特開 2024-129232 電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024129232

(43)【公開日】2024-09-27

(54)【発明の名称】電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 1/08 20060101AFI20240919BHJP

【ＦＩ】

H02M1/08 A

【審査請求】未請求

【請求項の数】14

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2023038296

(22)【出願日】2023-03-13

(71)【出願人】

【識別番号】000001845

【氏名又は名称】サンデン株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100098361

【弁理士】

【氏名又は名称】雨笠 敬

(72)【発明者】

【氏名】町田 尊

(72)【発明者】

【氏名】小林 孝次

【テーマコード（参考）】

5H740

【Ｆターム（参考）】

5H740BA11

5H740BB09

5H740BB10

5H740BC01

5H740BC02

5H740JA01

5H740JB01

5H740KK04

(57)【要約】

【課題】スイッチング素子におけるスイッチングノイズとスイッチング損失の双方を的確且つ効果的に改善することができる電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換装置１は、電力変換用のスイッチング素子ＳＷと、このスイッチング素子ＳＷのゲート３１への電圧供給により、当該スイッチング素子ＳＷをスイッチングする制御装置Ｃｏｎｔを備える。制御装置ＣｏｎｔのゲートドライバＧＤ１のターンオフ出力端子３６とスイッチング素子ＳＷのゲート３１間に接続された定電流回路ＣＣを備える。スイッチング素子ＳＷの入力電圧Ｖｉｎ等のパラメータに基づき、定電流回路ＣＣによりスイッチング素子ＳＷの入力電流Ｉｉｎの値を切り換える。
【選択図】図９

【特許請求の範囲】

【請求項1】

電力変換用のスイッチング素子と、該スイッチング素子の制御電極への電圧供給により、当該スイッチング素子をスイッチングする制御装置を備えた電力変換装置において、
前記制御装置のターンオフ出力端子と前記スイッチング素子の制御電極間に接続された定電流回路を備え、
前記スイッチング素子の制御電極の電圧である入力電圧、前記スイッチング素子の出力電流、及び、前記スイッチング素子の出力電圧のうちから選択されるパラメータに基づき、前記定電流回路により、前記スイッチング素子の制御電極の電流である入力電流の値を切り換えることを特徴とする電力変換装置。

【請求項2】

前記スイッチング素子のターンオフから当該スイッチング素子の入力電圧が所定値に低下するまでは、前記定電流回路により、前記スイッチング素子の入力電流を所定の大きい値とし、前記所定値以下となった場合、前記定電流回路により、前記スイッチング素子の入力電流を所定の小さい値に切り換えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項3】

前記スイッチング素子のターンオフの開始後、前記スイッチング素子の入力電圧は低下していくと共に、
前記所定値は、前記スイッチング素子の出力電圧が電源電圧に到達するタイミングにおける前記入力電圧の値Ｐ１より高く、前記入力電圧の低下度合いが急峻となる方向に変化するタイミングにおける当該入力電圧の値Ｐ２の手前に所定の余裕度αを考慮した値Ｐ２＋α以下の範囲で設定されることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。

【請求項4】

前記所定値は、前記入力電圧の値Ｐ２に設定されることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。

【請求項5】

前記スイッチング素子のターンオフから当該スイッチング素子の出力電流が所定値に低下するまでは、前記定電流回路により、前記スイッチング素子の入力電流を所定の大きい値とし、前記所定値以下となった場合、前記定電流回路により、前記スイッチング素子の入力電流を所定の小さい値に切り換えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項6】

前記スイッチング素子のターンオフの開始後、前記スイッチング素子の出力電流は低下していくと共に、
前記所定値は、前記スイッチング素子の出力電圧が電源電圧に到達するタイミングにおける前記出力電流の値Ｐ３より高く、前記出力電流の低下度合いが急峻となる方向に変化するタイミングにおける当該出力電流の値Ｐ４の手前に所定の余裕度βを考慮した値Ｐ４＋β以下の範囲で設定されることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。

【請求項7】

前記所定値は、前記出力電流の値Ｐ４に設定されることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。

【請求項8】

前記スイッチング素子のターンオフから当該スイッチング素子の出力電圧が所定値に上昇するまでは、前記定電流回路により、前記スイッチング素子の入力電流を所定の大きい値とし、前記所定値以上となった場合、前記定電流回路により、前記スイッチング素子の入力電流を所定の小さい値に切り換えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項9】

前記スイッチング素子のターンオフの開始後、前記スイッチング素子の出力電圧は上昇していくと共に、
前記所定値は、電源電圧より低く、前記スイッチング素子の出力電圧の上昇度合いが急峻となる方向に変化するタイミングにおける当該出力電圧の値Ｐ５の手前に所定の余裕度γを考慮した値Ｐ５－γ以上の範囲で設定されることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。

【請求項10】

前記所定値は、前記スイッチング素子の出力電圧の値Ｐ５に設定されることを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。

【請求項11】

前記制御装置は、前記ターンオフ出力端子を有するゲートドライバと、該ゲートドライバに制御信号を出力する演算器を備え、該演算器が前記定電流回路を制御することを特徴とする請求項１乃至請求項１０のうちの何れかに記載の電力変換装置。

【請求項12】

前記制御装置は、前記ターンオフ出力端子を有するゲートドライバと、該ゲートドライバに制御信号を出力する演算器と、前記定電流回路を制御する入力電流調整信号切換部を備えたことを特徴とする請求項１乃至請求項１０のうちの何れかに記載の電力変換装置。

【請求項13】

前記定電流回路は、前記制御装置のターンオフ出力端子と前記スイッチング素子の制御電極間に接続されて当該スイッチング素子の入力電流を調整するための半導体スイッチと、該半導体スイッチの制御電極に接続されたオペアンプから構成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項１０のうちの何れかに記載の電力変換装置。

【請求項14】

前記定電流回路と第１の逆流防止ダイオードから成る第１の直列回路と、
ターンオン用抵抗及び第２の逆流防止ダイオードから成る第２の直列回路を備え、
前記第１の直列回路と前記第２の直列回路の並列回路が、前記制御装置のターンオフ出力端子と前記スイッチング素子の制御電極間に接続されていることを特徴とする請求項１乃至請求項１０のうちの何れかに記載の電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、スイッチング素子をスイッチングして電力を変換する電力変換装置に関するものである。

【背景技術】

【0002】

インバータやコンバータ等の電力変換装置は、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の自己消弧型のスイッチング素子をスイッチング（オン／オフ）することで電極を変換している。この場合、スイッチング素子のスイッチングは当該スイッチング素子の制御電極に供給する電圧を制御装置（ゲートドライバ）により制御することで行われる。以下に、インバータとコンバータの回路例を示しながら、従来のスイッチング素子の制御について説明する。

