11

5H740BC01

5H740BC02

5H740JA01

5H740JB01

5H740KK01

5H740MM01

5J055AX12

5J055AX25

5J055AX56

5J055AX65

5J055BX16

5J055CX08

5J055CX19

5J055CX20

5J055DX09

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5J055EX04

5J055EY01

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5J055EZ23

5J055EZ63

5J055FX05

5J055FX12

5J055FX18

5J055FX32

5J055FX37

5J055GX01

5J055GX02

5J055GX05

5J055GX06

(57)【要約】

【課題】スイッチング素子におけるスイッチングノイズとスイッチング損失の双方を効果的に改善することができる電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換装置１は、電力変換用のスイッチング素子ＳＷと、このスイッチング素子ＳＷのゲート３１への電圧供給により、当該スイッチング素子ＳＷをスイッチングする。スイッチング素子ＳＷのゲート３１の電圧である入力電圧Ｖｉｎに応じて出力信号が切り替わる入力電圧検出部３７を備え、制御装置Ｃｏｎｔ１は、スイッチング素子ＳＷのゲート３１に接続されたターンオフ出力端子３８、３９と、入力電圧検出部３７の出力信号が入力される出力モード切替入力端子４１を有し、出力モード切替入力端子４１に入力される信号に基づき、ターンオフ出力端子３８、３９の出力モードを切り換える。
【選択図】図９

【特許請求の範囲】

【請求項1】

電力変換用のスイッチング素子と、該スイッチング素子の制御電極への電圧供給により、当該スイッチング素子をスイッチングする制御装置を備えた電力変換装置において、
前記スイッチング素子の制御電極の電圧である入力電圧に応じて出力信号が切り替わる入力電圧検出部を備え、
前記制御装置は、
前記スイッチング素子の制御電極に接続されたターンオフ出力端子と、前記入力電圧検出部の出力信号が入力される出力モード切替入力端子を有し、
該出力モード切替入力端子に入力される信号に基づき、前記ターンオフ出力端子の出力モードを切り換えることを特徴とする電力変換装置。

【請求項2】

前記制御装置のターンオフ出力端子と前記スイッチング素子の制御電極間に接続された抵抗器を備え、
前記入力電圧検出部は、
前記スイッチング素子のターンオフから当該スイッチング素子の前記入力電圧が所定値に低下するまでは第１の出力信号を出力し、前記スイッチング素子の前記入力電圧が前記所定値以下となった場合は第２の出力信号を出力すると共に、
前記制御装置は、
前記入力電圧検出部の前記第１の出力信号に基づき、前記ターンオフ出力端子を、前記スイッチング素子の制御電極の電流である入力電流が所定の大きい値となる出力モードとし、
前記入力電圧検出部の前記第２の出力信号に基づき、前記ターンオフ出力端子を、前記入力電流が所定の小さい値となる出力モードに切り換えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項3】

前記スイッチング素子のターンオフの開始後、前記スイッチング素子の入力電圧は低下していくと共に、
前記所定値は、前記スイッチング素子の出力電圧が電源電圧に到達するタイミングにおける前記入力電圧の値Ｐ１より高く、前記スイッチング素子の入力電圧の低下度合いが急峻となる方向に変化するタイミングにおける当該入力電圧の値Ｐ２の手前に所定の余裕度αを考慮した値Ｐ２＋α以下の範囲で設定されることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。

【請求項4】

前記所定値は、前記スイッチング素子の入力電圧の値Ｐ２に設定されることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。

【請求項5】

前記制御装置は、複数の前記ターンオフ出力端子を有し、各ターンオフ出力端子と前記スイッチング素子の制御電極間には抵抗がそれぞれ接続されており、
前記出力モード切替入力端子に入力される信号に基づき、前記制御装置は前記各ターンオフ出力端子の出力状態を切り換えることで出力モードを切り換えることを特徴とする請求項２乃至請求項４のうちの何れかに記載の電力変換装置。

【請求項6】

前記入力電圧検出部は、
第１の抵抗及び第２の抵抗から成る第１の直列回路と、
半導体スイッチと第３の抵抗から成る第２の直列回路を備え、
前記第１の直列回路と前記第２の直列回路が並列に接続され、前記第１の抵抗と前記第２の抵抗の接続点が前記半導体スイッチの制御電極に接続されており、
前記半導体スイッチと前記第３の抵抗との接続点が前記制御装置の出力モード切替入力端子に接続され、
前記スイッチング素子の入力電圧が前記所定値より高い場合、前記半導体スイッチ素子はオンして前記第１の出力信号を出力し、前記所定値以下となった場合に、前記半導体スイッチがオフして前記第２の出力信号を出力することを特徴とする請求項２乃至請求項４のうちの何れかに記載の電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、スイッチング素子をスイッチングして電力を変換する電力変換装置に関するものである。

【背景技術】

【0002】

インバータやコンバータ等の電力変換装置は、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の自己消弧型のスイッチング素子をスイッチング（オン／オフ）することで電極を変換している。この場合、スイッチング素子のスイッチングは当該スイッチング素子の制御電極に供給する電圧を制御装置（ゲートドライバ）により制御することで行われる。以下に、インバータとコンバータの回路例を示しながら、従来のスイッチング素子の制御について説明する。

