特開 2024-120784 誘導加熱クッキングヒータ用高周波インバータ

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024120784

(43)【公開日】2024-09-05

(54)【発明の名称】誘導加熱クッキングヒータ用高周波インバータ

(51)【国際特許分類】

   H05B 6/12 20060101AFI20240829BHJP

【ＦＩ】

H05B6/12 320

【審査請求】未請求

【請求項の数】12

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2023027842

(22)【出願日】2023-02-24

(71)【出願人】

【識別番号】504150450

【氏名又は名称】国立大学法人神戸大学

(74)【代理人】

【識別番号】110000822

【氏名又は名称】弁理士法人グローバル知財

(72)【発明者】

【氏名】大森 英樹

(72)【発明者】

【氏名】三島 智和

(72)【発明者】

【氏名】友安 悠嘉

【テーマコード（参考）】

3K151

【Ｆターム（参考）】

3K151AA21

3K151AA23

3K151BA44

(57)【要約】

【課題】１石式高周波インバータに小容量のパワー半導体を補助スイッチとして付加し固定周波数動作で高周波電力制御を行い、スイッチの耐圧要求が低く、制御が簡単で、低コストの誘導加熱クッキングヒータ用高周波インバータを提供する。
【解決手段】電源に接続された加熱コイルＬ_Ｈと主スイッチＱの直列回路、加熱コイルと主スイッチの少なくとも何れかに並列接続された共振コンデンサＣ_１、加熱コイル又は主スイッチに並列接続された補助スイッチＱ_Ｓと定電圧コンデンサＣ_Ｓの直列回路、および、主スイッチと補助スイッチを駆動制御する制御回路を備える。定電圧コンデンサＣ_Ｓの容量は、共振コンデンサＣ_１の容量の１０倍以上である。そして、制御回路は、主スイッチと補助スイッチの各導通時間の和を略一定に保ちながら交互に導通させ各導通時間を制御して電力制御を行う。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

電源に接続された加熱コイルと主スイッチの直列回路、前記加熱コイルと前記主スイッチの少なくとも何れかに並列接続された共振コンデンサ、前記加熱コイル又は前記主スイッチに並列接続された補助スイッチと定電圧コンデンサの直列回路、および、前記主スイッチと前記補助スイッチを駆動制御する制御回路を備え、
前記定電圧コンデンサの容量は、前記共振コンデンサの容量の１０倍以上であり、
前記制御回路は、前記主スイッチと前記補助スイッチの各導通時間の和を略一定に保ちながら交互に導通させ前記各導通時間を制御して電力制御を行うことを特徴とする誘導加熱クッキングヒータ用高周波インバータ。

【請求項2】

電源に接続された入力コイルと主スイッチの直列回路、前記入力コイルと前記主スイッチの少なくとも何れかに並列接続された第一の共振コンデンサ、前記入力コイル又は前記主スイッチに並列接続された補助スイッチと定電圧コンデンサの直列回路、前記入力コイル又は前記主スイッチに並列接続された加熱コイルと第二の共振コンデンサの直列回路、および、前記主スイッチと前記補助スイッチを駆動制御する制御回路を備えたことを特徴とする誘導加熱クッキングヒータ用高周波インバータ。

【請求項3】

前記制御回路は、前記主スイッチと前記補助スイッチの各導通時間の和を略一定に保ちながら交互に導通させ前記各導通時間を制御して電力制御を行うことを特徴とする請求項２に記載の誘導加熱クッキングヒータ用高周波インバータ。

【請求項4】

前記定電圧コンデンサの容量は、前記第一の共振コンデンサの容量の１０倍以上であることを特徴とする請求項２又は３に記載の誘導加熱クッキングヒータ用高周波インバータ。

【請求項5】

前記加熱コイルと前記共振コンデンサの回路定数は、前記補助スイッチの導通時間が略ゼロのときに定格電力となるように設定されたことを特徴とする請求項１に記載の誘導加熱クッキングヒータ用高周波インバータ。

【請求項6】

前記加熱コイル、前記入力コイル、前記第一および第二の共振コンデンサの回路定数は、前記補助スイッチの導通時間が略ゼロのときに定格電力となるように設定されたことを特徴とする請求項２又３に記載の誘導加熱クッキングヒータ用高周波インバータ。

【請求項7】

前記制御回路は、前記加熱コイルの立ち上がりの電圧ゼロクロス点から第一の遅延時間で前記主スイッチをターンオンさせ、前記主スイッチのターンオフから第二の遅延時間で前記補助スイッチをターンオンさせるように動作することを特徴とする請求項１に記載の誘導加熱クッキングヒータ用高周波インバータ。

【請求項8】

前記制御回路は、前記加熱コイルの立ち上がりの電圧ゼロクロス点から第一の遅延時間で前記主スイッチをターンオンさせ、前記加熱コイルの立ち下がりの電圧ゼロクロス点から第二の遅延時間で前記補助スイッチをターンオンさせるように動作することを特徴とする請求項１に記載の誘導加熱クッキングヒータ用高周波インバータ。

【請求項9】

前記制御回路は、前記入力コイルの立ち上がりの電圧ゼロクロス点から第一の遅延時間で前記主スイッチをターンオンさせ、前記主スイッチのターンオフから第二の遅延時間で前記補助スイッチをターンオンさせるように動作することを特徴とする請求項２に記載の誘導加熱クッキングヒータ用高周波インバータ。

【請求項10】

前記制御回路は、前記入力コイルの立ち上がりの電圧ゼロクロス点から第一の遅延時間で前記主スイッチをターンオンさせ、前記入力コイルの立ち下がりの電圧ゼロクロス点から第二の遅延時間で前記補助スイッチをターンオンさせるように動作することを特徴とする請求項２に記載の誘導加熱クッキングヒータ用高周波インバータ。