【0003】

図１は電力変換装置の一例としてのインバータＩＶの電気回路の一例を示している。インバータ装置ＩＶは、三相のインバータ回路２と、制御装置３を備えている。インバータ回路２は、直流電源４の直流電圧を三相交流電圧に変換してモータ６に印加する回路である。このインバータ回路２は、Ｕ相ハーフブリッジ回路７Ｕ、Ｖ相ハーフブリッジ回路７Ｖ、Ｗ相ハーフブリッジ回路７Ｗを有しており、各相のハーフブリッジ回路７Ｕ～７Ｗは、それぞれ上アームスイッチング素子８Ａ～８Ｃと、下アームスイッチング素子８Ｄ～８Ｆを個別に有している。更に、各スイッチング素子８Ａ～８Ｆには、それぞれフライホイールダイオード９が逆並列に接続されている。

【0004】

尚、各上下アームスイッチング素子８Ａ～８Ｆは、この例ではＩＧＢＴ（ＭＯＳ構造をゲート部に組み込んだ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）から構成されている。

【0005】

そして、インバータ回路２の上アームスイッチング素子８Ａ～８Ｃのコレクタは、直流電源４及び平滑コンデンサ１１の上アーム電源ライン１２に接続されている。一方、インバータ回路２の下アームスイッチング素子８Ｄ～８Ｆのエミッタは、直流電源４及び平滑コンデンサ１１の下アーム電源ライン１３に接続され、平滑コンデンサ１１で平滑された電源電圧Ｖｄｃ（直流リンク電圧）がインバータ回路２に印加される構成とされている。

【0006】

この場合、Ｕ相ハーフブリッジ回路７Ｕの上アームスイッチング素子８Ａと下アームスイッチング素子８Ｄが直列に接続され、上アームスイッチング素子８Ａのエミッタに下アームスイッチング素子８Ｄのコレクタが接続されている。また、Ｖ相ハーフブリッジ回路７Ｖの上アームスイッチング素子８Ｂと下アームスイッチング素子８Ｅが直列に接続され、上アームスイッチング素子８Ｂのエミッタと下アームスイッチング素子８Ｅのコレクタが接続されている。更に、Ｗ相ハーフブリッジ回路７Ｗの上アームスイッチング素子８Ｃと下アームスイッチング素子８Ｆが直列に接続され、上アームスイッチング素子８Ｃのエミッタと下アームスイッチング素子８Ｆのコレクタが接続されている。

【0007】

そして、Ｕ相ハーフブリッジ回路７Ｕの上アームスイッチング素子８Ａと下アームスイッチング素子８Ｄの接続点が、モータ６のＵ相の電機子コイルに接続され、Ｖ相ハーフブリッジ回路７Ｖの上アームスイッチング素子８Ｂと下アームスイッチング素子８Ｅの接続点は、モータ６のＶ相の電機子コイルに接続され、Ｗ相ハーフブリッジ回路７Ｗの上アームスイッチング素子８Ｃと下アームスイッチング素子８Ｆの接続点は、モータ６のＷ相の電機子コイルに接続されている。

【0008】

制御装置３はプロセッサを有するマイクロコンピュータから構成されており、外部から回転数指令値を入力し、モータ６から相電流（モータ電流）を入力して、これらに基づき、インバータ回路２の各上下アームスイッチング素子８Ａ～８Ｆのオン／オフ状態（スイッチング）を制御する。具体的には、各上下アームスイッチング素子８Ａ～８Ｆのゲート（本出願における制御電極）に印加する入力電圧（この例ではゲート電圧）を制御する。

【0009】

インバータＩＶの一般的な制御装置３は、相電圧指令演算部１６と、ＰＷＭ信号生成部１７と、ゲートドライバ１８等を有しており、相電圧指令演算部１６が生成する相電圧指令値をＰＷＭ新語凹生成部１７がＰＷＭ信号に変換し、このＰＷＭ信号に基づいてゲートドライバ１８がスイッチング素子８Ａ～８Ｆのゲートにターンオン出力とターンオフ出力を出力することにより、スイッチング素子８Ａ～８Ｆをオン／オフしてモータ６に三相交流電圧を印加するものである。

【0010】

次に、図２は電力変換装置の他の例としてのコンバータＣＶの電気回路の一例を示している。この例のコンバータＣＶは直流電源（ＤＣ１２Ｖ等の電源電圧Ｖｄｃ。図示せず）をスイッチングして所定の直流電圧を生成するＤＣ－ＤＣコンバータである。

【0011】

コンバータＣＶは、一次巻線２１と、この一次巻線２１とは絶縁された二次巻線２２から成る絶縁トランス（カップリングトランス）にて構成されたスイッチングトランス２３と、一次巻線２１に接続されたスイッチング素子２４と、制御装置２６を有している。

【0012】

尚、スイッチング素子２４は、この例ではＭＯＳＦＥＴから構成されている。制御装置２６もプロセッサを有するマイクロコンピュータから構成されており、スイッチング素子２４のオン／オフ状態（スイッチング）を制御する。具体的には、スイッチング素子２４のゲート（本出願における制御電極）に印加する入力電圧（この例でもゲート電圧）を制御する。

【0013】

この場合、コンバータＣＶの制御装置２６はゲートドライバ２７等を有しており、このゲートドライバ２７がスイッチング素子２４のゲートにターンオン出力とターンオフ出力を出力することにより、スイッチング素子２４をオン／オフして、スイッチングトランス２３の巻数比に応じて直流電圧（例えば、ＤＣ１５ＶやＤＣ５Ｖ）を出力するものである。

【0014】

次に、図３～図７を参照しながら上述したスイッチング素子８Ａ～８Ｆやスイッチング素子２４のターンオフ時の動作について詳しく説明する。尚、図３においてスイッチング素子ＳＷは、前述した図１では上下アームスイッチング素子８Ａ～８Ｆ（ＩＧＢＴ）、図２ではスイッチング素子２４（ＭＯＳＦＥＴ）を意味する。また、制御装置Ｃｏｎｔは、図１では制御装置３、図２では制御装置２６を意味し、この制御装置Ｃｏｎｔも図１のゲートドライバ１８や図２のゲートドライバ２７と同様のゲートドライバＧＤを有しているものとする。

【0015】

また、スイッチング素子ＳＷにおいて、３１は本出願における制御電極としてのゲート（電極）であり、電極３２はスイッチング素子ＳＷがＩＧＢＴ（図１の上下アームスイッチング８Ａ～８Ｆ）の場合にはコレクタ、電極３３はエミッタである。また、図２のスイッチング素子ＳＷがＭＯＳＦＥＴ（図２のスイッチング素子２４）の場合には、電極３２はドレイン、電極３３はソースとなる。

【0016】

ここで、本出願においてはスイッチング素子ＳＷの各部の電圧、電流を図４の如く定義する。即ち、スイッチング素子ＳＷの電極３２と電極３３間の電圧（図１のスイッチング素子８Ａ～８ＦのようなＩＧＢＴの場合はコレクタ－エミッタ間電圧、図２のスイッチング素子２４のようなＭＯＳＦＥＴの場合はドレイン－ソース間電圧）を出力電圧Ｖｏｕｔ、スイッチング素子ＳＷの電極３２に流れる電流（同じく図１のＩＧＢＴの場合はコレクタ電流、図２のＭＯＳＦＥＴの場合はドレイン電流）を出力電流Ｉｏｕｔ、スイッチング素子ＳＷのゲート３１と電極３３間の電圧（同じく図１のＩＧＢＴの場合はゲート－エミッタ間電圧、図２のＭＯＳＦＥＴの場合はゲート－ソース間電圧）を入力電圧Ｖｉｎ、スイッチング素子ＳＷのゲート３１に流れる電流（ゲート電流）を入力電流Ｉｉｎとする。上記入力電圧Ｖｉｎはゲート３１（制御電極）の電圧（ゲート電圧）である。