【0003】

図１は電力変換装置の一例としてのインバータＩＶの電気回路の一例を示している。インバータ装置ＩＶは、三相のインバータ回路２と、制御装置３を備えている。インバータ回路２は、直流電源４の直流電圧を三相交流電圧に変換してモータ６に印加する回路である。このインバータ回路２は、Ｕ相ハーフブリッジ回路７Ｕ、Ｖ相ハーフブリッジ回路７Ｖ、Ｗ相ハーフブリッジ回路７Ｗを有しており、各相のハーフブリッジ回路７Ｕ～７Ｗは、それぞれ上アームスイッチング素子８Ａ～８Ｃと、下アームスイッチング素子８Ｄ～８Ｆを個別に有している。更に、各スイッチング素子８Ａ～８Ｆには、それぞれフライホイールダイオード９が逆並列に接続されている。

【0004】

尚、各上下アームスイッチング素子８Ａ～８Ｆは、この例ではＩＧＢＴ（ＭＯＳ構造をゲート部に組み込んだ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）から構成されている。

【0005】

そして、インバータ回路２の上アームスイッチング素子８Ａ～８Ｃのコレクタは、直流電源４及び平滑コンデンサ１１の上アーム電源ライン１２に接続されている。一方、インバータ回路２の下アームスイッチング素子８Ｄ～８Ｆのエミッタは、直流電源４及び平滑コンデンサ１１の下アーム電源ライン１３に接続され、平滑コンデンサ１１で平滑された電源電圧Ｖｄｃ（直流リンク電圧）がインバータ回路２に印加される構成とされている。

【0006】

この場合、Ｕ相ハーフブリッジ回路７Ｕの上アームスイッチング素子８Ａと下アームスイッチング素子８Ｄが直列に接続され、上アームスイッチング素子８Ａのエミッタに下アームスイッチング素子８Ｄのコレクタが接続されている。また、Ｖ相ハーフブリッジ回路７Ｖの上アームスイッチング素子８Ｂと下アームスイッチング素子８Ｅが直列に接続され、上アームスイッチング素子８Ｂのエミッタと下アームスイッチング素子８Ｅのコレクタが接続されている。更に、Ｗ相ハーフブリッジ回路７Ｗの上アームスイッチング素子８Ｃと下アームスイッチング素子８Ｆが直列に接続され、上アームスイッチング素子８Ｃのエミッタと下アームスイッチング素子８Ｆのコレクタが接続されている。

【0007】

そして、Ｕ相ハーフブリッジ回路７Ｕの上アームスイッチング素子８Ａと下アームスイッチング素子８Ｄの接続点が、モータ６のＵ相の電機子コイルに接続され、Ｖ相ハーフブリッジ回路７Ｖの上アームスイッチング素子８Ｂと下アームスイッチング素子８Ｅの接続点は、モータ６のＶ相の電機子コイルに接続され、Ｗ相ハーフブリッジ回路７Ｗの上アームスイッチング素子８Ｃと下アームスイッチング素子８Ｆの接続点は、モータ６のＷ相の電機子コイルに接続されている。

【0008】

制御装置３はプロセッサを有するマイクロコンピュータから構成されており、外部から回転数指令値を入力し、モータ６から相電流（モータ電流）を入力して、これらに基づき、インバータ回路２の各上下アームスイッチング素子８Ａ～８Ｆのオン／オフ状態（スイッチング）を制御する。具体的には、各上下アームスイッチング素子８Ａ～８Ｆのゲート（本出願における制御電極）に印加する入力電圧（この例ではゲート電圧）を制御する。

【0009】

インバータＩＶの一般的な制御装置３は、相電圧指令演算部１６と、ＰＷＭ信号生成部１７と、ゲートドライバ１８等を有しており、相電圧指令演算部１６が生成する相電圧指令値をＰＷＭ新語凹生成部１７がＰＷＭ信号に変換し、このＰＷＭ信号に基づいてゲートドライバ１８がスイッチング素子８Ａ～８Ｆのゲートにターンオン出力とターンオフ出力を出力することにより、スイッチング素子８Ａ～８Ｆをオン／オフしてモータ６に三相交流電圧を印加するものである。

【0010】

次に、図２は電力変換装置の他の例としてのコンバータＣＶの電気回路の一例を示している。この例のコンバータＣＶは直流電源（ＤＣ１２Ｖ等の電源電圧Ｖｄｃ。図示せず）をスイッチングして所定の直流電圧を生成するＤＣ－ＤＣコンバータである。

【0011】

コンバータＣＶは、一次巻線２１と、この一次巻線２１とは絶縁された二次巻線２２から成る絶縁トランス（カップリングトランス）にて構成されたスイッチングトランス２３と、一次巻線２１に接続されたスイッチング素子２４と、制御装置２６を有している。

【0012】

尚、スイッチング素子２４は、この例ではＭＯＳＦＥＴから構成されている。制御装置２６もプロセッサを有するマイクロコンピュータから構成されており、スイッチング素子２４のオン／オフ状態（スイッチング）を制御する。具体的には、スイッチング素子２４のゲート（本出願における制御電極）に印加する入力電圧（この例でもゲート電圧）を制御する。

【0013】

この場合、コンバータＣＶの制御装置２６はゲートドライバ２７等を有しており、このゲートドライバ２７がスイッチング素子２４のゲートにターンオン出力とターンオフ出力を出力することにより、スイッチング素子２４をオン／オフして、スイッチングトランス２３の巻数比に応じて直流電圧（例えば、ＤＣ１５ＶやＤＣ５Ｖ）を出力するものである。