【請求項11】

前記第一の遅延時間および前記第二の遅延時間は、前記加熱コイルと前記共振コンデンサの共振周期の略４分の１であることを特徴とする請求項７又は８に記載の誘導加熱クッキングヒータ用高周波インバータ。

【請求項12】

前記第一の遅延時間および前記第二の遅延時間は、前記入力コイルと、前記第一および第二の共振コンデンサとの直列回路との共振周期の略４分の１であることを特徴とする請求項９又は１０に記載の誘導加熱クッキングヒータ用高周波インバータ。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、誘導加熱（ＩＨ；Induction Heating）クッキングヒータ用高周波インバータに関するものである。

【背景技術】

【0002】

誘導加熱クッキングヒータ用高周波インバータは、従来、複数のパワー半導体を用いたブリッジインバータで実用化されている（例えば、非特許文献１を参照）。従来のクッキングヒータの場合、異なる周波数で動作する複数のＩＨデバイス（鍋など）の間には、動作周波数の偏差により可聴音（干渉音）が発生しやすい。そのため、従来のクッキングヒータでは、鍋からの騒音をなくすため可聴域以上の加熱周波数を用いている。
しかしながら、加熱周波数が変動すると、隣り合うバーナ間の加熱周波数の差が可聴域に入って騒音となる。そのため、従来からブリッジインバータの位相差制御などによって周波数が略一定（固定周波数）で電力可変制御などができる制御方式を用いてきた。
一方、固有抵抗が小さいアルミ鍋を加熱する誘導加熱クッキングヒータの場合には、加熱コイルのアンペアターン（コイル電流×コイル巻数）を大きくするために加熱コイル電圧が極めて高くなる。そのため、ブリッジインバータの電源クランプ機能でパワー半導体には高電圧が印加されないようにしていた。

【0003】

図１２（１）に示すような従来のブリッジインバータは、使用するパワー半導体の素子数が多い（Ｑ_１～Ｑ_４）ため、大型で高価になっていた。一方、図１２（２）に示すような単一のパワー半導体で高周波電力を発生する１石式高周波インバータは、小型で安価であるが、周波数可変による電力制御しかできないために、鍋からの騒音の問題が解決できないという問題があった。また、アルミ鍋加熱対応の従来のクッキングヒータでは、パワー半導体素子に過大な電圧が印加されるために、耐圧破壊を生じるという課題があった。

【0004】

特許文献１には、照明分野の電源装置において、１石式高周波インバータを用いて、主スイッチが実質的にゼロ電圧スイッチングを行う所定の周波数で主スイッチを制御すると共に、そのオンデューティを変化させてインバータの出力を調整して調光する回路が開示されている。

【0005】

また、特許文献２には、固定周波数動作の１石式高周波インバータの制御回路が開示されている。特許文献２の１石式高周波インバータでは、インバータ回路の動作周期に対するパワー半導体の主スイッチのオン時間の比である導通比を変化させ、主スイッチのオフ期間に補助スイッチを投入して、加熱コイルと並列接続されている第一共振コンデンサと併用して共振特性インピーダンスを下げ、加熱コイルへの共振電流実効値を増幅させることにより電力制御を行っている。
しかしながら、主スイッチ（第一スイッチング素子）の電圧波形（特許文献２の図２のＶ_ｃｅ１）には、Ｔ_on2の期間に共振の影響を受けて上に膨らんだ弧が描かれているとおり、補助スイッチ（第二スイッチング素子）と直列接続されるコンデンサ（第二共振コンデンサ）は、インバータの動作周波数に対し加熱コイルとの共振動作が認められる大きさである。つまり、補助スイッチ（第二スイッチング素子）と直列接続されるコンデンサ（第二共振コンデンサ）は、加熱コイルと並列接続されている第一共振コンデンサと同じオーダの容量であり、少なくとも主スイッチのクランプ効果は弱いといった問題がある。加熱コイルとの共振動作があると、主スイッチの耐圧を高くする必要があり、高価なパワー半導体素子を用いる必要があった。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0006】

【特許文献1】特開平７－１４７７７６号公報

【特許文献2】特開平９－２４５９５３号公報

【非特許文献】

【0007】

【非特許文献1】H. Shoji et al., " Buck-Boost-Full-Bridge Inverter forAll-Metals Induction Heating Cookers″，IEEJ Journal of IA, Vol.5 No.4．

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0008】

上述の如く、特許文献４の１石式高周波インバータでは、インバータ回路の動作周期に対するパワー半導体の主スイッチのオン時間の比である導通比を変化させることで電力制御を行っているが、かかる電力制御を簡易化し、また、加熱コイルとの共振動作を無くして上記のような共振電流実効値を増幅の効果をなくし、主スイッチのオフ電圧（耐圧）を下げて、主スイッチの耐圧要求を低くして、更なる低コスト化を図る必要がある。
また、アルミ鍋加熱対応の従来のクッキングヒータでは、パワー半導体素子に過大な電圧が印加されるために耐圧破壊を生じることから、加熱コイルの高電圧がパワー半導体に印加されないようにする必要がある。

【0009】

上記課題を解決すべく、本発明は、１石式高周波インバータに小容量のパワー半導体を補助スイッチとして付加し固定周波数動作で高周波電力制御を行い、スイッチの耐圧要求が低く、制御が簡単で、低コストの誘導加熱クッキングヒータ用高周波インバータを提供することを目的とする。
また、本発明は、加熱コイルの高電圧がパワー半導体に印加されない誘導加熱クッキングヒータ用高周波インバータを提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0010】