【0017】

そして、係るスイッチング素子ＳＷのゲート３１は、従来では図３に示すような固定抵抗１００（入力抵抗）を介して制御装置Ｃｏｎｔ（ゲートドライバＧＤ）のターンオフ出力端子３６に接続されている。即ち、制御装置Ｃｏｎｔとスイッチング素子ＳＷのゲート３１の間に固定抵抗１００が接続される。尚、図３の例ではゲートドライバＧＤは制御装置Ｃｏｎｔの内部で接地されたスイッチＧＤＳＷ１を有している。また、図３の制御装置Ｃｏｎｔにはターンオフ出力端子３６とは別個にターンオン出力端子（図示せず）が設けられ、スイッチング素子ＳＷのゲート３１に接続されているものとする。このターンオン出力端子は、後述するように制御装置Ｃｏｎｔの内部で直流電源に接続されたスイッチから構成される。

【0018】

このような構成で、スイッチング素子ＳＷをターンオフ（オンの状態からオフ）する場合には、制御装置ＣｏｎｔのゲートドライバＧＤのスイッチＧＤＳＷ１が閉じ、ターンオフ出力端子３６の出力が接地されて「Ｌ」（Ｌｏｗ）になる。図５はスイッチング素子ＳＷの出力電圧Ｖｏｕｔの変化を示している。スイッチング素子ＳＷがターンオフされるとき、急峻なオフによって出力電圧Ｖｏｕｔは図５中破線枠Ｘ１で示す如く大きく変動し（サージ電圧）、このときの急峻な上昇によってスイッチングノイズが発生する。

【0019】

このノイズの解決策としては、固定抵抗１００として抵抗値が大きいものを接続し、スイッチング素子ＳＷのゲート３１部分の浮遊容量の充放電電流（入力電流Ｉｉｎ）を小さくすることで、緩やかにオフさせる方法があるが、緩やかにし過ぎると、今度はスイッチング損失が大きくなる。この様子を図６に示す。図６は時刻ｔ１で制御装置Ｃｏｎｔのターンオフ出力端子３６の出力が「Ｌ」になった場合である。図６でＸ２はスイッチング損失、Ｘ３は導通損失である。スイッチング損失Ｘ２は出力電圧Ｖｏｕｔ×出力電流Ｉｏｕｔであるため、オンからオフに切り替わる時間が長くなると、スイッチング損失Ｘ２が大きくなる（ターンオン時も同様）。

【0020】

図７は、異なる抵抗値の固定抵抗１００を取り替えて接続した場合のスイッチングノイズとスイッチング損失の変化を示している。抵抗値が大きい固定抵抗１００を使用する程、スイッチング損失が大きくなり、抵抗値が小さい固定抵抗１００を使用する程、スイッチングノイズが大きくなる。即ち、スイッチングノイズとスイッチング損失はトレードオフの関係にある。

【0021】

そこで、負荷電流の大小や、スイッチング周波数の大小、素子の温度の高低、或いは、時間に応じてスイッチング素子ＳＷのゲート３１と制御装置Ｃｏｎｔのターンオフ出力端子３６間の抵抗の抵抗値を切り換える方策が提案されている（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0022】

【特許文献1】特開２００２－１９９７００号公報

【特許文献2】特開２０１０－２０６８８９号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0023】

しかしながら、係る従来の方策では抵抗の抵抗値を的確に切り換えてスイッチングノイズとスイッチング損失の双方を的確且つ効果的に改善することは困難であった。

【0024】

本発明は、係る従来の技術的課題を解決するためになされたものであり、スイッチング素子におけるスイッチングノイズとスイッチング損失の双方を的確且つ効果的に改善することができる電力変換装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0025】

本発明の電力変換装置は、電力変換用のスイッチング素子と、このスイッチング素子の制御電極への電圧供給により、当該スイッチング素子をスイッチングする制御装置を備えたものであって、制御装置のターンオフ出力端子とスイッチング素子の制御電極間に接続された定電流回路を備え、スイッチング素子の制御電極の電圧である入力電圧、スイッチング素子の出力電流、及び、スイッチング素子の出力電圧のうちから選択されるパラメータに基づき、定電流回路により、スイッチング素子の制御電極の電流である入力電流の値を切り換えることを特徴とする。

【0026】

請求項２の発明の電力変換装置は、上記発明においてスイッチング素子のターンオフから当該スイッチング素子の入力電圧が所定値に低下するまでは、定電流回路により、スイッチング素子の入力電流を所定の大きい値とし、前記所定値以下となった場合、定電流回路により、スイッチング素子の入力電流を所定の小さい値に切り換えることを特徴とする。

【0027】

請求項３の発明の電力変換装置は、上記発明においてスイッチング素子のターンオフの開始後、スイッチング素子の入力電圧は低下していくと共に、前記所定値は、スイッチング素子の出力電圧が電源電圧に到達するタイミングにおける入力電圧の値Ｐ１より高く、入力電圧の低下度合いが急峻となる方向に変化するタイミングにおける当該入力電圧の値Ｐ２の手前に所定の余裕度αを考慮した値Ｐ２＋α以下の範囲で設定されることを特徴とする。

【0028】

請求項４の発明の電力変換装置は、上記発明において前記所定値は、入力電圧の値Ｐ２に設定されることを特徴とする。

【0029】

請求項５の発明の電力変換装置は、請求項１の発明においてスイッチング素子のターンオフから当該スイッチング素子の出力電流が所定値に低下するまでは、定電流回路により、スイッチング素子の入力電流を所定の大きい値とし、前記所定値以下となった場合、定電流回路により、スイッチング素子の入力電流を所定の小さい値に切り換えることを特徴とする。

【0030】

請求項６の発明の電力変換装置は、上記発明においてスイッチング素子のターンオフの開始後、スイッチング素子の出力電流は低下していくと共に、前記所定値は、スイッチング素子の出力電圧が電源電圧に到達するタイミングにおける出力電流の値Ｐ３より高く、出力電流の低下度合いが急峻となる方向に変化するタイミングにおける当該出力電流の値Ｐ４の手前に所定の余裕度βを考慮した値Ｐ４＋β以下の範囲で設定されることを特徴とする。

【0031】

請求項７の発明の電力変換装置は、上記発明において前記所定値は、出力電流の値Ｐ４に設定されることを特徴とする。

【0032】

請求項８の発明の電力変換装置は、請求項１の発明においてスイッチング素子のターンオフから当該スイッチング素子の出力電圧が所定値に上昇するまでは、定電流回路により、スイッチング素子の入力電流を所定の大きい値とし、前記所定値以上となった場合、定電流回路により、スイッチング素子の入力電流を所定の小さい値に切り換えることを特徴とする。

