(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024126301
(43)【公開日】2024-09-20
(54)【発明の名称】電源装置及び電源装置の制御方法
(51)【国際特許分類】
H02M 3/28 20060101AFI20240912BHJP
【ＦＩ】
H02M3/28 H
【審査請求】未請求
【請求項の数】5
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2023034594
(22)【出願日】2023-03-07
(71)【出願人】
【識別番号】000002037
【氏名又は名称】新電元工業株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110002147
【氏名又は名称】弁理士法人酒井国際特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】鎌倉 輝男
(72)【発明者】
【氏名】小林 貴之
(72)【発明者】
【氏名】郭 中為
【テーマコード（参考）】
5H730
【Ｆターム（参考）】
5H730AA14
5H730AS17
5H730BB27
5H730BB57
5H730DD04
5H730EE04
5H730EE07
5H730FG05
5H730FG07
(57)【要約】
【課題】スイッチング素子の選択肢の制限の緩和と、変換効率の向上と、を両立する。
【解決手段】電源装置は、第１ブリッジ回路と、第１ブリッジ回路から出力される交流電圧が第１巻線に入力され、誘起された交流電圧を第２巻線から出力する、変圧器と、第１巻線若しくは第２巻線、又は、その両方に直列接続されたリアクトルと、第２巻線から出力される交流電圧を第２電圧に変換して出力する、第２ブリッジ回路と、出力指令値が第１閾値未満の場合には、第１ブリッジ回路と第２ブリッジ回路との間の絶対的な第１位相差を１８０°から出力指令値の増大に伴い単調減少させ、出力指令値が第１閾値以上の場合には、入出力電圧比に基づいて、第１位相差を一定値にし、出力指令値が第１閾値以上の場合には、第１ブリッジ回路及び第２ブリッジ回路のスイッチング周波数を出力指令値の増大に伴い単調減少させる、制御部と、を含む。
【選択図】図１
【解決手段】電源装置は、第１ブリッジ回路と、第１ブリッジ回路から出力される交流電圧が第１巻線に入力され、誘起された交流電圧を第２巻線から出力する、変圧器と、第１巻線若しくは第２巻線、又は、その両方に直列接続されたリアクトルと、第２巻線から出力される交流電圧を第２電圧に変換して出力する、第２ブリッジ回路と、出力指令値が第１閾値未満の場合には、第１ブリッジ回路と第２ブリッジ回路との間の絶対的な第１位相差を１８０°から出力指令値の増大に伴い単調減少させ、出力指令値が第１閾値以上の場合には、入出力電圧比に基づいて、第１位相差を一定値にし、出力指令値が第１閾値以上の場合には、第１ブリッジ回路及び第２ブリッジ回路のスイッチング周波数を出力指令値の増大に伴い単調減少させる、制御部と、を含む。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
第１電圧が入力される第１ブリッジ回路と、
前記第１ブリッジ回路から出力される交流電圧が第１巻線に入力され、誘起された交流電圧を第２巻線から出力する、変圧器と、
前記第１巻線若しくは前記第２巻線、又は、その両方に直列接続されたリアクトルと、
前記第２巻線から出力される交流電圧を第２電圧に変換して出力する、第２ブリッジ回路と、
出力指令値が第１閾値未満の場合には、前記第１ブリッジ回路と前記第２ブリッジ回路との間の絶対的な第１位相差を１８０°から出力指令値の増大に伴い単調減少させ、出力指令値が前記第１閾値以上の場合には、前記第１電圧と前記第１巻線の巻数との積と、前記第２電圧と前記第２巻線の巻数との積と、の比である入出力電圧比に基づいて、前記第１位相差を一定値にし、出力指令値が前記第１閾値以上の場合には、前記第１ブリッジ回路及び前記第２ブリッジ回路のスイッチング周波数を出力指令値の増大に伴い単調減少させる、制御部と、
を含む、
ことを特徴とする、電源装置。
前記第１ブリッジ回路から出力される交流電圧が第１巻線に入力され、誘起された交流電圧を第２巻線から出力する、変圧器と、
前記第１巻線若しくは前記第２巻線、又は、その両方に直列接続されたリアクトルと、
前記第２巻線から出力される交流電圧を第２電圧に変換して出力する、第２ブリッジ回路と、
出力指令値が第１閾値未満の場合には、前記第１ブリッジ回路と前記第２ブリッジ回路との間の絶対的な第１位相差を１８０°から出力指令値の増大に伴い単調減少させ、出力指令値が前記第１閾値以上の場合には、前記第１電圧と前記第１巻線の巻数との積と、前記第２電圧と前記第２巻線の巻数との積と、の比である入出力電圧比に基づいて、前記第１位相差を一定値にし、出力指令値が前記第１閾値以上の場合には、前記第１ブリッジ回路及び前記第２ブリッジ回路のスイッチング周波数を出力指令値の増大に伴い単調減少させる、制御部と、
を含む、
ことを特徴とする、電源装置。
【請求項2】
前記制御部は、
出力指令値が前記第１閾値以上且つ前記入出力電圧比が１：１を含む一定範囲内の場合には、前記第１位相差を予め定められた値で一定にし、
出力指令値が前記第１閾値以上且つ前記入出力電圧比が前記一定の範囲外の場合には、前記第１位相差を、入力電流を循環電流で除した値である入力電流循環電流比率が最大となる値で一定にする、
ことを特徴とする、請求項１に記載の電源装置。
出力指令値が前記第１閾値以上且つ前記入出力電圧比が１：１を含む一定範囲内の場合には、前記第１位相差を予め定められた値で一定にし、
出力指令値が前記第１閾値以上且つ前記入出力電圧比が前記一定の範囲外の場合には、前記第１位相差を、入力電流を循環電流で除した値である入力電流循環電流比率が最大となる値で一定にする、
ことを特徴とする、請求項１に記載の電源装置。
【請求項3】
前記制御部は、
出力指令値が第２閾値未満の場合には、前記第１ブリッジ回路及び前記第２ブリッジ回路のスイッチング周波数を一定にし、
出力指令値が前記第２閾値以上の場合には、前記スイッチング周波数を出力指令値の増大に伴い単調減少させ、
出力指令値が第３閾値未満の場合には、前記第１ブリッジ回路の中のアーム間の第２位相差及び前記第２ブリッジ回路の中のアーム間の第３位相差を出力指令値の増大に伴い単調減少させ、
出力指令値が前記第３閾値以上の場合には、前記第２位相差及び前記第３位相差を一定にする、
ことを特徴とする、請求項１又は２に記載の電源装置。
出力指令値が第２閾値未満の場合には、前記第１ブリッジ回路及び前記第２ブリッジ回路のスイッチング周波数を一定にし、
出力指令値が前記第２閾値以上の場合には、前記スイッチング周波数を出力指令値の増大に伴い単調減少させ、
出力指令値が第３閾値未満の場合には、前記第１ブリッジ回路の中のアーム間の第２位相差及び前記第２ブリッジ回路の中のアーム間の第３位相差を出力指令値の増大に伴い単調減少させ、
出力指令値が前記第３閾値以上の場合には、前記第２位相差及び前記第３位相差を一定にする、
ことを特徴とする、請求項１又は２に記載の電源装置。
【請求項4】
前記制御部は、
出力指令値が第２閾値未満の場合には、前記第１ブリッジ回路及び前記第２ブリッジ回路のスイッチング周波数を一定にし、
出力指令値が前記第２閾値以上の場合には、前記スイッチング周波数を出力指令値の増大に伴い単調減少させ、
出力指令値が第３閾値未満の場合には、前記第１ブリッジ回路及び前記第２ブリッジ回路の各アームのハイサイド及びローサイドのスイッチング素子の内のデューティ比が小さい方のデューティ比を出力指令値の増大に伴い単調増加させ、各アームのハイサイド及びローサイドのスイッチング素子の内の他方のデューティ比を出力指令値の増大に伴い単調減少させ、
出力指令値が前記第３閾値以上の場合には、前記第１ブリッジ回路及び前記第２ブリッジ回路の各アームのハイサイド及びローサイドのスイッチング素子のデューティ比を０．５で一定にする、
ことを特徴とする、請求項１又は２に記載の電源装置。
出力指令値が第２閾値未満の場合には、前記第１ブリッジ回路及び前記第２ブリッジ回路のスイッチング周波数を一定にし、
出力指令値が前記第２閾値以上の場合には、前記スイッチング周波数を出力指令値の増大に伴い単調減少させ、
出力指令値が第３閾値未満の場合には、前記第１ブリッジ回路及び前記第２ブリッジ回路の各アームのハイサイド及びローサイドのスイッチング素子の内のデューティ比が小さい方のデューティ比を出力指令値の増大に伴い単調増加させ、各アームのハイサイド及びローサイドのスイッチング素子の内の他方のデューティ比を出力指令値の増大に伴い単調減少させ、
出力指令値が前記第３閾値以上の場合には、前記第１ブリッジ回路及び前記第２ブリッジ回路の各アームのハイサイド及びローサイドのスイッチング素子のデューティ比を０．５で一定にする、
ことを特徴とする、請求項１又は２に記載の電源装置。
【請求項5】
第１電圧が入力される第１ブリッジ回路と、前記第１ブリッジ回路から出力される交流電圧が第１巻線に入力され、誘起された交流電圧を第２巻線から出力する、変圧器と、前記第１巻線若しくは前記第２巻線、又は、その両方に直列接続されたリアクトルと、前記第２巻線から出力される交流電圧を第２電圧に変換して出力する、第２ブリッジ回路と、を含む電源装置の制御方法であって、
出力指令値が第１閾値未満の場合には、前記第１ブリッジ回路と前記第２ブリッジ回路との間の絶対的な第１位相差を１８０°から出力指令値の増大に伴い単調減少させ、出力指令値が前記第１閾値以上の場合には、前記第１電圧と前記第１巻線の巻数との積と、前記第２電圧と前記第２巻線の巻数との積と、の比である入出力電圧比に基づいて、前記第１位相差を一定値にし、出力指令値が前記第１閾値以上の場合には、前記第１ブリッジ回路及び前記第２ブリッジ回路のスイッチング周波数を出力指令値の増大に伴い単調減少させる、
ことを特徴とする、電源装置の制御方法。
出力指令値が第１閾値未満の場合には、前記第１ブリッジ回路と前記第２ブリッジ回路との間の絶対的な第１位相差を１８０°から出力指令値の増大に伴い単調減少させ、出力指令値が前記第１閾値以上の場合には、前記第１電圧と前記第１巻線の巻数との積と、前記第２電圧と前記第２巻線の巻数との積と、の比である入出力電圧比に基づいて、前記第１位相差を一定値にし、出力指令値が前記第１閾値以上の場合には、前記第１ブリッジ回路及び前記第２ブリッジ回路のスイッチング周波数を出力指令値の増大に伴い単調減少させる、
ことを特徴とする、電源装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本開示は、電源装置及び電源装置の制御方法に関する。
【背景技術】
【0002】
特許文献１には、絶縁型ＤＡＢ（Dual Active Bridge）双方向コンバータが記載されている。ＤＡＢコンバータは、デューティ比を０．５で一定にし且つスイッチング周波数を一定にした場合、１次側ブリッジ回路と２次側ブリッジ回路との間の位相差を制御することにより、出力電圧、出力電流又は出力電力を制御できる。
【0003】
特許文献２には、スイッチング素子がオフする時の電流を減少させて電力変換効率を向上させるために、スイッチング周波数を変化させる技術が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0004】
【特許文献1】米国特許第５０２７２６４号明細書
【特許文献2】特開２０２０－５３３１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0005】
ＤＡＢコンバータの位相差制御では、ソフトスイッチングが出来ずにハードスイッチングになってしまう動作領域が存在する。従って、ＤＡＢコンバータは、ハードスイッチングを許容できる回路設計が必要となる。そのため、スイッチング素子の選択肢に制限が生じ、また、設計も難化する。