上記課題を解決すべく、本発明の第１観点の誘導加熱クッキングヒータ用高周波インバータは、電源に接続された加熱コイルと主スイッチの直列回路、加熱コイルと主スイッチの少なくとも何れかに並列接続された共振コンデンサ、加熱コイル又は主スイッチに並列接続された補助スイッチと定電圧コンデンサの直列回路、および、主スイッチと補助スイッチを駆動制御する制御回路を備える。定電圧コンデンサの容量は、共振コンデンサの容量の１０倍以上である。そして、制御回路は、主スイッチと補助スイッチの各導通時間の和を略一定に保ちながら交互に導通させ各導通時間を制御して電力制御を行う。

【0011】

上記構成によれば、直列接続された加熱コイルと主スイッチ（１石式高周波インバータ）に対して、補助スイッチ（小容量のパワー半導体）と定電圧コンデンサの直列回路を、加熱コイル又は主スイッチに並列接続し、さらに共振コンデンサを加熱コイルと主スイッチの少なくとも何れかに並列接続して、主スイッチと補助スイッチを駆動し固定周波数動作で高周波電力制御を行う。定電圧コンデンサの容量は、補助スイッチのオン動作期間における主スイッチに印加される電圧が略一定になる容量、すなわち、共振コンデンサの容量の１０倍以上とすることで、主スイッチに要求される耐圧を低くでき、低コストのパワー半導体素子を用いることができる。
また、主スイッチと補助スイッチの各導通時間の和を略一定に保ちながら交互に導通させ各導通時間を制御して電力制御を行うことから、制御回路が簡単になり、低コストで回路構成を構築できる。従来のブリッジインバータより大幅に少ないパワー半導体で、誘導加熱クッキングヒータに必要な略一定加熱周波数の電力制御を可能にできるので極めて小型で安価な誘導加熱クッキングヒータ用高周波インバータを得ることができる。なお、具体的な高周波インバータの回路構成については後述する。

【0012】

ここで、加熱コイルと共振コンデンサの回路定数は、補助スイッチの導通時間が略ゼロのときに定格電力となるように設定されたことが好ましい。これにより、定格電力動作のときに補助スイッチに流れる無効電流を略ゼロにし、定格運転時の回路損失を低減する。

【0013】

制御回路は、加熱コイルの立ち上がりの電圧ゼロクロス点から第一の遅延時間で主スイッチをターンオンさせ、主スイッチのターンオフから第二の遅延時間で補助スイッチをターンオンさせるように動作することが好ましい。主スイッチを加熱コイルの電圧ゼロクロス点から一定遅延でターンオンさせ、補助スイッチを主スイッチのターンオフから一定遅延でターンオンさせることで、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）により低損失で動作させることができる。
或いは、制御回路は、加熱コイルの立ち上がりの電圧ゼロクロス点から第一の遅延時間で主スイッチをターンオンさせ、加熱コイルの立ち下がりの電圧ゼロクロス点から第二の遅延時間で補助スイッチをターンオンさせるように動作することが好ましい。主スイッチを加熱コイルの電圧ゼロクロス点から一定遅延でターンオンさせ、補助スイッチを主スイッチのターンオフから一定遅延でターンオンさせることで、さらに安定なＺＶＳにより低損失で動作させることができる。

【0014】

ここで、第一の遅延時間および第二の遅延時間は、加熱コイルと共振コンデンサの共振周期の略４分の1であることで、負荷変動などがあってもＺＶＳを確実に行うことができ低損失で動作させることができる。

【0015】

次に、本発明の第２観点の誘導加熱クッキングヒータ用高周波インバータは、電源に接続された入力コイルと主スイッチの直列回路、入力コイルと主スイッチの少なくとも何れかに並列接続された第一の共振コンデンサ、入力コイル又は主スイッチに並列接続された補助スイッチと定電圧コンデンサの直列回路、入力コイル又は主スイッチに並列接続された加熱コイルと第二の共振コンデンサの直列回路、および、主スイッチと補助スイッチを駆動制御する制御回路を備える。

【0016】

上記構成によれば、直列接続された入力コイルと主スイッチ（１石式高周波インバータ）に対して、補助スイッチ（小容量のパワー半導体）と定電圧コンデンサの直列回路を、入力コイル又は主スイッチに並列接続し、さらに第一の共振コンデンサを入力コイルと主スイッチの少なくとも何れかに並列接続し、加熱コイルと第二の共振コンデンサの直列回路を入力コイル又は主スイッチに並列接続して、主スイッチと補助スイッチを駆動し固定周波数動作で高周波電力制御を行う。
１石式高周波インバータに補助スイッチとして小容量のパワー半導体を付加して制御性を向上させたインバータに、共振回路を１つ追加することによって、加熱コイルの高電圧がパワー半導体に印加されないようにする。

【0017】

また、主スイッチ（パワー半導体素子）の電圧を励振源とした第二の共振コンデンサＣ_２と加熱コイルＬ_Ｈの直列共振によって、主スイッチの電圧より数倍～数１０倍高い電圧を加熱コイルに印加でき、主スイッチに高耐圧のパワー半導体素子を用いなくても、アルミ鍋のような軽負荷（固定抵抗が小さい）鍋をハイパワーで加熱することができる。すなわち、低いパワー半導体素子電圧で、高い加熱コイル電圧を発生させている。アルミ鍋対応クッキングヒータにおいて問題となるパワー半導体耐圧の問題を解決し、極めて小型で安価なアルミ鍋誘導加熱クッキングヒータ用高周波インバータを得ることができる。なお、具体的な高周波インバータの回路構成については後述する。

