特開 2024-122745 受信器および適応等化処理方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024122745

(43)【公開日】2024-09-09

(54)【発明の名称】受信器および適応等化処理方法

(51)【国際特許分類】

   H04B 10/2507 20130101AFI20240902BHJP

   H04B 10/61 20130101ALI20240902BHJP

   H04B 3/06 20060101ALI20240902BHJP

   H04B 3/10 20060101ALI20240902BHJP

【ＦＩ】

H04B10/2507

H04B10/61

H04B3/06 C

H04B3/10

【審査請求】未請求

【請求項の数】8

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2023030461

(22)【出願日】2023-02-28

【国等の委託研究の成果に係る記載事項】（出願人による申告）令和４年度、総務省、「グリーン社会に資する先端光伝送技術の研究開発（課題Ｉ １０テラビット級光伝送技術）」研究開発委託契約に基づく開発項目「伝送信号歪み補償技術」委託研究、産業技術力強化法第１７条の適用を受ける特許出願

(71)【出願人】

【識別番号】000005223

【氏名又は名称】富士通株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100104190

【弁理士】

【氏名又は名称】酒井 昭徳

(72)【発明者】

【氏名】中島 久雄

(72)【発明者】

【氏名】小泉 伸和

【テーマコード（参考）】

5K046

5K102

【Ｆターム（参考）】

5K046AA08

5K046BA06

5K046BB05

5K046EE04

5K046EE06

5K046EE16

5K046EE42

5K046EE43

5K046EE47

5K046EF02

5K046EF11

5K102AA18

5K102AH11

5K102AH27

5K102KA05

5K102KA39

5K102PB11

5K102PH01

5K102PH31

5K102RD26

5K102RD28

(57)【要約】

【課題】回路規模と消費電力の増大およびフィルタ遅延を防ぎ、光伝送速度の高速化に対応して偏波モード分散を簡単に補償できること。
【解決手段】受信器に設けられる適応等化処理部１００は、データの波形歪を適応的に補償する。適応等化処理部１００は、受信データの波形歪を、周波数領域フィルタ１２２により補償する周波数領域補償部１０１と、時間領域処理フィルタ１２５を含み、周波数領域補償部１０１に入力される受信データに基づき、フィルタ係数を算出するフィルタ係数更新部１０２と、を含む。また、周波数領域係数変換部１０３は、フィルタ係数更新部１０２が算出した時間領域のフィルタ係数を周波数領域に変換し、周波数領域フィルタに出力する。そして、フィルタ係数更新部１０２は、周波数領域フィルタ１２２に入力される受信データの一部のみを用いてフィルタ係数を算出する。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

受信データの波形歪を適応的に補償する適応等化処理部を含む受信器において、
前記適応等化処理部は、
前記受信データの波形歪を、周波数領域フィルタにより補償する周波数領域補償部と、
時間領域処理フィルタを含み、前記周波数領域補償部に入力される前記受信データに基づき、フィルタ係数を算出するフィルタ係数更新部と、
前記フィルタ係数更新部が算出した時間領域の前記フィルタ係数を周波数領域に変換し、前記周波数領域フィルタに出力する周波数領域係数変換部と、を有し、
前記フィルタ係数更新部は、前記周波数領域フィルタに入力される前記受信データの一部のみを用いて前記フィルタ係数を算出する、
ことを特徴とする受信器。

【請求項2】

前記受信データの全てを前記周波数領域補償部に出力するとともに、前記受信データの一部を前記フィルタ係数更新部に選択出力するデータ選択部と、
予め定めた前記受信データの一部を受信したタイミング毎に前記データ選択部に前記選択出力を指示する制御部と、
を含むことを特徴とする請求項１に記載の受信器。

【請求項3】

前記受信データの一部は、データ信号に所定時間間隔で挿入された既知信号であることを特徴とする請求項２に記載の受信器。

【請求項4】

前記フィルタ係数更新部は、複数のＦＩＲフィルタを含み、前記受信データの一部のデータに基づき算出したタップ係数に基づき、前記フィルタ係数を算出する、
ことを特徴とする請求項１に記載の受信器。

【請求項5】

前記周波数領域補償部は、ＦＦＴと、前記周波数領域フィルタと、ＩＦＦＴと、を含むことを特徴とする請求項１に記載の受信器。

【請求項6】

前記受信データがシンボルレートの非整数倍でサンプリングされた場合に対応して、前記周波数領域補償部は、前記受信データ前記ＩＦＦＴの出力データに対する位相シフトおよびリサンプリングを行う位相シフト／リサンプリング部をさらに有し、前記受信データのシンボルレートの整数倍のサンプリング出力を行うことを特徴とする請求項５に記載の受信器。

【請求項7】

前記受信データがシンボルレートの非整数倍でサンプリングされた場合に対応して、前記周波数領域補償部は、前記受信データ前記ＩＦＦＴの出力データに対するリサンプリング処理を周波数領域で行うリサンプリング部と、離散フーリエ変換処理のＤＦＴと、位相シフト部をさらに有し、前記受信データのシンボルレートの整数倍のサンプリング出力を行うことを特徴とする請求項５に記載の受信器。

【請求項8】

受信データの波形歪を適応的に補償する受信器の適応等化処理方法において、
前記受信データに基づき、時間領域処理により時間領域のフィルタ係数を算出し、
算出した時間領域の前記フィルタ係数を周波数領域に変換し、
変換された前記周波数領域の前記フィルタ係数に基づき、前記受信データの波形歪を周波数領域処理により補償し、
前記フィルタ係数は、前記受信データの一部のみを用いて算出する、
ことを特徴とする適応等化処理方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、受信器および適応等化処理方法に関する。

【背景技術】

【0002】

光伝送による送受信器は、高速化および大容量化が図られており、今後さらにシンボルレートの上昇が見込まれている。シンボルレートは従来の３０ＧＢａｕｄ程度から現在１００ＧＢａｕｄを超えるまで上昇し、さらなる上昇が見込まれている。受信器は、デジタルコヒーレント受信技術の受信信号処理により受信信号の波形歪を補償している。例えば、受信信号に発生する偏波状態の変化に応じた波形歪（偏波変動、偏波モード分散（ＰＭＤ）、偏波依存性損失）を補償する。ＰＭＤはＰｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｍｏｄｅ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎの略である。