【0014】

次に、図３～図７を参照しながら上述したスイッチング素子８Ａ～８Ｆやスイッチング素子２４のターンオフ時の動作について詳しく説明する。尚、図３においてスイッチング素子ＳＷは、前述した図１では上下アームスイッチング素子８Ａ～８Ｆ（ＩＧＢＴ）、図２ではスイッチング素子２４（ＭＯＳＦＥＴ）を意味する。また、制御装置Ｃｏｎｔは、図１では制御装置３、図２では制御装置２６を意味し、この制御装置Ｃｏｎｔも図１のゲートドライバ１８や図２のゲートドライバ２７と同様のゲートドライバＧＤを有しているものとする。

【0015】

また、スイッチング素子ＳＷにおいて、３１は本出願における制御電極としてのゲート（電極）であり、電極３２はスイッチング素子ＳＷがＩＧＢＴ（図１の上下アームスイッチング８Ａ～８Ｆ）の場合にはコレクタ、電極３３はエミッタである。また、図２のスイッチング素子ＳＷがＭＯＳＦＥＴ（図２のスイッチング素子２４）の場合には、電極３２はドレイン、電極３３はソースとなる。

【0016】

ここで、本出願においてはスイッチング素子ＳＷの各部の電圧、電流を図４の如く定義する。即ち、スイッチング素子ＳＷの電極３２と電極３３間の電圧（図１のスイッチング素子８Ａ～８ＦのようなＩＧＢＴの場合はコレクタ－エミッタ間電圧、図２のスイッチング素子２４のようなＭＯＳＦＥＴの場合はドレイン－ソース間電圧）を出力電圧Ｖｏｕｔ、スイッチング素子ＳＷの電極３２に流れる電流（同じく図１のＩＧＢＴの場合はコレクタ電流、図２のＭＯＳＦＥＴの場合はドレイン電流）を出力電流Ｉｏｕｔ、スイッチング素子ＳＷのゲート３１と電極３３間の電圧（同じく図１のＩＧＢＴの場合はゲート－エミッタ間電圧、図２のＭＯＳＦＥＴの場合はゲート－ソース間電圧）を入力電圧Ｖｉｎ、スイッチング素子ＳＷのゲート３１に流れる電流（ゲート電流）を入力電流Ｉｉｎとする。上記入力電圧Ｖｉｎはゲート３１（制御電極）の電圧（ゲート電圧）である。

【0017】

そして、係るスイッチング素子ＳＷのゲート３１は、従来では図３に示すような固定抵抗１００（入力抵抗）を介して制御装置Ｃｏｎｔ（ゲートドライバＧＤ）のターンオフ出力端子３６に接続されている。即ち、制御装置Ｃｏｎｔとスイッチング素子ＳＷのゲート３１の間に固定抵抗１００が接続される。尚、図３の例ではゲートドライバＧＤは制御装置Ｃｏｎｔの内部で接地されたスイッチＧＤＳＷ１を有している。また、図３の制御装置Ｃｏｎｔにはターンオフ出力端子３６とは別個にターンオン出力端子（図示せず）が設けられ、スイッチング素子ＳＷのゲート３１に接続されているものとする。このターンオン出力端子は、後述するように制御装置Ｃｏｎｔの内部で直流電源に接続されたスイッチから構成される。

【0018】

このような構成で、スイッチング素子ＳＷをターンオフ（オンの状態からオフ）する場合には、制御装置ＣｏｎｔのゲートドライバＧＤのスイッチＧＤＳＷ１が閉じ、ターンオフ出力端子３６の出力が接地されて「Ｌ」（Ｌｏｗ）になる。図５はスイッチング素子ＳＷの出力電圧Ｖｏｕｔの変化を示している。スイッチング素子ＳＷがターンオフされるとき、急峻なオフによって出力電圧Ｖｏｕｔは図５中破線枠Ｘ１で示す如く大きく変動し（サージ電圧）、このときの急峻な上昇によってスイッチングノイズが発生する。

【0019】

このノイズの解決策としては、固定抵抗１００として抵抗値が大きいものを接続し、スイッチング素子ＳＷのゲート３１部分の浮遊容量の充放電電流（入力電流Ｉｉｎ）を小さくすることで、緩やかにオフさせる方法があるが、緩やかにし過ぎると、今度はスイッチング損失が大きくなる。この様子を図６に示す。図６は時刻ｔ１で制御装置Ｃｏｎｔのターンオフ出力端子３６の出力が「Ｌ」になった場合である。図６でＸ２はスイッチング損失、Ｘ３は導通損失である。スイッチング損失Ｘ２は出力電圧Ｖｏｕｔ×出力電流Ｉｏｕｔであるため、オンからオフに切り替わる時間が長くなると、スイッチング損失Ｘ２が大きくなる（ターンオン時も同様）。

【0020】

図７は、異なる抵抗値の固定抵抗１００を取り替えて接続した場合のスイッチングノイズとスイッチング損失の変化を示している。抵抗値が大きい固定抵抗１００を使用する程、スイッチング損失が大きくなり、抵抗値が小さい固定抵抗１００を使用する程、スイッチングノイズが大きくなる。即ち、スイッチングノイズとスイッチング損失はトレードオフの関係にある。