【0018】

本発明の第２観点の誘導加熱クッキングヒータ用高周波インバータにおいて、制御回路は、主スイッチと補助スイッチの各導通時間の和を略一定に保ちながら交互に導通させ各導通時間を制御して電力制御を行うことが好ましい。
主スイッチと補助スイッチの各導通時間の和を略一定に保ちながら各導通時間を制御する方が、固定周波数になるように主スイッチと補助スイッチの導通比を制御するよりも、制御が簡単であり、制御回路を簡単化でき、低コスト化が図れる。

【0019】

本発明の第２観点の誘導加熱クッキングヒータ用高周波インバータにおいて、定電圧コンデンサの容量は、第一の共振コンデンサの容量の１０倍以上であることが好ましい。
この場合、主スイッチに要求される耐圧を低くでき、低コストのパワー半導体素子を用いることができる。

【0020】

ここで、加熱コイル、入力コイル、第一および第二の共振コンデンサの回路定数は、補助スイッチの導通時間が略ゼロのときに定格電力となるように設定されたことが好ましい。これにより、定格電力動作のときに補助スイッチに流れる無効電流を略ゼロにし、定格運転時の回路損失を低減する。また、上記設計基準による回路定数により、定格動作時の加熱効率を最大にすることができる。

【0021】

制御回路は、入力コイルの立ち上がりの電圧ゼロクロス点から第一の遅延時間で主スイッチをターンオンさせ、主スイッチのターンオフから第二の遅延時間で補助スイッチをターンオンさせるように動作することが好ましい。
或いは、制御回路は、入力コイルの立ち上がりの電圧ゼロクロス点から第一の遅延時間で主スイッチをターンオンさせ、入力コイルの立ち下がりの電圧ゼロクロス点から第二の遅延時間で補助スイッチをターンオンさせるように動作することが好ましい。
ＺＶＳにより低損失で動作させることができる。

【0022】

ここで、第一の遅延時間および第二の遅延時間は、入力コイルと、第一および第二の共振コンデンサの直列回路との共振周期の略４分の1であることで、負荷変動などがあってもＺＶＳを確実に行うことができ低損失で動作させることができる。

【発明の効果】

【0023】

本発明の第１観点の誘導加熱クッキングヒータ用高周波インバータによれば、固定周波数動作で高周波電力制御を行うことができ、スイッチの耐圧要求が低く、制御が簡単で低コスト化が図れるといった効果がある。

【0024】

また、本発明の第２観点の誘導加熱クッキングヒータ用高周波インバータによれば、固定周波数動作で高周波電力制御を行うことができ、主スイッチに高耐圧のパワー半導体素子を用いなくても、アルミ鍋のような軽負荷の鍋をハイパワーで加熱でき、加熱コイルの高電圧がパワー半導体素子に印加されないといった効果がある。

【図面の簡単な説明】

【0025】

【図1】半共振タイプの高周波インバータ（第１観点）の回路構成図

【図2】半共振タイプの高周波インバータ（第１観点）のモードの説明図

【図3】半共振タイプの高周波インバータ（第１観点）の６つの動作モードの説明図

【図4】半共振タイプの高周波インバータ（第１観点）の動作波形と動作特性の説明図

【図5】半共振タイプの高周波インバータ（第１観点）の動作の遅延時間の説明図

【図6】半共振タイプの高周波インバータ（第１観点）の制御回路の一例

【図7】半共振タイプの高周波インバータ（第１観点）の回路構成例（６回路）

【図8】全共振タイプの高周波インバータ（第２観点）の回路構成の説明図

【図9】全共振タイプの高周波インバータ（第２観点）の動作特性の説明図

【図10】全共振タイプの高周波インバータ（第２観点）の回路構成例１（６回路）

【図11】全共振タイプの高周波インバータ（第２観点）の回路構成例２（６回路）

【図12】従来のブリッジインバータと1石式高周波インバータの回路構成図

【図13】従来の１石式高周波インバータの回路説明図

【図14】従来の1石式高周波インバータの動作モードの説明図

【図15】従来の1石式高周波インバータの動作波形と動作特性の説明図

【図16】従来の1石式高周波インバータにおける固定周波数制御の説明図

【発明を実施するための形態】

【0026】

まず、図１３～図１６を参照して、従来の１石式高周波インバータの動作モード、動作波形、動作特性、固定周波数制御について説明する。
図１３に示す従来の１石式高周波インバータの回路において、Ｅは直流電圧、Ｌ_Ｈは加熱コイル、Ｃ_１は共振コンデンサ、Ｑはスイッチング素子である。ここで、直流電圧Ｅは、図示しない交流電源（商用電源）、整流器、平滑回路により得られる直流電圧である。スイッチング素子Ｑは、例えば、還流用ダイオード付のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴが用いられる。誘導加熱クッキングヒータでは、加熱コイルＬ_Ｈから発生する高周波磁界が、負荷である金属を通過すると、鍋底に渦電流が誘導され、金属に流れる電流によるジュール熱で鍋が自己発熱する。

【0027】

従来の1石式高周波インバータの動作モードは、図１４（１）（２）に示すとおり、２つの動作モードがある。図１４（１）に示すモード１では、スイッチング素子Ｑがオン動作中であり、加熱コイルＬ_Ｈに直流電圧Ｅが印加され、ｉ_ＬＨとｉ_Ｑが増大する。一方、図１４（２）に示すモード２では、スイッチング素子Ｑがオフ期間中で、このオフ期間中に加熱コイルＬ_Ｈに蓄積されたエネルギーにより、共振コンデンサＣ_１とのＬＣ共振回路で共振状態になる。加熱コイルＬ_Ｈの電圧が再び直流電圧Ｅに達したときに、Ｖ_Ｑ＜０になろうとするため、スイッチング素子Ｑの還流用ダイオードが導通し、スイッチング素子Ｑはオン状態に戻ることになる。