【0006】
また、ＤＡＢコンバータは、出力電圧、出力電流又は出力電力に依って、即ち、１次側ブリッジ回路と２次側ブリッジ回路との間の位相差に依って、回路内部を循環する電流（循環電流）が増大し、無効電流成分が大きくなり、変換効率が低下する。特許文献２には、ＺＶＳ（Zero Volt Switching）を行う、ＤＡＢ方式のＤＣ－ＤＣコンバータが記載されている。特許文献２記載のＤＣ－ＤＣコンバータは、目標電力に応じて、出力角変調モードまたは位相制御モードを実行する。但し、特許文献２には、変換効率を向上することは、記載されていない。また、特許文献２には、第１フルブリッジ回路と第２フルブリッジ回路との間の位相差を固定することは、記載されていない。
【0007】
本開示は、スイッチング素子の選択肢の制限の緩和と、変換効率の向上と、を両立することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0008】
本開示の一態様の電源装置は、
第１電圧が入力される第１ブリッジ回路と、
前記第１ブリッジ回路から出力される交流電圧が第１巻線に入力され、誘起された交流電圧を第２巻線から出力する、変圧器と、
前記第１巻線若しくは前記第２巻線、又は、その両方に直列接続されたリアクトルと、
前記第２巻線から出力される交流電圧を第２電圧に変換して出力する、第２ブリッジ回路と、
出力指令値が第１閾値未満の場合には、前記第１ブリッジ回路と前記第２ブリッジ回路との間の絶対的な第１位相差を１８０°から出力指令値の増大に伴い単調減少させ、出力指令値が前記第１閾値以上の場合には、前記第１電圧と前記第１巻線の巻数との積と、前記第２電圧と前記第２巻線の巻数との積と、の比である入出力電圧比に基づいて、前記第１位相差を一定値にし、出力指令値が前記第１閾値以上の場合には、前記第１ブリッジ回路及び前記第２ブリッジ回路のスイッチング周波数を出力指令値の増大に伴い単調減少させる、制御部と、
を含む、
ことを特徴とする。
第１電圧が入力される第１ブリッジ回路と、
前記第１ブリッジ回路から出力される交流電圧が第１巻線に入力され、誘起された交流電圧を第２巻線から出力する、変圧器と、
前記第１巻線若しくは前記第２巻線、又は、その両方に直列接続されたリアクトルと、
前記第２巻線から出力される交流電圧を第２電圧に変換して出力する、第２ブリッジ回路と、
出力指令値が第１閾値未満の場合には、前記第１ブリッジ回路と前記第２ブリッジ回路との間の絶対的な第１位相差を１８０°から出力指令値の増大に伴い単調減少させ、出力指令値が前記第１閾値以上の場合には、前記第１電圧と前記第１巻線の巻数との積と、前記第２電圧と前記第２巻線の巻数との積と、の比である入出力電圧比に基づいて、前記第１位相差を一定値にし、出力指令値が前記第１閾値以上の場合には、前記第１ブリッジ回路及び前記第２ブリッジ回路のスイッチング周波数を出力指令値の増大に伴い単調減少させる、制御部と、
を含む、
ことを特徴とする。
【0009】
前記電源装置において、
前記制御部は、
出力指令値が前記第１閾値以上且つ前記入出力電圧比が１：１を含む一定範囲内の場合には、前記第１位相差を予め定められた値で一定にし、
出力指令値が前記第１閾値以上且つ前記入出力電圧比が前記一定の範囲外の場合には、前記第１位相差を、入力電流を循環電流で除した値である入力電流循環電流比率が最大となる値で一定にする、
ことを特徴とする。
前記制御部は、
出力指令値が前記第１閾値以上且つ前記入出力電圧比が１：１を含む一定範囲内の場合には、前記第１位相差を予め定められた値で一定にし、
出力指令値が前記第１閾値以上且つ前記入出力電圧比が前記一定の範囲外の場合には、前記第１位相差を、入力電流を循環電流で除した値である入力電流循環電流比率が最大となる値で一定にする、
ことを特徴とする。
【0010】
前記電源装置において、
前記制御部は、
出力指令値が第２閾値未満の場合には、前記第１ブリッジ回路及び前記第２ブリッジ回路のスイッチング周波数を一定にし、
出力指令値が前記第２閾値以上の場合には、前記スイッチング周波数を出力指令値の増大に伴い単調減少させ、
出力指令値が第３閾値未満の場合には、前記第１ブリッジ回路の中のアーム間の第２位相差及び前記第２ブリッジ回路の中のアーム間の第３位相差を出力指令値の増大に伴い単調減少させ、
出力指令値が前記第３閾値以上の場合には、前記第２位相差及び前記第３位相差を一定にする、
ことを特徴とする。
前記制御部は、
出力指令値が第２閾値未満の場合には、前記第１ブリッジ回路及び前記第２ブリッジ回路のスイッチング周波数を一定にし、
出力指令値が前記第２閾値以上の場合には、前記スイッチング周波数を出力指令値の増大に伴い単調減少させ、
出力指令値が第３閾値未満の場合には、前記第１ブリッジ回路の中のアーム間の第２位相差及び前記第２ブリッジ回路の中のアーム間の第３位相差を出力指令値の増大に伴い単調減少させ、
出力指令値が前記第３閾値以上の場合には、前記第２位相差及び前記第３位相差を一定にする、
ことを特徴とする。
【0011】
前記電源装置において、
前記制御部は、
出力指令値が第２閾値未満の場合には、前記第１ブリッジ回路及び前記第２ブリッジ回路のスイッチング周波数を一定にし、
出力指令値が前記第２閾値以上の場合には、前記スイッチング周波数を出力指令値の増大に伴い単調減少させ、
出力指令値が第３閾値未満の場合には、前記第１ブリッジ回路及び前記第２ブリッジ回路の各アームのハイサイド及びローサイドのスイッチング素子の内のデューティ比が小さい方のデューティ比を出力指令値の増大に伴い単調増加させ、各アームのハイサイド及びローサイドのスイッチング素子の内の他方のデューティ比を単調減少させ、
出力指令値が前記第３閾値以上の場合には、前記第１ブリッジ回路及び前記第２ブリッジ回路の各アームのハイサイド及びローサイドのスイッチング素子のデューティ比を０．５で一定にする、
ことを特徴とする。
前記制御部は、
出力指令値が第２閾値未満の場合には、前記第１ブリッジ回路及び前記第２ブリッジ回路のスイッチング周波数を一定にし、
出力指令値が前記第２閾値以上の場合には、前記スイッチング周波数を出力指令値の増大に伴い単調減少させ、
出力指令値が第３閾値未満の場合には、前記第１ブリッジ回路及び前記第２ブリッジ回路の各アームのハイサイド及びローサイドのスイッチング素子の内のデューティ比が小さい方のデューティ比を出力指令値の増大に伴い単調増加させ、各アームのハイサイド及びローサイドのスイッチング素子の内の他方のデューティ比を単調減少させ、
出力指令値が前記第３閾値以上の場合には、前記第１ブリッジ回路及び前記第２ブリッジ回路の各アームのハイサイド及びローサイドのスイッチング素子のデューティ比を０．５で一定にする、
ことを特徴とする。
【0012】
本開示の一態様の電源装置の制御方法は、
第１電圧が入力される第１ブリッジ回路と、前記第１ブリッジ回路から出力される交流電圧が第１巻線に入力され、誘起された交流電圧を第２巻線から出力する、変圧器と、前記第１巻線若しくは前記第２巻線、又は、その両方に直列接続されたリアクトルと、前記第２巻線から出力される交流電圧を第２電圧に変換して出力する、第２ブリッジ回路と、を含む電源装置の制御方法であって、
出力指令値が第１閾値未満の場合には、前記第１ブリッジ回路と前記第２ブリッジ回路との間の絶対的な第１位相差を１８０°から出力指令値の増大に伴い単調減少させ、出力指令値が前記第１閾値以上の場合には、前記第１電圧と前記第１巻線の巻数との積と、前記第２電圧と前記第２巻線の巻数との積と、の比である入出力電圧比に基づいて、前記第１位相差を一定値にし、出力指令値が前記第１閾値以上の場合には、前記第１ブリッジ回路及び前記第２ブリッジ回路のスイッチング周波数を出力指令値の増大に伴い単調減少させる、
ことを特徴とする。
第１電圧が入力される第１ブリッジ回路と、前記第１ブリッジ回路から出力される交流電圧が第１巻線に入力され、誘起された交流電圧を第２巻線から出力する、変圧器と、前記第１巻線若しくは前記第２巻線、又は、その両方に直列接続されたリアクトルと、前記第２巻線から出力される交流電圧を第２電圧に変換して出力する、第２ブリッジ回路と、を含む電源装置の制御方法であって、
出力指令値が第１閾値未満の場合には、前記第１ブリッジ回路と前記第２ブリッジ回路との間の絶対的な第１位相差を１８０°から出力指令値の増大に伴い単調減少させ、出力指令値が前記第１閾値以上の場合には、前記第１電圧と前記第１巻線の巻数との積と、前記第２電圧と前記第２巻線の巻数との積と、の比である入出力電圧比に基づいて、前記第１位相差を一定値にし、出力指令値が前記第１閾値以上の場合には、前記第１ブリッジ回路及び前記第２ブリッジ回路のスイッチング周波数を出力指令値の増大に伴い単調減少させる、
ことを特徴とする。
【発明の効果】
【0013】
本開示によれば、スイッチング素子の選択肢の制限の緩和と、変換効率の向上と、を両立することができる。
【図面の簡単な説明】
【0014】
【発明を実施するための形態】
【0015】
以下、添付図面を参照して、本開示に係る実施形態を詳細に説明する。なお、この実施の形態により本開示が限定されるものではなく、また、以下の実施形態において、同一の部位には同一の符号を付することにより重複する説明を省略する。
【0016】
＜第１実施形態＞
本開示では、ソフトスイッチングが出来ていることの指標として、スイッチング素子がオフからオンになる時に電流が負であり、且つ、スイッチング素子がオンからオフになる時に電流が正である、という指標を用いる。
本開示では、ソフトスイッチングが出来ていることの指標として、スイッチング素子がオフからオンになる時に電流が負であり、且つ、スイッチング素子がオンからオフになる時に電流が正である、という指標を用いる。
【0017】
（回路構成）
図１は、第１実施形態の電源装置の回路構成を示す図である。電源装置１は、ＤＡＢ（Dual Active Bridge）方式であり、双方向のＤＣ－ＤＣコンバータである。実施形態では、電源装置１は、電源２から出力されコンデンサ３で平滑化後の直流の電圧Ｖｉｎの供給を受けて、直流の電圧Ｖｏｕｔを負荷４に出力するものとする。
図１は、第１実施形態の電源装置の回路構成を示す図である。電源装置１は、ＤＡＢ（Dual Active Bridge）方式であり、双方向のＤＣ－ＤＣコンバータである。実施形態では、電源装置１は、電源２から出力されコンデンサ３で平滑化後の直流の電圧Ｖｉｎの供給を受けて、直流の電圧Ｖｏｕｔを負荷４に出力するものとする。
【0018】
電源装置１は、１次側の第１ブリッジ回路１２と、リアクトル１３と、トランス１４と、２次側の第２ブリッジ回路１５と、コンデンサ１６と、制御部１８と、を含む。
【0019】
第１ブリッジ回路１２は、第１アーム２１及び第２アーム２２を含む単相フルブリッジ回路である。第１アーム２１は、トランジスタＴｒ１及びトランジスタＴｒ２を含む。第２アーム２２は、トランジスタＴｒ３及びトランジスタＴｒ４を含む。
【0020】
実施形態では、各トランジスタがＭＯＳＦＥＴであることとしたが、本開示はこれに限定されない。各トランジスタは、シリコンパワーデバイス、ＧａＮパワーデバイス、ＳｉＣパワーデバイス（例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor））などでも良い。
【0021】
各トランジスタは、積極的に電流を流すことができる寄生ダイオード（ボディダイオード）を有する、又は、逆並列にダイオードが接続されている。寄生ダイオードとは、ＭＯＳＦＥＴのバックゲートとソース及びドレインとの間のｐｎ接合である。
【0022】
トランジスタＴｒ１のソースは、トランジスタＴｒ２のドレインに電気的に接続されている。トランジスタＴｒ１のドレインは、トランジスタＴｒ３のドレインに電気的に接続されている。トランジスタＴｒ３のソースは、トランジスタＴｒ４のドレインに電気的に接続されている。トランジスタＴｒ２のソースは、トランジスタＴｒ４のソースに電気的に接続されている。