【0003】

偏波モード分散補償にかかる先行技術としては、下記の特許文献が開示されている。例えば、同じ偏波を有するＩ／Ｑ信号を波長分散補償し、異なる偏光を有する信号を独立して処理することで信号を回復させ、ＰＭＤ適応係数を周期的に推定し、ＦＦＴにより周波数領域変換およびパラレル－シリアル変換により時間領域に戻す技術がある。また、コヒーレント光受信器が波長分散（ＣＤ）補償およびＰＭＤ補償のモジュールを備え、適応ブロック最小平均二乗（ＬＭＳ）等化器でフィルタタップの更新をサンプルのブロック毎に発生させて推定し、ＦＦＴおよびＩＦＦＴモジュールを含む技術がある。ＣＤはＣｈｒｏｍａｔｉｃ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎの略、ＦＦＴはＦａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ（高速フーリエ変換）、ＩＦＦＴはＩｎｖｅｒｓｅ ＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）の略である。また、サンプルのブロックを周波数領域の変換により生成した離散スペクトルを静的フィルタのフィルタリングでスペクトルを生成し、時間係数を周波数領域に変換してフィルタの周波数係数を生成し、スペクトルを時間領域に変換する技術がある。また、周波数領域・時間領域のハイブリッド型等化器において、帰還型時間領域フィルタでサンプル単位の時間領域更新を行い、フォワードパス内に周波数領域等化器を含む時間領域判定帰還型の等化器の技術がある（例えば、下記特許文献１～４等参照。）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】米国特許出願公開第２０１０／０１４２９５２号明細書

【特許文献2】米国特許出願公開第２０２０／０２０４２６７号明細書

【特許文献3】特表２０１８－５３０９７４号公報

【特許文献4】特表２００４－５３０３６５号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

従来技術の時間領域処理では、偏波モード分散補償の能力に依存して、消費電力が増大した。例えば、シンボルレートの上昇により偏波モード分散による波形歪を補償するＦＩＲフィルタのタップ数（回路規模）が増大していくため、将来的に、偏波モード分散を現実的な電力で補償できなくなる可能性がある。

【0006】

一方、時間領域処理をＦＦＴ（ＩＦＦＴ）により周波数領域処理に変換して行う場合、シンボルレートの上昇によりフィルタ遅延が増大することで偏波変動耐力の性能低下が新たな課題となる。例えば、周波数領域処理では入力データブロックをＦＦＴ（ＩＦＦＴ）で一括して周波数領域に変換することでフィルタ処理を効率化しているため、偏波変動追従性が低下する。

【0007】

一つの側面では、本発明は、回路規模と消費電力の増大およびフィルタ遅延を防ぎ、光伝送速度の高速化に対応して偏波モード分散を簡単に補償できることを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0008】

本発明の一側面によれば、受信データの波形歪を適応的に補償する適応等化処理部を含む受信器において、前記適応等化処理部は、前記受信データの波形歪を、周波数領域フィルタにより補償する周波数領域補償部と、時間領域処理フィルタを含み、前記周波数領域補償部に入力される前記受信データに基づき、フィルタ係数を算出するフィルタ係数更新部と、前記フィルタ係数更新部が算出した時間領域の前記フィルタ係数を周波数領域に変換し、前記周波数領域フィルタに出力する周波数領域係数変換部と、を有し、前記フィルタ係数更新部は、前記周波数領域フィルタに入力される前記受信データの一部のみを用いて前記フィルタ係数を算出する、ことを要件とする。

【発明の効果】

【0009】

本発明の一態様によれば、回路規模と消費電力の増大およびフィルタ遅延を防ぎ、光伝送速度の高速化に対応して偏波モード分散を簡単に補償できるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】図１は、実施の形態にかかる受信器の適応等化処理部を示す図である。

【図2】図２は、既存の時間領域処理による偏波モード分散補償の構成例を示す図である。

【図3】図３は、既存のＦＩＲフィルタを用いた偏波モード分散補償回路の特性を示す図表である。

【図4】図４は、既存の偏波モード分散補償の各処理例を示す図である。

【図5】図５は、既存の時間領域処理および周波数領域処理における偏波モード分散補償性能を示す図表である。

【図6】図６は、既存の時間領域処理および周波数領域処理の課題の説明図である。

【図7】図７は、実施の形態の適応等化処理部のフィルタ係数更新部の構成例を示す図である。

【図8】図８は、適応等化処理部の制御部のハードウェア構成例を示す図である。

【図9】図９は、実施の形態の適応等化処理部の処理例を示すフローチャートである。

【図10】図１０は、実施の形態の適応等化処理部を含む光送受信システムの構成例を示す図である。

【図11】図１１は、他の実施の形態にかかる受信器の適応等化処理部を示す図である。（その１）

【図12】図１２は、他の実施の形態にかかる受信器の適応等化処理部を示す図である。（その２）

【発明を実施するための形態】

【0011】

以下に図面を参照して、開示の受信器および適応等化処理方法の実施の形態を詳細に説明する。実施の形態の適応等化処理方法は、受信信号（入力データ）の波形歪、例えば、偏波モード分散（ＰＭＤ）を補償する。実施の形態の適応等化処理方法では、時間領域処理と周波数領域処理とを組み合わせたハイブリッド処理とし、時間領域処理および周波数領域処理の各処理を最適化することで、簡単な構成で伝送速度の高速化時の偏波モード分散を補償する。

【0012】

図１は、実施の形態にかかる受信器の適応等化処理部を示す図である。適応等化処理部１００は、周波数領域補償部１０１、フィルタ係数更新部１０２、周波数領域係数変換部１０３、制御部１１０、データ選択部１１１を含む。