【0028】

図１５（１）（２）は、それぞれ従来の1石式高周波インバータの動作波形と動作特性を示している。図１５（１）に示す動作波形では、スイッチング素子Ｑのオン動作期間（Ｔ_ＯＮ）とオフ動作期間（Ｔ_ＯＦＦ）が交互に繰り返す際におけるスイッチング素子Ｑを流れる電流ｉ_Ｑ、電圧ｖ_Ｑ、加熱コイルＬ_Ｈを流れるｉ_ＬＨ、共振コンデンサＣ_１の電圧ｖ_Ｃ１の動作波形を示している。スイッチング素子Ｑのオン動作期間（Ｔ_ＯＮ）を可変にし、加熱コイルＬ_Ｈの出力電力を広範囲に可変にすることができるが、図１５（２）の動作特性に示すように、スイッチング素子Ｑのオン動作期間（Ｔ_ＯＮ）とオフ動作期間（Ｔ_ＯＦＦ）の繰り返し周期ｆ（＝１／Ｔ，Ｔ＝Ｔ_ＯＮ＋Ｔ_ＯＦＦ）は、Ｔ_ＯＮの変動に伴い、周期ｆも変動する。すなわち出力電力を変化させるためには、周波数の変動は避けられない。

【0029】

図１６を参照して、従来の1石式高周波インバータにおける固定周波数制御の問題について説明する。図１６（１）は、スイッチング素子Ｑの正常なスイッチングにおける電圧ｖ_Ｑと電流ｉ_Ｑの動作波形を示している。スイッチング素子Ｑのターンオンが、ｖ_Ｑがゼロ電圧のときに行われており（ゼロ電圧スイッチング）、ターンオン損失は発生していない。スイッチング素子Ｑの損失は、ターンオフ損失と、オン電圧によるオン損失のみである。なお、ターンオフ損失は、ｖ_ＱがＬＣの共振電圧で非常に緩やかに立ち上がるため小さい。ここで、固定周波数で制御を行う場合には、図１６（１）に示すＴ_０（＝Ｔ_ＯＦＦ＋Ｔ_ＯＮ）が一定になるようにしなければならない。さらに、加熱コイルの出力電力を変化させるためには、Ｔ_ＯＮを変動する必要がある。

【0030】

例えば、固定周波数Ｔ_０で、加熱コイルの出力電力を増やすべく、Ｔ_ＯＮを長くした場合には、図１６（２）に示すように、ｖ_Ｑがゼロ電圧ではないときにスイッチングが行われ、ターンオン損失が発生する。また、固定周波数Ｔ_０で、加熱コイルの出力電力を下げるべく、Ｔ_ＯＮを短くした場合には、図１６（３）のとおり、ｖ_Ｑがゼロ電圧ではないところにあるため、ターンオン時に共振コンデンサＣ_１の短絡電流が流れてターンオン損失が発生する。このように、従来の1石式高周波インバータで固定周波数制御を行う場合には、過大なスイッチング損失の発生、安全動作領域(Safe Operation Area)外での使用によるスイッチング素子の破壊、ノイズの増大を招くことになる。

【0031】

以下に説明する本発明の誘導加熱クッキングヒータ用高周波インバータでは、スイッチング損失が少なく、固定周波数動作かつ主スイッチのオン時比率制御（パルス幅変調：ＰＷＭ）で、高周波電力制御を行うことができるものである。以下では、本発明の実施形態の一例を、図面を参照しながら詳細に説明していく。なお、本発明の範囲は、以下の実施例や図示例に限定されるものではなく、幾多の変更及び変形が可能である。

【実施例0032】

本発明の第１観点の高周波インバータの一実施形態について、図１～図６を参照して説明する。以下では、本発明の第１観点の高周波インバータを、半共振タイプと呼ぶ。図１は、半共振タイプの高周波インバータ（第１観点）の回路構成図を示している。半共振タイプの高周波インバータは、電源Ｅ（６）に接続された加熱コイルＬ_Ｈ（５）主スイッチＱ（１）の直列回路、加熱コイルＬ_Ｈ（５）に並列接続された共振コンデンサＣ_１（４）、加熱コイルＬ_Ｈ（５）に並列接続された補助スイッチＱ_ｓ（２）と定電圧コンデンサＣ_ｓ（３）の直列回路、および、主スイッチＱ（１）と補助スイッチＱ_ｓ（２）を駆動制御する制御回路（図示しない）から構成されている。ここで、定電圧コンデンサＣ_ｓの容量は、共振コンデンサＣ_１の容量の１０倍以上であり、制御回路は、主スイッチＱと補助スイッチＱ_ｓの各導通時間の和を略一定に保ちながら交互に導通させ各導通時間を制御して電力制御を行う。

【0033】

半共振タイプの高周波インバータでは、主スイッチＱと補助スイッチＱ_ｓのオン／オフの動作によって、図２（１）～（３）に示すような３つのモードが存在し、さらに、電流の導通方向の正・逆を含めると６つのモードが存在する。以下では、図３を参照して、この半共振タイプの高周波インバータの６つのモードについて１周期の動作遷移を説明する。なお、ここでは加熱コイルを含むＩＨ負荷を、磁気結合を含む誘導性負荷（Ｃ_ｏ－Ｌ_ｏ）として表し、負荷に与える電力指令値に応じて、主スイッチＱの導通時間＝Ｔ_on1を調整すると同時に、補助スイッチＱｓの導通時間＝Ｔ_on2を、Ｔ_on1＋Ｔ_on2が略一定になるように調整して略固定周波数で動作させる。