【0023】
トランジスタＴｒ１のドレイン及びトランジスタＴｒ３のドレインは、第１ブリッジ回路１２の一方の入力端子１２ａに電気的に接続されている。トランジスタＴｒ２のソース及びトランジスタＴｒ４のソースは、第１ブリッジ回路１２の他方の入力端子１２ｂに電気的に接続されている。
【0024】
入力端子１２ａは、コンデンサ３の一端（高電位側端）に電気的に接続されている。入力端子１２ｂは、コンデンサ３の他端（低電位側端）に電気的に接続されている。
【0025】
入力端子１２ａと入力端子１２ｂとの間には、電圧Ｖｉｎが供給される。
【0026】
トランジスタＴｒ１のソース及びトランジスタＴｒ２のドレインは、第１ブリッジ回路１２の一方の出力端子１２ｃに電気的に接続されている。トランジスタＴｒ３のソース及びトランジスタＴｒ４のドレインは、第１ブリッジ回路１２の他方の出力端子１２ｄに電気的に接続されている。
【0027】
リアクトル１３の一端は、出力端子１２ｃに電気的に接続されている。なお、本開示では、リアクトル１３を１次側に配置したが、これに限定されない。リアクトル１３は、２次側に配置しても良いし、１次側及び２次側の両方に配置しても良い。
【0028】
トランス１４は、第１巻線１４ａと、第２巻線１４ｂと、コア１４ｃと、を含む。第１巻線１４ａ及び第２巻線１４ｂは、コア１４ｃに巻回されている。
【0029】
トランス１４が、本開示の「変圧器」の一例に相当する。
【0030】
第１巻線１４ａと第２巻線１４ｂとの巻数比は、１：１が例示されるが、本開示はこれに限定されない。
【0031】
第１巻線１４ａの一端は、リアクトル１３の他端に電気的に接続されている。第１巻線１４ａの他端は、出力端子１２ｄに電気的に接続されている。
【0032】
第１ブリッジ回路１２は、電圧Ｖｉｎ、電圧－Ｖｉｎ、又は、０Ｖを、出力端子１２ｃと出力端子１２ｄとの間に出力する。
【0033】
例えば、第１ブリッジ回路１２は、トランジスタＴｒ１及びトランジスタＴｒ４がオン状態、且つ、トランジスタＴｒ２及びトランジスタＴｒ３がオフ状態に制御されている場合、電圧Ｖｉｎを、出力端子１２ｃと出力端子１２ｄとの間に出力する。
【0034】
また例えば、第１ブリッジ回路１２は、トランジスタＴｒ１及びトランジスタＴｒ４がオフ状態、且つ、トランジスタＴｒ２及びトランジスタＴｒ３がオン状態に制御されている場合、電圧－Ｖｉｎを、出力端子１２ｃと出力端子１２ｄとの間に出力する。
【0035】
また例えば、第１ブリッジ回路１２は、トランジスタＴｒ１及びトランジスタＴｒ３がオン状態、且つ、トランジスタＴｒ２及びトランジスタＴｒ４がオフ状態に制御されている場合、０Ｖを、出力端子１２ｃと出力端子１２ｄとの間に出力する。
【0036】
また例えば、第１ブリッジ回路１２は、トランジスタＴｒ１及びトランジスタＴｒ３がオフ状態、且つ、トランジスタＴｒ２及びトランジスタＴｒ４がオン状態に制御されている場合、０Ｖを、出力端子１２ｃと出力端子１２ｄとの間に出力する。
【0037】
第２ブリッジ回路１５は、第３アーム３１及び第４アーム３２を含む単相フルブリッジ回路である。第３アーム３１は、トランジスタＴｒ５及びトランジスタＴｒ６を含む。第４アーム３２は、トランジスタＴｒ７及びトランジスタＴｒ８を含む。
【0038】
トランジスタＴｒ５のソースは、トランジスタＴｒ６のドレインに電気的に接続されている。トランジスタＴｒ５のドレインは、トランジスタＴｒ７のドレインに電気的に接続されている。トランジスタＴｒ７のソースは、トランジスタＴｒ８のドレインに電気的に接続されている。トランジスタＴｒ６のソースは、トランジスタＴｒ８のソースに電気的に接続されている。
【0039】
トランジスタＴｒ５のソース及びトランジスタＴｒ６のドレインは、第２ブリッジ回路１５の一方の入力端子１５ａに電気的に接続されている。トランジスタＴｒ７のソース及びトランジスタＴｒ８のドレインは、第２ブリッジ回路１５の他方の入力端子１５ｂに電気的に接続されている。
【0040】
トランジスタＴｒ５のドレイン及びトランジスタＴｒ７のドレインは、第２ブリッジ回路１５の一方の出力端子１５ｃに電気的に接続されている。トランジスタＴｒ６のソース及びトランジスタＴｒ８のソースは、第２ブリッジ回路１５の他方の出力端子１５ｄに電気的に接続されている。
【0041】
入力端子１５ａは、第２巻線１４ｂの一端に電気的に接続されている。入力端子１５ｂは、第２巻線１４ｂの他端に電気的に接続されている。
【0042】
出力端子１５ｃは、コンデンサ１６の一端（高電位側端）に電気的に接続されている。出力端子１５ｄは、コンデンサ１６の他端（低電位側端）に電気的に接続されている。
【0043】
コンデンサ１６の電圧が、電圧Ｖｏｕｔである。コンデンサ１６の一端（高電位側端）は、負荷４の一端（高電位側端）に電気的に接続されている。コンデンサ１６の他端（低電位側端）は、負荷４の他端（低電位側端）に電気的に接続されている。
【0044】
制御部１８は、複数の第１駆動パルスＰ１を第１アーム２１に出力し、複数の第２駆動パルスＰ２を第２アーム２２に出力し、複数の第３駆動パルスＰ３を第３アーム３１に出力し、複数の第４駆動パルスＰ４を第４アーム３２に出力することにより、第１アーム２１から第４アーム３２までを制御する。
【0045】
本開示では、電圧Ｖｉｎとトランス１４の第１巻線１４ａの巻数との積と、電圧Ｖｏｕｔとトランス１４の第２巻線１４ｂの巻数との積と、の比を、入出力電圧比ｎと称する。また、入力電流を循環電流で除した値を、入力電流循環電流比率と称する。
【0046】
（第１比較例の制御）
図２は、ＤＡＢのブリッジ回路間の位相差と出力電力との関係を示す図である。図２において、横軸は、位相差（ｄｅｇ）を表し、縦軸は、正規化した出力電力を表す。波形２０１は、位相差（ｄｅｇ）と、正規化した出力電力と、の関係を示す。
図２は、ＤＡＢのブリッジ回路間の位相差と出力電力との関係を示す図である。図２において、横軸は、位相差（ｄｅｇ）を表し、縦軸は、正規化した出力電力を表す。波形２０１は、位相差（ｄｅｇ）と、正規化した出力電力と、の関係を示す。
【0047】
図３は、ＤＡＢのブリッジ回路間の位相差と循環電流との関係を示す図である。図３において、横軸は、位相差（ｄｅｇ）を表し、縦軸は、正規化した循環電流を表す。波形２０２は、位相差（ｄｅｇ）と、正規化した循環電流と、の関係を示す。
【0048】
図３の波形２０２で示すように、位相差－１８０°から－９０°までの範囲、及び、＋９０°から＋１８０°までの範囲では、負荷４への電力供給に寄与しない循環電流が多くなる。
【0049】
そこで、第１比較例は、デューティ比を０．５で一定にし且つスイッチング周波数を一定（例えば、５０ｋＨｚ）にする。そして、第１比較例は、図２及び図３に示すように、位相差０°を中心（無負荷時）として、出力指令値に応じて位相差－９０°から＋９０°までの範囲（以下、「第１比較例の位相差範囲２１０」と称する。）で位相差制御する。
【0050】
【0051】
【0052】
第１比較例では、図４の領域３０１及び領域３０３は、ソフトスイッチング動作領域であるが、領域３０２、領域３０４、領域３０５及び領域３０６は、ハードスイッチング動作領域である。
【0053】
【0054】
（第２比較例の制御）
第２比較例は、循環電流（図３参照）を利用してソフトスイッチング動作を実現する。つまり、第２比較例は、出力指令値に応じて、±１８０°（絶対的な位相差）を中心（無負荷時）として位相差制御を行う。ＤＡＢコンバータの制御の観点では、絶対的な位相差＋１８０°と絶対的な位相差－１８０°とは、等価である。
第２比較例は、循環電流（図３参照）を利用してソフトスイッチング動作を実現する。つまり、第２比較例は、出力指令値に応じて、±１８０°（絶対的な位相差）を中心（無負荷時）として位相差制御を行う。ＤＡＢコンバータの制御の観点では、絶対的な位相差＋１８０°と絶対的な位相差－１８０°とは、等価である。
【0055】
図２及び図３を参照すると、第２比較例は、出力指令値に応じて、±１８０°（絶対的な位相差）を中心（無負荷時）として、一例として＋９０°（絶対的な位相差）から－９０°（絶対的な位相差）までの範囲（以下、「第２比較例の位相差範囲２１１」と称する。）で位相差制御を行う。
【0056】
なお、第２比較例は、後述するように位相差及びスイッチング周波数の２つの値で制御することとすると、＋９０°（絶対的な位相差）より小さい位相差範囲２１１ａ及び－９０°（絶対的な位相差）より大きい位相差範囲２１１ｂを利用することも可能である。位相差範囲２１１ａ及び位相差範囲２１１ｂでは、出力電力が小さくなるというデメリットがあるものの、損失を小さくすることができるというメリットがある。例えば、図２に示すように位相差範囲２１１から位相差範囲２１１ｂへ動作点が移動した場合は、電力的には低下傾向を示すが、図３に示すように、循環電流も低下傾向を示す。具体的には、図２で示すところの約－１１２．５°（位相差範囲２１１）と約－６７．５°（位相差範囲２１１ｂ）とでは周波数が同一であれば同等の出力になる。その時、図３を参照すると、循環電流は明らかに約－６７．５°の方が少なくなる（低損失になる）結果となる。周波数を変更した場合、変換電力は変化する（２倍の周波数で電力は半分になる）が、出力電力と循環電流との比率（図２と図３との比率）は変化しない。そのため、ハードスイッチング領域へ入ってしまわないように注意が必要であるが、損失低減のために、位相差範囲２１１ｂまで踏み込んでしまってもよい。
【0057】
第２比較例の位相差範囲２１１では、第１比較例の位相差範囲２１０と比して、トランジスタがオフからオンになるとき負の向き、オンからオフになるとき正の向きの循環電流が多く流れる。第２比較例は、上記の循環電流を利用することにより、上記した指標を満たすことができる。
【0058】
【0059】
第２比較例は、波形５０１で示すように、出力指令値が－１００から１００まで増加するに従って、位相差を－９０°（相対的な位相差。絶対的な位相差としては＋９０°）から、＋９０°（相対的な位相差。絶対的な位相差としては－９０°）まで、単調増加させる。
【0060】
但し、このままでは、循環電流が必要以上に多くなり、損失が大きくなる。そこで、第２比較例は、スイッチング周波数を制御することにより、上記の環流電流を調整（抑制）する。第２比較例は、スイッチング周波数を高くすることにより、環流電流を抑制できる。
【0061】
【0062】
第２比較例は、波形５１１で示すように、出力指令値が０（無負荷時）の場合にスイッチング周波数を最大にし、出力指令値が０から離れるに従って、スイッチング周波数を低くする。第２比較例では、出力指令値が０（無負荷時）の場合にスイッチング周波数を２００ｋＨｚにし、出力指令値が±１００の場合にスイッチング周波数を５０ｋＨｚにする。
【0063】
図８は、第２比較例の動作領域を示す図である。図８において、横軸は、±１８０°（絶対的な位相差）に対する相対的な位相差（ｄｅｇ）を表し、縦軸は、１次側電圧（電圧Ｖｉｎ）に対する２次側電圧（電圧Ｖｏｕｔ）の比を表す。
【0064】
【0065】
第２比較例では、図８の領域３２２は、ソフトスイッチング動作領域であり、領域３２１、領域３２３、領域３２４、領域３２５及び領域３２６は、ハードスイッチング動作領域である。
【0066】
【0067】
図９を図５と比較すると、第２比較例は、図６及び図７で示す位相差制御及びスイッチング周波数制御を行うことにより、第１比較例ではハードスイッチングであった領域（図５の領域３０２、領域３０５参照）で、ソフトスイッチング動作を可能とすることができる。
【0068】
なお、図８及び図９では、横軸を位相差としている。しかし、第２比較例では、電圧Ｖｏｕｔは、位相差だけではなく、スイッチング周波数にも依存する。図８及び図９の横軸は、あくまでも、第２比較例の位相差だけに着目した特性となる。