【0021】

そこで、負荷電流の大小や、スイッチング周波数の大小、素子の温度の高低、或いは、時間に応じてスイッチング素子ＳＷのゲート３１と制御装置Ｃｏｎｔのターンオフ出力端子３６間の抵抗の抵抗値を切り換える方策が提案されている（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0022】

【特許文献1】特開２００２－１９９７００号公報

【特許文献2】特開２０１０－２０６８８９号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0023】

しかしながら、係る従来の方策では抵抗の抵抗値を的確に切り換えてスイッチングノイズとスイッチング損失の双方を効果的に改善することは困難であった。

【0024】

本発明は、係る従来の技術的課題を解決するためになされたものであり、スイッチング素子におけるスイッチングノイズとスイッチング損失の双方を効果的に改善することができる電力変換装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0025】

本発明の電力変換装置は、電力変換用のスイッチング素子と、このスイッチング素子の制御電極への電圧供給により、当該スイッチング素子をスイッチングするものであって、スイッチング素子の制御電極の電圧である入力電圧に応じて出力信号が切り替わる入力電圧検出部を備え、制御装置は、スイッチング素子の制御電極に接続されたターンオフ出力端子と、入力電圧検出部の出力信号が入力される出力モード切替入力端子を有し、この出力モード切替入力端子に入力される信号に基づき、ターンオフ出力端子の出力モードを切り換えることを特徴とする。

【0026】

請求項２の発明の電力変換装置は、上記発明において制御装置のターンオフ出力端子とスイッチング素子の制御電極間に接続された抵抗器を備え、入力電圧検出部は、スイッチング素子のターンオフから当該スイッチング素子の入力電圧が所定値に低下するまでは第１の出力信号を出力し、スイッチング素子の入力電圧が前記所定値以下となった場合は第２の出力信号を出力すると共に、制御装置は、入力電圧検出部の第１の出力信号に基づき、ターンオフ出力端子を、スイッチング素子の制御電極の電流である入力電流が所定の大きい値となる出力モードとし、入力電圧検出部の第２の出力信号に基づき、ターンオフ出力端子を、入力電流が所定の小さい値となる出力モードに切り換えることを特徴とする。

【0027】

請求項３の発明の電力変換装置は、上記発明においてスイッチング素子のターンオフの開始後、スイッチング素子の入力電圧は低下していくと共に、前記所定値は、スイッチング素子の出力電圧が電源電圧に到達するタイミングにおける入力電圧の値Ｐ１より高く、スイッチング素子の入力電圧の低下度合いが急峻となる方向に変化するタイミングにおける当該入力電圧の値Ｐ２の手前に所定の余裕度αを考慮した値Ｐ２＋α以下の範囲で設定されることを特徴とする。

【0028】

請求項４の発明の電力変換装置は、上記発明において前記所定値は、スイッチング素子の入力電圧の値Ｐ２に設定されることを特徴とする。

【0029】

請求項５の発明の電力変換装置は、請求項２乃至請求項４の発明において制御装置は、複数のターンオフ出力端子を有し、各ターンオフ出力端子とスイッチング素子の制御電極間には抵抗がそれぞれ接続されており、出力モード切替入力端子に入力される信号に基づき、制御装置は各ターンオフ出力端子の出力状態を切り換えることで出力モードを切り換えることを特徴とする。

【0030】

請求項６の発明の電力変換装置は、請求項２又は請求項３の発明において入力電圧検出部は、第１の抵抗及び第２の抵抗から成る第１の直列回路と、半導体スイッチと第３の抵抗から成る第２の直列回路を備え、第１の直列回路と第２の直列回路が並列に接続され、第１の抵抗と第２の抵抗の接続点が半導体スイッチの制御電極に接続されており、半導体スイッチと第３の抵抗との接続点が制御装置の出力モード切替入力端子に接続され、スイッチング素子の入力電圧が前記所定値より高い場合、半導体スイッチ素子はオンして第１の出力信号を出力し、前記所定値以下となった場合に、半導体スイッチがオフして第２の出力信号を出力することを特徴とする。

【発明の効果】

【0031】

ここで、図８は図３の場合（固定抵抗１００の場合）のスイッチング素子ＳＷのターンオフ開始後の出力電圧Ｖｏｕｔ、出力電流Ｉｏｕｔ、入力電圧Ｖｉｎの変化を示している。尚、図中Ｖｔｈはスイッチング素子ＳＷのターンオフ閾値電圧である。

【0032】

図８の時刻ｔ１で制御装置ＣｏｎｔのゲートドライバＧＤのスイッチＧＤＳＷ１が閉じ、ターンオフ出力端子３６が接地されて出力が「Ｌ」になると（ターンオフ開始）、時刻ｔ１から時刻ｔ２までは入力電圧Ｖｉｎが比較的早くに低下するが、出力電流Ｉｏｕｔと出力電圧Ｖｏｕｔは殆ど変化がない。