【0034】

［Ｍｏｄｅ１：電流供給モード］（ｔ_０≦ｔ＜ｔ_１）
主スイッチＱがオン、補助スイッチＱ_ｓがオフになっているため、加熱コイルＬ_Ｈに直流電圧が印加され、Ｌ_Ｈに流れる電流ｉ_ＬＨは直線的に増加する。このモードでは主スイッチＱの電流ｉ_Ｑは加熱コイルＬ_Ｈの電流ｉ_ＬＨと等しいため、主スイッチＱの電流も直線的に増加する。また、主スイッチＱのオン時間を延ばすとｉ_Ｑは直線的に増加するため、下記（１）式より、ｉ_Ｑが増加すると入力電力Ｐ_ｉｎが増加する。すなわち、主スイッチＱのオン時間を変え入力電流を変化させることにより、入力電力Ｐ_ｉｎを制御することができる。

【0035】

【数1】

【0036】

［Ｍｏｄｅ２：部分共振モード］（ｔ_１≦ｔ＜ｔ_２）
主スイッチＱをターンオフ動作する。このモードでは、主スイッチＱ，補助スイッチＱ_ｓ共にオフの状態である。加熱コイルＬ_Ｈの電流は、共振キャパシタＣ_１に流れ込みＬ_Ｈ－Ｃ_１の共振状態となる。このとき、共振キャパシタＣ_１の電圧ｖ_Ｃ１は共振する。一方、主スイッチＱの電圧ｖ_Ｑは電源電圧ＥとＣ_１の電圧ｖ_Ｃ１の差であることから、緩やかに立ち上がることになる。

【0037】

［Ｍｏｄｅ３：主スイッチ電圧ｖ_Ｑクランプモード］（ｔ_２≦ｔ＜ｔ_３）
共振キャパシタＣ_１の電圧ｖ_Ｃ１が、クランプ用キャパシタである定電圧コンデンサＣ_Ｓの電圧ｖ_ＣＳに到達すると、補助スイッチＱ_Ｓの逆並列ダイオードが導通し、ｖ_Ｃ１はＶ_ＣＳにクランプされる。その結果、加熱コイルＬ_Ｈには定電圧コンデンサＣ_Ｓの一定電圧Ｖ_ＣＳが印加されるため、補助スイッチＱ_Ｓの電流ｉ_ＱＳは直線的に増加することになる。

【0038】

［Ｍｏｄｅ４：主スイッチ電圧ｖ_Ｑクランプモード］（ｔ_３≦ｔ＜ｔ_４）
補助スイッチＱ_Ｓの逆並列ダイオードが導通する間に補助スイッチＱ_Ｓのゲートに駆動信号を与えると、補助スイッチＱ_ＳのＺＶＳターンオンを得る。

【0039】

［Ｍｏｄｅ５：部分共振モード］（ｔ_４≦ｔ＜ｔ_５）
時刻ｔ_４にて補助スイッチＱ_Ｓのゲートに付加した駆動信号を取り除くと、上述のＭｏｄｅ２と同様にＬ_Ｈ－Ｃ_１の共振が開始する。

【0040】

［Ｍｏｄｅ６：電流供給モード］（ｔ_５≦ｔ＜ｔ_６）
共振により主スイッチＱの電圧ｖ_Ｑが再びゼロに達すると、主スイッチＱの逆並列ダイオードが導通し、Ｍｏｄｅ１に再び戻り発振が継続する。

【0041】

ここで、Ｍｏｄｅ１，６の場合における電圧、電流を以下に示す。ただし、ｉ_Ｌ０（０）＝Ｉ_０とする。なお、以下の式２～１６において、Ｌ_O、Ｒ_Oは、加熱コイルＬ_ＨのＬＲ等価並列回路定数であり、Ｌ_Oは等価インダクタンス、Ｒ_Oは等価抵抗である。

【0042】

【数2】

【0043】

Ｍｏｄｅ２，５の場合における電圧、電流を以下に示す。ただし、ｉ_Ｌ０（０）＝Ｉ_Ｐ、およびｖ_ｃ１（０）＝Ｅとする。また、角周波数ω_０＝１／√Ｌ_HＣ_１，時定数τ＝２Ｒ_０Ｃ_１とそれぞれ定義する。

【0044】

【数3】

【0045】

Ｍｏｄｅ３，４の場合における電圧、電流を以下に示す。ただし、高周波領域ではｄＶ_ＣＳ／ｄｔ＝０とする。

【0046】

【数4】

【0047】

次に、半共振タイプの高周波インバータの動作波形と動作特性について、図４を参照して説明する。図４（１）は、半共振タイプの高周波インバータの動作波形を示し、図４（２）は動作特性を示す。
図４（１）の動作波形においてｔ_０～ｔ_６で分けられている期間が、図3のモード１～６に相当する。図４（１）のＱ、Ｑ_Ｓは主スイッチ、補助スイッチのゲート信号である。主スイッチは主スイッチ電圧Ｖ_Ｑが共振で零に達して逆並列ダイオードが自動的に導通した後、主スイッチ電流Ｉ_Ｑが負から正に反転する時刻ｔ_０までの間にターンオンさせる。そのための安定な制御として加熱コイル電圧Ｖ_ＬＨの立ち上がりのゼロクロス点に同期し、ゼロクロス点より第１の遅延時間でターンオンさせるべくゲート信号を加える。補助スイッチは、補助スイッチ電圧Ｖ_Ｑｓが共振で零に達して逆並列ダイオードが自動的に導通した時刻ｔ_２の後、補助スイッチ電流Ｉ_Ｑｓが負から正に反転する時刻ｔ_３までの間にターンオンさせる。そのための安定な制御として主スイッチのターンオフに同期し、前記ターンオフより第２の遅延時間でターンオンさせるべくゲート信号を加える。あるいは、加熱コイル電圧Ｖ_ＬＨの立ち下がりのゼロクロス点に同期し、ゼロクロス点より第２の遅延時間でターンオンさせるべくゲート信号を加える。主スイッチと補助スイッチの導通時間の和を略一定に保つように制御すると、それ以外の期間であるモード２およびモード５の時間は、共振電圧の一部であるが、誘導加熱クッキングヒータではそれほど大きな負荷変動がないので、図４（２）のように動作周期Ｔを略一定、すなわち動作周波数ｆ（＝１／Ｔ）を略一定にして電力Ｐの可変制御を行うことができる。
主スイッチ電圧Ｖ_Ｑをみると時刻ｔ_２～ｔ_４のモード３，４では、図３よりわかるように加熱コイル電圧Ｖ_ＬＨ＝定電圧コンデンサＶ_ＣＳとなるので主スイッチ電圧Ｖ_Ｑ＝Ｅ＋Ｖ_ＣＳとなる。ここでＣ_ｓとして共振コンデンサＣ_１より１０倍以上の十分大きな値を選定すると、図４（１）のＶ_Ｑに示すように共振の弧が発生することなく略一定の値に収まるので、主スイッチＱに印加される電圧を抑制することができる。