【0069】
また、図２を参照すると、第１比較例の位相差範囲２１０では、位相差と出力電力との関係が正の相関（右肩上がり、図２の－９０°（絶対的な位相差）から＋９０°（絶対的な位相差）までの範囲参照）である。これに対して、第２比較例の位相差範囲２１１では、位相差と出力電力との関係が負の相関（右肩下がり、図２の＋９０°（絶対的な位相差）から－９０°（絶対的な位相差）までの範囲参照）である。そのため、第２比較例では、出力指令値と出力電力との関係が、負の相関（比較例と逆）になる。
【0070】
【0071】
第２比較例では、波形５２１で示すように、出力指令値が増加すると、出力電力が減少する。第２比較例は、この特性のままで使用しても良い。或いは、例えば、出力指令値の符号が反転されて制御部１８に入力されることとして、出力指令値と出力電力との関係が正の相関になるようにしても良い。
【0072】
図１１から図１３までは、第１比較例及び第２比較例の回路シミュレーション結果を示す図である。図１１は、逆方向最大出力時（位相差＝－９０°（相対的な位相差））の回路シミュレーション結果を示す図である。図１２は、無出力時（無負荷時）（位相差＝０°（相対的な位相差））の回路シミュレーション結果を示す図である。図１３は、順方向最大出力時（位相差＝＋９０°（相対的な位相差））の回路シミュレーション結果を示す図である。
【0073】
【0074】
【0075】
【0076】
図１１から図１３までの各欄において、１番目の波形は、第１ブリッジ回路１２のトランジスタ（例えば、トランジスタＴｒ１）のドレイン－ソース間の電圧を表す。ドレインーソース間の電圧がハイレベルの場合、トランジスタはオフである。ドレインーソース間の電圧がローレベルの場合、トランジスタはオンである。
【0077】
２番目の波形は、第１ブリッジ回路１２のトランジスタ（例えば、トランジスタＴｒ１）のドレイン－ソース間（寄生ダイオードを含む。）の電流を表す。
【0078】
３番目の波形は、第２ブリッジ回路１５のトランジスタ（例えば、トランジスタＴｒ５）のドレイン－ソース間の電圧を表す。ドレインーソース間の電圧がハイレベルの場合、トランジスタはオフである。ドレインーソース間の電圧がローレベルの場合、トランジスタはオンである。
【0079】
４番目の波形は、第２ブリッジ回路１５のトランジスタ（例えば、トランジスタＴｒ５）のドレイン－ソース間（寄生ダイオードを含む。）の電流を表す。
【0080】
【0081】
欄６０２は、第２比較例の回路シミュレーション結果（図９の動作点４０１参照）を示す。この場合、上記した指標を満たしているので、ソフトスイッチング動作である。
【0082】
欄６０３は、第１比較例の回路シミュレーション結果（図５の動作点４０２参照）を示す。この場合、上記した指標を満たしているので、ソフトスイッチング動作である。
【0083】
欄６０４は、第２比較例の回路シミュレーション結果（図９の動作点４０２参照）を示す。この場合、上記した指標を満たしているので、ソフトスイッチング動作である。
【0084】
欄６０５は、第１比較例の回路シミュレーション結果（図５の動作点４０３参照）を示す。この場合、上記した指標を満たしているので、ソフトスイッチング動作である。
【0085】
欄６０６は、第２比較例の回路シミュレーション結果（図９の動作点４０３参照）を示す。この場合、上記した指標を満たしているので、ソフトスイッチング動作である。
【0086】
図１２を参照すると、欄６１１は、第１比較例の回路シミュレーション結果（図５の動作点４０４参照）を示す。この場合、第１ブリッジ回路１２のトランジスタは上記した指標を満たしていないので（１番目及び２番目の波形参照）、ハードスイッチング動作である。
【0087】
欄６１２は、第２比較例の回路シミュレーション結果（図９の動作点４０４参照）を示す。この場合、上記した指標を満たしているので、ソフトスイッチング動作である。
【0088】
欄６１３は、第１比較例の回路シミュレーション結果（図５の動作点４０５参照）を示す。この場合、第１ブリッジ回路１２のトランジスタは上記した指標を満たしていないので（１番目及び２番目の波形参照）、ハードスイッチング動作である。第２ブリッジ回路１５のトランジスタも上記した指標を満たしていないので（３番目及び４番目の波形参照）、ハードスイッチング動作である。
【0089】
欄６１４は、第２比較例の回路シミュレーション結果（図９の動作点４０５参照）を示す。この場合、上記した指標を満たしているので、ソフトスイッチング動作である。
【0090】
欄６１５は、第１比較例の回路シミュレーション結果（図５の動作点４０６参照）を示す。この場合、第２ブリッジ回路１５のトランジスタは上記した指標を満たしていないので（３番目及び４番目の波形参照）、ハードスイッチング動作である。
【0091】
欄６１６は、第２比較例の回路シミュレーション結果（図９の動作点４０６参照）を示す。この場合、上記した指標を満たしているので、ソフトスイッチング動作である。
【0092】
【0093】
欄６２２は、第２比較例の回路シミュレーション結果（図９の動作点４０７参照）を示す。この場合、上記した指標を満たしているので、ソフトスイッチング動作である。
【0094】
欄６２３は、第１比較例の回路シミュレーション結果（図５の動作点４０８参照）を示す。この場合、上記した指標を満たしているので、ソフトスイッチング動作である。
【0095】
欄６２４は、第２比較例の回路シミュレーション結果（図９の動作点４０８参照）を示す。この場合、上記した指標を満たしているので、ソフトスイッチング動作である。
【0096】
欄６２５は、第１比較例の回路シミュレーション結果（図５の動作点４０９参照）を示す。この場合、上記した指標を満たしているので、ソフトスイッチング動作である。
【0097】
欄６２６は、第２比較例の回路シミュレーション結果（図９の動作点４０９参照）を示す。この場合、上記した指標を満たしているので、ソフトスイッチング動作である。
【0098】
【0099】
このように、第２比較例は、第１比較例と比べて、ソフトスイッチング動作が可能な領域を拡げることができる。これにより、第２比較例は、スイッチング素子の選択肢の増加、スイッチング損失の低減、サージノイズ抑制、安全動作領域改善による素子のストレス低減などが可能となる。また、電源装置１は、結果的に設計の容易化、低コスト化、電力変換効率の向上、小型化等の性能向上も見込める。
【0100】
但し、第２比較例は、高出力時では、循環電流が多く、変換効率が低くなる。
【0101】
（第３比較例の制御）
第３比較例では、入出力電圧比ｎ＝１．０：０．５の場合について説明する。
第３比較例では、入出力電圧比ｎ＝１．０：０．５の場合について説明する。
【0102】
第３比較例は、デューティ比を０．５で一定にし且つスイッチング周波数を一定にし、１次側ブリッジ回路と２次側ブリッジ回路との間の第１位相差φｐ－ｓを制御することにより、出力電圧、出力電流又は出力電力を制御する。
【0103】
第３比較例は、第１駆動パルスＰ１及び第２駆動パルスＰ２と、第３駆動パルスＰ３及び第４駆動パルスＰ４と、の間の第１位相差φｐ－ｓを制御することにより、第１ブリッジ回路１２と第２ブリッジ回路１５との間の第１位相差φｐ－ｓを制御する。
【0104】
図１４は、ＤＡＢのブリッジ回路間の第１位相差φｐ－ｓと変換電力との関係を示す図である。図１４において、横軸は、第１位相差φｐ－ｓ（ｄｅｇ）を表し、縦軸は、正規化した変換電力を表す。線７０１は、第１位相差φｐ－ｓ（ｄｅｇ）と、正規化した変換電力と、の関係を示す。
【0105】
線７０１で示すように、電源装置１は、第１位相差φｐ－ｓを制御することにより、双方向の電力変換が可能である。
【0106】
図１５は、ＤＡＢのブリッジ回路間の第１位相差φｐ－ｓと入力電流循環電流比率との関係を示す図である。図１５において、横軸は、第１位相差φｐ－ｓ（ｄｅｇ）を表し、縦軸は、入力電流循環電流比率を表す。線７０２は、第１位相差φｐ－ｓ（ｄｅｇ）と、入力電流循環電流比率と、の関係を示す。
【0107】
点７０２ａで示すように、入力電流循環電流比率は、第１位相差φｐ－ｓがおよそ５０ｄｅｇの場合にピーク（変換効率最大）となり、およそ５０ｄｅｇより大きい場合及び小さい場合のいずれも低下（変換効率低下）する。
【0108】
つまり、図１４に示すように、変換電力の絶対値は、±９０ｄｅｇまで上昇傾向を示す。しかし、図１５に示すように、入力（出力も同じ）電流を得るために必要な循環電流の割合は、特定の位相差（本例では、およそ５０ｄｅｇ）で最小値まで低下し、その他では増大して行く。これにより、多くの領域で回路内部の電流導通損失割合が多く、変換効率の低下、各種回路構成素子の負担が増大しやすい。
【0109】
（第４比較例の制御）
図１６は、ＤＡＢのブリッジ回路間の第１位相差φｐ－ｓと入力電流循環電流比率との関係を示す図である。図１６において、横軸は、第１位相差φｐ－ｓ（ｄｅｇ）を表し、縦軸は、入力電流循環電流比率を表す。
図１６は、ＤＡＢのブリッジ回路間の第１位相差φｐ－ｓと入力電流循環電流比率との関係を示す図である。図１６において、横軸は、第１位相差φｐ－ｓ（ｄｅｇ）を表し、縦軸は、入力電流循環電流比率を表す。
【0110】
線７１１は、入出力電圧比ｎ＝１．０：０．５の場合の、第１位相差φｐ－ｓ（ｄｅｇ）と、入力電流循環電流比率と、の関係を示す。点７１１ａで示すように、入力電流循環電流比率は、第１位相差φｐ－ｓがおよそ５０ｄｅｇの場合にピーク（変換効率最大）となり、およそ５０ｄｅｇより大きい場合及び小さい場合のいずれも低下（変換効率低下）する。
【0111】
線７１２は、入出力電圧比ｎ＝１．０：０．７５の場合の、第１位相差φｐ－ｓ（ｄｅｇ）と、入力電流循環電流比率と、の関係を示す。点７１２ａで示すように、入力電流循環電流比率は、第１位相差φｐ－ｓがおよそ３０ｄｅｇの場合にピーク（変換効率最大）となり、およそ３０ｄｅｇより大きい場合及び小さい場合のいずれも低下（変換効率低下）する。
【0112】
線７１３は、入出力電圧比ｎ＝１．０：０．９の場合の、第１位相差φｐ－ｓ（ｄｅｇ）と、入力電流循環電流比率と、の関係を示す。点７１３ａで示すように、入力電流循環電流比率は、第１位相差φｐ－ｓがおよそ２０ｄｅｇの場合にピーク（変換効率最大）となり、およそ２０ｄｅｇより大きい場合及び小さい場合のいずれも低下（変換効率低下）する。
【0113】
線７１４は、入出力電圧比ｎ＝１．０：０．９９の場合の、第１位相差φｐ－ｓ（ｄｅｇ）と、入力電流循環電流比率と、の関係を示す。点７１４ａで示すように、入力電流循環電流比率は、第１位相差φｐ－ｓがおよそ１０ｄｅｇの場合にピーク（変換効率最大）となり、およそ１０ｄｅｇより大きい場合及び小さい場合のいずれも低下（変換効率低下）する。
【0114】
図１６では、降圧の場合を示したが、昇圧の場合も同様に、入力電流循環電流比率にピークが存在する。
【0115】
図１６に示されるＤＡＢの性質に鑑み、第４比較例は、入出力電圧比ｎに基づいて、第１位相差φｐ－ｓを、入力電流循環電流比率が最大となる値で一定にする（固定する）。例えば、第４比較例は、入出力電圧比ｎ＝１．０：０．５である場合、第１位相差φｐ－ｓを、およそ５０ｄｅｇで一定にする。
【0116】
但し、第１位相差φｐ－ｓを入力電流循環電流比率が最大となる値で一定にすることに限定されない。第１位相差φｐ－ｓを入力電流循環電流比率が最大となる値の近傍で一定にすることとしても良い。制御上の都合などにより、あえて第１位相差φｐ－ｓを入力電流循環電流比率が最大となる値から微妙にずらす場合もあり得る。
【0117】
これにより、第４比較例は、変換効率を向上でき、各種回路構成素子の負担を軽減できる。
【0118】