【0033】

請求項９の発明の電力変換装置は、上記発明においてスイッチング素子のターンオフの開始後、スイッチング素子の出力電圧は上昇していくと共に、前記所定値は、電源電圧より低く、スイッチング素子の出力電圧の上昇度合いが急峻となる方向に変化するタイミングにおける当該出力電圧の値Ｐ５の手前に所定の余裕度γを考慮した値Ｐ５－γ以上の範囲で設定されることを特徴とする。

【0034】

請求項１０の発明の電力変換装置は、上記発明において前記所定値は、スイッチング素子の出力電圧の値Ｐ５に設定されることを特徴とする。

【0035】

請求項１１の発明の電力変換装置は、上記各発明において制御装置は、ターンオフ出力端子を有するゲートドライバと、このゲートドライバに制御信号を出力する演算器を備え、この演算器が定電流回路を制御することを特徴とする。

【0036】

請求項１２の発明の電力変換装置は、請求項１乃至請求項１０の発明において制御装置は、ターンオフ出力端子を有するゲートドライバと、このゲートドライバに制御信号を出力する演算器と、定電流回路を制御する入力電流調整信号切換部を備えたことを特徴とする。

【0037】

請求項１３の発明の電力変換装置は、請求項１乃至請求項１０の発明において定電流回路は、制御装置のターンオフ出力端子とスイッチング素子の制御電極間に接続されて当該スイッチング素子の入力電流を調整するための半導体スイッチと、この半導体スイッチの制御電極に接続されたオペアンプから構成されていることを特徴とする。

【0038】

請求項１４の発明の電力変換装置は、請求項１乃至請求項１０の発明において定電流回路と第１の逆流防止ダイオードから成る第１の直列回路と、ターンオン用抵抗及び第２の逆流防止ダイオードから成る第２の直列回路を備え、第１の直列回路と第２の直列回路の並列回路が、制御装置のターンオフ出力端子とスイッチング素子の制御電極間に接続されていることを特徴とする。

【発明の効果】

【0039】

ここで、図８は図３の場合（固定抵抗１００の場合）のスイッチング素子ＳＷのターンオフ開始後の出力電圧Ｖｏｕｔ、出力電流Ｉｏｕｔ、入力電圧Ｖｉｎの変化を示している。尚、図中Ｖｔｈはスイッチング素子ＳＷのターンオフ閾値電圧である。

【0040】

図８の時刻ｔ１で制御装置ＣｏｎｔのゲートドライバＧＤのスイッチＧＤＳＷ１が閉じ、ターンオフ出力端子３６が接地されて出力が「Ｌ」になると（ターンオフ開始）、時刻ｔ１から時刻ｔ２までは入力電圧Ｖｉｎが比較的早く低下するが、出力電流Ｉｏｕｔと出力電圧Ｖｏｕｔは殆ど変化がない。

【0041】

時刻ｔ２以後の期間（１）では、入力電圧Ｖｉｎの低下度合いが緩慢となるが、出力電流Ｉｏｕｔは徐々に低下し始め、出力電圧Ｖｏｕｔは０から徐々に上昇し始める。従って、ここからスイッチング損失（出力電圧Ｖｏｕｔ×出力電流Ｉｏｕｔ）が発生し始める。その後、時刻ｔ３になると出力電圧Ｖｏｕｔは急激に上昇し、出力電流Ｉｏｕｔと入力電圧Ｖｉｎは急激に低下するようになる。

【0042】

このタイミング（時刻ｔ３）の入力電圧Ｖｉｎの値をＰ２（入力電圧Ｖｉｎの低下度合いが急峻となる方向に変化するタイミングにおける入力電圧Ｖｉｎの値）、出力電流Ｉｏｕｔの値をＰ４（出力電流Ｉｏｕｔの低下度合いが急峻となる方向に変化するタイミングにおける出力電流Ｉｏｕｔの値）、出力電圧Ｖｏｕｔの値をＰ５（出力電圧Ｖｏｕｔの上昇度合いが急峻となる方向に変換するタイミングにおける出力電圧Ｖｏｕｔの値）とする。

【0043】

この時刻ｔ３以後の期間（２）における出力電流Ｉｏｕｔの変化が急峻になる程、スイッチングノイズが発生する。その後、出力電圧Ｖｏｕｔは電源電圧Ｖｄｃを超える。このタイミングの入力電圧Ｖｉｎの値をＰ１とし、出力電流Ｉｏｕｔの値をＰ３とする。そして、時刻ｔ４でスイッチング素子ＳＷのターンオフ閾値電圧Ｖｔｈまで入力電圧Ｖｉｎが低下すると、スイッチング素子ＳＷがターンオフ完了となる。尚、出力電圧Ｖｏｕｔは一旦電源電圧Ｖｄｃを超えて時刻ｔ４でピークとなった後、電源電圧Ｖｄｃまで低下する（図８）。

【0044】

上記のようにスイッチング素子ＳＷのターンオフ開始後、各電圧・電流が変化するので、図８の期間（１）が長い程、スイッチング損失が大きくなる。一方、期間（１）では出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔの変化は緩慢であるので、期間（１）の長短によるスイッチングノイズへの影響はない。また、期間（２）では出力電流Ｉｏｕｔが急激に変化するため、期間（２）が短いほど、出力電流Ｉｏｕｔの低下度合いが急峻となり、スイッチングノイズが増加してしまう。

【0045】

他方、上記期間（１）と期間（２）で、スイッチング素子ＳＷの入力電圧Ｖｉｎ及び出力電流Ｉｏｕｔの低下度合いと、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇度合いが大きく変化するので、上記入力電圧Ｖｉｎの値Ｐ２や出力電流Ｉｏｕｔの値Ｐ４、出力電圧Ｖｏｕｔの値Ｐ５に基づいて期間（１）と期間（２）をすみ分けることが可能である。

【0046】

そこで、本発明では電力変換用のスイッチング素子と、このスイッチング素子の制御電極への電圧供給により、当該スイッチング素子をスイッチングする制御装置を備えた電力変換装置において、制御装置のターンオフ出力端子とスイッチング素子の制御電極間に定電流回路を接続し、スイッチング素子の制御電極の電圧である入力電圧Ｖｉｎ、スイッチング素子の出力電流Ｉｏｕｔ、及び、スイッチング素子の出力電圧Ｖｏｕｔのうちから選択されるパラメータに基づき、定電流回路により、スイッチング素子の制御電極の電流である入力電流Ｉｉｎの値を切り換える。

【0047】

例えば、請求項２の発明の如く、スイッチング素子のターンオフから当該スイッチング素子の入力電圧Ｖｉｎが所定値Ｖｉｎ１に低下するまでは定電流回路により、スイッチング素子の入力電流Ｉｉｎを所定の大きい値とし、所定値Ｖｉｎ１以下となった場合、定電流回路により、スイッチング素子の入力電流Ｉｉｎを所定の小さい値に切り換える。