【0013】

適応等化処理部１００は、光ファイバ伝送路の変動や温度等により適応的に変化する偏波状態の変化で生じる波形歪を補償する。実施の形態の適応等化処理部１００は、フィルタ係数演算のために入力データの一部のシンボル（ブロック）を間欠的にフィルタ係数更新部１０２に分岐出力する。フィルタ係数更新部１０２では、時間領域フィルタ（時間領域処理）によるフィルタ係数（適応等化処理係数に相当）の更新演算を時間上で間欠的に行う。フィルタ係数更新部１０２は、フィルタ係数制御部１２４、ＦＩＲフィルタ回路１２５を含む。ＦＩＲフィルタ回路１２５は、直交偏波（Ｈ，Ｖ）の入力データに対応する２入力×２出力の２×２ＦＩＲフィルタを有する。２×２ＦＩＲフィルタの接続構成は、後述する図２等で説明する既存のＦＩＲフィルタを用いて構成できる。

【0014】

周波数領域係数変換部１０３は、フィルタ係数更新部１０２が計算した時間領域のフィルタ係数を周波数領域のフィルタ係数に変換する。周波数領域係数変換部１０３は、汎用のＦＦＴ、ＤＦＴ（離散フーリエ変換）などを用いて係数変換できる。

【0015】

周波数領域補償部１０１は、ＦＦＴ１２１、周波数領域フィルタ処理部１２２、ＩＦＦＴ１２３を含む。ＦＦＴ１２１は、入力データの所定ブロックを一括してＦＦＴ処理により周波数領域に変換し、周波数領域フィルタ処理部１２２に出力する。周波数領域フィルタ処理部１２２は、周波数領域係数変換部１０３が出力する周波数領域のフィルタ係数を用いて周波数領域でのフィルタ処理（偏波モード分散の波形歪補償）を行う。ＩＦＦＴ１２３は、フィルタ処理後の信号に対するＩＦＦＴを行い、時間領域のデータに変換後の直交偏波（Ｈ’，Ｖ’）のデータを出力する。

【0016】

そして、実施の形態の適応等化処理部１００は、制御部１１０により、入力データの中からフィルタ係数に用いるデータを選択するタイミングを制御する。制御部１１０は、データ選択部１１１とフィルタ係数更新部１０２に対し選択タイミングを通知出力する。

【0017】

データ選択部１１１は、制御部１１０から通知される選択タイミングに基づき、フィルタ係数更新部１０２で用いるデータを選択し、選択したデータをフィルタ係数更新部１０２へ分岐出力する。データ選択部１１１は、入力データのうち所定間隔のシンボルｎとｎ＋１について、シンボルｎ，ｎ＋１を中央に含む前後の複数シンボル（５シンボル）を入力データのブロックとして時間的に間欠的に選択し、フィルタ係数更新部１０２に分岐出力する。なお、データ選択部１１１は、制御部１１０の制御により、周波数領域補償部１０１に対しては、連続して入力される入力データの全てをそのまま出力する。

【0018】

フィルタ係数更新部１０２は、制御部１１０から通知される選択タイミングと、入力されたデータによって、フィルタ係数更新の演算を行う。

【0019】

フィルタ係数更新について、例えば、データ信号間に挿入された既知信号（既知パターン）を用いることとしてもよい。この場合、図１に示すように、受信器内に設けられた既知パターン検出部１３０により既知信号（既知パターン）の到来タイミングを検出する。制御部１１０は、既知パターン検出部１３０が検出した既知信号の到来タイミングに基づき、入力データのうちフィルタ係数更新部１０２に分岐出力するデータの選択タイミングを決定し、データ選択部１１１に出力する。

【0020】

例えば、既知信号（パターン）検出の手法としては、既知パターンの到来タイミングを検出するための専用の既知のシンボル列をデータ信号に挿入する。そして、既知のシンボル列と受信データの相関演算により、相関値の最も高いタイミングを探索し、送信データの既知パターン位置を探索する方法がある（例えば、特許第６１２３５８４号参照。）。既知信号（パターン）は、この一つの手法に限らず既存の各種手法により検出できる。

【0021】

また、実施の形態のＦＩＲフィルタ回路１２５の各ＦＩＲフィルタのタップ数は、周波数領域フィルタ処理部１２２と同じタップ数でなくてもよい。ＦＩＲフィルタは、タップ数に応じて回路規模が線形に変化するが補償要求値に合わせた最小限のタップ数とすることができる。

【0022】

上記構成の適応等化処理部１００によれば、偏波モード分散補償について、時間領域処理および周波数領域処理のハイブリッド処理で行う。そして、フィルタ係数更新部１０２は、既存の時間領域処理に相当し、フィルタ係数更新に必要なシンボルデータのみ選択出力されたデータを用いてフィルタ係数を算出するため、フィルタ演算、すなわち、ＦＩＲフィルタ回路１２５の数を省略できる。

【0023】

例えば、図１の例では、ＦＩＲフィルタ回路１２５は、シンボルｎ用のＦＩＲフィルタ回路１２５と、シンボルｎ＋１用のフィルタ回路１２５の計２つのＦＩＲフィルタ回路１２５で済み、回路規模を削減できる。このＦＩＲフィルタの数削減については後述する。これにより、適応等化処理部１００は、時間領域処理のみで適応等化処理を行う場合に生じた回路規模と消費電力の増大を抑制できる。

【0024】

また、図１に示す周波数領域補償部１０１は、既存の周波数領域処理と同様であるが、フィルタ係数更新部１０２が算出したフィルタ係数に基づき、入力データに対する歪補償を行う。これにより、周波数領域処理のみで適応等化処理を行う場合に生じたフィルタ遅延を防ぐことができる。これにより、実施の形態の適応等化処理部１００によれば、簡単な構成で伝送速度の高速化時の偏波モード分散を補償できるようになる。