【0048】

半共振タイプの高周波インバータの主スイッチのオン動作の遅延時間、補助スイッチのオン動作の遅延時間について、図５を参照して説明する。
図５のＶ_ｓは、加熱コイルの立ち上がりのゼロクロス点に同期して発振している「のこぎり波信号」である。加熱コイルの立ち上がりのゼロクロス点は、図５のように主スイッチ電圧Ｖ_Ｑとで電源電圧Ｅのクロス点を検出してもよい。このゼロクロス点において、のこぎり波信号は、図５のように反転動作を行う。のこぎり波信号の下限の反転は、所定の固定された設計値とする。ここで、のこぎり波信号はインバータの共振に同期して発振するが、これに対して図５のように３つのしきい値Ｖ_１、Ｖ_２、Ｖ_３を設ける。しきい値Ｖ_１よりも、のこぎり波電圧Ｖ_ｓが低い期間を、ＶｇがＨｉとなるようにすれば、このゼロクロス点より第１の遅延時間だけ遅れてターンオンし、Ｖ_１とのこぎり波電圧Ｖ_ｓとで決まる導通時間Ｔ_on1を過ぎるとターンオフする。Ｖ_１より所定の電圧だけ高いしきい値Ｖ_２を設けて、ここで補助スイッチのゲートをＨｉにする、すなわち補助スイッチをターンオフすると、主スイッチのターンオフより第２の遅延時間だけ遅れて補助スイッチをターンオンできる。さらに固定されたしきい値Ｖ_３を設けて、図５のようにこれと、のこぎり波のクロス点で補助スイッチをターンオフする。ここでＶ_１を可変、Ｖ_２はＶ_１より所定の値だけ高い電圧で追従、Ｖ_３は固定値とすると、のこぎり波との関係から容易にわかるように、Ｔ_on1＋Ｔ_on2を略一定に保ちながらＴ_on1を可変とすることができるから、電力を制御することができ、動作周波数も略一定に保つことができる。

【0049】

図６は、半共振タイプの高周波インバータの制御回路の一例を示している。
図６は、図５の動作を原理的に示したブロック図で、インバータの主スイッチ電圧と電源電圧より加熱コイルのゼロクロス点を検出し、同期した遅延を介してＴ_on1の主スイッチゲート信号Ｖｇを得る。さらに主スイッチのターンオフに同期した遅延を介してＴ_on2の補助スイッチゲート信号Ｖｇｓを得る。図４の動作を行う制御構成を用いればＴ_on1＋Ｔ_on2を略一定に保つことができる。この制御回路は、シュミットトリガ回路などを用いて容易に構成でき、４つ入りコンパレータＩＣ、１つで構成することができるなど、従来に比して極めてシンプルで安価に構成することできる。

【0050】

（半共振タイプの高周波インバータの派生回路）
半共振タイプの高周波インバータは、図７に示すとおり回路構成としては６通り存在する。上述した本実施例のインバータは、図７における（ａ－１）の回路である。また、この６通り全てについて、主スイッチと補助スイッチにおいて、逆阻止デバイスを用いることでもよい。
６通りの回路構成全てが、電源Ｅに接続された加熱コイルＬ_Ｈと主スイッチＱの直列回路であり、その内、（ａ－１）～（ａ－３）は、補助スイッチＱ_Ｓと定電圧コンデンサＣ_Ｓの直列回路が加熱コイルＬ_Ｈに並列接続されており、（ｂ－１）～（ｂ－３）は、補助スイッチＱ_Ｓと定電圧コンデンサＣ_Ｓの直列回路が主スイッチＱに並列接続されている。共振コンデンサＣ_１が、加熱コイルＬ_Ｈ、主スイッチＱ、又は、加熱コイルＬ_Ｈと主スイッチＱの何れに並列接続されるかによって回路が異なっている。
何れの回路であっても、定電圧コンデンサＣ_Ｓの容量は、共振コンデンサＣ_１の容量の１０倍以上であり、制御回路が主スイッチと補助スイッチの各導通時間の和を略一定に保ちながら交互に導通させ各導通時間を制御して電力制御する。