【0033】

時刻ｔ２以後の期間（１）では、入力電圧Ｖｉｎの低下度合いが緩慢となるが、出力電流Ｉｏｕｔは徐々に低下し始め、出力電圧Ｖｏｕｔは０から徐々に上昇し始める。従って、ここからスイッチング損失（出力電圧Ｖｏｕｔ×出力電流Ｉｏｕｔ）が発生し始める。その後、時刻ｔ３になると出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔは急激に変化し、やがて出力電圧Ｖｏｕｔは電源電圧Ｖｄｃを超える（このタイミングの入力電圧Ｖｉｎの値をＰ１とする）と共に、出力電流Ｉｉｎは急激に低下するようになる。このときの出力電流Ｉｏｕｔの変化が急峻になる程、スイッチングノイズが発生するものであるが、この時刻ｔ３のタイミングで入力電圧Ｖｉｎは値Ｐ２に低下し、値Ｐ２以後（時刻ｔ３以後）の期間（２）では、入力電圧Ｖｉｎの低下度合いが急峻となる方向に変化するようになる。そして、時刻ｔ４でスイッチング素子ＳＷのターンオフ閾値電圧Ｖｔｈまで入力電圧Ｖｉｎが低下すると、スイッチング素子ＳＷがターンオフ完了することになる。出力電圧Ｖｏｕｔは一旦電源電圧Ｖｄｃを超えて時刻ｔ４でピークとなった後、電源電圧Ｖｄｃまで低下する（図８）。

【0034】

上記のようにスイッチング素子ＳＷのターンオフ開始後、各電圧・電流が変化するので、図８の期間（１）が長い程、スイッチング損失が大きくなる。一方、期間（１）では出力電圧Ｖｏｕｔの変化は緩慢であるので、期間（１）の長短によるスイッチングノイズへの影響はない。また、期間（２）では出力電流Ｉｏｕｔが急激に変化するため、期間（２）が短いほど、出力電流Ｉｏｕｔの下降度合いが急峻となり、スイッチングノイズが増加してしまう。

【0035】

他方、上記期間（１）と期間（２）で、スイッチング素子ＳＷの入力電圧Ｖｉｎの低下度合いが大きく変化するので、上記値Ｐ２に基づいて期間（１）と期間（２）をすみ分けることが可能である。

【0036】

そこで、本発明では電力変換用のスイッチング素子と、このスイッチング素子の制御電極への電圧供給により、当該スイッチング素子をスイッチングする制御装置を備えた電力変換装置において、スイッチング素子の制御電極の電圧である入力電圧（上記Ｖｉｎ）に応じて出力信号が切り替わる入力電圧検出部を設けると共に、制御装置が、スイッチング素子の制御電極に接続されたターンオフ出力端子と、入力電圧検出部の出力信号が入力される出力モード切替入力端子を有し、この出力モード切替入力端子に入力される信号に基づき、ターンオフ出力端子の出力モードを切り換えるようにした。

【0037】

例えば、請求項２の発明の如く、スイッチング素子のターンオフから当該スイッチング素子の入力電圧Ｖｉｎが所定値Ｖｉｎ１に低下するまでは抵抗切換回路の抵抗値を所定の小さい値とし、所定値Ｖｉｎ１以下となった場合、抵抗切換回路の抵抗値を所定の大きい値に切り換える。

【0038】

そして、請求項３の発明の如く前記所定値Ｖｉｎ１を、スイッチング素子の出力電圧Ｖｏｕｔが電源電圧に到達するタイミングにおける入力電圧Ｖｉｎの値Ｐ１より高く、スイッチング素子の入力電圧Ｖｉｎの低下度合いが急峻となる方向に変化するタイミングにおける当該入力電圧Ｖｉｎの値Ｐ２の手前に所定の余裕度αを考慮した値Ｐ２＋α以下の範囲で設定する。より好ましくは、請求項４の発明の如く前記所定値Ｖｉｎ１を、スイッチング素子の入力電圧Ｖｉｎの値Ｐ２に設定する。

【0039】

このようにすれば、図８の期間（１）では前述したスイッチング素子の入力電流Ｉｉｎが大きくなって期間（１）が短くなり（早く入力電圧Ｖｉｎが所定値Ｖｉｎ１まで低下する）、それによりスイッチング損失（＝Ｖｏｕｔ×Ｉｏｕｔ）が小さくなり、期間（２）では入力電流Ｉｉｎが小さくなって期間（２）が長くなり、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流Ｉｏｕｔの急峻な変化が抑制されて、スイッチングノイズが小さくなる。

【0040】

これにより、スイッチング素子におけるスイッチングノイズとスイッチング損失の双方を効果的に改善することができるようになる。また、期間（１）と期間（２）を全体として短くすることも可能となるので、スイッチング素子のターンオフ遅延時間も改善することが可能となる。

【0041】

この場合、請求項５の発明の如く制御装置が、複数のターンオフ出力端子を有し、各ターンオフ出力端子とスイッチング素子の制御電極間には抵抗をそれぞれ接続する。そして、出力モード切替入力端子に入力される信号に基づき、制御装置が各ターンオフ出力端子の出力状態を切り換えることで出力モードを切り換えるようにする。

【0042】

このような構成とすることで、入力電圧Ｖｉｎを検出する入力電圧検出部と、入力電流Ｉｉｎを調整するための抵抗を独立させることができるようになるので、回路部品の変更に対応し易くなる利点がある。