なお、入出力電圧比ｎ＝１．０：１．０では、第１位相差φｐ－ｓが０ｄｅｇになってしまい、出力電力がゼロになってしまう。そこで、第４比較例は、入出力電圧比ｎがｎ＝１．０：１．０を含む一定範囲内（例えば、ｎ＝０．９９：１．０からｎ＝１．０：０．９９までの範囲内）の場合には、第１位相差φｐ－ｓを予め定められた値（例えば、１０ｄｅｇ）で一定にすると良い。
【0119】
また、第４比較例は、第１駆動パルスＰ１、第２駆動パルスＰ２、第３駆動パルスＰ３及び第４駆動パルスＰ４のスイッチング周波数ｆを可変することにより、出力電流（出力電力）を制御できる。
【0120】
第４比較例は、スイッチング周波数ｆを低くすると、出力電流を多くすることができる。第４比較例は、スイッチング周波数ｆを高くすると、出力電流を少なくすることができる。
【0121】
なお、理論上は、スイッチング周波数ｆを高くすればするほど、出力電流を少なくすることができる。しかし、実際には、回路内の各素子は、動作速度に限界がある。つまり、スイッチング周波数ｆには限界があり、出力電流の抑制には限界がある。
【0122】
そこで、第４比較例は、出力指令値（電流指令値）が相対的に大きい領域では、スイッチング周波数ｆを可変して出力電流を可変し、第１アーム２１と第２アーム２２との間の第２位相差φｐ－ｐ、及び、第３アーム３１と第４アーム３２との間の第３位相差φｓ－ｓを一定にする。一方、第４比較例は、出力指令値が相対的に小さい領域では、スイッチング周波数ｆを一定にし、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを可変して、出力電流を可変する。
【0123】
第４比較例は、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを小さくすると、出力電流を多くすることができる。第４比較例は、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを大きくすると、出力電流を少なくすることができる。
【0124】
これにより、第４比較例は、広い領域にわたって、出力電流を可変することができる。
【0125】
なお、第４比較例では、第２位相差φｐ－ｐと第３位相差φｓ－ｓとを同じとするが、本開示はこれに限定されない。第２位相差φｐ－ｐと第３位相差φｓ－ｓとは、異なっても良い。
【0126】
図１７は、第４比較例の制御を説明する図である。図１７は、入出力電圧比ｎ＝１．０：０．５である場合の制御例を示す。図１７の上段において、横軸は、出力指令値を表し、縦軸は、正規化されたスイッチング周波数ｆを表す。図１７の下段において、横軸は、出力指令値を表し、縦軸は、位相差φ（ｄｅｇ）を表す。
【0127】
線７２１は、出力指令値と、スイッチング周波数ｆと、の関係を示す。線７２２は、出力指令値と、第１位相差φｐ－ｓと、の関係を示す。線７２３は、出力指令値と、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓと、の関係を示す。
【0128】
第４比較例は、入出力電圧比ｎ＝１．０：０．５であるので、線７２２で示すように、第１位相差φｐ－ｓをおよそ５０ｄｅｇで一定にする。
【0129】
第４比較例は、出力指令値が第１閾値Ｔｈ１（例えば、５０）未満の領域（矢印７２５参照）では、線７２１で示すように、スイッチング周波数ｆを一定にする。
【0130】
第４比較例は、出力指令値が第１閾値Ｔｈ１（例えば、５０）以上の領域（矢印７２４参照）では、線７２１で示すように、出力指令値が大きくなるほど、スイッチング周波数ｆを単調減少（図１７の例では直線状に減少）させる。
【0131】
以下、スイッチング周波数ｆを変更する出力指令値の領域（矢印７２４参照）を、「周波数変調領域」と称する場合がある。
【0132】
第４比較例は、出力指令値が第２閾値Ｔｈ２（例えば、５０）未満の領域（矢印７２５参照）では、線７２３で示すように、出力指令値が大きくなるほど、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを単調減少（図１７の例では直線状に減少）させる。
【0133】
以下、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを変更する出力指令値の領域（矢印７２５参照）を、「位相変調領域」と称する場合がある。
【0134】
第４比較例は、出力指令値が第２閾値Ｔｈ２（例えば、５０）以上の領域（矢印７２４参照）では、線７２３で示すように、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを０ｄｅｇで一定にする。
【0135】
【0136】
線７３１は、第４比較例の入力電流と入力電流循環電流比率との関係を示す。線７３２は、第３比較例の入力電流と入力電流循環電流比率との関係を示す。矢印７３３は、周波数変調領域と位相変調領域との境目（変調制御の切替点）を表す。矢印７３４は、周波数変調領域を表す。矢印７３５は、位相変調領域を表す。
【0137】
線７３１で示すように、第４比較例は、第３比較例と比較して、全範囲にわたって、入力電流循環電流比率、つまり、変換効率を向上させることができる。
【0138】
【0139】
制御部１８は、第１算出部５１と、減算器５２と、第２算出部５３と、合成器５４と、駆動パルス生成部５５と、１次側パルス駆動部５６と、２次側パルス駆動部５７と、を含む。
【0140】
第１算出部５１は、入出力電圧比ｎに基づいて、第１位相差φｐ－ｓを算出（図１６の点７１１ａ、７１２ａ、７１３ａ、７１４ａ参照）し、合成器５４に出力する。なお、第１算出部５１は、数式、マップデータ等を用いて、第１位相差φｐ－ｓを算出することとしても良い。
【0141】
減算器５２は、電流指令値から出力電流検出値を減算した電流偏差（出力指令値）を第２算出部５３に出力する。
【0142】
第２算出部５３は、電流偏差に基づいて、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓ（図１７の線７２３参照）、並びに、スイッチング周波数ｆ（図１７の線７２１参照）を算出し、合成器５４に出力する。なお、第２算出部５３は、数式、マップデータ等を用いて、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓ、並びに、スイッチング周波数ｆを算出することとしても良い。
【0143】
合成器５４は、第１位相差φｐ－ｓ、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓ、並びに、スイッチング周波数ｆを合成した信号Ｓを、駆動パルス生成部５５に出力する。
【0144】
駆動パルス生成部５５は、信号Ｓに基づいて、第１駆動パルスＰ１、第２駆動パルスＰ２、第３駆動パルスＰ３及び第４駆動パルスＰ４を生成する。駆動パルス生成部５５は、第１駆動パルスＰ１及び第２駆動パルスＰ２を１次側パルス駆動部５６に出力する。駆動パルス生成部５５は、第３駆動パルスＰ３及び第４駆動パルスＰ４を２次側パルス駆動部５７に出力する。
【0145】
１次側パルス駆動部５６は、第１駆動パルスＰ１及び第２駆動パルスＰ２の電圧レベルを変換し、第１アーム２１及び第２アーム２２に出力する。
【0146】
２次側パルス駆動部５７は、第３駆動パルスＰ３及び第４駆動パルスＰ４の電圧レベルを変換し、第３アーム３１及び第４アーム３２に出力する。
【0147】
以上説明したように、第４比較例の制御部１８は、入出力電圧比ｎに基づいて、第１位相差φｐ－ｓを、入力電流循環電流比率が最大となる値で一定にする。
【0148】
これにより、第４比較例は、変換効率を向上でき、各種回路構成素子の負担を軽減できる。
【0149】
また、第４比較例の制御部１８は、スイッチング周波数ｆを可変することにより、出力電流（出力電力）を制御できる。
【0150】
また、第４比較例の制御部１８は、出力指令値が第１閾値Ｔｈ１（第２閾値Ｔｈ２）以上の場合は、スイッチング周波数ｆを可変して出力電流を可変し、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを一定にする。一方、第４比較例の制御部１８は、出力指令値が第２閾値Ｔｈ２（第１閾値Ｔｈ１）未満の場合は、スイッチング周波数ｆを一定にし、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを可変して、出力電流を可変する。
【0151】
これにより、第４比較例は、広い領域にわたって、出力電流を可変することができる。
【0152】
但し、第４比較例は、ソフトスイッチング領域の拡大が出来ていない。
【0153】
（第５比較例の制御）
第４比較例では、制御部１８は、第１閾値Ｔｈ１と第２閾値Ｔｈ２とを同じにした。つまり、第４比較例の制御部１８は、周波数変調領域（図１７の矢印７２４参照）と、位相変調領域（図１７の矢印７２５参照）と、がオーバーラップしないようにした。一方、第５比較例では、制御部１８は、第１閾値Ｔｈ１＜第２閾値Ｔｈ２とする。つまり、第５比較例の制御部１８は、周波数変調領域と、位相変調領域と、がオーバーラップするようにする。
第４比較例では、制御部１８は、第１閾値Ｔｈ１と第２閾値Ｔｈ２とを同じにした。つまり、第４比較例の制御部１８は、周波数変調領域（図１７の矢印７２４参照）と、位相変調領域（図１７の矢印７２５参照）と、がオーバーラップしないようにした。一方、第５比較例では、制御部１８は、第１閾値Ｔｈ１＜第２閾値Ｔｈ２とする。つまり、第５比較例の制御部１８は、周波数変調領域と、位相変調領域と、がオーバーラップするようにする。
【0154】
図２０は、第５比較例の制御例を説明する図である。図２０は、入出力電圧比ｎ＝１．０：０．５である場合の制御例を示す。図２０の上段において、横軸は、出力指令値を表し、縦軸は、正規化されたスイッチング周波数ｆを表す。図２０の下段において、横軸は、出力指令値を表し、縦軸は、位相差φ（ｄｅｇ）を表す。
【0155】
線７４１は、出力指令値と、スイッチング周波数ｆと、の関係を示す。線７４２は、出力指令値と、第１位相差φｐ－ｓと、の関係を示す。線７４３は、出力指令値と、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓと、の関係を示す。
【0156】
第５比較例の制御部１８は、入出力電圧比ｎ＝１．０：０．５であるので、線７４２で示すように、第１位相差φｐ－ｓをおよそ５０ｄｅｇで一定にする。
【0157】
第５比較例の制御部１８は、出力指令値が第１閾値Ｔｈ１（例えば、３５）未満の領域では、線７４１で示すように、スイッチング周波数ｆを一定にする。
【0158】
第５比較例の制御部１８は、出力指令値が第１閾値Ｔｈ１（例えば、３５）以上の領域（矢印７４４参照）では、線７４１で示すように、出力指令値が大きくなるほど、スイッチング周波数ｆを単調減少（図２０の例では直線状に減少）させる。
【0159】
第５比較例の制御部１８は、出力指令値が第２閾値Ｔｈ２（例えば、６５）未満の領域（矢印７４５参照）では、線７４３で示すように、出力指令値が大きくなるほど、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを単調減少（図２０の例では直線状に減少）させる。
【0160】
第５比較例の制御部１８は、出力指令値が第２閾値Ｔｈ２（例えば、６５）以上の領域では、線７４３で示すように、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを一定にする。
【0161】
ここで、第１閾値Ｔｈ１＜第２閾値Ｔｈ２である。これにより、第５比較例の制御部１８は、周波数変調領域（図２０の矢印７４４参照）と、位相変調領域（図２０の矢印７４５参照）と、がオーバーラップするようにできる。
【0162】
【0163】
線７５１は、第５比較例（オーバーラップ有り）の出力指令値と出力電力との関係を表す。線７５２は、第４比較例（オーバーラップ無し）の出力指令値と出力電力との関係を表す。