【0025】

（既存の適応等化処理について）
ここで、既存の適応等化処理について説明しておく。ここでは、既存の時間領域処理と周波数領域処理についてそれぞれ説明する。

【0026】

図２は、既存の時間領域処理による偏波モード分散補償の構成例を示す図である。図２には、例えば、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ Ｏｕｔｐｕｔ）の適応等化処理における偏波モード分散補償回路の例を示す。図２（ａ）に示す偏波モード分散補償回路２００は、ＦＩＲフィルタ回路２０１と、フィルタ係数演算部２０２を有する。ＦＩＲフィルタ回路２０１は、直交するＸ偏波のデータｒ_x,n、Ｙ偏波のデータｒ_y,nが４つのＦＩＲフィルタ２０１に入力される。Ｘ偏波のデータｒ_x,nは、ＦＩＲフィルタ２０１ａと、クロス接続のＦＩＲフィルタ２０１ｃに入力される。Ｙ偏波のデータｒ_y,nは、クロス接続のＦＩＲフィルタ２０１ｂと、ＦＩＲフィルタ２０１ｄに入力される。

【0027】

フィルタ係数演算部２０２は、入力データに基づきＦＩＲフィルタ回路２０１に対するフィルタ係数Ｗｘｘを下記の式（１）に基づき算出する。

【0028】

【数1】

【0029】

式（１）に示すＦＩＲフィルタ回路２０１の出力Ｓ_x,n，Ｓ_y,nは、ＦＩＲフィルタ２０１ａ～２０１ｄの４つの伝達関数Ｗ_xx（Ｗ_hh，Ｗ_hv，Ｗ_vh，Ｗ_vv）と、入力ｒ_x,n，ｒ_y,nの行列式で示され、フィルタ係数は伝送路歪の逆特性を示す。

【0030】

ＦＩＲフィルタ２０１ａ，２０１ｂが出力する伝達関数は、ｘ，ｙ成分の加算によるクロストークと遅延差の補償出力Ｓ_x,nとして出力される。ＦＩＲフィルタ２０１ｃ，２０１ｄが出力する伝達関数は、ｘ，ｙ成分の加算によるクロストークと遅延差の補償出力Ｓ_y,nとなる。補償出力Ｓ_x,n,Ｓ_y,nは、フィルタ係数演算部２０２に出力され、フィルタ係数演算部２０２は、伝送路歪の時間変動に追従する。

【0031】

図２（ｂ）は、一つのＦＩＲフィルタ２０１の内部構成例を示し、入力に対して複数の遅延器Ｔが所定のタップ数を有して直列接続され、各遅延器の入出力間のフィルタ係数Ｗ_xxの乗算結果が、複数タップ分加算して出力される。

【0032】

図３は、既存のＦＩＲフィルタを用いた偏波モード分散補償回路の特性を示す図表である。図３（ａ）は、偏波モード分散補償性能（ｐｓ）の特性図であり、横軸がシンボルレート、縦軸が偏波モード分散補償性能を示す。タップ数が１７の場合、シンボルレートの増大により偏波モード分散補償性能が低下する。例えば、シンボルレートが３２ＧＢａｕｄの偏波モード分散補償性能が１８０ｐｓであるが、シンボルレートが６４ＧＢａｕｄになると偏波モード分散補償性能が９０ｐｓに半減する。さらに、シンボルレートが１２８ＧＢａｕｄになると偏波モード分散補償性能が４５ｐｓに半減する。

【0033】

図３（ｂ）は、タップ数を増大した場合の偏波モード分散補償回路２００の電力特性図であり、横軸がタップ数、縦軸が電力を示す。タップ数が増大するほど、電力が増大する。現状のシンボルレート１２０ＧＢａｕｄ以上にボーレートが増大すると、タップ数の増大に応じて電力消費が増大し、現実的な電力で偏波モード分散補償を行うことができなくなる可能性がある。

【0034】

図４は、既存の偏波モード分散補償の各処理例を示す図である。図４（ａ）は、上述したＦＩＲフィルタを用いた時間領域処理による偏波モード分散補償回路２００を示す。図４（ａ）に示す偏波モード分散補償回路２００のフィルタ係数演算部２０２は、入力データｒ_x,n，ｒ_y,nを用いてフィルタ係数を算出し、補償出力Ｓ_x,n,Ｓ_y,nにより伝送路歪の時間変動に追従している。しかし、ボーレート（タップ数）の増大により、ＦＩＲフィルタ回路２０１の遅延量が増大することになる。この場合、フィルタ係数演算部２０２での新しいフィルタ係数の計算に時間がかかり、伝送路歪の変動に対応できず、偏波変動耐力性能の低下を招く。

【0035】

図４（ｂ）は、周波数領域処理による偏波モード分散補償回路４００を示す。図４（ａ）に示した時間領域処理による偏波モード分散補償回路２００で生じる問題を解決するため、図４（ｂ）に示す周波数領域処理による偏波モード分散補償回路４００とすることが考えられる。

【0036】

図４（ｂ）に示す周波数領域処理による偏波モード分散補償回路４００は、ＦＦＴ４０１、周波数領域フィルタ処理部４０２、ＩＦＦＴ４０３を含み、複数シンボル分の時間領域の入力データｒ_x,n，ｒ_y,nをＦＦＴ３０１により一括して周波数領域に変換する。そして、フィルタ係数演算部４０４で計算したフィルタ係数を周波数領域係数変換部４０５で周波数領域のフィルタ係数に変換して周波数領域フィルタ処理部４０２に出力する。周波数領域フィルタ処理部４０２は、周波数領域係数変換部４０５で変換された周波数領域のフィルタ係数に基づきフィルタ処理を行い、ＩＦＦＴ４０３を介して出力を得る。

【0037】

図５は、既存の時間領域処理および周波数領域処理における偏波モード分散補償性能を示す図表である。横軸は偏波モード分散補償性能であり、フィルタメモリ長（タップ数、ＦＦＴ／ＩＦＦＴサイズ）に相当する。縦軸は電力および回路規模である。