【0043】

また、請求項６の発明の如く入力電圧検出部を、第１の抵抗及び第２の抵抗から成る第１の直列回路と、半導体スイッチと第３の抵抗から成る第２の直列回路から構成し、第１の直列回路と第２の直列回路を並列に接続し、第１の抵抗と第２の抵抗の接続点を半導体スイッチの制御電極に接続すると共に、半導体スイッチと第３の抵抗との接続点を制御装置の出力モード切替入力端子に接続し、スイッチング素子の入力電圧Ｖｉｎが所定値Ｖｉｎ１より高い場合、半導体スイッチ素子がオンして第１の出力信号を出力し、所定値Ｖｉｎ１以下となった場合に、半導体スイッチがオフして第２の出力信号を出力するようにすれば、入力電圧検出部の第１の抵抗と第２の抵抗から成る第１の直列回路でスイッチング素子の入力電圧Ｖｉｎを検出し、この検出した入力電圧Ｖｉｎに応じて半導体スイッチをオン／オフすることができるようになる。

【0044】

そして、検出した入力電圧Ｖｉｎが所定値Ｖｉｎ１より高い場合、半導体スイッチがオンして第１の出力信号を出力し、それにより制御装置がターンオフ出力端子を、入力電流Ｉｉｎが所定の大きい値となる出力モードとし、所定値Ｖｉｎ１以下となった場合は、半導体スイッチがオフして第２の出力信号を出力し、それにより制御装置がターンオフ出力端子を、入力電流Ｉｉｎが所定の小さい値となる出力モードとすることができるようになる。

【図面の簡単な説明】

【0045】

【図1】本発明を適用する電力変換装置の一例であるインバータの電気回路図である。

【図2】本発明を適用する電力変換装置の他の例であるコンバータの電気回路図である。

【図3】スイッチング素子のターンオフ時の従来の動作を説明するための電気回路図である。

【図4】図３のスイッチング素子の各部の電圧・電流を説明する図である。

【図5】スイッチング素子のターンオフ時の出力電圧Ｖｏｕｔの変化を説明する図である。

【図6】スイッチング素子のスイッチング損失を説明する図である。

【図7】スイッチング素子の制御電極に接続する固定抵抗を変更していった場合のスイッチングノイズとスイッチング損失の関係を説明する図である。

【図8】図３のスイッチング素子のターンオフ開始後の各部の電圧・電流の変化を説明する図である。

【図9】本発明を説明するための電力変換装置のスイッチング素子と制御装置、及び、入力電圧検出部器の電気回路図である。

【図10】図９の入力電圧検出部の具体的構成を説明する図である。

【図11】図９（図１０）と図３の場合のスイッチングノイズとスイッチング損失の関係を説明する図である。

【図12】図１１の破線枠Ｘ４部分の拡大図である。

【図13】スイッチング素子のターンオフ遅延時間を説明する図である。

【図14】図９（図１０）と図３の場合のスイッチングノイズとターンオフ遅延時間の関係を説明する図である。

【図15】図９（図１０）と図３の場合のスイッチング損失とターンオフ遅延時間の関係を説明する図である。

【発明を実施するための形態】

【0046】

以下、本発明の実施の形態について、図面に基づき詳細に説明する。図９は本発明を適用した一実施例の電力変換装置１のスイッチング素子ＳＷと制御装置Ｃｏｎｔ、及び、入力電圧検出部３７の電気回路図である。尚、以下の図面において、図３と同一符号で示すものは同一若しくは同様の機能を奏するものとする。そして、本発明においても適用される電力変換装置１は、図１のインバータＩＶや図２のコンバータＣＶであるものとする。

【0047】

本発明における制御装置Ｃｏｎｔ１は、複数のターンオフ出力端子３８、３９（実施例ではターンオフ出力端子１とターンオフ出力端子２）と、出力モード切替入力端子４１を有する構成である。尚、この制御装置Ｃｏｎｔ１は図１の制御装置３や図２の制御装置２６を意味し、制御装置Ｃｏｎｔ１が有するゲートドライバＧＤは、図１のゲートドライバ１８や図２のゲートドライバ２７を意味するものとする。

【0048】

そして、制御装置Ｃｏｎｔ１は、出力モード切替入力端子４１に入力される信号がＨｉｇｈ（「Ｈ」）であるか、Ｌｏｗ（「Ｌ」）であるかで各ターンオフ出力端子３８、３９の出力モードを切り換える。即ち、実施例では出力モード切替入力端子４１に入力される信号が「Ｌ」である場合、制御装置Ｃｏｎｔ１は両ターンオフ出力端子３８、３９を内部で接地して出力を「Ｌ」とする第１の出力モードとし、出力モード切替入力端子４１に入力される信号が「Ｈ」である場合、制御装置Ｃｏｎｔ１はターンオフ出力端子３８のみを内部で接地して出力を「Ｌ」とし、ターンオフ出力端子３９は接地しない第２の出力モードとする。

【0049】

各ターンオフ出力端子３８、３９には、第１の抵抗４２と第２の抵抗４３がそれぞれ接続されており、これら第１の抵抗４２と第２の抵抗４３は、共にスイッチング素子ＳＷのゲート３１に接続されている。即ち、ターンオフ出力端子３８とスイッチング素子ＳＷのゲート３１の間に第１の抵抗４２が接続され、ターンオフ出力端子３９とスイッチング素子ＳＷのゲート３１の間に第２の抵抗４３が接続されたかたちとなる。

【0050】

また、スイッチング素子ＳＷのゲート３１と制御装置Ｃｏｎｔ１の出力モード切替入力端子４１の間には、入力電圧検出部３７が接続される。図１０にこの入力電圧検出部３７の具体的な回路の一例を示している。尚、この図において、図９と同一符号で示すものは同一とする。実施例の場合、入力電圧検出部３７は第３の抵抗４４及び第４の抵抗４５から成る第１の直列回路４６と、半導体スイッチ４７（実施例ではＭＯＳＦＥＴ）と第５の抵抗４８から成る第２の直列回路４９を有している（図１０）。