【0048】

そして、請求項３の発明の如く前記所定値Ｖｉｎ１を、スイッチング素子の出力電圧Ｖｏｕｔが電源電圧に到達するタイミングにおける入力電圧Ｖｉｎの値Ｐ１より高く、スイッチング素子の入力電圧Ｖｉｎの低下度合いが急峻となる方向に変化するタイミングにおける当該入力電圧Ｖｉｎの値Ｐ２の手前に所定の余裕度αを考慮した値Ｐ２＋α以下の範囲で設定する。より好ましくは、請求項４の発明の如く前記所定値Ｖｉｎ１を、スイッチング素子の入力電圧Ｖｉｎの値Ｐ２に設定する。

【0049】

このようにすれば、図８の期間（１）では前述したスイッチング素子の入力電流Ｉｉｎが大きくなって期間（１）が短くなり（早く入力電圧Ｖｉｎが所定値Ｖｉｎ１まで低下する）、それによりスイッチング損失（＝Ｖｏｕｔ×Ｉｏｕｔ）が小さくなる。一方、期間（２）では入力電流Ｉｉｎが小さくなって期間（２）が長くなり、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流Ｉｏｕｔの急峻な変化が抑制されて、スイッチングノイズが小さくなる。

【0050】

これにより、スイッチング素子におけるスイッチングノイズとスイッチング損失の双方を効果的に改善することができるようになる。また、期間（１）と期間（２）を全体として短くすることも可能となるので、スイッチング素子のターンオフ遅延時間も改善することが可能となる。

【0051】

また、例えば、請求項５の発明の如く、スイッチング素子のターンオフから当該スイッチング素子の出力電流Ｉｏｕｔが所定値Ｉｏｕｔ１に低下するまでは定電流回路により、スイッチング素子の入力電流Ｉｉｎを所定の大きい値とし、所定値Ｉｏｕｔ１以下となった場合、定電流回路により、スイッチング素子の入力電流Ｉｉｎを所定の小さい値に切り換える。

【0052】

そして、請求項６の発明の如く前記所定値Ｉｏｕｔ１を、スイッチング素子の出力電圧Ｖｏｕｔが電源電圧に到達するタイミングにおける出力電流Ｉｏｕｔの値Ｐ３より高く、スイッチング素子の出力電流Ｉｏｕｔの低下度合いが急峻となる方向に変化するタイミングにおける当該出力電流Ｉｏｕｔの値Ｐ４の手前に所定の余裕度βを考慮した値Ｐ４＋β以下の範囲で設定する。より好ましくは、請求項７の発明の如く前記所定値Ｉｏｕｔ１を、スイッチング素子の出力電流Ｉｏｕｔの値Ｐ４に設定する。

【0053】

このようにしても、図８の期間（１）では前述したスイッチング素子の入力電流Ｉｉｎが大きくなって期間（１）が短くなり（早く入力電圧Ｖｉｎが所定値Ｖｉｎ１まで低下する）、それによりスイッチング損失（＝Ｖｏｕｔ×Ｉｏｕｔ）が小さくなる。一方、期間（２）では入力電流Ｉｉｎが小さくなって期間（２）が長くなり、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流Ｉｏｕｔの急峻な変化が抑制されて、スイッチングノイズが小さくなる。

【0054】

これにより、スイッチング素子におけるスイッチングノイズとスイッチング損失の双方を効果的に改善することができるようになる。また、期間（１）と期間（２）を全体として短くすることも可能となるので、スイッチング素子のターンオフ遅延時間も改善することが可能となる。

【0055】

更に、例えば、請求項８の発明の如く、スイッチング素子のターンオフから当該スイッチング素子の出力電圧Ｖｏｕｔが所定値Ｖｏｕｔ１に上昇するまでは定電流回路により、スイッチング素子の入力電流Ｉｉｎを所定の大きい値とし、所定値Ｖｏｕｔ１以上となった場合、定電流回路により、スイッチング素子の入力電流Ｉｉｎを所定の小さい値に切り換える。

【0056】

そして、請求項９の発明の如く前記所定値Ｖｏｕｔ１を、電源電圧より低く、スイッチング素子の出力電圧Ｖｏｕｔの上昇度合いが急峻となる方向に変化するタイミングにおける当該出力電圧Ｖｏｕｔの値Ｐ５の手前に所定の余裕度γを考慮した値Ｐ５－γ以上の範囲で設定する。より好ましくは、請求項１０の発明の如く前記所定値Ｖｏｕｔ１を、スイッチング素子の出力電圧Ｖｏｕｔの値Ｐ５に設定する。

【0057】

このようにしても、図８の期間（１）では前述したスイッチング素子の入力電流Ｉｉｎが大きくなって期間（１）が短くなり（早く入力電圧Ｖｉｎが所定値Ｖｉｎ１まで低下する）、それによりスイッチング損失（＝Ｖｏｕｔ×Ｉｏｕｔ）が小さくなる。一方、期間（２）では入力電流Ｉｉｎが小さくなって期間（２）が長くなり、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流Ｉｏｕｔの急峻な変化が抑制されて、スイッチングノイズが小さくなる。

【0058】

これにより、スイッチング素子におけるスイッチングノイズとスイッチング損失の双方を効果的に改善することができるようになる。また、期間（１）と期間（２）を全体として短くすることも可能となるので、スイッチング素子のターンオフ遅延時間も改善することが可能となる。

【0059】

特に、本発明では定電流回路を用いて入力電流Ｉｉｎの値を切り換えるようにしたので、例えば、スイッチング素子の制御電極に複数の抵抗を接続し、それらの接続状態を変更することで入力電流Ｉｉｎを切り換える場合に比して、緻密な調整が可能となり、スイッチング素子におけるスイッチングノイズとスイッチング損失の双方を、より的確且つ効果的に改善することが可能となる。

【0060】

この場合、制御装置がターンオフ出力端子を有するゲートドライバと、このゲートドライバに制御信号を出力する演算器から構成される場合には、請求項１１の発明の如く演算器により定電流回路を制御することになる。

【0061】

それに限らず、請求項１２の発明の如く定電流回路を制御する入力電流調整信号切換部を演算器とは別構成で設けても良い。その場合には、演算器のソフトウエアの変更も不要となる。

【0062】

また、請求項１３の発明の如く定電流回路を、制御装置のターンオフ出力端子とスイッチング素子の制御電極間に接続されて当該スイッチング素子の入力電流を調整するための半導体スイッチと、この半導体スイッチの制御電極に接続されたオペアンプから構成することで、スイッチング素子の入力電流Ｉｉｎを円滑に切り換えることができるようになる。

【0063】

ここで、制御装置のターンオフ出力端子からターンオン出力も出力される場合、即ち、図３の場合とは異なり、ターンオン出力端子が別途設けられず、オン・オフの回路が分離されていない（ターンオフ出力端子がターンオン出力端子も兼ねる）制御装置の場合は、請求項１４の発明の如く定電流回路と第１の逆流防止ダイオードから成る第１の直列回路と、ターンオン用抵抗及び第２の逆流防止ダイオードから成る第２の直列回路を設け、第１の直列回路と第２の直列回路の並列回路を、制御装置のターンオフ出力端子とスイッチング素子の制御電極間に接続することで、スイッチング素子のターンオンも支障無く行うことが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【0064】