【0164】
第４比較例（オーバーラップ無し）では、出力指令値５０を境に、周波数変調と位相変調とが切り替わる。そのため、第４比較例では、出力指令値が０から５０までの領域と、出力指令値が５０から１００までの領域と、では、線７５２の傾きが大きく異なっており、出力指令値５０近辺で出力特性が急峻に変化する。
【0165】
一方、第５比較例（オーバーラップ有り）では、出力指令値が３５から６５の領域で周波数変調及び位相変調の両方を行う。そのため、第５比較例では、出力指令値の全範囲にわたって、傾きが大きく異なることはなく、出力指令値５０近辺で出力特性が急峻に変化することもない。つまり、出力特性がよりリニアに近くなる。
【0166】
第５比較例の制御部１８は、出力指令値が第１閾値Ｔｈ１以上の領域では、周波数変調制御を行う。また、第５比較例の制御部１８は、出力指令値が第２閾値Ｔｈ２未満の領域では、位相差変調制御を行う。ここで、第１閾値Ｔｈ１＜第２閾値Ｔｈ２である。
【0167】
これにより、第５比較例は、第４比較例と比較して、出力特性の急峻な変化を抑制することができる。
【0168】
但し、第５比較例は、ソフトスイッチング領域の拡大が出来ていない。
【0169】
（第６比較例の制御）
第４比較例及び第５比較例では、制御部１８は、出力指令値が第２閾値Ｔｈ２未満の領域では、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを制御することとした。一方、第６比較例では、制御部１８は、出力指令値が第２閾値Ｔｈ２未満の領域では、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを制御することに代えて、第１駆動パルスＰ１、第２駆動パルスＰ２、第３駆動パルスＰ３及び第４駆動パルスＰ４のデューティ比を制御する。
第４比較例及び第５比較例では、制御部１８は、出力指令値が第２閾値Ｔｈ２未満の領域では、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを制御することとした。一方、第６比較例では、制御部１８は、出力指令値が第２閾値Ｔｈ２未満の領域では、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを制御することに代えて、第１駆動パルスＰ１、第２駆動パルスＰ２、第３駆動パルスＰ３及び第４駆動パルスＰ４のデューティ比を制御する。
【0170】
第６比較例の制御部１８は、出力指令値の増大に伴い、第１ブリッジ回路１２及び第２ブリッジ回路１５の各アームのハイサイド及びローサイドのスイッチング素子の内のデューティ比が小さい方のデューティ比を大きくし、各アームのハイサイド及びローサイドのスイッチング素子の内の他方のデューティ比を小さくすると、出力電流を多くすることができる。
【0171】
なお、各アームのハイサイドのデューティ比とローサイドのデューティ比との和は、１になる（デッドタイムや、素子に起因する誤差要因等を除く）。例えば、ハイサイドのデューティ比が０．１且つローサイドのデューティ比が０．９の場合は、ハイサイドのデューティ比が０．９且つローサイドのデューティ比が０．１の場合と等価である。
【0172】
なお、第６比較例では、第１駆動パルスＰ１及び第２駆動パルスＰ２のデューティ比と、第３駆動パルスＰ３及び第４駆動パルスＰ４のデューティ比と、とを同じとするが、本開示はこれに限定されない。第１駆動パルスＰ１及び第２駆動パルスＰ２のデューティ比と、第３駆動パルスＰ３及び第４駆動パルスＰ４のデューティ比とは、異なっても良い。
【0173】
図２２は、第６比較例の制御例を説明する図である。図２２は、入出力電圧比ｎ＝１．０：０．５である場合の制御例を示す。図２２の上段において、横軸は、出力指令値を表し、縦軸は、スイッチング周波数ｆ（ｋＨｚ）を表す。図２２の下段において、横軸は、出力指令値を表し、縦軸は、第１位相差φｐ－ｓ（ｄｅｇ）及びデューティ比を表す。
【0174】
線７６１は、出力指令値と、スイッチング周波数ｆと、の関係を示す。線７６２は、出力指令値と、第１位相差φｐ－ｓと、の関係を示す。線７６３は、出力指令値と、デューティ比と、の関係を示す。
【0175】
第６比較例の制御部１８は、入出力電圧比ｎ＝１．０：０．５であるので、線７６２で示すように、第１位相差φｐ－ｓをおよそ５０ｄｅｇで一定にする。
【0176】
第６比較例の制御部１８は、出力指令値が第１閾値Ｔｈ１（例えば、５０）未満の領域（矢印７６５参照）では、線７６１で示すように、スイッチング周波数ｆを一定にする。
【0177】
第６比較例の制御部１８は、出力指令値が第１閾値Ｔｈ１（例えば、５０）以上の領域（矢印７６４参照）では、線７６１で示すように、出力指令値が大きくなるほど、スイッチング周波数ｆを単調減少（図２２の例では直線状に減少）させる。
【0178】
第６比較例の制御部１８は、出力指令値が第２閾値Ｔｈ２（例えば、５０）未満の領域（矢印７６５参照）では、線７６３で示すように、出力指令値が大きくなるほど、第１ブリッジ回路１２及び第２ブリッジ回路１５の各アームのハイサイド及びローサイドのスイッチング素子の内のデューティ比が小さい方のデューティ比を単調増加（図２２の例では直線状に増加）させ、各アームのハイサイド及びローサイドのスイッチング素子の内の他方のデューティ比を単調減少させる。第６比較例の制御部１８は、出力指令値が第２閾値Ｔｈ２以上の領域（矢印７６４参照）では、線７６３で示すように、各アームのハイサイド及びローサイドのスイッチング素子のデューティ比を０．５で一定にする。
【0179】
以下、デューティ比を変更する出力指令値の領域（矢印７６５参照）を、「デューティ比変調領域」と称する場合がある。
【0180】
第６比較例の制御部１８は、出力指令値が第２閾値Ｔｈ２（例えば、５０）以上の領域（矢印７６４参照）では、線７６３で示すように、デューティ比を一定（例えば、０．５）にする。
【0181】
【0182】
先に説明した線７３１は、第４比較例の入力電流と入力電流循環電流比率との関係を示す。線７７１は、第６比較例の入力電流と入力電流循環電流比率との関係を示す。
【0183】
線７７１で示すように、第６比較例は、第４比較例とほぼ同様の入力電流循環電流比率、つまり、類似の変換効率を達成することができる。
【0184】
第６比較例の制御部１８は、出力指令値が第１閾値Ｔｈ１以上の領域では、周波数変調制御を行う。また、第６比較例の制御部１８は、出力指令値が第２閾値Ｔｈ２以下の領域では、デューティ比変調制御を行う。
【0185】
これにより、第６比較例は、第４比較例と同様に、変換効率を向上でき、各種回路構成素子の負担を軽減できる。また、第６比較例は、デューティ比を可変することにより、出力電流（出力電力）を制御できる。
【0186】
なお、第４比較例及び第５比較例は、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを可変するので、３相ＤＡＢには適用できない。
【0187】
一方、第６比較例は、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを可変しないので、３相ＤＡＢにも適用可能である。
【0188】
第６比較例において、第５比較例と同様に、第１閾値Ｔｈ１＜第２閾値Ｔｈ２としても良い。つまり、第６比較例の制御部１８は、周波数変調領域と、デューティ比変調領域と、がオーバーラップするようにしても良い。
【0189】
これにより、第６比較例は、第５比較例と同様に、出力特性の急峻な変化を抑制することができる。
【0190】
但し、第６比較例は、ソフトスイッチング領域の拡大が出来ていない。
【0191】
（第１実施形態の制御）
先に示した図１７の矢印７２４で示す周波数変調領域は、ソフトスイッチング領域であり、矢印７２５で示す領域は、ハードスイッチング領域である。そこで、第１実施形態の制御部１８は、矢印７２５で示す領域では、第１位相差φｐ－ｓを第２比較例と同様に１８０ｄｅｇ側へ変更することにより、ソフトスイッチング動作を実現する。これにより、第１実施形態の制御部１８は、矢印７２４で示す領域と矢印７２５で示す領域との両方、即ち全部の領域で、第２比較例と同様にソフトスイッチング動作を実現することができる。
先に示した図１７の矢印７２４で示す周波数変調領域は、ソフトスイッチング領域であり、矢印７２５で示す領域は、ハードスイッチング領域である。そこで、第１実施形態の制御部１８は、矢印７２５で示す領域では、第１位相差φｐ－ｓを第２比較例と同様に１８０ｄｅｇ側へ変更することにより、ソフトスイッチング動作を実現する。これにより、第１実施形態の制御部１８は、矢印７２４で示す領域と矢印７２５で示す領域との両方、即ち全部の領域で、第２比較例と同様にソフトスイッチング動作を実現することができる。
【0192】
なお、入力電流循環電流比率が最大となる第１位相差φｐ－ｓは、原理的に±９０ｄｅｇ以内にしか発生しない。そこで、出力指令値を例えば５５から０へ変更する場合、即ち第１位相差φｐ－ｓを入力電流循環電流比率が最大となる値（例えば、５０ｄｅｇ）から１８０ｄｅｇまで変更する場合を検討する。この場合、変更開始（例えば、５０ｄｅｇ）から９０ｄｅｇまでの範囲（以下、「正帰還範囲」と称する場合がある。）では、先に示した図２の線２１２で示すように、そのままでは出力特性が逆（増大方向）となる。第１実施形態の制御部１８は、出力特性が減少方向となるようにパラメータを組み合わせることで、最終的に必要とされる出力特性を得ることができる。
【0193】
図２４は、第１実施形態の電源装置の制御を説明する図である。図２４は、入出力電圧比ｎ＝１．０：０．５である場合の制御例を示す。図２４の上段において、横軸は、出力指令値を表し、縦軸は、正規化されたスイッチング周波数ｆを表す。図２４の下段において、横軸は、出力指令値を表し、縦軸は、位相差φ（ｄｅｇ）を表す。
【0194】
線８０１は、出力指令値と、スイッチング周波数ｆと、の関係を示す。線８０２は、出力指令値と、第１位相差φｐ－ｓと、の関係を示す。線８０３は、出力指令値と、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓと、の関係を示す。
【0195】
第１実施形態の制御部１８は、出力指令値が第１閾値Ｔｈ１（例えば、５５）以上の領域では、入出力電圧比ｎ＝１．０：０．５であるので、線８０２で示すように、第１位相差φｐ－ｓを一定（例えば、５０ｄｅｇ）にする。
【0196】
第１実施形態の制御部１８は、出力指令値が第１閾値Ｔｈ１（例えば、５５）未満の領域（矢印８０５参照）では、線８０２で示すように、出力指令値が大きくなるほど、第１位相差φｐ－ｓを１８０ｄｅｇから例えば５０ｄｅｇまで単調減少させる。図２４では、単調減少の一例として、第１位相差φｐ－ｓを直線状に減少させているが、本開示はこれに限定されない。
【0197】
以下、第１位相差φｐ－ｓを変更する出力指令値の領域（矢印８０５参照）を、「第１位相差変調領域」と称する場合がある。
【0198】
第１実施形態の制御部１８は、出力指令値が第２閾値Ｔｈ２（例えば、４０）未満の領域では、線８０１で示すように、スイッチング周波数ｆを一定（例えば、２．０）にする。
【0199】
第１実施形態の制御部１８は、出力指令値が第２閾値Ｔｈ２（例えば、４０）以上の領域（矢印８０４参照）では、線８０１で示すように、出力指令値が大きくなるほど、スイッチング周波数ｆを２．０から例えば１．０まで単調減少させる。図２４では、単調減少の一例として、スイッチング周波数ｆを直線状に減少させているが、本開示はこれに限定されない。
【0200】
第１実施形態の制御部１８は、出力指令値が第３閾値Ｔｈ３（例えば、５０）以上の領域では、線８０３で示すように、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを一定（例えば、０ｄｅｇ）にする。