【0038】

図５の点線は、図４（ａ）に示した時間領域処理による補償の特性線であり、シンボルレートが小さい場合は領域Ａに位置している。しかし、時間領域処理による特性線Ｔでは、フィルタメモリ長を増やすに従い電力（回路規模）が増大してしまう。これに対し、図５の実線には、図４（ｂ）に示した周波数領域処理による補償の特性線Ｆを示す。周波数領域処理では、時間領域処理に比してフィルタメモリ長の増大に対する電力（回路規模）の増大を抑えることができ、今後、ボーレートが増大した場合でも、フィルタメモリ長を増やしても電力（回路規模）の増大の抑制が示されている。図５に示す周波数領域処理の特性線Ｆは、時間領域処理の特性線Ｔに対し、領域Ａを超えるフィルタメモリ長部分で電力（回路規模）が逆転し、周波数領域処理による偏波モード分散補償の方が有利になる可能性が示されている。

【0039】

図６は、既存の時間領域処理および周波数領域処理の課題の説明図である。上述した時間領域処理および周波数領域処理は、いずれも以下の課題を有している。

【0040】

図６（ａ）は、時間領域処理による偏波モード分散補償回路２００のフィルタ処理例を示す図である。入力データｒ_x,nのある１シンボルｎに対し、上述した一つのＦＩＲフィルタ回路２０１が用いられる。データ速度が数１０～数１００ＧＨｚとなる光通信では、回路の処理速度よりもデータ速度が速いため、入力シンボル毎のＦＩＲフィルタ回路２０１による並列信号処理が必要となる。図６（ａ）の場合、一つのＦＩＲフィルタ回路２０１あたりで処理可能なデータ速度が１ＧＢａｕｄとすると、１２８ＧＢａｕｄでは、１２８個のＦＩＲフィルタ回路２０１による並列信号処理が必要となる。タップ数の増加だけでなく、並列信号処理数の増加によっても、時間領域処理による偏波モード分散補償回路２００では、ボーレートが増大するに従いＦＩＲフィルタ回路２０１の回路規模および消費電力が増大する。

【0041】

図６（ｂ）は、周波数領域処理による偏波モード分散補償回路４００のフィルタ処理例を示す図である。上述したように、偏波モード分散補償回路４００によれば、複数シンボルの入力データ、例えば、１２８シンボル全体を入力として周波数領域処理を行う。ＦＦＴ４０１では入力データの複数シンボルのブロックを一括して周波数領域に変換し、１２８シンボル毎に１回のフィルタ処理で済む。このフィルタ処理は、一括して処理をするためフィルタのメモリ長（ＦＩＲフィルタのタップ長相当）が大きい場合には有利となる。一方で、偏波モード分散補償回路４００では、複数シンボルをまとめて処理をすることでフィルタ処理を効率化しているため、フィルタ遅延が大きくなる。

【0042】

ここで、フィルタ係数制御の一例について説明しておく。フィルタ係数制御として、ＣＭＡ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｍｏｄｕｌｕｓ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）がある。このＣＭＡでは、評価関数が０に近づくように、確率的勾配降下法でタップ係数を制御する。確率的勾配降下法（Ｓｔｏｃｈａｓｔｉｃ－ｇｒａｄｉｅｎｔ ｄｅｃｅｎｔ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）は、下記の式（２）で示される。

【0043】

【数2】

【0044】

但し、ｗ_n：時刻ｎにおける適応イコライザタップ係数ベクトル（ｗ_hh、ｗ_vh、ｗ_hv、ｗ_vv）、ｒ_n：適応イコライザの入力信号ベクトル、ｓ_n：適応イコライザの出力信号電界、μ：ステップサイズ（フィードバックの強さを支配）、ｇ：等化後の目標信号振幅（定数）

【0045】

上記によれば、フィルタの回路遅延（ｄｅｌａｙ）が増えると更新周期が遅くなる。これにより、偏波変動耐力性能が低下する。

【0046】

以上のように、時間領域処理および周波数領域処理は、いずれも課題を有している。偏波モード分散補償を時間領域処理のみで行おうとすると、回路規模と消費電力が増大した。また、周波数領域処理のみで行おうとすると、フィルタ遅延が生じた。

【0047】

これに対し、実施の形態の適応等化処理部１００は、時間領域処理および周波数領域処理のハイブリッド構成とし、入力データの一部のみをフィルタ係数更新部１０２へ渡す。フィルタ係数更新部１０２では、間欠的に時間領域フィルタ（時間領域処理）によるフィルタ係数（適応等化処理係数に相当）の更新演算を行う。ＦＩＲフィルタ回路１２５は、時間領域のフィルタであるがタップ数削減により遅延を少なくでき、フィルタ係数更新部１０２は、フィルタ係数を早く演算できる。また、フィルタ係数更新部１０２は、入力データの一部のみを用いて係数更新を行えばよく、例えば、１２８回に１回の係数更新を行う。

【0048】

そして、実施の形態によれば、図６（ａ）に示した時間領域処理による偏波モード分散補償回路２００で必要となった１２８個のＦＩＲフィルタ回路２０１の並列接続を不要とし、フィルタ回路の数を削減できる。

【0049】

図７は、実施の形態の適応等化処理部のフィルタ係数更新部の構成例を示す図である。実施の形態のフィルタ係数更新部１０２のＦＩＲフィルタ回路１２５は、既存の時間領域処理の偏波モード分散補償回路２００（図６（ａ）参照）で説明したＦＩＲフィルタ回路２０１と同様に４個を接続した２×２フィルタ１２５ａ～１２５ｄを用いて構成できる。

【0050】

ここで、実施の形態のフィルタ係数更新部１０２のＦＩＲフィルタ回路１２５は、係数更新演算に必要なシンボルデータのみを処理すればよいため、フィルタ演算を省略できる。図７の例では、２つのシンボルデータ（ｎ，ｎ＋１）用の２つのＦＩＲフィルタ回路１２５を用いるだけでよい。これにより、例えば、図６（ａ）に示した既存の時間領域処理で用いた１２８個のＦＩＲフィルタ回路２０１に対し、実施の形態では、フィルタ回路１２５の数は２個で済む。