【図1】本発明を適用する電力変換装置の一例であるインバータの電気回路図である。

【図2】本発明を適用する電力変換装置の他の例であるコンバータの電気回路図である。

【図3】スイッチング素子のターンオフ時の従来の動作を説明するための電気回路図である。

【図4】図３のスイッチング素子の各部の電圧・電流を説明する図である。

【図5】スイッチング素子のターンオフ時の出力電圧Ｖｏｕｔの変化を説明する図である。

【図6】スイッチング素子のスイッチング損失を説明する図である。

【図7】スイッチング素子の制御電極に接続する固定抵抗を変更していった場合のスイッチングノイズとスイッチング損失の関係を説明する図である。

【図8】図３のスイッチング素子のターンオフ開始後の各部の電圧・電流の変化を説明する図である。

【図9】本発明を説明するための電力変換装置のスイッチング素子、制御装置、定電流回路、及び、入力電圧検出部の電気回路図である（実施例１）。

【図10】図９の入力電圧検出部の電気回路の一例を示す図である。

【図11】図９の定電流回路の電気回路の一例を示す図である。

【図12】図９と図３の場合のスイッチングノイズとスイッチング損失の関係を説明する図である。

【図13】図１２の破線枠Ｘ４部分の拡大図である。

【図14】スイッチング素子のターンオフ遅延時間を説明する図である。

【図15】図９と図３の場合のスイッチングノイズとターンオフ遅延時間の関係を説明する図である。

【図16】図９と図３の場合のスイッチング損失とターンオフ遅延時間の関係を説明する図である。

【図17】本発明の他の実施例のスイッチング素子、制御装置、定電流回路、及び、入力電圧検出部の電気回路図である（実施例２）。

【図18】本発明のもう一つの他の実施例のスイッチング素子、制御装置、定電流回路、及び、出力電流検出部の電気回路図である（実施例３）。

【図19】本発明の更にもう一つの他の実施例のスイッチング素子、制御装置、定電流回路、及び、出力電流検出部の電気回路図である（実施例４）。

【図20】本発明の更にもう一つの他の実施例のスイッチング素子、制御装置、定電流回路、及び、出力電圧検出部の電気回路図である（実施例５）。

【図21】本発明の更にもう一つの他の実施例のスイッチング素子、制御装置、定電流回路、及び、出力電圧検出部の電気回路図である（実施例６）。

【図22】本発明の更にもう一つの他の実施例のスイッチング素子、制御装置、定電圧回路、入力電流調整信号切換部、及び、入力電圧検出部の電気回路図である（実施例７）。

【図23】図２２の入力電流調整信号切換部と入力電圧検出部の電気回路の一例を示す図である。

【図24】本発明の更にもう一つの他の実施例のスイッチング素子、制御装置、定電圧回路、入力電流調整信号切換部、及び、入力電圧検出部の電気回路図である（実施例８）。

【発明を実施するための形態】

【0065】

以下、本発明の実施の形態について、図面に基づき詳細に説明する。

【実施例0066】

図９は本発明を適用した一実施例の電力変換装置１のスイッチング素子ＳＷ、制御装置Ｃｏｎｔ、定電流回路ＣＣ、及び、入力電圧検出部３７の電気回路図である。尚、以下の図面において、図３と同一符号で示すものは同一若しくは同様の機能を奏するものとする。また、本発明においても適用される電力変換装置１は、図１のインバータＩＶや図２のコンバータＣＶであるものとする。

【0067】

制御装置Ｃｏｎｔも機能としては図３の場合と同様であり、図１では制御装置３、図２では制御装置２６を意味するものであるが、この実施例ではソフトウエア等が異なる。また、図９では内部構成を更に詳しく記載している。即ち、実施例の制御装置Ｃｏｎｔは、マイクロコンピュータから構成された演算器３８と、オフ側のゲートドライバＧＤ１と、オン側のゲートドライバＧＤ２を有して構成されているものとする。

【0068】

演算器３８は、各ゲートドライバＧＤ１、ＧＤ２に制御信号（インバータの場合はＰＷＭ信号）を出力するもので、Ｌｏｗ側の演算器制御信号出力端子４１と、Ｈｉｇｈ側の演算器制御信号出力端子４２と、アナログ信号を出力する電流調整信号出力端子４３と、検出電圧入力端子４４を備えており、Ｌｏｗ側の演算器制御信号出力端子４１の出力がオフ側のゲートドライバＧＤ１に入力され、Ｈｉｇｈ側の演算器制御信号出力端子４２の出力がオン側のゲートドライバＧＤ２に入力される。

【0069】

オフ側のゲートドライバＧＤ１は一端が接地されたスイッチＧＤＳＷ１を有しており、このスイッチＧＤＳＷ１の他端が、制御装置Ｃｏｎｔのターンオフ出力端子３６となる。また、オン側のゲートドライバＧＤ２は一端が直流電源に接続されたスイッチＧＤＳＷ２を有しており、このスイッチング素子ＧＤＳＷ２の他端が、制御装置Ｃｏｎｔのターンオン出力端子４６となる。

【0070】

そして、本発明ではオフ側のゲートドライバＧＤ１のターンオフ出力端子３６とスイッチング素子ＳＷのゲート３１（制御電極）との間に定電流回路ＣＣが接続されている。この定電流回路ＣＣには演算器３８の電流調整信号出力端子４３からの電流調整信号（アナログ信号）が外部信号として入力される。また、入力電圧検出部３７はスイッチング素子ＳＷのゲート３１と電極３３間に接続されてスイッチング素子ＳＷの入力電圧Ｖｉｎを検出する。この入力電圧検出部３７の検出値（入力電圧Ｖｉｎ）は、演算器３８の検出電圧入力端子４４に入力される。尚、オン側のゲートドライバＧＤ２のターンオン出力端子４６は、ターンオン用抵抗４７を介してスイッチング素子ＳＷのゲート３１に接続されている。

【0071】

次に、図１０は図９の入力電圧検出部３７の具体的な電気回路例を示している。図１０において、４８は発光素子４９とフォトダイオード５１から成るフォトカプラであり、発光素子４９の一端が抵抗５２を介してスイッチング素子ＳＷのゲート３１に接続され、他端がスイッチング素子ＳＷの電極３３に接続される。また、フォトダイオード５１の一端が抵抗５３を介して直流電源に接続され、他端が接地される。そして、このフォトダイオード５１と抵抗５３の接続点が演算器３８の検出電圧入力端子４４に接続される。

【0072】

入力電圧検出部３７は、フォトカプラ４８により、絶縁された状態でスイッチング素子ＳＷのゲート３１と電極３３間の電圧、即ち、入力電圧Ｖｉｎを検出し、演算器３８の入力電圧検出３７に出力する。

【0073】

また、図１１は図９の定電流回路ＣＣの具体的な電気回路例を示している。図１１において、５４は実施例ではＭＯＳＦＥＴから成る半導体スイッチであり、この半導体スイッチ５４のドレインがスイッチング素子ＳＷのゲート３１に接続され、ソースは抵抗５６を介して演算器３８のゲートドライバＧＤ１のターンオフ出力端子３６に接続される。これにより、半導体スイッチ５４は制御装置ＣｏｎｔのゲートドライバＧＤ１のターンオフ出力端子３６とスイッチング素子ＳＷのゲート３１間に接続される。