【0201】
なお、本開示において、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを０ｄｅｇにするということは、従来のＤＡＢと同じにするということである。第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓは、実際のゲート電圧の波形で見ると、１８０ｄｅｇである。
【0202】
第１実施形態の制御部１８は、出力指令値が第３閾値Ｔｈ３（例えば、５０）未満の領域（矢印８０６参照）では、線８０３で示すように、出力指令値が大きくなるほど、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを例えば１８０ｄｅｇから０ｄｅｇまで単調減少させる。図２４では、単調減少の一例として、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを直線状に減少させているが、本開示はこれに限定されない。なお、図２４の例では、出力指令値が０の場合に第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを１８０ｄｅｇとしたが、本開示はこれに限定されない。第１実施形態の制御部１８は、循環電流が少なすぎて制御ゲインに影響が出たり、ソフトスイッチングを維持するための循環電流が確保できない場合には、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを１８０ｄｅｇより小さくすると良い。
【0203】
以下、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを変更する出力指令値の領域（矢印８０６参照）を、「第２第３位相差変調領域」と称する場合がある。
【0204】
なお、第１実施形態の制御部１８は、出力指令値が第１閾値Ｔｈ１以上の領域では、第１位相差φｐ－ｓが一定であるので、第１位相差φｐ－ｓに依る出力電力調整が出来ない。そこで、第１実施形態の制御部１８は、第２閾値Ｔｈ２≦第１閾値Ｔｈ１とすると好ましい。これにより、第１実施形態の制御部１８は、出力指令値が第１閾値Ｔｈ１以上の領域では、スイッチング周波数ｆに依る出力電力調整が可能となる。
【0205】
また、出力指令値が例えば５５から３８へ変化する場合について検討する。第１実施形態の制御部１８は、矢印８０７で示すように、第１位相差φｐ－ｓを５０ｄｅｇから９０ｄｅｇへ変更することになる。この場合、先に示した図２の線２１２で示すように、そのままでは出力特性が逆（増大方向）となる。そこで、第１実施形態の制御部１８は、線８０１で示すように、第１閾値Ｔｈ１から第２閾値Ｔｈ２までの区間で、スイッチング周波数ｆを例えば１．７５から例えば２．０へ増加させる。スイッチング周波数ｆが増加することは、出力電力が抑制されることである。従って、第１実施形態の制御部１８は、出力指令値が５５から３８へ変化する場合であっても、出力特性が逆（増大方向）となることを抑制できる。なお、制御部１８は、スイッチング周波数ｆを増加させることに代えて、又は、加えて、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを増加させることとしても良い。
【0206】
なお、図２４の例では、第１閾値Ｔｈ１を５５とし、第２閾値Ｔｈ２を４０とし、第３閾値Ｔｈ３を５０としたが（第２閾値Ｔｈ２＜第３閾値Ｔｈ３＜第１閾値Ｔｈ１）、本開示はこれに限定されない。これらの閾値は、製品の仕様などに応じて、種々の変更が可能である。
【0207】
上記したように、スイッチング周波数ｆ又は第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓの一方又は両方に依る出力電力調整を可能とし、また、出力特性が逆（増大方向）となることを抑制するために、第２閾値Ｔｈ２≦第１閾値Ｔｈ１であることが好ましい。
【0208】
また、図２４の例では、第２閾値Ｔｈ２（例えば、４０）は、第１位相差φｐ－ｓが位相差９０ｄｅｇとなる値Ｘ（図２４の例では、３８）より大きいこととしたが、同じであっても良いし、小さくても良い。つまり、値Ｘ＜第２閾値Ｔｈ２であっても良いし、値Ｘ＝第２閾値Ｔｈ２であっても良いし、第２閾値Ｔｈ２＜値Ｘであっても良い。
【0209】
なお、上記では、制御部１８は、第１閾値Ｔｈ１以上の領域において、第１位相差φｐ－ｓを一定に制御することとしたが、本開示はこれに限定されない。制御部１８は、出力指令値対出力特性を整形するために、第１閾値Ｔｈ１以上の領域においても、変換特性に影響の少ない範囲で第１位相差φｐ－ｓを少々変化させても良い。
【0210】
（第１実施形態の回路シミュレーション結果）
図２５から図２７までは、第１実施形態の電源装置の回路シミュレーション結果を示す図である。図２５から図２７までは、入出力電圧比ｎ＝１．０：０．５である場合の回路シミュレーション結果を示す。図２５から図２７までにおいて、横軸は、時間を表し、縦軸は、電圧又は電流を表す。
図２５から図２７までは、第１実施形態の電源装置の回路シミュレーション結果を示す図である。図２５から図２７までは、入出力電圧比ｎ＝１．０：０．５である場合の回路シミュレーション結果を示す。図２５から図２７までにおいて、横軸は、時間を表し、縦軸は、電圧又は電流を表す。
【0211】
図２５から図２７では、第１アーム２１から第４アーム３２までの中のトランジスタの内のローサイドのトランジスタＴｒ２、Ｔｒ４、Ｔｒ６及びＴｒ８の波形を示している。ソフトスイッチングは、ハイサイド及びローサイドの内の一方のトランジスタで成立していれば、ハイサイド及びローサイドの内の他方のトランジスタでも成立するからである。
【0212】
図２５は、無負荷時（例えば、出力指令値＝０、第１位相差φｐ－ｓ＝１８０ｄｅｇ（絶対的な位相差）、第２位相差φｐ－ｐ＝第３位相差φｓ－ｓ＝１５０ｄｅｇ）の回路シミュレーション結果を示す図である。
【0213】
線８１１は、１次側Ｕ相（第１アーム２１）のローサイドのトランジスタＴｒ２のドレイン－ソース間電圧Ｖｄｓを表す。ドレインーソース間の電圧がハイレベルの場合、トランジスタはオフである。ドレインーソース間の電圧がローレベルの場合、トランジスタはオンである。
【0214】
線８１２は、１次側Ｕ相（第１アーム２１）のローサイドのトランジスタＴｒ２のドレイン－ソース間（寄生ダイオードを含む。）の電流Ｉｄを表す。この場合、上記した指標を満たしているので、ソフトスイッチング動作である。
【0215】
線８１３は、１次側Ｖ相（第２アーム２２）のローサイドのトランジスタＴｒ４のドレイン－ソース間電圧Ｖｄｓを表す。
【0216】
線８１４は、１次側Ｖ相（第２アーム２２）のローサイドのトランジスタＴｒ４のドレイン－ソース間（寄生ダイオードを含む。）の電流Ｉｄを表す。この場合、上記した指標を満たしているので、ソフトスイッチング動作である。
【0217】
線８１５は、２次側Ｕ相（第３アーム３１）のローサイドのトランジスタＴｒ６のドレイン－ソース間電圧Ｖｄｓを表す。
【0218】
線８１６は、２次側Ｕ相（第３アーム３１）のローサイドのトランジスタＴｒ６のドレイン－ソース間（寄生ダイオードを含む。）の電流Ｉｄを表す。この場合、上記した指標を満たしているので、ソフトスイッチング動作である。
【0219】
線８１７は、２次側Ｖ相（第４アーム３２）のローサイドのトランジスタＴｒ８のドレイン－ソース間電圧Ｖｄｓを表す。
【0220】
線８１８は、２次側Ｖ相（第４アーム３２）のローサイドのトランジスタＴｒ８のドレイン－ソース間（寄生ダイオードを含む。）の電流Ｉｄを表す。この場合、上記した指標を満たしているので、ソフトスイッチング動作である。
【0221】
図２６は、半負荷時（例えば、出力指令値＝約５０、第１位相差φｐ－ｓ＝８５ｄｅｇ（絶対的な位相差）、第２位相差φｐ－ｐ＝第３位相差φｓ－ｓ＝２２ｄｅｇ）の回路シミュレーション結果を示す図である。
【0222】
線８２１は、１次側Ｕ相（第１アーム２１）のローサイドのトランジスタＴｒ２のドレイン－ソース間電圧Ｖｄｓを表す。
【0223】
線８２２は、１次側Ｕ相（第１アーム２１）のローサイドのトランジスタＴｒ２のドレイン－ソース間（寄生ダイオードを含む。）の電流Ｉｄを表す。この場合、上記した指標を満たしているので、ソフトスイッチング動作である。
【0224】
線８２３は、１次側Ｖ相（第２アーム２２）のローサイドのトランジスタＴｒ４のドレイン－ソース間電圧Ｖｄｓを表す。
【0225】
線８２４は、１次側Ｖ相（第２アーム２２）のローサイドのトランジスタＴｒ４のドレイン－ソース間（寄生ダイオードを含む。）の電流Ｉｄを表す。この場合、上記した指標を満たしているので、ソフトスイッチング動作である。
【0226】
線８２５は、２次側Ｕ相（第３アーム３１）のローサイドのトランジスタＴｒ６のドレイン－ソース間電圧Ｖｄｓを表す。
【0227】
線８２６は、２次側Ｕ相（第３アーム３１）のローサイドのトランジスタＴｒ６のドレイン－ソース間（寄生ダイオードを含む。）の電流Ｉｄを表す。この場合、上記した指標を満たしているので、ソフトスイッチング動作である。
【0228】
線８２７は、２次側Ｖ相（第４アーム３２）のローサイドのトランジスタＴｒ８のドレイン－ソース間電圧Ｖｄｓを表す。
【0229】
線８２８は、２次側Ｖ相（第４アーム３２）のローサイドのトランジスタＴｒ８のドレイン－ソース間（寄生ダイオードを含む。）の電流Ｉｄを表す。この場合、上記した指標を満たしているので、ソフトスイッチング動作である。
【0230】
図２７は、全負荷時（例えば、出力指令値＝１００、第１位相差φｐ－ｓ＝５０ｄｅｇ（絶対的な位相差）、第２位相差φｐ－ｐ＝第３位相差φｓ－ｓ＝０ｄｅｇ）の回路シミュレーション結果を示す図である。
【0231】
線８３１は、１次側Ｕ相（第１アーム２１）のローサイドのトランジスタＴｒ２のドレイン－ソース間電圧Ｖｄｓを表す。
【0232】
線８３２は、１次側Ｕ相（第１アーム２１）のローサイドのトランジスタＴｒ２のドレイン－ソース間（寄生ダイオードを含む。）の電流Ｉｄを表す。この場合、上記した指標を満たしているので、ソフトスイッチング動作である。
【0233】
線８３３は、１次側Ｖ相（第２アーム２２）のローサイドのトランジスタＴｒ４のドレイン－ソース間電圧Ｖｄｓを表す。
【0234】
線８３４は、１次側Ｖ相（第２アーム２２）のローサイドのトランジスタＴｒ４のドレイン－ソース間（寄生ダイオードを含む。）の電流Ｉｄを表す。この場合、上記した指標を満たしているので、ソフトスイッチング動作である。
【0235】
線８３５は、２次側Ｕ相（第３アーム３１）のローサイドのトランジスタＴｒ６のドレイン－ソース間電圧Ｖｄｓを表す。
【0236】
線８３６は、２次側Ｕ相（第３アーム３１）のローサイドのトランジスタＴｒ６のドレイン－ソース間（寄生ダイオードを含む。）の電流Ｉｄを表す。この場合、上記した指標を満たしているので、ソフトスイッチング動作である。
【0237】
線８３７は、２次側Ｖ相（第４アーム３２）のローサイドのトランジスタＴｒ８のドレイン－ソース間電圧Ｖｄｓを表す。
【0238】
線８３８は、２次側Ｖ相（第４アーム３２）のローサイドのトランジスタＴｒ８のドレイン－ソース間（寄生ダイオードを含む。）の電流Ｉｄを表す。この場合、上記した指標を満たしているので、ソフトスイッチング動作である。
【0239】
【0240】
図２８は、第１の実施形態の電源装置の回路シミュレーション結果を示す図である。図２８は、入出力電圧比ｎ＝１．０：０．５である場合の回路シミュレーション結果を示す。図２８において、横軸は、正規化された出力電流を表し、縦軸は、入力電流循環電流比率を表す。
【0241】
線８４１は、第１実施形態の電源装置１の出力電流と入力電流循環電流比率との関係を示す。線８４２は、第２比較例の出力電流と入力電流循環電流比率との関係を示す。
【0242】