【0051】

さらに、図１で説明したデータシンボルの間に既知パターンを挿入し、既知パターンを使って係数更新することとしてもよい。例えば、連続するデータシンボルに対し、３２シンボル毎、６２シンボル毎、１２８シンボル毎等、所定の時間間隔Ｔ０で既知パターン（ｎ，ｎ＋１の１シンボルに相当）を挿入する。この場合、フィルタ係数更新部１０２のＦＩＲフィルタ回路１２５は、既知パターンのみをフィルタ処理すればよい。さらに、係数更新の間隔が遅くて良い場合、すなわちシンボルｎ，ｎ＋１のシンボル間隔（時間間隔）が広い場合には、一つのＦＩＲフィルタ回路１２５のみで時分割処理することもでき、さらにＦＩＲフィルタ回路１２５を簡素化することができる。

【0052】

このように、実施の形態によるフィルタ係数更新部１０２のＦＩＲフィルタ回路１２５は、仮にフィルタタップ数が大きくても動作率を低減できるようになる。実施の形態では。フィルタ係数更新部１０２におけるフィルタ係数演算の一機能として時間領域処理を行うＦＩＲフィルタ回路１２５を用いることで、偏波モード分散歪に対する追従性と補償性能とのバランスを取りながら電力効率を高めることができる。

【0053】

ところで、図７に示したフィルタ係数更新部１０２を含み図１に示した適応等化処理部１００は、信号の高速処理が必要であるため、現状では専用のＡＳＩＣのハードウェアを用いて構成している。しかし、将来的には高速処理に対応したＦＰＧＡ、ＤＳＰ、ＣＰＵにより適応等化処理部１００を構成することもできる。ＡＳＩＣはＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ、ＦＰＧＡはＦｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ、ＤＳＰはＤｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒの略である。

【0054】

（適応等化処理部の制御部のハードウェア構成例）
図８は、適応等化処理部の制御部のハードウェア構成例を示す図である。例えば、図１に示した制御部１１０については、入力データの選択タイミング制御にかかる構成であり、例えば、図８に示すハードウェアにより構成できる。

【0055】

例えば、制御部１１０は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）等のプロセッサ８０１と、メモリ８０２と、ネットワークＩＦ８０３と、記録媒体ＩＦ８０４と、記録媒体８０５とを有する。また、各構成部は、バス８００によってそれぞれ接続される。

【0056】

ここで、プロセッサ８０１は、制御部１１０全体の制御を司る制御部である。プロセッサ８０１は、複数のコアを有していてもよい。メモリ８０２は、例えば、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）およびフラッシュＲＯＭなどを有する。具体的には、例えば、フラッシュＲＯＭが制御プログラムを記憶し、ＲＯＭがアプリケーションプログラムを記憶し、ＲＡＭがプロセッサ８０１のワークエリアとして使用される。メモリ８０２に記憶されるプログラムは、プロセッサ８０１にロードされることで、コーディングされている処理をプロセッサ８０１に実行させる。

【0057】

ネットワークＩＦ８０３は、ネットワークＮＷと装置内部とのインタフェースを司り、情報の入出力を制御する。

【0058】

記録媒体ＩＦ８０４は、プロセッサ８０１の制御にしたがって記録媒体８０５に対するデータのリード／ライトを制御する。記録媒体８０５は、記録媒体ＩＦ８０４の制御で書き込まれたデータを記憶する。

【0059】

なお、制御部１１０は、上述した構成部のほかに、例えば、入力装置、ディスプレイなどを、ＩＦを介して接続可能としてもよい。

【0060】

図８に記載のプロセッサ８０１は、プログラム実行により、例えば、図１に示した制御部１１０による入力データの選択タイミングを決定し、データ選択部１１１を制御する。

【0061】

（適応等化処理部の処理例）
図９は、実施の形態の適応等化処理部の処理例を示すフローチャートである。図１に示した適応等化処理部１００の各機能の処理例を示している。はじめに、制御部１１０は、データの選択タイミングを判断する（ステップＳ９０１）。例えば、制御部１１０は、既知パターン検出部１３０が検出する既知パターン（ｎ，ｎ＋１）の到来タイミングを待機する（ステップＳ９０１：Ｎｏのループ）。そして制御部１１０は、既知パターン（ｎ，ｎ＋１）の到来タイミングを選択タイミングと判断し（ステップＳ９０１：Ｙｅｓ）、選択タイミング毎にステップＳ９０２以下の処理を制御する。

【0062】

選択タイミングと判断された既知パターンを含む複数シンボルの入力データ（ブロック）は、データ選択部１１１によりフィルタ係数更新部１０２に分岐出力される。データ選択部１１１は、連続する入力データのうち、選択タイミングで選択した間欠的な入力データ（ブロック）から適応等化係数演算に必要なデータを抽出する（ステップＳ９０２）。

【0063】

次に、データ選択部１１１が抽出したデータを用いて、時間領域フィルタで構成されたフィルタ係数更新部１０２にて周波数領域補償部１０１と独立して、適応等化係数（フィルタ係数）を算出する（ステップＳ９０３）。

【0064】

次に、フィルタ係数更新部１０２が算出した適応等化係数を周波数領域係数変換部１０３により周波数領域のフィルタ係数に変換する（ステップＳ９０４）。周波数領域係数変換部１０３は、周波数領域のフィルタ係数を周波数領域補償部１０１に出力する。

【0065】

そして、周波数領域補償部１０１は、周波数領域のフィルタ係数に基づき、入力データの波形歪（偏波モード分散）を補償する（ステップＳ９０５）。この際、周波数領域補償部１０１は、補償後の周波数領域のフィルタ係数を更新する。

【0066】

以上により、１シンボルｎに対する適応等化処理が行われ、適応等化処理部１００は、ステップＳ９０１の処理に戻る。これにより、適応等化処理部１００は、連続入力される入力データに対し、選択タイミング毎に更新したフィルタ係数に基づく偏波モード分散補償の処理を行う。