【0051】

この場合、第３の抵抗４４の一端が第４の抵抗４５の一端に接続され、第３の抵抗４４の他端はスイッチング素子ＳＷのゲート３１に接続され、第４の抵抗４５の他端はスイッチング素子ＳＷの電極３３に接続されている。また、第５の抵抗４８の一端は直流電源に接続され、他端は半導体スイッチ４７のドレインに接続されている。

【0052】

半導体スイッチ４７のソースはスイッチング素子ＳＷの電極３３に接続され、半導体スイッチ４７のゲートには第３の抵抗４４と第４の抵抗４５の接続点が接続されている。また、半導体スイッチ４７と第５の抵抗４８の接続点が制御装置Ｃｏｎｔ１の出力モード切替入力端子４１に接続されている。

【0053】

そして、第３の抵抗４４と第４の抵抗４５の抵抗値、及び、半導体スイッチ４７は、スイッチング素子ＳＷの入力電圧Ｖｉｎが前述した所定値Ｖｉｎ１より高い場合に半導体スイッチ４７がオンし、所定値Ｖｉｎ１以下となった場合に半導体スイッチ４７がオフするように設定されている。

【0054】

ここで、上記所定値Ｖｉｎ１を、スイッチング素子ＳＷの出力電圧Ｖｏｕｔが電源電圧Ｖｄｃに到達するタイミングにおける入力電圧Ｖｉｎの値Ｐ１より高く、スイッチング素子ＳＷの入力電圧Ｖｉｎの低下度合いが急峻となる方向に変化するタイミングにおける当該入力電圧Ｖｉｎの値Ｐ２の手前に所定の余裕度αを考慮した値Ｐ２＋α以下の範囲で設定する。尚、実施例では前記所定値Ｖｉｎ１を、スイッチング素子ＳＷの入力電圧Ｖｉｎの値Ｐ２に設定するものとする。

【0055】

次に、同じく図８を参照しながら図１０（図９）の電力変換装置１の動作を説明する。先ず、入力電圧検出部３７の第３の抵抗４４と第４の抵抗４５から成る第１の直列回路４６は、スイッチング素子ＳＷの入力電圧Ｖｉｎの分圧回路となるので、第３の抵抗４４と第４の抵抗４５の接続点には入力電圧Ｖｉｎに比例した電圧が現れる。即ち、第１の直列回路４６がスイッチング素子ＳＷの入力電圧Ｖｉｎの検出器になり、この検出した入力電圧Ｖｉｎ（分圧した値）により、半導体スイッチ４７がオン／オフされることになる。

【0056】

同様に図８の時刻ｔ１で制御装置Ｃｏｎｔ１がスイッチング素子ＳＷのターンオフを開始するものとすると、図８の時刻ｔ１ではスイッチング素子ＳＷの入力電圧Ｖｉｎは所定値Ｖｉｎ１より高いので、入力電圧検出部３７の半導体スイッチ４７はオンしており、制御装置Ｃｏｎｔ１の出力モード切替入力端子４１に入力される信号は「Ｌ」となる。これが本発明における第１の出力信号となる。制御装置Ｃｏｎｔ１は出力モード切替入力端子４１に入力される信号「Ｌ」（入力電圧検出部３７が出力する第１の出力信号）に基づき、前述した如く両ターンオフ出力端子３８、３９を内部で接地して出力を「Ｌ」とし、出力状態を第１の出力モードとする。

【0057】

この第１の出力モードでは、第１の抵抗４２と第２の抵抗４３がスイッチング素子ＳＷのゲート３１並列に接続されたかたちとなるので、その抵抗値（並列接続の第１の抵抗４２と第２の抵抗４３の合成抵抗値）は小さくなる。抵抗値が小さくなると、スイッチング素子ＳＷの入力電流Ｉｉｎが大きくなるので、図８の期間（１）は短くなる（早く入力電圧Ｖｉｎが所定値Ｖｉｎ１まで低下する）。期間（１）が短くなると、スイッチング素子ＳＷのスイッチング損失（＝Ｖｏｕｔ×Ｉｏｕｔ）は小さくなる。この場合、期間（１）では出力電圧Ｖｏｕｔの変化は緩慢であるので、期間（１）短くなってもスイッチングノイズへの影響はない。

【0058】

その後、時刻ｔ３でスイッチング素子ＳＷの入力電圧Ｖｉｎが所定値Ｖｉｎ１以下になると、入力電圧検出部３７の半導体スイッチ４７がオフするので、制御装置Ｃｏｎｔ１の出力モード切替入力端子４１に入力される信号は「Ｈ」となる。これが本発明における第２の出力信号となる。制御装置Ｃｏｎｔ１は出力モード切替入力端子４１に入力される信号「Ｈ」（入力電圧検出部３７が出力する第２の出力信号）に基づき、前述した如くターンオフ出力端子３８のみを内部で接地して出力を「Ｌ」とし、ターンオフ出力端子３９は接地しないことで出力状態を第２の出力モードとする。