線８４１で示すように、第１実施形態の電源装置１は、第２比較例と比較して、全範囲にわたって、入力電流循環電流比率、つまり、変換効率を向上させることができる。
【0243】
【0244】
制御部１８は、第１位相差極大値設定部６１と、第１位相差算出部６２と、第２第３位相差臨界値算出部６３と、スイッチング周波数算出部６４と、第２第３位相差算出部６５と、駆動パルス生成部６６と、１次側パルス駆動部６７と、２次側パルス駆動部６８と、を含む。
【0245】
第１位相差極大値設定部６１は、入出力電圧比ｎに基づいて、第１位相差φｐ－ｓの極大値（図１６の点７１１ａ、７１２ａ、７１３ａ、７１４ａ参照）を設定し、第１位相差算出部６２に出力する。なお、第１位相差極大値設定部６１は、数式、マップデータ等を用いて、第１位相差φｐ－ｓの極大値を設定することとしても良い。
【0246】
第１位相差算出部６２は、電流指令値（出力指令値）及び第１位相差φｐ－ｓの極大値に基づいて、第１位相差φｐ－ｓを算出し（図２４の線８０２参照）、第２第３位相差臨界値算出部６３、スイッチング周波数算出部６４及び駆動パルス生成部６６に出力する。なお、第１位相差算出部６２は、数式、マップデータ等を用いて、第１位相差φｐ－ｓを算出することとしても良い。
【0247】
第２第３位相差臨界値算出部６３は、入出力電圧比ｎ及び第１位相差φｐ－ｓに基づいて、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓの臨界値を算出し、第２第３位相差算出部６５に出力する。図４及び図５で示したように、第１位相差φｐ－ｓは、入出力電圧比ｎに応じて、ソフトスイッチング領域とハードスイッチング領域との臨界値（境界値）が存在する。これと同様に、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓにも、入出力電圧比ｎ及び第１位相差φｐ－ｓに応じて、ソフトスイッチング領域とハードスイッチング領域との臨界値が存在する。そこで、第２第３位相差臨界値算出部６３は、入出力電圧比ｎ及び第１位相差φｐ－ｓに基づいて、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓの、ソフトスイッチング領域とハードスイッチング領域との臨界値を算出する。なお、第２第３位相差臨界値算出部６３は、数式、マップデータ等を用いて、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓの臨界値を算出することとしても良い。
【0248】
スイッチング周波数算出部６４は、電流指令値（出力指令値）及び第１位相差φｐ－ｓに基づいて、スイッチング周波数ｆを算出し（図２４の線８０１参照）、駆動パルス生成部６６に出力する。なお、スイッチング周波数算出部６４は、数式、マップデータ等を用いて、スイッチング周波数ｆを算出することとしても良い。
【0249】
第２第３位相差算出部６５は、電流指令値（出力指令値）及び第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓの臨界値に基づいて、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを算出し（図２４の線８０３参照）、駆動パルス生成部６６に出力する。なお、第２第３位相差算出部６５は、数式、マップデータ等を用いて、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを算出することとしても良い。
【0250】
駆動パルス生成部６６は、第１位相差φｐ－ｓ、第２位相差φｐ－ｐ、第３位相差φｓ－ｓ及びスイッチング周波数ｆに基づいて、第１駆動パルスＰ１、第２駆動パルスＰ２、第３駆動パルスＰ３及び第４駆動パルスＰ４を生成する。駆動パルス生成部６６は、第１駆動パルスＰ１及び第２駆動パルスＰ２を１次側パルス駆動部６７に出力する。駆動パルス生成部６６は、第３駆動パルスＰ３及び第４駆動パルスＰ４を２次側パルス駆動部６８に出力する。
【0251】
１次側パルス駆動部６７は、第１駆動パルスＰ１及び第２駆動パルスＰ２の電圧レベルを変換し、第１アーム２１及び第２アーム２２に出力する。
【0252】
２次側パルス駆動部６８は、第３駆動パルスＰ３及び第４駆動パルスＰ４の電圧レベルを変換し、第３アーム３１及び第４アーム３２に出力する。
【0253】
（まとめ）
以上説明したように、第１実施形態の電源装置１は、第２比較例と同様に、ソフトスイッチング動作が可能な領域を拡大することができる。これにより、第１実施形態の電源装置１は、スイッチング素子の選択肢の増加、スイッチング損失の低減、サージノイズ抑制、安全動作領域改善による素子のストレス低減などが可能となる。また、第１実施形態の電源装置１は、結果的に設計の容易化、低コスト化、電力変換効率の向上、小型化等の性能向上も見込める。
以上説明したように、第１実施形態の電源装置１は、第２比較例と同様に、ソフトスイッチング動作が可能な領域を拡大することができる。これにより、第１実施形態の電源装置１は、スイッチング素子の選択肢の増加、スイッチング損失の低減、サージノイズ抑制、安全動作領域改善による素子のストレス低減などが可能となる。また、第１実施形態の電源装置１は、結果的に設計の容易化、低コスト化、電力変換効率の向上、小型化等の性能向上も見込める。
【0254】
また、第１実施形態の電源装置１は、第４比較例と同様に、入出力電圧比ｎに基づいて、第１位相差φｐ－ｓを、入力電流循環電流比率が最大となる値で一定にする。これにより、第１実施形態の電源装置１は、変換効率を向上でき、各種回路構成素子の負担を軽減できる。
【0255】
つまり、第１実施形態の電源装置１は、スイッチング素子の選択肢の制限の緩和と、変換効率の向上と、を両立することができる。
【0256】
＜第２実施形態＞
（第２実施形態の制御）
第１実施形態では、制御部１８は、出力指令値が第３閾値Ｔｈ３未満の領域では、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを可変制御することとした。一方、第２実施形態では、制御部１８は、出力指令値が第３閾値Ｔｈ３未満の領域では、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを制御することに代えて、第１駆動パルスＰ１、第２駆動パルスＰ２、第３駆動パルスＰ３及び第４駆動パルスＰ４のデューティ比を制御する。
（第２実施形態の制御）
第１実施形態では、制御部１８は、出力指令値が第３閾値Ｔｈ３未満の領域では、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを可変制御することとした。一方、第２実施形態では、制御部１８は、出力指令値が第３閾値Ｔｈ３未満の領域では、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを制御することに代えて、第１駆動パルスＰ１、第２駆動パルスＰ２、第３駆動パルスＰ３及び第４駆動パルスＰ４のデューティ比を制御する。
【0257】
第２実施形態の制御部１８は、出力指令値の増大に伴い、第１ブリッジ回路１２及び第２ブリッジ回路１５の各アームのハイサイド及びローサイドのスイッチング素子の内のデューティ比が小さい方のデューティ比を大きくし、各アームのハイサイド及びローサイドのスイッチング素子の内の他方のデューティ比を小さくすると、出力電流を多くすることができる。
【0258】
なお、第２実施形態では、第１駆動パルスＰ１及び第２駆動パルスＰ２のデューティ比と、第３駆動パルスＰ３及び第４駆動パルスＰ４のデューティ比と、とを同じとするが、本開示はこれに限定されない。第１駆動パルスＰ１及び第２駆動パルスＰ２のデューティ比と、第３駆動パルスＰ３及び第４駆動パルスＰ４のデューティ比とは、異なっても良い。
【0259】
図３０は、第２実施形態の電源装置の制御例を説明する図である。図３０は、入出力電圧比ｎ＝１．０：０．５である場合の制御例を示す。図３０の上段において、横軸は、出力指令値を表し、縦軸は、正規化したスイッチング周波数ｆを表す。図３０の下段において、横軸は、出力指令値を表し、縦軸は、第１位相差φｐ－ｓ（ｄｅｇ）及びデューティ比Ｄを表す。
【0260】
【0261】
線８０８は、出力指令値と、デューティ比と、の関係を示す。
【0262】
第２実施形態の制御部１８は、出力指令値が第３閾値Ｔｈ３（例えば、５０）未満の領域（矢印８０６参照）では、線８０８で示すように、出力指令値が大きくなるほど、第１ブリッジ回路１２及び第２ブリッジ回路１５の各アームのハイサイド及びローサイドのスイッチング素子の内のデューティ比が小さい方のデューティ比を単調増加（図３０では、単調増加の一例として直線状に増加）させ、各アームのハイサイド及びローサイドのスイッチング素子の内の他方のデューティ比を単調減少させる。第２実施形態の制御部１８は、出力指令値が第３閾値Ｔｈ３以上の領域では、線８０８で示すように、各アームのハイサイド及びローサイドのスイッチング素子のデューティ比を０．５で一定にする。
【0263】
（まとめ）
第２実施形態の制御部１８は、出力指令値が第３閾値Ｔｈ３以下の領域では、デューティ比変調制御を行う。
第２実施形態の制御部１８は、出力指令値が第３閾値Ｔｈ３以下の領域では、デューティ比変調制御を行う。
【0264】
これにより、第２実施形態の電源装置１は、第１実施形態と同様に、ソフトスイッチング動作が可能な領域の拡大と、変換効率の向上と、を両立することができる。
【0265】
なお、第１実施形態は、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを可変するので、アーム間位相差が１２０ｄｅｇで固定である３相ＤＡＢには適用できない。
【0266】
一方、第２実施形態は、第２位相差φｐ－ｐ及び第３位相差φｓ－ｓを可変しないので、単相ＤＡＢに適用可能であるだけではなく、３相ＤＡＢにも適用可能である。
【0267】
以上、本開示の実施形態を説明したが、これら実施形態の内容により本開示が限定されるものではない。また、前述した構成要素には、当業者が容易に想定できるもの、実質的に同一のもの、いわゆる均等の範囲のものが含まれる。さらに、前述した構成要素は適宜組み合わせることが可能である。さらに、前述した実施形態の要旨を逸脱しない範囲で構成要素の種々の省略、置換又は変更を行うことができる。
【符号の説明】
【0268】
１ 電源装置
２ 電源
３、１６ コンデンサ
４ 負荷
１２ 第１ブリッジ回路
１３ リアクトル
１４ トランス
１５ 第２ブリッジ回路
１８ 制御部
２１ 第１アーム
２２ 第２アーム
３１ 第３アーム
３２ 第４アーム
６１ 第１位相差極大値設定部
６２ 第１位相差算出部
６３ 第２第３位相差臨界値算出部
６４ スイッチング周波数算出部
６５ 第２第３位相差算出部
６６ 駆動パルス生成部
６７ １次側パルス駆動部
６８ ２次側パルス駆動部
Ｔｒ１、Ｔｒ２、Ｔｒ３、Ｔｒ４、Ｔｒ５、Ｔｒ６、Ｔｒ７、Ｔｒ８ トランジスタ
２ 電源
３、１６ コンデンサ
４ 負荷
１２ 第１ブリッジ回路
１３ リアクトル
１４ トランス
１５ 第２ブリッジ回路
１８ 制御部
２１ 第１アーム
２２ 第２アーム
３１ 第３アーム
３２ 第４アーム
６１ 第１位相差極大値設定部
６２ 第１位相差算出部
６３ 第２第３位相差臨界値算出部
６４ スイッチング周波数算出部
６５ 第２第３位相差算出部
６６ 駆動パルス生成部
６７ １次側パルス駆動部
６８ ２次側パルス駆動部
Ｔｒ１、Ｔｒ２、Ｔｒ３、Ｔｒ４、Ｔｒ５、Ｔｒ６、Ｔｒ７、Ｔｒ８ トランジスタ
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】
【図20】
【図21】
【図22】
【図23】
【図24】
【図25】
【図26】
【図27】
【図28】
【図29】
【図30】