【0067】

（光送受信システムおよび受信器の構成例）
図１０は、実施の形態の適応等化処理部を含む光送受信システムの構成例を示す図である。図１０（ａ）は、光送受信システム１０００の構成例であり、送信器（Ｔｘ）１００１は、ＱＰＳＫ方式等の光位相変調方式により光信号を送信する。ＱＰＳＫは、４位相偏移変調（Ｑｕａｄｒｕｐｌｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）の略である。送信器１００１から送信された光信号は、所定距離やスパン毎に配置される一組の光増幅器１００２および光ファイバの伝送路１００３を介して伝送され、受信器（Ｒｘ）１００４で受信される。

【0068】

図１０（ｂ）は、受信器１００４の内部構成例を示す。受信器１００４は、実施の形態の適応等化処理部１００を含む各部を有する。受信器１００４の前段に設けられるコヒーレント受信フロントエンド１０１１には、受信信号と局発光源１００５の局発光が入力され、光コヒーレント方式により受信した光信号を電気信号に変換処理する。

【0069】

ＡＤＣ１０１２は、受信信号をデジタル信号に変換し、受信信号補償部１０１３に出力する。受信信号補償部１０１３は、受信信号を補償する各機能として、分散補償部１０１４、上述した実施の形態の適応等化処理部１００、搬送波周波数・位相補償部１０１５、誤り訂正部１０１６を含む。

【0070】

分散補償部１０１４は、受信信号の波長分散を補償処理する。適応等化処理部１００は、上述した適応等化処理により受信信号（入力データ）の偏波モード分散を補償処理する。搬送波周波数・位相補償部１０１５は、光位相偏差と光搬送周波数偏差によるコンスタレーションの回転を防ぐ周波数および位相偏差を補償する。誤り訂正部１０１６は、受信信号（入力データ）の誤り訂正（ＦＥＣ：Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）を行い、復調信号を出力する。

【0071】

（他の実施形態）
図１１は、他の実施の形態にかかる受信器の適応等化処理部を示す図である。図１１に示す適応等化処理部１１００は、フラクショナルレートの入力信号に対応した構成例である。図１１において、上述した適応等化処理部１００（図１参照）と同一の構成部には同一の符号を付してある。また、制御部１１０およびデータ選択部１１１は図示を省略している。

【0072】

入力信号がフラクショナルレート、すなわち、シンボルレートの非整数倍サンプリングの場合、適応等化処理部１１００にて整数倍サンプリングへのリサンプリング処理を同時に行う。この適応等化処理では、伝送路の波形歪だけでなく、リサンプリング処理、すなわち、シンボルレートより高い非整数倍の周波数で入力された信号をシンボルレートの整数倍サンプルに変換する処理が必要となる。

【0073】

図１１の構成例では、周波数領域補償部１０１の入力のＦＦＴ１２１と出力のＩＦＦＴ１２３とを同じブロック長として、ＩＦＦＴ１２３の後段に位相シフト・リサンプリング部１１０１を設けてリサンプリングを行う。また、フラクショナル入力の場合、位相シフト・リサンプリング部１１０１では、単純な間引きではなく位相シフトを伴うリサンプリングを行う。

【0074】

これにより、入力データがシンボルレートの非整数倍、例えば、１．５倍のサンプリングの場合であっても、周波数領域補償部１０１の出力をシンボルレートの整数倍（例えば、１倍、２倍等）で通常出力できるようになる。

【0075】

図１２は、他の実施の形態にかかる受信器の適応等化処理部を示す図である。図１２に示す適応等化処理部１２００は、フラクショナルレート入力対応の他の構成例であり、リサンプリング処理を周波数領域で行う。

【0076】

この適応等化処理部１２００では、周波数領域補償部１０１の後段にリサンプリング部１２０１、ＤＦＴ１２０２、位相シフト部１２０３を配置する。ここで、周波数領域補償部１０１の出力は、入力シンボル列と出力シンボル列が異なるので、リサンプリング部１２０１は、入力データをＦＦＴ処理、例えば２のべき乗サンプルブロック処理を行い、出力データをＤＦＴ１２０２でＤＦＴ処理する。

【0077】

この適応等化処理部１２００では、ＤＦＴ処理のため電力効率は低下するが、周波数領域でリサンプリングを行うことで、リサンプリングを高精度化できるようになる。

【0078】

以上説明した実施の形態の受信器は、受信データの波形歪を適応的に補償する適応等化処理部を含む。適応等化処理部は、受信データの波形歪を、周波数領域フィルタにより補償する周波数領域補償部と、時間領域処理フィルタと、周波数領域補償部に入力される受信データに基づき、フィルタ係数を算出するフィルタ係数更新部とを含む。また、フィルタ係数更新部が算出した時間領域のフィルタ係数を周波数領域に変換し、周波数領域フィルタに出力する周波数領域係数変換部を含む。フィルタ係数更新部は、周波数領域フィルタに入力される受信データの一部のみを用いてフィルタ係数を算出する。これにより、フィルタ係数更新部は、受信データの一部のみを用いて間欠的にフィルタ係数を算出することでタップ数が多くても動作率を低減できることとなる。したがって、フィルタ係数更新部にのみタップ数が多くなるＦＩＲフィルタ等の時間領域フィルタを用いても、追従性と波形歪の補償性能、さらには電力効率を向上できるようになる。

【0079】

また、実施の形態の受信器は、受信データの全てを周波数領域補償部に出力するとともに、受信データの一部をフィルタ係数更新部に選択出力するデータ選択部を含む。また、予め定めた受信データの一部を受信したタイミング毎にデータ選択部に選択出力を指示する制御部を含む。これにより、受信データから時間領域処理でフィルタ係数を算出するフィルタ係数更新部と、周波数領域処理により受信データの波形歪を補償する周波数領域補償部と、のハイブリッド機能の構成をいずれも最適動作できるようになる。

【0080】

また、実施の形態の受信データの一部は、データ信号に所定時間間隔で挿入された既知信号とすることができる。このように、パイロット信号等の汎用の既知信号をデータ信号に所定時間間隔で挿入することで、この所定時間間隔でフィルタ係数更新部が間欠的にフィルタ係数を算出できる。