【0074】

図１１において、５７はオペアンプであり、このオペアンプ５７の反転入力端子は半導体スイッチ５４と抵抗５６の接続点に接続され、オペアンプ５７の非反転入力端子は演算器３８の電流調整信号出力端子４３に接続される。そして、オペアンプ５７の出力端子は半導体スイッチ５４の制御電極であるゲートに接続される。定電流回路ＣＣは、オペアンプ５７の非反転入力端子に入力される演算器３８からの電流調整信号（アナログ信号：外部信号）に応じて半導体スイッチ５４のゲート電圧を調整し、ドレイン－ソース間に流れる電流（入力電流Ｉｉｎ）の値を調整するものである。

【0075】

次に、同じく図８を参照しながら図９の電力変換装置１の動作を説明する。ここで、入力電圧Ｖｉｎに所定値Ｖｉｎ１を設定する。この場合、所定値Ｖｉｎ１は、スイッチング素子ＳＷの出力電圧Ｖｏｕｔが電源電圧Ｖｄｃに到達するタイミングにおける入力電圧Ｖｉｎの値Ｐ１より高く、スイッチング素子ＳＷの入力電圧Ｖｉｎの低下度合いが急峻となる方向に変化するタイミングにおける当該入力電圧Ｖｉｎの値Ｐ２の手前に所定の余裕度αを考慮した値Ｐ２＋α以下の範囲で設定するものとし、実施例では所定値Ｖｉｎ１を、スイッチング素子ＳＷの入力電圧Ｖｉｎの値Ｐ２に設定する。

【0076】

同様に図８の時刻ｔ１で制御装置Ｃｏｎｔの演算器３８がＬｏｗ側の演算器制御信号出力端子４１から制御信号を出力してオフ側のゲートドライバＧＤ１のスイッチＧＤＳＷ１を閉じ、ターンオフ出力端子３６が接地されて出力が「Ｌ」になったものとすると（ターンオフ開始）、時刻ｔ２以後の期間（１）ではスイッチング素子ＳＷの入力電圧Ｖｉｎは前述した所定値Ｖｉｎ１より高い。このスイッチング素子ＳＷの入力電圧Ｖｉｎ（本発明のこの実施例におけるパラメータ）は入力電圧検出部３７により検出されて演算器３８の検出電圧入力端子４４に入力される。

【0077】

制御装置Ｃｏｎｔの演算器３８は、検出電圧入力端子４４に入力されるスイッチング素子ＳＷの入力電圧Ｖｉｎが所定値Ｖｉｎ１より高い場合、電流調整信号出力端子４３から電流調整信号を定電流回路ＣＣに出力して、定電流回路ＣＣによりスイッチング素子ＳＷの入力電流Ｉｉｎを所定の大きい値ＩｉｎＨ（大きい値の定電流）とする。即ち、スイッチング素子ＳＷの入力電圧Ｖｉｎが所定値Ｖｉｎ１に低下するまでは、定電流回路ＣＣにより入力電流Ｉｉｎは所定の大きい値ＩｉｎＨとされる。この場合、実施例では演算器３８は、定電流回路ＣＣのオペアンプ５７の非反転入力端子に出力する電流調整信号（アナログ信号）の電圧を高くし、半導体スイッチ５４の導通率を高くして入力電流Ｉｉｎを所定の大きい値ＩｉｎＨとする。この大きい値ＩｉｎＨは後述する小さい値ＩｉｎＬに比較して大きい第１の値であり、予め実験により当該電力変換装置１において適切な値を求めておくものとする。

【0078】

入力電流Ｉｉｎが大きい値ＩｉｎＨとされると、図８の期間（１）は短くなる（早く入力電圧Ｖｉｎが所定値Ｖｉｎ１まで低下する）。期間（１）が短くなると、スイッチング素子ＳＷのスイッチング損失（＝Ｖｏｕｔ×Ｉｏｕｔ）は小さくなる。尚、期間（１）では出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔの変化は緩慢であるので、期間（１）が短くなってもスイッチングノイズへの影響はない。

【0079】

その後、時刻ｔ３でスイッチング素子ＳＷの入力電圧Ｖｉｎが所定値Ｖｉｎ１以下になると、演算器３８は、検出電圧入力端子４４に入力されるスイッチング素子ＳＷの入力電圧Ｖｉｎの値に基づき、電流調整信号出力端子４３から定電流回路ＣＣに出力する電流調整信号を調整して、定電流回路ＣＣによりスイッチング素子ＳＷの入力電流Ｉｉｎを所定の小さい値ＩｉｎＬ（小さい値の定電流）に切り換える。この場合、実施例では演算器３８は、定電流回路ＣＣのオペアンプ５７の非反転入力端子に出力する電流調整信号（アナログ信号）の電圧を低くし、半導体スイッチ５４の導通率を低くして入力電流Ｉｉｎを所定の小さい値ＩｉｎＬとする。この小さい値ＩｉｎＬは前述した大きい値ＩｉｎＨに比較して小さい第２の値であり、これも予め実験により当該電力変換装置１において適切な値を求めておくものとする。

【0080】

入力電流Ｉｉｎが小さい値ＩｉｎＬに切り替わると図８の期間（２）が長くなり、出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔの急峻な変化が抑制され、スイッチングノイズが小さくなる。これにより、スイッチング素子ＳＷにおけるスイッチングノイズとスイッチング損失の双方を効果的に改善することができるようになる。

【0081】

但し、期間（２）が長くなり過ぎると、ここでのスイッチング損失が増えるため、ノイズと損失のバランスで入力電流Ｉｉｎの前記小さい値ＩｉｎＬ（小さい値の定電流）を求め、予め設定するものとする。

【0082】

図１２中のＹ１は、図９の電力変換装置１を用いて入力電流Ｉｉｎの大きい値ＩｉｎＨと小さい値ＩｉｎＬを変更した場合のスイッチングノイズとスイッチング損失の変化を示し、Ｙ２は図７に示した異なる抵抗値の固定抵抗１００（図３）を取り替えて接続した場合のスイッチングノイズとスイッチング損失の変化を示している。また、図１３は図１２中の破線枠Ｘ４部分を拡大して示している。

【0083】

図１２、図１３から明らかな如く、図９の電力変換装置１を用いた場合、図３の場合に比してスイッチングノイズ、スイッチング損失共に低下していることが分かる。即ち、図１３において、図３の固定抵抗１００の場合のスイッチングノイズ、スイッチング損失の値Ｙ２に着目すると、図９の実施例の電力変換装置１によれば、同じスイッチング損失でもスイッチングノイズを小さくし（Ｙ１１）、同じスイッチングノイズでもスイッチング損失を小さくすることができている（Ｙ１２）。

【0084】

また、図９の電力変換装置１を用いた場合、図３の固定抵抗１００に比してスイッチング素子ＳＷのターンオフ遅延時間も改善することができる。ここで、ターンオフ遅延時間とは、図１４に示すようなスイッチング素子ＳＷのターンオフの開始から完了までに要する時間であり、この遅延時間が長くなると故障する可能性が大きくなる。