【実施例0051】

本発明の第２観点の高周波インバータの一実施形態について、図８を参照して説明する。以下では、本発明の第２観点の高周波インバータを、全共振タイプと呼ぶ。図８（１）は、全共振タイプの高周波インバータ（第２観点）の回路構成図を示している。全共振タイプの高周波インバータは、電源Ｅに接続された入力コイルＬ_１と主スイッチＱの直列回路、入力コイルＬ_１に並列接続された第一の共振コンデンサＣ_１、入力コイルＬ_１に並列接続された補助スイッチＱ_ｓと定電圧コンデンサＣ_ｓの直列回路、入力コイルＬ_１に並列接続された加熱コイルＬ_Ｈと第二の共振コンデンサＣ_２の直列回路、および、主スイッチＱと補助スイッチＱ_ｓを駆動制御する制御回路（図示しない）から構成されている。ここで、定電圧コンデンサＣ_ｓの容量は、共振コンデンサＣ_１の容量の１０倍以上としてもよく、さらに、制御回路は、主スイッチＱと補助スイッチＱ_ｓの各導通時間の和を略一定に保ちながら交互に導通させ各導通時間を制御して電力制御を行ってもよい。

【0052】

全共振タイプの高周波インバータは、補助スイッチＱ_ｓによって動作周波数を一定に保ちながら、主スイッチのオン時間を調整して入力電力Ｐ_ｉを調整する。また、第二の共振コンデンサＣ_２と加熱コイルＬ_Ｈの直列共振回路により、加熱コイルＬ_Ｈに、励振源となる主スイッチの電圧のＱ倍の高電圧を発生させることができる。ここで、Ｑは、共振のＱ、すなわち、Ｑ＝ω_oＬ_ｓ／Ｒ_ｓ（ω_ｏ：共振周波数、Ｌｓ，Ｒｓ：加熱コイルのＬＲ直列等価回路の値）であるので、概ね主スイッチ電圧の数倍～数１０倍の加熱コイル電圧を得ることができ、アルミ鍋などの加熱に必要な高い電圧、すなわち大きな加熱磁束を、主スイッチの電圧を高くせずに得ることができる。従って、安価な低耐圧の主スイッチ素子を適用することができる。

【0053】

上記の理解を容易にするため、図８（２）に示すように、補助スイッチを動作させない場合で説明すると、図８（３）のように主スイッチがオンとオフのモード１、モード２がある。入力コイルＬ_１が十分大きい場合を考えると、直流電圧源Ｅと入力コイルＬ_１は定電流源として動作する。主スイッチＱがオンのモード１では、図４（１）に示した動作波形のＴ_on1の期間のように加熱コイルＬ_Ｈと第二の共振コンデンサＣ_２の直列共振で加熱コイル電流Ｉ_ＬＨが流れ、それに定電流が加わった同波形の電流が主スイッチ電流Ｉ_Ｑとなる。主スイッチＱがオフのモード２では、定電流が注入される加熱コイルＬ_Ｈ、第二の共振コンデンサＣ_２、第一の共振コンデンサＣ_１の共振動作となる。モード１で加熱コイルＬ_Ｈに流れていた電流は第一の共振コンデンサＣ_１に流れ込み、Ｃ_１の電圧、すなわち主スイッチ電圧Ｖ_Ｑは上昇して、共振により下降して再び零に達し、主スイッチの並列ダイオードが自動的に導通してモード１に戻り発振が継続する。これら１周期の動作をみると、加熱コイルＬ_Ｈと第二の共振コンデンサＣ_２よりなる直列共振回路を主スイッチ電圧Ｖ_Ｑで励振している動作となるから、Ｖ_Ｑに対して共振のＱ倍だけの高電圧を加熱コイルに発生させることができる。

【0054】

図９の動作波形は、シミュレーション波形（Ｅ＝２８０Ｖ、Ｌ_１＝５ｍＨ、ｃ_１＝１７ｎＦ、Ｌ_Ｓ＝１１７０μＨ、Ｒ_Ｓ＝２１Ω、Ｃ_２＝２．８ｎＦ、動作周波数＝９３ｋＨｚ）であるが主スイッチ電圧７５０Ｖに対して加熱コイル電圧は５倍以上の４０００Ｖの高電圧が得られている。
全共振タイプの高周波インバータの補助スイッチ回路による周波数一定制御の動作モードや動作波形に関しては、上述の半共振タイプの補助スイッチ回路による周波数一定制御の高周波インバータの動作モードと動作波形から容易に推測できるため、ここでは説明を割愛する。

【0055】

（全共振タイプの高周波インバータの派生回路）
全共振タイプの高周波インバータは、図１０，１１に示すとおり回路構成としては１２通り存在する。なお、半共振タイプの高周波インバータと同様に、主スイッチと補助スイッチにおいて、逆阻止デバイスを用いることでもよい。
図１０、１１に示す１２通りの回路構成は、全て、電源Ｅに接続された入力コイルＬ_１と主スイッチＱの直列回路であり、その内、図１０に示す６通りの回路構成は、加熱コイルＬ_Ｈと第二の共振コンデンサＣ_２の直列回路が入力コイルＬ_１に並列接続された回路であり、また、図１１に示す６通りの回路構成は、加熱コイルＬ_Ｈと第二の共振コンデンサＣ_２の直列回路が主スイッチＱに並列接続された回路である。

【0056】

図１０における（ａ－Ａ１）～（ａ－Ａ３）と図１１における（ａ－Ｂ１）～（ａ－Ｂ３）では、補助スイッチＱ_Ｓと定電圧コンデンサＣ_Ｓの直列回路が入力コイルＬ_１に並列接続されており、図１０における（ｂ－Ａ１）～（ｂ－Ａ３）と図１１における（ｂ－Ｂ１）～（ｂ－Ｂ３）では、補助スイッチＱ_Ｓと定電圧コンデンサＣ_Ｓの直列回路が主スイッチＱに並列接続されている。共振コンデンサＣ_１が、入力コイルＬ_１、主スイッチＱ、又は、入力コイルＬ_１と主スイッチＱの何れに並列接続されるかによって回路が異なっている。