【0081】

また、実施の形態の受信器のフィルタ係数更新部は、複数のＦＩＲフィルタを含み、受信データの一部のデータに基づき算出したタップ係数に基づき、フィルタ係数を算出することができる。例えば、時間領域処理フィルタは、２入力２出力で直接接続およびクロス接続された４つのＦＩＲフィルタを含み構成できる。このように、フィルタ係数更新部は、既存の時間領域処理で用いる汎用のＦＩＲフィルタにより簡単に構成できる。

【0082】

また、実施の形態の受信器の周波数領域補償部は、ＦＦＴと、周波数領域フィルタと、ＩＦＦＴと、を含み構成することができる。このように、周波数領域補償部は、既存の周波数領域処理で用いる汎用のＦＦＴ、ＩＦＦＴ等により簡単に構成できる。

【0083】

また、実施の形態の受信器は、受信データがシンボルレートの非整数倍でサンプリングされたフラクショナルレートの場合に対応した構成としてもよい。この場合、周波数領域補償部は、受信データＩＦＦＴの出力データに対する位相シフトおよびリサンプリングを行う位相シフト／リサンプリング部をさらに有してもよい。また、周波数領域補償部は、受信データＩＦＦＴの出力データに対するリサンプリング処理を周波数領域で行うリサンプリング部と、離散フーリエ変換処理のＤＦＴと、位相シフト部をさらに有してもよい。これらにより、シンボルレートの非整数倍サンプリングの場合でも、受信データのシンボルレートの整数倍のサンプリング出力を行うことができるようになる。

【0084】

上述した実施の形態に関し、さらに以下の付記を開示する。

【0085】

（付記１）受信データの波形歪を適応的に補償する適応等化処理部を含む受信器において、
前記適応等化処理部は、
前記受信データの波形歪を、周波数領域フィルタにより補償する周波数領域補償部と、
時間領域処理フィルタを含み、前記周波数領域補償部に入力される前記受信データに基づき、フィルタ係数を算出するフィルタ係数更新部と、
前記フィルタ係数更新部が算出した時間領域の前記フィルタ係数を周波数領域に変換し、前記周波数領域フィルタに出力する周波数領域係数変換部と、を有し、
前記フィルタ係数更新部は、前記周波数領域フィルタに入力される前記受信データの一部のみを用いて前記フィルタ係数を算出する、
ことを特徴とする受信器。

【0086】

（付記２）前記受信データの全てを前記周波数領域補償部に出力するとともに、前記受信データの一部を前記フィルタ係数更新部に選択出力するデータ選択部と、
予め定めた前記受信データの一部を受信したタイミング毎に前記データ選択部に前記選択出力を指示する制御部と、
を含むことを特徴とする付記１に記載の受信器。

【0087】

（付記３）前記受信データの一部は、データ信号に所定時間間隔で挿入された既知信号であることを特徴とする付記２に記載の受信器。

【0088】

（付記４）前記フィルタ係数更新部は、複数のＦＩＲフィルタを含み、前記受信データの一部のデータに基づき算出したタップ係数に基づき、前記フィルタ係数を算出する、
ことを特徴とする付記１に記載の受信器。

【0089】

（付記５）前記時間領域処理フィルタは、２入力２出力で直接接続およびクロス接続された４つのＦＩＲフィルタを含むことを特徴とする付記４に記載の受信器。

【0090】

（付記６）前記周波数領域補償部は、ＦＦＴと、前記周波数領域フィルタと、ＩＦＦＴと、を含むことを特徴とする付記１に記載の受信器。

【0091】

（付記７）前記受信データがシンボルレートの非整数倍でサンプリングされた場合に対応して、前記周波数領域補償部は、前記受信データ前記ＩＦＦＴの出力データに対する位相シフトおよびリサンプリングを行う位相シフト・リサンプリング部をさらに有し、前記受信データのシンボルレートの整数倍のサンプリング出力を行うことを特徴とする付記６に記載の受信器。

【0092】

（付記８）前記受信データがシンボルレートの非整数倍でサンプリングされた場合に対応して、前記周波数領域補償部は、前記受信データ前記ＩＦＦＴの出力データに対するリサンプリング処理を周波数領域で行うリサンプリング部と、離散フーリエ変換処理のＤＦＴと、位相シフト部をさらに有し、前記受信データのシンボルレートの整数倍のサンプリング出力を行うことを特徴とする付記６に記載の受信器。

【0093】

（付記９）受信データの波形歪を適応的に補償する受信器の適応等化処理方法において、
前記受信データに基づき、時間領域処理により時間領域のフィルタ係数を算出し、
算出した時間領域の前記フィルタ係数を周波数領域に変換し、
変換された前記周波数領域の前記フィルタ係数に基づき、前記受信データの波形歪を周波数領域処理により補償し、
前記フィルタ係数は、前記受信データの一部のみを用いて算出する、
ことを特徴とする適応等化処理方法。

【符号の説明】

【0094】

１００，１１００，１２００ 適応等化処理部
１０１ 周波数領域補償部
１０２ フィルタ係数更新部
１０３ 周波数領域係数変換部
１１０ 制御部
１１１ データ選択部
１２１ ＦＦＴ
１２２ 周波数領域フィルタ処理部
１２３ ＩＦＦＴ
１２４ フィルタ係数制御部
１２５ ＦＩＲフィルタ回路
１３０ 既知パターン検出部
８００ バス
８０１ プロセッサ
８０２ メモリ
８０５ 記録媒体
１０００ 光送受信システム
１００１ 送信器
１００２ 光増幅器
１００３ 伝送路
１００４ 受信器
１００５ 局発光源
１０１１ コヒーレント受信フロントエンド
１０１３ 受信信号補償部
１０１４ 分散補償部
１０１５ 搬送周波数・位相補償部
１０１６ 誤り訂正部
１１０１ 位相シフト・サンプリング部
１２０１ リサンプリング部
１２０２ ＤＦＴ
１２０３ 位相シフト部

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】