【0059】

これにより、第１の抵抗４２のみがスイッチング素子ＳＷのゲート３１と制御装置Ｃｏｎｔ１のターンオフ出力端子３８間に接続されるかたちとなるので、その抵抗値（第１の抵抗４２のみの抵抗値）は大きくなる。抵抗値が大きくなると、スイッチング素子ＳＷの入力電流Ｉｉｎが小さくなるので図８の期間（２）が長くなり、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流Ｉｏｕｔの急峻な変化が抑制され、スイッチングノイズが小さくなる。これにより、スイッチング素子ＳＷにおけるスイッチングノイズとスイッチング損失の双方を効果的に改善することができるようになる。但し、期間（２）が長くなり過ぎると、ここでのスイッチング損失が増えるため、ノイズと損失のバランスで第１の抵抗４２の抵抗値を決定するものとする。

【0060】

図１１中のＹ１は、図１０（図９）の各抵抗４２、４３の抵抗値を取り替えて接続した場合のスイッチングノイズとスイッチング損失の変化を示し、Ｙ２は図７に示した異なる抵抗値の固定抵抗１００（図３）を取り替えて接続した場合のスイッチングノイズとスイッチング損失の変化を示している。また、図１２は図１１中の破線枠Ｘ４部分を拡大して示している。

【0061】

図１１、図１２から明らかな如く、図１０（図９）の実施例における電力変換装置１の場合、図３の場合に比してスイッチングノイズ、スイッチング損失共に低下していることが分かる。即ち、図１２において、図３の固定抵抗１００の場合のスイッチングノイズ、スイッチング損失の値Ｙ２に着目すると、図１０（図９）の実施例の電力変換装置１によれば、同じスイッチング損失でもスイッチングノイズを小さくし（Ｙ１１）、同じスイッチングノイズでもスイッチング損失を小さくすることができている（Ｙ１２）。

【0062】

また、図１０（図９）の実施例における電力変換装置１の場合、図３の固定抵抗１００に比してスイッチング素子ＳＷのターンオフ遅延時間も改善することができる。ここで、ターンオフ遅延時間とは、図１３に示すようなスイッチング素子ＳＷのターンオフの開始から完了までに要する時間であり、この遅延時間が長くなると故障する可能性が大きくなる。

【0063】

図１４中のＹ３は、図１０（図９）の電力変換装置１の抵抗４２、４３の抵抗値を取り替えて接続した場合のスイッチングノイズとターンオフ遅延時間の変化を示し、Ｙ４は図３の固定抵抗１００を異なる抵抗値のものに取り替えて接続した場合のスイッチングノイズとターンオフ遅延時間の変化を示している。この図１４から明らかな如く、Ｙ３の方がスイッチングノイズとターンオフ遅延時間の双方を、Ｙ４よりも０、０に近づけることができるので、図１０（図９）の電力変換装置１の方が、スイッチングノイズとターンオフ遅延時間の双方を改善することができることが分かる。

【0064】

また、図１５中のＹ５は、図１０（図９）の電力変換装置１の各抵抗４２、４３の抵抗値を取り替えて接続した場合のスイッチング損失とターンオフ遅延時間の変化を示し、Ｙ６は図３の固定抵抗１００を異なる抵抗値のものに取り替えて接続した場合のスイッチング損失とターンオフ遅延時間の変化を示している。この図１５から明らかな如く、同じスイッチング損失で比較すると、Ｙ５の方がターンオフ遅延時間が短くなることが分かる。また、図１５からターンオフ遅延時間とスイッチング損失は相関が高いことが分かる。よって、スイッチングノイズを抑制しながら、スイッチング損失と共にターンオフ遅延時間も抑制できる。

【0065】

これは、図８の期間（２）を長くするものの、期間（１）はそれ以上に短くできるので、期間（１）と期間（２）を全体としては短くすることが可能となるからである。

【0066】

特に、図１０（図９）の電力変換装置１によれば、入力電圧Ｖｉｎを検出する入力電圧検出部３７と、入力電流Ｉｉｎを調整するための第１の抵抗４２、第２の抵抗４３を独立させることができるようになるので、半導体スイッチ４９の変更等の回路部品の変更に対応し易くなる利点がある。

【0067】

尚、上記実施例で示した入力電圧検出部３７の具体的な電気回路は、請求項１～請求項３の発明については、それらに限定されるものではなく、例えば、ＯＰアンプを用いたコンパレータ等で入力電圧検出部を構成してもよい。また、制御装置Ｃｏｎｔ１のターンオフ出力端子３８、３９や抵抗４２、４３の接続構成等についても、それに限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。

【0068】

更に、実施例ではインバータやコンバータを例にとって説明したが、それに限らず、自己消弧型のスイッチング素子を使用する各種電力変換装置に本発明は有効である。

【符号の説明】

【0069】

ＣＶ コンバータ
Ｃｏｎｔ１、３、２６ 制御装置
ＧＤ、１８、２７ ゲートドライバ
ＩＶ インバータ
ＳＷ、８Ａ～８Ｆ、２４ スイッチング素子
１ 電力変換装置
３１ ゲート（制御電極）
３７ 入力電圧検出部
３８、３９ ターンオフ出力端子
４２ 第１の抵抗
４３ 第２の抵抗
４４ 第３の抵抗
４５ 第４の抵抗
４６ 第１の直列回路
４７ 半導体スイッチ
４８ 第５の抵抗
４９ 第２の直列回路

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】