【0085】

図１５中のＹ３は、図９の電力変換装置１を用いて入力電流Ｉｉｎの大きい値ＩｉｎＨと小さい値ＩｉｎＬを変更した場合のスイッチングノイズとターンオフ遅延時間の変化を示し、Ｙ４は図３の固定抵抗１００を異なる抵抗値のものに取り替えて接続した場合のスイッチングノイズとターンオフ遅延時間の変化を示している。この図１５から明らかな如く、Ｙ３の方がスイッチングノイズとターンオフ遅延時間の双方を、Ｙ４よりも０、０に近づけることができるので、図９の電力変換装置１を用いた方が、スイッチングノイズとターンオフ遅延時間の双方を改善することができることが分かる。

【0086】

また、図１６中のＹ５は、図９の電力変換装置１を用いて入力電流Ｉｉｎの大きい値ＩｉｎＨと小さい値ＩｉｎＬを変更した場合のスイッチング損失とターンオフ遅延時間の変化を示し、Ｙ６は図３の固定抵抗１００を異なる抵抗値のものに取り替えて接続した場合のスイッチング損失とターンオフ遅延時間の変化を示している。この図１６から明らかな如く、同じスイッチング損失で比較すると、Ｙ５の方がターンオフ遅延時間が短くなることが分かる。

【0087】

これは、図８の期間（２）を長くするものの、期間（１）はそれ以上に短くできるので、期間（１）と期間（２）を全体としては短くすることが可能となるからである。また、図１６からターンオフ遅延時間とスイッチング損失は相関が高いことが分かる。よって、スイッチングノイズを抑制しながら、スイッチング損失と共にターンオフ遅延時間も抑制できる。

【0088】

特に、本発明では定電流回路ＣＣを用いて入力電流Ｉｉｎの値を切り換えるようにしているので、例えば、スイッチング素子ＳＷのゲート３１に複数の抵抗を接続し、それらの接続状態を変更することで入力電流Ｉｉｎを切り換える場合に比して、緻密な調整が可能となり、スイッチング素子ＳＷにおけるスイッチングノイズとスイッチング損失の双方を、より的確且つ効果的に改善することが可能となる。

【0089】

尚、スイッチング素子ＳＷをターンオンさせるときには、制御装置Ｃｏｎｔの演算器３８がＨｉｇｈ側の演算器制御信号出力端子４２から制御信号を出力してオン側のゲートドライバＧＤ２のスイッチＧＤＳＷ２を閉じる。これにより、ゲートドライバＧＤ２のターンオン出力端子４６が直流電源に接続されて出力が「Ｈ」（Ｈｉｇｈ）になる。これにより、入力電流Ｉｉｎがターンオン用抵抗４７に流れてスイッチング素子ＳＷの入力電圧Ｖｉｎを所定のターンオン閾値電圧まで上昇させ、スイッチング素子ＳＷをターンオンさせるものである。

【実施例0090】

次に、図１７を参照しながら本発明の電力変換装置１の他の実施例を説明する。尚、この図において、図３や図９～図１１と同一符号で示すものは同一若しくは同様の機能を奏するものとする。前述した図９の実施例の電力変換装置１では、制御装置Ｃｏｎｔにオフ側のゲートドライバＧＤ１と、オン側のゲートドライバＧＤ２が別々に設けられていたが、この実施例ではオフ側とオン側のゲートドライバが分離されておらず、一つのゲートドライバＧＤ３からターンオフ出力とターンオン出力が出力される。

【0091】

即ち、この場合のゲートドライバＧＤ３は、二つのスイッチＧＤＳＷ１、ＧＤＳＷ２が直列接続されており、ＧＤＳＷ２の一端は内部で直流電源に接続され、ＧＤＳＷ１の一端は接地されている（図１７）。そして、スイッチＧＤＳＷ１の他端とＧＤＳＷ２の他端が接続され、その接続点がターンオフ出力端子３６（ターンオン出力端子を兼ねる）となる。

【0092】

また、この場合は演算器３８の演算器制御信号出力端子５８がゲートドライバＧＤ３に接続される。演算器制御信号出力端子５８からは「Ｌ」（Ｌｏｗ）と「Ｈ」（Ｈｉｇｈ）の制御信号が出力され、制御信号が「Ｌ」の場合はゲートドライバＧＤ３はスイッチＧＤＳＷ１を閉じ、スイッチング素子ＧＤＳＷ２は開き、「Ｈ」の場合はスイッチＧＤＳＷ２を閉じ、スイッチング素子ＧＤＳＷ１は開く構成とされる。

【0093】

このような制御装置Ｃｏｎｔを用いる場合の回路例が図１７に示されている。即ち、この場合は前述した実施例１の定電流回路ＣＣに第１の逆流防止ダイオード６１を直列に接続し、ターンオン用抵抗４７には第２の逆流防止ダイオード６２を直列に接続する。そして、定電流回路ＣＣと第１の逆流防止ダイオード６１から成る第１の直列回路６３と、ターンオン用抵抗４７と第２の逆流防止ダイオード６２から成る第２の直列回路６４を並列に接続し、この並列回路をゲートドライバＧＤ３のターンオフ出力端子３６とスイッチング素子ＳＷのゲート３１の間に接続する。尚、第１の逆流防止ダイオード６１は、定電流回路ＣＣの方向を順方向とし、第２の逆流防止ダイオード６２は、ゲート３１の方向を順方向とする。

【0094】

そして、スイッチング素子ＳＷをターンオフする場合、演算器３８が演算器制御信号出力端子５８から「Ｌ」の制御信号を出力する。ゲートドライバＧＤ３はこの「Ｌ」の制御信号によりスイッチＧＤＳＷ２を開き、ＧＤＳＷ１を閉じる。これにより、前述した実施例同様にゲートドライバＧＤ３のターンオフ出力端子３６が接地されて出力が「Ｌ」（Ｌｏｗ）になる。このとき、第２の逆流防止ダイオード６２が存在することで、ターンオン用抵抗４７には入力電流Ｉｉｎは流れないので何ら機能せず、演算器３８は定電流回路ＣＣにより入力電流Ｉｉｎを前述同様に制御してスイッチング素子ＳＷをターンオフさせる。

【0095】

一方、スイッチング素子ＳＷをターンオンする場合、演算器３８が演算器制御信号出力端子５８から「Ｈ」の制御信号を出力する。ゲートドライバＧＤ３はこの「Ｈ」の制御信号によりスイッチＧＤＳＷ１を開き、ＧＤＳＷ２を閉じる。これにより、ゲートドライバＧＤ３のターンオフ出力端子３６が直流電源に接続されて出力が「Ｈ」（Ｈｉｇｈ）になる。このとき、第１の逆流防止ダイオード６１が存在することで、定電流回路ＣＣには入力電流Ｉｉｎは流れず、ターンオン用抵抗４７にのみ流れて、スイッチング素子ＳＷの入力電圧Ｖｉｎを所定のターンオン閾値電圧まで上昇させる。これにより、係る制御装置Ｃｏｎｔを用いた場合にも、スイッチング素子ＳＷを支障無くターンオンさせることが可能となる。